WO2007129755A1 - 交流－交流直接変換装置のスイッチングパターン生成方法 - Google Patents

交流－交流直接変換装置のスイッチングパターン生成方法 Download PDF

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WO2007129755A1
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input
voltage
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Yugo Tadano
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    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H02M7/53876—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output based on synthesising a desired voltage vector via the selection of appropriate fundamental voltage vectors, and corresponding dwelling times
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H02M1/123—Suppression of common mode voltage or current

Definitions

  • the present invention relates to a single-phase or multi-phase AC power supply power.
  • the present invention relates to an AC-AC direct conversion device (matrix converter) that converts an input voltage or frequency into an arbitrary voltage or frequency and outputs the voltage or frequency.
  • the virtual input converter combines 2n basic vectors that connect different input phases to the P side and N side of the virtual DC link and n zero voltage vectors that have the same phase connected to the P side and N side.
  • a switching pattern is generated, and the virtual output converter generates 2 + 2n types of basic vectors including two zero-voltage vectors, and controls each bidirectional switch with a switching pattern composed of these patterns.
  • the present invention relates to a switching pattern generation method.
  • Each phase of R, S, and T of the power supply 1 is inserted with an input filter (InputFilter) 2 and an AC / AC direct conversion circuit 3 with a bidirectional switch Sl to S9, and each direction is controlled by a controller (controller) 4
  • PWM control of the switch By performing PWM control of the switch at a frequency sufficiently higher than the power supply frequency, AC output of U, V, and W controlled to any voltage or frequency is obtained while directly applying the input voltage to the load such as a motor.
  • the switching pattern of the bidirectional switch in the AC direct conversion device is created according to the PWM converter pattern that becomes a signal synchronized with the input voltage, the output frequency and the voltage, for example, in the case of the modulation method by the carrier amplitude. This is determined by the AND condition with the PWM inverter pattern.
  • the input current of the AC-AC direct conversion device is limited by the PWM converter pattern, the output voltage and frequency are controlled by the PWM inverter pattern, and the input current is made sine wave while keeping the input power factor “1”. Simplifies output waveform and frequency conversion operation at the same time.
  • the bidirectional switch is unidirectional as shown. In some cases, a plurality of switches are used.
  • the carrier comparison method generates a PWM pattern by comparing the size of a triangular wave carrier and a sine wave.
  • the carrier comparison method applied to the virtual DC link method includes the carrier of the virtual input converter and the virtual PWM pulse force. It is proposed to reduce the switching loss and noise by reducing the number of switching of the PWM control switch to the same number, thereby improving the output voltage control accuracy (for example, Patent Document 1). reference).
  • the space vector modulation method is a method of selecting an instantaneous space current vector in accordance with the switching state of each bidirectional switch of the AC / AC direct conversion device, and the switching pattern is determined by this selection.
  • a method employing this space vector modulation method has also been proposed (see Non-Patent Document 1, for example).
  • this space vector modulation method by selecting an appropriate switching pattern, it is possible to reduce the number of switching times, reduce switching loss, and reduce load current change to reduce output voltage distortion.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 2005-168198, which is a published patent gazette in Japan
  • Non-patent document 1 “Analysis method of AC-AC direct conversion circuit, IEEJ Transactions, SPC97- 53”, a document published in Japan
  • Non-Patent Document 2 “Space Vector Modulated Three — Phase to Three— Pnase Matrix Converter with Input Power Fact or Correction L. Huver et al. IEEE trans. On Industry Applications, vol. 31, No. 6, 1995 "
  • Patent Document 1 and Non-Patent Documents 1 and 2 it is proposed in Patent Document 1 and Non-Patent Documents 1 and 2 to employ a carrier comparison method or a space vector modulation method for generating a PWM pattern of an AC / AC direct conversion device. .
  • Patent Document 1 is a case where a carrier comparison method is adopted for generating a PWM pattern. This carrier comparison method cannot be applied to the space vector modulation method because the arrangement order of PWM pulses is not determined. ,.
  • Non-Patent Document 1 is a case where a spatial beta modulation method is adopted for an AC-AC direct AC / AC direct conversion device, but it is applied to a virtual DC link AC / AC direct conversion device. Can not.
  • Non-Patent Document 2 proposes that the virtual DC link type AC / AC direct conversion device performs PWM control of the bidirectional switch by a spatial beta modulation method. Depending on the switching pattern that does not mention the connection state, harmonic noise and switching frequency may increase.
  • the purpose of the present invention is to generate a switching pattern by combining a virtual input converter with six basic vectors and three zero voltage vectors, and a virtual output inverter with eight basic vectors including two zero voltage vectors. Switching harmonics and switches in an AC / AC direct conversion device that generates a switching pattern and PWM-controls each bidirectional switch with a switching pattern that combines the switching patterns of the virtual input converter and the virtual output inverter. It is to provide a method for generating a switching pattern that is excellent in reducing the number of times.
  • the present invention for solving this problem is characterized by the following method.
  • the virtual input converter has different inputs on the P side and N side of the virtual DC link.
  • the switching pattern is generated by combining 2n basic vectors that connect the force phase and n zero voltage vectors that are connected in phase on the P and N sides, and the virtual output inverter includes two zero voltage vectors 2 +
  • an n-phase AC / AC direct conversion device that generates switching patterns with 2n basic vectors and controls each bidirectional switch with a switching pattern that combines the switching patterns of the virtual input converter and the virtual output inverter.
  • the synthesized switching pattern is characterized in that a switching pattern of a zero voltage vector is selected so that one phase does not always change within an arbitrary switching period and approximated to a two-phase modulation state.
  • the virtual input converter has 2n basic vectors that connect different input phases to the P side and N side of the virtual DC link, respectively, and n that has the same phase connected to the P side and N side.
  • a switching pattern is generated by combining zero voltage vectors, and the virtual output inverter generates switching patterns with 2 + 2n basic vectors including two zero voltage vectors, and each switching pattern of the virtual input converter and virtual output inverter In an n-phase AC / AC direct conversion device that controls each bidirectional switch with a switching pattern composed of
  • the duty pulses of the current and voltage space vector that perform PWM control according to the duty of each basic vector are arranged in the order that two or more of the bidirectional switches are not switched simultaneously.
  • the arrangement order is characterized in that an input sector one information power zero voltage vector is determined and determined according to even / odd discrimination information of input sector one and output sector one information.
  • the control method for the AC direct conversion device of the virtual DC link system is based on the conversion circuit consisting of 9 sets of switches S1 to S9, which consists of a virtual input converter and a virtual output inverter. A combination of switches S 1 to S 12 is considered.
  • the switching patterns of these switches S1 to S12 are 6 patterns (BaseVector) in which the virtual input converter connects different input phases to the P side and N side of the virtual DC link. : Basic vectors il to i6), and three patterns (iOr, iOs, iOt) of zero voltage vector states with the same phase connected to the P side and the N side.
  • the virtual output converter has eight types of space vectors (v0 to v7) including two zero-voltage vector states.
  • the input and output space vector sectors and basic vectors are defined as shown in Fig. 3.
  • the virtual input converter in Fig. 3 is based on the input phase current vector Is, and the virtual output inverter is based on the output line voltage vector Vref. Both are expressed as vectors that rotate counterclockwise.
  • Fig. 6 shows the relationship between the input and output vectors and the duty.
  • the duty of the first basic vector of the input is A
  • the duty of the second basic vector of the input is B
  • the duty of the first basic vector of the output is X
  • the duty of the second basic vector of the output is Y.
  • the virtual DC link method combines these input and output duty commands to generate the final duty command. In other words, multiplying each duty, the four of AX, AY, BX, BY Generate a duty command value.
  • the present invention proposes a switching table in which two or more phases are always switched one by one without switching at the same time as shown in the table of FIG.
  • the numbers (1 to 9) for each phase indicate the ON states of the switches S1 to S9 of the left AC / AC direct converter of Fig. 1.
  • Figure 3 shows the discrimination of each input / output sector. Also, the combination of the combined duty and the switch state can be derived by combining with virtual change.
  • the pulse arrangement order of the composite duty is shown for each input / output sector combination.
  • the switch order is: ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ... Wrap around and switch over.
  • the duty command is updated at the point where it turns.
  • the switch switching order and the switch selection at zero voltage are selected so that the number of switch switching is minimized within the control cycle.
  • Another object of the present invention is to reduce the number of switch switchings at the time of transition between sectors and reduce the common mode voltage in addition to the optimal switching table in the steady state described above. It is to provide a pattern generation method.
  • the present invention for solving this problem is characterized by the following method.
  • the virtual input converter has 2n basic vectors that connect different input phases to the P side and N side of the virtual DC link, and n that have the same phase connected to the P side and N side.
  • a switching pattern is generated by combining zero voltage vectors, and the virtual output inverter generates switching patterns with 2 + 2n basic vectors including two zero voltage vectors, and each switching pattern of the virtual input converter and virtual output inverter In an n-phase AC / AC direct conversion device that controls each bidirectional switch with a switching pattern composed of
  • a zero voltage vector is constructed based on the intermediate voltage phase of the input phase voltage (power supply phase voltage) of the AC direct conversion circuit, and the input space vector is divided into two parts to reduce the common mode voltage. A switching pattern is determined.
  • the virtual input converter has 2n basic vectors that connect different input phases to the P and N sides of the virtual DC link, and n that has the same phase connected to the P and N sides.
  • a switching pattern is generated by combining zero voltage vectors, and the virtual output inverter generates switching patterns with 2 + 2n basic vectors including two zero voltage vectors, and each switching pattern of the virtual input converter and virtual output inverter In an n-phase AC / AC direct conversion device that controls each bidirectional switch with a switching pattern composed of
  • the bidirectional switch is switched for each phase. To prevent simultaneous switching of two or more phases.
  • the virtual input converter has 2n basic vectors that connect different input phases to the P side and N side of the virtual DC link, respectively, and n that have the same phase connected to the P side and N side. zero
  • the voltage vector is combined to generate a switching pattern, and the virtual output inverter
  • a switching pattern is generated with 2 + 2n types of basic vectors including two zero-voltage vectors, and each bidirectional switch is controlled with a switching pattern that combines the switching patterns of the virtual input converter and virtual output inverter n-phase In the AC direct conversion device,
  • the switching table is changed according to the transition state for switching bidirectional switches, and simultaneous switching of two or more phases when switching between sectors is characterized.
  • the virtual input converter has 2n basic vectors that connect different input phases to the P side and N side of the virtual DC link, and n that have the same phase connected to the P side and N side.
  • a switching pattern is generated by combining zero voltage vectors, and the virtual output inverter generates switching patterns with 2 + 2n basic vectors including two zero voltage vectors, and each switching pattern of the virtual input converter and virtual output inverter In an n-phase AC / AC direct conversion device that controls each bidirectional switch with a switching pattern composed of
  • the number of basic vector sectors to be transferred next is predicted to be limited to 5 patterns in advance, and it is possible to prevent two or more bidirectional switches from switching simultaneously when changing to the 5 patterns.
  • the current pattern is changed to such a switch switching state.
  • the virtual input converter has 2n basic vectors that connect different input phases to the P and N sides of the virtual DC link, and n that has the same phase connected to the P and N sides.
  • a switching pattern is generated by combining zero voltage vectors, and the virtual output inverter generates switching patterns with 2 + 2n basic vectors including two zero voltage vectors, and each switching pattern of the virtual input converter and virtual output inverter In an n-phase AC / AC direct conversion device that controls each bidirectional switch with a switching pattern composed of
  • the bidirectional switch When the bidirectional switch is in a state where two or more phases are simultaneously switched at the timing of updating between sectors at an arbitrary duty, the duty update at that moment is postponed and the next It is characterized in that the switch is not switched at the same time by updating the duty in the bidirectional switch state where two or more phases are not switched at the same time.
  • the virtual input converter has 2n basic vectors for connecting different arbitrary input phases to the P side and the N side of the virtual DC link and the same phase on the P side and the N side.
  • a switching pattern is generated by combining n zero voltage vectors connected to each other, and the virtual output inverter generates switching patterns with 2 + 2n types of space vectors including two zero voltage vectors.
  • an n-phase AC / AC direct conversion device that controls each bidirectional switch, it is possible to generate superior switching patterns with less distortion of output voltage and switching loss by reducing harmonic noise and switching frequency.
  • the switching pattern for reducing the number of switch switching at the time of transition between sectors and reducing the common mode voltage is provided. Can be generated.
  • a virtual DC link type AC direct current converter control method consists of a 9-switch S1-S9 converter circuit that consists of a virtual input converter and a virtual output inverter. A combination of switches S 1 to S 12 is considered.
  • the switching patterns of these switches S1 to S12 are 6 patterns (BaseVector) in which the virtual input converter connects different input phases to the P side and N side of the virtual DC link. : Basic vectors il to i6), and three patterns (iOr, iOs, iOt) of zero-voltage vector states where the same phase is connected to the P and N sides.
  • the virtual output converter has eight basic vectors (v0 to v7) including two zero-voltage vector states.
  • the input and output space vector sectors and basic vectors are defined as shown in Fig. 3.
  • the switches SI, S2, S3 and switches S4, S5 Considering three combinations of S6 and S7, S8, and S9 for each output phase, there is a restriction condition when only one switch is ON in each set. Therefore, the total switching pattern of the three-phase Z3-phase direct conversion is limited to 27 patterns as shown in the table in Fig. 5, and they are defined as models ⁇ 27. However, it does not occur in the virtual DC link method until mode 6, 8, 12, 16, 20, 22 or more!
  • Fig. 6 shows the relationship between the input and output vectors and the duty.
  • the duty of the first basic vector of the input is ⁇
  • the duty of the second basic vector of the input is ⁇
  • the duty of the first basic vector of the output is X
  • the duty of the second basic vector of the output is ⁇ .
  • the virtual DC link method combines these input and output duty commands to generate the final duty command.
  • the four duty command values of AX, AY, BX, and BY are generated by multiplying each duty.
  • the combined zero voltage vector Z is obtained, and each pulse generation period in one switching cycle is defined.
  • AC Direct-current converter is equipped with switches Sl, S2, S3 (U phase), switches S4, S5, S6 (V phase) and switches S7, S8 in Fig. 1 to prevent short-circuiting of the input phase.
  • S9 group (W phase) must be controlled so that only one switch is turned on in each of the three groups. The combination of the three switches that are turned on is a total of 27 patterns as shown in the table in Fig. 5 above.
  • the input vector sector 1 defined in FIG. 3 is “I”, and the output vector sector 1 is also “I”.
  • the input sector is I
  • the input first basic vector is i6
  • the input second basic vector is il.
  • the output sector 1 is also I
  • the output first basic vector is v6
  • the output second basic vector is vl. Therefore, from the table in Fig. 5, the combinations of the U, V and W phase switch connection states are “1, 5, 7”, “1, 5, 8”, “1, 6, 7”, “1, 6, 9”.
  • the remaining zero voltage vector command Z can be switched in any of the three switching states of “1, 4, 7”, “2, 5, 8”, “3, 6, 9”.
  • the other four duty commands are seen and selected according to the switch without changing in the ON state.
  • the combination of “1, 4, 7” is selected for the zero voltage vector, and the sector Within one, determine the pattern so that “1” is always ON.
  • combinations that do not switch one phase can be selected, so the zero voltage vector can be changed according to the input / output sector 1 state. If this is applied to general inverter control, it can be approximated to a state where “two-phase modulation” is performed.
  • the switching pattern of the zero voltage vector is selected so that one phase does not always change within an arbitrary switching cycle, and control can be performed without switching the switch for one phase. Reduce the number of switch switchings by approximating the modulation state.
  • the table in FIG. 8 shows the combined duty arrangement sequence of one side of a 9-section symmetrical arrangement for each input and output space vector sector and each input / output sector combination.
  • 9 sections are symmetrically arranged in the order of AY ⁇ AX ⁇ BX ⁇ BY ⁇ Z ⁇ BY ⁇ BX ⁇ AX ⁇ AY.
  • Z is divided into 2 and 5 sections + 5 sections are repeated, and the duty update is also performed at the timing of every 5 sections.
  • the zero-phase vector “3, 6, 9” is selected, and the switch switching order is AY ⁇ AX ⁇ BX ⁇ BY ⁇ Z.
  • the order is determined so that two or more switches do not switch simultaneously.
  • sector 1 “1-1”, “1, 5, 8” ⁇ “1, 5, 7” ⁇ “1, 6, 7” ⁇ “1, 6, 9” ⁇ “3, 6, 9” And only one switch changes at any change.
  • the pulse arrangement order is set (or tabulated) so that two or more bidirectional switches are not switched simultaneously. This reduces the effects of harmonic noise due to simultaneous switching of two or more phases, and reduces the number of switch switchings in one switching cycle.
  • the power that can prevent the switches from switching simultaneously within one switching period in one arbitrary sector is “AY ⁇ AX ⁇ BX ⁇ BY ⁇ Z” or “AX ⁇ AY ⁇ BY ⁇ BX ⁇ Z”.
  • this switching method determines whether the input / output sector is ⁇ even '' or ⁇ odd '' and if the combination is ⁇ even / even '' or ⁇ odd / odd '', ⁇ AY ⁇ AX ⁇ BX ⁇ BY ⁇ “Z” and “AX ⁇ AY ⁇ BY ⁇ BX ⁇ Z” in the case of “even” and “odd”.
  • the input sector one information power zero voltage vector is determined without expanding all the tables of the second embodiment, and the input sector one and output sector one information are even / odd.
  • the switch switching does not occur two or more times simultaneously within one switching period. If the switching cycle is started, for example, “AY ⁇ AX ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ”, of which “ ⁇ ⁇ ⁇ ” transitions to the second cycle It is not always possible to prevent switching at the same time by switching the switch. As an example, when the input / output sector is “II”, the switching of “ ⁇ ⁇ ⁇ ” is “3, 6, 9” ⁇ “1, 5, 8” from the table in Fig. 8. All switches will work. This is undesirable because it leads to higher harmonics and switch switching frequency and loss.
  • the pulse arrangement sequence is repeated every time the duty command is updated. That is, “ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ” and so on.
  • the switching table When the switching table is fixed and controlled as shown in the table of FIG. 8, the number of switch switchings in one calculation cycle within the same sector can be minimized.
  • the switching pattern of force zero voltage vector that fixes the switching pattern of zero phase ⁇ is “1, 4, 7J“ 2 , 5, 8 ”,“ 3, 6, 9 ”exist as degrees of freedom (the numbers are shown in Fig. 1) This means that the switches S1 to S9 of the conversion circuit are on). Therefore, it is not always necessary to fix as shown in the table of FIG. Therefore, in this embodiment, the common mode voltage is reduced by using the degree of freedom of the combination of the zero voltage vectors.
  • the zero voltage vector is based on the intermediate voltage phase that can reduce the voltage drop. It is desirable to configure. In other words, if the input intermediate voltage phase is the R phase, a combination of “1, 4, 7”, if the S phase is “2, 5, 8”, if it is the T phase, use a combination of “3, 6, 9”.
  • the input space vector is divided for each of the six sectors shown in Fig.
  • the switching tables are shown in the table in Fig. 10 and the table in Fig. 11.
  • the subscript of 12 divisions of the input sector in FIG. 9 means the intermediate phase. For example, if it is 1 s, the sector S is 1 and the S phase is the intermediate phase.
  • the zero voltage vector is configured by using the intermediate voltage phase in each sector, so that it is possible to realize noise reduction and malfunction prevention by reducing the common mode voltage.
  • the number of switch switchings within one sector can be minimized.
  • the transition state to switch the bidirectional switch of duty period Z that outputs the zero voltage vector has a degree of freedom, and all output UVW phases are connected to R phase “1, 4, 7”, S phase There are 3 sets of “2, 5, 8” connected to, and “3, 6, 9” connected to T phase.
  • This degree of freedom will be explained using the table in Fig. 12. For example, assume that a space vector exists in the state “1-1” of the input sector 11 and the output sector 11 in FIG. At that time, considering the order in which the number of switch switchings is minimized using the above three zero voltage vectors, the six patterns shown in the table of Fig. 12 remain as possible.
  • a table that prevents simultaneous switching of two or more phases can be selected actively in accordance with the state.
  • sector 1 “1 1” force sector 1 “1-2” “1-6” “2-1” “2-2” “2-6”
  • the switch state at the time of update is “3, 6, 9” and the transition to sector 1 “2-1J“ 2-2—2 ”“ 2-6 ”
  • the duty must not be updated in the switch state “3, 6, 9” (limited to the steady operation state).
  • the transition order between sectors can be predicted to some extent as described in the sixth embodiment, so that the pattern of transition between the next sector is also limited. (If it is a steady operation, the transition destination is limited to one state of five sectors). By using this, the processing that does not operate in the above-mentioned pattern with the possibility of simultaneous switching of two or more phases is given.
  • the bidirectional switch switching operation is performed in the mode (pattern P6) including "3, 6, 9" in "1-1"
  • the next sector is updated.
  • the switching pattern to be prohibited before the transition is determined by focusing on the sector that is predicted to transition between the sectors in the normal operation in advance. And avoid the prohibited pattern.
  • simultaneous switching of two or more phases can be prevented in any sector-one transition pattern as long as it is limited to steady operation.
  • Embodiments 6 and 7 are methods that prevent simultaneous switching at the time of transition transition between sectors considering only minimizing the number of switching times of two or more phases. With regard to, clearly consider.
  • the input phase voltage has a relationship of R> T> S. Therefore, from the viewpoint of reducing the common mode voltage, it is desirable to select the zero voltage vector of the T phase ⁇ 3, 6, 9 '' that is the intermediate phase.
  • Sector 1 “1 1” must not contain “3, 6, 9”, thus creating a contradiction.
  • the present embodiment uses the method of the sixth embodiment as a base, and includes patterns including “3, 6, 9” in “1 1” in the table of FIG. 13 and the table of FIG.
  • the bidirectional switch is in the state of “3, 6, 9”, it is not updated, and the duty is returned when it returns to “1, 5, 8” by the folded symmetry method. Add a process to update.
  • the timing for changing the duty is updated by two more than one calculation cycle compared to the method of the sixth embodiment.
  • the common mode voltage reduction effect of the fifth embodiment and the simultaneous switching prevention of two or more phases during the sector-one transition transition of the sixth embodiment can be achieved.
  • FIG. 1 Equivalent circuit diagram of a virtual DC link type AC AC converter.
  • FIG. 2 A table of switching patterns of the virtual converter.
  • FIG. 3 Space vector sector 1 and basic vector diagram.
  • FIG. 4 A table of synthesis results of virtual switching patterns.
  • FIG. 7 A diagram of a pulse generation period in one switching cycle.
  • FIG. 8 A table of combined duty arrangement order in each sector one state.
  • FIG. 9 A basic vector diagram with 12 divisions of one space vector sector.
  • FIG. 12 Pulse pattern in sector one state “I one I”.
  • FIG. 13 A pulse pattern related to the sector one state “I one I” (part 1).
  • FIG. 14 Pulse pattern related to sector one state “I one I” (part 2).
  • FIG. 15 is a basic configuration diagram of an AC-AC direct conversion device.

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Abstract

【課題】セクター間の移行時の双方向スイッチの切り替え回数を低減し、コモンモード電圧を低減したスイッチングパターンを生成する。 【解決手段】交流－交流直接変換回路の入力相電圧の中間電圧相を基準にして零電圧を構成し、入力空間ベクトルを１２分割して零電圧ベクトルのスイッチングパターンを決定する。入力電流指令ベクトルが入力側の空間ベクトルのセクター間を移行するとき、もしくは出力電圧指令ベクトルが出力側の空間ベクトルのセクター間を移行するとき、双方向スイッチの切り替わりは１相ごとに行う。零電圧ベクトルの組み合わせの自由度を用いてスイッチングテーブルを変更する。定常運転状態で、予め次に移行する空間ベクトルセクターを５パターンに限定して予測しておき、その移行に２相以上の同時切り替えを防止できるようパターンを変更しておく。デューティ更新タイミングで２相以上の同時切り替えとなるとき、その瞬間でのデューティ更新を延期し、次の異なるスイッチ状態でデューティ更新を行う。

Description

交流一交流直接変換装置のスイッチングパターン生成方法 技術分野
[0001] 本発明は、単相または多相の交流電源力 入力する電圧または周波数を、任意の 電圧または周波数に変換して出力する交流—交流直接変換装置 (マトリックスコンパ ータ）に係り、特に仮想入力コンバータは仮想直流リンクの P側と N側にそれぞれ異な る任意の入力相を接続する 2n個の基本ベクトルおよび P側と N側に同相が接続され る n個の零電圧ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出カイ ンバータは 2つの零電圧ベクトルを含む 2 + 2n種類の基本ベクトルでスイッチングパ ターンを生成し、これらパターンを合成したスイッチングパターンで各双方向スィッチ を制御するためのスイッチングパターン生成方法に関するものである。
背景技術
[0002] 従来から存在するこの種の交流 交流直接変換装置は、自己消弧形の半導体素 子を用いた双方向スィッチを高速に切換え、単相または多相の交流入力を任意の電 圧または周波数の電力に変換する変換装置であり、図 15に基本構成を示す。三相 交流電源 1の R、 S、 Tの各相に入力フィルタ（InputFilter) 2と双方向スィッチ Sl〜 S9構成の交流 交流直接変換回路 3を介挿し、制御装置 (コントローラ) 4によって 各双方向スィッチを電源周波数よりも十分高い周波数で PWM制御することにより、 入力電圧をモータなどの負荷 Loadに直接に印加しながら任意の電圧または周波数 に制御した U、 V、 Wの交流出力を得る。
[0003] 交流 交流直接変換装置における双方向スィッチのスイッチングパターンは、例え ばキャリア振幅による変調方式の場合には、入力電圧と同期した信号となる PWMコ ンバータパターンと、出力周波数と電圧に従って作成される PWMインバータパター ンとの AND条件で決まる。これにより、交流—交流直接変換装置の入力電流は PW Mコンバータパターンで制限され、出力電圧と周波数は PWMインバータパターンで 制御され、入力力率を「1」に保ちながら入力電流の正弦波化、出力波形の正弦波化 、周波数変換動作を同時に実現する。なお、双方向スィッチは、図示のように単方向 スィッチを複数用いて構成する場合もある。
[0004] ここで、交流—交流直接変換装置の制御法には、大きく分けて仮想 DCリンク形と A C AC直接形との 2つの方式がある。仮想 DCリンク方式では、仮想的に直流リンク を考えて仮想入力コンバータと仮想出力インバータを独立に制御できるように工夫し たもので、従来の電流形 PWMコンバータ +電圧形 PWMインバータの構成に似て おり、制御の考え方が容易になる。一方で、入力側と出力側の各相が 1 : 1で全て異 なる相に結線するような 6つのスイッチングパターンが発生しないという制約条件があ る。 AC— AC直接形では、上記のスイッチングパターンに制約条件がないが、一般 的にアルゴリズムが複雑となる嫌 、がある。
[0005] また、 PWMパターンを生成する方式としては、主にキャリア比較方式と空間べタト ル変調方式がある。キャリア比較方式は三角波キャリアと正弦波との大小比較により PWMパターンを生成するもので、仮想 DCリンク方式に適用したキャリア比較方式と しては、仮想入力コンバータのキャリア及び仮想 PWMパルス力 仮想出力インバー タのキャリアを生成することで、 PWM制御のスィッチの切り替え回数を少なくかつ同 数にしてスイッチング損失やノイズを低減し、出力電圧の制御精度を向上させるもの が提案されている (例えば特許文献 1参照)。
[0006] 空間ベクトル変調方式は、交流 交流直接変換装置の各双方向スィッチのスイツ チの切り替え状態に応じて瞬時空間電流ベクトルを選択する方式であり、この選択に よりスイッチングパターンが決定される。この空間ベクトル変調方式を採用した方法も 提案されている（例えば、非特許文献 1参照)。この空間ベクトル変調方式において は、適切なスイッチングパターンを選ぶことにより、スィッチの切り替え回数を減らし、 スイッチング損失を減らしたり、負荷電流変化を小さくして出力電圧の歪みを低減す ることがでさる。
[0007] また、仮想 DCリンク方式で空間ベクトル変調方式を採用した手法も発表されている
(例えば非特許文献 2参照)。
[0008] 特許文献 1：日本国の公開特許公報である「特開 2005— 168198号公報」
[0009] 非特許文献 1 :日本国で公開された文献である「AC— AC直接変換回路の解析法、 電気学会論文誌、 SPC97— 53」 [0010] 非特許文献 2 :米国で公開された文献である「Space Vector Modulated Three — Phase to Three— Pnase Matrix Converter with Input Power Fact or Correction L. Huver 他 IEEE trans. On Industry Applications、 vol. 31、 No. 6、 1995」
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0011] 前記のように、交流 交流直接変換装置の PWMパターンの生成にキャリア比較方 式または空間ベクトル変調方式を採用することが前記の特許文献 1や非特許文献 1、 2で提案されている。
[0012] しかし、特許文献 1では PWMパターンの生成にキャリア比較方式を採用する場合 であり、このキャリア比較方式では PWMパルスの配置順序が定められないため、空 間ベクトル変調方式には適用できな 、。
[0013] また、非特許文献 1は AC— AC直接形の交流 交流直接変換装置に空間べタト ル変調方式を採用する場合であるが、仮想 DCリンク形の交流—交流直接変換装置 には適用できない。
[0014] また、非特許文献 2には仮想 DCリンク形の交流 交流直接変換装置に空間べタト ル変調方式で双方向スィッチを PWM制御することが提案されて ヽるが、スィッチ切り 替え時の接続状態まで言及されるものでなぐスイッチングパターンによっては高調 波ノイズやスィッチの切り替え回数が増大することが考えられる。
[0015] 本発明の目的は、仮想入力コンバータは 6つの基本ベクトルおよび 3つの零電圧べ タトルを組み合わせでスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは 2つの 零電圧ベクトルを含む 8種類の基本ベクトルでスイッチングパターンを生成し、仮想入 力コンバータと仮想出力インバータの各々のスイッチングパターンを合成したスィッチ ングパターンで各双方向スィッチを PWM制御する交流 交流直接変換装置におけ る、高調波ノイズやスィッチの切り替え回数の低減に優れたスイッチングパターン生 成方法を提供することにある。
[0016] この課題を解決するための本発明は、以下の方法を特徴とする。
[0017] (1)仮想入力コンバータは仮想直流リンクの P側と N側にそれぞれ異なる任意の入 力相を接続する 2n個の基本ベクトルおよび P側と N側に同相が接続される n個の零 電圧ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは 2つの零電圧ベクトルを含む 2 + 2n種類の基本ベクトルでスイッチングパターンを生 成し、仮想入力コンバータと仮想出力インバータの各々のスイッチングパターンを合 成したスイッチングパターンで各双方向スィッチを制御する n相の交流 交流直接変 換装置において、
前記合成したスイッチングパターンは、零電圧ベクトルのスイッチングパターンを任 意スイッチング周期内で 1相が常に変化しないように選択して、 2相変調状態に近似 させることを特徴とする。
[0018] (2)仮想入力コンバータは仮想直流リンクの P側と N側にそれぞれ異なる任意の入 力相を接続する 2n個の基本ベクトルおよび P側と N側に同相が接続される n個の零 電圧ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは 2つの零電圧ベクトルを含む 2 + 2n種類の基本ベクトルでスイッチングパターンを生 成し、仮想入力コンバータと仮想出力インバータの各々のスイッチングパターンを合 成したスイッチングパターンで各双方向スィッチを制御する n相の交流 交流直接変 換装置において、
前記各基本ベクトルのデューティに従って PWM制御を行う電流および電圧空間べ タトルのデューティパルスは、前記双方向スィッチが 2個以上同時に切り替えを行わ な!、配置順序とすることを特徴とする。
[0019] (3)前記配置順序は、入力セクタ一情報力 零電圧ベクトルを決定し、入力セクタ 一および出力セクタ一情報の偶数'奇数判別情報に従って決定することを特徴とす る。
[0020] (4)前記デューティ指令の更新タイミング毎にデューティ指令パルスの配置順序を 反転させることを特徴とする。
[0021] (第 2の課題と解決方法）
[0022] 仮想 DCリンク方式の交流 交流直接変換装置の制御法は、図 1に示すように、本 来 9組のスィッチ S1〜S9構成である変換回路を仮想入力コンバータと仮想出力イン バータの 12組のスィッチ S 1〜S 12の組み合わせとして考える。 [0023] これらスィッチ S1〜S12のスイッチングパターンは、図 2の表で示すように、仮想入 力コンバータは仮想直流リンクの P側と N側にそれぞれ異なる任意の入力相を接続 する 6パターン（BaseVector:基本ベクトル il〜i6)、および P側と N側に同相が接続 される零電圧ベクトル状態が 3パターン (iOr、 iOs、 iOt)存在する。一方、仮想出カイ ンバータは、零電圧ベクトル状態 2つを含む 8種類の空間ベクトル (v0〜v7)がある。こ こで、入出力の空間ベクトルセクタ一と基本ベクトルを図 3のように定義する。図 3にお ける仮想入力コンバータは入力相電流ベクトル Isを基準とし、仮想出力インバータは 出力線間電圧ベクトル Vrefを基準とし、どちらも反時計回りに回転するベクトルとして 表現する。
[0024] 次に、定義した入力側および出力側の基本ベクトルの組み合わせにおいて、仮想 直流リンクの P、 Nを通して接続される入力 RST相と出力 UVW相の関係から、本来 の交流 交流直接変換装置のスィッチ S1〜S9に照らし合わせると、図 4の表に示す ように合成されたスイッチングパターンが求められる。
[0025] 交流 交流直接変換装置は、入力電圧源を短絡させてはならないこと、出力誘導 性負荷の電流経路を確保することから、スィッチ Sl、 S2、 S3と、スィッチ S4、 S5、 S6 と、スィッチ S7、 S8、 S9の出力相ごとにまとめた 3つの組み合わせで考え、それぞれ の組で ON状態となるスィッチは 1つのみに限られるという制約条件がある。したがつ て、 3相 Z3相直接変換の全スイッチングパターンは図 5の表で示すように 27パター ンに限られ、それらを model〜27として定義する。ただし、仮想 DCリンク方式では、 mode6、 8、 12、 16、 20、 22は発生しない。
[0026] 図 4の表で示す合成結果より、各基本ベクトルのデューティに従って PWM制御を 行い、電流および電圧空間ベクトルをスイッチング周期毎に平均的に表現するが、こ のスイッチング周期内におけるデューティパルスの配置法について説明する。図 6は 、入力および出力のベクトルとデューティの関係図である。入力の第 1基本ベクトルの デューティを A、入力の第 2基本ベクトルのデューティを B、出力の第 1基本ベクトルの デューティを X、出力の第 2基本ベクトルのデューティを Yとしている。仮想 DCリンク 方式ではこれら入出力のデューティ指令を合成して最終的なデューティ指令を生成 する。すなわち、それぞれのデューティを掛け合わせて、 AX、 AY、 BX、 BYの 4つの デューティ指令値を生成する。また、零電圧ベクトルデューティを Zとし、 Z= 1 - (AX +AY+BX+BY)で求めておく。これら 5つの合成デューティ指令を、デューティ演 算周期 T (キャリア比較方式におけるキャリア周波数に相当）の期間で、任意の順序 でパルスを配置し、 PWM制御を行う。
[0027] この 5つのオンデューティパルスの演算周期内の配置順序は、 PWM制御自体にと つてはどのような順序でも力まわな 、が、配置したデューテイノ ルスの切り替わりに着 目し、スィッチの切り替え回数低減 ·高調波低減'コモンモード電圧低減を考慮して 順序を決めることが望ましい。そのようなことから、種々の文献でスィッチの切り替え回 数を低減できるスイッチングテーブルが提案されている。
[0028] 例えば、前記の特許文献 1では、交流 交流直接変換回路の仮想 DCリンク方式 による三角波キャリア変調による制御法で、 PWM制御のスィッチ切り替え回数を少 なくして損失とノイズの低減を行っている。また、後述のように、本発明は図 8の表のよ うな 2相以上が同時にスィッチ切り替えをせずに必ず 1相ずつ切り替わるスイッチング テーブルを提案している。図 8表中、各相の数字（1〜9)は図 1の左側交流 交流直 接変換装置のスィッチ S1〜S 9の ON状態を示す。また、入出力のそれぞれのセクタ 一判別は図 3に従う。また、合成デューティとスィッチ状態の組み合わせは、仮想変 で合成すると導くことができる。また、各入出力セクタ一組み合わせにおいて、合 成デューティのパルス配置順序を示している。例として、入力セクタ一 Iで出力セクタ 一 Iのとき、スィッチ順序は · · ·→ΑΥ→ΑΧ→ΒΧ→ΒΥ→Ζ→Ζ→ΒΥ→ΒΧ→ΑΧ→Α Υ→ΑΧ→…の順序で対照的に折り返してスィッチの切り替えを行う。デューティ指令 の更新は折り返すポイントで行う。また、スィッチの切り替え順序および零電圧時のス イッチの選択は、その制御周期内でスィッチの切り替え回数が最も少なくなるように選 んでいる。デューティパルスの切り替わり時は、 2相以上が同時にスィッチの切り替え をしないようにしている。
[0029] し力しながら、図 3で示した空間ベクトルにおいて、入力電流指令ベクトルが存在す る入力セクタ一、もしくは出力電圧指令ベクトルが存在する出力セクタ一の状態が移 行する瞬間においては、図 8の表のような固定テーブルであると、 2相以上のスィッチ が同時に切り替わる可能性がある。また、コモンモード電圧の低減についても明確に 考慮されていない。
[0030] 本発明の他の目的は、上述の定常的な状態におけるスイッチングテーブルの最適 ィ匕に加え、セクタ一間の移行時のスィッチの切り替え回数を低減し、またコモンモード 電圧を低減するスイッチングパターン生成方法を提供することにある。
[0031] この課題を解決するための本発明は、以下の方法を特徴とする。
[0032] (5)仮想入力コンバータは仮想直流リンクの P側と N側にそれぞれ異なる任意の入 力相を接続する 2n個の基本ベクトルおよび P側と N側に同相が接続される n個の零 電圧ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは 2つの零電圧ベクトルを含む 2 + 2n種類の基本ベクトルでスイッチングパターンを生 成し、仮想入力コンバータと仮想出力インバータの各々のスイッチングパターンを合 成したスイッチングパターンで各双方向スィッチを制御する n相の交流 交流直接変 換装置において、
交流 交流直接変換回路の入力相電圧 (電源相電圧)の中間電圧相を基準にし て零電圧ベクトルを構成し、コモンモード電圧を低減するように入力空間ベクトルを 1 2分割して零電圧ベクトルのスイッチングパターンを決定することを特徴とする。
[0033] (6)仮想入力コンバータは仮想直流リンクの P側と N側にそれぞれ異なる任意の入 力相を接続する 2n個の基本ベクトルおよび P側と N側に同相が接続される n個の零 電圧ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは 2つの零電圧ベクトルを含む 2 + 2n種類の基本ベクトルでスイッチングパターンを生 成し、仮想入力コンバータと仮想出力インバータの各々のスイッチングパターンを合 成したスイッチングパターンで各双方向スィッチを制御する n相の交流 交流直接変 換装置において、
入力電流指令ベクトルが入力側の空間ベクトルのセクタ一間を移行するとき、もしく は出力電圧指令ベクトルが出力側の空間ベクトルのセクタ一間を移行するとき、双方 向スィッチの切り替わりは 1相ごとに行って 2相以上同時切り替えを防止することを特 徴とする。
[0034] (7)仮想入力コンバータは仮想直流リンクの P側と N側にそれぞれ異なる任意の入 力相を接続する 2n個の基本ベクトルおよび P側と N側に同相が接続される n個の零 電圧ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは
2つの零電圧ベクトルを含む 2 + 2n種類の基本ベクトルでスイッチングパターンを生 成し、仮想入力コンバータと仮想出力インバータの各々のスイッチングパターンを合 成したスイッチングパターンで各双方向スィッチを制御する n相の交流 交流直接変 換装置において、
零電圧ベクトルの組み合わせの自由度を用いて、双方向スィッチを切り替える遷移 状態に合わせてスイッチングテーブルを変更し、セクタ一間移行時の 2相以上同時 切り替えを防止することを特徴とする。
[0035] (8)仮想入力コンバータは仮想直流リンクの P側と N側にそれぞれ異なる任意の入 力相を接続する 2n個の基本ベクトルおよび P側と N側に同相が接続される n個の零 電圧ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは 2つの零電圧ベクトルを含む 2 + 2n種類の基本ベクトルでスイッチングパターンを生 成し、仮想入力コンバータと仮想出力インバータの各々のスイッチングパターンを合 成したスイッチングパターンで各双方向スィッチを制御する n相の交流 交流直接変 換装置において、
定常運転状態で、予め次に移行する基本ベクトルのセクタ一を 5パターンに限定し て予測しておき、その 5パターンに移行する際に双方向スィッチが 2相以上同時に切 り替わることを防止できるようなスィッチの切り替え状態に現在のパターンを変更して おくことを特徴とする。
[0036] (9)仮想入力コンバータは仮想直流リンクの P側と N側にそれぞれ異なる任意の入 力相を接続する 2n個の基本ベクトルおよび P側と N側に同相が接続される n個の零 電圧ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは 2つの零電圧ベクトルを含む 2 + 2n種類の基本ベクトルでスイッチングパターンを生 成し、仮想入力コンバータと仮想出力インバータの各々のスイッチングパターンを合 成したスイッチングパターンで各双方向スィッチを制御する n相の交流 交流直接変 換装置において、
任意のデューティにおけるセクタ一間の更新するタイミングで双方向スィッチが 2相 以上同時に切り替わる状態にあるとき、その瞬間でのデューティの更新を延期し、次 の更新タイミングで 2相以上同時に切り替わることのない双方向スィッチの状態でデ ユーティの更新を行って同時にスィッチの切り替えを行わないことを特徴とする。 発明の効果
[0037] 以上のとおり、本発明によれば、仮想入力コンバータは仮想直流リンクの P側と N側 にそれぞれ異なる任意の入力相を接続する 2n個の基本ベクトルおよび P側と N側に 同相が接続される n個の零電圧ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成 し、仮想出力インバータは 2つの零電圧ベクトルを含む 2 + 2n種類の空間ベクトルで スイッチングパターンを生成し、これらパターンを合成したスイッチングパターンで各 双方向スィッチを制御する n相の交流 交流直接変換装置において、高調波ノイズ やスィッチの切り替え回数の低減により、出力電圧の歪みやスイッチング損失を少な くした優れたスイッチングパターンを生成できる。
[0038] また、本発明によれば、定常的な状態におけるスイッチングテーブルの最適化に加 え、セクタ一間の移行時のスィッチの切り替え回数を低減し、またコモンモード電圧を 低減するスイッチングパターンを生成できる。
発明を実施するための最良の形態
[0039] (制御法の基本的な説明）
[0040] 仮想 DCリンク方式の交流 交流直接変換装置の制御法は、図 1に示すように、本 来 9組のスィッチ S1〜S9構成である変換回路を仮想入力コンバータと仮想出力イン バータの 12組のスィッチ S 1〜S 12の組み合わせとして考える。
[0041] これらスィッチ S1〜S12のスイッチングパターンは、図 2の表で示すように、仮想入 力コンバータは仮想直流リンクの P側と N側にそれぞれ異なる任意の入力相を接続 する 6パターン（BaseVector:基本ベクトル il〜i6)、および P側と N側に同相が接続 される零電圧ベクトル状態が 3パターン (iOr, iOs, iOt)存在する。一方、仮想出カイ ンバータは、零電圧ベクトル状態 2つを含む 8種類の基本ベクトル (v0〜v7)がある。こ こで、入出力の空間ベクトルセクタ一と基本ベクトルを図 3のように定義する。図 3にお ける仮想コンバータは入力電流指令 (入力相電流)ベクトル Isを基準とし、仮想出力 インバータは出力電圧指令（出力線間電圧)ベクトル Vrefを基準とし、どちらも反時 計回りに回転するベクトルとして表現する。 [0042] 次に、定義した入力側および出力側の基本ベクトルの組み合わせにおいて、仮想 直流リンクの P、 Nを通して接続される入力 RST相と出力 UVW相の関係から、本来 の交流 交流直接変換装置のスィッチ S1〜S9に照らし合わせると、図 4に表で示す ように合成されたスイッチングパターンが求められる。
[0043] また、交流-交流直接変換装置は、入力電圧源を短絡させてはならないこと、出力 誘導性負荷の電流経路を確保することから、スィッチ SI, S2, S3と、スィッチ S4, S5 , S6と、スィッチ S7, S8, S9の出力相ごとにまとめた 3つの組み合わせで考え、それ ぞれの組で ON状態となるスィッチは 1つのみに限られると 、う制約条件がある。した がって、 3相 Z3相直接変換の全スイッチングパターンは図 5に表で示すように 27パ ターンに限られ、それらを model〜27として定義する。ただし、仮想 DCリンク方式で ίま、 mode6, 8, 12, 16, 20, 22ίま発生しな!ヽ。
[0044] 図 4の表で示す合成結果より、各基本ベクトルのデューティに従って PWM制御を 行い、電流および電圧空間ベクトルをスイッチング周期毎に平均的に表現するが、こ のスイッチング周期内におけるデューティパルスの配置法について説明する。図 6は 、入力および出力のベクトルとデューティの関係図である。入力の第 1基本ベクトルの デューティを Α、入力の第 2基本ベクトルのデューティを Β、出力の第 1基本ベクトルの デューティを X、出力の第 2基本ベクトルのデューティを Υとしている。仮想 DCリンク 方式ではこれら入出力のデューティ指令を合成して最終的なデューティ指令を生成 する。すなわち、それぞれのデューティを掛け合わせて、 AX、 AY、 BX、 BYの 4つの デューティ指令値を生成する。また、図 7で示すように、合成後の零電圧ベクトル Zを 求め、 1スイッチング周期におけるそれぞれのパルス発生期間を定義する。
[0045] (実施形態 1)
[0046] 交流 交流直接変換装置は、入力相短絡防止のため、図 1におけるスィッチ Sl、 S2、 S3の組 (U相）、スィッチ S4、 S5、 S6の組 (V相）、スィッチ S7、 S8、 S9の組 (W 相）の 3つの組それぞれで 1つのみスィッチが ONになるように制御しなければならな い。 ON状態となる 3つのスィッチの組み合わせは、前記の図 5の表のとおり全 27パタ ーンとなる。
[0047] ここで、図 3で定義した入力ベクトルセクタ一が「I」、出力ベクトルセクタ一も「I」のと きを例に挙げる。入力セクタ一 Iなので、入力第 1基本ベクトルは i6、入力第 2基本べ タトルは ilとなる。一方、出力セクタ一も Iなので、出力第 1基本ベクトルは v6、出力第 2基本ベクトルは vlとなる。よって、図 5の表より、 U、 V、 W相のスィッチ接続状態の 組み合わせは、「1、 5、 7」「1、 5、 8」「1、 6、 7」「1、 6、 9」であり、デューティ指令（AX 、 AY、 BX、 BY)との関係は、「1、 5、 7」 =AX、「1、 5、 8」 =AY、「1、 6、 7」 =BX、「 1、 6、 9」 =BYとなる。また、残る零電圧ベクトル指令 Zのスイッチング状態は「1、 4、 7」「2、 5、 8」「3、 6、 9」の 3つのどれでも良い。
[0048] そこで、本実施形態では、零電圧ベクトル指令を選択する方法として、他の 4つの デューティ指令を見て ON状態で変化しな 、スィッチに合わせて選択する。すなわち 、上記のセクタ一「1—1」の組み合わせ例では、スィッチ「1」が常に ONとなっているの で、零電圧ベクトルも「1、 4、 7」の組み合わせを選択して、そのセクタ一内では「1」が 常時 ONとなるようにパターンを決定する。他のセクタ一状態においても、 1相が切り 替えないような組み合わせを選択できるため、入出力のセクタ一状態に合わせて零 電圧ベクトルも変更すればよい。これは、一般的なインバータ制御に当てはめると「2 相変調」を行って ヽる状態に近似できる。
[0049] したがって、本実施形態では、零電圧ベクトルのスイッチングパターンを任意スイツ チング周期内で 1相が常に変化しないように選択し、 1相分のスィッチの切り替えを行 わないでも制御できる 2相変調状態に近似させることでスィッチの切り替え回数を低 減する。
[0050] (実施形態 2)
[0051] 図 8の表は、入力および出力の空間ベクトルセクタ一と、各入出力セクタ一組み合 わせにお!、て、 9区間対称配置の片側 5つの合成デューティ配置順序を示して 、る。 例として、入力セクタ一 Iで出力セクタ一 Iのとき、 9区間は AY→AX→BX→BY→Z →BY→BX→AX→AYの順序で対称的に配置されることを意味する。ただし、実際 は Zを 2分して 5区間 + 5区間の繰り返しを行っており、デューティ更新も 5区間ごとの タイミングで行っている。
[0052] 図 8の表の説明として、実施形態 1と同様に入力ベクトルセクタ一が「I」、出力べタト ルセクタ一も「I」のときを例に挙げる。このときの U相、 V相、 W相のスィッチの切り替 え状態は、「1、 5、 8」「1、 5、 7J「1、 6、 7J「1、 6、 9」と、零電圧ベクトル「3、 6、 9」の 5 組となって!/、る。この切り替え状態とデューティ指令 5種の組み合わせを対応させると 、「1、 5、 8」 =AY、「1、 5、 7」 =AX、「1、 6、 7」 =BX、「1、 6、 9」 =BY、「3、 6、 9」 =Zということになる。図 8の表中、セクタ一「I一 I」の欄でもこの順で表記しており、各 デューティ指令がスィッチの切り替え順序もこれに従うことを意味している。
[0053] 本実施形態では、実施形態 1とは異なり、零相ベクトル「3、 6、 9」を選択して、スイツ チの切り替え順序を AY→AX→BX→BY→Zとしている。図 8の表中、双方向スイツ チの切り替わりに着目すると、スィッチが 2つ以上同時に切り替わらないように順序が 決定されていることが分かる。セクタ一「1—1」の組み合わせでは、「1、 5、 8」→「1、 5 、 7」→「1、 6、 7」→「1、 6、 9」→「3、 6、 9」となり、どの切り替わり時も変化するのは 1 つのスィッチのみである。
[0054] したがって、本実施形態では、デューティ指令パルスの切り替わりにお 、て、双方 向スィッチを同時に 2個以上切り替えを行わないようにパルス配置順序とする（または テーブル化する)。これにより、 2相以上の同時切り替えによる高調波ノイズの影響を 低減するとともに、 1スイッチング周期におけるスィッチの切り替え回数を低減する。
[0055] (実施形態 3)
[0056] 上記の実施形態 2の手法によれば、任意セクタ一における 1スイッチング周期内で 同時にスィッチが切り替わることを防止することができる力 図 8の表中、入出力セクタ 一の組み合わせとスィッチの切り替え順序の関係および零電圧ベクトルの選択状況 を見ると、一定の決まりがある。すなわち、零電圧ベクトルは入力セクタ一情報のみか ら決定することができ、スィッチの切り替え順序は「AY→AX→BX→BY→Z」もしく は「AX→AY→BY→BX→Z」の 2パターンであり、この切り替え方法は、入出力セク ターが「偶数」か「奇数」か判別して組み合わせが「偶 ·偶」「奇 ·奇」の場合は「AY→ AX→BX→BY→Z」となり、「偶 '奇」「奇'偶」の場合は「AX→AY→BY→BX→Z」と なることが分力ゝる。
[0057] よって、本実施形態では、図 8の表のようなテーブルをすベて展開することなぐ入 力セクタ一および出力セクタ一状態力 論理的にデューティ指令パルス配置順序を 決定することができる。 [0058] したがって、本実施形態によれば、実施形態 2のテーブルをすベて展開することな ぐ入力セクタ一情報力 零電圧ベクトルを決定し、入力セクタ一および出力セクタ一 情報の偶数 ·奇数判別情報力 配列順を決定することで、実施形態 2の効果に加え てテーブルの展開が少なく制御速度を向上できる。
[0059] (実施形態 4)
[0060] 上記の実施形態 2または実施形態 3のパルス配置順序は 1スイッチング周期内では スィッチの切り替えが 2回以上同時に発生することがないが、繰り返し、同じセクタ一 内にあつたとして、次のスイッチング周期が開始されたとすると、例えば「AY→AX→ ΒΧ→ΒΥ→Ζ→ΑΥ→ΑΧ→ΒΧ→ΒΥ→Ζ· ··」となり、このうち「Ζ→ΑΥ」で示す周期 2 回目に移行する際のスィッチの切り替えで必ずしも同時に切り替わることが防止でき るとは限らない。例として入出力セクタ一「I I」の組み合わせの時、図 8の表より「Ζ →ΑΥ」の切り替わりは、「3、 6、 9」→「1、 5、 8」であるため、同時に 3個すベてのスィ ツチが動作してしまう。これは、高調波の発生やスィッチの切り替え回数 ·損失増加に 繋がり好ましくない。
[0061] そこで、本実施形態では、デューティ指令の更新タイミングごとにパルス配列順序を 反転させるように繰り返す。すなわち、「ΑΥ→ΑΧ→ΒΧ→ΒΥ→Ζ→Ζ→ΒΥ→ΒΧ→ ΑΧ→ΑΥ→ΑΥ→ΑΧ· · ·」と!ヽつた順で反転しながら繰り返す。
したがって、本実施形態は、スイッチング周期が同一セクタ一で繰り返される場合を 想定して、デューティ指令更新タイミング毎にデューティ指令パルス配置順序を反転 させる。これにより、実施形態 2、 3の効果にカ卩えて、スイッチング周期が繰り返されて も同時にスィッチが切り替わる問題を引き起こすことなぐスィッチの切り替え回数お よび高調波低減を実現できる。
[0062] (実施形態 5)
[0063] スイッチングテーブルを図 8の表のように固定して制御すると、同一セクタ一内の 1 演算周期におけるスィッチの切り替え回数は最小化することができる。図 8の表で示 す例では、任意入出力セクタ一の組み合わせにおいて、零相 Ζのスイッチングパター ンを固定している力 零電圧ベクトルのスィッチ切り替えの組み合わせには「1、 4、 7J 「2、 5、 8」「3、 6、 9」の 3組が自由度として存在する (数字は図 1の交流 交流直接 変換回路のスィッチ S1〜S9のオン状態を意味する)。したがって、実際は必ずしも 図 8の表のように固定しなくてよい。そこで、本実施形態では、この零電圧ベクトルの 組み合わせの自由度を用いて、コモンモード電圧を低減するものである。
[0064] 交流 交流直接変換回路の入力相電圧 (電源相電圧)の三相瞬時値に着目し、そ の瞬時値の大中小の関係を検出する。コモンモード電圧を低減するには、出力線間 電圧を PWMで生成する際に、電圧落差を低減できる中間電圧相（瞬時値大中小の 関係が「中」の相）を基準にして零電圧ベクトルを構成することが望ましい。つまり、入 力中間電圧相が R相ならば「1、 4、 7」、 S相ならば「2、 5、 8」、 T相ならば「3、 6、 9」の 組み合わせを用いればよい。ここで、図 3で示される 6つのセクタ一および各中間電 圧相によって区別される領域毎に入力空間ベクトルを分割し、再定義すると図 9のよ うな 12分割されたセクタ一となり、そのときのスイッチングテーブルを図 10の表および 図 11の表に示す。なお、図 9における入力セクタ一 12分割の添え字は、中間相を意 味し、例えば 1 sならばセクタ一 1で S相が中間相である。
[0065] したがって、本実施形態によれば、各セクタ一で中間電圧相を用いて零電圧べタト ルを構成するため、コモンモード電圧低減による低ノイズ化、誤作動防止等を実現で きるとともに、セクタ一内におけるスィッチの切り替え回数を最小化することができる。
[0066] (実施形態 6)
[0067] 零電圧ベクトルを出力するデューティ期間 Zの双方向スィッチを切り替える遷移状 態には自由度があり、出力 UVW相をすベて R相に接続する「1、 4、 7」、 S相に接続 する「2、 5、 8」、 T相に接続する「3、 6、 9」の 3組がある。この自由度の例を、図 12の 表を用いて説明する。例えば、図 3における入力セクタ一 1かつ出力セクタ一 1の状 態「1— 1」に空間ベクトルが存在したとする。そのとき、上述の 3つの零電圧ベクトル を用いてスィッチの切り替え回数が最小化する順序を考えると、図 12の表で示す 6パ ターンが可能性として残る。
[0068] なお、図 12の表は、 5つの合成デューティパルスが 5行で記述しており、上段から 順にスィッチが切り替わることを意味する。パターンによって、各行のデューティパル スの意味が異なる。パターン P1〜P6は、通常（Pl、 P2)、 （P3、 P4)、 （P5、 P6)の 3 組の組み合わせのうち、どれ力 1組を用いて折り返し対称切り替えを行う。つまり、 (P 1、 P2)の組み合わせが選択されたならば「1、 5、 8」→「1、 5、 7」→「1、 4、 7」→「1、 6、 7」→「1、 6、 9」→ (更新）→「1、 6、 9」→「1、 6、 7」→「1、 4、 7」→「1、 5、 7」→「1 、 5、 8」→ (更新）…といった順序で双方向スィッチの切り替えとオンデューティパルス 指令の更新が行われる。どのパターンを見てもわ力るように、双方向スィッチの切り替 わりは必ず 1相ごとに行われているため、双方向スィッチを 2個以上同時に切り替えを 行わない。なお、（Pl、 P2)は零電圧に R相「1、 4、 7」を利用するパターン、（P3、 P4 )は3相「2、 5、 8」のパターン、 （P5、 P6)T相「3、 6、 9」のパターンである。
[0069] ここで、セクタ一間を移行する瞬間を考える。入力電流指令ベクトルは電源電圧に 同期して動作するため、セクタ一も 1→2→3→4→5→6→1→…と移行する。一方、 出力電流指令ベクトルは線間電圧指令に依存するので、逆回転や高速回転すること も考えられる。セクタ一状態「1— 1」力も移行する可能性があるのは入出力セクタ一 同時移行や逆回転も考慮して、「1 2」「1 6」「2— 1」「2— 2」「2— 6」の 5つと考え てよい。逆に、「1 1」に移行してくる可能性があるのは、「6— 1」「6— 6」「6— 2」「1 6」「1 2」の 5つである。このことに基づいて、図 13の表および図 14の表は、「1 1」の移行前後に関連するセクタ一状態のスイッチングパターンを抜粋して示している 。セクタ一を更新するタイミングでの双方向スィッチの状態はそれぞれ 4つずつ（図 1 3の表および図 14の表の外最右列）考えられる力 他のセクタ一に移行するとき、同 時に 2相以上の双方向スィッチが切り替わることがな 、ように移行することが望ま 、 。そこで、セクタ一移行前の双方向スィッチの状態 (パターン前 P1〜前 Ρ6)を把握し ておき、移行後の状態 (パターン後 P1〜後 Ρ6)のどれに移行したらよいかを判別す る。移行後のパターン決定条件としては、 2相以上が同時に切り替わらないものを選 択すればよい。選択できるパターンが複数ある場合は、コモンモード電圧低減を目的 として入力中間電圧相が結線された零電圧ベクトルのパターンを優先的に用いる等 の条件を与える。ただし、より細かいセクタ一判別が必要であり、例えばセクタ一「1 1」で 0 >0の領域は R>S >Tの関係となるので、中間電圧相は S相となり、「2、 5、 8 」の零電圧ベクトルを含むパターンを選択する。
[0070] 他のセクタ一間の移行条件においても同様の処理を行うことで、交流 交流直接 変換装置が定常的な運転をしている限り、セクタ一間移行の可能性のある条件にお いて、セクタ一間移行過渡時における双方向スィッチの 2相以上の同時切り替えを防 止することができる。
[0071] 本実施形態によれば、同一セクタ一内におけるスィッチの切り替え回数最小化に加 え、セクタ一が移行する瞬間のスィッチの切り替えにおいても 2相以上が同時に切り 替わらないため、更なる高調波抑制や損失低減が実現できる。
[0072] (実施形態 7)
[0073] 上記の実施形態 6の手法を利用すれば、 2相以上の同時切り替えを防止するテー ブルを状態に合わせてアクティブに選択することができる。し力しながら、セクタ一間 の移行条件によってはスィッチの 2相以上の同時切り替えを防止するテーブルを選 択することができない場合も存在する。例えば、図 13の表および図 14の表の中で、 セクタ一「1 1」力 セクタ一「1— 2」「1— 6」「2—1」「2— 2」「2— 6」の 5つの状態に 移行する場合について、更新時のスィッチ状態が「3、 6、 9」であり、かつセクタ一「2 - 1J「2— 2」「2— 6」に移行するとき、スィッチの 2相以上の同時切り替えを防止でき るスイッチングパターンが移行後に存在しない。したがって、 2相以上同時に双方向 スィッチが切り替わる可能性を消すためにはスィッチ状態「3、 6、 9」でデューティの 更新をしてはならないことになる（定常運転状態に限る)。
[0074] 交流 交流直接変換装置が定常運転をしている場合は、実施形態 6でも述べたよ うにセクタ一間の移行順序がある程度予測できるため、次のセクタ一間の移行のパタ ーンも限られる（定常運転であるとすれば、移行先は 5つのセクタ一状態に限定され る）。このことを用いて、上述した 2相以上の同時切り替えの可能性があるパターンで 運転しないような処理を与える。図 13の表および図 14の表の例では、「1— 1」で「3、 6、 9」を含むモード (パターン P6)で双方向スィッチの切り替え動作をした場合、次の セクタ一を更新するタイミングで (すなわち「1、 5、 8」の状態になったとき)ただちに、「 3、 6、 9」を含まず、かつスィッチの切り替えを伴わないパターン（この例ではパターン P1)にセクタ一内で移行する処理を与える。他のセクタ一状態から「3、 6、 9」を含む モードにスィッチの切り替えをしてきた場合でも次のデューティ更新周期では禁止モ ードを脱するため、 2相以上の同時切り替えを防止するテーブルが常に選択できる（ 定常運転状態に限る)。 [0075] 実施形態 6は、セクタ一移行後のテーブル 6種の中から 2相以上の同時切り替えを 防止するものを選択する力 移行条件によっては選択できるテーブルが存在しな!ヽ 場合がある。本実施形態では、定常運転時に予めセクタ一間を移行することが予測 されるセクタ一に絞って、移行前の禁止すべきスイッチングパターン (すなわち移行 するとテーブルが選択できなくなるようなスィッチ状態）を割り出して、その禁止パター ンを回避する。これにより、定常運転に限ってはどのようなセクタ一移行パターンでも 2相以上の同時切り替えを防止することができる。
[0076] (実施形態 8)
[0077] 前記の実施形態 6、 7は、 2相以上のスィッチ切り替え回数最小化のみを考慮して、 セクタ一間の移行過渡時における同時切り替えについても防止する手法であるが、 コモンモード電圧低減に関しては明確に考慮して 、な 、。
[0078] 例えば、セクタ一「1— 1」で 0く 0° のとき（図 9における入力 It、出力 1のとき）、入 力相電圧は R>T>Sの関係となっている。したがって、コモンモード電圧低減の観 点からすると、中間相である T相「3、 6、 9」の零電圧ベクトルを選択することが望まし いが、実施形態 7の禁止モード回避手法だと、セクタ一「1 1」において「3、 6、 9」を 含んではならないため、矛盾を生じる。これらを両立する手法として、本実施形態で は、実施形態 6の手法をベースとし、図 13の表および図 14の表中の「1 1」におけ る「3、 6、 9」を含むパターン（P5、 P6)のモードでは、双方向スィッチが「3、 6、 9」の 状態では更新を行わずにスルーして、折り返し対称法で「1、 5、 8」に戻ったときにデ ユーティを更新するような処理を追加する。
[0079] 本実施形態によれば、スィッチの状態によっては 1演算周期スルーする可能性があ るため、実施形態 6の手法と比較してデューティを変更するタイミングが 1演算周期以 上で 2更新周期未満の遅れを伴うこともあるが、実施形態 5のコモンモード電圧低減 効果と、実施形態 6のセクタ一移行過渡時の 2相以上の同時切り替え防止を両立す ることがでさる。
図面の簡単な説明
[0080] [図 1]仮想 DCリンク方式の交流 交流直接変換装置の等価回路図。
[0081] [図 2]仮想変換器のスイッチングパターンの表。 [0082] [図 3]空間ベクトルセクタ一と基本ベクトル図。
[0083] [図 4]仮想スイッチングパターンの合成結果の表。
[0084] [図 5]スイッチングモード 27パターンの表。
[0085] [図 6]入力および出力のベクトルとデューティの関係図。
[0086] [図 7] 1スイッチング周期でのパルス発生期間の図。
[0087] [図 8]各セクタ一状態における合成デューティ配列順序の表。
[0088] [図 9]空間ベクトルセクタ一の 12分割と基本ベクトル図。
[0089] [図 10] 12分割における仮想スイッチングパターンの合成結果の表 (その 1)
[0090] [図 11] 12分割における仮想スイッチングパターンの合成結果の表 (その 2)
[0091] [図 12]セクタ一状態「I一 I」におけるパルスパターン。
[0092] [図 13]セクタ一状態「I一 I」に関連するパルスパターン (その 1)。
[0093] [図 14]セクタ一状態「I一 I」に関連するパルスパターン (その 2)。
[0094] [図 15]交流一交流直接変換装置の基本構成図。

Claims

請求の範囲
[1] 仮想入力コンバータは仮想直流リンクの P側と N側にそれぞれ異なる任意の入力相 を接続する 2n個の基本ベクトルおよび P側と N側に同相が接続される n個の零電圧 ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは 2つの 零電圧ベクトルを含む 2 + 2n種類の基本ベクトルでスイッチングパターンを生成し、 仮想入力コンバータと仮想出力インバータの各々のスイッチングパターンを合成した スイッチングパターンで各双方向スィッチを制御する n相の交流 交流直接変換装 ¾【こ; i l /、て、
前記合成したスイッチングパターンは、零電圧ベクトルのスイッチングパターンを任 意スイッチング周期内で 1相が常に変化しないように選択して、 2相変調状態に近似 させることを特徴とするスイッチングパターン生成方法。
[2] 仮想入力コンバータは仮想直流リンクの P側と N側にそれぞれ異なる任意の入力相 を接続する 2n個の基本ベクトルおよび P側と N側に同相が接続される n個の零電圧 ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは 2つの 零電圧ベクトルを含む 2 + 2n種類の基本ベクトルでスイッチングパターンを生成し、 仮想入力コンバータと仮想出力インバータの各々のスイッチングパターンを合成した スイッチングパターンで各双方向スィッチを制御する n相の交流 交流直接変換装 ¾【こ; i l /、て、
前記各基本ベクトルのデューティに従って PWM制御を行う電流および電圧空間べ タトルのデューティパルスは、前記双方向スィッチが 2個以上同時に切り替えを行わ ない配置順序とすることを特徴とするスイッチングパターン生成方法。
[3] 前記配置順序は、入力セクタ一情報力 零電圧ベクトルを決定し、入力セクタ一お よび出力セクタ一情報の偶数'奇数判別情報に従って決定することを特徴とする請 求項 2に記載のスイッチングパターン生成方法。
[4] 前記デューティ指令の更新タイミング毎にデューティ指令パルスの配置順序を反転 させることを特徴とする請求項 2または 3に記載のスイッチングパターン生成方法。
[5] 仮想入力コンバータは仮想直流リンクの P側と N側にそれぞれ異なる任意の入力相 を接続する 2n個の基本ベクトルおよび P側と N側に同相が接続される n個の零電圧 ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは 2つの 零電圧ベクトルを含む 2 + 2n種類の基本ベクトルでスイッチングパターンを生成し、 仮想入力コンバータと仮想出力インバータの各々のスイッチングパターンを合成した スイッチングパターンで各双方向スィッチを制御する n相の交流 交流直接変換装 ¾【こ; i l /、て、
交流 交流直接変換回路の入力相電圧 (電源相電圧)の中間電圧相を基準にし て零電圧ベクトルを構成し、コモンモード電圧を低減するように入力空間ベクトルを 1 2分割して零電圧ベクトルのスイッチングパターンを決定することを特徴とするスイツ チングパターン生成方法。
[6] 仮想入力コンバータは仮想直流リンクの P側と N側にそれぞれ異なる任意の入力相 を接続する 2n個の基本ベクトルおよび P側と N側に同相が接続される n個の零電圧 ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは 2つの 零電圧ベクトルを含む 2 + 2n種類の基本ベクトルでスイッチングパターンを生成し、 仮想入力コンバータと仮想出力インバータの各々のスイッチングパターンを合成した スイッチングパターンで各双方向スィッチを制御する n相の交流 交流直接変換装 ¾【こ; i l /、て、
入力電流指令ベクトルが入力側の空間ベクトルのセクタ一間を移行するとき、もしく は出力電圧指令ベクトルが出力側の空間ベクトルのセクタ一間を移行するとき、双方 向スィッチの切り替わりは 1相ごとに行って 2相以上同時切り替えを防止することを特 徴とするスイッチングパターン生成方法。
[7] 仮想入力コンバータは仮想直流リンクの P側と N側にそれぞれ異なる任意の入力相 を接続する 2n個の基本ベクトルおよび P側と N側に同相が接続される n個の零電圧 ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは 2つの 零電圧ベクトルを含む 2 + 2n種類の基本ベクトルでスイッチングパターンを生成し、 仮想入力コンバータと仮想出力インバータの各々のスイッチングパターンを合成した スイッチングパターンで各双方向スィッチを制御する n相の交流 交流直接変換装 ¾【こ; i l /、て、
零電圧ベクトルの組み合わせの自由度を用いて、双方向スィッチを切り替える遷移 状態に合わせてスイッチングテーブルを変更し、セクタ一間移行時の 2相以上同時 切り替えを防止することを特徴とするスイッチングパターン生成方法。
[8] 仮想入力コンバータは仮想直流リンクの P側と N側にそれぞれ異なる任意の入力相 を接続する 2n個の基本ベクトルおよび P側と N側に同相が接続される n個の零電圧 ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは 2つの 零電圧ベクトルを含む 2 + 2n種類の基本ベクトルでスイッチングパターンを生成し、 仮想入力コンバータと仮想出力インバータの各々のスイッチングパターンを合成した スイッチングパターンで各双方向スィッチを制御する n相の交流 交流直接変換装 ¾【こ; i l /、て、
定常運転状態で、予め次に移行する基本ベクトルのセクタ一を 5パターンに限定し て予測しておき、その 5パターンに移行する際に双方向スィッチが 2相以上同時に切 り替わることを防止できるようなスィッチの切り替え状態に現在のパターンを変更して おくことを特徴とするスイッチングパターン生成方法。
[9] 仮想入力コンバータは仮想直流リンクの P側と N側にそれぞれ異なる任意の入力相 を接続する 2n個の基本ベクトルおよび P側と N側に同相が接続される n個の零電圧 ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは 2つの 零電圧ベクトルを含む 2 + 2n種類の基本ベクトルでスイッチングパターンを生成し、 仮想入力コンバータと仮想出力インバータの各々のスイッチングパターンを合成した スイッチングパターンで各双方向スィッチを制御する n相の交流 交流直接変換装 ¾【こ; i l /、て、
任意のデューティにおけるセクタ一間の更新するタイミングで双方向スィッチが 2相 以上同時に切り替わる状態にあるとき、その瞬間でのデューティの更新を延期し、次 の更新タイミングで 2相以上同時に切り替わることのない双方向スィッチの状態でデ ユーティの更新を行って同時にスィッチの切り替えを行わないことを特徴とするスイツ チングパターン生成方法。
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