WO2007119266A1 - 高周波高出力増幅器 - Google Patents

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WO2007119266A1
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Satoshi Masuda
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Fujitsu Limited
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
    • H03F3/602—Combinations of several amplifiers
    • H03F3/604—Combinations of several amplifiers using FET's
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/211—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only using a combination of several amplifiers

Definitions

  • the present invention relates to a high-frequency high-power amplifier (hereinafter sometimes simply referred to as “high-power amplifier”) used in, for example, wireless communication.
  • high-power amplifier a high-frequency high-power amplifier used in, for example, wireless communication.
  • High power amplifiers are required for mobile phone base stations and radars.
  • one or more power transistors are arranged in parallel on a semiconductor chip housed in a metal package, and the impedance of input and output is matched using a dielectric substrate to achieve high output characteristics. ing. However, it is necessary to stabilize the circuit so that it does not oscillate in a frequency band other than the desired frequency.
  • a circuit is obtained by inserting a stable resistor 680 into a gate bias circuit 670 provided on a substrate outside the metal package. Stabilization is performed.
  • FIG. 10 there is one power transistor 140, an input matching circuit 610 is connected to its gate G, and an output matching circuit 150 is connected to its drain D to provide input / output impedance.
  • This is a circuit example of a matched high-power amplifier, and a stable resistor 680 is inserted in the gate bias circuit 670.
  • the gate bias circuit 670 includes, for example, a gate bias terminal 690 to which a bias voltage is applied, a capacitor having one end connected to a connection point between the gate bias terminal 690 and one end of the stability resistor 680, and the other end grounded. It is composed of a capacitor with one end connected to the connection point between the other end of the resistor 680 and the input line of the high-power amplifier, and the other end grounded, giving loss to the frequency signal in the undesired band to prevent oscillation Like that.
  • FIG. 11 shows a gate bias circuit similar to that shown in FIG. 10.
  • the power high-power amplifier main body is provided with a power transistor 240 and a power transistor 241 in parallel. And an output matching circuit 750, an input matching circuit 711, and an output matching circuit 751.
  • the input signal The signal is distributed into two by a distribution circuit having an input matching circuit 710 and an input matching circuit 711 in the distribution path, amplified by the power transistor 240 and the power transistor 241 respectively, and then synthesized and output.
  • FIG. 12 schematically shows this.
  • an RC parallel circuit 820 is inserted between the gate G of the power transistor 140 and the input matching circuit 610 of the circuit comprising the input matching circuit 610, the power transistor 140 and the output matching circuit 150.
  • a desired high-frequency signal is supplied to the gate G of the lower transistor 140 with a low loss through a capacitor, and an undesired low-frequency signal is attenuated by a resistor. Stability in the area can be achieved.
  • the capacitance value of the capacitor of the RC parallel circuit 8 20 needs to be greater than or equal to lOOOpF as shown below.
  • FIG. 13 is a diagram showing the RC parallel circuit dependence of a conventional high-frequency high-power amplifier with a desired frequency band of 1.7 GHz.
  • the horizontal axis in Fig. 13 is the frequency
  • the vertical axis is the S parameter, S (l, l) and 3 (2,1)
  • the RC parallel circuit 820 capacitor values are 10pF, lOOpF, and 100 OpF.
  • the values of S parameter, S (l, l) and S (2, l) in the frequency band are indicated by A and B, respectively.
  • Parameter S (l, l) indicated by A is a reflection coefficient of the high-power amplifier shown in FIG. 12, and parameter S (2, 1) indicated by B is a forward transmission coefficient.
  • the RC parallel circuit 820 has a large capacitor size and is difficult to create. It becomes.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 09-121130
  • An object of the present invention is to provide a technique for reducing a mounting area while improving high frequency characteristics in a high frequency high power amplifier.
  • the present invention provides an input matching circuit for converting the input impedance of a lower transistor to a high impedance in a high-frequency high-power amplifier including a lower transistor and an impedance matching circuit.
  • a parallel circuit of resistors and capacitors (RC parallel circuit) is inserted in series before the input matching circuit, which has a higher impedance than the input impedance of the power transistor.
  • the high-frequency and high-power amplifier according to the present invention may include a distribution circuit that distributes an input signal and distributes the signal to a plurality of power transistors provided in parallel.
  • the RC parallel circuit and the input matching circuit are provided in series for each power transistor.
  • the input impedance of the power transistor can be apparently increased by impedance conversion by the input matching circuit, and a resistor and a capacitor are provided in that portion.
  • a parallel circuit of shita it is possible to stabilize the circuit with an appropriately sized capacitor. Therefore, the mounting area can be reduced.
  • the sensitivity to variations in mounting position and component characteristics can be reduced, and yield can be secured.
  • a plurality of the resistors and electrode pads can be arranged in series, and the resistance value can be adjusted by wire mounting. Then, since the stable resistance value can be adjusted at the wire bonding position, the circuit characteristics can be easily adjusted after mounting. Also, the resistance can be removed by removing the wire, making adjustment work easier and ensuring the yield.
  • a resistor may be connected between the distribution terminals of the input distribution circuit.
  • the input matching circuit substrate for the impedance matching circuit and the input matching circuit of the high-frequency and high-power amplifier according to the present invention is composed of a substrate having two or more kinds of dielectric constants, and a semiconductor chip for a power transistor A substrate having a high dielectric constant is arranged from a portion close to the capacitor, and the capacitor constituting the RC parallel circuit can be arranged on the substrate side having a low dielectric constant. By doing so, it is possible to reduce the grounding capacitance attached to the capacitor constituting the RC parallel circuit, and thus it is possible to realize a high-frequency high-power amplifier that operates at a higher frequency.
  • the mounting area of the high-frequency high-power amplifier can be reduced.
  • a higher-performance high-frequency high-power amplifier can be realized.
  • FIG. 1 is a diagram showing a first circuit example of a high-power amplifier according to the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing a second circuit example of the high-power amplifier according to the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram showing the RC parallel circuit dependency of the high-power amplifier according to the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram showing an internal configuration of a high-power amplifier package whose circuit example is shown in FIG.
  • FIG. 5 is a diagram showing a first modification of the second circuit example of the high-power amplifier according to the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram showing a second modification of the second circuit example of the high-power amplifier according to the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram showing a configuration inside a package of a high-power amplifier whose circuit example is shown in FIG.
  • FIG. 8 is a diagram showing a third modification of the second circuit example of the high-power amplifier according to the present invention.
  • FIG. 9A is a diagram showing the effect of Modification 3 of the second circuit example shown in FIG. 8 in comparison with the second circuit example.
  • FIG. 9B is a diagram showing ports 1 to 3 in the second circuit example showing the S parameter characteristics in FIG. 9A.
  • FIG. 9A is a diagram showing ports 1 to 3 of Modification 3 of the second circuit example showing the characteristics of the S parameter.
  • FIG. 10 is a diagram showing a first circuit example of a high-power amplifier according to a conventional example.
  • FIG. 11 is a diagram showing a second circuit example of the high-power amplifier according to the conventional example.
  • FIG. 12 is a diagram showing a third circuit example of the high-power amplifier according to the conventional example.
  • FIG. 13 is a diagram showing the RC parallel circuit dependence of the high-power amplifier whose circuit example is shown in FIG. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • FIG. 1 is a diagram showing a first circuit example of a high-power amplifier according to the present invention.
  • the front stage has an input matching circuit (2) 110 that matches the input impedance of the high-power amplifier, and an RC parallel circuit 120 for low-frequency stability is connected to the output.
  • An input matching circuit (1) 130 for impedance conversion according to the invention is connected.
  • the output of the input matching circuit (1) 130 is connected to the gate G of the power transistor 140, and the output matching circuit 150 is connected to the drain D of the power transistor 140, as in the conventional example shown in FIG. .
  • the input impedance of the single transistor 140 can be apparently increased by impedance conversion in the input matching circuit (1) 130.
  • a resistor-capacitor parallel circuit (RC parallel circuit) 120 in this area, a high-power amplifier can be stabilized with a small-sized capacitor. The product can be reduced.
  • the input impedance of the transistor ⁇ Wor transistor 140 is 0.1 ⁇ , which is the same as the conventional one.
  • the output impedance of the RC parallel circuit 120 is As a result, the capacitor can be miniaturized. Further, since it is not necessary to increase the dielectric constant of the substrate on which the capacitor is formed, the high frequency characteristics are improved.
  • FIG. 2 is a diagram showing a second circuit example of the high-power amplifier according to the present invention.
  • the second circuit example two power transistors, a power transistor 240 and a power transistor 241, are provided for higher output.
  • the input signal input to the high-power amplifier passes through the input matching circuit (2) 210 and is then distributed to two paths.
  • One path is an RC parallel circuit 220, an input matching circuit (1) 230, a power transistor 240, and an output matching circuit (1) 250, and the other path is an input matching circuit (1) 231 and an RC parallel circuit.
  • the output matching circuit (2) 252 outputs the signal amplified by the high-power amplifier.
  • the resistance value of the RC parallel circuit can be about 50 ⁇ , and the capacitance of the capacitor can be reduced to about lOpF with a margin. Even when power elements are used, the area occupied by the RC parallel circuit can be reduced.
  • FIG. Figure 3 is a diagram showing the RC parallel circuit dependence of the high-power amplifier of the present invention, and shows the S-parameter simulation result of the high-power amplifier when the capacitance value constituting the RC parallel circuit is changed.
  • RU The desired frequency band is 1.7 GHz as in Fig. 13.
  • gallium nitride HEMT parameters are used for the power transistor.
  • the horizontal axis of FIG. 3 is the frequency
  • the vertical axis is the S parameter, S (l, l) and S (2, l)
  • R When the capacitance values of the capacitors in C parallel circuit 220 and RC parallel circuit 221 are 5pF, 10pF, and lOOpF, the S parameter in each frequency band, the values of S (l, l) and S (2, l) are A, B.
  • the insertion of the input matching circuit (1) of the present invention reduces the reflection at the input of the high-power amplifier and increases the gain.
  • the capacitance value of the capacitors constituting the RC parallel circuit 220 and the RC parallel circuit 221 is about 5 pF.
  • this capacitance is realized with a microchip capacitor, it can be as small as 0.5x0.5 mm.
  • the conventional circuit requires a capacitance value of about lOOOpF as shown in Figure 13, and when this is realized with a microchip capacitor (assuming the same dielectric is used), it is very large as 7x7mm. Become.
  • the circuit area can be greatly reduced.
  • the capacitance dimension is reduced, the resonance frequency due to the capacitance is increased, and a high-power amplifier having better high-frequency performance can be manufactured.
  • the input matching circuit (1) substrate (the substrate closer to the semiconductor chip on which the power transistor is mounted) has a dielectric constant of 300
  • the input matching circuit (2) substrate (the semiconductor chip on which the power transistor is mounted).
  • a substrate with a dielectric constant of 9.8 can be used as the substrate with the farther force.
  • the input matching circuit (1) substrate is configured with the input matching circuit (1) 230 and the input matching circuit (1) 231.
  • a large capacitor is required, but by dividing the substrate, the capacitors that make up the RC parallel circuit can be formed on a substrate with a lower dielectric constant on the far side of the semiconductor chip for the power transistor. The loss at can be reduced.
  • the resistor can also be formed on the substrate for the input matching circuit (2).
  • the terminals are connected by wire bonding or ribbon bonding, for example!
  • the feedthrough is for connecting the inside and outside of the package.
  • FIG. 5 is a diagram showing a first modification of the second circuit example shown in FIG.
  • the input matching circuit (2) 210 for matching the input impedance is provided before the distribution circuit.
  • the input side of each of the RC parallel circuit 220 and the RC parallel circuit 221 is used.
  • an input matching circuit (2) 310 and an input matching circuit (2) 311 are inserted with an input matching circuit (2) 310 and an input matching circuit (2) 311. That is, an input matching circuit (2) that is an impedance matching circuit is provided for each distribution path of the distribution circuit.
  • a wider impedance control range can be secured according to the characteristics of each distribution path of the distribution circuit.
  • FIG. 6 is a diagram showing a second modification example of the second circuit example depicted in FIG.
  • the resistance circuit of RC parallel circuit 420 and RC parallel circuit 421 is configured by connecting resistance electrode pad 1 and resistance 2 in series.
  • the dotted line represents a wire connection.
  • the resistance value of the resistance circuit of the RC parallel circuits 420 and 421 is determined by the resistance 2. .
  • the resistance value of the RC parallel circuits 420 and 421 can be adjusted at the time of manufacturing the high-power amplifier depending on which electrode pad the wire is mounted on. As a result, variations in transistor characteristics and manufacturing variations in resistance can be absorbed, and manufacturing yield can be improved.
  • the illustrated resistance circuit is not limited to a force having two resistors and one electrode pad, and it is apparent that the number of resistors and electrode pads can be increased.
  • the resistance value of the resistor on the input matching circuit (1) side is slightly smaller than the design value, and multiple adjustment resistors are connected across the electrode pad by directing the force toward the input matching circuit (2) side.
  • an appropriate resistance value can be set by selecting an electrode pad to which a wire is connected in accordance with actual circuit characteristics at the time of manufacture.
  • FIG. 7 is a diagram showing a physical configuration inside the package of the high-power amplifier whose circuit example is shown in FIG.
  • the input matching circuit board is fabricated by connecting multiple thin film resistors and electrode pads in series, and the resistance value can be adjusted according to the connection position of the wires.
  • FIG. 8 is a diagram showing a third modification of the second circuit example shown in FIG. Compared to the circuit example shown in Fig. 2, the only difference is that a resistor 560 is inserted between the terminals of the distribution circuit. As a result, the isolation between the ports of each distribution path of the distribution circuit can be improved, and an effect of suppressing loop oscillation can be added. Therefore, a higher-performance high-power amplifier can be realized.
  • Fig. 9A shows the result of simulating the isolation relationship with and without resistance between port 2 and port 3 shown in Fig. 9B and Fig. 9C, respectively.
  • FIG. 9B shows the output part of the input matching circuit (2) 110 in the second circuit example shown in FIG. 2 as port 1, the output part of the input matching circuit (1) 230 as port 2, and the input matching circuit.
  • the output part of 231 is port 3.
  • the signal is distributed from port 1 to two, one through RC parallel circuit 220 and input matching circuit (1) 230 to port 2, and the other through RC parallel circuit 221 and input matching circuit (1) 231.
  • FIG. 9C corresponds to the third modified example shown in FIG. 8, and a resistor 560 is inserted between port 2 and port 3 of FIG. 9B.
  • the horizontal axis of the graph in Fig. 9A is the frequency, and the vertical axis is the S parameters S (2,3) and S (2, l).
  • S (2,3) is the transfer coefficient from port 3 to port 2
  • S (2, l) is the transfer coefficient from port 1 to port 2.
  • circuit example 2 and its modification example 3 that is, a resistor 560 for isolation
  • the values of S parameters S (2,3) and S (2, l) in each frequency band when inserted are A
  • the third variation is smaller than the second circuit example in all frequency regions.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiments, and many modifications can be made within the scope of the technical idea of the present invention.
  • the desired frequency band is not limited to 1.7 GHz
  • the number of power transistors is not limited to one or two! /.

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Abstract

　本発明は、例えば無線通信などで用いられる高周波高出力増幅器に関するものであり、高周波高出力増幅器において、高周波特性を向上しつつ実装面積を削減する技術を提供することを課題とする。 　上記課題を解決するために、本発明は、パワートランジスタ（１４０）とインピーダンス整合回路（１１０）を含む高周波高出力増幅器において、パワートランジスタ（１４０）の入力インピーダンスを高インピーダンスに変換する入力整合回路（１３０）を設け、入力インピーダンスがパワートランジスタ（１４０）の入力インピーダンスに比べ高インピーダンスである入力整合回路（１３０）の前段に抵抗と容量の並列回路（１２０）を直列に挿入する。 　本発明によれば、適切なサイズのキャパシタで回路の安定化を行うことができる。したがって、実装面積を削減することができる。

Description

明 細 書
高周波高出力増幅器
技術分野
[0001] 本発明は、例えば無線通信などで用いられる高周波高出力増幅器 (以下、単に「 高出力増幅器」という場合もある。）に関するものである。
背景技術
[0002] 携帯電話基地局やレーダ向けに高出力増幅器が求められている。この種の回路で は、メタルパッケージに収容された半導体チップ上にパワートランジスタを 1つもしくは 複数並列に並べて形成し、誘電体基板を用いて入出力のインピーダンスを整合させ て高出力特性を実現している。但し、所望の周波数以外の周波数帯で、発振しない ように回路を安定化させる必要がある。
[0003] そこで、図 10及び図 11の従来例に示すように、一般的には、メタルパッケージ外部 の基板上に設けられたゲートバイアス回路 670に安定ィ匕抵抗 680を挿入することで 回路を安定ィ匕することが行われる。
[0004] 図 10に示すものは、パワートランジスタ 140が 1つで、そのゲート Gに入力整合回路 610が接続され、そのドレイン Dには出力整合回路 150が接続されて入出力のインピ 一ダンスを整合させた高出力増幅器の回路例であり、そのゲートバイアス回路 670に 安定ィ匕抵抗 680が挿入されて 、る。
[0005] ゲートバイアス回路 670は、例えば、バイアス電圧が印加されるゲートバイアス端子 690、ゲートバイアス端子 690と安定ィ匕抵抗 680の一端の接続点に一端を接続され 他端を接地したキャパシタ、安定ィ匕抵抗 680の他端と高出力増幅器の入力ラインと の接続点に一端を接続され他端を接地したキャパシタで構成されており、不所望な 帯域の周波数信号に損失を与えて発振を防ぐようにして 、る。
[0006] 図 11に示すものは、ゲートバイアス回路については図 10のものと同様である力 高 出力増幅器本体には、パワートランジスタ 240とパワートランジスタ 241が並列に設け られ、それぞれに入力整合回路 710と出力整合回路 750、入力整合回路 711と出力 整合回路 751が設けられた高出力増幅器の回路例である。この回路例では、入力信 号は、分配路にそれぞれ入力整合回路 710と入力整合回路 711を有する分配回路 により、 2つに分配されてそれぞれパワートランジスタ 240とパワートランジスタ 241で 増幅された後、合成されて出力される。
[0007] しかし、上記のような安定ィ匕抵抗 680のみでは低域における安定性が不十分なた め、特許文献 1に開示されているように、トランジスタのゲート直近に抵抗と容量の RC 並列回路を挿入することで低域の安定ィ匕を強化することが行われている。
[0008] これを模式的に示したのが図 12である。図 12に示すように、入力整合回路 610、 パワートランジスタ 140及び出力整合回路 150からなる回路のパワートランジスタ 140 のゲート Gと入力整合回路 610の間に RC並列回路 820が挿入されている。
[0009] 上記 RC並列回路 820により、所望の高周波数信号はキャパシタを介して低損失で ノ ワートランジスタ 140のゲート Gに供給され、非所望な低周波信号は抵抗により減 衰することから、低域における安定ィ匕を図ることができる。
[0010] ノ《ワートランジスタ 140の入力インピーダンスを 0. 1 Ω以下とすると、 RC並列回路 8 20のキャパシタの容量値は、以下に示すように lOOOpF以上必要となる。
図 13は、所望の周波数帯域を 1. 7GHzとする従来の高周波高出力増幅器の RC 並列回路依存性を示す図である。図 13の横軸は周波数、縦軸は Sパラメータ、 S(l,l )と3(2,1)であり、 RC並列回路 820のキャパシタの容量値が 10pF、 lOOpF及び 100 OpFの場合の各周波数帯域における Sパラメータ、 S(l,l)と S(2,l)の値を A、 Bで示し ている。
[0011] Aで示すパラメータ S(l,l)は、図 12に示した高出力増幅器の反射係数であり、 Bで 示すパラメータ S(2 , 1)は順方向の伝達係数である。
1. 7GHz付近の帯域での S(l,l)と S(2,l)の値を見ると、 RC並列回路 820のキャパ シタの容量値が 10pFのときは、 S(l,l)がー 4dB、 S(2,l)が 2dBで、全く不適切である ことがわかる。 lOOpFのときは、 S(l,l)が一 9dB、 S(2,l)が 9dB、 lOOOpFのときは、 S
(1,1)がー 12dB、 S(2,l)が 10dBである。
[0012] これらの数値から、 RC並列回路 820のキャパシタの容量値は lOOOpF必要である ことがわ力ゝる。
したがって、 RC並列回路 820のキャパシタサイズは大きいものとなり、作成が困難 となる。
[0013] さらに、高出力化に伴い、図 11の回路例のようにパワートランジスタの数を増やして 電力を合成することが行われるが、この場合、入力インピーダンスが非常に小さくなる 。したがって、所望の周波数帯域で特性を劣化させることなく低域の安定ィ匕を RC並 列回路により行うためには、所望帯域内でトランジスタの入力インピーダンスよりもさら に小さいインピーダンスにとなるように相当大きな容量値を有するキャパシタを用いる 必要がある。
[0014] しかし、そのキャパシタ寸法は非常に大きくなり、実装面積が増大してしまう。また、 容量の大きなキャパシタは、誘電損失の大きな高誘電率を有する材料を用いるため 、高周波領域においてはキャパシタでの損失が増大し、高出力増幅器の特性を劣化 させてしまう。さら〖こは、入力インピーダンスが低インピーダンスの領域に抵抗やキヤ パシタ部品を挿入するため、実装位置ばらつきや抵抗やキャパシタの製造ばらつき により均一な特性を確保することが困難となり、結果として歩留まり確保が難し力つた 特許文献 1：特開平 09— 121130号公報
発明の開示
[0015] 本発明の目的は、高周波高出力増幅器において、高周波特性を向上しつつ実装 面積を削減する技術を提供することである。
上記目的を達成するために、本発明は、ノ《ワートランジスタとインピーダンス整合回 路を含む高周波高出力増幅器において、ノワートランジスタの入力インピーダンスを 高インピーダンスに変換する入力整合回路を設け、入力インピーダンスがパワートラ ンジスタの入力インピーダンスに比べ高インピーダンスである入力整合回路の前段に 抵抗と容量の並列回路 (RC並列回路)を直列に挿入するものである。
[0016] 本発明による高周波高出力増幅器は、入力信号を分配する分配回路を備え、複数 並列に設けたパワートランジスタに信号を分配するものであってもよい。その場合、 R C並列回路と入力整合回路はパワートランジスタごとに直列に設けられる。
[0017] 本発明によれば、入力整合回路によるインピーダンス変換によって、パワートランジ スタの入力インピーダンスを見かけ上増加させることができ、その部分に抵抗とキャパ シタの並列回路を挿入することで、適切なサイズのキャパシタで回路の安定ィ匕を行う ことができる。したがって、実装面積を削減することができる。また、実装位置や部品 特性のばらつきに対する感度を低減することができ、歩留まりを確保することができる
[0018] また、本発明によれば、上記抵抗と電極パッドが複数直列に並べられ、ワイヤ実装 により、この抵抗値を調整することができるようにすることができる。すると、ワイヤボン デイング位置で安定ィ匕抵抗値を調整できるため、実装後に回路特性を容易に調整 することができる。また、抵抗の取り外しはワイヤを除去することで達成でき、調整作 業が容易になり、歩留まりを確保できる。
[0019] また、本発明によれば、入力信号を分配する分配回路を設けてパワートランジスタ を複数並列に設けた場合、入力分配回路の分配端子間に抵抗を接続してもよい。す ると、低周波から高周波まで端子間のアイソレーションを確保することが可能となり、 回路サイズ削減に加え閉ループ内発振を抑制することができ、高性能な高周波高出 力増幅器を実現することができる。
[0020] さらに、本発明による高周波高出力増幅器のインピーダンス整合回路と入力整合 回路のための入力整合回路基板は、 2種類以上の誘電率を有する基板で構成され、 かつ、パワートランジスタ用の半導体チップに近い部分から高誘電率を有する基板が 配置され、 RC並列回路を構成するキャパシタは、誘電率の低い基板側に配置される ようにすることができる。そのようにすることにより、 RC並列回路を構成するキャパシタ に付く対接地容量を低減できるため、より高周波で動作する高周波高出力増幅器を 実現することができる。
[0021] したがって、本発明においては、高周波高出力増幅器の実装面積を削減すること ができる。また、より高性能な高周波高出力増幅器を実現することができる。
図面の簡単な説明
[0022] [図 1]本発明による高出力増幅器の第 1の回路例を示す図である。
[図 2]本発明による高出力増幅器の第 2の回路例を示す図である。
[図 3]本発明の高出力増幅器の RC並列回路依存性を示す図である。
[図 4]図 2に回路例を示す高出力増幅器のパッケージ内部の構成を示す図である。 [図 5]本発明による高出力増幅器の第 2の回路例の変形例 1を示す図である。
[図 6]本発明による高出力増幅器の第 2の回路例の変形例 2を示す図である。
[図 7]図 6に回路例を示す高出力増幅器のパッケージ内部の構成を示す図である。
[図 8]本発明による高出力増幅器の第 2の回路例の変形例 3を示す図である。
[図 9A]図 8に示す第 2の回路例の変形例 3の効果を、第 2の回路例と比較して示す図 である。
[図 9B]図 9Aに Sパラメータの特性を示す第 2の回路例のポート 1〜3を示す図である
[図 9C]図 9Aに Sパラメータの特性を示す第 2の回路例の変形例 3のポート 1〜3を示 す図である。
[図 10]従来例による高出力増幅器の第 1の回路例を示す図である。
[図 11]従来例による高出力増幅器の第 2の回路例を示す図である。
[図 12]従来例による高出力増幅器の第 3の回路例を示す図である。
[図 13]図 12に回路例を示す高出力増幅器の RC並列回路依存性を示す図である。 発明を実施するための最良の形態
[0023] 以下、本発明の実施の形態について図を参照して詳細に説明する。
図 1は、本発明による高出力増幅器の第 1の回路例を示す図である。最前段には 高出力増幅器の入力インピーダンスを整合させる入力整合回路（2) 110があり、その 出力に低域安定ィ匕のための RC並列回路 120が接続され、 RC並列回路 120の出力 は本発明によるインピーダンス変換用の入力整合回路（1) 130が接続されている。 入力整合回路（1) 130の出力はパワートランジスタ 140のゲート Gに接続され、パヮ 一トランジスタ 140のドレイン Dには、図 10に示した従来例と同様に出力整合回路 15 0が接続されている。
[0024] 本発明によれば、入力整合回路（1) 130におけるインピーダンス変換により、パヮ 一トランジスタ 140の入力インピーダンスを見かけ上増加させることができる。そしてこ の部分に抵抗とキャパシタの並列回路 (RC並列回路） 120を挿入することで、小なサ ィズのキャパシタで高出力増幅器の安定ィ匕を行うことができるので、基板上の実装面 積を小さくできる。 [0025] すなわち、ノ《ワートランジスタ 140の入力インピーダンスは、従来と同様であり 0. 1 Ωであるが、入力整合回路（1) 130の入力インピーダンスを高くできるので、 RC並列 回路 120の出力インピーダンスを高くすることができ、結果としてキャパシタを小型化 することができる。また、キャパシタが形成される基板の誘電率も高くする必要がなく なるので、高周波特性が向上する。
[0026] 図 2は、本発明による高出力増幅器の第 2の回路例を示す図である。第 2の回路例 では、さらなる高出力化のため、パワートランジスタ 240とパワートランジスタ 241の 2 つのパワートランジスタが設けられている。高出力増幅器へ入力された入力信号は、 入力整合回路（2) 210を通過したのち 2つの経路に分配される。
[0027] 一方の経路は、 RC並列回路 220、入力整合回路（1) 230、パワートランジスタ 240 、出力整合回路（1) 250であり、他方の経路は、入力整合回路（1) 231、 RC並列回 路 221、パワートランジスタ 241、出力整合回路（1) 251である。
[0028] 出力整合回路（1) 250と出力整合回路（1) 251の出力は合成されて出力整合回路
(2) 252に入力される。出力整合回路 (2) 252から、高出力増幅器で増幅された信 号が出力される。
[0029] 入力整合回路（1) 230と入力整合回路（1) 231の役割は図 1に記載された入力整 合回路（1) 130と同じであり、インピーダンス変換により、パワートランジスタ 240とパ ワートランジスタ 241の入力インピーダンスを見かけ上増加させるものである。
[0030] 例えば、入力整合回路（1) 230の入力インピーダンスを 10 Ωとすると RC並列回路 の抵抗値を 50 Ω程度、キャパシタの容量を、余裕をみて lOpF程度とすることができ るので、大パワー素子を用いた場合でも、 RC並列回路の占める面積を削減すること ができる。
[0031] このことを示しているのが図 3である。図 3は、本発明の高出力増幅器の RC並列回 路依存性を示す図であり、 RC並列回路を構成する容量値を変化させたときの高出 力増幅器の Sパラメータのシミュレーション結果を示して 、る。所望の周波数帯域は、 図 13の場合と同じく 1. 7GHzである。シミュレーションでは、パワートランジスタには 窒化ガリウム HEMTのパラメータを使用している。
[0032] 図 13と同様に、図 3の横軸は周波数、縦軸は Sパラメータ、 S(l,l)と S(2,l)であり、 R C並列回路 220と RC並列回路 221のそれぞれのキャパシタの容量値が 5pF、 10pF 及び lOOpFの場合の各周波数帯域における Sパラメータ、 S(l,l)と S(2,l)の値を A、 Bで示している。
[0033] 図 13の場合と同様に、 1. 7GHz付近の帯域を見ると、伝達係数 S(2,l)のグラフは、 すべての容量値で重なっており、 10dBである。反射係数 S(l,l)についても容量値に よる大きな差はなぐほぼ、—12dBである。
[0034] さらに、図 3と図 13に記載された 10pFのグラフで本発明の効果を従来例と比較す ると、伝達係数 S(2,l)については 2dBから 10dBに増加し、反射係数 S(l,l)について は 4dB力らー 12dBに減少して!/ヽる。
[0035] したがって、本発明の入力整合回路（1)の挿入により、高出力増幅器の入力にお ける反射が減少し、ゲインが増加して 、ることがわ力る。
その結果、 RC並列回路を構成するキャパシタの容量値を 5pF程度に小さくしても、 上述のとおり図 3の Bで示す伝達係数 S(2,l)のグラフ力もわ力るように、利得プロファ ィルに変化がない。したがって、 RC並列回路 220、 RC並列回路 221を構成するキヤ パシタの容量値は 5pF程度で十分であることがわかる。この容量値をマイクロチップ コンデンサで実現する場合、 0.5x0.5 mm程度と小さいもので可能である。し力し、従 来の回路では図 13に示すように lOOOpF程度の容量値が必要でありこれをマイクロ チップコンデンサで実現する場合（同じ誘電体を使用することを仮定）、 7x7mmと非常 に大きくなる。
[0036] したがって、本発明によれば、回路面積を大幅に削減することができる。さらには、 容量寸法が小さくなることにより、容量による共振周波数が増大し、より高周波性能の 優れた高出力増幅器を作製することができる。
[0037] 図 4は、図 2に回路例を示す高出力増幅器のパッケージ内部の物理的構成を示す 図である。ノ ッケージベース材上にパワートランジスタを搭載した半導体チップや整 合回路基板が、例えば無鉛ノ、ンダ AuSnを用いて実装されている。 RC並列回路 220 、 RC並列回路 221を構成するキャパシタは、入力整合回路（2) 210を構成するため の入力整合回路（2)用基板上に入力整合回路（2) 210とともに形成されて!、る。抵 抗は入力整合回路（1) 230及び入力整合回路（1) 231を構成するための入力整合 回路（1)用基板上に、それらとともにシート抵抗として形成されている。例えば入力整 合回路（1)用基板 (パワートランジスタを搭載した半導体チップに近い方の基板）に は誘電率が 300のものを、入力整合回路（2)用基板 (パワートランジスタを搭載した 半導体チップ力も遠い方の基板）には誘電率が 9. 8のものを用いることができる。す なわち、入力整合回路（1)用基板には、入力整合回路（1) 230及び入力整合回路（ 1) 231を構成するため、 RC並列回路を構成するキャパシタに必要な誘電率と比較 すると大きいものが必要であるが、基板を分割することにより、 RC並列回路を構成す るキャパシタは、パワートランジスタ用の半導体チップ力 遠いほうの誘電率が小さい 基板上に形成することができ、高周波帯域での損失を小さくすることができる。なお、 抵抗は、入力整合回路（2)用基板上に形成することも可能である。各端子間は例え ばワイヤボンディングやリボンボンディングで接続されて!、る。フィードスルーはパッケ ージの内部と外部を接続するためのものである。
[0038] 図 5は、図 2に示した第 2の回路例の変形例 1を示す図である。第 2の回路例では、 入力インピーダンスを整合させる入力整合回路（2) 210が分配回路より前段に設け られていた力 変形例 1では、 RC並列回路 220と RC並列回路 221のそれぞれの入 力側に入力整合回路（2) 310と入力整合回路（2) 311が挿入されている。すなわち 、インピーダンス整合回路である入力整合回路（2)を分配回路の分配路ごとに設け たものである。これにより、分配回路の各分配路の特性に応じて、より広いインピーダ ンスの制御範囲を確保することができる。
[0039] 図 6は、図 2に示した第 2の回路例の変形例 2を示す図である。 RC並列回路 420と RC並列回路 421の抵抗回路は、抵抗 電極パッド 1、抵抗 2が直列に接続されて 構成されている。点線はワイヤ接続を表している。図示されたものでは、ワイヤはどち らも電極パッド 1に接続されており、抵抗 1はワイヤによりショートカットされるため、 RC 並列回路 420、 421の抵抗回路の抵抗値は抵抗 2により決定される。このように、ワイ ャをどの電極パッドに実装するかにより RC並列回路 420、 421の抵抗値を高出力増 幅器の製造時に調整することができる。これにより、トランジスタの特性変動や抵抗の 製造バラツキを吸収することができ、製造歩留まりを向上することができる。また、試 作回数を削減することができる。 [0040] なお、例示した抵抗回路は抵抗が 2つで電極パッドが 1つのものであった力 それ に限らず抵抗と電極パッドの数を増やすことも可能であることは明らかである。例えば 入力整合回路（1)側の抵抗の抵抗値を設計値より若干小さくしておき、入力整合回 路（2)側に向力つて複数の調整用の抵抗を電極パッドを挟んで接続しておき、製造 時に実際の回路特性に合わせてワイヤを接続する電極パッドを選択することにより、 適切な抵抗値を設定することができる。
[0041] 図 7は、図 6に回路例を示す高出力増幅器のパッケージ内部の物理的構成を示す 図である。入力整合回路基板に薄膜抵抗と電極パッドを複数直列接続して作製し、 ワイヤの接続位置により抵抗値を調整できるようになって 、る。
[0042] 図 8は、図 2に示した第 2の回路例の変形例 3を示す図である。図 2に示した回路例 と比べると、分配回路の端子間に抵抗 560を挿入したことだけが異なる。これにより、 分配回路の各分配路のポート間のアイソレーションを向上することができるので、ル ープ発振を抑制する効果を付加することができる。したがって、より高性能な高出力 増幅器を実現することができる。
[0043] 図 9A〜図 9Cにより、図 8に示す第 2の回路例の変形例 3の効果を、図 2に示した第 2の回路例と比較して説明する。
図 9Aは、図 9Bと図 9Cにそれぞれ示すポート 2とポート 3の間に抵抗がある場合と ない場合とのアイソレーションの関係をシミュレーションした結果を示すものである。
[0044] 図 9Bは図 2に示した第 2の回路例の入力整合回路（2) 110の出力部分をポート 1と し、入力整合回路（1) 230の出力部分をポート 2、入力整合回路（1) 231の出力部分 をポート 3としたものである。すなわち、ポート 1から 2つに信号は分配され、一方は R C並列回路 220と入力整合回路（1) 230を経てポート 2に至り、他方は、 RC並列回 路 221と入力整合回路（1) 231を経てポート 3に至る。
[0045] 図 9Cは図 8に示す第 3の変形例に対応するものであり、図 9Bのポート 2とポート 3の 間に抵抗 560を挿入したものである。
図 9Aのグラフの横軸は周波数、縦軸は Sパラメータ S(2,3)と S(2,l)である。 S(2,3)は ポート 3からポート 2への伝達係数であり、 S(2,l)は、ポート 1からポート 2への伝達係 数である。回路例 2とその変形例 3の場合、すなわちアイソレーション用に抵抗 560を 挿入した場合の各周波数帯域における Sパラメータ S(2,3)と S(2,l)の値をそれぞれ A
、 Bのグラフで示している。
[0046] 図 9Aによれば、ポート 1からポート 2への伝達係数 S(2,l)には差がない。したがって
、抵抗 560を挿入したことによる信号伝達への悪影響はな 、。
一方、ポート 3からポート 2への伝達係数 S(2,3)については、抵抗 560を挿入した第
3の変形例では、すべての周波数領域で第 2の回路例の場合より小さぐ 1. 5GHz
〜1. 9GHzでは 20dB以下に削減されている。
[0047] 特に、所望の周波数帯である 1. 7GHz付近の伝達係数 S(2,3)は大きく削減される ことがわ力ゝる。
したがって、ポート 3とポート 2のアイソレーションを向上させることができ、ループ発 振の発生を抑制する効果が向上していることが確認できる。
[0048] 以上本発明の実施例を詳細に説明したが、本発明は、前記実施例に限られること なぐ本発明の技術的思想の範囲内で、多くの改変を実施することができる。例えば 、所望の周波数帯域は 1. 7GHzに限られるものではなぐまた、パワートランジスタの 個数も 1つないし 2つに限られるものではな！/、。

Claims

請求の範囲
[1] パワートランジスタとインピーダンス整合回路を含む高周波高出力増幅器において 前記ノワートランジスタの入力インピーダンスを高インピーダンスに変換する入力整 合回路を設け、
前記入力整合回路の前段に抵抗と容量の並列回路を直列に挿入したこと を特徴とする高周波高出力増幅器。
[2] 請求項 1記載の高周波高出力増幅器において、
前記抵抗と容量の並列回路の抵抗は、抵抗と電極パッドが複数直列に接続されて 構成され、
ワイヤを実装することにより、前記抵抗と容量の並列回路の抵抗の抵抗値を調整す ることがでさるようにしたこと
を特徴とする高周波高出力増幅器。
[3] 請求項 1〜2記載の高周波高出力増幅器において、
前記インピーダンス整合回路と前記入力整合回路のための入力整合回路基板は、 2種類以上の誘電率を有する基板で構成され、かつ、前記パワートランジスタ用の半 導体チップに近い部分から高誘電率を有する基板が配置され、
前記抵抗と容量の並列回路を構成するキャパシタは、誘電率の低 、基板側に配置 されること
を特徴とする高周波高出力増幅器。
[4] パワートランジスタとインピーダンス整合回路を含む高周波高出力増幅器において 前記パワートランジスタを並列に複数個設け、
該複数個のパワートランジスタに入力信号を分配する分配回路を備え、 前記分配回路は、前記複数個のパワートランジスタに対応して、抵抗と容量の並列 回路と該パワートランジスタの入力インピーダンスを高インピーダンスに変換する入力 整合回路力 なる直列回路を備えること
を特徴とする高周波高出力増幅器。
[5] 請求項 4記載の高周波高出力増幅器において、
前記抵抗と容量の並列回路の抵抗は、抵抗と電極パッドが複数直列に接続されて 構成され、
ワイヤを実装することにより、前記抵抗と容量の並列回路の抵抗の抵抗値を調整す ることがでさるようにしたこと
を特徴とする高周波高出力増幅器。
[6] 請求項 4〜5記載の高周波高出力増幅器において、
前記インピーダンス整合回路と前記入力整合回路のための入力整合回路基板は、 2種類以上の誘電率を有する基板で構成され、かつ、前記パワートランジスタ用の半 導体チップに近い部分から高誘電率を有する基板が配置され、
前記抵抗と容量の並列回路を構成するキャパシタは、誘電率の低 、基板側に配置 されること
を特徴とする高周波高出力増幅器。
[7] 請求項 4〜5記載の高周波高出力増幅器において、
前記分配回路の分配端子間に抵抗を接続したこと
を特徴とする高周波高出力増幅器。
[8] 請求項 6記載の高周波高出力増幅器において、
前記分配回路の分配端子間に抵抗を接続したこと
を特徴とする高周波高出力増幅器。
[9] 請求項 4記載の高周波高出力増幅器において、
前記インピーダンス整合回路を前記分配回路の分配路ごとに設けたこと を特徴とする高周波高出力増幅器。
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