WO2007108409A1

WO2007108409A1 - 無線伝送システム及び無線伝送方法、並びにそれらに用いられる無線局及び送信局

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Publication number: WO2007108409A1
Application number: PCT/JP2007/055353
Authority: WO
Inventors: Hitoshi Takai; Kenji Miyanaga; Hideki Nakahara; Hidetoshi Yamasaki
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2006-03-17
Filing date: 2007-03-16
Publication date: 2007-09-27
Also published as: EP1990930A1; US20090097584A1; JP5058974B2; CN101405956A; CN101405956B; JPWO2007108409A1; KR20080106461A; US8229015B2

Abstract

　最大有効ブランチ数が少数に限られる場合にも、複数のシンボル波形の組み合わせで最大限のパスダイバーシチ効果を発揮できる無線伝送システムを提供する。送信タイミング制御部(23)は、基準タイミングから所定の遅延量だけ遅延させたタイミングを送信開始タイミングとする。変調部(21)は、複数のシンボル波形候補の内の１つを用いて、受信側において復調されることで耐マルチパス性を発揮するシンボル波形の位相遷移が変化波形である変調方式で信号を変調して、送信開始タイミングに送信する。所定の遅延量は、シンボル波形毎に、受信局(12)が信号を受信する受信タイミングの数が複数かつ所定の最大有効ブランチ数以下となる大きさであり、また各受信タイミングの差が所定の遅延分解能以上かつ所定の遅延上限以下となる大きさである。

Description

明細書

無線伝送システム及び無線伝送方法、並びにそれらに用いられる無線局及び送信局

技術分野

[0001] 本発明は、耐マルチパス性を有する伝送方式を用いて、複数の無線伝送装置が信号を送受信する無線伝送システム、及び無線伝送方法、並びにそれらに用いられる無線局及び送信局に関する。

背景技術

[0002] 無線通信の分野にお!、て、マルチパスへの耐性のある変復調方式を用いて、複数の送信局力同時に送信することによって複数の信号経路を人為的に形成し、受信側で複数の受信到来波を合成することでパスダイバーシチ（又は送信ダイバーシチとも呼ばれる）による効果を得て、伝送特性の改善を図る手法がある。

[0003] マルチパスへの耐性のある変復調方式には、例えば、スペクトル拡散方式や、広、周波数に渡って配置された多数のサブキャリアに情報を分散させて伝送する直交周波数分割多重方式（OFDM; Orthogonal Frequency Division Multiplexing)、伝送シンボル内に位相や振幅の冗長を加えることで耐マルチノス性を発揮させる耐マルチパス変調方式、凸状の位相冗長をカ卩えた PSK— VP (Phase Shift Keying with Varied Phase)方式（非特許文献 1)、振幅冗長をカ卩えた PSK— RZ (Return to Zero Phase S hift Keying )方式 (非特許文献 2)等の変調方式に工夫が施されたものや、変調方式は通常であるが受信側で等化器を用いることで耐マルチパス性を発揮させる方式、等がある。

[0004] スペクトル拡散方式には、例えば、元の信号より広い帯域の拡散信号を掛け合わせる直接拡散方式（DSSS; Direct Sequence Spread Spectrum )、周波数を広い帯域に渡ってホップさせる周波数ホッピング方式（FHSS; Frequency Hopping Spread Spectr um )、帯域の広いインパルスで拡散するタイムホッピング方式（THSS; Time Hopping spread Spectrum) ¾ある。

[0005] このような、耐マルチパス性を有する変復調方式を用いてパスダイバーシチによる積極的な効果を発揮するためには、信号の到来時間差の上限と下限について、以下のような条件がある。ここでは、パスダイバーシチによる効果を発揮することができる到来時間差の下限を遅延分解能と、上限を遅延上限とする。遅延分解能及び遅延上限は、用いられる変復調方式の原理から定まる場合もあり、また変復調方式のノメータや実装上の制約力も定まる場合もある。

[0006] 例えば、 DSSS方式では、遅延分解能は拡散符号の 1チップ長に相当し、遅延上限は拡散符号長未満に相当する。従って、 DSSS方式を用いて通信する場合、到来時間差が 1チップ長以上であり、拡散符号長未満であれば、受信側で受信信号を遅延波成分に分離して合成 (RAKE受信）し、パスダイバーシチ効果を得ることができる。

[0007] また、 OFDM方式の場合、信号に設定したガード区間で遅延波成分を吸収するために、遅延上限はガード区間の時間長に相当する。遅延波の到来時間差がガード区間以内であればシンボル間干渉が生じない。また、通常、複数のサブキャリアにまたがって誤り訂正処理を施すので、一部のサブキャリアがマルチパス歪みで誤りを生じても情報を再現することができる。一方、遅延分解能は、周波数帯域幅の逆数程度に相当する。このように、 OFDM方式を用いる場合、ガード区間による効果と、広い周波数帯に渡って情報を散在させて回収することによる周波数ダイバーシチ効果とによってパスダイバーシチによる効果を得ることができる。

[0008] また、耐マルチパス変調方式の PSK— VP方式や PSK— RZ方式を用いる場合、遅延分解能は、シンボル長の数分の 1程度の時間に相当し、遅延上限は、 1シンポル長未満程度の時間に相当する。 PSK方式、 QAM方式等の通常のシングルキヤリァ方式で送信し、受信側でタップ付遅延線を用いて復調する場合、遅延分解能はシンボル長に相当し、遅延上限はタップ数で決まる時間長に相当する。

[0009] そして、このような耐マルチパス性能を有する変復調方式を用い、パスダイバーシチによる効果を人為的に生じさせて伝送特性を改善させる無線伝送システムの例を、以下に示す。

[0010] 特許文献 1は、耐マルチパス性を有する変復調方式を用いて通信する従来の無線伝送システムについて記載している。図 51は、特許文献 1に記載された無線伝送システムのブロック図である。図 51では、信号が基地局 310から移動局 330に送信される下り系のみが示されている。図 51において、基地局 310は、通信エリア（無線ゾーン） 300を开成し、エリア内の移動局 330と CDMA (Code Division Multiple Access ) 方式を用いて通信する。

[0011] 基地局 310において、無線機 311から出力される信号は、送信アンテナ 312を介して、中継装置 320及び移動局 330に送信される。中継装置 320において、受信アンテナ 322によって受信された信号 S 1は、遅延器 324によって遅延されて合成器 323 に入力される。また、アンテナ 321によって受信された信号 S2は、合成器 323に直接入力される。合成器 323は、信号 S1及び S 2を合成する。合成器 323によって合成された信号は、増幅器 325によって増幅され、送信アンテナ 326を介して移動局 330 に送信される。

[0012] 移動局 330は、 RAKE受信機であって、中継装置が遅延を与えた信号、与えなかつた信号、及び送信局が送信した信号の 3つの信号を受信する。中継装置 320において、遅延器 324は、拡散符号系列の符号時間（チップ長）以上の遅延を信号 S 1に与えるため、複数信号の間にはチップ長以上の遅延が生じる。そして、受信側では R AKE受信を行ってノスダイバーシチ効果を得て伝送特性の改善を図る仕組みとなつている。この従来の無線伝送システムでは、以上のようにして、別の伝送パス'遅延波を人為的に加えることで、パスダイバーシチによる効果を高めて伝送特性の改善を行うことを狙っている。

[0013] また、シンボル波形 (シンボル内の位相波形）に着目した特許文献 2に記載された伝送方法の変調方式は、シンボル波形の位相につ、てシンボル周期 Tに同期させた凸型の位相遷移を有し、遅延検波によって検波出力を得る方法で、マルチパスによって検波出力が消失してしまう状況を回避し、逆にパスの合成効果を得て伝送特性を改善することができる。この改善効果は、原理的に遅延波の遅延量 τが所定の範囲（0く τく Τ)において効果を発揮する。

[0014] 図 52は、特許文献 2に記載されたシンボル波形の位相遷移を示す概略図である。

図 52において、この位相遷移は、 1シンボルの時間長（シンボル長） Τでの遷移幅を最大位相遷移量 φ で規定し、下記式（1)に示す関数に基づいて放物線状に位相を変化させる。

Φ ( = (

/ r ² ) - t - (T - t) - ( < t < T )

… ）

[0015] 図 53は、特許文献 2に記載された伝送信号生成回路 700の構成を示す図である。

図 53に示すように、伝送信号生成回路 700は、差動符号ィ匕回路 701と、波形発生回路 702と、直交変調器 704と、発振器 703とを備える。そして、伝送信号生成回路 70 0は、送信データを差動符号ィ匕回路 701で差動符号ィ匕し、波形発生回路 702で凸型の位相冗長性を有するシンボル波形を用いて変調し、直交変調器 704で搬送波周波数帯の信号に変換する。

[0016] 次に、このような凸型の位相冗長性を持たせたシンボル波形を用いる場合の到来信号間の位相関係につ、て示す。

図 54は、凸型の位相冗長性を持たせたシンボル波形を用いる場合における 2つの到来信号 A及び Bの位相関係を示す概略図である。図 54において、位相差 αを 18 0度とすると、到来信号間に遅延が生じる場合でも位相が凸状に遷移するので、有効区間内で打ち消し合って受信波が消失する区間（図 54の b点）があっても、打ち消し合わずに受信波が残存する区間（図 54の a点及び c点）がある。この到来信号 A及び Bを遅延検波と低域通過フィルタとの組み合わせによって処理することで、有効な検波出力を得ることができる、よって、結果的にノスダイバーシチ効果を得て伝送特性が改善される。

[0017] 図 55は、特許文献 2に記載される変調方式による送信ダイバーシチを用いた従来の無線伝送システムの構成を示す模式図である。図 55に示すように、伝送信号生成回路 700と第 1及び第 2空中線 904及び 905との間に遅延器 901を設け、第 1及び第 2空中線 904及び 905から送信する信号間に、遅延を挿入する。このとき、パスダィバーシチ効果が良好に発揮される遅延量に設定して送信することで、伝送特性の改善が図られる。

特許文献 1：特許第 2764150号明細書

特許文献 2：特許第 2506748号明細書非特許文献 1 :エッチ.タカイ、「ビーィーアール'パフォーマンス'ォブ'アンチマルチパス ·モジュレーション'スキーム ·ピーエスケ^——ブイピ^ ~ ·アンド'イツッ ·ォプティマム 'フェーズウェーブフォーム」、アイトリプルイ^ ~ ·トランス.ブイィーェイチ.テクノロ

、ン' ~~ (Η. Takai, BER Performance of Anti- Multipath Modulation Scheme PSK- VP a nd its Optimum Phase— Waveform", IEEE, Trans. Veh. Technol.), Vol. VT— 42、 199 3年 11月、 p625— 640

非特許文献 2 :エス.ァリャビスタクル、エス.ヨシダ、エフ.ィケガミ、ケィ.タナカ、ティ一.タケゥチ、「ァ 'パワーエフイシェント 'リニア'ディジタル'モジユレータ'アンド'イツッ ·アプリケーション'トゥ^ ~ ·アン'アンチマルチパス ·モジュレーション'ピーエスケーアールゼット 'スキーム」、プロシーディングズ 'ォブ 'アイトリプルイ^ ~ ·ビークラ^ ~ · テクノロジー.カンファレンス（S. Ariyavisitakul, S. Yoshida, F. Ikegami, K. Tanaka, T.

Takeuchi, "A Power-efficient linear digital modulator and its application to an anti— multipath modulation PSK-RZ scheme)」 , Proceedings of IEEE Vehicular Technology

Conference) , 1987年 6月、 p66— 71

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0018] 上述したマルチパスへの耐性のある変復調方式では、パスダイバーシチ効果に寄与する独立なブランチについて、有効となる最大のブランチ数 (以下、最大有効ブランチ数)が少数に限られる場合がある。パスダイバーシチ効果に寄与する最大有効ブランチ数は、遅延上限を遅延分解能で除算した値以下になるが、遅延上限が遅延分解能に近接すると、これがごく小さな値になるためである。

[0019] 例えば、最大有効ブランチ数が 2つの場合、遅延分解能だけ離れた到来遅延を有する 2波に、さらに 3波目が間の到来遅延に加わると、 3波目は元の 2波の両方に重畳され、受信機でのパス分解後も共通して残留することとなって、パスダイバーシチにおけるブランチ (枝）間の相関を増し、劣化が生じてしまう。このように、遅延上限が遅延分解能に近接し、パスダイバーシチによる効果に寄与する最大有効ブランチ数が少数に限られるような場合においては、遅延を有するパスを付け加えさえすれば良いというわけにはいかないが、特許文献 1及び 2を含め、この問題を解決する方法は未だに提案されていない。

[0020] 遅延上限が遅延分解能に近接し、パスダイバーシチによる効果に寄与する最大有効ブランチ数が少数に限られるような場合について、各々の変復調方式に対して、さらに詳述すると以下のようになる。

[0021] DSSS方式を用いる場合、遅延上限は拡散符号長未満に相当するため、拡散符号長が短くなり、遅延分解能に相当する拡散チップ長に近づくと、最大有効ブランチ数が少数になる。例えば、拡散符号長が 4チップ長であって、拡散率が 4倍、すなわち、 1シンボル力チップの拡散符号で拡散されている場合、遅延分解能は 1チップ長、遅延上限は 3チップ長となるため、ブランチ数は高々 4つ程度になる。 FHSS方式を用いる場合、遅延分解能は拡散帯域幅に相当し、遅延上限は、ホップシーケンス長によって定まる。従って、拡散帯域幅が狭ぐホップシーケンス長が短い場合、最大有効ブランチ数が少数に限られる。

[0022] また、 THSS方式を用いる場合、遅延分解能はパルス幅に相当し、遅延上限はパルスシーケンス長によって定まる。従って、パルス幅が広ぐパルスシーケンス長が短い場合、ブランチ数が少数に限られる。同様に、 OFDM方式では、遅延分解能はサブキャリアが分散配置された周波数帯域幅に相当し、遅延上限はガード区間長によつて定まる。従って、周波数帯域幅が狭ぐガード区間が短い場合、最大有効ブランチ数が少数に限られる。 PSK—VP方式や PSK—RZ方式を用いる場合、原理的に、遅延上限がシンボル長を越えられないため、元々、遅延分解能と遅延上限が近接している。

[0023] また、等化器を用いる場合、遅延分解能はシンボル長、遅延上限は等化フィルタのタップ長で決まる。従って、シンボル長に比べ、フィルタタップの時間長が短い場合、同様のケースとなる。なお、等化器においては、タップ数は回路規模を大きく左右するため、回路規模の制約から遅延上限が制限される場合が多い。

[0024] 一方、特許文献 2に記載されたシンボルに同期した位相遷移を有する変調方式を遅延の挿入なしで送信ダイバーシチに適用した伝送方法では、遅延分散性が無視できる伝搬路の場合、たとえ複数の送信アンテナ力の到来波のレベルが確保されても、 2つの到来信号間の位相関係が逆相になると打ち消し合ってパスダイバーシチ効果が発揮されない。

[0025] 図 56は、特許文献 2に記載された変調方式において到来信号の位相関係が逆相の場合を示した模式図である。図 56に示すように、たとえ位相遷移が凸状であっても 2つの到来信号間に遅延がない場合、逆相になってしまうと検波出力が無くなつてしまい、改善効果を失ってしまう。

[0026] 図 57は、 2波到来モデルにおいて、特許文献 2に記載された伝送方式のビット誤り率と遅延量てとの関係を模式的に示したものである。図 57において、横軸は 2波到来モデルの到来信号間の遅延量、縦軸はビット誤り率を示す。到来波間の遅延量 τ が少ないと、図 56で述べたように、 2波の位相が逆相で到来した場合に改善効果が失われて、誤り率が劣化する。遅延量てが相対的に大きくなるにつれて改善され、シンボル長 Τに近づくにつれて有効区間が短くなり、最終的には消滅して再度誤り率は劣化する。

[0027] 次に、 PSK— VP方式を例に、特性評価結果を基に具体的に説明する。

図 58は、 4相 PSK—VP方式（以下、 QPSK— VP方式）の 2波ライスモデルにおける、 2波の到来時間差に対する実際のビット誤り率特性を示す図である。横軸は到来時間差をシンボル長 Tで規格ィ匕した値を示し、縦軸はビット誤り率を示している。なお、伝送路は EbZNo = 25dBの 2波ライスフェージング環境である。図 58より、到来時間差が 0. 3シンボル長力 0. 7シンボル長の範囲でパスダイバーシチ効果による積極的な改善が行われて、 IE— 5以下の良好なビット誤り率になる。つまり、ノスダイバーシチによる積極的な改善効果が得られる遅延分解能は 0. 3シンボル長程度、遅延上限は 0. 7シンボル長程度である。

[0028] 特許文献 2には、送信信号に意図的な所定遅延を挿入することで、送信ダイバーシチを構成する方法が記載されている（図 55)。遅延器 901で挿入する遅延量は、給電線を含め伝搬路での行路差、加えて各々行路内での遅延分散が相加することを想定して、例えば、図 57のてで示すように、誤り率特性曲線の底（良好な誤り率の

S

区間）の中央に設定することになる。しかし、この従来の送信ダイバーシチだと、伝搬路で生じる遅延分散に対する耐性 (遅延耐性)の観点で見るならば、「良好な誤り率の区間」で示された本来の方式の能力に対して、送信側で比較的大きな遅延てを予め挿入しなければならないために、耐遅延量は大幅に目減りしてしまう問題があつた。

[0029] 以上のような耐遅延量への制約下において、図 59は、 QPSK— VP方式における受信波が 2波（受信タイミングが 2つ）と 3波（受信タイミングが 3つ）の場合のビット誤り率特性を示す図であり、図 60は、図 59における 2波と 3波の時間関係を示している。なお、各受信波はライスフェージング波で、 3波は、 2波の場合にさらに中間の時間位置に 3波目を挿入した伝送路モデルである。図 59に示すように、受信波が 2波である場合に比べ、 2波の間に 3波目が挿入された場合のビット誤り率が劣化していることがわかる。これは、 3波の場合、 3波目は、両側の 2波に対して分離されず、同じ干渉を与える、あるいは、相関を高めることとなって、劣化を招くことが確認できる。つまり、図 55のように 2つまでの遅延を持たせた送信波では良いが、さらに 3つ目の送信波を加えると逆に特性が劣化してしまう問題があった。

[0030] このように、遅延波成分を分離できる遅延分解能と遅延上限とが有意に接近するような場合、ノスダイバーシチによる効果に寄与する最大有効ブランチ数が少数に限られるため、不用意に遅延を有するパスを付け加えると、伝送特性の劣化を招いてしまうことが課題となる。

[0031] それ故に、本発明の目的は、パスダイバーシチによる効果に寄与する最大有効ブランチ数を増加させ、また、それが少数に限られる場合であっても、パスダイバーシチによる効果を最大限に発揮することができる無線伝送システム及び無線伝送方法、並びにそれらに用いられる無線局及び送信局を提供することである。

課題を解決するための手段

[0032] 本発明は、複数の無線局、受信局、及びこれらの局間に形成されるマルチパス伝送路によってパスダイバーシチを構成し、複数の無線局が信号を受信局へ送信する無線伝送システム、このシステムに用、られる無線局及び送信局また方法に向けられている。そして、本発明では、上記目的を達成するために次の構成を用いている。

[0033] 複数の無線局は、それぞれ、相互に異なる複数のシンボル波形の候補から 1つを選択する波形選択制御部と、波形選択制御部で選択されたシンボル波形に基づヽて送信データから送信信号を生成する変調部と、送信信号を送信する基準となる基準タイミング力も所定の遅延量だけ遅延させたタイミングを、送信信号の送信を開始する送信開始タイミングとして決定する送信タイミング制御部と、送信タイミング制御部によって決定された送信開始タイミングで、送信信号を送信する送信部とを備える。受信局は、送信部から送信される送信信号を受信する受信部を備える。受信部によって送信信号が受信される受信タイミングの数が、異なるシンボル波形毎に複数かつ所定数以下に設定され、受信タイミングの差が、所定の遅延分解能以上であり、受信タイミングの最大値及び最小値の差が、所定の遅延上限以下となる大きさとなるように、所定の遅延量が設定される。なお、受信局は、遅延検波によって検波信号を得ることが望ましい。

[0034] 好ましくは、所定の遅延分解能及び所定の遅延上限は、それぞれ、複数の遅延波をパスダイバーシチ受信することができる値に設定されている。また、複数の無線局が持ち合わせる基準タイミングは、予め定められた同一のタイミングである。

[0035] この無線伝送システムは、受信局へ送信すべき信号を複数の無線局に送信する送信局をさらに構成に含んでもよい。この場合、複数の無線局は、それぞれ、送信局から送信された信号を受信し、受信タイミングを検出するタイミング検出部をさらに備え、送信タイミング制御部は、タイミング検出部によって検出されたタイミングを基準タイミングとして決定し、送信部は、受信された信号を受信局へ中継送信すればよい。タイミング検出部は、信号に含まれるユニークワードを検出することが好ましい。

[0036] 又は、無線伝送システムは、受信局へ送信すべき信号を複数の無線局に送信する送信局をさらに構成に含み、送信局が、複数の無線局へ信号を送信する送信開始タイミングを決定し、かつ基準タイミング力も所定の遅延量だけ遅延させたタイミングを、受信局へ信号を送信する再送信開始タイミングとして決定する送信タイミング制御部と、送信開始タイミングで複数の無線局へ信号を送信し、再送信開始タイミングで受信局へ信号を送信する送信部とを備えてもよい。この場合、複数の無線局は、それぞれ、送信局から送信された信号を受信し、受信タイミングを検出するタイミング検出部をさらに備え、送信タイミング制御部は、タイミング検出部によって検出されたタイミングを基準タイミングとして、送信部は、タイミング検出部によって受信された信号を受信局へ中継送信すればょ、。 [0037] あるいは、無線伝送システムは、受信局へ送信すべき信号を複数の無線局に送信する送信局をさらに構成に含み、送信局が、複数の無線局が送信する信号にそれぞれ与えるべき遅延量、及び複数の無線局が送信信号の生成に用いるシンボル波形を、複数の候補値からそれぞれ 1つずつ選択する遅延量'シンボル波形決定部と、遅延量 ·シンボル波形決定部によって選択された遅延量及びシンボル波形の情報を、信号に付加する遅延量'シンボル波形付加部と、遅延量'シンボル波形付加部によつて遅延量及びシンボル波形の情報が付加された信号を、複数の無線局に送信する送信部とを備えてもよい。この場合、複数の無線局は、それぞれ、送信局から送信された信号を受信し、当該信号に付加されて!ヽる遅延量及びシンボル波形情報を抽出する遅延量，シンボル波形抽出部をさらに備え、送信タイミング制御部は、基準タイミンダカ遅延量 ·シンボル波形抽出部で抽出された遅延量だけ遅延させたタイミングを、送信開始タイミングとして決定し、変調部は、遅延量'シンボル波形抽出部で抽出されたシンボル波形情報に基づいて送信データから送信信号を生成すればよい。

[0038] ここで、複数の無線局は、所定の距離内で互いに隣接する無線局の通信範囲が一部重複するように配置され、遅延量，シンボル波形決定部は、隣接する無線局から送信される信号が異なるタイミングで受信局で受信され、かつ、同一の遅延量が設定された無線局力送信される信号が同じタイミングで受信局で受信されるように、遅延量を調整することが好ましい。また、複数の無線局が、線状に配置されることが望ましい。さらに、線状に配置された 2以上の無線局の組が複数あり、この複数の組が互いに平行に配置されて、ることが望ま、。

[0039] また、複数の無線局毎に、複数の候補値から予め定められた遅延量を選択するか、複数の候補値力ランダムに遅延量を選択する遅延量設定部をさらに備えてもよい。また、波形選択制御部は、複数の無線局毎に、複数の候補力ランダムにシンボル波形を選択してもよい。

[0040] 好ましくは、複数の無線局は、所定のシンボル数だけ離れた任意の 2つのシンボルのシンボル波形力送信データにかかわらず同一であり、かつ、当該任意の 2つのシンボルの位相差が、送信データに基づいて決定される送信信号を生成する。所定のシンボル数を 1とし、位相差に 2 πを 2の累乗の数で均等に分割した角度のいずれかを用いる。

[0041] また、複数の無線局は、 1シンボル期間において、位相が時間方向に増加し、かつ位相の時間変化の 2次微係数が常時ゼロではない位相遷移を有する第 1シンボル波形と、位相が時間方向に減少し、かつ位相の時間変化の 2次微係数が常時ゼロではな、位相遷移を有する第 2シンボル波形とを、又は 1シンボル期間の所定点までは位相の時間変化量が減少し、かつ当該所定点以降は位相の時間変化量が増加する位相遷移を有する、第 1シンボル波形及び第 2シンボル波形を、又は 1シンボル期間の所定点までは位相の時間変化量が増加し、かつ当該所定点以降は位相の時間変化量が減少する位相遷移を有する、第 1シンボル波形及び第 2シンボル波形を、又は 1 シンボル期間の全てで位相の時間変化量が減少する位相遷移を有する第 1シンポル波形及び第 2シンボル波形を、又は 1シンボル期間において、位相が時間方向に増加した後減少に転じ、かつ位相の時間変化の 2次微係数が常時ゼロではな、位相遷移を有する第 1シンボル波形と、位相が時間方向に減少した後増加に転じ、かつ位相の時間変化の 2次微係数が常時ゼロではない位相遷移を有する第 2シンボル波形とを、又は 1シンボル期間の所定点までは位相の時間変化量が減少し、かつ当該所定点以降は位相の時間変化量が増加する位相遷移を有する、第 1シンボル波形及び第 2シンボル波形を、あるいは所定点を 1シンボル期間の中心点とし、中心点以前の位相と中心点以後の位相とが対称的に変化する位相遷移を有する、第 1シンボル波形及び第 2シンボル波形を、少なくともシンボル波形の所定の数の候補に含むことが好ましい。

発明の効果

[0042] 本発明によれば、パスダイバーシチによる効果を得ることができるブランチの数が少数に限られる場合であっても、複数の送信タイミングと複数のシンボル波形との組み合わせで最大限のノスダイバーシチ効果を発揮することができる。従って、無線伝送システムの伝送特性を改善することができる。

図面の簡単な説明

[0043] [図 1]図 1は、本発明の第 1の実施形態に係る無線伝送システムの構成を示す図 [図 2]図 2は、無線局 11の詳細な構成例を示すブロック図

圆 3]図 3は、変調部 21の詳細な構成例を示すブロック図

[図 4]図 4は、本発明の第 1の実施形態に係る伝送システムの差動符号ィ匕規則の一例及び信号空間ダイアグラムを示す図

[図 5]図 5は、変調部 21の各ブロックの内部構成例を示した図

[図 6]図 6は、変調部 21が生成するシンボル波形の位相遷移の一例を示す模式図

[図 7]図 7は、受信局 12の詳細な構成例を示すブロック図

[図 8]図 8は、復調部 33の詳細な構成例を示すブロック図

[図 9]図 9は、受信局 12での到来信号 A及び Bの位相をシンボル毎に示した模式図 [図 10]図 10は、到来信号 Aと到来信号 Bとの位相関係及びシンボル間の位相関係を模式的に示した位相遷移図

[図 11]図 11は、到来信号 Aと到来信号 Bとの間の位相関係をベクトルで表した図 [図 12]図 12は、到来信号 Aと到来信号 Bとの間の位相遷移をベクトルで表した図圆 13]図 13は、伝搬路の遅延分散性が無視できる場合に受信局 12で受信された到来信号 A及び Bの位相関係を示した模式図

[図 14]図 14は、図 13に示す到来信号 A及び Bの低域通過フィルタ 1810及び 1811 通過後の検波出力を示す図

[図 15]図 15は、 2つの無線局 A及び B力もの 2波到来モデルの概念図

[図 16A]図 16Aは、送信信号 Aの直接波と遅延波との位相の変化をシンボル毎に示した模式図

[図 16B]図 16Bは、送信信号 Bの直接波と遅延波との位相の変化をシンボル毎に示した模式図

[図 17]図 17は、送信信号 A及び Bの直接波及び遅延波について、各々の搬送波の受信点での位相関係を示した図

[図 18A]図 18Aは、送信信号 Aの直接波と遅延波との位相関係及びシンボル間の位相関係を模式的に示した位相遷移図

[図 18B]図 18Bは、送信信号 Bの直接波と遅延波との位相関係及びシンボル間の位相関係を模式的に示した位相遷移図 [図 19A]図 19Aは、送信信号 Aの直接波と遅延波との位相遷移をベクトルで表した模式図

[図 19B]図 19Bは、送信信号 Bの直接波と遅延波との位相遷移をベクトルで表した模式図

[図 20]図 20は、全ての到来波の位相遷移をベクトルで表した模式図

[図 21]図 21は、本発明の伝送方法によるビット誤り率と遅延量てとの関係を模式的に示した図

[図 22]図 22は、無線局 11の動作を示すフローチャート

[図 23]図 23は、無線局 A〜Dが信号を送信するタイミングを示す図

[図 24]図 24は、変調部が変調ベースバンド信号に遅延を与える場合における無線局 20の構成を示すブロック図

[図 25]図 25は、変調部 21cの詳細な構成例を示すブロック図

[図 26]図 26は、変調部 21cの他の詳細な構成例を示すブロック図

[図 27]図 27は、本発明の第 2の実施形態に係る無線伝送システムの構成を示す図

[図 28]図 28は、送信局 13及び無線局 14が送信する信号に用、られるフレームの構成を示す図

[図 29]図 29は、無線局 14の詳細な構成例を示すブロック図

[図 30]図 30は、無線局 14の動作を示すフローチャート

[図 31]図 31は、無線局 A1〜D1が信号 A1〜D1を送信するタイミングを示す図 [図 32]図 32は、本発明の第 3の実施形態に係る無線伝送システムの構成を示す図 [図 33]図 33は、送信局 15の詳細な構成例成を示すブロック図

[図 34]図 34は、送信局 15の動作を示すフローチャート

[図 35]図 35は、送信局 15及び無線局 Al〜D1が送信する信号のタイミングを示す図

[図 36]図 36は、本発明の第 3の実施形態に係る無線伝送システムの他の構成を示す図

[図 37]図 37は、本発明の第 4の実施形態に係る無線伝送システムの構成を示す図 [図 38]図 38は、送信局 16の詳細な構成例を示すブロック図 [図 39]図 39は、無線局 17の詳細な構成例を示すブロック図

[図 40]図 40は、送信局 16及び無線局 17の動作を示すフローチャート

[図 41]図 41は、無線局 17による信号の送信タイミング例を示す図

[図 42]図 42は、本発明の第 5の実施形態に係る無線伝送システムの構成を示す図

[図 43]図 43は、 2つの無線局 A2及び B2と、受信局 12との位置関係を示す概略図

[図 44]図 44は、行路長差 Δ ζと、受信局 12及び無線局の距離 Xとの関係を示す図

[図 45]図 45は、受信局 12が複合エリア Α内に位置する場合における信号のタイミングを示す図

[図 46]図 46は、受信局 12が複合エリア B内に位置する場合における無線伝送システムの構成を示す図

[図 47]図 47は、受信局 12が複合エリア B内に位置する場合における信号のタイミングを示す図

[図 48]図 48は、本発明の第 6の実施形態に係る無線伝送システムの構成を示す図

[図 49]図 49は、複数の無線局によって形成された複合エリアの配置の一例を示す図

[図 50]図 50は、到来タイミング及びシンボル波形の無線局毎の割り当て例を示す図

[図 51]図 51は、従来の無線通信システムのブロック図

[図 52]図 52は、従来のシンボル波形の位相遷移を示す概略図

[図 53]図 53は、伝送信号生成回路 700の構成を示す図

[図 54]図 54は、遅延を伴う場合の到来信号 A及び Bの位相関係を示す概略図

[図 55]図 55は、従来の無線伝送システムの構成を示す模式図

[図 56]図 56は、従来の変調方式において到来信号の位相関係が逆相の場合を示した模式図

[図 57]図 57は、従来の伝送方法によるビット誤り率と遅延量 τとの関係を模式的に示した図

[図 58]図 58は、 QPSK— VP方式を用いた場合における 2波の到来時間差に対するビット誤り率特性を示す図

[図 59]図 59は、 QPSK— VP方式における受信波が 2波と 3波の場合のビット誤り率特性を示す図 [図 60]図 60は、図 59における 2波と 3波の時間関係を示す図符号の説明

11、 14、 17、 20 無線局

12 '旧局

13、 15、 16 送信局

21、 21c、 152 変調部

22 データ保持部

23、 151 送信タイミング制御部

24、 32、 153 RF部

25、 31 アンテナ

26 波形選択制御部

27 UW検出部

28 遅延量設定部

29、 33 復調部

30 波形設定部

41 読み出し制御部

42 波形記憶部

43、 1808、 1809 DZA変翻

44 遅延付加部

129 1 遅延量 ·シンボル波形抽出

161 遅延量 ·シンボル波形決定部

162A〜162D 遅延量'シンボル波形付加部

1601 遅延器

1602、 1603 乗算器

1604、 1605 移相器

1606、 1607、 1810、 1811 低域通過フィルタ

1801 発振器

1802 L分周器 1803、 1804 カウンタ

1805、 1806 シフ卜レジスタ

発明を実施するための最良の形態

[0045] (第 1の実施形態）

図 1は、本発明の第 1の実施形態に係る無線伝送システムの構成を示す図である。図 1に示す無線伝送システムは、複数の無線局 11と受信局 12とを備える。複数の無線局 11と受信局 12とは、無線で接続されている。図 1では、無線局 11の数力つである例を示している力無線局の数は任意に設定可能である。以後、この 4つの無線局 11については、区別する必要がある場合はそれぞれ無線局 A〜Dと表記し、区別する必要がな、場合は無線局 11と表記する。

[0046] 各無線局 11は、受信局 12に送信するための送信データと、送信データを送信するための基準となるタイミング (以下、基準タイミングと記す)を示す基準タイミング信号とを保持している。各無線局 11が保持する送信データ及び基準タイミング信号は、全ての無線局 11に共通のものである。

[0047] また、無線局 A〜Dは、それぞれ遅延量 tA〜tDを保持して!/、る。この遅延量 tA〜t Dは、遅延量候補値 (例えば、 T1又は T2)のいずれかの値をとる。カロえて、無線局 A 〜Dは、シンボル波形候補波形 (例えば、 W1又は W2)のいずれかの波形に基づいて送信信号を生成し、基準タイミング信号が示す基準タイミングに遅延量 tA〜tDを与えてデータを送信する。

受信局 12は、無線局 A〜D力も送信されてきた 4つの信号を受信する。

[0048] 図 2は、図 1に示す無線局 11の詳細な構成例を示すブロック図である。図 3は、図 2 に示す変調部 21の詳細な構成例を示すブロック図である。無線局 11は、変調部 21 と、データ保持部 22と、送信タイミング制御部 23と、 RF部 24と、アンテナ 25と、波形選択制御部 26とを備える。変調部 21は、読み出し制御部 41と、波形記憶部 42と、 D ZA変換部 43とを備える。 RF部 24及びアンテナ 25は、送信部を形成する。

[0049] 送信タイミング制御部 23は、基準タイミング信号と予め定められた遅延量とに基づいて、受信局 12に送信する信号の送信タイミングを制御する。具体的には、送信タイミング制御部 23は、基準タイミング信号が示す基準タイミング力遅延量だけ遅延させたタイミングを、送信開始タイミングとする。そして、送信タイミング制御部 23は、送信開始タイミングになると、送信開始を指示するための送信開始信号を生成して変調部 21に渡す。変調部 21は、送信開始信号を受け取ると、データ保持部 22に送信データを要求し、要求に応じて取得した送信データに所定の変調を施す。データ保持部 22は、変調部 21の要求に応じて、予め保持している送信データを読み出して変調部 21に渡す。 RF部 24は、変調部 21で変調された信号を RF帯の信号に周波数変換し、アンテナ 25から送信する。波形選択制御部 26は、対応するシンボル波形が波形テーブルカゝら読み出されるための波形バンク選択信号を、波形選択信号に基づ Vヽて生成し変調部 21に渡す。

[0050] 読み出し制御部 41は、ベースクロックで動作するカウンタで構成されており、送信開始信号の受信時にカウンタ値に基づいて、送信データを読み出すためのデータ読み出しクロックと、シンボル波形のデータを波形メモリから読み出すためのアドレス信号とを生成する。データ読み出しクロックは、データ保持部 22に出力され、アドレス信号は、波形記憶部 42に出力される。データ保持部 22は、データ読み出しクロックに同期して、差動符号化形式の送信データを読み出し制御部 41に渡す。波形記憶部 42は、アドレス信号に基づいて、送信データに応じたシンボル波形のデータを波形メモリから読み出す。 DZA変換部 43は、波形記憶部 42が読み出したディジタルデータをアナログ信号に変換し、変調ベースバンド信号として出力する。

[0051] これにより、変調ベースバンド信号を出力するタイミングは、送信開始信号を受け取つたタイミングに応じてベースクロック単位で変化する。また、ベースクロックは、通常、シンボル周波数 (シンボル長の逆数）の数倍カゝら十数倍の周波数が用いられることが多い。従って、シンボル長の数分の 1から十数分の 1の単位で、変調ベースバンド信号を出力するタイミングを調整することができる。

[0052] 図 4及び図 5を用いて、本発明の無線伝送システムが用いる送信信号、及びその生成方法、並びに具体的な構成例についてさらに詳しく説明する。図 4は、本発明の第 1の実施形態に係る無線伝送システムの差動符号ィ匕規則の一例及び信号空間ダイアグラムを示す図である。図 5は、図 3に示す変調部 21の各ブロックの内部構成例を示した図である。この変調部 21では、所定のシンボル波形を記憶しており、差動符号化信号 121に応じたベースバンド変調信号 122及び 123を出力する。データ保持部 22では、入力される送信データについて、シリアルパラレル変換によつて入力ビット系列がシンボル形式に変換され、かつ、差動符号化が施されて、各シンボルの同相軸信号 I及び直交軸信号 Q (差動符号化信号 121)が求められる。一般には、 2のべき乗の位相数によって差動符号ィ匕を行うことが可能である。さらには、隣接シンボル毎に一定量右回りか左回りにさらにシフト (いわゆる対称配置)する方式であってもよぐ送信データに応じて振幅方向にも情報を載せる差動振幅位相変調 (D APSK)を用いてもよい。以下、 4相 (非対称配置)で差動符号ィ匕を行う場合を一例に挙げて、本発明を説明する。この場合、具体的には、第 kシンボル (kは 0以上の整数 )の同相軸信号 I及び直交軸信号 Qを、 Mシンボル前 (Mは 1以上の整数)である第 k k

k Mシンボルの同相軸信号 I と直交軸信号 Q とを用いて、下記式（2)に従つ k-M k-M

て求める。なお、 Δ Θ は位相回転量である。

…

[0054] まず、図 4の（a)に従って、送信データの連続する 2ビットの組 (シンボル形式) ェ（k )及び X (k)の位相回転量 Δ Θ が決まる。次に、第 kシンボルの信号点 S (I 、 Q )の

2 k k k k 信号ダイアグラムは、初期値 S (I 、 Q )が決まれば式 (2)によって決まるが、図示す

0 0 0

ると図 4の（b)のように表せる。そして、図 4の（b)の信号点 S (1、 0)、 S (0、 1)、 S ( k k k 1、 0)及び S (0、一 1)から、図 4の (c)に従って差動符号ィ匕信号 (D (k)、D (k) ) k 1 2 を求める。

[0055] 図 5において、変調部 21は、ベースクロック発振器 1801と、 L分周器 1802、 Lカウンタ 1803、 Mカウンタ 1804、シフトレジスタ 1805及び 1806で構成される読み出し制御部 41と、波形記憶部 42と、 DZA変換器 1808及び 1809、及び低域通過フィルタ 1810及び 1811で構成される DZA変換部 43とを備える。

[0056] 図 6は、変調部 21が生成するベースバンド変調信号 122及び 123の基本となる、シンボル波形の位相遷移の様々な例を示したものである。シンボル波形の条件としては、その変化の 2次微係数がシンボル内において常時ゼロ「0」でないことである。そして、異なる無線局の変復調部が用いるシンボル波形が、例えば、図 6の（a)において、第 1シンボル波形が実線で示される位相遷移を有し、第 2シンボル波形が点線で示される位相遷移を有する場合のように異なる変化の組み合わせであれば、後述する特有のダイバーシチ効果が現れる。なお、図 6の（a)〜（e)は、位相遷移の一例に過ぎず、上記条件を満足すれば他の位相遷移であっても構わない。また、第 1シンポル波形の位相遷移と第 2シンボルの位相遷移とが対称的である必要は必ずしもなぐ図 6の（a)〜（e)において実線と点線との全ての組み合わせや、実線同士や点線同士の糸且み合わせであってもよ、。

[0057] また、シンボル波形は、 1つの無線局の送信信号について最大 M種類のシンボル波形を周期的に用いることができる。この M種類のシンボル波形の中には、同じものが繰り返し含まれても良ぐまた、 M=lの場合は 1種類のシンボル波形の繰り返しとなる。ただし、後述する特有のダイバーシチ効果を得るには、異なる無線局の同じ送信データに対応するシンボルで用いるシンボル波形は、互いに異ならせる必要がある。複数の無線局でシンボル波形を使い分ける場合、シンボル波形 Wl、 W2、…と記述することがあるが、 M=lの場合はシンボル波形は 1つなのでそのものを表し、 M >1の場合は M個のシンボル波形系列が Wl、 W2、…として読み替えれば同様の動作効果となる。よって、以降では、シンボル波形系列も含む意味でシンボル波形 W1 、 W2、…と記述説明することとする。

[0058] 第 1の無線局の変調部 21が生成するベースバンド変調信号の m番目（l≤m≤M) のシンボル波形の位相遷移 Φ A (t)、及び第 1の無線局とは異なる第 2の無線局の変調部 21が生成するベースバンド変調信号の m番目のシンボル波形の位相遷移 Φ^Β (t)は、シンボル長 Tにおけるシンボル内（0<t<T)では、図 6の（a)のような波形の組み合わせを選んだ場合、例えば下記式（3)及び式 (4)のように表される。

{2φ_}ΛΑΧΙΤ )·ί·{Τ-ί) ;(0<t≤T/2)

{2ψ_1ΜΧΙΤ²)·ΐ·{Τ-ΐ) + _1ΜΧ ;(T/2<t<T) -(2 _ΜΑΧ/Τ¹)-ί-(Τ-ί) + _ι ;(0< ≤Γ/2)

Φ^δ™( =

. (2 _ΜΑΧ/Τ¹).ί.(Τ- (T/2<t<T)

…(

[0059] ここで、差動符号化を介した送信データを表す位相 Θ (t)は、第 qシンボル (qは整数 )について図 4の（b)における信号点の位相を Θ とすると、ステップ関数 U(t)を用い

q

て下記式（5)のように表される。

^ e_q - {U(t - _qT ) - U ( t - (q - i)T )}

ただし、

[0060] 位相遷移 Φ (t)が 0<t<Tでのみ定義され、これ以外の区間では 0とすると、ベースバンド変調信号の位相遷移 ψ^Αωは、下記式 (6)で表される。

ー(6)

ただし、

[0061] 従って、ベースバンド変調信号の位相遷移 ψ^Αωから、同相変調信号 Y^A (t)及び直

I

交変調信号 Y^A (t)は、下記式 (7)で表される。

Q

Y ^A ！ (t ) = cos ψ ^A (t )

Y ^A Q (t ) = sin ψ ^A {t )

… ）

[0062] 基本的には、これらの信号で搬送波を直交変調することで RF帯域の変調信号が得られる。なお、このままでは信号が広帯域になるので、帯域制限フィルタで帯域制限を行ってもよい。この場合、帯域制限フィルタのインパルス応答を h(t)として、帯域制限後の同相変調信号 Y^A(t)と直交変調信号 Y^A (t)は、上記式 (7)ではなく下記式

I Q

(8)を用いて表される。

Y ^A i(t) = I °cos ψ^Α{ΐ - τ) - ¾(r r

Υ ^A _Q{t) = ψ ^Α <J _ τ ' ¾ (て）て

…

また、同様に、第 2の無線局の変調部 21についても、図 6の（a)に示すシンボル波形の位相遷移 Φ^Β (t)に基づいて、ベースバンド変調信号の位相遷移 ¥^B(t)は、下記式（9)で表される。

…ゆ）

ただし、

Φ⁵„( ≡ o -(t < O ≥ T)

そして、同相変調信号 Y^A(t)及び直交変調信号 Y^A (t)は、下記式 (10)で表される

°cos ψ^Β (ί—て） ' Η{τ)άτ

Y^B _Q(t)=广。 sin ψ^Β (卜て） ' Η{τ)άτ

…ひ。）

なお、上記式 (8)及び式（10)の積分範囲 t〜tは、インノルス応答 h(t)の広がり

0 0

の範囲である。また、帯域制限フィルタは、低域通過型であればよぐ様々な特性 (コサインロールオフ、ルートナイキスト、ガウス等）及びパラメータ（カットオフ、ロールォフ率等）を用いることができる。ここでは、一例として、カットオフ角周波数 ω 、ロールオフ係数 γのコサインロールオフフィルタのインパルス応答 h(t)を、下記式（11)に示す。

1 - (2χω₀ί / π) ² ー（11)

[0066] さて、波形記憶部 42には、上記式 (8)に従って、同相変調信号 Y^A (t)及び直交変

I

調信号 Y^A (t)が記憶される。図 5に示す変調部 21では、一例として、帯域制限フィル

Q

タのインパルス応答 h(t)の広がりの範囲 t〜tを前後 1シンボルとした場合で説明

0 0

している。この場合、波形記憶部 42には、現在及び前後 1シンボルの全ての送信デ一タパタン分について計算して、各々変調信号の素片が記憶されている。入力された差動符号化信号 121は、シフトレジスタ 1805又は 1806で遅延され、第 kシンボルを中心に前後の第 k 1シンボル及び第 k+ 1シンボルを含めて、変調信号の素片の選択信号として波形記憶部 42に入力される。

[0067] ベースクロック発振器 1801は、シンボル周波数 Fsのクロック信号を発振し、各シフトレジスタ 1805又は 1806に動作クロックとして入力される。 Mカウンタ 1804は、シンボル周波数 Fsで動作して、 M通りの波形選択信号 1823を波形記憶部 42に入力する。これにより、波形記憶部 42は、 Mシンボルを 1周期として複数のシンボル波形の選択が可能となる。波形記憶部 42は、シンボル毎の変調信号素片の波形テーブルを記憶したメモリである力その各変調信号素片は 1シンボル当たり Lサンプルで記憶されている。 L分周器 1802が出力する周波数 L'Fsのクロックを読み出しクロックとし、カウンタ信号 1822を読み出しアドレスとして、シンボル内の信号点を順次読み出し動作する。両軸の変調信号は、それぞれ DZA変換器 1808及び 1809でアナログ値に変換され、低域通過フィルタ 1810及び 1811で折り返し成分が除去されて、ベースバンド変調信号 122及び 123として出力される。第 2の無線局の変調部 21も、記憶されている波形は異なるものの、構成動作は全く同じである。

[0068] なお、上記式（7)で示したように、帯域制限を行わない場合は、シフトレジスタ 1805 及び 1806は不要であり、差動符号化信号 121は、波形記憶部 42に直接入力される。また、 1シンボル遅延の差動符号ィ匕が行われる場合 (M= l)又はシンボル波形が 1 種類の場合は、 Mカウンタ 1804は不要である。

[0069] 図 7は、図 1に示す受信局 12の詳細な構成例を示すブロック図である。図 7において、受信局 12は、アンテナ 31と、 RF部 32と、復調部 33とを有する。 RF部 24及びァンテナ 25は、受信部を形成する。 RF部 32は、アンテナ 31が受信した RF帯の受信信号を受信ベースバンド信号に変換する。復調部 33は、 RF部 32によって変換された受信ベースバンド信号を復調し、受信データを得る。

[0070] 図 8は、図 7に示す復調部 33の詳細な構成例を示すブロック図である。復調部 33 は、 Mシンポノレ遅延器 1601と、乗算器 1602及び 1603と、 45度移ネ目器 1604と、 +45度移相器 1605と、低域通過フィルタ 1606及び 1607とを備える。 Mシンボル遅延器 1601は、受信信号を Mシンボル長だけ遅延させる。低域通過フィルタ 1606及び 1607は、乗算器 1602及び 1603で生じる搬送波の 2倍の周波数成分を除去するだけでなぐ後述する複数の検波出力を合成する役割も果たす。なお、図 8において、復調部 33は、前段の RF部 32でベースバンド帯域に変換された受信信号 131を処理する力 RF帯受信信号が直接入力されて処理するものであってもよい。

[0071] 次に、上記構成による本第 1の実施形態に係る無線伝送システムで行われる伝送方法が、特有のダイバーシチ効果を発揮する原理を説明する。ここでは、図 1に示した 2つの無線局 A及び B力各々第 1シンボル波形 (又は M長のシンボル波形系列） W1及び第 2シンボル波形 (又は M長のシンボル波形系列) W2に基づ、て送信信号を生成かつ送信し、受信局 12がこれらの送信信号を受信する場合を例に挙げて説明する。

[0072] はじめに、伝搬路の遅延分散が無視できる場合を説明する。具体的には、無線局 A及び Bからそれぞれ送信される信号が、伝搬路でそれぞれのマルチノス (多重経路伝搬）が発生するものの、それらのマルチパス波間の相対的な遅延がシンボル長に対して無視できる場合である。無線局 Aからの到来信号 Aと無線局 Bからの到来信号 Bとがそれぞれ独立なレイリー変動をする場合等がこれに相当し、これは伝送帯域内での伝搬路周波数特性が一様なフラットフェージングと呼ばれる。そして、位相差 aは、無線局 A及び Bと受信局 12との距離関係にも依存するパラメータである。 [0073] 図 9は、受信局 12での到来信号 A及び Bの位相を、シンボル毎に示した模式図である。図 9は、第 k— Mシンボル、第 k— M+ 1シンボル、第 kシンボル、及び第 k+ 1 シンボルの位相を示す。なお、送信データに応じた信号点の位相を Θ と、無線局 A k

の送信信号 A (到来信号 A)の第 mシンボル波形の位相遷移を Φ ^A (t)と、無線局 Bの送信信号 B (到来信号 B)の第 mシンボル波形の位相遷移を Φ B (t)とする。

[0074] 到来信号 Aは、第 kシンボルにおいて、シンボル内で一定の位相 Θ を起点に、シン k

ボル波形の位相遷移 Φ^Α (t)が加わる。同様に、到来信号 Bは、第 kシンボルにおける信号点の位相 Θ と到来信号間の位相関係 aとの合成位相を起点に、シンボル波 k

形の位相遷移 Φ^Β (t)が加わる。第 kシンボルより Mシンボル前の第 k— Mシンボルに m

は、信号点の位相 Θ を起点に、第 kシンボルと同じシンボル波形の位相遷移 Φ ^A k—M m

(t)あるいは Φ^Β (t)が加わる。そして、復調部 33では、第 kシンボルと第 k—Mシンポルとで遅延検波が行われる。

[0075] 図 10は、到来信号 Aと到来信号 Bとの位相関係及びシンボル間の位相関係を模式的に示した位相遷移図である。なお、この例では、送信信号 A (到来信号 A)及び送信信号 B (到来信号 B)のシンボル波形が、図 6の（a)に示した位相遷移する場合を示す。

図 10において、第 k— Mシンボルにおける到来信号 Aの位相は、位相遷移 alのように変化し、到来信号 Bの位相は、位相遷移 alの起点に対して位相差 αだけシフトした位相値を起点に位相遷移 blのように変化する。そして、第 kシンボルにおいて、到来信号 Aの位相は第 k Mシンボルの位相遷移 alの起点より差動符号ィ匕による位相 Δ Θ だけシフトした位相値を起点に位相遷移 a2のように変化し、到来信号 Bの位 k

相は位相遷移 a2の起点に対して位相差 αだけシフトした位相値を起点に位相遷移 b 2のように変化する。よって、第 k—Mシンボルの位相遷移 al及び blと第 kシンボルの位相遷移 a2及び b2との関係は、差動符号ィ匕による位相 Δ Θ だけシフトしたものと k

なる。従って、第 kシンボルを第 k— Mシンボルで遅延検波すれば、差動符号化による位相 Δ Θ が得られるので、データを復調できる。

k

[0076] さらに、到来信号 Aと到来信号 Bとの間の位相関係をベクトル図で説明する。

今、図 11に示すように、到来信号 Aの信号レベルを 1、到来信号 Bの信号レベルをとし、到来信号間の位相差が αであるとする。

[0077] この場合、図 12に示すように、第 k Μシンボルでは、到来信号 Bのベクトル S は

1B

、到来信号 Aのベクトル S に対して αだけ位相が異なる。到来信号 Αは、ベクトル S

1A

を起点に時間と共に Φ^Α (t)に応じて位相が変化し、任意の時刻 tにおいてベクトル

A

S 'であるとする。到来信号 Bは、ベクトル S を起点に時間と共に Φ^ϋ (t)に応じて位

1A IB m

相が変化し、時刻 tにおいてベクトル S 'であるとする。このとき、時刻 tにおける受信

1B

波のベクトルは V となる。

k-M

同様に、第 kシンボルでは、到来信号 Aのベクトル S は、ベクトル S に対して Δ 0

2A 1A

だけ位相が異なり（ここでは、検波対象とするシンボル間の位相差 Δ 0 が πとなる k k

場合を示してヽる）、到来信号 Bのベクトル S は、ベクトル S に対してひだけ位相が

2B 2A

異なる。到来信号 Aは、ベクトル S を起点に時間と共に Φ^Α (t)に応じて位相が変化

2A m

し、任意の時刻 tにおいてベクトル S 'であるとする。到来信号 Bは、ベクトル S を起

2A 2B 点に時間と共に Φ^Β (t)に応じて位相が変化し、ある時刻 tにおいてベクトル S 'であ

m 2B るとする。このとき、時刻 tにおける受信波ベクトルは Vとなる。

k

[0078] このように、到来信号 A及び到来信号 Bについて、第 k Mシンボルと第 kシンボルとは、それぞれシンボル内で同じように位相が遷移するので、 2つの受信波ベクトル V と V との位相関係も任意の時刻 tにおいて常に Δ 0 となる。

k k-M k

[0079] 次に、検波出力が有効に得られるシンボル波形の位相遷移について説明する。

図 12から、任意の時刻 tにおける受信波ベクトル V (t)と V (t)とは、第 k— M及び

k-M k

第 kシンボルにおける信号点をそれぞれ S 及び Sとすると、下記式（12)で表され

k-M k

る。

Μ ( )

- (12)

[0080] 従って、遅延検波による検波出力 D (t)は、下記式（13)で表される。なお、 Ίま複素

k

共役を示す。

•••(13)

[0081] ここで、 Φ^Α (t)=u及び Φ^Β (t)+ a =vとおくと、上記式（12)は、下記式（14)のよう

m m

に表される。

¾ (0 = S_k · S_k*__M · {exp (ゾ -u) + p- exp (ゾ · v)} · {exp (ゾ -u) + p- exp (ゾ · v)}

=

广 . exp( . A0_k ) . {cos(w) + j . sin(M) + p . cos(v) + j · ρ· sin(v)} • {COS(M) + j · sin(w) + p · cos(v) + j · ρ· sin(v)}*

^ ^ 'exp^.A^ il + ^+ p.cos^— v)} ... (14)

[0082] 従って、 D (t)は、下記式（15)のように表現される。

k

D_k (t) =

(t)― a)}'

ー（15)

この式（15)において、 {1+ p ² + 2 p -COS( ^A (t)— Φ^Β (t)— α)}及び |S |²の項は

m m k 常に非負であり、 _exp(j'A 0 )項は送信データを担う位相 Δ 0 に対応する検波信号

k k

を示しており、常に正しい検波出力が得られることを示している。式（15)がゼロになるのは、第 3項がゼロになる時である力それは、 ^ =1、かつ、 cosの項が 1になる時の瞬間に限られる。 2つのシンボル波形の位相差 Φ^Α (t) Φ^Β (t)が、時間間隔 0 <t<Tにおいて変化する限りにおいて、任意の p、 aについて、決して常にゼロにならず、到来信号 Aと到来信号 Bとが合成された検波出力が完全に消失することはなぐダイバーシチ効果が得られることを意味する。なお、変化量が大きくなるほど、シンボル内の 0<t<Tにおいて有効な検波出力が複数得られ、より高いパスダイバーシチ効果が得られる力好ましくは 2 π以上に変化すれば、 cos( ^A (t) Φ^Β (t)-a)

m m

}が必ず lになり、検波出力が最大になる tが必ず存在することになる。

[0083] 従って、本実施形態に係る無線伝送システムにおける、無線局 Aの変調部 21と無線局 Bの変調部 21とが記憶する各々のシンボル波形 (又は M長のシンボル波形系列の各々対応するシンボル波形）としては、例えば図 6の（a)に示した位相遷移 Φ^Α 及び Φ Βのような、同じ時間領域で位相遷移の増減方向が互、に異なるようなものにすれば、受信側で高、パスダイバーシチ効果が得られる。

[0084] 次に、受信局 12における到来信号 Aと到来信号 Bとの位相関係によって、検波信号が変化する様子を説明する。

図 13は、伝搬路の遅延分散性が無視できる場合に受信局 12で受信された到来信号 A及び Bの位相関係を示した模式図である。図 13の（a)〜（d)は、それぞれ α =0 度、 90度、 180度及び 270度の場合における到来信号 Α及び Βのシンボル波形の位相関係を示す。図 13の縦軸は、図 10における第 kシンボルの位相を、到来信号 A の位相遷移 a2の起点を 0度として 0〜360度の範囲で示したもので、上記式（3)及び式 (4)にお、て φ = 720度とした場合である。また、到来信号 Aと到来信号 Bとの

MAX

位相が逆相になる逆相点を X印で示し、同相になる同相点を〇印で示している。

[0085] 図 13の (a)に示すように、伝搬路に遅延がない場合、到来信号 Aと到来信号 Bとがベクトル合成された受信波の振幅が打ち消し合ってゼロになる逆相点は、 OCの大きさにかかわらず 1シンボル内で一瞬である。よって、この到来信号 A及び Bを遅延検波することで、検波振幅は受信波の 2乗に比例し、ほぼ同様の形となる。この様子を図示したものが、図 14の実線で示した曲線である。図 14の実線に示すように、極性（図 14では正極性となる例）が送信データに対して常に正 U、有効な検波出力が得られる。また、図 14の点線は、低域通過フィルタ 1810及び 1811通過後の検波出力を示している。低域通過フィルタ 1810及び 1811を通すことで、一瞬ゼロとなって欠損したとしても、シンボル内で複数の時間位置で得られる有効な出力を合成した検波出力が得られて、ダイバーシチ効果が発揮される。

[0086] 次に、伝搬路の遅延分散が無視できない場合を説明する。

ここでは、説明を容易にするために、図 15に示すような 2つの無線局 A及び Bからの到来信号が各々 2波となる 2波到来モデルで考える。まず、送信信号 Aの直接波と遅延波とが受信される場合、及び送信信号 Bの直接波と遅延波とが受信される場合をそれぞれ考察し、その後に全ての 4つの到来波が受信される状況を考察する。

[0087] 図 16Aは、送信信号 Aの直接波と遅延波との位相の変化をシンボル毎に示した模式図である。ここで、直接波と遅延波との各々の搬送波同士の受信点における位相差を 13 とする。遅延波の位相は、第 k番目のシンボルでは、送信データに応じた信号点の位相 Θ と信号間の位相差 j8 との合成位相を起点に、直接波に対して τだけ k A

遅延した送信信号 Aのシンボル波形の位相遷移 Φ ^A (t- τ )が加わる。同様に、遅延波の位相は、第 k Mシンボルにお、ては、信号点の位相 Θ を起点に、第 kシン k-M

ボルと同じ送信信号 Aの位相遷移 Φ^Α (t- τ )が加わる。

従って、第 kシンボルと第 k—Mシンボルとで遅延検波を行う際に、正しい検波極性が得られてかつ正し、復調データが得られる有効区間は、第 kシンボルにおける領域 (ii)又は第 k—Mシンボルにおける領域 GO'である。その前後の領域 (0、 GiO、（0'及び (m)'は、隣接シンボルの異なるデータ信号が混入するためにシンボル間干渉が生じ、必ずしも正ヽ復調データが得られな!/、領域である。

[0088] 図 16Bは、送信信号 Bの直接波と遅延波との位相の変化をシンボル毎に示した模式図である。送信信号 Bについては、上記の説明中、直接波と遅延波との各々の搬送波同士の受信点における位相差をと、直接波に対して τだけ遅延した送信信

Β

号 Βのシンボル波形の位相遷移を Φ ^Β (t- τ )と置き換えることで、原理は全く同じである。なお、ここでは、送信信号 Aに関する直接波と遅延波との遅延差と、送信信号 Bに関する直接波と遅延波との遅延差とを、共に同じ τとしているが、これらは異なつてヽても同様の改善効果が得られる。

[0089] 図 17は、送信信号 Α及び Βの直接波及び遅延波について、各々の搬送波の受信点での位相関係を示した図である。上述の j8 及び j8 にカ卩えて、送信信号 Aの直接

A B

波と送信信号 Bの直接波との各々搬送波間の位相差を α 'としている。また、送信信号 Α及び Βの各直接波に対する遅延波の振幅を ρ 及び p とした。直接波同士の振

A B

幅については、この後の動作 ·改善効果の説明には差は無いので、ここでは簡単のために同じとしている。

[0090] 図 18Aは、送信信号 Aの直接波と遅延波との位相関係及びシンボル間の位相関係を模式的に示した位相遷移図である。なお、送信信号 Aのシンボル波形として図 6 の（a)に示す Φ Aを用いた場合を示す。図 18Aにおいて、第 k—Mシンボルにおける直接波の位相は、位相遷移 alのように変化し、遅延波の位相は、位相遷移 alの起点に対して j8 だけシフトした位相値を起点に位相遷移 clのように遷移する。そして、

A

第 kシンボルにお!/、て、直接波の位相は第 k Mシンボルの位相遷移 alの起点より差動符号化による Δ Θ だけシフトした位相値を起点に位相遷移 a2のように遷移し、

k

遅延波の位相は、位相遷移 a2の起点に対して 13 だけシフトした位相値を起点に位

A

相遷移 c2のように遷移する。よって、第 k— Mシンボルの位相遷移 al及び clと第 kシンボルの位相遷移 a2及び c2との関係は、差動符号ィ匕による Δ Θ だけシフトしたもの

k

となる。従って、第 kシンボルを第 k— Mシンボルで遅延検波すれば、差動符号化による Δ Θ が得られるので、データを復調できる。この関係は、図 18Bに示す、送信信 k

号 Bの直接波と遅延波との位相関係及びシンボル間の位相関係を模式的に示した位相遷移図でも同様である。

[0091] 次に、送信信号 Aの直接波と遅延波との間の位相関係をべ外ル図で説明する。

図 19Aは、送信信号 Aの直接波と遅延波との位相遷移をベクトルで表した模式図である。ここでは、図 16Aにおける有効区間 GO又は ( についてのみ考える。図 19A は、送信データを表し、検波対象となる Mシンボルだけ離れた 2つのシンボル間の位相差 Δ Θ が πとなる場合を一例として示しており、第 k—Mシンボルの信号点を S

k 1A と、第 kシンボルの信号点を S とする。

2A

[0092] 第 k—Mシンボルでは、直接波のベクトル S に対し、遅延波のベクトル S は β だけ位相が異なる。直接波は、ベクトル S を起点に時間と共に Φ^Α (t)に応じて位相

1A m

が変化し、任意の時刻 tにおいてベクトル S ，で表される。遅延波は、ベクトル S を

1A lAd 起点に時間と共に Φ^Α (t- τ )に応じて位相が変化し、時刻 tにおいてベクトル S 'で

m lAd 表される。このとき、時刻 tにおける受信波のベクトルは v^A となる。

k-M

同様に、第 kシンボルについて、直接波のベクトル S はベクトル S に対して Δ 0

2A 1A k だけ異なり、遅延波のベクトル S はベクトル S に対して |8 だけ位相が異なる。そし

2Ad 2A A

て、直接波はベクトル S を起点に時間と共に Φ^Α (t)に応じて位相が変化し、任意の

2A m

時刻 tにおいてベクトル S ，で表される。遅延波は、ベクトル S を起点に時間と共に

、 Φ^Α (t- τ )に応じて位相が変化し、ある時刻 tにおいてベクトル S ，で表される。こ m 2Ad のとき、時刻 tにおける受信波ベクトルは v^Aとなる。

k

[0093] このように、送信信号 Aの直接波及び遅延波について、第 k—Mシンボルと第 kシンボルとは、それぞれシンボル内で同じように位相が遷移するので、 2つの受信波べクトル V^Aと V^A との位相関係も任意の時刻 tにおいて常に Δ 0 となる。 [0094] 図 19Bは、送信信号 Bの直接波と遅延波との位相遷移をベクトルで表した模式図である。ここでも、図 16Bにおける有効区間 GO又は GO'についてのみ考える。図 19B も、送信データを表し、検波対象となる Mシンボルだけ離れたシンボル間の位相差 Δ Θ が πとなる場合を一例として示している。送信信号 Αの第 k—Mシンボルの信号点 k

S から位相差 α 'だけ回った所に、送信信号 Bの信号点 S があり、さらに、 Δ 0 だ

1A IB k け回転した所に、第 kシンボルの信号点 S がある。

2B

[0095] 第 k—Mシンボルでは、直接波のベクトル S 〖こ対し、遅延波のベクトル S は

IB lBd B だけ位相が異なる。直接波は、ベクトル S を起点に時間と共に Φ ^Β (t)に応じて位相

IB m

が変化し、任意の時刻 tにおいてベクトル S 'で表される。遅延波は、ベクトル

IB S を

lBd 起点に時間と共に Φ^Β (t- τ )に応じて位相が変化し、時刻 tにおいてベクトル S 'で

m lBd 表される。このとき、時刻 tにおける受信波のベクトルは v^B となる。

k-M

同様に第 kシンボルについて、直接波のベクトル S はベクトル S に対して Δ 0 だ

2B IB k け異なり、遅延波のベクトル S はベクトル S に対して

2ABd 2B |8 だけ位相が異なる。そし

B

て、直接波はベクトル S を起点に時間と共に Φ ^Β (t)に応じて位相が変化し、任意の

2B m

時刻 tにおいてベクトル S 'で表される。遅延波は、ベクトル S を起点に時間と共に

2B 2Bd

、 Φ ^Β (t- τ )に応じて位相が変化し、ある時刻 tにおいてベクトル S 'で表される。こ m 2Bd

のとき、時刻 tにおける受信波ベクトルは V^Bとなる。このように、送信信号 Bの直接波

k

と遅延波について、第 k— Mシンボルと第 kシンボルとは、それぞれシンボル内で同じように位相が遷移するので、 2つの受信波ベクトル V^Bと V^B との位相関係も任意の

k k-M

時刻 tにおいて常に Δ 0 となる。

k

[0096] 結局、図 15に示す 4つ全ての到来波がある場合、図 20に示すように、第 k—Mシンボルでは V^A と V^B とのベクトル和力第 kシンボルでは V^Aと V^Bのべタト

k-M k-M k-M k k ル和 iS 結局受信されることになるが、両者の位相差は、やはり有効区間内の任

k

意の時刻 tにおいて常に Δ Θ となる。このことは、この受信信号力も遅延検波した検

k

波出力は、両ベクトル V^Aと V^B (又は V^A と V^B )が打ち消し合うか、 2つのアンテ

k k k-M k-M

ナからの各々直接波と遅延波が同時に打ち消し合って両ベクトル v^Aと

k v^B (又は k v^A k と v^B )とが同時に消失する力しない限り、つまり一瞬消失するようなことがあった

-M k-M

としても、その他では、送信データに対応した、常に正しい極性の出力が得られることを意味する。つまり、図 13及び図 14で説明した通り、一瞬はゼロになる場合があったとしてもそれ以外ではゼロにはならな!、検波出力が得られ、さらに低域通過フィルタを通すことで、一部がゼロとなって欠損したとしてもシンボル内の有効区間内で複数の時間位置で得られる有効な出力を合成した検波出力が得られて、パスダイバーシチ効果が発揮される。

[0097] 以上のように、本発明の第 1の実施形態に係る無線伝送システムは、複数の無線局 11にお、て、同じ送信データを差動符号ィ匕して互いに異なるシンボル波形で各々変調して送信し、受信局 12において、遅延検波によって検波する。これにより、より広、遅延範囲 (到来タイミングの差異)でも、特有のパスダイバーシチ効果による誤り率の改善効果が得られる。これに伴って、帯域制限等の具体的な変調パラメータ等にも左右される力他が同じ条件であれば、シンボル波形を異ならせることで、遅延許容範囲が増大することに従って最大有効ブランチ数も増加する。

[0098] 図 21は、図 57と同様に、本発明の伝送方法によるビット誤り率と遅延量てとの関係を模式的に示した図である。遅延量てがシンボル長 T (又は— T)に近づくにつれて有効区間が短くなり、最終的には消滅して誤り率が劣化する所は同じだが、遅延量てが 0付近でも誤り率が改善される所が異なる。従って、本発明の伝送方法では、特許文献 1のように、到来信号間に意図的な所定遅延を挿入することは必ずしも必要でなぐむしろ到来タイミングが同じであっても特有のダイバーシチ効果性が得られる

。図 21には、この様子を図示している力図 57と比べると、大きく遅延耐性範囲が改善される。

[0099] 以上のように、異なるシンボル波形と到来タイミング (遅延差）とを組み合わせることにより、さらなるパスダイバーシチの効果を引き出す (最大有効ブランチ数を増加させる）ことがでさる。

[0100] ここで、無線伝送システムにお、て、異なるシンボル波形を用いることで増加させた最大有効ブランチ数を最大限に活用してノスダイバーシチ効果を発揮させるために必要となるシンボル波形と到来タイミングの条件について説明する。以下では、無線伝送システム内で異なるシンボル波形（又はシンボル波形系列）が W1及び W2の 2 種類で、かつ、シンボル波形毎に最大有効ブランチ数に相当する到来タイミングが T 1及び T2である場合を想定して説明する。

[0101] タイミング T1及び Τ2と許容遅延量（良好な誤り率の区間）との関係は、図 21内に示した設定が好ましい。つまり、 Τ2>Τ1とすると、 3種類の到来時間差 Tl— Τ2、 0 (Τ1 —Tl又は Τ2—Τ2)、及び T2—T1を生じるが、これらが許容遅延量内にある必要がある。また、到来時間差が T1—T2及び T2—T1においては、同一シンボル波形同士でもパスダイバーシチ効果を生じるが（図 57を参照）、到来時間差 0においては、異なるシンボル波形を用いた信号同士である必要がある。

この場合、異なるシンボル波形を用いることで増加させた最大有効ブランチ数は 4 つで、シンボル波形と到来タイミングの組は、 W1T1、 W1T2、 W2T1、及び W2T2 の 4種類の中から選ばれる必要がある。つまり、同時送信する無線局の数が最大有効ブランチ数 (この場合は 4つ）以下の場合、各無線局はこれら 4つの組の中から互いに異なる組を用いて送信を行う必要がある。また、同時送信する無線局の数が最大有効ブランチ数を超える場合でも、これら 4つの組以外の組み合わせを作らず、各無線局のうち 4つの無線局は 4つの組の中力互いに異なる組を用いて送信を行、、残りの無線局はこれら 4つの組のいずれかを選んで送信を行う必要がある。

[0102] 図 22は、上述した特有のパスダイバーシチ効果を活力ゝして構成される無線伝送システムにおける無線局 11の動作を示すフローチャートである。

まず、データ保持部 22は、送信データを保存する (ステップ S501)。送信タイミング制御部 23は、基準タイミング力も所定の遅延量だけ遅延させたタイミングを、送信開始タイミングとして決定する (ステップ S502)。そして、送信タイミング制御部 23は、送信開始タイミングになると (ステップ S503、 Yes)、送信開始信号を生成して変調部 2 1に渡す。変調部 21は、送信開始信号に応じて、波形選択信号が示すシンボル波形で送信データを変調して出力する。変調された送信データは、 RF部 24及びアンテナ 25を経由して受信局 12に送信される (ステップ S 504)。

[0103] 図 23は、無線局 A〜Dが信号を送信するタイミングを示す図である。無線局 A〜D が保持する遅延量 tA〜tDは、 T1又は T2の 2種類とする。図 23に示すように、 4つの無線局 A〜Dは、基準タイミング TOに遅延量 T1又は T2を与えたタイミング、つまり (Tl +TO)又は (T2+T0)の、ずれかのタイミングで信号を送信する。無線局 A〜D が信号に与える遅延量 tA〜tDは、例えば tA=tC=Tl及び tB=tD=T2となるように設定される。ここで、無線局 A及び Dはシンボル波形 W1で送信し、無線局 Bとまシンボル波形 W2で送信する。なお、無線局 A〜Dと受信局 12との間の伝搬時間 aA 〜aDは、無視できるほどに小さいか又は全て同じ Gであるものとする。

[0104] 受信局 12は、タイミング (T1 + G+TO)とタイミング (T2 + G+T0)との 2つのタイミングで、無線局 A〜Dから送信されてくる信号を受信する。この 2つのタイミングは、（ T2—T1)の時間差がある。従って、同じシンボル波形ではある力無線局 Aと無線局 Dとの間、及び無線局 Bと無線局 Cとの間は、信号の到来に適度な時間差があるので、パスダイバーシチによる効果を発揮して伝送特性を改善することができる。しかも、信号の到来が同じ時間になる、無線局 Aと無線局 Cとの間、及び無線局 Bと無線局 Dとの間でも、シンボル波形が異なるので、パスダイバーシチ効果を発生させることができる。結局、無線伝送システム全体では、異なるシンボル波形を用いることで増カロさせた最大有効ブランチ数に等しい 4パスのダイバーシチ効果を得ることができる

[0105] なお、最大有効ブランチ数を超える無線局（例えば無線局 E)を有する無線伝送システムであっても、到来タイミングが（T1 + G+TO)力 (T2 + G+T0)のどちらかになるように、無線局 Eからデータ送信されるように設定すれば (シンボル波形は重なるので W1又は W2のどちらでもよい）、特性を最大限に発揮させることができる。

[0106] 以上のように、本発明の第 1の実施形態によれば、無線局の数が、受信局が利用可能な最大有効ブランチ数以上であっても、パスダイバーシチによる効果に寄与する最大有効ブランチ数の制限下において、パスダイバーシチによる効果を最大限に得ることができる。

[0107] また、第 1の実施形態では、 4つの無線局 A〜Dは、予め遅延量 T1又は T2のいずれかを保持していた。ここで、各無線局 A〜Dは、遅延量 T1及び T2の双方を保持していることにしてもよい。このとき、選択される遅延量は、常に同一であってもランダムであってもよい。また、各無線局 A〜Dが共有する基準タイミング信号は、無線局以外の局 (例えば、親局や送信局)力受信するビーコン信号に基づくタイミングであつてもよいし、 GPS (Global Positioning System)信号に含まれる時間情報や、電波時計力も得られる時間タイミング等であってもよ、。

[0108] なお、第 1の実施形態では、基準タイミングを所定の遅延量だけ遅延させたタイミングを用いることで、各無線局力もの送信タイミングに所望の遅延を付加していたが、遅延を付加する方法はこれに限らない。例えば、変調部が出力する変調ベースバンド信号に遅延を付加してもよい。図 24は、変調部が出力する変調ベースバンド信号に遅延を与える場合における無線局 20の構成を示すブロック図である。この無線局 20は、図 2に示す無線局 11から送信タイミング制御部 23及び波形選択制御部 26を除いた構成となる。図 25は、図 24に示す変調部 21cの構成を示すブロック図である。この変調部 21cは、遅延付加部 44をさらに備える点で、図 3に示す変調部 21と異なる。

[0109] 遅延付加部 44は、シフトレジスタで構成されており、所定の遅延量だけ入力信号を遅延させ、 DZA変換部 43へ出力する。これにより、波形記憶部 42から得られる信号を所定の遅延量だけ遅延させることができる。

なお、図 25では、ディジタル信号上で遅延処理を行う場合を説明したが、 DZA変換部 43の後段に遅延付加部 44を設けてアナログ信号上で遅延処理を行ってもよい。また、遅延付加部 44を読み出し制御部 41と波形記憶部 42との間に設けて、予め定められた遅延量に従ってアドレス信号を遅延させてもょ、（図 26)。

[0110] これにより、変調ベースバンド信号に所定の遅延を付加することができる。また、複数の無線局が基準タイミングから所定の遅延量を付加してデータを送信する方法であれば、以上説明した例に限らない。

以下、本発明に係る無線伝送システムを、様々な伝送形態で示す。

[0111] (第 2の実施形態）

図 27は、本発明の第 2の実施形態に係る無線伝送システムの構成を示す図である。図 27に示す無線伝送システムは、送信局 13と、複数の無線局 14と、受信局 12とを備える。送信局 13と複数の無線局 14と、及び複数の無線局 14と受信局 12とは、無線で接続されている。第 2の実施形態に係る無線伝送システムは、受信局 12へ送信すべき信号を複数の無線局 14に送信する送信局 13をさらに備える点で、上記第 1 の実施形態に係る無線伝送システムと相違する。以下、この相違する部分を中心に第 2の実施形態を説明する。

[0112] この送信局 13の構成は、図 2に示す無線局 11の構成から送信タイミング制御部 23 及び波形選択制御部 26を除いた構成である。受信局 12の構成は、図 1に示す構成と同様である。図 27では、無線局 14の数が 4つである例を示している。以後、この 4 つの無線局 14については、区別する必要がある場合はそれぞれ無線局 A1〜D1と表記し、区別する必要がな、場合は無線局 14と表記する。

[0113] 図 28は、送信局 13及び無線局 14の送信信号に用いられるフレームの構成を示す図である。図 28において、フレームは、プリアンブル（以下、 PRと呼ぶ）と、ユニークヮード（以下、 UWと呼ぶ）と、情報データとから構成される。 PRは、利得制御、シンポル同期、及び周波数同期等のために用いられる。 UWは、フレーム種別の判定ゃフレーム同期に用いられる。情報データは、送信側が送信しょうとするデータを含む。

[0114] 図 29は、図 27に示す無線局 14の詳細な構成例を示すブロック図である。図 29に示す無線局 14は、図 1に示す第 1の実施形態に係る無線局 11の構成に、復調部 29 、 UW検出部 27、遅延量設定部 28、及び波形設定部 30をさらに含む構成である。

[0115] 送信局 13が送信した信号は、無線局 14のアンテナ 25で受信され、 RF部 24で周波数変換された後、復調部 29に入力される。復調部 29は、入力された信号を復調して送信データを得る。 UW検出部 27は、復調部 29から出力される送信データに含まれる UWを検出すると、 UW検出信号を生成して送信タイミング制御部 23に渡す。遅延量設定部 28は、複数の遅延量の候補値 (この例では、 T1及び T2)から 1つを選択し、送信タイミング制御部 23に渡す。なお、選択する遅延量は、無線局毎に予め設定されている。波形設定部 30は、複数のシンボル波形 (又は M長のシンボル波形系列）の候補 (この例では、 W1及び W2)から 1つを選択し、変調部 21へ渡す。なお、選択するシンボル波形は、無線局毎に予め設定されている。送信タイミング制御部 2 3は、 UW検出信号を受け取ったタイミングを基準タイミングとする。なお、 UW検出信号を受け取って力も所定の時間が経過したタイミングを基準タイミングとしてもよい。送信タイミング制御部 23は、基準タイミングと、遅延量設定部 28によって設定された遅延量とに基づいて、第 1の実施形態と同様の手法で変調信号の送信タイミングを決定する。 [0116] 図 30は、上記構成による無線局 14の動作を示すフローチャートである。

まず、送信局 13からの送信信号を受信すると (ステップ S601、 Yes)、復調部 29は、 RF部 24から出力される信号を復調して復調データを生成する。データ保持部 22 は、この復調データを送信データとして保存する (ステップ S602)。また、 UW検出部 27は、この復調データカゝら UWを検出し、 UW検出信号を生成して送信タイミング制御部 23に渡す。送信タイミング制御部 23は、 UW検出信号を受け取ったタイミングを基準タイミングとし (ステップ S603)、当該基準タイミングと遅延量とに基づいて、送信開始タイミングを決定する (ステップ S604)。そして、送信タイミング制御部 23は、送信開始タイミングになると (ステップ S605、 Yes)、変調部 21に送信開始信号を渡す。変調部 21は、送信開始信号に応じて、波形バンク選択信号の示すシンボル波形で送信データを変調する。変調された送信データは、 RF部 24及びアンテナ 25を経由して受信局 12に送信される（ステップ S606)。

[0117] 図 31は、無線局 A1〜D1が信号 A1〜D1を送信するタイミングを示す図である。まず、送信局 13は、所定のタイミング Tsに周辺の無線局 A1〜D1に信号を送信する。無線局 A1〜D1が送信局 13からの信号を受信するタイミングは、

無線局八1 :丁5 + &1八

無線局 Bl :Ts + alB

無線局 Cl :Ts + alC

無線局 Dl :Ts + alD

である。

[0118] なお、送信局 13と無線局 A1〜D1との間の伝搬時間 alA〜alDは、無視できるほどに小さいか、又は全て同じであるものとして説明する。また、伝搬時間 alA〜alDと、無線局 A1〜D1において UW検出信号が出力されるまでの時間とを合わせて、 G1 とおく。従って、 UW検出信号が発生するタイミングは、無線局 A1〜D1において全て等しヽタイミング (Ts + Gl)となる。

[0119] 次に、無線局 A1〜D1は、 UW検出信号が示す UW検出タイミング (Ts + Gl)を基準タイミング tOとする。そして、無線局 A1〜D1は、基準タイミング tOに対して、遅延量 tA〜tDを信号に与えて送信する。例えば、無線局 A1は、基準タイミング tOから t A時間後に信号を送信する。ここで、無線局 A1〜D1の送信タイミングを 2つに分散させるために、第 1の実施形態と同様に、遅延量 tA〜tDは遅延量の候補値 T1又は T2から選択される。

[0120] ここでは、一例として、 tA=tC=Tl及び tB=tD=T2である場合について説明する。無線局 A1〜D1は、タイミング (Tl + Gl +Ts)又はタイミング (T2 + G1 +TS)のいずれかのタイミングで信号を送信する。第 1の実施形態と同様、無線局 A1と無線局 D1とは、シンボル波形 W1で信号を送信し、無線局 B1と無線局 C1とはシンボル波形 W2で信号を送信する。

[0121] 受信局 12は、無線局 A1〜D1から送信されてくる信号 A1〜D1を受信する。ここで、無線局 A1〜D1と受信局 12との間の伝搬時間 a2A〜a2Dは、無視できるほどに小さいか、全て同じであるとし、これを G2とおく。従って、受信局 12が信号 A1〜D1を受信するタイミングは、タイミング（Tl + G2 + G 1 +Ts)とタイミング (T2 + G2 + G 1 + Ts)となる。また、この 2つのタイミングは、（T2— T1)の時間差がある。従って、同じシンボル波形ではある力無線局 A1と無線局 D1との間、及び無線局 B1と無線局 C 1との間は、信号の到来に適度な時間差があるので、パスダイバーシチによる効果を発揮して伝送特性を改善することができる。しかも、信号の到来が同じ時間になる、無線局 A1と無線局 C1との間、及び無線局 B1と無線局 D1との間も、シンボル波形が異なるので、パスダイバーシチ効果を発生させることができる。結局、無線伝送システム全体では、異なるシンボル波形を用いることで増カロさせた最大有効ブランチ数に等しい 4パスのダイバーシチ効果を得ることができる。なお、無線局がこれ以上増える場合でも、到来タイミングが（Tl + G2 + G 1 +Ts)力 (T2 + G2 + G 1 +Ts)のどちらかになるように無線局が送信すれば (シンボル波形は重なるので W1又は W2のどちらでもよい）、特性を最大限に発揮させることができる。

[0122] 以上のように、本発明の第 2の実施形態によれば、送信局から送信された信号が、複数の無線局を経由して受信局へ送信される際に、無線局において所定の遅延量が与えられる。これにより、受信局が到来波を受信する受信タイミングとシンボル波形との組の数を、異なるシンボル波形を用いることで増カロさせた最大有効ブランチ数に等しい数とすることができる。また、無線局は、 UWを検出したタイミングを基準タイミングとする。これにより、予め基準タイミング信号を保持しておく必要がない。

[0123] なお、本第 2の実施形態では、基準タイミング信号に UW検出信号を用いたが、送信局から信号を受信したことを示す信号であれば、フレームの受信を完了したタイミング信号等を用いてもよい。例えば、送信データが正しく受信されたかを調べるための CRC (Cyclic Redundancy Check)符号がフレームの最後尾に付カ卩される場合は、この符号による判定出力信号を用いてもよい。これによれば、送信局力の信号が無線局で受信誤りと判定された場合は、受信局へ信号を送信しないようにすることができるため、結果として、受信局は正しい送信データの信号のみを受信することができる。

[0124] (第 3の実施形態）

図 32は、本発明の第 3の実施形態に係る無線伝送システムの構成を示す図である。この第 3の実施形態に係る無線伝送システムは、無線局 14 (無線局 A1〜D1)及び受信局 12の構成、送信局 15及び無線局 14が送信する信号のフレーム構成、及び無線局 14及び受信局 12の動作は、第 2の実施形態と同様であるが、送信局 15が保持している送信データを 2回送信する点で、第 2の実施形態と相違する。以下、この相違する部分を中心に第 3の実施形態を説明する。

[0125] 送信局 15は、無線局 14に向けて 1回目の信号送信を行い、受信局 12に向けて 2 回目の信号送信を行う。ここで、送信局 15は、 2回目の送信信号が受信局 12に到達するタイミングが、 V、ずれかの無線局 14の送信信号が受信局 12に到達するタイミングと等しくなるように、信号に所定の遅延量を与えて送信する。

[0126] 図 33は、図 32に示す送信局 15の詳細な構成例を示すブロック図である。図 33において、送信局 15は、送信タイミング制御部 151と、変調部 21と、 RF部 24と、アンテナ 25と、遅延量設定部 28と、データ保持部 22と、波形設定部 30とを含む。送信タイミング制御部 151以外の構成は、図 24又は図 29に示す構成と同様である。

[0127] 送信タイミング制御部 151は、上記第 2の実施形態と同様に 1回目の信号送信を実施した後、 2回目の信号送信 (再送信)のタイミングを制御する。送信タイミング制御部 151は、基準タイミング信号が示す基準タイミングと、遅延量設定部 28から受け取つた遅延量とに基づいて、再送信開始タイミングを決定する。このとき、送信局 15と無線局 14との間の伝搬時間が無視できる程度に小さい場合は、遅延量だけを基準タイミングに加算し、同伝搬時間が大きい場合は、遅延量と伝搬時間とを基準タイミングに加算して、再送信開始タイミングを決定すればよい。そして、送信タイミング制御部 151は、再送信開始タイミングになると、再送信開始信号を生成して変調部 21に渡す。

[0128] 図 34は、上記構成による送信局 15の動作を示すフローチャートである。

まず、送信局 15は、データを変調して無線局 14に送信する (ステップ S701)。次に、送信タイミング制御部 151は、基準タイミングと遅延量とに基づいて再送信開始タイミングを決定する (ステップ S702)。次に、送信タイミング制御部 151は、再送信開始タイミングになると (ステップ S703)、再送信開始信号を生成して変調部 21に渡す。変調部 21は、再送信開始信号に応じて、波形バンク選択信号の示すシンボル波形で送信データを変調する。変調された送信データは、 RF部 24及びアンテナ 25を経由して受信局 12に送信される (ステップ S704)。

[0129] 図 35は、送信局 15及び無線局 A1〜D1が信号を送信するタイミングを示す図である。図 35は、図 32に示す無線局 A1〜D1が送信する変調信号のタイミングに加え、送信局 15が送信する信号のタイミングが示されている。

[0130] 1回目の送信によって、無線局 A1〜D1が送信局 15からの信号を受信するタイミングは、すでに説明したように以下の通りである。

無線局八1 :丁5 + &1八

無線局 Bl :Ts + alB

無線局 Cl :Ts + alC

無線局 Dl :Ts + alD

[0131] 次に、送信局 15は、基準タイミング Tsに基づいて、遅延量の候補値 T1又は T2から選択した遅延量 tOを与えて、 2回目の送信を行う。図 35では、送信局 15は、遅延量の候補値から T1を選択し、 tO=Tlの遅延量を与えて信号を受信局 12に送信している例を示している。送信局 15が用いるシンボル波形は、 W1又は W2のどちらでもよい。なお、多くの無線局が存在する場合に特性を最大限に発揮させるための条件は、すでに述べた通りである。 [0132] 受信局 12は、無線局 14及び送信局 15から送信されてきた信号を受信する。受信局 12がこれらの 5つの信号を受信するタイミングは、タイミング (Tl + G2 + Gl +Ts) とタイミング (T2 + G2 + Gl +Ts)の 2つである。この 2つのタイミングは、（T2— T1) の時間差がある。従って、同じシンボル波形ではある力無線局 A1と無線局 D1との間、及び無線局 B1と無線局 C1との間は、信号の到来に適度な時間差があるので、パスダイバーシチによる効果を発揮して伝送特性を改善することができる。し力も、信号の到来が同じ時間になる、無線局 A1と無線局 C1との間、及び無線局 B1と無線局 D1との間も、シンボル波形が異なるので、パスダイバーシチ効果を発生させることができる。結局、無線伝送システム全体では、異なるシンボル波形を用いることで増加させた最大有効ブランチ数に等しい 4パスのダイバーシチ効果を得ることができる。

[0133] 以上のように、本発明の第 3の実施形態によれば、送信局が無線局に信号を送信した後、同一の信号に所定の遅延量を与えて受信局へ送信する。これにより、受信局が受信する信号の数が増加するため、信号の受信レベルを安定させることができる。また、送信局が 2回目に送信する信号は、複数の無線局 14が送信した信号のいずれかと、受信局 12に到達するタイミングが等しくなる。従って、受信タイミングとシンボル波形の組の数を最大有効ブランチ数以下にして、パスダイバーシチによる効果を最大限に発揮することができる。

[0134] なお、第 2及び第 3の実施形態にお、て、送信局が、遅延量の候補値 T1又は T2 のいずれを選択するかは、予め定められていたが、各無線局が選択する遅延量は、複数の候補値力もランダムに決定するようにしてもよい。また、各無線局の基準タイミング tOは、各無線局 14が送信局カゝら信号を受信したタイミング以外にも、送信局と各無線局とが共有可能な GPS信号に含まれる時間情報や電波時計力得られる時間タイミングにしてもよい。

[0135] また、図 36に示すように、送信局 15と無線局 A1〜D1とが有線伝送路を介して接続されている構成でも、上記と同様に、受信局において最大限のパスダイバーシチの効果を得ることができる。

[0136] (第 4の実施形態）

図 37は、本発明の第 4の実施形態に係る無線伝送システムの構成を示す図である。図 37において、無線伝送システムは、送信局 16と、複数の無線局 17と、受信局 12 とを備える。送信局 16と無線局 17とは、有線伝送路を介して接続され、無線局 17と受信局 12とは、無線を介して接続される。第 4の実施形態に係る無線伝送システムは、送信局 16と複数の無線局 17とが有線伝送路を介して接続されており、かつ複数の無線局 17が用いる遅延量及びシンボル波形を送信局 16が制御する点で、第 2の実施形態と相違する。以下、この相違する部分を中心に第 4の実施形態を説明する

[0137] 図 37では、無線伝送システムが備える無線局 17の数力つである例を示している。

以後、この 4つの無線局 17については、区別する必要がある場合はそれぞれ無線局 A2〜D2と表記し、区別する必要がない場合は無線局 17と表記する。受信局 12の構成は、第 1の実施形態に係る受信局の構成と同様であるため、説明を省略する。

[0138] 送信局 16は、無線局 17が用いる遅延量とシンボル波形 (又は M長のシンボル波形系列）とを指示する。図 38は、送信局 16の詳細な構成例を示すブロック図である。図 38において、送信局 16は、遅延量 ·シンボル波形決定部 161と、 4つの遅延量 'シンボル波形付加部 162A〜162Dとを含む。なお、図 38では、これまでに説明してきた変調部や RF部やアンテナ部は省略して、る。

[0139] 遅延量.シンボル波形決定部 161は、無線局 A2〜D2に指示する遅延量 tA〜tD とシンボル波形とを、それぞれ複数の候補値 (例えば、 T1又は T2、 W1又は W2)から選択して決定する。候補値の組の数は、無線伝送システムが許容する異なるシンボル波形を用いることで増カロさせた最大有効ブランチ数に等しい（これまでと同様に、最大有効ブランチ数力つの場合を例として説明する)。遅延量'シンボル波形決定部 161は、決定した遅延量 tA〜tD及びシンボル波形 wA〜wDを、それぞれ遅延量 ·シンボル波形付加部 162A〜 162Dに渡す。なお、遅延量 ·シンボル波形決定部 161が、いずれの遅延量及びシンボル波形を選択するかは、予め定められていてもランダムに定めてもよい。なお、各無線局に割り当てられる遅延量及びシンボル波形の組は、均等に分散されることが望ましい。

[0140] 遅延量.シンボル波形付カ卩部 162A〜162Dは、図 28に示すフレーム化された送信データの後部に、決定された遅延量 tA〜tDを示す遅延量情報、及び決定されたシンボル波形 wA〜wDを示すシンボル波形情報を付加する。このように、送信局 16 は、遅延量情報とシンボル波形情報とを信号に付加することによって、送信信号の遅延量及び変調に用、るシンボル波形を無線局 17へ通知する。

[0141] 図 39は、無線局 17の詳細な構成例を示すブロック図である。図 39に示す無線局 1 7は、図 29に示す無線局 14と比べて、遅延量.シンボル波形抽出部 129の構成だけが異なる。遅延量 ·シンボル波形抽出部 129は、復調されたデータ力遅延量情報を抽出して、送信タイミング制御部 23に渡し、また復調されたデータカゝらシンボル波形情報を抽出して変調部 21へ渡すと共に、遅延量情報及びシンボル波形情報を除く送信データをデータ保持部 22に渡す。送信タイミング制御部 23は、第 2の実施形態で説明したと同様に、基準タイミングに遅延量を加算して送信タイミングを決定する

[0142] 図 40は、上記構成による送信局 16及び無線局 17の動作を示すフローチャートである。

送信局 16において、遅延量'シンボル波形決定部 161は、無線局 A2〜D2に指示する遅延量 tA〜tD及びシンボル波形 wA〜wDを、複数の候補値の中からそれぞれ決定する（ステップ S801)。遅延量 ·シンボル波形付加部 162A〜162Dは、決定された遅延量 tA〜tD及びシンボル波形 wA〜wDを表す値をフレーム化された送信データの後部に付加し、変調部、 RF部、及びアンテナを介して無線局 A2〜D2にそれぞれ送信する (ステップ S802)。

[0143] 無線局 17において、送信局 16から信号を正しく受信したと判断されると (ステップ S 803、 Yes)、復調部 29は、 RF部 24から出力される信号を復調して、復調データを生成する。遅延量 ·シンボル波形抽出部 129は、復調データから遅延量及びシンポル波形の情報を抽出する (ステップ S804)。次に、送信タイミング制御部 23は、基準タイミングに遅延量を加算して送信タイミングを決定する (ステップ S805)。そして、送信タイミング制御部 23は、送信開始タイミングになると (ステップ S806、 Yes)、変調部 21に送信開始信号を渡す。変調部 21は、抽出した波形バンク選択信号の示すシンボル波形で、送信データを変調する。変調された送信データは、 RF部 24及びアンテナ 25を経由して受信局 12に送信される (ステップ S807)。 [0144] 以上のように、本発明の第 4の実施形態によれば、無線局が送信する信号のタイミング及び変調に用いるシンボル波形を、送信局が直接制御することができる。

[0145] なお、第 4の実施形態では、遅延量及びシンボル波形を、送信局が無線局へ信号とは別に通知する例を説明した。しかし、送信局は、各無線局に送信する信号に所定の遅延量を与えて送信してもよい。図 41は、この場合に無線局が送信する信号のタイミングを示す図である。

[0146] 送信局 18が、無線局 A2及び C2の送信信号に与える遅延量 tA及び tCは T1であり、無線局 B2及び D2の送信信号に与える遅延量 tB及び tDは T2である。送信局 18 は、所定のタイミングに対して、遅延量 T1又は T2を与えて各無線局に信号を送信する。送信局 18と各無線局 A2〜D2との間の伝搬時間 G1を用いると、無線局 A2及び C2が送信局 18からの信号を受信するタイミングは (T1 + G1)である。また、無線局 B 2及び D2が送信局 18からの信号を受信するタイミングは (T2 + G1)である。また、無線局 A2〜D2と受信局 12との間の伝搬時間 G2を用いると、受信局 12は、タイミング (T1 + G1 +G2)又はタイミング (T2 + G 1 + G2)の!、ずれかで信号 A2〜D2を受信することとなる。これにより、パスダイバーシチによる効果を発揮して伝送特性を改善することができる。

[0147] なお、上記第 4の実施形態では、候補値の中から遅延量を選択することで各無線局が用いる遅延量を決定して!/ヽたが、送信局と各無線局とを接続する有線伝送路の長さを調整することで、遅延量を決定してもよい。

[0148] (第 5の実施形態）

第 1〜第 4の実施形態では、複数の無線局と受信局との間の距離は、無視できる程度に小さいか、又は全て同じである場合について説明した。以下の実施形態では、複数の無線局と受信局との距離の差が、無視できな、ほど大き!、場合につ!、て説明する。

[0149] 図 42は、本発明の第 5の実施形態に係る無線伝送システムの構成を示す図である。第 5の実施形態において、送信局 16、無線局 17、及び受信局 12の構成は、第 4の実施形態と同様であるため、その説明を省略する。

[0150] 送信局 16は、無線局 A2〜D2に送信すべき信号 A2〜D2に、それぞれ遅延量 tA 〜tDを与えて送信する。ここで、送信局 16と無線局 A2〜D2とを接続する有線伝送路の長さはほぼ等しいものと仮定する。従って、送信局 16から無線局 A2〜D2までの信号 A2〜D2の伝搬時間 alA〜alDは、全て同じ G1としておく。

[0151] 1つの無線局は 1つの通信エリアを形成しており、複数の無線局 A2〜D2を、複数の通信エリアが連続するように配列する。例えば、複数の無線局 A2〜D2が、直線状に配置される。また、複数の通信エリアが重複する部分を複合エリアと呼び、特に無線局 A2、 B2、及び C2の通信エリアが重複する部分を複合エリア Aと、無線局 B2、 C 2、及び D2の通信エリアが重複する部分を複合エリア Bと呼ぶことにする。なお、複合エリアとして重複する通信エリアは 3つに限られず、 2つでも 4つ以上でもよい。また、無線局 A2〜D2が送信する信号を区別する必要がある場合、それぞれ信号 A〜D と呼ぶ。

[0152] 受信局 12が複合エリア A内に位置する場合、受信局 12は信号 A〜Cを受信する。

一方、受信局 12が複合エリア B内に位置する場合、受信局 12は信号 B〜Dを受信する。このように、複合エリア A及び Bでは、 3つの無線局 17からの信号が到来する。

[0153] 図 43は、 2つの無線局 A2及び B2と、受信局 12との位置関係を示す概略図である。ここで、受信局 12のアンテナの高さを Hr、無線局 A2及び B2のアンテナの高さを H t、無線局 A2と無線局 B2との距離を L、受信局 12と無線局 A2との距離を Xとすると、無線局 A2と受信局 12との行路長 (伝搬距離) zA、及び無線局 B2と受信局 12との行路長 zBは、次式（16)及び式（17)で表される。

•••(16)

- (17)

よって、行路長 zBと行路長 zAとの差である行路長差 Δ ζは、次式（18)で表される。

= ^(x + L)¹ + (Ht - Hr )² + (Ht - Hr )²

•••(18)

ここで、道路上を走行する車両が路側に設置された無線機と無線通信することを想定して、 L=60m、 Ht=10m、 Hr=lmと仮定する。

[0155] 図 44は、行路長差 Δζと、受信局 12及び無線局の距離 Xとの関係を示す図である。

図 44において、縦軸は行路長差 Δζを示し、横軸は受信局 12及び無線局 17の距離 Xを示す。

図 44に示すように、無線局 Α2と受信局 12との距離が数 m以上程度離れていれば、行路長差 Δζを、無線局 Α2及び Β2のアンテナ間距離に近似することができる。よつて、受信局 12の位置によらず、行路長差 Δζは、アンテナ間隔 Lにほぼ等しぐ次式（19)で表される。

Az = zB-zA=L ·,·(19)

従って、距離 Lに相当する伝搬時間を Ρとすれば、送信局 Α2からの伝搬時間 ρΑと送信局 Β2からの伝搬時間 ρΒとの差 Δρは、次式（20)となる。

Δρ=ρΒ-ρΑ=Ρ ---(20)

[0156] そして、無線局 Α2にはタイミング tAで、無線局 B2にはタイミング tBで、無線局 C2 にはタイミング tCで、及び無線局 D2にはタイミング tDで送信する。ここで、 tAと tBの時間差を tAB=tB— tAとおく。他の遅延量についても同様に、この表記に従う。

[0157] 次に、遅延量 tA及び tCの設定方法と、受信局 12が複合エリア A (無線局 A2が最前）に位置する場合の受信タイミングにつ、て説明する。

図 45は、受信局 12が複合エリア A内に位置する場合における信号のタイミングを示す図である。受信局 12は、常に手前から 3局目までの無線局 A2〜C2からの信号を受信する。ここで、無線局 A2〜C2の伝搬時間をそれぞれ pAA、 pBA、及び pCA とする。これらは、式（20)の近似から、複合エリア A内の受信局 12の位置に関わらず、次式（21)とおける。

pBA— pAA=P(>0)、 pCA— pAA=2P ---(21)

[0158] 各無線局 A2〜C2からの信号が受信局 12で受信されるタイミングは、以下になる。無線局 A2からの信号 A2 : tA+ a +pAA

無線局 B2からの信号 B2 : tB+ a +pBA

無線局 C2からの信号 C2 : tC+ a +pCA

また、信号 A2と信号 B2との到来時間差 τ ΑΒ、及び信号 Α2と信号 C2との到来時間差て ACは、それぞれ次式（22)及び式（23)で表される。

τ AB= (tB-tA) + (pBA-pAA) =tAB + P …（22)

τ AC= (tC-tA) + (pCA-pAA) =tAC + 2P …（23)

[0159] ここで、八じ=ー2? ( =1^— 八< 0)となるょぅに遅延量1^を設定すれば、 T AC

=0となる。従って、受信局 12は、信号 A2と信号 C2とを同じタイミングで受信する。ここで、 tACが負であるということは、 tCの方力 ¾Aより早いタイミングであることを意味している。そして、受信局 12は、信号 A及び信号 Cの受信タイミングから (tAB+P)経過後に信号 Bを受信する。つまり、受信局 12は、 3つの無線局力も送信された信号を、 2つのタイミングで受信することとなる。

[0160] 同様に、遅延量 tB及び tDの設定方法と、受信局 12が複合エリア B (無線局 B2が最前）に位置する場合の受信タイミングにつ、て説明する。

図 46は、受信局 12が複合エリア B内に位置する場合における無線伝送システムの構成を示す図であり、図 47は、受信局 12が複合エリア B内に位置する場合における信号のタイミングを示す図である。

[0161] 受信局 12は、常に手前から 3局目までの無線局 B2〜D2からの信号を受信可能で、無線局 B2〜D2の伝搬時間をそれぞれ pBB、 pCB、及び pDBとする。これらは、式 (20)の近似から、複合エリア B内の受信局 12の位置に関わらず、次式（24)とおける pCB— pBB = P ( >0)、 pDB— ρΒΒ = 2Ρ · ' · (24)

[0162] 各無線局 B2〜D2からの信号が受信局 12で受信されるタイミングは、以下になる。

無線局 B2からの信号 B2 : tB+ a +pBB

無線局 C2からの信号 C2 : tC+ a +pCB

無線局 D2からの信号 D2 : tD+ a +pDB

また、信号 B2と信号 C2との到来時間差て BC、及び信号 B2と信号 D2との到来時間差て BDは、それぞれ次式（25)及び式（26)で表される。

τ BC= (tC-tB) + (pCB-pBB)

= (tAC+tA) (tAB+tA) +P

= - 2P-tAB + P= - (tAB + P) (< 0) " - (25)

τ BD= (tD-tB) + (pDB-pBB) =tBD + 2P …（26)

[0163] ここで、例えば、 tBD=— 2P ( = tD— tB< 0)となるように、遅延量 tB及び tDを設定すれば、て BD = 0となる。よって、受信局 12は、信号 Bと信号 Dとを同じタイミングで受信する。従って、受信局 12は、はじめに信号 Cを受信し、その後（tAB + P)経過後に信号 B及び信号 Dを同じタイミングで受信する。つまり、受信局 12は、 3つの無線局から送信された信号を、 2つのタイミングで受信することとなる。

[0164] このように、複合エリア A及び Bにおいては、受信端では常に手前から 3つの無線局 17からの信号が 2つのタイミングで受信されることになる。そして、その 2つのタイミングは、次隣接の無線局、本実施形態では無線局 A2及び C2の組と、無線局 B2及び D2の組になる。このように、受信局 12がどの複合エリアに位置する場合であっても、隣接の無線局力送信される信号を異なるタイミングで受信することができる。

[0165] 以上のように、本発明の第 5の実施形態によれば、複数の無線局と受信局との伝搬時間差が無視できないほどに大きい場合であっても、受信局が受信する信号のタイミングの数が、パスダイバーシチによる効果に寄与するタイミング (ここでは 2つ）になるように、送信局が各無線局に送信する信号に与える遅延量を調整する。そして、さらに、同じタイミングで届く無線局、ここでは、無線局 B2と無線局 D2のシンボル波形（又は M長のシンボル波形系列）を異なるものにすれば、これら 2つの間でもパスダイバーシチ効果を生じさせることができる。図 47では、無線局 D2はシンボル波形 W2 で送信し、無線局 B2と C2はシンボル波形 W1で送信した例を示している。これにより、受信局において、パスダイバーシチによる効果を最大限に得ることができる。

[0166] また、複合エリア Aで考えると、無線局 A2からの信号が無線局 B2からの信号と同じタイミングで到達するように設定することで、タイミング 2種類とシンボル波形 2種類の組み合わせの 4種類の最大有効ブランチ数に相当するパスダイバーシチ効果が得られる。 [0167] なお、本第 5の実施形態では、 4つの無線局を例に説明した力設置する無線局の数をさらに増やし、エリアを拡張することもできる。この場合の到来タイミング (この例では、 T1と T2)とシンボル波形 (この例では、 W1と W2)の無線局毎の割り当て例を図 50に示す。近傍隣接する無線局からの到来波に対し、それより遠方の無線局からの到来波のレベルは一般に低ぐ近傍隣接する 2つの無線局からの到来波が伝送特性への影響が大きい。しかるに、到来タイミングとシンボル波形の 4種類の組 T1と W1 、 T1と W2、 T2と Wl、 T2と W2は、隣接する無線局間で違う組が使われることが望ましい。図 50は、この条件を満たす代表的な 16種類の配置パタンを示しており、各々の配置の考え方を最右欄に記述して！/ヽる。

[0168] (第 6の実施形態）

第 6の実施形態は、第 5の実施形態で示した連続的な線状連続エリアを横方向に配列することで、面状エリアを構成し、各複合エリアで 2つのタイミングで信号を受信することを特徴とする。

[0169] 図 48は、本発明の第 6の実施形態に係る無線伝送システムの構成を示す図である。第 6の実施形態において、送信局 16、無線局 17、及び受信局 12の構成は、第 5の実施形態と同様であるため、説明を省略する。

[0170] 第 6の実施形態に係る無線伝送システムは、 8つの無線局 17を備える。一列に並んだ 4つの無線局 17を一組として、二組が面状の通信エリアを構成するように配置されている。なお、この 8つの無線局 17を区別する必要がある場合、一方の組に含まれる無線局 17を順番に無線局 A2〜D2と呼び、他方の組に含まれる無線局 17を順番に無線局 B3〜E3と呼ぶ。

[0171] また、無線局 A2〜C2が形成する複合エリアを複合エリア A1と、無線局 B2〜D2が形成する複合エリアを複合エリア B1と呼び、無線局 B3〜D3が形成する複合エリアを複合エリア B2と、無線局 C3〜E3が形成する複合エリアを複合エリア C2と呼ぶ。基本的には、図 50に示す配置パタンの中から、 2種類の配置パタンを用いることになる。第 5の実施形態と同様に、近傍の無線局同士は、到来タイミング又はシンボル波形のいずれかが違う組が使われることが最大限にパスダイバーシチ効果を引き出す上で望ましい。例えば、図 50の配置パタン 1及び配置パタン 2を横に並べると、近傍のどの 4つ（例えば点線四角で囲った)の無線局をとつても同じ組が存在せず、全ての組み合わせが隣接しており、最大限のパスダイバーシチ効果を期待することができる。図 48の実際的な配置図で言えば、複合エリア Al、 Bl、 B2、 C2、及びこれら 4つの複合エリアの中央部も含め、最大限に得られたパスダイバーシチ効果により良好な伝送特性が得られる。

[0172] このように、本発明の第 6の実施形態によれば、一列に配置した無線局の組を面状に配置することによって、パスダイバーシチによる効果を発揮しつつ、より広い通信ェリアをカバーすることができる。また、受信局から遠い無線局からの信号が受信局に対して干渉を生じさせず、パスダイバーシチによる効果に寄与させることができる。また、本実施形態では、 4つの複合エリアを構成する 8つの無線局を例に説明した 1S さらにエリア数を増やすために、縦横連続的に無線局を並べて増やすこともできる。

[0173] 図 49は、複数の無線局によって形成された複合エリアの配置の一例を示す図である。図 49に示す例は、図 50の配置パタン 1及び配置パタン 2を横に繰り返し並べたもので、隣接するどの 4つの無線局をとつても（例えば点線四角内）、同じ組が存在せず、全ての組み合わせが隣接しており、最大限のパスダイバーシチ効果を期待することができる。

[0174] なお、上記第 5及び第 6の実施形態では、各無線局が等間隔に配列されており、隣接する無線局間での伝搬時間差は全て等しく Pとする場合を説明した。しかし、各伝搬時間に差がある場合でも、送信局が送信タイミングを調整することで、受信局 12がどのエリアにいても 2つのタイミングで信号を受信できる。

また、受信局は、 3つの無線局力もの信号を受信する場合を説明した。しかし、 2つの受信タイミングに集約されるように遅延量を設定しておけば、受信局が受信する無線局からの信号に制限はない。

また、遅延量 tA、 tB、 tC、及び tDを信号に与える代わりに、送信局と各無線局とを接続する有線伝送路の長さを調整することによって、各無線局へ送信する信号に与える遅延量を決定してもよヽ。

[0175] なお、各実施形態で説明した遅延量 ·シンボル波形決定部や送信タイミング制御部等の無線局が備える各機能ブロックは、典型的には、集積回路である LSIとして実現される。これらは個別に 1チップ化されてもよいし、一部又は全てを含むように 1チップ化されてもよい。

産業上の利用可能性

本発明の無線伝送システムは、無線局が中継送信時に同時送信する複局同時送信システムにおいて、特に、複数の無線局が近接してパスダイバーシチ効果が得られないほどに伝搬距離が短くなることが想定される家庭内で電ィ匕製品を無線接続するシステムや、通信エリアが局所的に限られて送受信間の伝搬時間を設計段階で意図的に調整できる狭域通信（DSRC : Dedicated Short Range Communication)システム ·路車間通信システム等に利用できる。

Claims

請求の範囲

[1] 複数の無線局 (11, 14,17)、受信局 (12)、及びこれらの局間に形成されるマルチパス伝送路によってパスダイバーシチを構成し、複数の無線局 (11,14,17)が送信データを受信局 (12)へ送信する無線伝送システムであって、

前記複数の無線局 (11, 14,17)は、それぞれ

相互に異なる複数のシンボル波形 (W1,W2)の候補から 1つを選択する波形選択制御部 (26)と、

前記波形選択制御部 (26)で選択されたシンボル波形に基づいて前記送信データから送信信号を生成する変調部 (21)と、

前記送信信号を送信する基準となる基準タイミング (TO)力所定の遅延量 (T1,T2) だけ遅延させたタイミングを、前記送信信号の送信を開始する送信開始タイミングとして決定する送信タイミング制御部 (23)と、

前記送信タイミング制御部 (23)によって決定された前記送信開始タイミングで、前記送信信号を送信する送信部 (24,25)とを備え、

前記受信局 (12)は、前記送信部 (24,25)から送信される前記送信信号を受信する受信部 (31,32)を備え、

前記受信部 (31,32)によって送信信号が受信される受信タイミングの数力前記異なるシンボル波形毎に複数かつ所定数以下に設定され、前記受信タイミングの差が、所定の遅延分解能以上であり、前記受信タイミングの最大値及び最小値の差が、所定の遅延上限以下となる大きさとなるように、前記所定の遅延量が設定されることを特徴とする、無線伝送システム。

[2] 前記所定の遅延分解能及び前記所定の遅延上限は、それぞれ、複数の遅延波をノスダイバーシチ受信することができる値に設定されて、ることを特徴とする、請求項 1に記載の無線伝送システム。

[3] 前記複数の無線局 (11, 14,17)が持ち合わせる前記基準タイミング (TO)は、予め定められた同一のタイミングであることを特徴とする、請求項 1に記載の無線伝送システム

[4] 前記無線伝送システムは、前記受信局 (12)へ送信すべき信号を前記複数の無線局 (14)に送信する送信局 (13)をさらに構成に含み、

前記複数の無線局 (14)は、それぞれ、前記送信局 (13)から送信された信号を受信し、受信タイミングを検出するタイミング検出部 (29,27)をさらに備え、

前記送信タイミング制御部 (23)は、前記タイミング検出部 (29,27)によって検出されたタイミングを前記基準タイミングとして決定し、

前記送信部 (24,25)は、前記タイミング検出部 (29,27)によって受信された信号を前記受信局へ送信する、請求項 1に記載の無線伝送システム。

[5] 前記タイミング検出部 (29,27)は、前記信号に含まれるユニークワードを検出することを特徴とする、請求項 4に記載の無線伝送システム。

[6] 前記無線伝送システムは、前記受信局 (12)へ送信すべき信号を前記複数の無線局 (14)に送信する送信局 (15)をさらに構成に含み、

前記送信局 (15)は、

前記複数の無線局 (14)へ信号を送信する送信開始タイミングを決定し、かつ前記基準タイミング (TO)力も所定の遅延量 (T1,T2)だけ遅延させたタイミングを、前記受信局 (12)へ信号を送信する再送信開始タイミングとして決定する送信タイミング制御部（ 151)と、

前記送信開始タイミングで前記複数の無線局 (14)へ信号を送信し、前記再送信開始タイミングで前記受信局 (14)へ信号を送信する送信部 (24,25)とを備え、

前記複数の無線局 (14)は、それぞれ、

前記送信局 (13)から送信された信号を受信し、受信タイミングを検出するタイミング検出部 (29,27)をさらに備え、

[7] 前記無線伝送システムは、前記受信局 (12)へ送信すべき信号を前記複数の無線局 (17)に送信する送信局 (16)をさらに構成に含み、

前記送信局 (16)は、前記複数の無線局 (17)が送信する信号にそれぞれ与えるべき遅延量、及び前記複数の無線局 (17)が送信信号の生成に用いるシンボル波形を、複数の候補値からそれぞれ 1つずつ選択する遅延量，シンボル波形決定部 (161)と、

前記遅延量 ·シンボル波形決定部 (161)によって選択された前記遅延量及び前記シンボル波形を、前記信号に付加する遅延量 ·シンボル波形付加部 (162A-162D)と、前記遅延量'シンボル波形付加部 (162A-162D)によって前記遅延量及び前記シンボル波形が付加された信号を、前記複数の無線局 (17)に送信する送信部 (24,25)とを備え、

前記複数の無線局 (17)は、それぞれ

前記送信局 (16)カゝら送信された信号を受信し、当該信号に付加されている前記遅延量及び前記シンボル波形を抽出する遅延量 ·シンボル波形抽出部 (129)をさらに備え、

前記送信タイミング制御部 (23)は、前記基準タイミング (TO)力前記遅延量，シンボル波形抽出部 (129)で抽出された遅延量だけ遅延させたタイミングを、前記送信開始タイミングとして決定し、

前記変調部 (21)は、前記遅延量，シンボル波形抽出部 (129)で抽出されたシンポル波形に基づ!ヽて前記送信データから送信信号を生成することを特徴とする、請求項 1に記載の無線伝送システム。

[8] 前記複数の無線局 (17)は、所定の距離内で互いに隣接する無線局の通信範囲が一部重複するように配置され、

前記遅延量 ·シンボル波形決定部 (161)は、隣接する無線局から送信される信号が異なるタイミングで前記受信局 (12)で受信され、かつ、同一の遅延量が設定された無線局から送信される信号が同じタイミングで前記受信局 (12)で受信されるように、前記遅延量を調整することを特徴とする、請求項 7に記載の無線伝送システム。

[9] 前記複数の無線局 (17)が、線状に配置されることを特徴とする、請求項 8に記載の無線伝送システム。

[10] 前記線状に配置された 2以上の無線局 (17)の組が複数あり、当該複数の組が互いに平行に配置されてヽることを特徴とする、請求項 9に記載の無線伝送システム。

[11] 前記複数の無線局 (11, 14,17)毎に、複数の候補値から予め定められた前記遅延量 (T1,T2)を選択する遅延量設定部 (28)をさらに備える、請求項 1に記載の無線伝送システム。

[12] 前記複数の無線局 (11, 14,17)毎に、複数の候補値力もランダムに前記遅延量 (ΤΙ,Τ 2)を選択する遅延量設定部 (28)をさらに備える、請求項 1に記載の無線伝送システム

[13] 前記波形選択制御部 (26)は、前記複数の無線局 (11, 14,17)毎に、複数の候補からランダムに前記シンボル波形 (W1,W2)を選択することを特徴とする、請求項 1に記載の無線伝送システム。

[14] 前記複数の無線局 (11, 14,17)は、所定のシンボル数だけ離れた任意の 2つのシンボルのシンボル波形力送信データにかかわらず同一であり、かつ、当該任意の 2つのシンボルの位相差が、送信データに基づ!/ヽて決定される前記送信信号を生成することを特徴とする、請求項 1に記載の無線伝送システム。

[15] 前記複数の無線局 (11, 14,17)は、前記所定のシンボル数を 1として、前記送信信号を生成することを特徴とする、請求項 14に記載の無線伝送システム。

[16] 前記複数の無線局 (11, 14,17)は、前記位相差に、 2 πを 2の累乗の数で均等に分割した角度のいずれかを用いることを特徴とする、請求項 14に記載の無線伝送システム。

[17] 前記受信局 (12)は、遅延検波によって前記検波信号を得ることを特徴とする、請求項 1に記載の無線伝送システム。

[18] 前記複数の無線局 (11, 14,17)は、 1シンボル期間において、位相が時間方向に増加し、かつ位相の時間変化の 2次微係数が常時ゼロではな、位相遷移を有する第 1 シンボル波形と、位相が時間方向に減少し、かつ位相の時間変化の 2次微係数が常時ゼロではな、位相遷移を有する第 2シンボル波形とを、少なくとも前記シンボル波形の所定の数の候補に含むことを特徴とする、請求項 1に記載の無線伝送システム。

[19] 前記複数の無線局 (11, 14,17)は、 1シンボル期間の所定点までは位相の時間変化量が減少し、かつ当該所定点以降は位相の時間変化量が増加する位相遷移を有する、第 1シンボル波形及び第 2シンボル波形を、少なくとも前記シンボル波形の所定の数の候補に含むことを特徴とする、請求項 1に記載の無線伝送システム。

[20] 前記複数の無線局 (11, 14,17)は、 1シンボル期間の所定点までは位相の時間変化量が増加し、かつ当該所定点以降は位相の時間変化量が減少する位相遷移を有する、第 1シンボル波形及び第 2シンボル波形を、少なくとも前記シンボル波形の所定の数の候補に含むことを特徴とする、請求項 1に記載の無線伝送システム。

[21] 前記複数の無線局 (11, 14,17)は、 1シンボル期間の全てで位相の時間変化量が減少する位相遷移を有する第 1シンボル波形及び第 2シンボル波形を、少なくとも前記シンボル波形の所定の数の候補に含むことを特徴とする、請求項 1に記載の無線伝送システム。

[22] 前記複数の無線局 (11, 14,17)は、 1シンボル期間において、位相が時間方向に増カロした後減少に転じ、かつ位相の時間変化の 2次微係数が常時ゼロではな、位相遷移を有する第 1シンボル波形と、位相が時間方向に減少した後増加に転じ、かつ位相の時間変化の 2次微係数が常時ゼロではない位相遷移を有する第 2シンボル波形とを、少なくとも前記シンボル波形の所定の数の候補に含むことを特徴とする、請求項 1に記載の無線伝送システム。

[23] 前記複数の無線局 (11, 14,17)は、 1シンボル期間の所定点までは位相の時間変化量が減少し、かつ当該所定点以降は位相の時間変化量が増加する位相遷移を有する、第 1シンボル波形及び第 2シンボル波形を、少なくとも前記シンボル波形の所定の数の候補に含むことを特徴とする、請求項 1に記載の無線伝送システム。

[24] 前記複数の無線局 (11, 14,17)は、前記所定点を 1シンボル期間の中心点とし、中心点以前の位相と中心点以後の位相とが対称的に変化する位相遷移を有する、第 1シンボル波形及び第 2シンボル波形を、少なくとも前記シンボル波形の所定の数の候補に含むことを特徴とする、請求項 1に記載の無線伝送システム。

[25] 複数の無線局 (11, 14,17)、受信局 (12)、及びこれらの局間に形成されるマルチパス伝送路によってパスダイバーシチを構成し、複数の無線局 (11,14,17)が送信データを受信局 (12)へ送信する無線伝送システムに用いられる無線局 (11, 14,17)であって、相互に異なる複数のシンボル波形 (W1,W2)の候補から 1つを選択する波形選択制御部 (26)と、前記波形選択制御部 (26)で選択されたシンボル波形に基づいて前記送信データから送信信号を生成する変調部 (21)と、

前記受信局 (12)によって送信信号が受信される受信タイミングの数が、前記異なるシンボル波形毎に複数かつ所定数以下に設定され、前記受信タイミングの差が、所定の遅延分解能以上であり、前記受信タイミングの最大値及び最小値の差が、所定の遅延上限以下となる大きさとなるように、前記所定の遅延量が設定されることを特徴とする、無線局。

送信局 (13,16)、複数の無線局 (11, 14,17)、受信局 (12)、及び複数の無線局 (11, 14,1 7)と受信局 (12)との局間に形成されるマルチパス伝送路によってパスダイバーシチを構成し、送信局 (13,16)が複数の無線局 (11, 14,17)を経由して送信データを受信局 (12 )へ送信する無線伝送システムに用いられる送信局 (13,16)であって、

前記複数の無線局 (11, 14,17)の各々について、相互に異なる複数のシンボル波形 ( W1,W2)の候補から 1つを選択する波形選択制御部 (26)と、

前記波形選択制御部

(26)で選択されたそれぞれのシンボル波形に基づ、て、前記送信データから前記複数の無線局 (11 , 14, 17)向けの送信信号をそれぞれ生成する変調部 (21)と、

前記複数の無線局 (11, 14,17)の各々について、前記送信信号を送信する基準となる基準タイミング (TO)力も所定の遅延量 (T1,T2)だけ遅延させたタイミングを、前記送信信号の送信を開始する送信開始タイミングとして決定する送信タイミング制御部 (23 )と、

前記送信タイミング制御部 (23)によって決定された前記送信開始タイミングで、前記送信信号を前記複数の無線局 (11, 14,17)へそれぞれ送信する送信部 (24,25)とを備え、前記受信局 (12)によって送信信号が受信される受信タイミングの数が、前記異なるシンボル波形毎に複数かつ所定数以下に設定され、前記受信タイミングの差が、所定の遅延分解能以上であり、前記受信タイミングの最大値及び最小値の差が、所定の遅延上限以下となる大きさとなるように、前記所定の遅延量が設定されることを特徴とする、送信局。

[27] 複数の無線局 (11, 14,17)、受信局 (12)、及びこれらの局間に形成されるマルチパス伝送路によってパスダイバーシチを構成する無線伝送システムにお、て、複数の無線局 (11,14,17)が送信データを受信局 (12)へ送信する方法であって、

相互に異なる複数のシンボル波形 (W1,W2)の候補から 1つを選択するステップと、前記波形選択制御部 (26)で選択されたシンボル波形に基づいて前記送信データ力送信信号を生成するステップと、

前記受信局 (12)によって送信信号が受信される受信タイミングの数が、前記異なるシンボル波形毎に複数かつ所定数以下に設定され、前記受信タイミングの差が、所定の遅延分解能以上であり、前記受信タイミングの最大値及び最小値の差が、所定の遅延上限以下となる大きさとなるように、所定の遅延量 (T1,T2)を設定するステップと、

前記送信信号を送信する基準となる基準タイミング (TO)力所定の遅延量 (Τ1,Τ2) だけ遅延させたタイミングを、前記送信信号の送信を開始する送信開始タイミングとして決定するステップと、

前記送信タイミング制御部 (23)によって決定された前記送信開始タイミングで、前記送信信号を送信するステップとを備える、方法。

[28] 送信局 (13,16)、複数の無線局 (11, 14,17)、受信局 (12)、及び複数の無線局 (11, 14,1 7)と受信局 (12)との局間に形成されるマルチパス伝送路によってパスダイバーシチを構成する無線伝送システムにお、て、送信局 (13, 16)が複数の無線局 (11 , 14, 17)を経由して送信データを受信局 (12)へ送信する方法であって、

前記複数の無線局 (11, 14,17)の各々について、相互に異なる複数のシンボル波形 ( W1,W2)の候補から 1つを選択するステップと、

前記波形選択制御部 (26)で選択されたそれぞれのシンボル波形に基づ、て、前記送信データから前記複数の無線局 (11 , 14, 17)向けの送信信号をそれぞれ生成するステツプと、

前記複数の無線局 (11, 14,17)の各々について、前記送信信号を送信する基準となる基準タイミング (TO)力も所定の遅延量 (Τ1,Τ2)だけ遅延させたタイミングを、前記送信信号の送信を開始する送信開始タイミングとして決定するステップと、

前記送信タイミング制御部 (23)によって決定された前記送信開始タイミングで、前記送信信号を前記複数の無線局 (11, 14,17)へそれぞれ送信するステップとを備える、方法。