WO2007097319A1 - 直交復調器及び質問器 - Google Patents

Abstract

　直交復調器は、受信信号のレベルが小さくなってもノイズの影響を極力防止して受信データの誤再生の発生を低減するためのものであり、変調された受信信号とローカル信号及び９０度位相をシフトしたローカル信号からＩ信号とＱ信号を生成し、コンデンサ(３７，３８)によってＩ信号及びＱ信号の直流成分を除去する。また、ローパスフィルタ(３５，３６)により、Ｉ信号及びＱ信号の周波数より高い周波数成分を除去する。そして、ローパスフィルタを通過したＩ信号をＩ信号二乗部(４３)で二乗し、Ｑ信号をＱ信号二乗部(４４)で二乗し、さらに、加算部(４５)で二乗したＩ信号とＱ信号を加算する。そして、加算した信号(Ｓ1)のレベルをコンパレータ(１８)で閾値(Ｔ1)と比較して信号(Ｓ2)を得、さらに、デジタル信号処理部(１２)のデータ生成部(４８)で信号(Ｓ2)の立ち上がり毎に信号レベルを反転する処理を行うことで受信データを復調する。

Description

明 細 書

直交復調器及び質問器

技術分野

[0001] 本発明は、受信した信号を復調するときに、ベースバンドの I信号と Q信号を作成す る直交復調器及びこの直交復調器を備えた質問器に関する。

背景技術

[0002] 質問器は、無線タグ、ある 、は RFID(radio frequency identification)タグと呼ばれる 応答器との間で無線通信する無線通信装置である。質問器は、変調無線信号を使 用して RFIDタグへ情報を伝送し、情報の伝送終了後は無変調信号を送信し続け、 これに対し、 RFIDタグは、質問器からの無変調信号の反射量を変化させてバックス キヤッタ変調をすることにより、質問器に対して情報を送信する。質問器は、バックス キヤッタ変調波を受信して RFIDタグの情報を読取る。

[0003] 質問器は、送信部と受信部を備え、送信側では、変調器で情報を変調し、増幅器 で増幅してアンテナカゝら送信する。受信側では、アンテナで受信した信号を、ダイレ タトコンバージョンの直交復調器で高周波信号力もベースバンド信号を取り出し、復 調し情報を取り出す。

[0004] ダイレクトコンバージョンの直交復調器は、受信信号の搬送波と同じ周波数のロー カル信号と受信信号をミキサに入力してベースバンドの I(in-phase)信号を作り、ロー カル信号の 90度位相のずれた信号と受信信号をミキサに入力してベースバンドの Q ^quadrature— phase)f- を作る。

[0005] I信号と Q信号の振幅は、受信信号とローカル信号との位相差によって決まり、 I信 号の振幅が最大になるときは Q信号の振幅が最小になり、 I信号の振幅が最小になる ときは Q信号の振幅が最大になる。 Q信号の振幅が最小の 0のときは、 I信号の振幅 が最大であるため、この I信号を使用すれば受信データを再生することができる。逆 に、 I信号の振幅が最小の 0のときは、 Q信号の振幅が最大であるため、この Q信号を 使用すれば受信データを再生することができる。また、受信信号とローカル信号の位 相差によっては、 I信号と Q信号の位相が反転することがある。 [0006] このような、ダイレクトコンバージョンの直交復調器を使用して受信データを再生す る方法として、 I信号と Q信号の振幅を比較して大きな方の信号を選択して受信デー タを再生する方法が知られている（例えば、 USP6,501,807 B1公報参照）。

[0007] USP6,501,807 B1公報に記載されている再生方法は、 I信号と Q信号の振幅を比 較して大きな方の信号を選択して受信データを再生するので、 I信号の振幅と Q信号 の振幅が大きく異なるときは選択した信号の振幅が大きいので再生に支障が生じるこ とはない。しかし、 I信号の振幅と Q信号の振幅がほぼ同じ場合は、いずれを選択して もよいが、受信信号の半分の振幅で受信データの再生を行わなければならない。こ のため、受信信号のレベルが小さい時にはノイズの影響を受け易くなり、ノイズによる 受信データの誤再生が頻繁に生じるという問題があった。

発明の開示

[0008] そこで、本発明は、たとえ、受信信号のレベルが小さくなつてもノイズの影響を極力 防止でき、ノイズによる受信データの誤再生の発生を低減できる直交復調器及びこ の直交復調器を備えた質問器を提供する。

[0009] 本発明は、 2値変調された受信信号とローカル信号を掛け合わせて I信号を生成す るとともに受信信号と 90度位相をシフトしたローカル信号を掛け合わせて Q信号を生 成し、この I信号及び Q信号から 2値データを生成する直交復調器において、 I信号の 直流成分を除去する I信号直流成分除去部と、 I信号の周波数より高い周波数成分を 除去する I信号ローパスフィルタと、 I信号直流成分除去部と I信号ローパスフィルタを 通過した I信号を二乗する I信号二乗部と、 Q信号の直流成分を除去する Q信号直流 成分除去部と、 Q信号の周波数より高い周波数成分を除去する Q信号ローパスフィ ルタと、 Q信号直流成分除去部と Q信号ローパスフィルタを通過した Q信号を二乗す る Q信号二乗部と、 I信号二乗部の出力と Q信号二乗部の出力を加算する加算部と、 加算部から出力される信号が、所定の閾値以上となる毎に信号レベルを反転させ、 又は、所定の閾値以下となる毎に信号レベルを反転させ、 2値データを生成するデ ータ生成部を具備する直交復調器にある。

[0010] 本発明によれば、たとえ、受信信号のレベルが小さくなつてもノイズの影響を極力防 止でき、ノイズによる受信データの誤再生の発生を低減できる直交復調器及びこの 直交復調器を備えた質問器を提供できる。

図面の簡単な説明

[0011] [図 1]図 1は、本発明の第 1の実施の形態に係るシステムの概略構成を示すブロック 図である。

[図 2]図 2は、同実施の形態における質問器と RFIDタグの通信フォーマットを示す図 である。

[図 3]図 3は、同実施の形態に係る質問器の構成を示すブロック図である。

[図 4]図 4は、同実施の形態に係る質問器の直交復調器による復調処理を説明する ための各部の出力信号の波形図である。

[図 5]図 5は、本発明の第 2の実施の形態に係る質問器の構成を示すブロック図であ る。

[図 6]図 6は、同実施の形態の質問器におけるデジタル処理部の要部構成を示すブ ロック図である。

[図 7]図 7は、同実施の形態に係る質問器の直交復調器による復調処理を説明する ための各部の出力信号の波形図である。

[図 8]図 8は、同実施の形態における加算処理後の 2値ィ匕に使用する閾値設定の他 の例を説明するための波形図である。

発明を実施するための最良の形態

[0012] 以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。

(第 1の実施の形態）

図 1は、質問器と応答器である RFIDタグカゝらなるシステムの概略構成を示すブロッ ク図である。質問器 1はアンテナ 2を備えている。前記アンテナ 2は、送信時に高周波 信号を電波として放射し、受信時は電波を受信して高周波信号に変換する動作を行

[0013] 前記アンテナ 2から放射された電波は、 RFIDタグ 3-1, 3-2, 3_3に到達し、それぞ れの RFIDタグが受信を行う。各 RFIDタグ 3-1, 3-2, 3-3は、それぞれ固有の識別 番号を記憶している。

[0014] 前記質問器 1が問い合わせのための信号を送信すると、 RFIDタグ 3-1, 3-2, 3-3 は問い合わせのための信号に対応した動作をする。例えば、問い合わせのための信 号が RFIDタグ 3-1に対応する識別番号宛てのデータだけ含んで 、る場合は、 RFID タグ 3-1だけ応答を返し、 RFIDタグ 3-2, 3_3は応答しない。

[0015] 前記質問器 1は、 RFIDタグに問い合わせのための信号を送信するときは、その送 信信号で変調をした高周波信号をアンテナ 2から放射する。送信信号が終了すると、 搬送波のみの無変調の高周波信号を送信し続ける。 RFIDタグ 3-1は、質問器 1で変 調された高周波信号を受信すると、応答する信号に従って搬送波を変調する。すな わち、受信する搬送波に対してバックスキヤッタ変調を行い、応答する信号を前記質 問器 1に送り返す。

[0016] 前記質問器 1は、無変調の搬送波を送信しながら、バックスキヤッタ変調された信号 を受信し、 RFIDタグ 3-1からの情報を受け取る。このようにして、質問器と RFIDタグ 力もなるシステムでは互いの情報のやり取りを行っている。

[0017] 図 2は、前記質問器 1と RFIDタグ 3-1, 3-2, 3_3の通信フォーマットを示す図で、（a )は質問器 1から送信する信号のフォーマットを示し、（b)は RFIDタグ力 送信する信 号のフォーマットを示して!/、る。

[0018] 前記質問器 1は、先ず、周囲の質問器力も電波が放射されていないかを調べるた めにキャリアセンスを行う。これは混信を避けるためである。そして、周囲の質問器か ら電波が放射されていないことを確認すると、前記質問器 1は、無変調波を送信する 。前記質問器 1から無変調波が送信されると、 RFIDタグ 3-1, 3-2, 3_3は受信した無 変調波を電源として起動する。

[0019] 質問器 1は、無変調波に続けて、 RFIDタグ 3-1, 3-2, 3-3へのコマンドを送信し、 コマンドの送信が終了すると続けて無変調波を再び送信する。コマンドによって指定 された RFIDタグは、受信したコマンドに対応した応答情報を、無変調波にバックスキ ャッタ変調をかけることにより質問器 1へ送信する。質問器 1は、 RFIDタグ力 応答情 報を受信すると、無変調波の送信を停止する。 RFIDタグは質問器 1から送信される 電波が無くなると、動作を停止する。

[0020] 前記質問器 1は、図 3に示す構成になっている。すなわち、制御部 11、デジタル信 号処理部 12、基準クロックを発生する発振器 13、この発振器 13からの基準クロックを 入力し、前記制御部 11から設定される値に応じたローカル周波数を出力する PLL(p hase locked loop)部 14、この PLL部 14からのローカル信号の位相を 90度シフトさせ る 90度位相シフト器 15、送信部 16、受信部 17、コンパレータ 18及びサーキユレータ 19を設け、前記送信部 15の出力端と前記受信部 16の入力端を前記サーキユレータ 19に接続している。前記サーキユレータ 19は前記アンテナ 2に接続されている。

[0021] 前記送信部 16は、 DAC (デジタル Zアナログ 'コンバータ） 21、第 1の LPF (ローバ スフィルタ） 22、第 1のミキサ 23、パワーアンプ 24によって構成されている。

前記受信部 17は、第 2、第 3のミキサ 31, 32、第 2、第 3、第 4、第 5の LPF (ローバ スフィルタ） 33, 34, 35, 36、第 1、第 2、第 3、第 4のコンデンサ 37, 38, 39, 40、 I 信号可変利得増幅器 41、 Q信号可変利得増幅器 42、乗算器力もなる I信号二乗部 43、乗算器力 なる Q信号二乗部 44、加算器力 なる加算部 45、 ADC (アナログ Z デジタル 'コンバータ） 49及び DAC (デジタル Zアナログ 'コンバータ） 50によって構 成される。

[0022] 前記第 4の LPF35は I信号の周波数より高 、周波数成分を除去する I信号 LPFを 構成し、前記第 5の LPF36は Q信号の周波数より高い周波数成分を除去する Q信号 LPFを構成している。また、前記第 1、第 3のコンデンサ 37, 39はいずれが I信号の 直流成分を除去してもよぐ直流成分を除去する機能を果たすときは I信号直流成分 除去部を構成し、前記第 2、第 4のコンデンサ 38, 40はいずれが Q信号の直流成分 を除去してもよぐ直流成分を除去する機能を果たすときは Q信号直流成分除去部を 構成している。

前記受信部 17、コンパレータ 18及びデジタル信号処理部 12は直交復調器を構成 している。

[0023] 前記制御部 11は、 CPU (中央処理ユニット)やメモリを含んでおり、予め記憶された プログラムに従って動作するようになっている。前記制御部 11は、デジタル信号処理 部 12とバスライン 46を介して接続され、送信データをデジタル信号処理部 12に出力 し、また、デジタル信号処理部 12から出力される受信データを取込むことで RFIDタ グとのデータのやり取りを行う。

[0024] また、前記制御部 11は、 PLL部 14を制御し搬送波周波数と同じ周波数のローカル 周波数を出力させる。また、前記制御部 11は、図示しないがパソコン等の上位機器と 有線通信をする機能を有して ヽる。

[0025] 前記デジタル信号処理部 12は、前記制御部 11から出力されるシリアルデータであ る送信データを符号化してパラレルデータに変換し、 FIR(finite impulse response)フ ィルタ等のデジタルフィルタで帯域制限をしたデータを作成し、前記 DAC21に出力 する。また、前記デジタル信号処理部 12は、前記コンパレータ 18から入力されたシリ アルデータを信号処理して復号化し、前記制御部 11にシリアルの受信データとして 出力する。さらに、前記デジタル信号処理部 12は、前記加算部 45から出力される信 号を ADC49でデジタル化して入力し、この信号の振幅に従って DAC50の出力電 圧を制御して前記各可変利得増幅器 41, 42の利得を制御する。

[0026] また、前記デジタル信号処理部 12は、前記 ADC49から出力されるデジタル信号 を入力すると前記制御部 11にその信号を出力する。前記制御部 11はキャリアセンス 手段 47を設け、前記可変利得増幅器 41, 42の増幅率と前記 ADC49からの信号の 振幅から、受信した信号の受信信号電界強度である RSSKreceived signal strength i ndicator)値を取得し、この RSSI値によって周囲の電波状況を検出するキャリアセン スを行うようになっている。

[0027] 送信時においては、前記 DAC21は、入力されたパラレルデータをアナログベース バンド信号に変換して前記第 1の LPF22に出力する。第 1の LPF22は、入力された 信号から、 DAC21で使用されるサンプリング周波数成分を除去した信号を前記第 1 のミキサ 23に出力する。

[0028] 第 1のミキサ 23は、第 1の LPF22から出力された信号と前記 PLL部 14から出力さ れるローカル信号を掛け合わせることにより変調し、この変調した信号をパワーアンプ 24に出力する。前記パワーアンプ 24は、変調信号を電力増幅して前記サーキユレ ータ 19に出力する。前記サーキユレータ 19は変調信号をアンテナ 2へ出力し、前記 アンテナ 2は変調信号を電波として空間に放射する。

[0029] 受信時においては、 RFIDタグでバックスキヤッタ変調された信号がアンテナ 2で受 信される。この受信信号は、サーキユレータ 19を通って、第 2、第 3のミキサ 31, 32に それぞれ入力される。 [0030] 第 2のミキサ 31は、ノ ノクスキヤッタ変調された受信信号と PLL部 14からのローカル 信号を掛け合わせて I信号を出力する。この I信号は第 2の LPF33に入力され、この L PF33で高周波成分が取り除かれて図 4の (a)に示すベースバンド信号 laが出力され る。第 3のミキサ 32は、ノ ノクスキヤッタ変調された受信信号と 90度位相シフト器 15に よってローカル信号を 90度位相シフトされた信号を掛け合わせて Q信号を出力する 。この Q信号は第 3の LPF34に入力され、この LPF34で高周波成分が取り除かれて 図 4の (b)に示すベースバンド信号 Qaが出力される。

[0031] ここで、ベースバンド信号 laと Qaは、信号の位相が反転している力 受信信号と口 一カル信号の位相差により、信号 laと Qaは位相が同じになるときもある。また、ここで は信号 laの振幅が信号 Qaの振幅より大きくなつているが、受信信号とローカル信号 の位相差により、信号 Qaの振幅が信号 laの振幅より大きくなることもある。

[0032] 第 2の LPF33からの信号 laは、第 1のコンデンサ 37で直流成分が除去されて図 4 の (c)に示す信号 lbとなる。信号 lbは、 I信号可変利得増幅器 41で増幅され、さらに、 第 3のコンデンサ 39で前記増幅器 41の直流オフセット成分が除去され、第 4の LPF 35で隣接チャネル以上離れた周波数成分が除去される。そして、第 4の LPF35カゝら 図 4の (e)に示す信号 Icが出力される。信号 Icは分岐されて I信号二乗部 43に入力さ れ、この I信号二乗部 43で信号 Icが二乗されて図 4の (g)に示す信号 Idが出力される。

[0033] また、第 3の LPF34からの信号 Qaは、第 2のコンデンサ 38で直流成分が除去され て図 4の (d)に示す信号 Qbとなる。信号 Qbは、 Q信号可変利得増幅器 42で増幅され 、さらに、第 4のコンデンサ 40で前記増幅器 42の直流オフセット成分が除去され、第 5の LPF36で隣接チャネル以上離れた周波数成分が除去される。そして、第 5の LP F36から図 4の (£)に示す信号 Qcが出力される。信号 Qcは分岐されて Q信号二乗部 4 4に入力され、この Q信号二乗部 44で信号 Qcが二乗されて図 4の (h)に示す信号 Qd が出力される。

[0034] 信号 Idと信号 Qdは、加算部 45で加算され図 4の (0に示す信号 S1となる。信号 S1は 、前記コンパレータ 18に入力され、このコンパレータ 18で閾値 T1と比較されることで 2値化され、図 4の (j)に示す信号 S2が出力される。信号 S2は、デジタル信号処理部 1 2に入力される。前記デジタル信号処理部 12はデータ生成部 48を設け、このデータ 生成部 48において信号 S2の立ち上がりで信号レベルを反転する処理を行い、図 4 の (k)に示す信号 S3を生成する。こうして得られた信号 S3が、アンテナ 2で受信したバ ックスキヤッタ変調した受信信号の復調信号である。

[0035] このように、 I信号を I信号二乗部 43で二乗して信号を正符号にし、また、 Q信号を Q信号二乗部 44で二乗して信号を正符号にし、これを加算部 45で加算し、この加算 部 45で加算した信号 S1をコンパレータ 18で閾値 T1と比較するようにしている。従つ て、 I信号の振幅と Q信号の振幅が大きく異なっても、また、両者の振幅が略等しくな つても、両者の振幅を加算して閾値 Tと比較するので、このときの受信信号レベルは 大きくなる。例えば、両者の振幅が略等しいときに何れかを選択する場合に比べて比 較時の受信信号の振幅は 2倍になる。

[0036] このように、この直交復調器は、 I信号を I信号二乗部 43で二乗し、 Q信号を Q信号 二乗部 44で二乗し、これを加算部 45で加算し、この加算部 45からの信号 S1をコン パレータ 18で閾値 Tと比較して信号 S2を得、さらに、デジタル信号処理部 12のデー タ生成部 48で信号 S2の立ち上がり毎に信号レベルを反転する処理を行うことで受信 データを復調している。従って、たとえ、受信信号のレベルが小さくなつてもノイズの 影響を極力防止でき、ノイズによる受信データの誤再生の発生を低減できる。換言す れば、受信信号のレベルが小さくなつても受信データを確実に復調することができる

[0037] なお、質問器 1と RFIDタグ 3-1, 3-2, 3-3間で、応答情報の先頭のバックスキヤッ タ変調した信号が必ず" L"レベルになるように予め決めておけば、質問器 1は無変調 波を送信したときの受信レベルを" H"レベルにしておくことにより、バックスキヤッタ変 調信号と復調信号の位相が同じになる。そのため、復調後の信号を予め決められた プリアンブル等のデータと比較して、データを反転するような処理をする必要がな!、。

[0038] また、受信したバックスキヤッタ変調信号が小さぐ信号 S1の振幅が閾値 Tより低い レベルでデジタル信号処理部 12に入力される場合は、デジタル信号処理部 12から 各可変利得増幅器 41, 42の利得を高くするように制御する。受信したバックスキヤッ タ変調信号が大きぐ信号 S1の振幅が閾値 Tより低いレベルになる時間が非常に短 ぐデジタル信号処理部 12で信号 S1をサンプリングする間隔より短い場合は、デジタ ル信号処理部 12から各可変利得増幅器 41, 42の利得を低くするように制御する。

[0039] なお、この実施の形態では、高周波信号を除去する第 2、第 3の LPF33, 34と、隣 接チャネル以上離れた周波数成分を除去する第 4、第 5の LPF35, 36を別個に配 置したものについて述べたがこれに限定するものではなぐ第 4、第 5の LPF35, 36 のみを配置したものであってもよい。また、この実施の形態では、第 1、第 2のコンデン サ 33, 34と第 3、第 4のコンデンサ 39, 40を別個に配置したものについて述べたがこ れに限定するものではなぐ第 3、第 4のコンデンサ 39, 40のみを配置するものであ つてもよい。

[0040] また、この実施の形態では、コンパレータ 18で 2値ィ匕する際に予め設定された閾値 Tを使用して 2値ィ匕を行ったがこれに限定するものではなぐオペアンプを使用したフ ローテイングスライス回路を使用して閾値 Tを生成して 2値ィ匕を行ってもよい。フロー ティングスライス回路は、コンデンサ等の時定数を利用して信号 S1のレベルをアナ口 グ的に平均化した値を閾値 Tとして生成するものである。

[0041] さらに、この実施の形態では、データ生成部 48は、コンパレータ 18からの信号 S2 の立ち上がり毎に信号レベルを反転する処理を行って受信データを再生したが必ず しもこれに限定するものではなぐ信号 S2の立ち下り毎に信号レベルを反転する処理 を行って受信データを再生することもできる。

[0042] (第 2の実施の形態）

第 1の実施の形態では、 I信号と Q信号の乗算と加算をアナログ回路で行う場合に ついて説明したが、本実施の形態では、 I信号と Q信号の乗算等の演算をデジタル 回路で行う場合について述べる。なお、第 1の実施の形態と同一の動作をする部分 には同じ符号を付け、詳細な説明は省略する。

[0043] 図 5は、質問器 1の構成を示す概略ブロック図である。送信側とローカル信号生成 の部分は第 1の実施の形態と同じである。また、受信側の I信号と Q信号の処理も第 4 ,第 5の LPF35, 36までは第 1の実施の形態と同じである。また、デジタル信号処理 部 121につ 、ては、送信側の動作は第 1の実施の形態と同じである。

[0044] 前記第 4の LPF35からの信号 Icを第 1の ADC (アナログ Zデジタル 'コンバータ) 51 に供給し、前記第 5の LPF36からの信号 Qcを第 2の ADC (アナログ Zデジタル'コン バータ) 52に供給している。前記各 LPF35, 36は、隣接チャネル以上離れた周波数 成分を除去することにカ卩えて、前記第 1、第 2の ADC51, 52のサンプリング周波数の 整数倍の周波数成分を除去するためのアンチエイリアシング (anti-aliasing)フィルタと しての機能も兼ねている。

[0045] 前記第 4の LPF35からの信号 Icを前記第 1の ADC51でデジタル信号に変換した 後前記デジタル信号処理部 121に供給し、また、前記第 5の LPF36からの信号 Qc を前記第 2の ADC52でデジタル信号に変換した後前記デジタル信号処理部 121に 供給している。

[0046] 前記デジタル信号処理部 121は集積回路で、図 6に示すように、内部に前記第 1の ADC51からのデジタル信号を二乗処理する I信号二乗部 53、前記第 2の ADC52 からのデジタル信号を二乗処理する Q信号二乗部 54、前記各二乗部 53, 54の出力 を加算処理する加算部 55及びこの加算部 55から出力される信号が所定の閾値以 上となる期間ハイレベルとなる信号を作成し、さらに、この信号の立ち上がり毎に信号 レベルを反転させて 2値データを生成するデータ生成部 56を設けている。

[0047] 図 7は、前記質問器 1の受信データの再生時の各部の出力波形を示す図で、第 4 の LPF35からは図 7の (a)に示す信号 Icが出力され、第 1の ADC51でサンプリングさ れてデジタルデータに変換され、図 7の (c)に示す信号 Ihとなる。また、第 5の LPF36 力 は図 7の (b)に示す信号 Qcが出力され、第 2の ADC52でサンプリングされてデジ タルデータに変換され、図 7の (d)に示す信号 Qhとなる。

[0048] 前記第 1、第 2の ADC51, 52のサンプリング時間間隔は、変調された受信信号か らデータを確実に取り出すために、変調された受信信号のレベルが変化しない最短 時間の 2分の 1より短い時間に設定する必要がある。ここでは、サンプリング時間間隔 を変調された受信信号のレベルが変化しない最短時間の 4分の 1の時間としている。 換言すれば、変調された受信信号のレベルが変化しな 、最小周波数の 4倍のサンプ リング周波数に設定して 、る。

[0049] 前記第 1、第 2の ADC51, 52からの信号 Ih, Qhは、前記デジタル信号処理部 121 に入力されてデジタル信号処理が行われる。前記デジタル信号処理部 121は、信号 Ihを I信号二乗部 53で二乗して図 7の (e)に示す信号 ¾に変換し、また、信号 Qhを Q 信号二乗部 54で二乗して図 7の (1)に示す信号 Qjに変換する。そして、前記加算部 5 5で信号 Ijと信号 Qjを加算し、図 7の (g)に示す信号 S4を作成する。

[0050] 前記デジタル信号処理部 121は、続いて、前記データ生成部 56で信号 S4を閾値 T1で 2値ィ匕する。すなわち、閾値 T1以下のときは" L"レベルとし、閾値 Tはり大きい ときは" H"レベルとして、図 7の (h)に示す信号 S5を作る。さらに、信号 S5の立ち上が りで信号レベルを反転する処理を行い、図 7の (0に示す信号 S6を生成する。こうして 、アンテナ 2で受信したバックスキヤッタ信号の復調信号 S6を得る。

[0051] 前記デジタル信号処理部 121は、前記加算部 55からの信号 S4の振幅が閾値 Tは り低いレベルのときは、 DAC50の出力電圧を制御して各可変利得増幅器 41, 42の 利得を高くするように制御する。また、信号 S4の振幅が閾値 Tはり低いレベルになる 期間が無い場合は、 DAC50の出力電圧を制御して各可変利得増幅器 41, 42の利 得を低くするように制御する。また、前記デジタル信号処理部 121は、各可変利得増 幅器 41, 42の増幅率と信号 S4の振幅から、受信した信号の RSSI値を取得し、これ により、制御部 11はキャリアセンスを行うようになって!/、る。

[0052] このように、 I信号二乗部 53、 Q信号二乗部 54、加算部 55及びデータ生成部 56を 内部に設けたデジタル信号処理部 121を使用し、要部をデジタル処理するものにお V、ても、バックスキヤッタ変調された信号から受信データを再生する直交復調器を構 成することができ、前述した実施の形態と同様に、受信信号のレベルが小さくなつて もノイズの影響を極力防止して受信データを確実に復調することができる。

[0053] なお、この実施の形態では、デジタル信号処理部 121にお!/、て、信号 S4から 2値の 信号 S5を作成し、さらに、この信号 S5から復調信号 S6を生成する処理を行ったがこ れに限定するものではなぐ信号 S4が閾値 T1以下力も閾値 Tはり大きくなる立ち上 力 Sりで信号レベルを反転する処理を行って復調信号 S6を生成してもよい。

[0054] また、この実施の形態では ADC51, 52のサンプリング周波数を変調された受信信 号のレベルが変化しない最小周波数の 4倍とした力 サンプリング周波数を高くする ことにより、変調された受信信号の周波数成分とサンプリング周波数の周波数差を広 げることができるため、アンチエイリアシングフィルタの作成が容易になる利点がある。

[0055] また、この実施の形態では予め設定した閾値 T1を使用して 2値ィ匕し信号 S4を作成 したがこれに限定するものではな 、。閾値 T1を 2値ィ匕する時間以前のデータを利用 して作成してもよい。図 8の (a)に示すように、信号 S4に対して、 2値化する時間の 5サ ンプリング前のデータから 2値ィ匕するサンプリングデータまでの連続する 6サンプリン グデータを平均した値カゝら作成した閾値 T2を使用して 2値ィ匕してもよい。

[0056] このようにすれば、閾値 T2は、時間とともに変化する信号 S4の値によって変動する 。そして、信号 S4は閾値 T2を基準として 2値化される。すなわち、信号 S4が閾値 T2 以下のときは" L"レベルとし、閾値 T2より大きいときは" H"レベルとして 2値化し、図 8 の (b)に示す信号 S51を作る。そして、信号 S51の立ち上がりで信号レベルを反転して 信号 S61を生成する。こうして、アンテナ 2で受信したバックスキヤッタ信号の復調信 号 S61を得ることができる。

[0057] なお、ここにおける平均値を算出する連続するサンプリング数は、各 ADC51, 52 でサンプリングされた値が連続して最大値を取るサンプリング数に 1をカ卩えた数以上 にする必要がある。そして、平均値を算出するサンプリング数をより多くすることにより 、閾値 T2のレベル変動を小さくできる。

[0058] なお、この実施の形態では、高周波信号を除去する第 2、第 3の LPF33, 34と、隣 接チャネル以上離れた周波数成分を除去する第 4、第 5の LPF35, 36を別個に配 置したものについて述べたがこれに限定するものではなぐ第 4、第 5の LPF35, 36 のみを配置したものであってもよい。この場合、第 4、第 5の LPF35, 36で ADC51, 52のサンプリング周波数の整数倍の周波数を除去するようにし、デジタル信号処理 部 121の内部で隣接チャネル以上離れた周波数成分を除去するデジタルフィルタリ ングを行えばよい。

なお、前述した各実施の形態において、サーキユレータ 19と第 2、第 3のミキサ 31, 32間に低雑音増幅器を挿入しても良い。

産業上の利用可能性

[0059] 本発明は、例えば、無線タグ、ある 、は RFIDタグと呼ばれる応答器との間で行わ れる無線通信に利用可能である。

Claims

請求の範囲

[1] 2値変調された受信信号とローカル信号を掛け合わせて I信号を生成するとともに 前記受信信号と 90度位相をシフトしたローカル信号を掛け合わせて Q信号を生成し 、この I信号及び Q信号から 2値データを生成する直交復調器にぉ 、て、

前記 I信号の直流成分を除去する I信号直流成分除去部と、

前記 I信号の周波数より高い周波数成分を除去する I信号ローパスフィルタと、 前記 I信号直流成分除去部と I信号ローパスフィルタを通過した I信号を二乗する I信 号二乗部と、

前記 Q信号の直流成分を除去する Q信号直流成分除去部と、

前記 Q信号の周波数より高い周波数成分を除去する Q信号ローパスフィルタと、 前記 Q信号直流成分除去部と Q信号ローパスフィルタを通過した Q信号を二乗する Q信号二乗部と、

前記 I信号二乗部の出力と Q信号二乗部の出力を加算する加算部と、

前記加算部から出力される信号が、所定の閾値以上となる毎に信号レベルを反転 させ、又は、所定の閾値以下となる毎に信号レベルを反転させ、 2値データを生成す るデータ生成部を具備することを特徴とする直交復調器。

[2] 請求項 1記載の直交復調器において、さらに、

I信号二乗部の前段に I信号可変利得増幅器を設け、

Q信号二乗部の前段に Q信号可変利得増幅器を設けたことを特徴とする直交復調

[3] I信号可変利得増幅器と Q信号可変利得増幅器は、利得を加算部から出力される 信号の振幅値に応じて制御することを特徴とする請求項 2記載の直交復調器。

[4] 請求項 1記載の直交復調器において、さらに、

加算部から出力される信号の振幅値に基づいてキャリアセンスするキャリアセンス 手段を設けたことを特徴とする直交復調器。

[5] 所定の閾値を、加算部から出力される信号の連続した一定期間の振幅値の平均値 としたことを特徴とする請求項 1記載の直交復調器。

[6] 請求項 1記載の直交復調器において、さらに、 I信号二乗部の前段に I信号アナログ Zデジタル 'コンバータを設け、

Q信号二乗部の前段に Q信号アナログ Zデジタル 'コンバータを設け、

前記各アナログ Zデジタル 'コンバータのサンプリング時間間隔を、受信信号のレ ベルが変化しない最短時間の 1Z2よりも短い時間としたことを特徴とする直交復調 請求項 1記載の直交復調器を有する受信部と、

変調波及び無変調波を送信する送信部と、

前記受信部及び送信部に共用されるアンテナを具備したことを特徴とする質問器。