WO2007068261A1 - Hohlleiter-einkopplungs- und übertragungsvorrichtung - Google Patents

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Hohlleiter-Einkopplungs- und Übertra­gungsvorrichtung (1) für elektromagnetische Wellen, insbesondere Mikrowellen, umfassend einen mit einer Antenneneinlassöffnung (4) versehenen Einkopplungshohlraum (3), einen Zirkulator (6), eine Lastaufnahmeeinrichtung (14, 15, 16, 17, 17a, 17b, 18, 18a, 18b), eine Ausgangsöffnung (11), einen ersten Transmissionskanal (5) zwischen dem Einkopplungshohlraum (3) und dem Zirkulator (6), einen zweiten Transmissionskanal (10) zwischen dem Zirkulator (6) und der Ausgangsöffnung (11) und einen dritten Transmissionskanal (13) zwischen dem Zirkulator (6) und der Lastaufnahmeeinrichtung (14, 15, 16, 17, 17a, 17b, 18, 18a, 18b). Die Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass die Lastaufnahmeeinrichtung (14, 15, 16, 17, 17a, 17b, 18, 18a, 18b) wenigstens zwei Lastaufnahmevorrichtungen (17, 18) aufweist.

Description

Hohlleiter-Einkopplungs- und Übertragungsvorrichtung

Beschreibung

Die Erfindung betrifft eine Hohlleiter-Einkopplungs- und Übertragungsvorrichtung für elektromagnetische Wellen, insbesondere Mikrowellen, umfassend einen mit einer Antenneneinlassöffnung verse- henen Einkopplungshohlraum, einen Zirkulator, eine Lastaufnahmeeinrichtung, eine Ausgangsöffnung, einen ersten Transmissionskanal zwischen dem Einkopplungshohlraum und dem Zirkulator, einen zweiten Transmissionskanal zwischen dem Zirkuiator und der Ausgangsöffnung und einen dritten Transmissionskanal zwischen dem Zirkulator und der Lastaufnahmeeinrichtung.

Hochfrequenzgeneratoren werden in vielfältigen Anwendungen verwendet. Gängige Hochfrequenz-(HF)-generatoren für den Frequenzbereich oberhalb einiger hundert MHz sind Magnetrons. Diese stellen HF-Leistung üblicherweise an einer Antenne zur Verfügung, die im montierten Zustand in einen Hohlleiter eintaucht und das von der Antenne erzeugte elektromagnetische Wechselfeld dort einkop- pelt. Die Hohlleiter-Einkoppeleinheit wird auch als „Launcher" bezeichnet. Solche Hohlleiter-Einkoppeleinheiten passen den Innenwiderstand des Magnetrons optimal an den Wellenwiderstand des verwendeten Hohlleiters an.

Bei Hochfrequenzsystemen wird im Allgemeinen jeweils ein Kom- promiss bezüglich der Kosten, des Wirkungsgrads, des Raumbedarfs und der Signalqualität getroffen. Voraussetzung für einen optimalen Betrieb einer Hochfrequenzquelle ist eine korrekte Anpas- sung des Innenwiderstands des Hochfrequenzgenerators an den jeweiligen Verbraucher. Mit derartigen leistungsangepassten Systemen werden hohe Systemwirkungsgrade und Lebensdauern erzielt.

In der Praxis variieren die Verbrauchereigenschaften, so dass sich selten der optimale Betriebszustand einstellt. Dabei ist der Innenwiderstand des Hochfrequenzgenerators meistens nicht hinreichend veränderbar, um die Anpassung an den jeweiligen Verbraucher herbeizuführen. Um Lastreflexionen, die durch Fehlanpassungen oder Veränderungen des Widerstands bzw. der Eingangsimpedanz des

Verbrauchers verursacht werden, von der Antenne des Hochfrequenzgenerators fernzuhalten, wird in Richtung des Verbrauchers ein zusätzlicher Richtungsleiter zwischengeschaltet, der die Reflexionsleistung absorbiert.

Bei einem Richtungsleiter handelt es sich in der Regel ebenfalls um ein Hohlleiterbauelement, das üblicherweise mittels eines Flansches formschlüssig mit einem Launcher verbunden wird. Da die Eigenschaften üblicher Richtungsleiter durch ein vergleichsweise schwa- ches statisches inneres Magnetfeld festgelegt werden, müssen von einem HF-Generator ausgehende magnetische Streufelder hinreichend abgeschwächt sein, um den Richtungsleiter nicht zu verstim- men. Darum sind Launcher und Richtungsleiter üblicherweise relativ weit beabstandet und die entsprechenden Bauteile groß, so dass Verstimmungen durch Streufelder vernachlässigbar sind.

Ein Beispiel für einen Richtungsieiter ist ein Zirkulator. Der üblicherweise annähernd zylindrische Zirkulator weist drei Ports und wenigstens eine Mikrowellen-Ferritscheibe auf, die durch ein äußeres Magnetfeld magnetisiert wird. Die Ports sind in Winkelabständen von 120° voneinander am Umfang des Zirkulators angeordnet. Das Magnetfeld des Zirkulators wird so eingestellt, dass eine an einem ersten Port eingespeiste Leistung geringfügig gedämpft an einen zweiten Port weitergeleitet wird, während der dritte Port vom ersten Port weitgehend entkoppelt ist. Eine am zweiten Port eingespeiste Reflexionsleistung wird an den dritten Port weitergeleitet. An diesen Port wird beispielsweise ein Lastwiderstand angeschlossen, der reflektierte Leistung aufnimmt. Diese Leistung wird dann nicht mehr zum ersten Port und somit zur Einkopplungsantenne des HF- Generators zurückgeleitet.

Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe besteht darin, eine

Hohlleiter-Einkopplungs- und Übertragungsvorrichtung zur Verfügung zu stellen, die bei kompakter und einfacher Bauweise eine möglichst verlustfreie Übertragung von elektromagnetischen Wellen und eine effektive Isolierung des Generators von reflektierter Leis- tung ermöglicht, wobei die jeweiligen Leistungszustände mit wenig

Aufwand reproduzierbar messbar sein sollen.

Diese Aufgabe wird bei einer Hohlleiter-Einkopplungs- und Übertragungsvorrichtung für elektromagnetische Wellen, insbesondere Mik- rowellen, umfassend einen mit einer Antenneneinlassöffnung versehen Einkopplungshohlraum, einen Zirkulator, eine Lastaufnahmeeinrichtung, eine Ausgangsöffnung, einen ersten Transmissionskanal zwischen dem Einkopplungshohlraum und dem Zirkulator, einen zweiten Transmissionskanal zwischen dem Zirkulator und der Ausgangsöffnung und einen dritten Transmissionskanal zwischen dem Zirkulator und der Lastaufnahmeeinrichtung, dadurch gelöst, dass die Lastaufnahmeeinrichtung wenigstens zwei Lastaufnahmevorrichtungen aufweist.

Unter dem Begriff Zirkulator werden im Rahmen der Erfindung auch andere nichtreziproke Bauteile, etwa optische Elemente, wie bei- spielsweise halbdurchlässige Spiegel, verstanden. Diese sind gerade bei sehr hohen Frequenzen anstelle von Hohlleiter-Zirkulatoren einsetzbar.

Ein Grundgedanke der Erfindung liegt darin, dass eine Lastaufnah- meeinrichtung mit wenigstens zwei räumlich entkoppelten bzw. räumlich getrennten Lasten eine vom Verbraucher reflektierte Leistung auf effektivere Weise aufnehmen kann als eine einzelne Last. Dies führt auch zu einer guten Entkopplung des Hochfrequenzgenerators von reflektierter Leistung mittels des Zirkulators. Dies wird umso besser erreicht, je genauer die zu der Lastaufnahmeeinrichtung hinführenden Transmissionskanäle in ihrer Geometrie so dimensioniert sind, dass ihre Eingangsimpedanzen am Zirkulator dem konjugiert komplexen des Ausgangswiderstands des Zirkulators entsprechen.

Mit nur einer Lastaufnahmevorrichtung wird das Ziel einer guten Entkopplung nur eingeschränkt und über eine geringe Frequenzbandbreite erreicht. Bei Verwendung von zwei oder mehr Lasten ist hingegen eine flexible und unabhängige Einstellung des Real- und Imaginärteiles des am Ausgang des Zirkulators wirkenden Eingangsimpedanz einstellbar, da für jede Last die zu ihr hinführende Hohlleitersektion individuell dimensioniert werden kann. So kann durch geeignete Dimensionierung der zu den Lasten hinführenden Hohlleiter eine beliebige geeignete Phasenverschiebung zwischen den beiden Hohlleitern gewählt werden. Mittels der Pha- senverschiebung ist eine sehr effektive Absorption der zu den Lasten geführten Leistung möglich, auch wenn der Wellenwiderstand an eine einzelne Last nicht optimal abgestimmt wäre. Vorzugsweise weisen die wenigstens zwei Lasten die gleiche Kapazität zur Leistungsaufnahme auf. Dazu sind sie gleich dimensioniert und/oder vom gleichen Typus.

Wenn vorzugsweise die wenigstens zwei Lastaufnahmevorrichtungen durch einen Hohlleiter verbunden sind, ist eine Auswahl der Phasenverschiebung zwischen den Lastaufnahmevorrichtungen ein- fach zu treffen.

Eine besonders effektive Absorption zurückreflektierter Leistung ist vorteilhafterweise möglich, wenn die geometrischen Abmessungen des Hohlleiters und die Anordnung der Lastaufnahmevorrichtungen eine Phasenverschiebung von im Wesentlichen 90° bezogen auf die

Wellenlänge des Hohlleiters zwischen den Lastaufnahmevorrichtungen ergeben. Eine Phasenverschiebung von 90° ergibt sich in einfacher Weise, wenn der Hohlleiter eine Länge von λ/4 hat.

Dabei berechnet sich die Wellenlänge λ des Hohlleiters zum einen aus der kritischen oder cut-off-Wellenlänge λc, die sich aus den inneren Ausmaßen des Hohlleiters, beispielsweise der breiteren Seite eines rechteckigen Hohlleiters, ergibt, und andererseits aus der Wellenlänge AL der eingekoppelten elektromagnetischen Strahlung im freien Raum (Freiraumwellenlänge) gemäß der Formel

In Bezug auf die danach berechnete Wellenlänge λ hat der Hohlleiter vorzugsweise eine Länge von λ/4. Im Rahmen der Erfindung ist mit einem Hohlleiter mit einer Länge von λ/4 auch ein Hohlleiter-mit einer Länge von einem ungeraden ganzzahligen Vielfachen von λ/4, also 3λ/4, 5λ/4, 7λ/4 usw., gemeint, da sich in jedem Fall eine Phasenverschiebung von effektiv 90° einstellt.

Wenn die Phasenverschiebung 90° beträgt und gleichartige Lasten verwendet werden, kompensieren sich die imaginären Impedanzanteile der Lasten, während die Realteile gemittelt werden. Die Bandbreite, für die diese Bedingung annähernd erfüllt wird, ist bei der Benutzung von wenigstens zwei Lasten größer als bei nur einer Last.

Üblicherweise sind die Hohlleiter-Einkopplungs- und Übertragungsvorrichtungen für einen bestimmten Wellenlängenbereich ausgelegt, so dass sich die Angaben über die Phasenverschiebungen auf die- sen Wellenlängenbereich beziehen. Die konkrete Dimensionierung von Hohlleitern für bestimmte bzw. vorbestimmte Wellenlängen ist dem Fachmann geläufig.

Bei einer Reflexion von Leistung an den Lastaufnahmevorrichtungen wird jeweils der Hohlleiter, der zu den Lastaufnahmevorrichtungen führt, ein zweites Mal durchquert. Dadurch verdoppelt sich für die von den Lasten reflektierte Leistung die zurückgelegte Wegstrecke. Bei einer Wahl der Länge des Hohlleiters als λ/4 (und ungradzahlige Vielfachen hiervon) ergibt sich eine Differenz von λ/2 bzw. im We- sentlichen 180° zwischen den von den jeweiligen Lasten reflektierten Wellen. Durch diese Phasenverschiebung entsteht an einem Summierpunkt der Wellen eine destruktive Interferenz zwischen den beiden Anteilen. Die restliche von den Lasten jeweils reflektierte Leistung löscht sich somit gegenseitig aus. Auf diese Weise wird nur extrem wenig Leistung durch den Zirkulator an den Generator zurückgeleitet. Dies erhöht die Lebensdauer des Generators.

In einer vorteilhaften Weiterbildung ist zwischen den wenigstens zwei Lastaufnahmevorrichtungen eine Leistungsteilungsvorrichtung vorgesehen. Dies führt dann dazu, dass die Reflexionsleistung, die durch den Zirkulator vom zweiten an den dritten Port weitergeleitet wird, durch den dritten Transmissionskanal zu einem Leistungsteiler geführt wird. Der Leistungsteiler hat beispielsweise die Form einer in den Hohlleiter ragenden Blende, von der in zwei Richtungen zwei

Hohlleiter abzweigen. Die Hohlleiter haben beispielsweise gleiche geometrische Innenmaße, aber eine um λ/4 verschiedene Länge.

Die jeweils in die beiden Hohlleiter eingespeisten Leistungen erge- ben sich nach der von der Blende aufgeteilten Flächen des Hohlleiterquerschnitts. Ist beispielsweise die Blende mittig im Hohlleiter angeordnet, wird an beide nachfolgenden Hohlleiter vorteilhafterweise jeweils 50 % der Leistung eingekoppelt. Diese Lösung hat den weiteren Vorteil, dass die Leistung vollständig an die darin an- geordneten Lasten geführt wird. Eine breitbandige Impedanzanpassung wird über die Form und Eintauchtiefe der Blende erzielt.

Um eine Optimierung der Absorption der vom Verbraucher reflektierten Leistung zu erreichen, ist vorteilhafterweise ein vorbestimm- ter Abstand der wenigstens zwei Lastaufnahmevorrichtungen oder ein vorbestimmter Abstand zwischen wenigstens einer Lastaufnahmevorrichtung und der Leistungsteilungsvorrichtung, insbesondere mittels eines Phasenstellglieds, einstellbar. Diese Variabilität bewirkt, dass die relative Position der beiden Lasten im Phasenraum des Wellenwiderstandes zueinander veränderbar ist, um einen Phasenwinkel von 90° möglichst genau einzustellen. Das Phasenstell- glied kann auch selber die Phasenverschiebung von etwa 90° bewirken.

Das Phasenstellglied ist in einfachster Form ein λ/4- oder ähnlich langes Hohlleiterelement. Als Phasenstellglieder sind im Rahmen der Erfindung auch Pfosten und/oder Blenden, die in den Hohlleiter hinein gefahren werden, vorgesehen, die abhängig von ihrer Lage und Länge im Hohlleiter und von ihrem Material eine Phasenverschiebung von beispielsweise λ/4 oder λ/8 bewirken.

Vorzugsweise ist wenigstens eine der Lastaufnahmevorrichtungen eine Wasserlast oder eine Last auf Basis einer anderen elektromagnetische Felder absorbierenden Flüssigkeit, die insbesondere durch ein Rohr aus einem elektrisch isolierenden Stoff, vorzugsweise Quarzglas, geführt wird. Mit dieser Ausbildung ergibt sich ein be- sonders einfacher Aufbau, der eine effektive Leistungsabfuhr erlaubt. In einer alternativen Ausbildung besteht das Rohr aus Mikrowellen absorbierendem Material und ist im Inneren des Rohres eine kühlende und/oder Mikrowellen absorbierende Flüssigkeit durchleit- bar.

Eine besonders kompakte Bauweise der Vorrichtung bzw. des Launchers ist vorteilhafterweise möglich, wenn im Zirkulator bei Einspeisung eines elektromagnetischen Feldes in die Vorrichtung ein stationäres Magnetfeld herrscht, das im Wesentlichen senkrecht zur Richtung der E-Feldkomponente des elektromagnetischen Feldes in den Transmissionskanälen ausgerichtet ist. Diese Ausrichtung der Magnetfelder erlaubt es, die Krümmungsrichtungen der Transmissionskanäle und die Ausdehnung des Zirkulators in einer Ebene anzuordnen, wodurch eine besonders flache Bauweise möglich wird. Außerdem liegt somit die Richtung des Magnetfelds im Zirkulator senkrecht zum Magnetfeld, das üblicherweise aus einem HF-Generator, beispielsweise einem Magnetron, in den Einkoppelhohlraum einstrahlt. Dieses Stör-Magnetfeld aus dem Magnetron ist somit vom Magnetfeld im Zirkulator entkoppelt. Da der Zirkulator als Richtungsleiter kaum verstimmt wird, kann der Abstand zwischen Zirkulator und Einkoppelhohlraum wesentlich verkleinert werden, wodurch eine noch kompaktere Bauform erreicht wird.

Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe wird ebenfalls gelöst durch eine Hohlleiter-Einkopplungs- und Übertragungsvorrichtung für elektromagnetische Wellen, insbesondere Mikrowellen, umfas- send einen mit einer Antenneneinlassöffnung versehenen Einkopp- lungshohlraum, einen Zirkulator, eine Lastaufnahmeeinrichtung, eine Ausgangsöffnung, einen ersten Transmissionskanal zwischen dem Einkopplungshohlraum und dem Zirkulator, einen zweiten Transmissionskanal zwischen dem Zirkulator und der Ausgangsöff- nung und einen dritten Transmissionskanal zwischen dem Zirkulator und der Lastaufnahmeeinrichtung, die dadurch weitergebildet ist, dass der Einkopplungshohlraum, der erste Transmissionskanal, der Zirkulator und der zweite Transmissionskanal in einem, vorzugsweise gemeinsamen, Gehäuse angeordnet sind.

Durch die Unterbringung der Komponenten in einem, insbesondere gemeinsamen, gesamten Gehäuse als Baueinheit wird vermieden, verschiedene Komponenten aufeinander passend zu fertigen und die Komponenten miteinander zu verbinden. Dadurch entfallen Ver- bindungsflansche, die deutlich größer als die Querschnittsdimensionen des Hohlleiters sind. Es wird auch kein Raum mehr für den Zugang zu den Verbindungsflanschen benötigt, so dass insgesamt ein kompakter Aufbau erzielt wird. Mit den Flanschverbindungen werden auch durch Übergangswiderstände verursachte Leistungsverluste vermieden. Überdies wird die Neigung zu Spannungsüberschlägen an Stoßstellen und das Risiko, bei Undichtigkeit HF- Leistung nach außen abzustrahlen, verringert bzw. vermieden.

Besonders einfach herzustellen ist die erfindungsgemäße Vorrich-_ tung, wenn das Gehäuse vorteilhafterweise zwei Gehäuseformkörper umfasst. Jeder Gehäuseformkörper, beispielsweise in Form ei- ner Halbschale, wird auf herkömmliche Weise bearbeitet und weist entsprechende Vertiefungen auf, die im zusammengesetzten Zustand des Gehäuses die Hohlleiter und Kammern bilden. Die elektrischen Felder in der Einkoppelsektion und in den Lasten liegen dabei in der gleichen Ebene. Da keine Querströme durch die Grenzflä- chen fließen, ist es möglich, die komplette Einheit in einer zwei- schaligen Bauweise aufzubauen und gleichzeitig sehr geringe bauliche Abstände zuzulassen. Dabei bleiben die einzelnen Räume entkoppelt. Die Hochfrequenzdichtigkeit nach außen ist dabei gewährleistet.

Insbesondere sind die Gehäuseformkörper im Wesentlichen spiegelsymmetrisch und somit form- und funktionskomplementär. Dabei liegt die Grenzfläche zwischen den Gehäusen in der Mitte der Hohlleiter, vorzugsweise verläuft sie durch die breiten Seiten der Hohl- leiter. Im Wesentlichen spiegelsymmetrisch bedeutet, dass beispielsweise in einem Gehäuseformkörper Öffnungen für Leistungsmonitore vorgesehen sind, im anderen aber nicht. Dies ändert aber nichts an der grundsätzlich gleichartigen Dimensionierung der Hohlleiterhälften. Vorteilhafterweise wird eine breite Seite des Hohllei- ters geschnitten. Es findet dann keine Stromübertragung durch

Ströme statt, die parallel zur Schnittkante fließen. Eine weitere Lösung der der Erfindung zugrunde liegenden Aufgabe besteht bei einer eingangs genannten Vorrichtung darin, dass in oder an wenigstens einem der Transmissionskanäle wenigstens eine Leistungsmessvorrichtung angeordnet ist oder anbringbar ist, die einen Koaxialleiter und eine Gehäuseöffnung zum Transmissionskanal umfasst, wobei die Seele des Koaxialleiters mit dem Innenumfang der Gehäuseöffnung leitend verbunden ist. Diese Art eines Leistungsmonitors oder einer Leistungsmessvorrichtung bildet eine einfach herzustellende, genaue und reproduzierbare Messvorrich- tung für die in einem Transmissionskanal geführte Leistung.

Die Öffnung ist insbesondere als Langloch oder als Oval ausgeführt, an den die Seele eines üblichen Hochfrequenz-Koaxialkabels angeschlossen wird. Dieser Aufbau ersetzt eine übliche Sonde für einen Leistungsmonitor, bei dem eine Drahtschleife in den Hohlleiter eingeführt wird. Bei solchen Sonden, die aufwändig und teuer in der Herstellung sind, sind die Orientierung und die Position der Drahtschleife im Hohlleiter nicht exakt reproduzierbar.

Bei der erfindungsgemäßen Leistungsmessvorrichtung wird ein Teil des Gehäuses als Schleife bzw. Antenne benutzt, so dass konsistente Messergebnisse garantiert sind. Auf diese Weise ist es möglich, an die Langlöcher oder Ovallöcher oder an gegebenenfalls mit diesen schon leitend verbundene Adapter oder Konnektoren ledig- lieh noch Messkabel anzuschließen, anstatt in aufwändiger Weise weitere Messvorrichtungen und deren Aufsätze vorzusehen, die in die Transmissionskanäle einzuführen sind. Durch diese Maßnahme ergibt sich neben einer Erhöhung der Messgenauigkeit eine Ersparnis in der Komplexität und dem Aufwand beim Bau der erfindungs- gemäßen Vorrichtung.

Die Erfindung wird nachstehend ohne Beschränkung des allgemei- nen Erfindungsgedankens anhand von Ausfϋhrungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben, wobei bezüglich aller im Text nicht näher erläuterten erfindungsgemäßen Einzelheiten ausdrücklich auf die Zeichnungen verwiesen wird. Es zeigen:

Fig. 1 eine erfindungsgemäße Vorrichtung in schematischer

Schnittdarstellung,

Fig. 2 eine perspektivische schematische Darstellung eines Gehäuseformkörpers der erfindungsgemäßen Vorrichtung,

Fig. 3 eine perspektivische schematische Darstellung der Vorrichtung im zusammengesetzten Zustand mit HF- Generator,

Fig. 4 eine schematische Darstellung eines bekannten Leistungssensors mit einer Koppelschleife und

Fig. 5 eine schematische Darstellung eines erfindungsgemäßen Leistungssensors.

In den folgenden Figuren sind jeweils gleiche oder gleichartige Elemente bzw. entsprechende Teile mit denselben Bezugsziffem ver- sehen, so dass von einer entsprechenden erneuten Vorstellung abgesehen wird.

Fig. 1 zeigt eine erfindungsgemäße Hohlleiter-Einkoppel- und Übertragungsvorrichtung 1 für elektromagnetische Wellen bzw. Mikrowel- len in einer schematischen Schnittansicht. Die Hohlleiter-Einkoppel- und Übertragungsvorrichtung 1 weist ein einziges Gehäuse 2 und einen Mikrowellen-Einkopplungshohlraum 3 mit einer Öffnung 4 für eine Antenne eines Magnetrons 28 (vgl. Fig. 3) auf.

Vom Einkopplungshohlraum 3 führt ein geschwungener bzw. S- förmiger Hohlleiter als Transmissionskanal 5 zu einem ersten Port 8 eines Zirkulators 6 mit drei im Winkelabstand von 120° zueinander angeordneten Ports 8, 9, 12. Vom zweiten Port 9 führt ein weiterer bzw. geschwungener S-förmiger Transmissionskanal 10 zu einer Ausgangsöffnung 11 , an die ein (hier nicht dargestellter) Verbraucher angeschlossen werden kann. Der erste und zweite Transmissi- onskanal 5, 10 hat jeweils vorzugsweise eine Länge von etwa λ/4, so dass eine rein reelle Wellenwiderstandstransformation durch die Hohlleiter 5, 10 eingestellt wird. Dieses führt zu einer optimalen Anpassung der Impedanzen des Hohlleiters 10 an den Wellenwiderstand des Verbrauchers bzw. des Hohlleiters 5 an den Wellenwider- stand des Einkoppelhohlraums 3.

Vom dritten Port 12 des Zirkulators 6 führt ein dritter Transmissionskanal 13 zu einem mittig angeordneten Leistungsteiler 14 in Form einer Blende 14a, die mittig in die Querschnittsfläche des Transmissionskanals 13 hineinragt. Das darin beaufschlagte elektromagnetische Feld wird durch eine im Leistungsteiler 14 angeordnete Blende 14a in zwei gleiche Anteile aufgespaltet und über zwei seitlich angeordnete Transmissionskanäle 15, 16 zu zwei Wasserlasten 17, 18 geführt.

Der Zirkulator 6 weist flache zylindrische Mikrowellen-Ferrite 7 auf. Das Magnetfeld der Ferrite 7 und des Zirkulators 6 weisen in die Bildebene hinein. Aufgrund dieser Bauweise bzw. Anordnung liegen die schmalen Seiten der Transmissionskanäle 5, 10, 13 und der Zir- kulator 6 in einer gemeinsamen Ebene.

Elektromagnetische Wellen, die aus einem Magnetron 28 in den Einkoppelhohlraum 3 eingestrahlt werden, gelangen über den S- förmigen Transmissionskanal 5, der als Widerstandstransformator zur Impedanzanpassung eine Länge von λ/4 hat, zum ersten Port 8 des Zirkuiators 6. Im Zirkulator 6 werden die elektromagnetischen Wellen unter geringen Verlusten vom ersten Port 8 um 60° zum zweiten Port 9 abgelenkt und gelangen über den sich daran anschließenden S-förmigen Transmissionskanal 10 und die Ausgangsöffnung 11 zu einem nicht dargestellten Verbraucher.

Falls wegen einer Fehlanpassung oder einer Änderung der Leistungsaufnahme des Verbrauchers die Impedanzanpassung nicht optimal ist, wird ein Teil der Leistung zum Zirkulator 6 zurück reflektiert. Diese Leistung wird um 60° von der geradlinigen Fortpflanzungsrichtung zum dritten Port 12 abgelenkt, wo sie über den Transmissionskanal 13 zum Leistungsteiler 14 und den Transmissionskanälen 15, 16 zu den Wasserlasten 17, 18 geleitet werden.

Die Längen und die weiteren Dimensionen der Transmissionskanäle 15 und 16 sind so gewählt bzw. bestimmt, dass zwischen den bei- den Wasserlasten 17, 18 eine Phasenverschiebung von 90° bzw. eine Längenverschiebung von λ/4 (oder ein ungerades ganzzahliges Vielfaches davon) auftritt, um die Reflexionsleistung optimal abzuführen. Möglicherweise von den Wasserlasten 17, 18 reflektierte Wellen durchlaufen wiederum die Transmissionskanäle 15, 16. Am Summierpunkt, dem Leistungsteiler 14, haben die reflektierten Wellen eine Phasenverschiebung von insgesamt 180°, so dass sie sich gegenseitig auslöschen.

In die ersten, zweiten, dritten Transmissionskanäle 5, 10 und 13 sind jeweils in die Seitenwand eines Gehäuseformkörpers Langlöcher 19, 20, 21 von Leistungsmonitoren 22, 23, 24 eingelassen. Im Zirkulator 6 ist das Magnetfeld senkrecht zur Zeichenebene angeordnet. Üblicherweise ist die Richtung des Magnetfelds, das aus einem Magnetron 28 (vgl. Fig. 3) in den Einkopplungshohlraum 3 ausstrahlt, vertikal in der Zeichenebene. Diese beiden Magnetfelder sind somit weitgehend entkoppelt. Da somit selbst stärkere Streufelder eines Magnetrons 28 kaum eine Verstimmung des Zirkulators 6 bewirken, reicht ein kurzer Abstand zwischen Einkoppelhohlraum 3 und Zirkulator 6 aus. Außerdem werden Leistungsverluste gering gehalten, indem sämtliche Bauteile der Vorrichtung 6 in einem ge- meinsamen Gehäuse 2 angeordnet sind und keinerlei Kontaktflächen zwischen den Bauteilen vorhanden sind, durch die Leistung verloren gehen könnte.

Fig. 2 zeigt eine perspektivische schematische Darstellung eines Gehäuseformkörpers 2a der erfindungsgemäßen Vorrichtung 1 in einer Ansicht von schräg unten. Der Gehäuseformkörper 2a ist mit einem spiegelbildlichen Gehäuseformkörper 2b, wie in Fig. 3 gezeigt, zu der Vorrichtung 2 zusammensetzbar.

Zusätzlich zu der Schnittdarstellung von Fig. 1 ist erkennbar, dass die Tiefe der Transmissionskanäle 5, 10, 13 geringer ist als die Tiefe des Einkopplungshohlraums 3. Dagegen ist die Tiefe im Bereich des Zirkulators 6 gegenüber den Transmissionskanälen 5, 10, 13 verkleinert. Schließlich sind im Bereich der Wasserlasten 17, 18, deren Rohre 17a, 18a ebenfalls dargestellt sind, die Hohlräume vertieft und/oder verbreitert, wodurch sich jeweils ein Resonanzraum ergibt.

In die Wände der Transmissionskanäle 5, 10, 13 sind jeweils Öff- nungen in Form von Langlöchern 19, 20, 21 für Leistungsmonitore

22, 23, 24 eingelassen. Jeweils mittig an einer der langen Innenseiten der Langlöcher 19, 20, 21 sind Kontakte 25, 26, 27 für Sensor- Anschlüsse 25a, 26a, 27a leitend angebracht, an die jeweils eine Leitung eines Koaxialkabels angeschlossen wird. Die Langlöcher 19, 20, 21 sind mit ihrer längeren Ausdehnung jeweils in Ausbreitungsrichtung der elektromagnetischen Wellen angeordnet. In dieser Ausrichtung der Langlöcher 19, 20, 21 wird bei gegebenen geometrischen Abmessungen der Transmissionskanäle 5, 10, 13 der jeweils maximale Kopplungskoeffizient erzielt.

Fig. 3 stellt eine schematische Ansicht der erfindungsgemäßen Vor- richtung 1 im zusammengesetzten Zustand der Gehäuseformkörper

2a, 2b dar, wobei ein Magnetron 28 bestimmungsgemäß an die Öffnung 4 des Einkopplungshohlraums 3 angeschlossen ist. Um die Ausgangsöffnung 1 1 ist ein Flansch angeordnet, an dem ein Verbraucher angeschlossen werden kann.

An den Seitenwänden der Vorrichtung 1 befinden sich Aussparungen an den Orten der Leistungsmonitore 22, 23, 24, in denen die Anschlüsse 25a, 26a, 27a für die Sensoren gezeigt sind. Ebenfalls sichtbar sind Anschlüsse 17b, 18b für die Wasserlasten 17, 18.

In Fig. 4 ist eine schematische Darstellung eines bekannten Leistungssensors mit einer Koppelschleife gezeigt. In der Außenwand des Gehäuses 2 im Bereich eines Transmissionskanals 5 ist eine kreisförmige Öffnung 19 für einen Leistungsmonitor eingelassen. An der Öffnung 19 ist außen die leitende Abschirmung 32 eines Koaxialkabels 29 angeschlossen. Die Innenleitung 30 des Koaxialkabels 29 ragt in den Innenraum des Transmissionskanals 5 hinein und biegt sich zum Gehäuse 2 zurück. Die Spitze der Innenleitung 30 des Koaxialkabels 29 ist in leitendem Kontakt mit der Innenwand des Gehäuses am Rand der Öffnung 19. Auf diese Weise entsteht eine Induktionsschleife. Die sich zurück biegende Innenleitung 30 des Koaxialkabels umschließt eine Fläche, die von dem zeitlich rasch veränderlichen magnetischen Feld im Transmissionskanal 5 durchdrungen wird.

Die zeitliche Veränderung des magnetischen Feldes induziert einen Stromfluss im Koaxialkabel 29. Die Stärke des Induktionsstromes hängt von der Größe der umschlossenen Fläche, der Geschwindigkeit der zeitlichen Änderung, der Stärke des elektromagnetischen Wechselfeldes und von der relativen Orientierung der umschlossenen Fläche und des elektromagnetischen Wechselfeldes ab. Darum wird üblicherweise durch Drehung des Koaxialkabels 29 bzw. dessen Innenrohr 30 die Ausrichtung der umschlossenen Fläche auf die lokale Ausrichtung des Feldes angepasst. Die kleinste Abschwächung wird erreicht, wenn die Feldvektoren des Wechselfeldes an der Stelle der Schleife senkrecht auf die umschlossene Fläche ste- hen. Der Abschwächungsfaktor hängt empfindlich von der Ausrichtung der Innenleitung 30 ab.

Im Gegensatz dazu besteht die in Fig. 5 in schematischer Darstellung gezeigte erfindungsgemäße Anordnung der Induktionsschleife darin, dass statt einer runden Öffnung ein Langloch 19 benutzt wird und die Innenleitung 30 des Koaxialkabels 29 nicht in den Innenraum des Transmissionskanals 5 hineinragt, sondern mit der Innenwand der Öffnung 19 leitend verbunden ist. Um die Innenleitung 30 herum ist durch die Öffnung 19 eine Isolierschicht 31 des Koaxial- kabeis 29 gezeigt, die von der leitenden Abschirmung 32 begrenzt ist. Die Abschirmung 32 ist wiederum mit der Außenwand des Gehäuses 2 leitend verbunden.

In der gezeigten Anordnung sind Innenleitung 30 und Abschirmung 32 des Koaxialkabels 29 beispielsweise als Adapter oder Konnektor fest an der Öffnung 19 angeordnet, so dass jeweils reproduzierbare

Leistungsmessungen möglich sind. Die Herstellung von Langlöchern ist mit sehr geringem Aufwand in einfacher Frästechnik möglich. Im Gegensatz zur in Fig. 4 gezeigten Schleife durchdringt bei der Anordnung gemäß Fig. 5 jedoch das elektromagnetische Wechselfeld die Schleife nicht direkt. Stattdessen erzeugen in der Gehäusewan- düng induzierte Wandströme ein Wechselfeld, das die Schleife durchdringt.

Mit der erfindungsgemäßen Hohlleiter-Einkoppel- und Übertragungsvorrichtung 1 wird der für eine Magnetron-Antenne wirksame Eingangswiderstand ohne zusätzliche Komponenten bei allen vorkommenden Anpassverhältnissen annähernd konstant gehalten. Mit dem integrierten Zirkulator wird ein baulich kompakter Launcher erzielt. Stromübertragende mechanische Verbindungsstellen entfallen vollständig, wodurch eine ausgezeichnete Hochfrequenzdichtigkeit ohne Löt- oder Schweißverbindungen auch ohne Einteiligkeit des

Gehäuses erzielt wird. Die erfindungsgemäße Vorrichtung ist für Frequenzen oberhalb einiger hundert MHz bis einige GHz geeignet. Der maximale Leistungsbereich ist abhängig von der Betriebsfrequenz bis zu 100 kW im Dauerstrichbetrieb. Die maximal zulässige Pulsleistung kann um ein Vielfaches höher liegen.

Bezugszeichenliste

1 Hohlleiter-Einkopplungs- und

Übertragungsvorrichtung 2 Gehäuse

2a, 2b Gehäuseformkörper

3 Mikrowellen-Einkopplungshohlraum

4 Öffnung für Antenne

5 Transmissionskanal 6 Zirkulator

7 Ferrit

8, 9 erster und zweiter Zirkulator-Port

10 Transmissionskanal

1 1 Ausgangsöffnung zum Verbraucher 12 dritter Zirkulator-Port

13 Transmissionskanal

14 Leistungsteiler 14a Blende

15, 16 Transmissionskanäle 17, 18 Wasserlasten

17a, 18a Rohre und Wasserlasten

17b, 18b Anschlüsse für die Wasserlasten

19, 20, 21 Öffnungen für Leistungsmonitore

22, 23, 24 Leistungsmonitore 25, 26, 27 Kontaktstellen für Sensoren

25a, 26a, 27a Sensor-Anschlüsse

28 Magnetron

29 Koaxialkabel

30 Innenleitung 31 Isolierschicht

32 leitende Abschirmung

Claims

Hohlleiter-Einkopplungs- und ÜbertragungsvorrichtungPatentansprüche

1. Hohlleiter-Einkopplungs- und Übertragungsvorrichtung (1 ) für elektromagnetische Wellen, insbesondere Mikrowellen, umfassend einen mit einer Antenneneinlassöffnung (4) versehenen Einkopplungshohlraum (3), einen Zirkulator (6), eine Lastaufnahmeeinrichtung (14, 15, 16, 17, 17a, 17b, 18, 18a, 18b), eine Ausgangsöffnung (1 1 ), einen ersten Transmissionskanal (5) zwischen dem Einkopplungshohlraum (3) und dem Zirkulator (6), einen zweiten Transmissionskanal (10) zwischen dem Zir- kulator (6) und der Ausgangsöffnung (1 1 ) und einen dritten

Transmissionskanal (13) zwischen dem Zirkulator (6) und der Lastaufnahmeeinrichtung (14, 15, 16, 17, 17a, 17b, 18, 18a, 18b), dadurch gekennzeichnet, dass die Lastaufnahmeeinrichtung (14, 15, 16, 17, 17a, 17b, 18, 18a, 18b) wenigstens zwei Lastaufnahmevorrichtungen (17, 18) aufweist.

2. Vorrichtung (1 ) nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die wenigstens zwei Lastaufnahmevorrichtungen (17, 18) die gleiche Kapazität zur Leistungsaufnahme aufweisen.

3. Vorrichtung (1 ) nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich- net, dass die wenigstens zwei Lastaufnahmevorrichtungen (17,

18) durch einen Hohlleiter (15, 16) verbunden sind.

4. Vorrichtung (1 ) nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die geometrischen Abmessungen des Hohlleiters (15, 16) und die Anordnung der Lastaufnahmevorrichtungen (17, 18) bei

Einkopplung von elektromagnetischen Wellen eine Phasenverschiebung von im Wesentlichen 90° bezogen auf die Wellenlänge des Hohlleiters (15, 16) zwischen den Lastaufnahmevorrichtungen (17, 18) ergeben.

5. Vorrichtung (1 ) nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen den wenigstens zwei Lastaufnahmevorrichtungen (17, 18) eine Leistungsteilungsvorrichtung (14) vorgesehen ist.

6. Vorrichtung (1 ) nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass ein vorbestimmter Abstand der wenigstens zwei Lastaufnahmevorrichtungen (17, 18) oder ein vorbestimmter Abstand zwischen wenigstens einer Lastaufnahmevorrich- tung (17, 18) und der Leistungsteilungsvorrichtung (14), insbesondere mittels eines Phasenstellglieds, einstellbar ist.

7. Vorrichtung (1 ) nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass wenigstens eine der Lastaufnahmevorrich- tungen (17, 18) eine Wasserlast oder eine Last auf Basis einer anderen elektromagnetische Felder absorbierenden Flüssigkeit ist, die insbesondere durch ein Rohr (17a, 18a) aus einem e- lektrisch isolierenden Stoff, vorzugsweise Quarzglas, geführt wird.

8. Vorrichtung (1 ) nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch ge- kennzeichnet, dass wenigstens eine der Lastaufnahmevorrichtungen (17, 18) ein Rohr (17a, 18a) aus Mikrowellen absorbierendem Material aufweist, in dessen Inneren eine kühlende und/oder Mikrowellen absorbierende Flüssigkeit durchleitbar ist.

9. Vorrichtung (1 ) nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 oder nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass im Zirkulator (6) bei Einspeisung eines elektromagnetischen Feldes in die Vorrichtung (1 ) ein stationäres Magnetfeld herrscht, das im Wesentlichen senkrecht zur Richtung der E-

Feldkomponente des elektromagnetischen Feldes in den Transmissionskanälen (5, 10, 13) ausgerichtet ist.

10. Vorrichtung (1 ) nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 oder nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Einkopplungshohlraum (3), der erste Transmissionskanal (5), der Zirkulator (6) und der zweite Transmissionskanal (10) in einem, vorzugsweise gemeinsamen, Gehäuse (2) angeordnet sind.

1 1. Vorrichtung (1 ) nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass zusätzlich der dritte Transmissionskanal (13) und die Lastaufnahmeeinrichtung (14, 15, 16, 17, 17a, 17b, 18, 18a, 18b) in dem Gehäuse (2) angeordnet sind.

12. . Vorrichtung (1 ) nach Anspruch 10 oder 1 1 , dadurch gekennzeichnet, dass das Gehäuse (2) zwei Gehäuseformkörper (2a, 2b) umfasst.

13. Vorrichtung (1 ) nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Gehäuseformkörper (2a, 2b) im Wesentlichen spiegel- symmetrisch sind.

14. Vorrichtung (1 ) nach Anspruch 12 oder 13, dass eine Grenzfläche der Gehäuseformkörper (2a, 2b) durch eine breite Seite der Transmissionskanäle (5, 10, 13) verläuft.

15. Vorrichtung (1 ) nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 oder nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass in oder an wenigstens einem der Transmissionskanäle (5, 10, 13) wenigstens eine Leistungsmessvorrichtung (19, 20, 21) angeordnet ist oder anbringbar ist, die einen Koaxialleiter (29) und eine Gehäuseöffnung (22, 23, 24) zum Transmissionskanal (5, 10, 13) umfasst, wobei die Seele (30) des Koaxialleiters (29) mit dem Innenumfang der Gehäuseöffnung (22, 23, 24) leitend verbunden ist.