WO2007014572A1

WO2007014572A1 - Verstärkerschaltung mit einstellbarer verstärkung

Info

Publication number: WO2007014572A1
Application number: PCT/EP2005/008269
Authority: WO
Inventors: Thomas Stücke; Niels Christoffers; Stephan Kolnsberg; Rainer Kokozinski
Original assignee: Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V.
Priority date: 2005-07-29
Filing date: 2005-07-29
Publication date: 2007-02-08
Also published as: DE112005003645A5; US7737785B2; DE112005003645B4; US20080231371A1

Abstract

Eine Verstärkerschaltung (51) weist ein Verstärkerelement (55) auf, das einen Verstärkerelement-Eingang und eine Verstärkerelement-Eingangsimpedanz aufweist, eine Verstär-kungs-Einstellungs-Einrichtung (59), die ausgelegt ist, um eine Verstärkung des Verstärkerelements (55) einzustellen, einen Verstärkerschaltungs-Eingang, der mit dem Verstärker-element-Eingang gekoppelt ist, ein Impedanzelement (61), das einen veränderbaren Impedanzwert aufweist und mit dem Verstärkerschaltungs-Eingang gekoppelt ist und eine Impedanz-Einstellungs-Einrichtung (59), die ausgelegt ist, um in Abhängigkeit von der Verstärkung des Verstärkerelements (55) den Impedanzwert des Impedanzelements (61) einzustellen.

Description

Verstärkerschaltung mit einstellbarer Verstärkung

Beschreibung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Verstärkerschaltung mit einer einstellbaren Verstärkung und insbesondere auf eine Verstärkerschaltung mit einer Eingangsimpedanz .

Zunehmend werden Verstärker in elektrischen Geräten eingesetzt, an die die Anforderung gestellt wird, möglichst rauscharm zu sein. Beispielsweise wird in Empfängern für drahtlose Systeme, wie z. B. Mobiltelefone, am Eingang der Empfänger ein rauscharmer Verstärker eingesetzt, der auch als Low- Noise-Amplifier bzw. LNA bzw. Niedrig-Rausch- Verstärker bezeichnet wird. Der LNA hat dabei die Aufgabe, ein sehr schwaches Eingangssignal zu verstärken und dabei dem Signal möglichst wenig zusätzliches Rauschen hinzuzufü- gen, so dass sich am Ausgang des LNAs ein Signal mit einem möglichst geringen Rauschanteil ergibt.

Wenn an einem Eingang des Verstärkers bzw. LNAs ein hohes Signal anliegt, kann dies dazu führen, dass nachfolgende Verstärkerstufen in die Sättigung geraten. Hierdurch kann dann ein von den Verstärkerstufen verstärktes Signal so verzerrt werden, dass z. B. bei einem System aus mehreren Verstärkerstufen eine Bitfehlerrate bzw. BER bzw. Bit- Error-Rate auf der Empfängerseite erhöht ist, oder eine Signalqualität reduziert ist.

In Fig. 6 ist ein möglicher Low-Noise-Amplifier gezeigt. Der Low-Noise-Amplifier ist als in möglicher Common-Gate- LNA 11 bzw. CG-LNA bzw. Gemeinsamer Gate-LNA 11 ausgeführt.

Der mögliche Common-Gate-LNA 11 bzw. Gemeinsamer-Gate- Anschluß LNA weist dabei einen Feldeffekttransistor 13, eine Lastimpedanz 15, eine Arbeitspunkt-Spannungsquelle 17, eine Arbeitspunkt-Konstantstromquelle 19, eine Eingangsspannungsquelle 21 und eine Impedanz 23 der Eingangsspannungsquelle auf.

Ein Drainanschluss des Feldeffekttransistors 13 ist über die Lastimpedanz 15 mit einem Versorgungsspannungsanschluss verbunden. Ein Gateanschluss bzw. Steueranschluss des Feldeffekttransistors 13 ist über die Arbeitspunkt- Spannungsquelle 17 mit einem Masseanschluss gekoppelt. Ein Bulkanschluss bzw. Substratanschluss des Feldeffekttransistors 13 ist ebenfalls an einen Masseanschluss angeschlossen. Die Arbeitspunkt-Konstantstromquelle 19 ist an einem ersten Anschluss mit dem Sourceanschluss des Feldeffekttransistors 13 verbunden und an einem zweiten Anschluss an einem Masseanschluss angeschlossen. Ein erster Anschluss der Eingangsspannungsquelle 21 ist über die Impedanz 23 der Eingangsspannungsquelle mit dem Sourceanschluss des Feldeffekttransistors 13 elektrisch leitend verbunden. Zugleich ist ein zweiter Anschluss der Eingangsspannungsquelle 21 an einem Masseanschluss angeschlossen.

Die Arbeitspunkt-Konstantstromquelle 19 legt einen Arbeitspunkt des möglichen Commmon-Gate-LNAs 11 fest, wobei der durch die Lastimpedanz 15 fließende Gleichstromanteil annähernd dem Strom der Arbeitspunkt-Konstantstromquelle 19 entspricht. Die Arbeitspunkt-Spannungsquelle 17 stellt eine Potentialdifferenz zwischen dem Sourceanschluss und dem Gateanschluss des Feldeffekttransistors 13 ein, so dass der Konstantstrom aus der Arbeitspunkt-Konstantstromquelle 19 durch den Feldeffekttransistor 13 fließen kann.

Beim Anlegen eines Wechselspannungssignals von der Eingangsspannungsquelle 21 variiert eine Potentialdifferenz zwischen dem Gateanschluss des Feldeffekttransistors 13 und dem Sourceanschluss des Feldeffekttransistors 13, wodurch der durch die Lastimpedanz 15 fließende Strom variiert. Die Verstärkung des Common-Gate-LNAs 11 bzw. Common-Gate- Anschluß-LNAs wird in erster Näherung durch den Lastwiderstand bzw. die Lastimpedanz 15 Z_Last und durch eine Transkonduktanz g_m des LNA MOSFETs bzw. Metall-Oxid- Halbleiter-Feldeffektransitors, die von dem festgelegten Arbeitspunkt des Fekldeffekttransistors 13 abhängt, bestimmt. Die Transkonduktanz g_m legt außerdem die Eingangsimpedanz des möglichen Common-Gate-LNAs 11 fest.

Um Reflexionen zu vermeiden, wird die Eingangsimpedanz der Impedanz der vorausgehenden Stufe, wie z. B. einer Quelle einer Antenne, einem Filter etc., angepasst. Diese Anpassung wird als Matching bzw. Eingangsmatching bezeichnet.

Um die Verstärkung des Common-Gate-LNAs 11 zu reduzieren, wird üblicherweise der Lastimpedanz 15 ein zusätzlicher Widerstand, wie z. B. ein MOSFET, parallel geschaltet. Wenn die Lastimpedanz 15 dabei aus einem Resonanzkreis, wie z. B. bei einer Lastspule an einem Drainanschluss des MOSFETs bzw. Feldeffekttransistors 13, einer parasitären Kapazität des Feldeffekttransistors 13 und einer Eingangskapazität der Folgestufe besteht, so reduziert der parallel geschaltete Widerstand die Güte der Schaltung und vergrößert damit die Bandbreite der Schaltung. Diese Vergrößerung der Band- breite ist häufig unerwünscht und nachteilhaft.

In dem in Fig. 6 gezeigten möglichen Common-Gate-LNA 11 ist ungünstig bzw. nachteilhaft, dass sich durch eine Änderung des DC-Arbeitspunktstroms bzw. des Gleichstrom- Arbeitspunktstroms, der vorwiegend von der Konstantstromquelle 19 geliefert wird, die Eingangsimpedanz des möglichen Common-Gate-LNAs 11 ändert. Deshalb wird häufig der DC-Arbeitspunktstrom nicht geändert, um die Transkonduktanz g_m und damit die Verstärkung einzustellen. Stattdessen wird vorzugsweise, wie bereits oben erwähnt, ein zusätzlicher Widerstand parallel geschaltet. Eine Eingangsimpedanz Z_ei_n ist dabei ungefähr reziprok zu der Transkonduktanz g_m. Hierbei gilt folgender Zusammenhang:

^Jein «

Die Verstärkung der Schaltung 11 kann dabei aus unten stehender Formel ermittelt werden.

U • Z

G„ out g_m Last

V « (2)

U i + g_m ^• Z₃

In der obigen Formel ist ein Faktor G_v eine Verstärkung des Common-Gate-LNAs 11, eine Variable u_out eine Amplitude eines Wechselspannungsanteils des Ausgangssignals, u_s eine Amplitude einer Wechselspannung der Eingangsquelle 21, Z_Last ein Impedanzwert der Lastimpedanz 15 und Z_s ein Impedanzwert der Impedanz 23 der Eingangsspannungsquelle.

Bei einem Eingangsmatching, bei dem die Eingangsimpedanz Z_ei_n der LNA-Schaltung gleich der Impedanz der Eingangsspannungsquelle Zs ist, gilt dann folgender Zusammenhang:

G « ^{gm * ZLast} (3)

2

Fig. 7 zeigt einen möglichen Common-Source-LNA 24 bzw. CS- LNA. Im Folgenden werden gleiche oder gleich wirkende Elemente mit den gleichen Bezugszeichen versehen. Des weiteren werden bei dem in Fig. 7 gezeigten möglichen Common-Source-LNA 24 nur die Unterschiede zu dem in Fig. 6 gezeigten Common-Gate-LNA 11 erläutert. Der in Fig. 7 gezeigte mögliche Common-Source-LNA 24 weist im Gegensatz zu dem in Fig. 6 gezeigten möglichen Common-Gate- LNA 11 einen BIAS-Widerstand 27, eine Source-Induktivität 29, eine Gate-Induktivität 29a und einen Koppelkondensator 31 auf.

In dem in Fig. 7 gezeigten möglichen Common-Source-LNA 24 ist im Gegensatz zu dem in Fig. 6 gezeigten Common-Gate-LNA 11 der Sourceanschluss des Feldeffekttransistors 13 über die Source-Induktivität 29 an einen Masseanschluss angeschlossen. Des weiteren ist an den Gateanschluss des Feldeffekttransistors 13 über die Gate-Induktivität 29a eine Spannungsquelle 25 zur Festlegung des Arbeitspunkts über den BIAS-Widerstand 27 angeschlossen. Zugleich ist in dem in Fig. 7 gezeigten möglichen Common-Source-LNA 24 die Eingangsspannungsquelle 21 über die Impedanz 23 der Eingangsspannungsquelle an einen Eingangsanschluß 33 des Common-Source-LNAs 24 angeschlossen. Der Eingangsanschluß 33 des Common-Source-LNAs 24 ist über einen Koppelkondensator 31 und die Gate-Induktivität 29a mit dem Gateanschluss des Feldeffekttransistors 13 gekoppelt.

Die Source-Induktivität 29 und die Gate-Induktivität 29a dienen dazu, die komplexen Anteile einer Gate-Source- Kapazität in der Eingangsimpedanz Z_ein bei einer vorbestimm- ten Frequenz zu eliminieren, so dass die Eingangsimpedanz nur Wirkanteile aufweist. Dieser Zusammenhang wird später noch detaillierter erläutert. Die Spannungsquelle 25 zur Festlegung des Arbeitspunkts legt einen Potentialunterschied zwischen dem Gateanschluss des Feldeffekttransistors 13 und dem Sourceanschluss des Feldeffekttransistors 13 fest, und stellt den Arbeitspunkt des Feldeffekttransistors 13 und damit eine Verstärkung des möglichen Common-Source- LNAs 24 ein. Der Koppelkondensator 31 dient dazu, mögliche Gleichsignalanteile bzw. Gleichstromanteile herauszufil- tern.

In Abhängigkeit von dem Wechselspannungssignal der Eingangsspannungsquelle 21 ändert sich eine Potentialdifferenz zwischen dem Gateanschluss des Feldeffekttransistors 13 und dem Sourceanschluss des Feldeffekttransistors 13 und damit auch der Strom durch den Feldeffekttransistor 13 zwischen dem Sourceanschluss und dem Drainanschluss . Diese Änderung des Stroms durch den Feldeffekttransistor 13 führt zu einer Änderung des Stroms durch die Lastimpedanz 15 und damit zu einer Änderung der Ausgangsspannung. Das Wechselspannungssignal von der Eingangsspannungsquelle 21 wird somit durch den möglichen Common-Source-LNA 24 verstärkt.

Die Eingangsimpedanz des möglichen Common-Source-LNAs 24 berechnet sich aus der Formel:

In der obigen Formel stellt Z_ei_n einen Wert der Eingangsim- pedanz und r_g,_NQs einen sogenannten Non-Quasi-Static-

Resistance dar. Eine Variable L_s steht für einen Wert der

Source-Induktivität 29, während eine Variable C_gs für die

Gate-Source-Kapazität steht. Eine Laplace-Variable s kann mit einer komplexen Kreisfrequenz jω bzw. j2πf gleichge- setzt werden. Des weiteren steht eine Variable L_g für die

Gate-Induktivität .

Wenn eine Bedingung eines sogenannten Eingangsmatchings erfüllt ist, also wenn der Wert der Eingangsimpedanz Z_ei_n gleich dem Wert der Impedanz 23 der Eingangsspannungsquelle ist, gilt folgender Zusammenhang:

Z_eln = Z_s = r_g,NQS + ^-^ (5)

Vorrassetzung für den obigen Zusammenhang beim Eingangsmat- ching ist, dass die Beträge der Terme l/sC_gs und s [L₃ +L_g] gleich groß sind, so das keine Blindwiderstandsanteile in der Eingangsimpedanz Z_ei_n auftreten. Für den sogenannten Non-Quasi-Static-Resistance gilt der Zusammenhang

Dabei ist K eine sogenannte Elmore-Konstante, die hier den Wert 5 hat. Die Verstärkung der Schaltung ergibt sich dann aus folgendem Zusammenhang:

G₁. = ^JLast :7)

In der obigen Formel symbolisiert eine Variable ω den Betrag der Kreisfrequenz 2πf steht.

Die in Fig. 6 und Fig. 7 gezeigten Low-Noise- Amplifierschaltungen haben die Aufgabe, sehr schwache Eingangssignale zu verstärken und dabei dem verstärkten Signal ein möglichst geringes Rauschen hinzuzufügen. Wenn an dem Eingang des LNA ein hohes Signal anliegt, so können dadurch nachfolgende Stufen in Sättigung geraten,. Dies kann zu einer Erhöhung der Bitfehlerrate bzw. BER des Systems führen. Bei sehr großen Eingangssignalen wird daher die Verstärkung des LNA reduziert.

Dabei könnte in dem möglichen Common-Gate-LNA 11 durch eine Änderung des DC-Arbeitspunktstroms die Festlegung des Arbeitspunkts und damit die Verstärkung verändert werden. Somit kann dann beim Anliegen eines großen Signals, das von einer vorausgehenden Stufe wie z. B. einem Filter geliefert wird, am Eingang des LNA die Verstärkung zurückgenommen werden, so dass die nachfolgenden Stufen nicht in die Sättigung geraten. Jedoch würde dies eine Änderung der Eingangsimpedanz nach sich ziehen. Diese Änderung der Eingangsimpedanz würde wiederum dazu führen, dass für die Eingangsspannungsquelle 21 mit der Impedanz 23 der Eingangsspannungsquelle und die LNA-Schaltung bzw. den möglichen Common-Gate-LNA 11 nicht mehr die Bedingung des Ein- gangsmatchings erfüllt ist. Dabei könnten dann Reflexionen des von der Eingangsspannungsquelle 21 gelieferten Signals an dem möglichen Common-Gate-LNA 11 auftreten.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Verstärkerschaltung zu schaffen, die ein verbessertes elektrisches Verhalten aufweist.

Diese Aufgabe wird durch eine Verstärkerschaltung gemäß Anspruch 1 gelöst.

Eine Verstärkerschaltung umfasst ein Verstärkerelement, das einen Verstärkerelement-Eingang und eine Verstärkerelement- Eingangsimpedanz aufweist, eine Verstärkungs-Einstellungs- Einrichtung, die ausgelegt ist, eine Verstärkung des Ver- Stärkerelements einzustellen, einen Verstärkerschaltungs- Eingang, der mit dem Verstärkerelement-Eingang gekoppelt ist, ein Impedanzelement, das einen veränderbaren Impedanzwert aufweist und mit dem Verstärkerschaltungs-Eingang gekoppelt ist, und eine Impedanz-Einstellungs-Einrichtung, die ausgelegt ist, um in Abhängigkeit von der Verstärkung des Verstärkerelements den Impedanzwert des Impedanzelements einzustellen.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass in einer Verstärkerschaltung eine Impedanzelement- Einstellungs-Einrichtung so ausgelegt werden kann, dass sie in Abhängigkeit einer einzustellenden Verstärkung eines Verstärkerelements einen veränderbaren Impedanzwert eines Impedanzelements, das mit dem Eingang der Verstärkerschal- tung gekoppelt ist, so einstellen kann, um eine Änderung der Eingangsimpedanz der Verstärkerschaltung in Abhängigkeit von der Verstärkung zu kompensieren. Somit lassen sich Verstärkerschaltungen schaffen, in denen die Verstärkung eingestellt werden kann, während zugleich die durch die Verstärkung auftretende Änderung der Eingangsimpedanz durch ein Nachregeln des Impedanzwerts des Impedanzelements kompensiert werden kann. In anderen Worten lassen sich damit Verstärkerschaltungen herstellen, bei denen einerseits die Verstärkung nachgeregelt werden kann, während andererseits der Eingangsimpedanzwert der Verstärkerschaltung konstant gehalten werden kann.

Somit ist ein Anpassen der Verstärkung an eine Höhe des Eingangssignals möglich, während gleichzeitig die Bedingung des Eingangsmatchings beibehalten werden kann. Damit lassen sich Reflexionen des Eingangssignals an dem Eingang der Verstärkerschaltung vermeiden.

Hierbei lassen sich Verstärkerschaltungen gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schaffen, bei denen das Eingangssignal höhere Schwankungen aufweisen kann als in den möglichen Verstärkerschaltungen. Dies ermöglicht einen flexibleren Einsatz der Verstärkerschaltungen gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine Verstärkerschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 einen Common-Gate-LNA gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 3 eine spezielle Ausführungsform des Common-Gate- LNAs gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung; Fig. 4 einen Common-Source-LNA gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 5 eine spezielle Ausführungsform des Common-Source- LNAs gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 6 einen möglichen Common-Gate-LNA; und

Fig. 7 einen möglichen Common-Source-LNA.

In Fig. 1 ist eine Verstärkerschaltung 51 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gezeigt. Die Verstärkerschaltung 51 weist einen Eingangsanschluss 53 der Verstärkerschaltung 51, ein Verstärkerelement 55, eine Verstärkungs-Einstellungs-Einrichtung 57, eine Impedanz- Einstellungs-Einrichtung 59, eine Variable-Impedanz- Schaltung 60 mit einer veränderbaren Impedanz 61 und einen Ausgangsanschluss 63 auf.

Der Eingangsanschluss 53 der Verstärkerschaltung ist mit einem ersten Anschluss der Variablen-Impedanz-Schaltung 60 leitend verbunden, während ein zweiter Anschluss der Variablen-Impedanz-Schaltung 60 mit einem Eingang des Verstär- kerelements 55 verbunden ist. Die Variable-Impedanz- Schaltung 60 kann dabei beispielsweise, wie es im Folgenden noch gezeigt ist, als eine Schaltung ausgeführt sein, in der das Impedanzelement 61 direkt zwischen den Eingangsanschluss 53 der Verstärkerschaltung und den Eingang des Verstärkerelements 55 geschaltet ist, oder als eine Schaltung, die eine direkte Verbindung zwischen dem Eingangsanschluss 53 und dem Eingang des Verstärkerelements 55 aufweist, die über das Impedanzelement 61 mit Masse verbunden ist. Ein Ausgang des Verstärkerelements 55 ist mit dem Ausgangsanschluss 63 der Verstärkerschaltung elektrisch leitend verbunden. Die Verstärkungs-Einstellungs- Einrichtung 57 sendet ein Signal an das Verstärkerelement 55, das in Abhängigkeit von dem Signal die Verstärkung des Verstärkerelements 55 einstellt. Außerdem sendet die Ver- stärkungs-Einstellungs-Einrichtung 57 ein Signal an die Impedanz-Einstellungs-Einrichtung 59, die über einen Steu- eranschluss der Variablen-Impedanz-Schaltung 60 einen Impedanzwert der veränderbaren Impedanz 61 einstellt.

Das Verstärkerelement 55 verstärkt ein an seinem Eingang anliegendes Signal, das von einem Pegel des an dem Ein- gangsanschluss 53 anliegenden Signals abhängt, und erzeugt ein Ausgangssignal an dem Ausgangsanschluss 63.

Die Verstärkungs-Einstellungs-Einrichtung 57 kann dabei z. B. einen Pegel des an dem Eingangsanschluss 53 anliegenden Signals bestimmen, und daraufhin die Verstärkung des Ver- Stärkerelements 55 einstellen. Beispielsweise kann die Verstärker-Einstellungs-Einrichtung 57 dabei bei einem hohen Pegel des Eingangssignals an dem Eingangsanschluss die Verstärkung des Verstärkerelements 55 zurücknehmen bzw. reduzieren, so dass in den der Verstärkerschaltung 51 nachfolgenden Stufen keine Verzerrung auftritt. Jedoch verändert sich durch die Änderung der Verstärkung die Eingangsimpedanz des Verstärkerelements 55. Die Impedanz- Einstellungs-Einrichtung 59 stellt daher in Abhängigkeit von dem von der Verstärker-Einstellungseinrichtung 57 empfangenen Signal den Wert der veränderbaren Impedanz 61, so nach, so dass die Änderung der Eingangsimpedanz des Verstärkerelements 55 kompensiert wird. Damit bleibt die Eingangsimpedanz an dem Eingangsanschluss 53 der Verstärkerschaltung 51 auch bei einer Veränderung der Verstärkung des Verstärkerelements 55 z. B. konstant.

Dies führt dazu, dass die Bedingung des Eingangsmatchings, bei der eine Ausgangsimpedanz einer vorhergehenden Verstärkerschaltung, die beispielsweise ein Filter, eine Antenne oder eine Quelle aufweist, gleich der Eingangsimpedanz der Verstärkerschaltung 51 ist, aufrechterhalten werden kann, obwohl die Verstärkung des Verstärkerelements 55 verändert wird. In Fig. 2 ist ein Common-Gate-LNA 71 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gezeigt. In der nachfolgenden Beschreibung werden die Unterschiede zu dem in Fig. 6 gezeigten möglichen Common-Gate-LNA 11 erläutert.

Die Arbeitspunkt-Konstantstromquelle 19 in dem möglichen Common-Gate-LNA 11 ist durch eine einstellbare Konstantstromquelle 73 ersetzt worden. Zugleich ist eine variable Impedanz 75 zwischen einem Masseanschluss und dem Sour- ceanschluss des Feldeffekttransistors 13 angeschlossen.

Eine hier nicht gezeigte Steuereinrichtung stellt die einstellbare Konstantstromquelle 73 so ein, um einen Wert der Verstärkung des Feldeffekttransistors 13 einzustellen.

Dabei ist die Verstärkung der Schaltung gemäß der Gleichung

(3) proportional zu der Transkonduktanz g_m, die durch eine

Änderung des von der einstellbaren Konstantstromquelle 73 gelieferten Stroms eingestellt werden kann, und zu der Lastimpedanz Z_Last 15.

Bei einer Reduzierung der Transkonduktanz g_m durch eine entsprechende Änderung des von der einstellbaren Konstantstromquelle 73 gelieferten Stroms kann die Verstärkung des Common-Gate-LNAs 71 z. B. reduziert werden, ohne dass die Bandbreite der Schaltung verändert wird. Da in dem in Fig. 2 gezeigten Common-Gate-LNA 71 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung die Eingangsimpedanz des Common-Gate-LNAs 71 durch die Transkonduktanz g_m bestimmt wird, wie in Formel (1) erläutert ist, kann durch ein entsprechendes Einstellen der variablen Impedanz 75 bzw. der zusätzlichen Impedanz durch die nicht gezeigte Steuereinrichtung die Eingangsimpedanz des Common-Gate-LNA 71 so angepasst bzw. verändert werden, dass die Bedingung des Eingangsmatchings weiterhin aufrechterhalten werden kann, obwohl sich der Wert der Transkonduktanz g_m ändert. Anders ausgedrückt, kann eine Änderung der Eingangsimpedanz des Common-Gate-LNAs 71, die aus einer Änderung der Transkonduktanz g_m des Feldeffekttransistors 13 resultiert, durch eine Änderung des Werts der variablen Impedanz 75 kompensiert werden.

Die Transkonduktanz g_m wird wie bereits erläutert durch den von der veränderbaren Konstantstromquelle 73 gelieferten DC-Arbeitspunktstrom bestimmt, welcher entsprechend der gewünschten Verstärkung eingestellt wird. Der DC- Arbeitspunktstrom und damit die Verstärkung können hierbei dynamisch eingestellt werden, wobei die Eingangsimpedanz daraufhin ebenfalls dynamisch angepasst werden kann.

Durch das zusätzliche Anordnen der variablen Impedanz 75 zwischen dem Masseanschluss und dem Sourceanschluss des Feldeffekttransistors 13 wird zwar eine Noise Figure (NF) bzw. Rauschzahl des Common-Gate-LNAs 71 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gegenüber dem möglichen Common-Gate-LNA 11 höher bzw. verschlechtert. Da aber der Common-Gate-LNA 71 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegendebn Erfindung in der Lage ist, ein wesentlich höheres Eingangssignal zu verstärken, kann dieser zusätzliche Rauschanteil vernachlässigt werden. Ein Signalanteil an dem Eingang des Common-Gate-LNAs 71 bzw. an dem Sourceanschluss des Feldeffekttransistors 13 ist nun aufgrund des größeren Signals höher, wodurch auch das Signal-zu- Rauschverhältnis am Ausgang des Common-Gate-LNAs 71 bzw. an dem Drainanschluss des Feldeffekttransistors 13 in dem Ausgangssignal höher wird.

Die Eingangsimpedanz des Common-Gate-LNAs 71 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung lässt sich nach folgendem Zusammenhang ermitteln.

Z _\

In der obigen Formel steht eine Variable Z_Zusatz für einen Wert der variablen Impedanz 75. Hierbei gilt, dass die variable Impedanz zu dem Anteil der Eingangsimpedanz, der sich aus dem reziproken Wert der Transkonduktanz ergibt, parallelgeschaltet ist. Aus Formel (8) geht des weiteren hervor, dass eine Änderung der Transkonduktanz g_m durch eine entsprechende Änderung des Werts der Variablen Z_Zusatz kompensiert werden kann, so dass z. B. eine Änderung der Eingangsimpedanz Z_ei_n des Common-Gate-LNAs reduziert bzw. eliminiert wird.

Die Verstärkung des Common-Gate-LNAs 71 lässt sich gemäß der unten stehenden Formel berechnen:

G / Q \

Bei der Bedingung des Eingangsmatchings, bzw. wenn der Wert Z_s der Impedanz 23 der Eingangsspannungsquelle gleich der Eingangsimpedanz Z_ei_n des Common-Gate-LNAs 71 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist, gilt dann wieder folgender Zusammenhang:

G_v » ^{gm ' ZLast} (10)

Fig. 3 zeigt eine spezielle Ausführungsform 101 des Common- Gate-LNAs 71 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. In der speziellen Ausführungsform 101 des Common-Gate-LNAs wird ein Strom aus einer hier nicht ge- zeigten Konstantstromquelle an dem Bias-Anschluß 103c durch die Stromspiegelschaltung 103 eingekoppelt. Die Lastimpedanz 15 ist durch eine Lastinduktivität 105 und die variable Impedanz 75 durch eine Anordnung mehrerer im Triodenbereich betriebener MOSFETs 107a - d realisiert. Jeder der MOSFETs 107a - d ist dabei an einem Drai- nanschluss über eine Koppelkapazität 108 mit einem Sour- ceanschluss des Feldeffekttransistors 13 gekoppelt. Die Koppelkapazität 108 stellt für hochfrequente Wechselsignale eine niedrige Impedanz dar, und dient dazu mögliche Gleichsignalanteile bzw. Gleichstromanteile herauszufiltern. Jeder der MOSFETs 107a - d ist an einem Sourceanschluss mit einem Masseanschluss verbunden. Darüber hinaus sind BuI- kanschlüsse der MOSFETs 107a - d jeweils mit den Sour- ceanschlüssen kurzgeschlossen. An einem Gateanschluß ist jeder der MOSFETs 107a - d mit einem Ausgang einer hier nicht gezeigten Steuereinrichtung verbunden.

Die Stromspiegelschaltung 103 weist einen ersten Stromspiegel-Feldeffekttransistor 103a und einen zweiten Stromspiegel-Feldeffekttransistor 103b auf. Ein an einem BIAS- Anschluss 103c der Stromspiegelschaltung eingespeister BIAS-Strom stellt dabei den Arbeitspunkt und damit die Verstärkung des Common-Gate-LNAs 101 ein. Der an dem Drai- nanschluss des Stromspiegel-Feldeffekttransistors 103b eingespeiste BIAS-Strom ist dabei proportional zu einem an einem Drainanschluss des Stromspiegel-Feldeffekttransistors 103a anliegenden Drainstrom, der den Arbeitspunkt des Common-Gate-LNAs 101 einstellt. Das Prinzip beruht dabei auf der Wirkungsweise der Stromspiegelschaltung, bei der zwei Feldeffekttransistoren 103a, 103b so verschaltet werden, dass ein eingespeister Strom an einem Drainanschluss des zweiten Stromspiegel-Feldeffekttransistors 103b proportional ist zu einem Strom an einem Drainanschluss des ersten Stromspiegel-Feldeffekttransistors 103a.

Die einstellbare Impedanz 75 ist ja durch die parallele Anordnung der MOSFETs 107a - d ersetzt, wobei die MOSFETs hierbei in einem Triodenbereich betrieben werden. Hierbei gilt für einen Drain-Source-Widerstand der jeweiligen MOSFETs im Triodenbereich folgender Zusammenhang: R DS, ON :n:

In der obigen Formel steht eine Variable R_DS,_ON für einen Widerstand zwischen einem Drainanschluss und einem Sour- ceanschluss des MOSFET-FeIdeffekttransistors, eine Variable μ_n für eine Beweglichkeit der Elektronen, C_Oχ für eine Kapazität zwischen einem Gateanschluss und dem Kanal des MOSFET pro Flächeneinheit, eine Variable W für eine Weite bzw. Breite des Kanals in dem MOSFET und eine Variable L für eine mittlere Länge des Kanals. Des weiteren steht ein Faktor U_Gs für eine Spannung zwischen dem Gateanschluss und dem Sourceanschluss und ein Faktor U_t für einen Schwellenwert der Spannung U_GS bzw. der Spannung zwischen dem Ga- teanschluss und dem Sourceanschluss.

Die hier nicht gezeigte Steuereinrichtung stellt einen Strom an dem BIAS-Anschluss 103c der Stromspiegelschaltung ein, stellt damit den DC-Arbeitspunktstrom ein und legt ein entsprechendes Gain-Wort an die Steuereingänge bzw. Gateanschlüsse der vier MOSFETs 107a - d an.

Durch eine geeignete Wahl eines Gain-Worts an den Gateanschlüssen 107a - d lässt sich eine gewünschte Verstär- kung einstellen und gleichzeitig eine Eingangsimpedanz des Common-Gate-LNAs 101 konstant halten. Vorzugsweise wird der Stromverbrauch der Schaltung bei einer geringeren Verstärkung reduziert. Die vier MOSFETs im Triodenbereich werden dabei je nach Bedarf eingeschaltet, so dass sich bei den entsprechenden DC-Arbeitspunktströmen 16 verschiedene Verstärkungseinstellungen ergeben können. Dabei erfolgt ein Schalten der MOSFETs 107a-d durch ein jeweiliges Anlegen einer Steuerspannung an das jeweilige Gate. Vorteilhaft ist dabei, wenn die MOSFETs so dimensioniert werden, dass bei allen Verstärkungseinstellungen jeweils die Bedingung des Eingangsmatchings, bei der die Eingangsimpedanz des Common-Gate-LNAs 101 an die Ausgangsimpedanz einer vorgeschalteten Verstärkerstufe bzw. einer Innenimpedanz einer am Eingang des Common-Gate-LNAs angelegten Spannungsquelle 21 angepasst wird.

Anders ausgedrückt bestimmt die hier nicht gezeigte Steuer- einrichtung z. B. in Abhängigkeit von einem Ausgangssignal an einem Ausgangsanschluss 109 des Common-Gate-LNAs 101 einen Strom, der an dem BIAS-Anschluss der Stromspiegelschaltung 103c eingespeist werden soll, um eine Verstärkung zu erzielen, sowie ein Gain-Wort, das hier z. B. aus vier Bits besteht.

In Abhängigkeit von den logischen Werten der vier Bits wird an den Gateanschlüssen der MOSFETs 107a - d jeweils ein logisch hohes Signal oder ein logisch niedriges Signal angelegt. Somit weist jeder der MOSFETs 107a - d in Abhängigkeit von dem Pegel des angelegten logischen Signals einen hohen Widerstand zwischen dem Drainanschluss und dem Sourceanschluss oder einen niedrigen Widerstand zwischen dem Drainanschluss und dem Sourceanschluss der MOSFETs 107a - d auf. Damit lassen sich in der zwischen einem Massean- schluss und einem Eingangsanschluss 109 des Common-Gate- LNAs 101 angeordneten einstellbaren Impedanz 75 aus den vier MOSFETs 107a - d 16 verschiedene Impedanzwerte einstellen.

Vorteilhafterweise erfolgt dabei die Einstellung des Arbeitspunkts durch den Strom an dem BIAS-Anschluss 103c ebenfalls durch die Wahl eines Werts aus 16 verschiedenen möglichen Werten für den BIAS-Strom. Die hier nicht gezeig- te Steuereinrichtung ermittelt dabei in Abhängigkeit von einer einzustellenden Verstärkung des Common-Gate-LNAs 101 aus einer Tabelle einen Wert für einen Strom an dem BIAS- Anschluss 103c, hier z. B. aus 16 mögliche Werte für einen Strom an dem BIAS-Anschluss 103c, und eine entsprechende Kombination von vier Bits in dem Gain-Wort. In der Tabelle ist dabei jedem Wert für den DC-Arbeitspunktstrom bzw. den einzuspeisenden BIAS-Strom eine Kombination von Bits in dem Gain-Wort zugeordnet. In Abhängigkeit von den jeweiligen Bits in dem Gain-Wort werden dann die MOSFETs 107a - d angesteuert, wobei sich wie bereits erläutert hier z. B. 16 mögliche Werte einer Impedanz zwischen dem Masseanschluss und dem Eingangsanschluss 109 ergeben.

Fig. 4 zeigt einen Common-Source-LNA 151 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Gegenüber dem in Fig. 7 gezeigten möglichen Common-Source-LNA 24 ist die Spannungsquelle 25 zur Festlegung des Arbeitspunkts durch eine einstellbare Arbeitspunkt-Spannungsquelle 153 ersetzt.

Zusätzlich ist in dem in Fig. 4 gezeigten Common-Source-LNA 151 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gegenüber dem möglichen Common-Source-LNA 24 der Eingangsanschluss 33 des Common-Source-LNAs über eine veränderliche Impedanz 155 an einen Anschluss des Koppelkondensators 31 angeschlossen.

Über die einstellbare Arbeitspunkt-Spannungsquelle 153 wird ein Potentialunterschied zwischen dem Gateanschluss des Feldeffekttransistors 13 und dem Sourceanschluss des Feldeffekttransistors 13 eingestellt, und damit der Arbeitspunkt bzw. die Verstärkung des Common-Source-LNAs 151 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung einge- stellt. Wie bereits in Formel (5) erläutert, ist in dem Common-Source-LNA 151 die Eingangsimpedanz Z_ei_n von der Transkonduktanz g_m und damit auch von der Verstärkung des Feldeffekttransistors 13 abhängig.

Durch ein Einstellen der veränderlichen Impedanz 155 z. B. durch eine hier nicht gezeigte Steuereinrichtung lässt sich jedoch eine Änderung der Eingangsimpedanz des Common- Source-LNAs 151 infolge einer Einstellung der Verstärkung bzw. des Arbeitspunkts kompensieren. Für die Eingangsimpedanz des Common-Source-LNAs gilt dabei folgender Zusammenhang:

Z_ei_n = Zz_usat. + r_g,_NQS + ^ ^' ^ + -=- + + sSk[^<L_s ++ LL_g_]| ( 12 !

^Lgs ^SL-gs

In der obigen Formel steht die Variable Z_Zusatz für einen Wert der veränderlichen Impedanz 155. Hierbei setzt sich die Eingangsimpedanz des Common-Source-LNAs 151 aus dem Wert der veränderlichen Impedanz 155 sowie den bereits in Formel (4) aufgeführten Variablen zusammen. Anders ausgedrückt setzt sich die Eingangsimpedanz in dem Common- Source-LNA 151 aus dem Wert der Eingangsimpedanz des möglichen Common-Source-LNAs 24 und dem Wert der veränderlichen Impedanz 155 zusammen.

Für eine Bedingung des Eingangsmatchings, bei dem die Impedanz 23 der Eingangsspannungsquelle gleich der Eingangsimpedanz des Common-Source-LNAs ist, gilt folgender Zusammenhang:

^Zein - ^ZS - ^ZZusatz ^{+ r} _g, NQS ⁺ ( ^ )

Dabei gilt für den Non-Quasi-Static-Resistance wiederum der bereits in Formel (6) dargestellte Zusammenhang

^Lg,NQS (14)

K

K steht hierbei wieder für die Elmore-Konstante und weist wiederum den Wert 5 auf. Die Verstärkung der Schaltung ergibt sich dann nach folgender Formel: ^Uout 1 ^ZLast

G„ = ( 151

2 ω

Fig. 5 zeigt eine spezielle Ausführungsform 201 des Common- Source-LNAs 151 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorlie- genden Erfindung. In der speziellen Ausführungsform 201 des Common-Source-LNAs ist die Lastimpedanz 15 als eine Lastspule 202, und die einstellbare Arbeitspunkt- Spannungsquelle 153 in Form eines als Diode geschalteten MOSFETs 203a ausgeführt. Der als Diode geschaltete MOSFET 203a ist an einen BIAS-Anschluss 203b angeschlossen. Die veränderliche Impedanz 155 ist in der speziellen Ausführungsform 201 des Common-Source-LNAs 201 als eine Parallelschaltung von MOSFETs 205a - d ausgeführt. Die MOSFETs 205a - d sind dabei jeweils an einem Drainanschluß mit dem Eingangsanschluß 33 und an einem Sourceanschluss mit einem Anschluss des Koppelkondensators 31 verbunden, so dass die Widerstände zwischen den Sourceanschlüssen und Drainanschlüssen der MOSFETS 205a - d zueinander parallel geschaltet sind. Gateanschlüsse der MOSFETs sind dabei jeweils mit einem Ausgang einer hier nicht gezeigten Steuereinrichtung verbunden.

Eine Einstellung des Arbeitspunkts erfolgt dabei über eine Einstellung des an dem BIAS-Anschluss 203b der MOSFET-Diode eingespeisten Stroms. Der Strom fließt durch die MOSFET- Diode 203a und erzeugt in dieser einen Spannungsabfall, der von dem eingespeisten Strom abhängt. Somit lässt sich die Spannung der einstellbaren Arbeitspunkt-Spannungsquelle 153 und damit ein Potential an einem Ausgangsanschluss 203c der MOSFET-Diode 203a durch den Strom an dem BIAS-Anschluss 203b verändern.

Durch eine Änderung des Potentials an dem Ausgangsanschluss

203c der MOSFET-Diode lässt sich wiederum die Spannung zwischen dem Gateanschluss des Feldeffekttransistors 13 und dem Sourceanschluss des Feldeffekttransistors 13 verändern, und damit der Arbeitspunkt bzw. die Verstärkung des Common- Gate-LNAs 201 einstellen.

Zugleich ändert sich jedoch wiederum durch die Änderung der Verstärkung des Common-Gate-LNAs 201 die Eingangsimpedanz des Common-Gate-LNAs 201.

Durch eine entsprechende Ansteuerung der veränderbaren Impedanz 155, die ja in Form der MOSFETs 205a - d ausge- führt ist, lässt sich diese Änderung der Eingangsimpedanz jedoch kompensieren.

Die hier nicht gezeigte Steuereinrichtung kann dabei eine einzustellende Verstärkung bzw. eine Einstellung des Ar- beitspunkts des Feldeffekttransistors 13 bestimmen. Sie kann dazu vorzugsweise den DC-Arbeitspunktström bzw. den Strom, der an dem BIAS-Anschluss 203b der MOSFET-Diode eingespeist wird, festlegen und ein entsprechendes Gain- Wort bzw. eine Kombination von Bits an die Steuereingänge bzw. Gateanschlüsse der MOSFETs 205a - d anlegen, um zugleich die Eingangsimpedanz konstant halten.

Hierbei kann die Steuereinrichtung in dem Common-Source-LNA 201 eine vorbestimmte Anzahl von Werten aus einer Tabelle für die Einstellung des Stroms an dem BIAS-Anschluss 203b auswählen und ein dazugehöriges Gain-Wort aus der Tabelle auswählen.

In den MOSFETs 205a - d kann in Abhängigkeit eines Pegels eines jeweils an dem Gateanschluss anliegenden logischen Signals, das von dem Ausgang der nicht gezeigten Steuereinrichtung geliefert wird, ein Widerstand zwischen dem Sour- ceanschluss und dem Drainanschluss eingestellt werden. Dabei nimmt z. B. ein Widerstand zwischen dem Drai- nanschluss des MOSFETs und einem Sourceanschluss des MOS- FETs 205a-d einen hohen Impedanzwert bei einem logisch niedrigen Signal an dem Gateanschluss und einen niedrigen Impedanzwert bei einem logisch hohen Signal an dem dem Gateanschluss ein.

Damit lassen sich durch die gezeigte Anordnung beispiels- weise 16 verschiedene Werte der veränderlichen Impedanz 155 durch die zueinander parallel geschalteten MOSFETs 205a - d einstellen, so dass die veränderliche Impedanz 155 hier 16 verschiedene Werte aufweisen kann.

Vorteilhaft ist bei der Einstellung der Verstärkung, dass der Stromverbrauch der Schaltung bei einer geringeren Verstärkung reduziert ist.

In obigen Ausführungsbeispielen erfolgt eine Einstellung der Verstärkung und der Eingangsimpedanz in den Verstärkerschaltungen so, dass vorzugsweise die Bandbreite der Schaltung auch bei unterschiedlichen Verstärkungen nicht verändert wird. Jedoch sind beliebige Einstellungen der Verstärkung und der Eingangsimpedanz hierzu Alternativen. In obigen Ausführungsbeispielen sind die Verstärkerschaltungen als Common-Gate-LNA bzw. Common-Source-LNA ausgeführt. Jedoch sind beliebige Verstärkerschaltungen hierzu Alternativen wie beispielsweise auch Operationsverstärkerschaltungen.

In obigen Ausführungsbeispielen sind die am Ausgang anliegenden Lastimpedanzen in Form von Lastspulen oder Lastwiderständen bzw. Ohmschen Lastwiderständen ausgeführt. Jedoch sind beliebige Ausführungen der Lastimpedanzen, wie beispielsweise auch Widerstands- oder Schwingkreislasten hierzu Alternativen.

In obigen Ausführungsbeispielen ist das Verstärkerelement als ein Feldeffekttransistor ausgeführt, jedoch sind belie- bige Ausführungsformen des Verstärkerelements wie z. B. bipolare Transistoren oder Operationsverstärker hierzu Alternativen. In obigen Ausführungsbeispielen erfolgt eine Einstellung des Werts der veränderlichen Impedanz 155 oder der variablen Impedanz 75 über eine Mehrzahl von MOSFETs, wobei an dem Gateanschluss der MOSFETs jeweils ein Steuersignal angeschlossen wird. Jedoch sind beliebige einstellbare Impedanzen hierzu Alternativen, wie beispielsweise auch Potentiometer oder veränderbare Kondensatoren.

In obigen Ausführungsbeispielen sind sowohl in der speziellen Ausführungsform des Common-Gate-LNAs als auch der speziellen Ausführungsform des Common-Source-LNAs jeweils vier MOSFETs in der variablen Impedanz 75 bzw. der veränderlichen Impedanz 155 angeordnet. Jedoch sind beliebige Anzahlen der MOSFETs in den variablen Impedanzen bzw. veränderlichen Impedanzen hierzu Alternativen. In obigen Ausführungsbeispielen werden n-MOSETs zur Realisierung der veränderlichen Impedanz 155 bzw. der variablen Impedanz 75 eingesetzt, jedoch könnten alternativ hierfür auch p-MOSFETs eingesetzt werden. Denkbar wäre auch eine Realisierung der variablen Impedanz 75 bzw. der veränderlichen Impedanz 155 über eine entsprechende Zusammenschaltung mehrer Bipolartransistoren.

Auch sind in obigem Ausführungsbeispielen des Common-Gate- LNAs die MOSFETs jeweils an dem Sourceanschluss mit einem Masseanschluss verbunden und an dem Drainanschluss mit einem Eingangsanschluss des Common-Gate-LNAs 101 verbunden, jedoch sind beliebige Anordnungen der MOSFETs und damit der variablen Impedanz 75, solange die variable Impedanz 75 mit dem Eingangsanschluss des Common-Gate-LNAs 101 gekoppelt ist, hierzu Alternativen. Dabei könnte der Sourceanschluss der MOSFETs auch mit einem Versorgungsspannungsanschluss oder einem Anschluss, der ein beliebig einstellbares Potential liefert, verbunden sein.

Auch sind in dem in Fig. 5 gezeigten Common-Source-LNA 201 vier MOSFETs zur Realisierung der veränderlichen Impedanz 155 angeordnet, jedoch sind beliebige Anzahlen der MOSFETs 205a - d hierzu Alternativen. Zusätzlich ist in dem Common- Source-LNA die veränderliche Impedanz 155 zwischen dem Eingangsanschluss und dem Anschluss des Koppelkondensators 31 angeordnet, jedoch sind beliebige Anordnungen der veränderlichen Impedanz 155, soweit diese mit dem Eingangsanschluss der Verstärkerschaltung gekoppelt ist, hierzu Alternativen.

Auch können alternativ in dem Common-Source-LNA oder dem Common-Gate-LNA der Masseanschluss als Versorgungsspannungs anschluss und die Versorgungsspannungsanschlüsse als Masseanschlüsse ausgeführt werden.

In obigen Ausführungsbeispielen weist ein Gain-Wort, gemäß dem die Steuereinrichtung eine Anzahl von vier MOSFETs auf einen hohen Impedanzwert oder einen niedrigen Impedanzwert zwischen dem Drainanschluss und dem Sourceanschluss setzt, eine Anzahl von vier Bits auf. Jedoch sind beliebige Längen des Gain-Worts bzw. beliebige Anzahlen der Bits hierzu Alternativen, wodurch sich auch eine beliebige Anzahl an Werten der variablen Impedanz 75 bzw. der veränderlichen Impedanz 155 einstellen lässt.

Denkbar ist auch, dass an den in Fig. 3 und Fig. 5 gezeigten Ausführungsbeispielen an dem Gateanschluss der MOSFETs nicht nur ein logisch hoher Pegel oder ein logisch niedri- ger Pegel anliegt, sondern hierbei können auch eine beliebige Anzahl von logischen Pegeln gewählt werden, in Abhängigkeit von denen sich dann eine entsprechende Anzahl an Impedanzwerten zwischen dem Drainanschluss und dem Sourceanschluss der MOSFETs einstellen lässt.

In obigen Ausführungsbeispielen bestimmt die nicht gezeigte Steuereinrichtung eine einzustellende Verstärkung des Verstärkerelements und stellt daraufhin über logische Pegel der Signale an den Gateanschlüssen der MOSFETs die Werte der veränderlichen Impedanz ein. Jedoch können alternativ hierzu die Werte der veränderlichen Impedanz in beliebiger Art und Weise eingestellt werden, wobei auch ein lineares Einstellen des Werts der veränderlichen Impedanz 155 oder des Werts der variablen Impedanz 75 auf eine beliebige Änderung des Arbeitspunkts des Feldeffekttransistors 13 hin möglich ist. Vorzugsweise könnte dabei auch ein lineares Einstellen der Werte der variablen Impedanz in Abhängigkeit von der Verstärkung des Feldeffekttransistors 13 bzw. der Verstärkung der Verstärkerschaltung erfolgen.

In obigen Ausführungsbeispielen bestimmt die Steuereinrichtung vorzugsweise die einzustellende Verstärkung der Ver- Stärkerschaltung basierend auf einer bestimmte Anzahl von möglichen Werten der Verstärkung. Abhängig von dem einzustellenden Wert der Verstärkung stellt sie daraufhin einen Wert des Impedanzelements ein. Dabei ist vorzugsweise jedem Wert der Verstärkung ein bestimmter Wert des Impedanzele- ments zugeordnet. Jedoch sind auch beliebige Zuordnungen möglich, wobei einer Mehrzahl von Verstärkungswerten jeweils ein Wert der einstellbaren Impedanz zugeordnet werden kann.

Denkbar ist hierbei auch eine Einstellung der Verstärkung des Verstärkerelements und ein Einstellen der veränderbaren Impedanz durch die Impedanz-Einstellungs-Einrichtung derart, dass die Impedanz-Einstellungs-Einrichtung bestimmt, ob die Verstärkung des Feldeffekttransistors bzw. Verstär- kerelements in einem ersten Bereich oder in einem zweiten Bereich der Verstärkungswerte liegt, und die Impedanz- Einstellungs-Einrichtung daraufhin den Impedanzwert auf einen ersten oder einen zweiten Wert einstellt.

In dem in Fig. 3 gezeigten Common-Gate-LNA 101 bestimmt die nicht gezeigte Steuereinrichtung z. B. in Abhängigkeit von einem Ausgangssignal einen Strom, der an dem BIAS-Anschluss der Stromspiegelschaltung 103c eingespeist werden soll, um eine Verstärkung zu erzielen, sowie ein Gain-Wort, das hier z. B. aus vier Bits besteht. Denkbar ist jedoch auch eine Bestimmung des Stroms, der an dem BIAS-Anschluss 103c eingespeist werden soll, und des Gain-Worts in Abhängigkeit von einem Eingangssignal an einem Eingangsanschluss 109. In obigen Ausführungsbeispielen ist die veränderbare Impedanz vorzugsweise ein ohmscher Widerstand, jedoch sind beliebige veränderbare Impedanzen, wie z. B. Blindwider- stände, hierzu Alternativen.

In obigen Ausführungsbeispielen ist die Verstärkerschaltung als ein Low-Noise-Amplifier ausgeführt, jedoch sind beliebige Verstärkerschaltungen hierzu Alternativen.

Claims

Patentansprüche

1. Eine Verstärkerschaltung (51), mit:

einem Verstärkerelement (55), das einen Verstärkerelement-Eingang aufweist;

einer Verstärker-Einstellungs-Einrichtung (57), die ausgelegt ist, eine Verstärkung des Verstärkerelements (55) einzustellen;

einem Verstärkerschaltungs-Eingang (53) , der mit dem Verstärkerelement-Eingang gekoppelt ist;

einem Impedanzelement (61), das einen veränderbaren Impedanzwert aufweist und mit dem Verstärkerschaltungs-Eingang gekoppelt ist; und

einer Impedanz-Einstellungs-Einrichtung (59) , die aus- gelegt ist, um in Abhängigkeit von der Verstärkung des Verstärkerelements (55) den Impedanzwert des Impedanzelements (61) einzustellen.

2. Verstärkerschaltung (51) gemäß Anspruch 1, bei der die Impedanzelement-Einstellungs-Einrichtung (59) ferner ausgelegt ist, den Impedanzwert so einzustellen, so dass eine Eingangsimpedanz der Verstärkerschaltung (51) einen vorbestimmten Wert beibehält.

3. Verstärkerschaltung (51) gemäß Anspruch 1 oder 2, bei der das Verstärkerelement (55) einen Transistor aufweist .

4. Verstärkerschaltung (51) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der das Verstärkerelement (55) einen Feldeffekttransistor (13) aufweist.

5. Verstärkerschaltung (51) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der die Impedanzelement-Einstellungs- Einrichtung (59) ferner ausgelegt ist, um zu bestimmen, ob die Verstärkung des Verstärkerelements (55) in einem ersten Bereich von Verstärkungswerten oder in einem zweiten Bereich von Verstärkungswerten liegt, und abhängig davon, ob die Verstärkung in dem ersten oder dem zweiten Bereich liegt, den Impedanzwert auf einen ersten oder einen zweiten vorbestimmten Wert einzustellen.

6. Verstärkerschaltung (51) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, bei der die Impedanz-Einstellungseinrichtung

(59) ferner ausgelegt ist, um einen Verstärkungsanzei- ge-Wert zu bestimmen, aus dem die Verstärkung des Verstärkerelements (55) ermittelbar ist, mit dem Verstärkungsanzeige-Wert in einer Tabelle nachzuschlagen, in der eine Zuordnung von Verstärkungsanzeige-Werten zu vorbestimmten Impedanzwerten des Impedanzelements (61) hinterlegt ist, um einen dem Verstärkungsanzeige-Wert entsprechenden Impedanzwert aus der Tabelle zu erhalten und den Impedanzwert auf den erhaltenen Wert einzustellen.

7. Verstärkerschaltung (51) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, bei der die Verstärkungs-Einstellungs- Einrichtung (59) ferner ausgelegt ist, ein Verstär- kungs-Einstellungssignal zu erzeugen, in Abhängigkeit von dem die Verstärkung des Verstärkerelements einge- stellt wird, und bei der die Impedanz-Einstellungs- Einrichtung (59) ferner ausgelegt ist, das Verstär- kungs-Einstellungssignal zu empfangen und in Abhängigkeit von dem empfangenen Verstärkungs- Einstellungssignal den Impedanzwert einzustellen.

8. Verstärkerschaltung (51) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, bei der das Impedanzelement (61) einen Feldeffekttransistor aufweist.

9. Verstärkerschaltung (51) gemäß Anspruch 8, bei der die Impedanzelement-Einstellungs-Einrichtung (59) ferner ausgelegt ist, eine Mehrzahl an Bits zu empfangen, wo- bei das Impedanzelement (61) eine Mehrzahl an Feldeffekttransistoren (107a - d) aufweist, von denen jeder einen Gateanschluss, einen Sourceanschluss und einen Drainanschluss aufweist, und jedem der Bits einer der Feldeffekttransistoren (107a - d) zugeordnet ist, und die Impedanzelement-Einstellungs-Einrichtung (59) ferner ausgelegt ist, in Abhängigkeit von dem Wert des dem jeweiligen Feldeffekttransistors (107a - d) zugeordneten Bits ein logisches Signal an dem Gateanschluss auf einen hohen oder einen niedrigen Pegel einzustellen, um in Abhängigkeit von dem Pegel des logischen Signals an dem Gateanschluss einen Wert eines Widerstands zwischen dem Sourceanschluss und dem Drainanschluss einzustellen.

10. Verstärkerschaltung (51) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 9, bei der das Verstärkerelement (55) eine Verstärkerelement-Eingangsimpedanz aufweist und so ausgelegt ist, dass sich die Verstärkerelement- Eingangsimpedanz in Abhängigkeit von der eingestellten Verstärkung ändert.

11. Verstärkerschaltung (51) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10, bei der das Impedanzelement (61) einen ohm- schen Widerstand aufweist.

12. Verstärkerschaltung (51) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11, bei der das veränderbare Impedanzelement (61) an einem ersten Anschluss des veränderbaren Impedanzelements (61) mit dem Verstärkerelement-Eingang gekop- pelt ist und an einem zweiten Anschluss des veränderbaren Impedanzelements (61) mit einem Masse- oder einem Versorgungsspannungsanschluss gekoppelt ist.

13. Verstärkerschaltung (51) gemäß einem der Anspruch 12 , bei der die Verstärkungs-Einstellungs-Einrichtung (59) eine steuerbare Stromquelle (73) aufweist, um einen Arbeitspunkt des Verstärkerelements (55) einzustellen.

14. Verstärkerschaltung (51) gemäß Anspruch 13, bei der ein Anschluss der steuerbaren Stromquelle (73) mit dem Verstärkerelement-Eingang gekoppelt ist

15. Verstärkerschaltung (51) gemäß einem der Ansprüche 12 bis 14, bei der das Verstärkerelement einen Feldeffekttransistor (13) aufweist, der einen Sour- ceanschluss, einen Gateanschluss und einen Drai- nanschluss aufweist, wobei der eine des Sour- ceanschlusses oder des Drainanschlusses mit einer Lastimpedanz (15) gekoppelt ist, und der andere des Sourceanschlusses oder des Drainanschlusses den Eingang des Verstärkerelements (55) bildet, und der Gateanschluss des Feldeffekttransistors (13) mit einer Spannungsquelle (17) gekoppelt ist.

16. Verstärkerschaltung (51) gemäß einem der Ansprüche 12 bis 15, bei der das Impedanzelement eine Mehrzahl an Feldeffekttransistoren aufweist, wobei jeder der FeId- effekttransistoren (107a-d) einen Sourceanschluss, einen Drainanschluss und einen Gateanschluss aufweist, und bei dem jeder aus der Mehrzahl der Feldeffekttransistoren jeweils an dem Sourceanschluss mit dem Eingang des Verstärkerelements (55) gekoppelt ist und an dem Drainanschluss mit einem Masseanschluss oder einem Versorgungsspannungsanschluss gekoppelt ist, oder jeder aus der Mehrzahl der Feldeffekttransistoren jeweils an dem Sourceanschluss mit dem Masseanschluss oder dem Versorgungsspannungsanschluss gekoppelt ist und jeweils an dem Drainanschluss mit dem Eingang des Verstärkerelements gekoppelt ist.

17. Verstärkerschaltung (51) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 12, bei der das Impedanzelement (61) an einem ersten Anschluss des Impedanzelements (61) mit einem Eingang des Verstärkerelements (55) gekoppelt ist und an einem zweiten Anschluss des Impedanzelements (61) mit einem Eingang (53) der Verstärkerschaltung gekoppelt ist.

18. Verstärkerschaltung (51) gemäß einem der Anspruch 17, bei der die Verstärkungs-Einstellungseinrichtung (57) eine veränderbare Spannungsquelle (153) aufweist, die an einem ersten Anschluss der veränderbaren Spannungsquelle (153) mit dem Verstärkerelement-Eingang gekoppelt ist und an einem zweiten Anschluss mit einem Mas- se- oder Versorgungsspannungsanschluss gekoppelt ist.

19. Verstärkerschaltung (51) gemäß Ansprch 17 oder 18, bei der das Impedanzelement (61) eine Mehrzahl von Feldeffekttransistoren (205a - d) aufweist, wobei die Mehr- zahl der Feldeffekttransistoren (205a-d) so angeordnet ist, dass Sourceanschlüsse der Feldeffekttransistoren (205a- d) jeweils miteinander gekoppelt sind und Drainanschlüsse der Feldeffekttransistoren (205a - d) jeweils miteinander gekoppelt sind, so dass Kanalwider- stände zwischen den Sourceanschlüssen und den Drainanschlüssen der Feldeffekttransistoren (205a - d) in einer Parallelschaltung zueinander angeordnet sind.

20. Verstärkerschaltung (51) gemäß einem der Ansprüche 17 bis 19, bei der das Verstärkerelement (55) einen Feldeffekttransistor (13) aufweist, der einen Sour- ceanschluss, einen Gateanschluss und einen Drai- nanschluss aufweist, wobei der eine des Sour- ceanschlusses oder des Drainanschlusses mit einer Lastimpedanz (15) gekoppelt ist und der andere des Source- oder des Drainanschlusses mit einem Masse- o- der einem Versorgungsspannungsanschluss gekoppelt ist und der Gateanschluss einen Eingang des Verstärkerelements (55) bildet.

21. Verstärkerschaltung (51) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 20, die als ein Low-Noise-Amplifier ausgeführt ist.