WO2007004606A1 - 測距装置 - Google Patents

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WO2007004606A1
WO2007004606A1 PCT/JP2006/313223 JP2006313223W WO2007004606A1 WO 2007004606 A1 WO2007004606 A1 WO 2007004606A1 JP 2006313223 W JP2006313223 W JP 2006313223W WO 2007004606 A1 WO2007004606 A1 WO 2007004606A1
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time difference
distance
measurement
pulsed light
measuring device
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PCT/JP2006/313223
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Inventor
Hiroshi Sakai
Original Assignee
Nikon Vision Co., Ltd.
Nikon Corporation
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Priority to JP2007524053A priority patent/JP5411430B2/ja
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    • G01S17/02—Systems using the reflection of electromagnetic waves other than radio waves
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    • G01S7/4876—Extracting wanted echo signals, e.g. pulse detection by removing unwanted signals

Definitions

  • the present invention relates to a distance measuring device that measures a distance.
  • an amplifier capable of gain adjustment as described above is expensive and has a large circuit scale as compared with a general amplifier having a fixed gain. This hinders the low cost and size reduction of the distance measuring device.
  • An object of the present invention is to provide a distance measuring device that can realize cost reduction and downsizing and can accurately perform measurement from a short distance to a long distance.
  • the distance measuring device of the present invention includes an emitting means for emitting the first pulsed light toward the measurement object; Light detecting means for detecting the first pulsed light reflected by the measurement object and outputting a signal corresponding to a change in intensity of the first pulsed light; and during a period when the intensity of the signal is greater than a predetermined value.
  • a first measuring means for measuring a time difference from the emission of one pulsed light to detection; and a timing from the emission of the first pulsed light to detection at a timing when the intensity of the signal changes from less than a predetermined value to more than the predetermined value.
  • a second measuring means for measuring a time difference; and a calculating means for calculating a distance to the measurement object using a time difference measured by at least one of the first measuring means and the second measuring means. It is provided.
  • the calculation means selects a time difference by the first measurement means or a time difference by the second measurement means according to an elapsed time from the emission of the first pulsed light, and reaches the measurement object. It is preferable to calculate the distance.
  • the calculation means selects a time difference by the first measurement means or a time difference by the second measurement means in accordance with an external operation by the measurer, and calculates a distance to the measurement object.
  • an estimation unit that estimates a background level of the first pulsed light before emission of the first pulsed light is provided, and the calculation unit determines a time difference or a time difference by the first measuring unit according to the background level. It is preferable to select a time difference by the second measuring means and calculate a distance to the measurement object.
  • the calculation means selects a time difference by the first measurement means or a time difference by the second measurement means according to the intensity of the first pulsed light, and calculates a distance to the measurement object. It is preferable.
  • the emitting means emits a plurality of the first pulse lights in order
  • the calculating means is a frequency distribution related to at least one of a time difference by the first measuring means and a time difference by the second measuring means.
  • the time difference by the first measuring means or the time difference by the second measuring means is selected according to the frequency in the section where the time difference is not more than a predetermined value in the frequency distribution, and the measurement object is measured. It is preferable to calculate the distance.
  • the first measuring means binarizes the signal, latches the intensity of the signal generated by the binarization asynchronously with a sampling clock having a predetermined frequency, and then outputs one of the sampling clocks. Sample on the rising edge of the eye and clear on the second rising edge By measuring the time difference, the second measuring means binarizes the signal, and latches the intensity of the signal generated by the binary key at the rising edge of the sampling clock. It is preferable to measure the time difference.
  • the distance measuring apparatus of the present invention it is possible to realize cost reduction and downsizing, and to accurately perform measurement from a short distance to a long distance.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an internal configuration of a distance measuring device 10 of the present embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining a time-series signal (a) corresponding to a change in the intensity of return light and its binary signal (b).
  • FIG. 3 is a diagram for explaining digital sampling (a) of a binary signal in the level sampling circuit 20 and digital sampling (b) of a binary signal in the edge sampling circuit 21.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration example using a selector 26.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the switching control of the selector 26 according to the elapsed time of the emission force of the nors light L1.
  • FIG. 6 is a diagram showing a frequency distribution of count values (time differences) accumulated in the memory 24 in a histogram.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining a received signal in the level sampling circuit 20 and a histogram variation interval (and a center of gravity calculation interval) when a delay circuit is used.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining a received signal in the edge sampling circuit 21 and a histogram variation interval (and a centroid calculation interval) when a delay circuit is used.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining an example of a count value selection method of the level sampling circuit 20 or the edge sampling circuit 21.
  • FIG. 10 is a schematic diagram illustrating an internal configuration of the MPU 25 of the distance measuring device 10 and the like.
  • the distance measuring device 10 of the present embodiment includes a collimating lens 11 and a semiconductor lens. 1 12, drive circuit 13, monitor circuit 14, condenser lens 15, photodetector 16, amplifier 17, binary key circuit 18, threshold setting circuit 19, level sampling circuit 20
  • the edge sampling circuit 21, the oscillator 22, the counter circuit 23, the memory 24, and the MPU 25 are provided.
  • the MPU 25 When a measurement start button (not shown) is operated by a measurer and a measurement start command is input, the MPU 25 outputs a light emission command to the semiconductor laser 12 via the drive circuit 13. Then, the light emission timing of the semiconductor laser 12 is controlled.
  • the light emission timing control by the MPU 25 is repeatedly performed at predetermined time intervals (for example, 550 times).
  • the semiconductor laser 12 is a light emitting element that emits pulsed light L1 toward a measurement target (not shown), and sequentially emits a plurality of pulsed light L1 according to the control of the light emission timing by the MPU 25.
  • the timing at which each pulsed light L1 is actually emitted is monitored by the monitor circuit 14 and output to the MPU 25.
  • the MPU25 performs various timing controls using the actual light emission timing as a reference for time measurement.
  • the pulsed light L1 from the semiconductor laser 12 passes through the collimating lens 11 and then is irradiated onto the measurement object.
  • the pulsed light L2 reflected by the measurement object and the pulsed light or background light (generally “return light” t ⁇ ⁇ ) reflected by other obstacles (for example, rain) pass through the condenser lens 15 after passing through the condenser lens 15. , And enters the photodetector 16.
  • the photodetector 16 is a light receiving element such as a photodiode, for example, and photoelectrically converts the return light in time series and outputs it to the amplifier 17.
  • the amplifier 17 is a general amplifier with a fixed gain, and is cheaper and has a smaller circuit scale than the conventional amplifier capable of gain adjustment.
  • the amplifier 17 amplifies the signal from the photodetector 16 in time series according to the fixed gain.
  • the time series signal (FIG. 2 (a)) corresponding to the change in the intensity of the return light is expressed in two values. Is output to the circuit 18.
  • a time-series signal means a collection of data (return light intensity data) that changes with the passage of time, and detection in a time-series means sequential detection with the passage of time. .
  • pulses (1) to (3) appear in the time-series signal. These pulses (1) to (3) are caused by, for example, the pulsed light L2 reflected by the measurement object or the pulsed light reflected by another obstacle (for example, rain). However, at this point, the true pulsed light L It is difficult to distinguish between 2 and false pulsed light L2 (noise component).
  • the general amplifier 17 used in the present embodiment may saturate when the intensity of the pulsed light L2 reflected by the measurement object is strong. When saturated, the pulse width of the time-series signal may become wider than the original pulse width.
  • the binary key circuit 18 receives the time-series signal from the amplifier 17, binarizes it according to a predetermined threshold value, and generates a binary signal. To do.
  • the predetermined threshold used at this time is a threshold for reducing noise, and is automatically set in advance by the threshold setting circuit 19.
  • the level of the binary signal in Fig. 2 (b) rises at the part corresponding to pulses (1) to (3) of the time series signal, and becomes pulses (1) to (3).
  • the threshold setting circuit 19 detects the intensity of the background light before the pulsed light L1 is emitted from the semiconductor laser 12 in response to the setting command from the MPU 25 (for example, immediately after the measurement start command by the measurer). To do. Then, the background level of the return light is estimated from the intensity of the background light, and a threshold is automatically set according to the background level. For example, the peak value of the background level is preferably set as the threshold value. The background level corresponds to the noise level in the measurement environment. Apart from this method, a threshold value may be automatically set based on the return light L2.
  • the binary key signal (FIG. 2 (b)) generated by the binary key circuit 18 is output to the level sampling circuit 20 and the edge sampling circuit 21.
  • a sampling clock (see FIG. 3) having a specific frequency is input from the oscillator 22 to each sampling circuit (20, 21), and a count value by the counter circuit 23 is also input. This count value is reset by the MPU 25 at the timing when the pulsed light L1 is actually emitted from the semiconductor laser 12.
  • the level sampling circuit 20 and the edge sampling circuit 21 perform digital sampling of the binarized signal according to the sampling clock as shown in Figs. 3 (a) and 3 (b), and synchronize with the sampling clock.
  • the received signal is generated.
  • the count value of the counter circuit 23 is read and output to the memory 24 during the period when the reception signal is rising.
  • the count value actually output to the memory 24 is either the count value by the level sampling circuit 20 or the count value by the edge sampling circuit 21.
  • a selector 26 is provided after the level sampling circuit 20 and the edge sampling circuit 21, and the switching control of the selector 26 is controlled by the MPU 25. And either count value is output to the memory 24.
  • the switching control of the selector 26 by the MPU 25 is automatically performed according to the elapsed time of the emission power of the Norse light L1 by the semiconductor laser 12, for example, as shown in FIG.
  • the output power of the pulsed light L1 is counted by the edge sampling circuit 21 until the predetermined time tl elapses (generally while the amplifier 17 can be saturated by the strong pulsed light L2 reflected from the measurement object).
  • the predetermined time tl generally while the amplifier 17 can be saturated by the strong pulsed light L2 reflected from the measurement object.
  • the count value by the level sampling circuit 20 is selected and output to the memory 24.
  • the level sampling circuit 20 latches the level of the binary signal at the rising edge of the sampling clock, and generates a reception signal.
  • the sampling clock rises during the rise period of the binary signal (the time series signal level in Fig. 2 (b) is greater than the threshold)
  • the pulsed light L2 reflected by the measurement object is detected.
  • the received signal level is raised.
  • the sampling clock rises during the binarized signal fall period, it is determined that the pulsed light L2 has not been detected and the received signal level falls. Then, during the rising period of the received signal, the emission power of the pulsed light L1 and the time difference until the detection of the pulsed light L2 are measured, and the force count value of the counter circuit 23 is output to the selector 26 in FIG.
  • the pulse width of the time-series signal in FIG. 2 when the pulse width of the time-series signal in FIG. 2 is wider than the original pulse width due to saturation of the amplifier 17 and shows an abnormal value, only that amount is shown in FIG. (b), the pulse width of the binary signal in Fig. 3 (a) becomes wider, and the rising period of the received signal also extends as it is, so the time difference of the pulsed light L2 cannot be measured accurately. In other words, the level The count value output from the sampling circuit 20 to the selector 26 in FIG. 4 becomes inaccurate.
  • the count value by the level sampling circuit 20 is selected after the predetermined time tl in FIG. 5 (while the pulsed light L2 is weak and the amplifier 17 is not saturated), and is output to the memory 24.
  • the amplifier 17 does not saturate, and the pulse width of the binary signal in Fig. 3 (a) shows a normal value, so the rising period of the received signal also shows a normal value, and the time difference of the pulsed light L2 is accurate.
  • the accurate count value can be output to the memory 24. Even if the S / N ratio is low, an accurate count value can be output to the memory 24.
  • the predetermined time tl in FIG. 5 may be set based on, for example, a reflected pulse from an object at a distance of 50 m from the distance measuring device. However, this predetermined time tl may allow the user to change the setting value of the controller as appropriate in consideration of the usage environment of the distance measuring device.
  • the edge sampling circuit 21 latches asynchronously with the sampling clock at the rising edge of the binarized signal. After the asynchronous latch, sampling is performed at the rising edge of the first sampling clock, and the asynchronous latch is cleared at the rising edge of the second sampling clock (to ensure setup / hold). If two signals are combined at one clock interval, they will not be masked.
  • the time difference of the pulsed light L2 can be measured asynchronously at the timing of the rising edge of the binary signal without being constrained by the sampling clock cycle. .
  • the rise time of the binary signal is too short and the hold time is too short, the measurement may not be possible.
  • the S / N ratio decreases and the rising edge of the binary signal becomes unclear (the position of the rising edge of the signal is difficult to detect due to noise).
  • the time difference between the pulsed light L2 cannot be measured accurately. That is, the count value output from the edge sampling circuit 21 to the selector 26 in FIG. 4 becomes inaccurate. For example, if the panorace (3) in Fig.
  • the count value by the edge sampling circuit 21 is equal to the emission power of the pulsed light L 1 shown in FIG. 5 until a predetermined time tl elapses (the strong pulse reflected by the measurement object). While the amplifier 17 can be saturated by the light L2, it is selected and output to the memory 24. During this period, the S / N ratio is good and the rising edge of the binary signal in Fig. 3 (b) is clear, so the time difference of the pulsed light L2 can be measured accurately, Can output a strong force value to memory 24. Even if the amplifier 17 is saturated, an accurate count value can be output to the memory 24.
  • the emission force of the pulsed light L1 from the semiconductor laser 12 is also until the predetermined time tl elapses (while the amplifier 17 can be saturated by the pulsed light L2).
  • the count value by the edge sampling circuit 21 is output to the memory 24, and after the predetermined time t1 (while the pulse light L2 is weak and the amplifier 17 is not saturated), the count value by the level sampling circuit 20 is output to the memory 24.
  • the semiconductor laser 12 emits the pulsed light L1.
  • the same time difference measurement as above (count value output to memory 24) is repeated.
  • a large number of count values are accumulated in the memory 24 according to the number of repetitions (for example, 550 times), and a frequency distribution of the count values is created.
  • Fig. 6 shows this frequency distribution as a histogram.
  • the MPU 25 uses the count value accumulated in the memory 24 (the output power of the pulsed light L1 and the time difference until the detection of the pulsed light L2) to measure the measurement object.
  • the distance to is calculated. That is, for example, the distance to the measurement object is calculated by multiplying the time difference t2 of the section with the highest frequency in the frequency distribution of the count values shown in FIG. 6 by the speed of light. In this case, the distance can be measured with a resolution of 1.9m if the sampling clock frequency is 80MHz (period 12.5nsec).
  • the distance measuring device 10 of the present embodiment includes a level sampling circuit 20 and an edge sampling circuit 21, and uses a time difference measured by either the level sampling circuit 20 or the edge sampling circuit 21.
  • a level sampling circuit 20 and an edge sampling circuit 21 uses a time difference measured by either the level sampling circuit 20 or the edge sampling circuit 21.
  • the distance measuring device 10 can be reduced in cost and size.
  • the level sampling circuit 20 or the edge sampling circuit 21 is automatically selected according to the elapsed time from the emission of the pulsed light L1, the selection is made. It can be done easily and appropriately.
  • the count value by the edge sampling circuit 21 is selected from the emission of the pulsed light L1 until a predetermined time tl elapses, an accurate count value can be obtained even if the amplifier 17 is saturated. After the predetermined time tl, the count value is selected by the level sampling circuit 20, so that an accurate count value can be obtained even if the S / N ratio is low. That is, an accurate count value can always be obtained regardless of the elapsed time of the emission force of the Norse light L1. Therefore, accurate measurement from a short distance to a long distance can be reliably performed.
  • the barycenter using the delay circuit described in JP-A-2002-328170 is used. Even when performing calculations, accurate measurements are not affected by the pulse width. Yes. An outline of such a measurement method will be explained.
  • a delay circuit is used to sequentially set the light emission timing by a predetermined amount (for example, about 1/4 of the sample clock). While shifting, create a frequency distribution similar to the above (histogram in Fig. 6), and perform pulse calculation in a predetermined interval (for example, an interval of 3 clocks) of the obtained frequency distribution to emit pulsed light L1 This is the procedure for calculating the time difference until the detection of force pulsed light L2 and measuring the distance using the result.
  • FIG. 8 (a) Histogram comparison power in b
  • the histogram variation interval does not change even if the pulse width increases. For this reason, it is possible to always calculate an accurate center of gravity (the emission power of the pulsed light L1 and the time difference until the detection of the pulsed light L2) by calculating the center of gravity in a predetermined section.
  • the distance measurement resolution can be improved by the amount of shift in the emission timing of the semiconductor laser 12.
  • the edge sampling circuit 21 latches asynchronously with the sampling clock at the rising edge of the binary signal (FIG. 3 (b)). 1S
  • the present invention is not limited to this. If the degree of saturation of the amplifier is small or not, it may be latched asynchronously at the falling edge of the binary signal.
  • the predetermined time tl for switching control of the selector 26 is set according to whether or not the amplifier 17 is saturated, but the present invention is not limited to this.
  • the predetermined time tl may be set according to the level of the S / N ratio.
  • the edge sampling circuit 21 counts until the emission power of the pulsed light L1 elapses for a predetermined time tl (while the panoramic light L2 is strong and the S / N ratio is high). It is preferable to select a count value by the level sampling circuit 20 after a predetermined time tl is selected (while the pulsed light L2 is weak and the S / N ratio is low).
  • the binary signal from the binary signal circuit 18 is output to both the level sampling circuit 20 and the edge sampling circuit 21, and the pulsed light L1 is emitted by each.
  • the force is also measured by measuring the time difference until the detection of the pulsed light L2, and the time difference (count value) is output to the memory 24 by the switching control of the selector 26.
  • the present invention is not limited to this.
  • the selector 26 is omitted, and a dedicated memory is provided for each of the level sampling circuit 20 and the edge sampling circuit 21, and when the MPU 25 calculates the distance, the count value (time difference) stored in one of the memories is used. You may make it select.
  • the binary signal of 18 powers is distributed to the level sampling circuit 20 or the edge sampling circuit 21, and the time difference (count value) measured by either one is output to the memory 24. Hey.
  • the selector 26 is switched according to the elapsed time from the emission of the pulsed light L1, and the count value by the level sampling circuit 20 or the count value by the edge sampling circuit 21 is selected.
  • the present invention is not limited to this.
  • the present invention can also be applied to the case where the force value by the level sampling circuit 20 or the count value by the edge sampling circuit 21 is selected using any of the following methods (A) to (D). Further, the following methods (A) to (D) may be arbitrarily combined with the above-described method based on elapsed time.
  • a force count value by the level sampling circuit 20 or a count value by the edge sampling circuit 21 is selected according to an external operation by the measurer.
  • a switching button is provided on the housing of the distance measuring device 10 and the level sampling circuit 20 or the edge sampling circuit 21 is selected according to the operation of the button.
  • the switching button for example, it is conceivable to provide at least one of a short distance priority button and a long distance priority button. It is preferable to select the edge sampling circuit 21 forcibly when the measurer instructs near distance according to the operation of the button, and to select the level sampling circuit 20 when the far distance priority is specified. .
  • Method (B) is based on the background level estimated by the threshold setting circuit 19 before the pulsed light L1 is emitted. Then, the level sampling circuit 20 or the edge sampling circuit 21 is selected. Since the background level is a measure of the S / N ratio, the background level itself may be used to select the level sampling circuit 20 or the edge sampling circuit 21, or a binary signal circuit according to the background level as described above. Use the threshold set at 18 ( Figure 2 (b)).
  • the threshold setting circuit 19 lowers the threshold setting to increase the S / N ratio when the background level is small. For this reason, if the reflectance of the measurement object is high, the amplifier 17 may be saturated by the reflected pulse light even at a long distance, and the edge sampling circuit 21 is preferably selected.
  • edge sampling circuit 21 is more accurate than the level sampling circuit 20, it is preferable to give priority to the edge sampling circuit 21 even at a long distance. Further, pre-emission may be performed before the emission (main emission) of the pulsed light L1, and the level sampling circuit 20 or the edge sampling circuit 21 may be selected according to the intensity of the reflected light at that time.
  • the level sampling circuit 20 or the edge sampling circuit 21 is selected according to the intensity of the return light when the pulsed light L1 is emitted.
  • the return light includes the pulsed light L2 reflected by the measurement object and the pulsed light and background light reflected by other obstacles (for example, rain) and is a measure of the S / N ratio.
  • the intensity of the return light itself may be used for the selection of the level sampling circuit 20 or the edge sampling circuit 21, the average intensity of the return light may be used, or noise corresponding to the intensity of the return light may be used.
  • a threshold for reduction may be used.
  • pre-range measurement may be performed before ranging, and data based on the pre-range return height may be used.
  • Method (D) is a method in which the count value (time difference) is less than or equal to a predetermined value in the frequency distribution of the count values (histogram in FIG. 6) accumulated in the memory 24 by the emission of a plurality of pulsed lights L1 (amplification).
  • the count value of the level sampling circuit 20 or the edge sampling circuit 21 is selected according to the frequency in the section 17 where the device 17 can be saturated.
  • a dedicated memory is provided for each of the level sampling circuit 20 and the edge sampling circuit 21, and when the MPU 25 calculates the distance, the count value stored in one of the memories is selected. It is preferable to select.
  • the frequency distribution in the memory includes a section (corresponding to sections K1 and K2 in the figure) with a frequency equal to or greater than the threshold value. Determines that the amplifier 17 is saturated. There is also a tendency for the frequency to increase as the intensity of the return light including the pulsed light L2 increases. Then, the count value by the edge sampling circuit 21 is selected. In addition, if there are multiple peaks ( ⁇ 1 to ⁇ 3) in the frequency distribution in the memory, the minimum count value peak (K1) is adopted, and the subsequent count value peaks ( ⁇ 2, ⁇ 3) are abnormal waves. It is preferable to exclude it because of the possibility of shape. In the frequency distribution shown in Fig. 9 (b), since there is no section where the frequency exceeds the threshold in the ⁇ saturable section '', it is considered that the amplifier 17 was not saturated and all peaks ( ⁇ 4, ⁇ 5) are normal. It can be adopted as a waveform.
  • the edge sampling circuit 21 is selected when the amplifier 17 is saturated has been described, but the present invention is not limited to this.
  • the characteristics of the pulse L2 included in the return light may change (for example, the pulse width becomes wider).
  • pulse light L2 reflected by a thick glass or pulse light L2 from a non-planar irregularly reflected surface has a wide pulse width. Even in such a case, it is possible to accurately measure the distance by selecting the edge sampling circuit 21 (for example, it is preferable to manually select it by operating the switching button).
  • the power described in the example of selecting either the count value by the level sampling circuit 20 or the count value by the edge sampling circuit 21 is not limited to this.
  • the present invention can also be applied to the case where the distance is calculated using both the count value from the level sampling circuit 20 and the count value from the edge sampling circuit 21.
  • the S / N ratio decreases and the rising edge of the binary signal is unknown. It was explained that the count value output from the edge sampling circuit 21 to the selector 26 in FIG. 4 would be inaccurate if it was confirmed. In this case, the offset value was set in advance to correct the distance measurement value and display it. You may make it do.
  • the output power of the Norse light L1 is also the force that outputs the count value to the memory 24 by the edge sampling circuit 21 until the predetermined time tl elapses, and the level sampling circuit 20 after the predetermined time tl.
  • the invention is not limited to this.
  • the predetermined time after the tl When it is confirmed that the amplifier saturates after the predetermined time tl, or when it is predicted that the amplifier saturates after the predetermined time tl in advance, the predetermined time after the tl or in the entire time region.
  • the count value may be output to the memory 24 by the edge sampling circuit 21.
  • a means for detecting the saturation of the amplifier may be provided. For example, it is possible to memorize the range of the detection signal that seems to be normal in advance, and if it exceeds that, it can be determined that level sampling is not possible and switching to edge sampling is possible. is there
  • the amplifier when reflected light having an intensity exceeding a predetermined value is incident, the amplifier is predicted to be saturated.
  • edge sampling may be employed.
  • the switching of these sampling circuits is preferably automatically controlled by the detected value, but the user is notified to change the sampling method, and the user who confirms this changes the sampling method manually.
  • the edge sampling mode is switched to the switching mode of the first and second operation buttons (see, for example, operation buttons 31 and 32 in FIG. 10 described below) connected to the MPU 25 of the distance measuring device 10.
  • a level sampling mode switching function (Modification 4)
  • a controller 30 may be provided in the MPU 25 and operation signals from the first and second operation buttons 31 and 32 may be input to the controller 30. By operating these operation buttons 31 and 32, the two types of measurement modes described below can be switched.
  • the first measurement mode is the “long-distance mode” and the second measurement mode The mode is a “short distance mode”.
  • the “long distance mode” is a mode in which the distance to the object farthest from the distance measuring device among the plurality of calculated distance values is regarded as the distance value to the object. Or, in the mode that calculates the distance measurement value by considering the reflection signal of the object power farthest from the multiple reflection signals received to calculate the distance measurement value as the signal to the object. is there.
  • the “short distance mode” is a mode in which the distance from the distance measuring device to the nearest object among the plurality of calculated distance values is regarded as the distance value to the object.
  • this is a mode in which the distance measurement value is calculated by regarding the reflected signal having the closest object force as the signal to the object among the plurality of reflection signals received to calculate the distance measurement value.
  • the controller 30 includes a distance calculator (33 to 38) that calculates the distance to the object to be measured.
  • the distance calculator (33 to 38) includes a mode determination unit 33, a count unit 34, a table creation unit 35, a distance determination unit 36, a threshold selection unit 37, and a distance selection unit 38.
  • the mode determination unit 33 in the controller 30 determines the measurement mode (long-distance mode or short-distance mode) according to the operation signal of the operation buttons 31 and 32. I do. Then, in order to determine the distance to the object to be measured, a determination threshold on the frequency distribution table (histogram) corresponding to the measurement mode is selected by the threshold selection unit 37 in the controller 30.
  • the operation button 32 is operated for a predetermined time (for example, 1.5 seconds), and then the operation button 31 is further set to the predetermined distance mode. Operate for a time (eg 2 seconds).
  • the mode determination unit 33 in the controller 30 determines that the measurement mode is set to the long distance mode.
  • the threshold selection unit 37 selects a determination threshold for determining the distance according to the selected measurement mode (in this case, the long-distance mode).
  • the controller 30 controls the received signal to be transmitted to the level sampling circuit 20 that is the second measuring means.
  • the reception signal on the long-distance side is received in advance, so that it is possible to perform processing by level sampling with higher accuracy without fear of saturation of the short-distance side receiver.
  • the controller 30 performs control so that the received signal is transmitted to the edge sampling circuit 21 that is the first measurement unit.
  • the reception signal on the short distance side is received in advance, so that saturation of the receiver can be prevented in advance.

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Abstract

　本発明は、低コスト化や小型化を実現でき、且つ、近距離から遠距離までの測定を正確に行うことができる測距装置の提供を目的とする。そのため、本発明の測距装置は、測定対象物に向けて第１パルス光Ｌ１を出射する手段(１１～１３)と、測定対象物で反射した第１パルス光Ｌ２を検出して、その強度変化に応じた信号を出力する手段(１６,１７)と、信号の強度が所定値より大きい期間に、第１パルス光の出射から検出までの時間差を計測する計測手段(１８,２０)と、信号の強度が所定値未満から該所定値以上へ変化したタイミングで、上記の時間差を計測する計測手段(１８,２１)と、２つの計測手段の少なくとも一方によって計測される時間差を用いて、測定対象物までの距離を算出する手段(２４,２５)とを備える。

Description

明 細 書
測距装置
技術分野
[0001] 本発明は、距離を測定する測距装置に関する。
背景技術
[0002] 測距装置と測定対象物との間でパルス光を往復させ、その際に掛カる時間を計測 して、測定対象物までの距離を測定する測距装置が知られて 、る (例えば特許文献 1を参照)。また、この装置では、測定対象物で反射したパルス光を検出する際、増 幅器を介して信号の増幅を行 、、パルス光の往復時間が短 、ほど増幅器のゲインを 小さく設定する。このため、増幅器の飽和を回避しつつ近距離の測定を行うことがで き、近距離カゝら遠距離までの測定を正確に行うことができる。上記のようなゲイン調整 が可能な増幅器には、例えば、 AGC(Automatic Gain Control)アンプや STC(Sensiti vity Time Control)アンプなどが知られている。
[0003] なお、測定対象物からの強!ヽ反射光が受信器に入射した場合、増幅器の入力電 圧が急激に上昇し、規程以上になることがある。この場合、再び増幅器の電圧が正 常に機能する領域に安定するまで時間を要する場合があり、その間、受信器は正常 に反射光を受信することができなくなってしまう。この状態が、増幅器の飽和である。 特許文献 1 :特開平 7— 71957号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0004] しかし、上記のようなゲイン調整が可能な増幅器は、ゲインが固定されている一般 的な増幅器と比較して、高価で回路規模も大きい。このため、測距装置の低コストィ匕 や小型化の妨げとなってしまう。
本発明の目的は、低コスト化や小型化を実現でき、且つ、近距離から遠距離までの 測定を正確に行うことができる測距装置を提供することにある。
課題を解決するための手段
[0005] 本発明の測距装置は、測定対象物に向けて第 1パルス光を出射する出射手段と、 前記測定対象物で反射した第 1パルス光を検出して、該第 1パルス光の強度変化に 応じた信号を出力する光検出手段と、前記信号の強度が所定値より大きい期間に、 前記第 1パルス光の出射から検出までの時間差を計測する第 1計測手段と、前記信 号の強度が所定値未満から該所定値以上へ変化したタイミングで、前記第 1パルス 光の出射から検出までの時間差を計測する第 2計測手段と、前記第 1計測手段と前 記第 2計測手段との少なくとも一方によって計測される時間差を用いて、前記測定対 象物までの距離を算出する算出手段とを備えたものである。
[0006] さらに、前記算出手段は、前記第 1パルス光の出射からの経過時間に応じて、前記 第 1計測手段による時間差または前記第 2計測手段による時間差を選択し、前記測 定対象物までの距離を算出することが好ましい。
また、前記算出手段は、測定者による外部操作に応じて、前記第 1計測手段による 時間差または前記第 2計測手段による時間差を選択し、前記測定対象物までの距離 を算出することが好ましい。
[0007] さらに、前記第 1パルス光の出射前に該第 1パルス光の背景レベルを推定する推定 手段を備え、前記算出手段は、前記背景レベルに応じて、前記第 1計測手段による 時間差または前記第 2計測手段による時間差を選択し、前記測定対象物までの距離 を算出することが好ましい。
また、前記算出手段は、前記第 1パルス光の強度に応じて、前記第 1計測手段によ る時間差または前記第 2計測手段による時間差を選択し、前記測定対象物までの距 離を算出することが好ましい。
[0008] さらに、前記出射手段は、複数の前記第 1パルス光を順に出射し、前記算出手段 は、前記第 1計測手段による時間差と前記第 2計測手段による時間差との少なくとも 一方に関わる度数分布を作成し、該度数分布のうち時間差が所定値以下の区間に おける度数に応じて、前記第 1計測手段による時間差または前記第 2計測手段によ る時間差を選択し、前記測定対象物までの距離を算出することが好ましい。
[0009] また、前記第 1計測手段は、前記信号を 2値化し、該 2値化によって生成される信号 の強度を所定周波数のサンプリングクロックとは非同期にラッチした後、該サンプリン グクロックの 1つ目の立上がりエッジでサンプルして、 2つ目の立上がりエッジでクリア することにより、前記時間差を計測し、前記第 2計測手段は、前記信号を 2値化し、該 2値ィ匕によって生成される信号の強度を前記サンプリングクロックの立上がりエッジで ラッチすることにより、前記時間差を計測することが好ましい。
発明の効果
[0010] 本発明の測距装置によれば、低コスト化や小型化を実現でき、且つ、近距離から遠 距離までの測定を正確に行うことができる。
図面の簡単な説明
[0011] [図 1]本実施形態の測距装置 10の内部構成を示すブロック図である。
[図 2]戻り光の強度変化に応じた時系列信号 (a)と、その 2値ィ匕信号 (b)とを説明する図 である。
[図 3]レベルサンプリング回路 20における 2値化信号のデジタルサンプリング (a)と、ェ ッジサンプリング回路 21における 2値ィ匕信号のデジタルサンプリング (b)とを説明する 図である。
[図 4]セレクタ 26を用いた構成例を説明する図である。
[図 5]ノルス光 L1の出射力もの経過時間に応じたセレクタ 26の切り替え制御を説明 する図である。
[図 6]メモリ 24に蓄積されたカウント値 (時間差)の度数分布をヒストグラム化して示す 図である。
[図 7]遅延回路を用いた場合のレベルサンプリング回路 20における受信信号と、ヒス トグラムのバラツキ区間（および重心計算区間）とを説明する図である。
[図 8]遅延回路を用いた場合のエッジサンプリング回路 21における受信信号と、ヒスト グラムのバラツキ区間（および重心計算区間）とを説明する図である。
[図 9]レベルサンプリング回路 20またはエッジサンプリング回路 21のカウント値の選 択方法の一例を説明する図である。
[図 10]測距装置 10の MPU25の内部構成などを説明する概略図である。
発明を実施するための最良の形態
[0012] 以下、図面を用いて本発明の実施形態を詳細に説明する。
本実施形態の測距装置 10には、図 1に示す通り、コリメートレンズ 11と、半導体レ 一ザ 12と、駆動回路 13と、モニタ回路 14と、集光レンズ 15と、光検出器 16と、増幅 器 17と、 2値ィ匕回路 18と、閾値設定回路 19と、レベルサンプリング回路 20と、エッジ サンプリング回路 21と、発振器 22と、カウンタ回路 23と、メモリ 24と、 MPU25と力 ^設 けられる。
[0013] 不図示の測定開始ボタンが測定者によって操作され、測定開始の指令が入力され ると、 MPU25は、駆動回路 13を介して半導体レーザ 12に発光指令を出力する。そ して、半導体レーザ 12の発光タイミングを制御する。 MPU25による発光タイミングの 制御は、予め定めた時間間隔で繰り返し行われる（例えば 550回)。
半導体レーザ 12は、不図示の測定対象物に向けてパルス光 L1を出射する発光素 子であり、 MPU25による発光タイミングの制御に応じて、複数のノ ルス光 L1を順に 出射する。各々のパルス光 L1が実際に出射されるタイミングは、モニタ回路 14により モニタされ、 MPU25に出力される。 MPU25では、実際の発光タイミングを時間計 測の基準として様々なタイミング制御を行う。
[0014] 半導体レーザ 12からのパルス光 L1は、コリメートレンズ 11を通過した後、測定対象 物に照射される。そして、測定対象物で反射したパルス光 L2や他の障害物 (例えば 雨など)で反射したパルス光や背景光など (総じて「戻り光」 t ヽぅ）は、集光レンズ 15 を通過した後、光検出器 16に入射する。光検出器 16は、例えばフォトダイオードなど の受光素子であり、戻り光を時系列的に光電変換して増幅器 17に出力する。
[0015] 増幅器 17は、ゲインが固定されている一般的な増幅器であり、上記した従来のゲイ ン調整が可能な増幅器と比較して、安価で回路規模も小さい。増幅器 17では、固定 されたゲインにしたがって光検出器 16からの信号を時系列的に増幅する。このように 、光検出器 16と増幅器 17とを設けたことにより、戻り光が時系列的に検出され、戻り 光の強度変化に応じた時系列信号（図 2(a))が、 2値ィ匕回路 18に出力される。ここで 、時系列信号とは、時間の経過と共に変化するデータ (戻り光の強度データ）の集ま りを意味し、時系列的に検出とは、時間の経過と共に逐次検出することを意味する。
[0016] なお、図 2(a)では、時系列信号に 3つのパルス (1)〜(3)が現れている。これらのパ ルス (1)〜(3)は、例えば、測定対象物で反射したパルス光 L2や他の障害物 (例えば 雨など)で反射したパルス光などに起因する。しかし、この時点では、真のパルス光 L 2と偽のパルス光 L2 (ノイズ成分）とを区別することは難 、。
また、本実施形態で用いた一般的な増幅器 17は、測定対象物で反射したパルス 光 L2の強度が強 、と飽和する可能性がある。飽和した場合には時系列信号のパル ス幅が本来のパルス幅より広がってしまう場合がある。
[0017] 2値ィ匕回路 18は、図 2(b)に示す通り、増幅器 17からの時系列信号を入力し、これ を所定の閾値にしたがって 2値ィ匕し、 2値化信号を生成する。このとき用いられる所定 の閾値は、ノイズを低減するための閾値であり、予め、閾値設定回路 19によって自動 的に設定される。図 2(b)の 2値ィ匕信号は、時系列信号のパルス (1)〜(3)に対応する 部分でレベルが立ち上がり、パルス (1)〜(3)となっている。
[0018] 閾値設定回路 19は、 MPU25からの設定指令に応じて、半導体レーザ 12からパ ルス光 L1が出射される前 (例えば測定者による測定開始の指令直後）に、背景光の 強度を検知する。そして、背景光の強度から戻り光の背景レベルを推定し、その背景 レベルに応じて自動的に閾値を設定する。例えば、背景レベルのピーク値を閾値とし て設定することが好ましい。背景レベルは測定環境におけるノイズレベルに相当する 。この方法とは別に戻り光 L2をもとに自動的に閾値を設定してもよい。
[0019] 2値ィ匕回路 18で生成された 2値ィ匕信号（図 2(b))は、レベルサンプリング回路 20と エッジサンプリング回路 21に出力される。また、各サンプリング回路 (20, 21)には、発 振器 22から特定の周波数のサンプリングクロック（図 3参照）が入力され、カウンタ回 路 23によるカウント値も入力される。このカウント値は、半導体レーザ 12から実際に パルス光 L1が出射されたタイミングで、 MPU25によってリセットされる。
[0020] レベルサンプリング回路 20とエッジサンプリング回路 21は、概略、図 3(a),(b)に示 す通り、サンプリングクロックにしたがって 2値化信号のデジタルサンプリングを行!、、 サンプリングクロックに同期した受信信号を生成する。そして、受信信号が立ち上が つている期間にカウンタ回路 23のカウント値を読み取ってメモリ 24に出力する。 ただし、メモリ 24に実際に出力されるカウント値は、レベルサンプリング回路 20によ るカウント値とエッジサンプリング回路 21によるカウント値との何れか一方である。本 実施形態では、例えば図 4に示す通り、レベルサンプリング回路 20とエッジサンプリ ング回路 21の後段にセレクタ 26を設け、セレクタ 26の切り替え制御を MPU25により 行い、何れか一方のカウント値をメモリ 24に出力させる。
[0021] また、 MPU25によるセレクタ 26の切り替え制御は、例えば図 5に示す通り、半導体 レーザ 12によるノ ルス光 L1の出射力もの経過時間に応じて自動的に行われる。つ まり、パルス光 L1の出射力 所定時間 tlが経過するまでの間（一般的に測定対象物 で反射した強いパルス光 L2によって増幅器 17が飽和し得る間）は、エッジサンプリン グ回路 21によるカウント値を選択してメモリ 24に出力する。そして、所定時間 tl以降 (パルス光 L2が弱くて増幅器 17が飽和しない間）は、レベルサンプリング回路 20によ るカウント値を選択してメモリ 24に出力する。
[0022] ここで、レベルサンプリング回路 20は、図 3(a)に示す通り、サンプリングクロックの立 ち上がりエッジで 2値ィ匕信号のレベルをラッチして、受信信号を生成する。この場合、 2値ィ匕信号の立ち上がり期間（図 2(b)の時系列信号のレベルが閾値より大きい期間と 一致）に、サンプリングクロックが立ち上がると、測定対象物で反射したパルス光 L2が 検出されたと判断して、受信信号のレベルを立ち上げる。また、 2値化信号の立ち下 カ^期間にサンプリングクロックが立ち上がると、パルス光 L2は検出されな力つたと判 断し、受信信号のレベルを立ち下げる。そして、受信信号の立ち上がり期間に、パル ス光 L1の出射力もパルス光 L2の検出までの時間差を計測し、カウンタ回路 23の力 ゥント値を図 4のセレクタ 26に出力する。
[0023] このようなレベルサンプリング回路 20では、サンプリングクロックが立ち上がるごとに 、 2値ィ匕信号の立ち上がり/立ち下がり状態に応じて、パルス光 L2の検出の有/無を 判断するため、基本的に全てのパルス光 L2の時間差を計測可能である。ただし、 2 値ィ匕信号の立ち上がり期間がサンプリングクロックの周期より短い場合 (例えば 2値ィ匕 信号のパルス (1)の期間など）や、ロジックのセットアップ/ホールドを満足できな！/、場 合は、その計測を行えないこともある。図 3(a)の例では、パルス (1)の期間での計測が 行われず、ノ ルス (2)ズ3)の期間での計測が行われたことになる。
[0024] また、上記のレベルサンプリング回路 20では、増幅器 17の飽和に起因して図 2の 時系列信号のパルス幅が本来のパルス幅より広 、異常値を示した場合、その分だけ 図 2(b),図 3(a)の 2値ィ匕信号のパルス幅も広くなり、受信信号の立ち上がり期間もその まま広がってしまうため、パルス光 L2の時間差を正確に計測できない。つまり、レべ ルサンプリング回路 20から図 4のセレクタ 26に出力されるカウント値が不正確になる
[0025] このため、本実施形態において、レベルサンプリング回路 20によるカウント値は、図 5の所定時間 tl以降 (パルス光 L2が弱くて増幅器 17が飽和しない間）に選択され、 メモリ 24に出力される。この期間は、増幅器 17が飽和せず、図 3(a)の 2値ィ匕信号の パルス幅が正常値を示すため、受信信号の立ち上がり期間も正常値を示し、パルス 光 L2の時間差を正確に計測することができ、正確なカウント値をメモリ 24に出力でき る。また、 S/N比が低くても、正確なカウント値をメモリ 24に出力できる。
[0026] ここで、図 5の所定時間 tlは、例えば、測距装置から 50mの距離にある物体からの 反射パルスを基準に設定すればよい。ただし、この所定時間 tlは、測距装置の使用 環境等を考慮し、使用者が適宜コントローラの設定値を変更できるようにしてもょ 、。 一方、エッジサンプリング回路 21では、図 3(b)に示す通り、 2値化信号の立ち上がり エッジで、サンプリングクロックとは非同期にラッチを行っている。そして、非同期ラッ チの後、 1つ目のサンプリングクロックの立ち上がりエッジでサンプルし、 2つ目のサン プリングクロックの立ち上がりエッジで非同期ラッチをクリアしている（セットアップ/ホー ルドを確保するため）。 1クロック間隔で 2つの信号を合成すればマスクされな 、。
[0027] この場合、 2値ィ匕信号の立ち上がりエッジ（図 2(b)の時系列信号のレベルが閾値未 満から閾値以上へ変化したタイミングと一致)で、パルス光 L2が検出されたと判断し て、エッジサンプノレを立ち上げる。そして、次に 1つ目のサンプリングクロックが立ち上 力 ¾と、受信信号のレベルを立ち上げる。また、 2値化信号の立ち下がりとは無関係 に、 2つ目のサンプリングクロックが立ち上がると、エッジサンプルを立ち下げ、受信 信号のレベルを立ち下げる。ただし、 2つのエッジサンプルの一方が立ち上がった状 態で、他方のエッジサンプルが立ち下げられても、受信信号のレベルの立ち下げは 行われず、立ち上がり状態が保持される。
[0028] このようなエッジサンプリング回路 21では、サンプリングクロックの周期に拘束される ことなく、 2値ィ匕信号の立ち上がりエッジのタイミングで、非同期に、パルス光 L2の時 間差を計測可能である。ただし、 2値ィ匕信号の立ち上がり期間が短くてホールド時間 が短すぎるような場合、その計測を行えな 、こともある。 また、上記のエッジサンプリング回路 21では、 S/N比が低下して 2値ィ匕信号の立ち 上がりエッジが不明確になってしまう（ノイズに対して信号の立ち上がりエッジの位置 が検出されにくくなる）と、パルス光 L2の時間差を正確に計測できない。つまり、エツ ジサンプリング回路 21から図 4のセレクタ 26に出力されるカウント値が不正確になる。 例えば、図 3(b)のパノレス (3)が真のパノレス光 L2に起因し、その前のパノレス (2)が偽の パルス光 L2 (例えば雨粒などで反射したノイズ成分）に起因する場合、そのノイズ成 分の影響でパルス (3)の立ち上がりエッジが不明確になると、カウント値が不正確にな る。
[0029] このため、本実施形態において、エッジサンプリング回路 21によるカウント値は、図 5に示すパルス光 L 1の出射力 所定時間 tlが経過するまでの間（測定対象物で反 射した強いパルス光 L2によって増幅器 17が飽和し得る間）に選択され、メモリ 24に 出力される。この期間は、 S/N比が良好であり、図 3(b)の 2値ィ匕信号の立ち上がりェ ッジが明確であるため、パルス光 L2の時間差を正確に計測することができ、正確な力 ゥント値をメモリ 24に出力できる。また、増幅器 17が飽和しても、正確なカウント値をメ モリ 24に出力できる。
[0030] このように、本実施形態の測距装置 10では、半導体レーザ 12によるパルス光 L1の 出射力も所定時間 tlが経過するまでの間（パルス光 L2によって増幅器 17が飽和し 得る間）、エッジサンプリング回路 21によるカウント値をメモリ 24に出力し、所定時間 t 1以降 (パルス光 L2が弱くて増幅器 17が飽和しない間）、レベルサンプリング回路 20 によるカウント値をメモリ 24に出力する。
[0031] ただし、 1つのパルス光 L1に起因して複数のカウント値が得られ、最小のカウント値 が所定時間 tlに対応するカウント値より小さい場合には、最小のカウント値のみを採 用してメモリ 24に出力し、それ以降のカウント値を排除することが好ましい。増幅器 1 7が仮に飽和してもエッジサンプリング回路 21によって得られた最小のカウント値は 正確である。また、それ以降のカウント値は、増幅器 17の飽和に起因して増幅器 17 が異常動作を起こすと不正確になる。したがって、上記のような場合に最小のカウント 値のみを採用することで、誤検出された不正確なカウント値を排除できる。
[0032] さらに、本実施形態の測距装置 10では、半導体レーザ 12がパルス光 L1の出射を 繰り返すごとに、上記と同様の時間差の計測 (メモリ 24へのカウント値の出力）を繰り 返す。そして、このような繰り返しの結果、メモリ 24には、繰り返し回数 (例えば 550回 )に応じて多数のカウント値が蓄積され、カウント値の度数分布が作成される。この度 数分布をヒストグラム化すると、例えば図 6のようになる。
[0033] MPU25は、半導体レーザ 12の発光タイミングの制御を終了すると、メモリ 24に蓄 積されたカウント値 (パルス光 L1の出射力 パルス光 L2の検出までの時間差)を用 いて、測定対象物までの距離を算出する。すなわち、例えば図 6に示すカウント値の 度数分布において最も度数の多い区間の時間差 t2に光速を乗じることにより、測定 対象物までの距離を算出する。この場合、サンプリングクロックが周波数 80MHz (周 期 12.5nsec)であれば 1.9mの分解能で距離を測定することができる。
[0034] 本実施形態の測距装置 10は、レベルサンプリング回路 20とエッジサンプリング回 路 21とを備え、レベルサンプリング回路 20とエッジサンプリング回路 21との何れか一 方によって計測される時間差を用いて距離を測定するため、ゲインが固定されている 一般的な増幅器 17を用いて信号を増幅する場合でも、近距離カゝら遠距離までの測 定を正確に行うことができる。さらに、一般的な増幅器 17を用いるため、測距装置 10 の低コスト化や小型化を実現できる。
[0035] また、図 5に示す通り、パルス光 L1の出射からの経過時間に応じて自動的にレべ ルサンプリング回路 20とエッジサンプリング回路 21との何れか一方を選択するので、 その選択を簡単かつ適切に行うことができる。
さらに、パルス光 L1の出射から所定時間 tlが経過するまでの間、エッジサンプリン グ回路 21によるカウント値を選択するため、増幅器 17が飽和しても正確なカウント値 を得ることができ、さらに、所定時間 tl以降は、レベルサンプリング回路 20によるカウ ント値を選択するため、 S/N比が低くても正確なカウント値を得ることができる。つまり 、 ノ ルス光 L1の出射力もの経過時間に拘わらず、常に、正確なカウント値を得ること ができる。したがって、近距離から遠距離までの正確な測定を確実に行える。
[0036] また、パルス光 L1の出射力 所定時間 tlが経過するまでの間、エッジサンプリング 回路 21によるカウント値を選択するため、特開 2002— 328170号公報に記載の遅 延回路を用いて重心計算を行う場合にもパルス幅の影響を受けずに正確な測定を 行える。このような測定方法の概略を説明すると、 MPU25が半導体レーザ 12の発 光タイミングを制御する際に、遅延回路を用 、て発光タイミングを所定量 (例えばサン プルクロックの 1/4程度)ずつ順次シフトさせながら、上記と同様の度数分布（図 6のヒ ストグラム）を作成し、得られた度数分布の所定区間（例えば 3クロック分の区間）で重 心計算を行うことによりパルス光 L1の出射力 パルス光 L2の検出までの時間差を算 出し、その結果を用いて距離を測定する手順となる。
[0037] ここで仮に、パルス光 L1の出射力 所定時間 tlが経過するまでの間にパルス幅が 広がっていたにも拘わらず、レベルサンプリング回路 20によるカウント値を選択するこ ととした場合を考える。この場合、図 7(a),(b)のヒストグラムの比較力も分力るように、パ ルス幅が広がった分だけヒストグラムのバラツキ区間も広がってしまうため、所定区間 で重心計算を行っても正確な重心 (パルス光 L1の出射力 パルス光 L2の検出まで の時間差)を算出できない。
[0038] これに対して、本実施形態のように、パルス光 L1の出射力 所定時間 tlが経過す るまでの間、エッジサンプリング回路 21によるカウント値を選択すると、図 8(a),(b)のヒ ストグラムの比較力 分力る通り、パルス幅が広がってもヒストグラムのバラツキ区間は 変化しない。このため、所定区間での重心計算により、常に正確な重心 (パルス光 L1 の出射力もパルス光 L2の検出までの時間差)を算出できる。そして、半導体レーザ 1 2の発光タイミングのシフト量の分だけ距離の測定分解能を向上させることができる。 (変形例 1)
なお、上記した実施形態では、エッジサンプリング回路 21において 2値ィ匕信号の立 ち上がりエッジでサンプリングクロックとは非同期にラッチした（図 3(b)) 1S 本発明は これに限定されない。増幅器の飽和の程度が小さいか無い場合には、 2値化信号の 立ち下がりエッジで非同期にラッチしてもよい。
[0039] さらに、上記した実施形態では、増幅器 17が飽和するか否かに応じてセレクタ 26 の切り替え制御の所定時間 tlを設定したが、本発明はこれに限定されない。例えば 増幅器の飽和が予想されるような場合、所定時間 tlの設定を、 S/N比の高低に応じ て行ってもよい。この場合、パルス光 L1の出射力 所定時間 tlが経過するまでの間（ パノレス光 L2が強くて S/N比が高い間）は、エッジサンプリング回路 21によるカウント 値を選択して、所定時間 tl以降 (パルス光 L2が弱くて S/N比が低い間）は、レベル サンプリング回路 20によるカウント値を選択することが好ましい。
[0040] また、上記した実施形態では、 2値ィ匕回路 18からの 2値ィ匕信号をレベルサンプリン グ回路 20とエッジサンプリング回路 21との双方に出力して、それぞれでパルス光 L1 の出射力もパルス光 L2の検出までの時間差を計測し、セレクタ 26の切り替え制御に より何れか一方の時間差 (カウント値)をメモリ 24に出力した力 本発明はこれに限定 されな 、。セレクタ 26を省略してレベルサンプリング回路 20とエッジサンプリング回路 21とのそれぞれに専用のメモリを設け、 MPU25が距離を算出するときに、何れか一 方のメモリに蓄積されたカウント値 (時間差)を選択するようにしてもよい。また、 2値ィ匕 回路 18力もの 2値ィ匕信号をレベルサンプリング回路 20またはエッジサンプリング回路 21に振り分け、何れか一方にて計測された時間差 (カウント値)をメモリ 24に出力す るようにしてちょい。
[0041] さらに、上記した実施形態では、パルス光 L1の出射からの経過時間に応じてセレク タ 26の切り替え制御を行い、レベルサンプリング回路 20によるカウント値またはエツ ジサンプリング回路 21によるカウント値を選択した（図 5)が、本発明はこれに限定さ れな 、。次の方法 (A)〜（D)の何れかを用いてレベルサンプリング回路 20による力 ゥント値またはエッジサンプリング回路 21によるカウント値を選択する場合にも、本発 明を適用できる。さらに、次の方法 (A)〜（D)と上記した経過時間による方法とを任 意に組み合わせてもよい。
[0042] 方法 (A)は、測定者による外部操作に応じて、レベルサンプリング回路 20による力 ゥント値またはエッジサンプリング回路 21によるカウント値を選択するものである。測 距装置 10の筐体に切り替えボタンを設けて、そのボタンの操作に応じてレベルサン プリング回路 20またはエッジサンプリング回路 21の選択を行うことが考えられる。切り 替えボタンとしては、例えば、近距離優先ボタンと遠距離優先ボタンとの少なくとも一 方を設けることが考えられる。ボタンの操作に応じて測定者が近距離優先を指示した 場合は、エッジサンプリング回路 21を強制的に選択し、遠距離優先を指示した場合 は、レベルサンプリング回路 20を選択することが好ま U、。
[0043] 方法 (B)は、閾値設定回路 19がパルス光 L1の出射前に推定した背景レベルに応 じて、レベルサンプリング回路 20またはエッジサンプリング回路 21の選択を行うもの である。背景レベルは S/N比の目安となるので、背景レベルそのものをレベルサンプ リング回路 20またはエッジサンプリング回路 21の選択に用いてもよいし、上記のよう に背景レベルに応じて 2値ィ匕回路 18に設定した閾値（図 2(b))を用いてもょ 、。閾値 設定回路 19は、背景レベルが小さいとき、 S/N比を上げるために閾値の設定を下げ る。このため、測定対象物の反射率が高いと、遠距離であっても、その反射パルス光 によって増幅器 17が飽和する可能性があり、エッジサンプリング回路 21を選択するこ とが好ましい。レベルサンプリング回路 20よりもエッジサンプリング回路 21の方が高 精度なため、遠距離であってもエッジサンプリング回路 21を優先することが好ましい 。さらに、パルス光 L1の出射 (本発光)前に、プリ発光を行い、そのときの反射光の強 度に応じてレベルサンプリング回路 20またはエッジサンプリング回路 21の選択を行 つてもよい。
[0044] 方法 (C)は、パルス光 L1を出射したときの戻り光の強度に応じて、レベルサンプリ ング回路 20またはエッジサンプリング回路 21の選択を行うものである。戻り光は、測 定対象物で反射したパルス光 L2や他の障害物 (例えば雨など)で反射したパルス光 や背景光などを含み、 S/N比の目安となる。このため、戻り光の強度そのものをレべ ルサンプリング回路 20またはエッジサンプリング回路 21の選択に用いてもよいし、戻 り光の平均強度を用いてもよいし、戻り光の強度に応じたノイズ低減のための閾値を 用いてもよい。戻り光の強度が所定値より強くなつたらエッジサンプリング回路 21を選 択し、所定値より弱くなつたら、レベルサンプリング回路 20を選択することが好ましい 。また、この場合、測距前にプリ測距を行い、プリ測距の戻り高によるデータを基にし てもよい。
[0045] 方法 (D)は、複数のパルス光 L1の出射によってメモリ 24に蓄積されたカウント値の 度数分布（図 6のヒストグラム)のうち、カウント値 (時間差)が所定値以下の区間（増幅 器 17が飽和し得る区間）における度数に応じて、レベルサンプリング回路 20または エッジサンプリング回路 21のカウント値の選択を行うものである。この場合、レベルサ ンプリング回路 20とエッジサンプリング回路 21とのそれぞれに専用のメモリを設け、 MPU25が距離を算出するときに、何れか一方のメモリに蓄積されたカウント値を選 択することが好ましい。
[0046] 例えば図 9(a)に示す通り、メモリ内の度数分布のうち「飽和し得る区間」に、度数が 閾値以上の区間（図中の区間 K1,K2に相当）が存在する場合には、増幅器 17が飽 和したと判断する。パルス光 L2を含む戻り光の強度が強いほど度数が増える傾向に ある力もである。そして、エッジサンプリング回路 21によるカウント値の方を選択する。 さらに、そのメモリ内の度数分布に複数のピーク (Κ1〜Κ3)が存在する場合、最小の カウント値のピーク (K1)を採用し、それ以降のカウント値のピーク (Κ2,Κ3)は異常波 形の可能性があるため排除することが好ましい。図 9(b)に示す度数分布では「飽和し 得る区間」に度数が閾値以上の区間が存在しないため、増幅器 17は飽和しな力つた と考えられ、全てのピーク (Κ4,Κ5)を正常波形として採用することができる。
[0047] また、上記した実施形態では、戻り光の強度変化に応じた時系列信号（図 2(a))を、 2値ィ匕回路 18において 2値ィ匕する例（図 2(b))を説明したが、本発明はこれに限定さ れない。 2値化を行わずに、パルス光 L1の出射力 パルス光 L2の検出までの時間 差を計測する場合にも、本発明を適用できる。
さらに、上記した実施形態では、増幅器 17が飽和するような場合にエッジサンプリ ング回路 21を選択する例で説明したが、本発明はこれに限定されない。その他、測 定対象物に依存して、戻り光に含まれるパルス L2の特性が変化する（例えばパルス 幅が広くなる）ことがある。例えば、厚みのあるガラスで反射したパルス光 L2や、平面 でない乱反射するような表面からのパルス光 L2は、そのパルス幅が広くなる。このよう な場合にも、エッジサンプリング回路 21を選択することにより（例えば切り替えボタン の操作により手動で選択することが好ましい）、距離の測定を正確に行える。
[0048] また、上記した実施形態では、レベルサンプリング回路 20によるカウント値とエッジ サンプリング回路 21によるカウント値との何れか一方を選択する例で説明した力 本 発明はこれに限定されない。レベルサンプリング回路 20によるカウント値とエッジサン プリング回路 21によるカウント値との双方を用いて距離を算出する場合にも、本発明 を適用できる。
(変形例 2)
上記した実施形態では、 S/N比が低下して 2値ィ匕信号の立ち上がりエッジが不明 確になると、エッジサンプリング回路 21から図 4のセレクタ 26に出力されるカウント値 が不正確になるとの説明を行ったが、この場合、予めオフセット量を設定して測距値 を修正し、表示するようにしてもよい。
(変形例 3)
上記した実施形態では、ノ ルス光 L1の出射力も所定時間 tlが経過するまでの間 はエッジサンプリング回路 21、所定時間 tl以降はレベルサンプリング回路 20により カウント値をメモリ 24に出力している力 本発明はこれに限定されない。
[0049] 所定時間 tl以降に増幅器が飽和することが確認された場合、または、予め所定時 間 tl以降に増幅器が飽和することが予測される場合には、所定時間 tl以降または 全時間領域に渡って、エッジサンプリング回路 21によりカウント値をメモリ 24に出力さ れるようにしてもよい。
この場合、増幅器の飽和を検出する手段を設けてもよい。例えば、予め検出信号の 正常と思われる範囲のノ ルス幅を記憶しておき、それを超えた場合には、レベルサン プリングは不能と判断して、エッジサンプリングに切替えるようにすることが可能である
[0050] または、所定値を超える強度の反射光が入射した場合、増幅器が飽和することが 予測されることから、この場合にはエッジサンプリングを採用するようにしてもよい。こ れらのサンプリング回路の切換えは、検出値により自動制御されることが好ましいが、 サンプリング方法を切替えるよう使用者に通知するようにし、これを確認した使用者が 、手動でサンプリング方法を切替えるようにしてもょ 、。
[0051] この場合、測距装置 10の MPU25に接続された第 1および第 2の操作ボタン (例え ば次に説明する図 10の操作ボタン 31, 32を参照）の切り換えモードに、エッジサンプ リングモードとレベルサンプリングモードとの切換え機能を備えるようにすればよい。 (変形例 4)
さらに、図 10に示す通り、上記の MPU25の内部にコントローラ 30を設け、このコン トローラ 30に対して、第 1および第 2の操作ボタン 31,32からの操作信号を入力しても よい。これらの操作ボタン 31, 32を操作することで、次に説明する 2種類の測定モード を切り換えることができる。第 1の測定モードは「遠距離モード」であり、第 2の測定モ ードは「近距離モード」である。
[0052] 「遠距離モード」とは、算出された複数の測距値のうち、測距装置から最も離れてい る物体までの距離を、物体までの測距値と見なすモードである。または、測距値を算 出するために受信された複数の反射信号のうち、測距装置力 最も離れている物体 力もの反射信号を物体までの信号と見なし、測距値を算出するモードである。
「近距離モード」とは、算出された複数の測距値のうち、測距装置から最も近い物体 までの距離を、物体までの測距値と見なすモードである。または、測距値を算出する ために受信された複数の反射信号のうち、測距装置力 最も近い物体力 の反射信 号を物体までの信号と見なし、測距値を算出するモードである。
[0053] コントローラ 30は、被測定物までの距離を算出する距離算出器 (33〜38)を有する 。また、距離算出器 (33〜38)は、モード判断部 33、カウント部 34、表作成部 35、距 離判定部 36、閾値選択部 37および距離選択部 38を有して ヽる。
操作ボタン 31, 32の操作により測定モードが切り換えられるとき、操作ボタン 31, 32 力もの操作信号に応じて、コントローラ 30内のモード判断部 33が測定モード (遠距離 モードまたは近距離モード)の判断を行う。そして、被測定物までの距離を判定する ために、測定モードに応じた度数分布表 (ヒストグラム）上の判定閾値が、コントローラ 30内の閾値選択部 37により選択される。
[0054] 測定モードが予め近距離モードに設定されていたとき、測定モードを遠距離モード に切り換える場合、操作ボタン 32を所定の時間（例えば 1.5秒間）操作した後、さらに 操作ボタン 31を所定の時間（例えば 2秒間）操作する。この場合、操作ボタン 31から の操作信号に基づいて、コントローラ 30内のモード判断部 33により、測定モードが遠 距離モードに設定されたことが判断される。そして、選択された測定モード (この場合 は遠距離モード）に応じた距離判定のための判定閾値が閾値選択部 37により選択さ れる。
[0055] 遠距離モードが選択された場合、コントローラ 30は、受信信号が第 2計測手段であ るレベルサンプリング回路 20に送信されるように制御する。これにより、予め遠距離 側の受信信号を受信することが判って 、るので、近距離側の受信器の飽和の恐れが なぐより精度の高いレベルサンプリングによる処理を行うことができる。 さらに、近距離モードが選択された場合、コントローラ 30は、受信信号が第 1計測手 段であるエッジサンプリング回路 21に送信されるように制御する。これにより、予め近 距離側の受信信号を受信することが判っているので、受信器が飽和すること予め防 止することができる。

Claims

請求の範囲
[1] 測定対象物に向けて第 1パルス光を出射する出射手段と、
前記測定対象物で反射した第 1パルス光を検出して、該第 1パルス光の強度変化 に応じた信号を出力する光検出手段と、
前記信号の強度が所定値より大きい期間に、前記第 1パルス光の出射力も検出ま での時間差を計測する第 1計測手段と、
前記信号の強度が所定値未満から該所定値以上へ変化したタイミングで、前記第
1パルス光の出射力 検出までの時間差を計測する第 2計測手段と、
前記第 1計測手段と前記第 2計測手段との少なくとも一方によって計測される時間 差を用いて、前記測定対象物までの距離を算出する算出手段とを備えた
ことを特徴とする測距装置。
[2] 請求項 1に記載の測距装置において、
前記算出手段は、前記第 1パルス光の出射からの経過時間に応じて、前記第 1計 測手段による時間差または前記第 2計測手段による時間差を選択し、前記測定対象 物までの距離を算出する
ことを特徴とする測距装置。
[3] 請求項 1に記載の測距装置において、
前記算出手段は、測定者による外部操作に応じて、前記第 1計測手段による時間 差または前記第 2計測手段による時間差を選択し、前記測定対象物までの距離を算 出する
ことを特徴とする測距装置。
[4] 請求項 1に記載の測距装置において、
前記第 1パルス光の出射前に該第 1パルス光の背景レベルを推定する推定手段を 備え、
前記算出手段は、前記背景レベルに応じて、前記第 1計測手段による時間差また は前記第 2計測手段による時間差を選択し、前記測定対象物までの距離を算出する ことを特徴とする測距装置。
[5] 請求項 1に記載の測距装置において、 前記算出手段は、前記第 1パルス光の強度に応じて、前記第 1計測手段による時 間差または前記第 2計測手段による時間差を選択し、前記測定対象物までの距離を 算出する
ことを特徴とする測距装置。
[6] 請求項 1に記載の測距装置において、
前記出射手段は、複数の前記第 1パルス光を順に出射し、
前記算出手段は、前記第 1計測手段による時間差と前記第 2計測手段による時間 差との少なくとも一方に関わる度数分布を作成し、該度数分布のうち時間差が所定 値以下の区間における度数に応じて、前記第 1計測手段による時間差または前記第 2計測手段による時間差を選択し、前記測定対象物までの距離を算出する
ことを特徴とする測距装置。
[7] 請求項 1に記載の測距装置において、
前記第 1計測手段は、前記信号を 2値化し、該 2値化によって生成される信号の強 度を所定周波数のサンプリングクロックとは非同期にラッチした後、該サンプリングク ロックの 1つ目の立上がりエッジでサンプルして、 2つ目の立上がりエッジでクリアする ことにより、前記時間差を計測し、
前記第 2計測手段は、前記信号を 2値化し、該 2値化によって生成される信号の強 度を前記サンプリングクロックの立上がりエッジでラッチすることにより、前記時間差を 計測する
ことを特徴とする測距装置。
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