WO2005125071A1

WO2005125071A1 - 受信装置及び受信方法

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Publication number: WO2005125071A1
Application number: PCT/JP2005/010938
Authority: WO
Inventors: Kiyoshi Yajima
Original assignee: Pioneer Corporation
Priority date: 2004-06-17
Filing date: 2005-06-15
Publication date: 2005-12-29
Also published as: JPWO2005125071A1; US20080043862A1; EP1768289A1; JP4326015B2

Abstract

　同期確立用の先行信号と、特定周波数の特定波を含むデータ本体部とを有するパケット信号を受信する。先行信号の周波数誤差に基づいてパケット信号の周波数誤差を時間軸上で補正する一次補正手段と、一次補正後のパケット信号を復調信号に復調する復調手段と、特定波を用いて復調信号の周波数誤差を周波数軸上で補正する二次補正手段と、先行信号の周波数誤差のばらつきに応じて二次補正の実行頻度の指標となる二次補正制御信号を生成する制御信号生成手段とを備える。二次補正手段では、生成された二次補正制御信号に基づいて、二次補正の実行頻度が可変とされる。

Description

受信装置及び受信方法

技術分野

[0001] 本発明は、例えば OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重)変調方式等に基づくパケット信号を受信する受信装置、及びそのような受信方法の技術分野に関する。

背景技術

[0002] この種の受信装置では、パケット信号を受信する際の同期確立において、信号周波数の誤差を補正する処理が行われる。この処理をディジタル的に行う場合、演算量が多いために、演算速度を高速ィ匕しなければならい。そこで、演算量やメモリ量を削減するような工夫がなされて、る。

[0003] 例えば、特許文献 1又は特許文献 2に記載された技術によれば、周波数誤差補正の 2段階の処理のうち、一次補正処理の結果残留することになつた絶対位相誤差を、二次補正処理で補正する前提で、信号処理方法を工夫することで一次補正処理に用いる補正信号用のテーブルを格納するメモリ量の削減を図っている。

[0004] 特許文献 1 :特開 2001— 223662号公報

特許文献 2：特開 2003 - 333009号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0005] し力しながら、現状にぉ、ては、演算量やメモリ量の削減を通して、更なる処理の高速ィ匕が求められている。

[0006] 本発明は、例えば上記問題点に鑑みなされたものであり、受信信号の周波数誤差を効率よく補正することが可能な受信装置及び受信方法を提供することを課題とする課題を解決するための手段

[0007] (受信装置）

本発明の受信装置は上記課題を解決するために、同期確立用の先行信号と、該先行信号に後続すると共に搬送波によりデータが所定データ単位で搬送されており且つ特定周波数の特定波を含むデータ本体部とを有するパケット信号を受信する受信装置であって、前記パケット信号に対し、前記先行信号の周波数誤差に基づいて周波数誤差を時間軸上で補正する一次補正を施す一次補正手段と、該一次補正が施されたパケット信号を、前記搬送波毎に周波数軸上の復調信号に復調する復調手段と、前記復調信号に対し、前記特定波を用いて周波数誤差を周波数軸上で補正する二次補正を施す二次補正手段と、前記先行信号の周波数誤差のばらつきに応じて、前記二次補正の実行頻度の指標となる二次補正制御信号を生成する制御信号生成手段とを備えており、前記二次補正手段では、前記生成された二次補正制御信号に基づ、て、前記二次補正の実行頻度が可変とされる。

[0008] 本発明の受信装置によれば、受信信号の同期確立に際し、 2段階の周波数誤差補正を施す。即ち、受信されたパケット信号を復調する際に、その周波数誤差に対し、同期確立用の先行信号を用いる一次補正、特定の信号成分とその参照信号とを用いる二次補正を施す。同期確立用の先行信号は、独立したパケットの夫々に付加される信号であり、例えば、一般にプリアンブル信号と呼ばれる信号がこれに対応する。本発明に係る受信装置は、受信信号が、このような先行信号を備えると共に、先行信号に続くデータ本体部に、データを搬送する搬送波 (キャリア）と特定周波数の特定波とを含むようなパケットで構成される場合、例えば OFDM信号や CDMA (Code Division Multiple Access)方式による信号等に対して適用される。

[0009] 一次補正では、先行信号の周波数誤差に基づ!、て、パケット信号の周波数誤差が時間軸上で補正される。一次補正後、信号は復調される。二次補正では、パイロットキャリア等の特定波を用いて、復調信号の周波数誤差が周波数軸上で補正される。二次補正は、一次補正で周波数を粗調整された信号に対し、補正精度を更に高める目的で施されるが、実際に一次補正だけで十分な場合には省略されてよい。そこで、本発明の受信装置は、一次補正で用いる先行信号の周波数誤差のばらつきに応じて、二次補正の実行頻度を変えることができるように構成されて、る。

[0010] 即ち、制御信号生成手段においては、先行信号の周波数誤差のばらつきから、二次補正を搬送されるデータに対しどの程度の頻度で行えばよいかといつた、補正頻度の指標値が求められる。補正頻度の指標値は、二次補正制御信号の形式をとつて制御手段に送出される。制御手段は、二次補正制御信号に基づいて動的に二次補正の頻度を変化させる。

[0011] ここでいう「周波数誤差のばらつき」とは、一次補正における周波数誤差の"ばらつき具合"を表す指標値を意味し、具体的には、統計数学的な分散、或いは誤差値の範囲等として検出することができる。但し、この「ばらつき」は、必ずしも検出されるものとは限らず、また必ずしも周波数誤差それ自体力求められずともよい。例えば、周波数誤差の演算途中に派生する計算値であっても、それらが周波数誤差と対応関係を有していれば、間接的に得られた「周波数誤差のばらつき」として、これを援用することがでさる。

[0012] また、「実行頻度が可変とされる」とは、二次補正手段から見て、直接或いは間接的に実効頻度が二次補正制御信号に応じて変わるように構成されて、る、 t 、う意味であり、そのような構成の具現ィ匕方法については特に問わない。具体例としては、二次補正手段の動作が、何らかの制御手段に制御される場合や、二次補正制御信号によって直接に制御される場合、更に二次補正手段を制御するのではなぐ二次補正手段に対する信号入力経路を制御する場合等が挙げられる。尚、この場合の「可変とする」とは、実行頻度の多寡を変化させることだけでなぐ実行しないようにする場合も含んでいる。

[0013] このように一次補正における周波数誤差に応じて二次補正の実行頻度を可変とすることにより、必要な場合だけ二次補正を行うことができ、効率のよい補正処理が可能となる。尚、本発明の制御信号生成手段における、先行信号の周波数誤差のばらつきによれば、受信信号におけるドップラーフェージングの発生状況を識別することが可能である。

[0014] 本発明の受信装置の一態様では、前記生成された二次補正制御信号に基づいて、前記二次補正の実行頻度が可変となるように前記二次補正手段を制御する制御手段を更に備えている。

[0015] この態様によれば、二次補正手段は、その実行頻度が制御手段に制御される。この場合には、制御手段に動作が制御されるために、二次補正手段は、補正すべきではないタイミングで二次補正を施したり、その補正後の信号を出力したりする誤動作を起こすおそれが防止され、適正な補正処理を行うことができる。

[0016] 本発明の受信装置の他の態様では、前記復調信号を、選択的に、前記二次補正手段を介して出力させるか又は前記第二次補正手段を介することなく出力させるスィツチ手段と、前記生成された二次補正制御信号に基づいて、前記二次補正の実行頻度が可変となるように前記スィッチ手段を制御する制御手段を更に備えている。

[0017] この態様によれば、二次補正手段が実質的に復調信号に補正を施す力否かは、二次補正手段に入力されるか、二次補正手段を迂回するかに復調信号の経路を切り換えるスィッチ手段の動作によって決定される。そして、スィッチ手段の切り替えタイミングを制御手段が制御することにより、二次補正手段へ復調信号が入力されるタイミング、つまり二次補正の実行頻度が制御される。この場合、二次補正手段は、補正すべきではないタイミングには信号が入力されないので、誤動作を起こすおそれが防止され、適正な補正処理を行うことができる。

[0018] 本発明の受信装置の他の態様では、前記制御信号生成手段は、前記周波数誤差のばらつきを検出する検出手段を含み、該検出されたばらつきに応じて前記二次補正制御信号を生成する。

[0019] この態様によれば、周波数誤差のばらつきは、制御信号生成手段の検出手段において、一次補正における周波数誤差に基づいて検出される。具体的には、統計数学的な分散、或いは誤差値の範囲等として検出される。二次補正制御信号は、この検出結果に応じて生成される。そのため、簡便かつ確実に、二次補正の実行頻度の指標を得ることができる。

[0020] 本発明の受信装置の他の態様では、前記一次補正手段は、前記先行信号と前記先行信号を遅延させた遅延信号との複素乗算により複数個の乗算データを算出し、該複数個の乗算データのうち m (但し、 mは自然数)個分のデータ長の時間窓で切り取られたデータ列の加算平均値を求め、該加算平均値に基づいて前記周波数誤差を検出すると共に、前記制御信号生成手段は、前記複数個の乗算データ力 n (但し、 nは自然数)個分のデータ長の時間窓で切り取られたデータの加算平均値を求め、該加算平均値のばらつきを前記周波数誤差のばらつきとして検出する。 [0021] この態様によれば、制御信号生成手段は、一次補正手段で得られる複数個の乗算データが入力されると、これらのデータについて時間窓による加算平均値を求め、更に、加算平均値のばらつきを求める。最終的には、加算平均値のばらつきに応じて二次補正制御信号を生成する。

[0022] 一方、一次補正においては、パケット毎に送出されてくる先行信号の自己相関を利用することにより、周波数誤差が検出される。この処理で算出される自己相関値は、所定の時間窓内の乗算データを加算平均して求められる。即ち、この場合には、同じ乗算データに対し、一次補正手段と制御信号生成手段とが、互いに別々に加算平均処理を施すように構成されて、る。夫々が採用する時間窓の大きさ（データ長）は、同じであってもよ、が、互いに独立に設定することが可能である。

[0023] 一次補正において適正な誤差補正量を得るためには、比較的長い時間幅における周波数誤差を得る必要があり、加算平均するデータ数 (即ち、 mの値）は大きい方が好ましい。一方、周波数誤差のばらつき度合いを精度良く見るためには、比較的短い時間幅における周波数誤差を得ることが必要であり、加算平均するデータ数 (即ち、 nの値）は小さい方が好ましい。

[0024] 従って、一次補正手段と制御信号生成手段とで、加算平均に対する条件設定を処理目的に応じて異ならせるようにすれば、一次補正、及び二次補正頻度の制御を、精度良く実行することが可能となる。

[0025] 本発明の受信装置の他の態様では、前記一次補正手段は、前記先行信号と前記先行信号を遅延させた遅延信号との複素乗算により複数個の乗算データを算出し、該複数個の乗算データのうち m (但し、 mは自然数)個分のデータ長の時間窓で切り取られたデータ列の加算平均値を求め、該加算平均値に基づいて前記周波数誤差を検出すると共に、前記制御信号生成手段は、前記加算平均値のばらつきを、前記周波数誤差のばらつきとして検出する。

[0026] この態様によれば、制御信号生成手段は、一次補正手段で得られる加算平均値についてばらつきを求め、この演算結果から二次補正制御信号を生成する。

[0027] この場合、制御信号生成手段には、一次補正手段で算出される先行信号の自己相関値 (即ち、データ m個分の時間窓内の乗算データを加算平均した値)が入力される。そして、入力される加算平均値のばらつきに応じて、二次補正制御信号が生成される。よって、加算平均処理に係る回路が一次補正手段と制御信号生成手段とで共用化されるために、回路規模を縮小することが可能である。

[0028] 本発明の受信装置の他の態様では、前記制御信号生成手段は、前記受信されたパケット 'モード信号の信号長に基づいて、前記周波数誤差のばらつきを検出する。

[0029] この態様によれば、パケット 'モード信号の信号長を更に指標として二次補正の頻度が制御される。よって、二次補正の頻度を更に効率よく制御することが可能となる。

[0030] (受信方法）

本発明の受信方法は上記課題を解決するために、同期確立用の先行信号と、該先行信号に後続すると共に搬送波によりデータが所定データ単位で搬送されており且つ特定周波数の特定波を含むデータ本体部とを有するパケット信号を受信する受信方法であって、前記パケット信号に対し、前記先行信号の周波数誤差に基づいて周波数誤差を時間軸上で補正する一次補正を施す一次補正工程と、該一次補正が施されたパケット信号を、前記搬送波毎に周波数軸上の復調信号に復調する復調工程と、前記復調信号に対し、前記特定波を用いて周波数誤差を周波数軸上で補正する二次補正を施す二次補正工程と、前記先行信号の周波数誤差のばらつきに応じて、前記二次補正の実行頻度の指標となる二次補正制御信号を生成する制御信号生成工程とを含み、前記二次補正工程では、前記生成された二次補正制御信号に基づ、て、前記二次補正の実行頻度が可変とされる。

[0031] 本発明の受信方法は、上述した本発明の受信装置と同様の作用及び効果を奏する。

[0032] 以上説明したように、本発明の受信装置によれば、一次補正手段、二次補正手段、及び制御信号生成手段を備えるので、受信されたパケット信号の周波数誤差を効率よく補正することが可能であり、リソースの有効活用、二次補正手段ないし受信装置の省電力化が可能となる。

[0033] また、本発明の受信方法によれば、一次補正工程、二次補正工程、及び制御信号生成工程を備えるので、受信されたパケット信号の周波数誤差を効率よく補正することが可能であり、リソースの有効活用、二次補正手段ないし受信装置の省電力化が可能となる。

図面の簡単な説明

[0034] [図 1]本発明の実施例に係る受信装置における、主要部の一構成例を示すブロック図である。

[図 2]実施例の受信装置に入力される OFDM信号のパケット構成を示す図である。

[図 3]実施例の受信装置に入力される OFDM信号のサブキャリア配置を示す図である。

[図 4]実施例の受信装置におけるばらつき演算回路の一例を示すブロック図である。

[図 5]実施例に係るばらつき演算回路における二次補正制御信号の生成用のテープルの構成を示す概念図である。

[図 6]実施例の受信装置の動作手順を示すフローチャートである。

[図 7]実施例に係るばらつき演算回路の変形例を示すブロック図である。

符号の説明

[0035] 100…一次補正手段、 10· ··遅延回路、 11…符号反転回路、 12…複素乗算回路、 13、 16· ··ばらつき演算回路、 13&· ··Νサンプル加算平均回路、 13b…ばらつき度チエッカー、 13cr Mサンプル加算平均回路、 13d…最適値選択回路、 113· ·· (二次補正制御信号の生成用の)テーブル、 14…補正信号メモリ、 15· ··乗算器、 30—TF T回路、 200…二次補正手段、 20…複素乗算回路、 21· ··参照信号メモリ、 22· ··符号反転回路、 23· ··平均化回路、 24…複素乗算回路、 25…符号反転回路、 40· ··制御部、 41、 42· ··スィッチ、 SI、 SQ…サンプルデータ、 Δ Ι、 A Q…周波数誤差、 S2 …二次補正制御信号。

発明を実施するための最良の形態

[0036] 以下、本発明を実施するための最良の形態について実施例を挙げて図面に基づいて説明する。

[0037] (実施例）

以下、図面を参照して、本発明の実施例について説明する。

[0038] 本発明に係る実施例について、図 1から図 5を参照して説明する。ここに図 1は、本実施例における受信装置の主要部の構成を示している。図 2は、この受信装置において受信される OFDM信号の時間軸上の構成を示しており、図 3は、 OFDM信号の周波数軸上の構成を示している。図 4は、周波数誤差補正用の回路のうち、ばらつき演算回路の構成を示している。図 5は、ばらつき演算回路における二次補正制御信号の生成に用いられるテーブルを示して、る。

[0039] (受信装置の構成）

本実施例に係る受信装置は、受信信号をデータに復調する機能を有し、復調に際して受信信号の同期処理を行うように構成されている。この受信装置は、例えば IEE E802.11aや HIPERLAN/2のように、 OFDM変調方式を採用し、同期確立用のプリアンブル信号と、これに後続するデータ本体部として特定周波数のパイロットキャリアを含んだペイロード部 (パケットペイロード部）とを有するパケット信号を対象とした通信技術に適用される。

[0040] 図 1において、受信装置は、周波数誤差の補正を行う一次補正手段 100及び二次補正手段 200を含み、補正を一次補正、二次補正の 2段階に行うように構成されている。二次補正は、一次補正で周波数を粗調整された信号に対して、補正精度を更に高める目的で施されるが、実際に一次補正だけで十分な場合には省略されてよい。そして、一次補正手段 100の後段、かつ、二次補正手段 200の前段に、本発明に係る「復調手段」の一例としての FFT (Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路 30が設けられている。更に、制御部 40は、全体の動作制御を行うために設けられると共に、ここでは、本発明に係る「制御手段」の一例として、二次補正制御信号 S2 に基づ!/、て二次補正手段 200の動作頻度を制御する機能をも有して、る。

[0041] 図 2に示したように、 OFDM信号における一パケットは、例えば、プリアンブル信号、 SIGNAL,及びデータ（データ 1、データ 2、 ···）力も構成される。プリアンブル信号は、同期確立に用いられる既知の固定パターンからなり、ショートシンボルとロングシンボルとが規定されている。ショートシンボルとロングシンボルとは、周波数誤差補正の他にも、夫々、信号のゲイン設定やチャネル推定等に利用される。即ち、本実施例では、プリアンブル信号が、本発明の「先行信号」の一具体例に対応している。 SIG NALは、伝送速度や伝送されるデータ量等の情報を示すフィールドである。各パケットの先頭には、シンボル (一つの搬送波により搬送される所定データ単位)の最後の部分がコピーされたガードインターバル（Guard Interval : GI)が付カ卩され、シンボル間干渉による信号劣化が防止される。

[0042] 一次補正手段 100は、受信された OFDM信号に対する一次補正として、そのプリアンブル信号における周波数誤差に基づくシンボル単位の相対位相誤差を補正する機能を有している。この一次補正手段 100は、遅延回路 10、符号反転回路 11、複素乗算回路 12、ばらつき演算回路 13、補正信号メモリ 14及び乗算器 15を含んでなる。ここで、複素乗算回路 12は、プリアンブル信号とその遅延信号との複素乗算を行い、その演算結果として、同相 I成分及び直交 Q成分に対応してサンプルデータ SI及び SQを出力するように構成されている。ばらつき演算回路 13は、プリアンブル信号における周波数誤差 Δ Ι、 A Qを出力すると同時に、二次補正制御信号 S2を出力するように構成されている。補正信号メモリ 14は、予め、周波数誤差 Δ Ι、 A Qに基づく一次補正用の補正信号が記録されたテーブルを有して、る。

[0043] FFT回路 30は、一次補正が施された OFDM信号を、サブキャリア毎に周波数成分に展開するように構成されている。即ち、 OFDM信号を復調するという基本的な機能を有している。

[0044] 二次補正手段 200は、 FFT回路 30の後段に設けられ、 FFT処理後の信号に対し、二次補正として、シンボル毎の残留位相誤差を、パイロットキャリアを用いて補正する機能を有している。本発明の「特定波」の一具体例たるパイロットキャリアは、図 3に示したように、シンボル毎に周波数変換された信号上で、データの搬送波（キャリア）であるサブキャリアとは別に、例えば一定間隔の特定周波数に夫々配置されている。尚、二次補正手段 200は、複素乗算回路 20、参照信号メモリ 21、符号反転回路 22 、平均化回路 23、複素乗算回路 24及び符号反転回路 25から構成される。

[0045] 本実施例における一次補正手段 100では、ばらつき演算回路 13において、複素乗算回路 12の出力値に対するばらつきが検出され、検出されたばらつきに応じて二次補正の実行頻度の指標となる二次補正制御信号 S2が生成される。

[0046] 図 4において、ばらつき演算回路 13は、二次補正制御信号 S2の生成に用いられる Nサンプル加算平均回路 13a、及び、ばらつき度チェッカー 13bと、一次補正の補正信号 Δ Ι、 A Qの生成に用いられる Μサンプル加算平均回路 13c及び最適値選択回路 13dとで構成される。

[0047] Nサンプル加算平均回路 13aは、複素乗算回路 12から出力される複数個のデータのうち N個分のデータ長の時間窓で切り取られたデータについての加算平均値を求めるように構成されている。

[0048] ばらつき度チェッカー 13bは、 Nサンプル加算平均回路 13aの出力を一時的にメモリに保存し、それらのばらつきを、例えば以下の式 1に基づく分散値 (式 1では σ )として求めるように構成されて、る。

[0049] σ =∑ (xi-X)V(n- l) …ひ）

(但し、 i= l〜n、 xiは個々の加算平均値、 Xは xiの平均値、 nはデータの数）ここでは、分散値と二次補正の頻度とを対応させたテーブル 113 (図 5参照）により、分散値から二次補正頻度が決定され、この補正頻度情報は制御部 40に送出される。尚、これら Nサンプル加算平均回路 13a、及び、ばらつき度チェッカー 13bが、本発明における「制御信号生成手段」の一具体例に対応して、る。

[0050] Mサンプル加算平均回路 13cは、複素乗算回路 12から出力される複数個のデータのうち M個分のデータ長の時間窓で切り取られたデータについての加算平均値を求めるように構成されている。尚、 Nと Mの値は、予め設定される。これらは夫々独立に設定され、同一である必要はない。但し Mサンプル加算平均回路 13cでは、一次補正において適正な誤差補正量を得るためには、比較的長い時間幅における周波数誤差を得る必要があり、そのためには加算平均するデータ個数 (即ち、 mの値)を大きくすることが好ましい。これに対し、周波数誤差のばらつき度合いを精度良く見るためには、比較的短い時間幅における周波数誤差を得ることが必要であり、そのために Nサンプル加算平均回路 13aでは、加算平均するデータ個数 (即ち、 nの値)を小さくすることが好ましい。

[0051] 最適値選択回路 13dは、 Mサンプル加算平均回路 13cの出力に基づいて、最終的に一次補正に用いる補正量 (位相変動量)を選択するように構成されて、る。その選択方法は、 Mの設定値 (即ち、加算平均値 1つに対するサンプル数）によっても変わってくるが、自由に設定されてよい。例えば、メジアン（中央値）、多数入力される M サンプル加算平均値のうち最後の入力値などと設定することができる。また、 M値を全サンプルの数として、唯一つ得られる、全データの加算平均値を位相変動量としてちょい。

[0052] (受信装置の動作）

次に、本実施例に係る受信装置の動作、特に周波数誤差の補正に係る処理について図 1と共に図 6のフローチャートを参照して説明する。以下では、先に基本的な補正処理について説明し、その後、二次補正頻度の制御について説明する。

[0053] 図 6において、パケットィ匕された OFDM信号が受信されると (ステップ S 10)、図 1に示した周波数誤差補正用の回路に送出される。

[0054] 続いて、一次補正手段 100の遅延回路 10は、受信信号（同相 I成分、直交 Q成分）のうちプリアンブル信号について、 16T(T:サンプルクロック）だけ遅延させる。符号反転回路 11は、遅延させた直交 Q成分の符号を反転する。そして、複素乗算回路 1 2は、プリアンブル信号の同相 I成分、直交 Q成分と、遅延させた複素共役成分とを複素乗算し、サンプルデータ SI及び SQを出力する。このサンプルデータ SI及び SQは、本発明における「乗算データ」に相当し、 "16サンプル分の位相変動量"に相当する。更に、ばらつき演算回路 13において、 Μサンプル加算平均回路 13cが、入力されるサンプルデータ SI及び SQに対し、 Mサンプルの時間窓を用いて加算平均値を求める。例えば Mを 32に設定した場合には、サンプルデータ SI又は SQのうち、時間窓で切り取られた 32個のデータが加算され、平均化される。得られた加算平均値は、最適値選択回路 13dに入力され、例えばそれらのメジアン等として、プリアンブル信号に対する周波数誤差（16T分の位相回転量） Δ Ι、 A Qが求められる。周波数誤差 Δ Ι、 A Qは、補正信号メモリ 14に出力される。そして、補正メモリ 14は、テーブルから、周波数誤差 Δ Ι、 A Qに対応する補正信号を抽出し、出力する。更に、乗算器 15 において、この補正信号を元の受信信号に乗算することにより、一次補正が施される (ステップ S 11)。

[0055] このような一次補正 (ステップ S 11)の実行と相前後して又は並行して、二次補正制御信号 S2が生成される。即ち、一次補正におけるばらつき演算回路 13は、 Νサンプル加算平均回路 13aにおいて、サンプルデータ SI及び SQが入力されると、 Nサンプルの時間窓を用いて加算平均値を出力する。即ち、サンプルデータ SI及び SQは、 Nサンプル加算平均回路 13aと Mサンプル加算平均回路 13cとに同時並行的に入力され、夫々異なる処理に用いられることになる。 Nサンプル加算平均回路 13aにおいて、例えば Nを 1に設定した場合には、演算処理は実質行われず、プリアンブル信号とその遅延信号との間の位相変動分がそのままばらつき度チェッカー 13bに入力される。 Nサンプル加算平均回路 13aが出力する Nサンプル毎の加算平均値は、ばらつき度チェッカー 13bに入力され、ー且格納される。そして、これらの値の分散が求められる。この分散値は、後述する周波数誤差 Δ Ι、 A Qのばらつきを表している。即ち、分散値が大きいほど、周波数誤差 Δ Ι、 A Qが大きいといえる。本発明の発明者によれば、周波数誤差 Δ Ι、 Δ (気が大きいと、一定の補正精度を得るにはそれだけ二次補正の回数を増やす必要があるが、逆に周波数誤差 Δ Ι、 A Qが小さいと、二次補正が殆ど或いは全く必要ではないこともあり得る。そこで、ばらつき度チェッカー 13b では、分散値を指標とすることにより、周波数誤差 Δ Ι、 A Qの大きさに応じて二次補正の頻度が設定される。具体的には、テーブル 113により、得られた分散値に対応付けられた二次補正の頻度が抽出される。この二次補正の頻度は、例えば「いくつのシンボル毎にパイロットキャリアを用いた二次補正を行なうか」を示したものであり、二次補正制御信号 S 2に対応している。例えば、その値力^ η」であれば、（n—l)シンポルおきに二次補正を行うことを指示するようにする。その場合、テーブル 113の値力^ 1」であれば、シンボル毎に補正し、「2」であれば、 1シンボルおきに補正することを意味している。「0」は、「二次補正を行わない」旨を示すようにするとよい。「0」となる場合としては、周波数誤差 Δ Ι、 A Q又はこれに相当する計算値のデータが 1個しかなく、ばらつきがないものとして処理する場合が挙げられる。この結果、二次補正制御信号 S2が得られ、制御部 40に出力される。以上により、二次補正制御信号の一例として、次に実行すべき二次補正の頻度を示す二次補正制御信号 S2が生成される (ステツプ S 12)。

[0056] 次に、 FFT回路 30により、一次補正が施された OFDM信号に対する周波数変換がシンボル単位で行なわれる（ステップ S 13)。尚、上述した二次補正制御信号 S 2の生成は、 FFT回路 30による周波数変換と並行して行われてもよ、。

[0057] 次に、制御部 40は、入力された二次補正制御信号 S2に基づいて、二次補正手段 200の処理の実行頻度を動的に制御する。この際、二次補正手段 200には、一次補正が施された後に FFT回路 30により変換された、周波数軸上の OFDM信号が入力される。ここでは、制御部 40によって、二次補正制御信号 S2の内容に応じて二次補正を行うべき力否かが判定される (ステップ S 14)。二次補正を行うべきと判定されると (ステップ S 14 : YES)、二次補正手段 200側へのスィッチ切替えにより（ステップ S 15 ) ,二次補正手段 200において二次補正が行なわれる (ステップ S 16)。即ち、この場合には、一次補正後の信号には、位相誤差が残存しているので、二次補正を行うのである。具体的には、所定周期のタイミングで二次補正が施されるように、スィッチ 41 及びスィッチ 42を同期制御する。即ち、二次補正を行うタイミングでは、スィッチ 41及び 42が下側の信号経路を選択し、 FFT回路 30からの出力信号は二次補正手段 20 0に入力される。複素乗算回路 20は、 OFDM信号に挿入されたパイロットキャリアと、参照信号メモリ 21に格納されている既知のパイロットキャリアとを複素乗算する。符号反転回路 22は、複素乗算によって得られた直交 Q成分の符号を反転させる。平均化回路 23は、こうして得られた複素共役信号を平均化する。更に、複素乗算回路 24 は、平均化した IZQ成分信号と、 FFT回路 30が出力する IZQ成分信号とを複素乗算する。最後に、符号反転回路 25は、複素乗算回路 24が出力する乗算結果のうち、直交 Q成分の符号を反転させ、複素共役信号を得る。こうして、原信号に一次補正、及び二次補正がなされた信号が得られる。

[0058] これに対して、ステップ S 14において二次補正制御信号 S2の内容に応じて二次補正を行う必要がないと判定されると (ステップ S 14 : NO)、二次補正手段 200を迂回する側へのスィッチ切替えにより（ステップ S17)、二次補正手段 200において二次補正が行なることはない。即ち、二次補正を行わないタイミングでは、スィッチ 41及び 42が上側の信号経路を選択して、 FFT回路 30からの出力信号は二次補正手段 20 0を迂回して出力される。

[0059] 次に、受信シンボルが終了しているか否かが判定され (ステップ S 18)、受信シンポルが終了していない場合には（S18 :NO)、ステップ S11に戻り、上述した一次補正以下の各工程が繰り返し実行される (ステップ Sl l、ステップ S13〜S18)。他方、受信シンボルが終了して、る場合には（S18： YES)、一連の処理を終了する。 [0060] 以上説明したように本実施例では、 Nサンプル加算平均回路 13a及び、ばらつき度チェッカー 13bが、周波数誤差のばらつきを、どの程度二次補正が必要とされるかの指標として演算により求め、その演算結果に応じて二次補正の頻度を決定し、制御部 40力二次補正の頻度を制御するようにしたので、効率のよい補正処理が可能である。

[0061] また、同じサンプルデータ SI及び SQに対して互いに別個に加算平均処理を施す Nサンプル加算平均回路 13aと Mサンプル加算平均回路 13cとを設けるようにしたので、夫々の処理目的に応じて加算平均処理における条件設定を異ならせることができ、一次補正及び二次補正頻度の制御を精度良く実行することが可能となる。

[0062] 但し、その一方で Nサンプルカ卩算平均回路 13aと Mサンプルカ卩算平均回路 13cとを同一の回路で構成するようにしてもよい。図 7は、そのような場合のばらつき演算回路の変形例を表している。

[0063] 図 7において、ばらつき演算回路 16は、 Nサンプルカ卩算平均回路 16a、ばらつき度チェッカー 16b、及び最適値選択回路 16cから構成されている。 Nサンプル加算平均回路 16aは、実施例における Nサンプル加算平均回路 13a及び Mサンプル加算平均回路 13cの双方の機能を一つで果たすように、一次補正の処理と二次補正頻度の制御処理とに共用化されている。そのため、回路規模を縮小することが可能である。

[0064] 尚、上記実施例では、周波数誤差のばらつき (即ち、分散値)のみを二次補正頻度決定に係るパラメータとした力これ以外の要素も加味してよい。例えば、ばらつき度チェッカー 13bに分散値と共に OFDM信号長を入力し、その両方を用いて二次補正制御信号 S2を求めるようにしてもよい。例えば信号長が十分短い場合には、二次補正を行わずとも一次補正だけで足りると判断することができる。

[0065] また、ここでは、ばらつきとして分散値を適用して二次補正制御信号 S2を求めるようにしたが、本発明においては、分散以外でも周波数誤差のばらつきの度合いを表すものであれば二次補正頻度の制御の指標となり得る。例えば分散の代わりに範囲（最小値と最大値との差)等を用いてもよい。分散よりも範囲を用いる方が、演算量ははるかに小さくて済む。また、この指標値 (実施例では分散値)から二次補正頻度を求めるのに、テーブル 113を用いるようにした力これを変換式等力も導出する等、他の手段により行うようにしてもょ、。

[0066] 尚、上記実施例における二次補正は、パイロットキャリアを用いて行うようにしたが、ノィロットキャリアは、対応する参照信号が無ければ、使えないこともあり得る。そのような場合には、一般的なパイロットキャリアに限らず、参照可能な信号を利用して周波数誤差を補正するようにしてもょヽ。

[0067] 本発明は、上述した態様及び実施例等に限定されるものではなぐ請求の範囲及び明細書全体から読み取れる発明の要旨或いは思想に反しない範囲で適宜変更可能であり、そのような変更を伴う受信装置及び受信方法もまた本発明の技術思想に含まれる。

産業上の利用可能性

[0068] 本発明に係る受信装置及び受信方法は、例えば OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重)変調方式等に基づくパケット信号を受信する受信装置、及びそのような受信方法の技術分野に利用可能である。

Claims

請求の範囲

[1] 同期確立用の先行信号と、該先行信号に後続すると共に搬送波によりデータが所定データ単位で搬送されており且つ特定周波数の特定波を含むデータ本体部とを有するパケット信号を受信する受信装置であって、

前記パケット信号に対し、前記先行信号の周波数誤差に基づ!/、て周波数誤差を時間軸上で補正する一次補正を施す一次補正手段と、

該一次補正が施されたパケット信号を、前記搬送波毎に周波数軸上の復調信号に復調する復調手段と、

前記復調信号に対し、前記特定波を用いて周波数誤差を周波数軸上で補正する二次補正を施す二次補正手段と、

前記先行信号の周波数誤差のばらつきに応じて、前記二次補正の実行頻度の指標となる二次補正制御信号を生成する制御信号生成手段と

を備えており、

前記二次補正手段では、前記生成された二次補正制御信号に基づいて、前記二次補正の実行頻度が可変とされることを特徴とする受信装置。

[2] 前記生成された二次補正制御信号に基づ!、て、前記二次補正の実行頻度が可変となるように前記二次補正手段を制御する制御手段を更に備えたことを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の受信装置。

[3] 前記復調信号を、選択的に、前記二次補正手段を介して出力させるか又は前記第二次補正手段を介することなく出力させるスィッチ手段と、

前記生成された二次補正制御信号に基づ!、て、前記二次補正の実行頻度が可変となるように前記スィッチ手段を制御する制御手段を更に備えたことを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の受信装置。

[4] 前記制御信号生成手段は、前記周波数誤差のばらつきを検出する検出手段を含み、該検出されたばらつきに応じて前記二次補正制御信号を生成することを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の受信装置。

[5] 前記一次補正手段は、前記先行信号と前記先行信号を遅延させた遅延信号との複素乗算により複数個の乗算データを算出し、該複数個の乗算データのうち m (但し、 mは自然数)個分のデータ長の時間窓で切り取られたデータ列の加算平均値を求め、該加算平均値に基づいて前記周波数誤差を検出すると共に、

前記制御信号生成手段は、前記複数個の乗算データから n (但し、 nは自然数)個分のデータ長の時間窓で切り取られたデータの加算平均値を求め、該加算平均値のばらつきを前記周波数誤差のばらつきとして検出する

ことを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の受信装置。

[6] 前記一次補正手段は、前記先行信号と前記先行信号を遅延させた遅延信号との複素乗算により複数個の乗算データを算出し、該複数個の乗算データのうち m (但し、 mは自然数)個分のデータ長の時間窓で切り取られたデータ列の加算平均値を求め、該加算平均値に基づいて前記周波数誤差を検出すると共に、

前記制御信号生成手段は、前記加算平均値のばらつきを、前記周波数誤差のばらつきとして検出する

ことを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の受信装置。

[7] 前記制御信号生成手段は、前記受信されたパケット信号の信号長に基づいて、前記周波数誤差のばらつきを検出することを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の受信装置。

[8] 同期確立用の先行信号と、該先行信号に後続すると共に搬送波によりデータが所定データ単位で搬送されており且つ特定周波数の特定波を含むデータ本体部とを有するパケット信号を受信する受信方法であって、

前記パケット信号に対し、前記先行信号の周波数誤差に基づ!、て周波数誤差を時間軸上で補正する一次補正を施す一次補正工程と、

該一次補正が施されたパケット信号を、前記搬送波毎に周波数軸上の復調信号に復調する復調工程と、

前記復調信号に対し、前記特定波を用いて周波数誤差を周波数軸上で補正する二次補正を施す二次補正工程と、

前記先行信号の周波数誤差のばらつきに応じて、前記二次補正の実行頻度の指標となる二次補正制御信号を生成する制御信号生成工程と

を含み、前記二次補正工程では、前記生成された二次補正制御信号に基づいて、前記二次補正の実行頻度が可変とされることを特徴とする受信方法。