WO2005124993A1 - 電圧制御発振器 - Google Patents

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oscillation
resonance circuit
controlled oscillator
circuit
oscillation wave
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Inventor
Satoshi Hamano
Kenji Kawakami
Moriyasu Miyazaki
Takuya Suzuki
Original Assignee
Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/02—Details
    • H03B5/04—Modifications of generator to compensate for variations in physical values, e.g. power supply, load, temperature

Definitions

  • the present invention relates to a voltage controlled oscillator for correcting an oscillation frequency.
  • Conventional voltage-controlled oscillators include an output terminal that outputs an oscillating wave to a load, a resonance circuit having a resonator, an active element that operates as an oscillating element having a negative resistance, and one of the powers of the oscillating wave.
  • the loop phase of the voltage-controlled oscillator is shifted to a desired oscillation frequency and becomes in-phase.
  • a method of adjusting the reflection phase of the resonance circuit is frequently adopted.
  • the resonant circuit of the voltage-controlled oscillator has an open-end stub of the microstrip line as a resonator, and by physically changing the length of the open-end stub, the oscillation frequency of the voltage-controlled oscillator is increased. It is corrected (for example, see Patent Document 1).
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 7-254819
  • the oscillation frequency correction method described above is frequently employed, but the main factor of the oscillation frequency variation is a negative resistance. This is a characteristic variation of the active element, and by adjusting the resonance circuit with small variation, the Q value and loss of the resonance circuit, which are important parameters for the phase noise characteristics and stability of the voltage controlled oscillator, or tuning of the voltage controlled oscillator There was a problem that deteriorated the bandwidth.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and is intended to reduce the Q value and loss of a resonant circuit and the tuning bandwidth even when manufacturing variations occur in active elements. It is an object of the present invention to obtain a voltage-controlled oscillator that corrects an oscillation frequency.
  • a voltage controlled oscillator includes an analog phase shifter connected between an active element and an oscillation wave reflection circuit to adjust a phase of an oscillation wave fed back from the oscillation wave reflection circuit to the resonance circuit. Things.
  • the Q value of the resonance circuit can be adjusted by adjusting the phase of the oscillation wave that is fed back from the oscillation wave reflection circuit to the resonance circuit using an analog phase shifter. It has the effect of correcting the oscillation frequency without deteriorating the loss and the tuning bandwidth.
  • a voltage controlled oscillator includes an analog phase shifter connected between a resonance circuit and an active element, for adjusting a phase of an oscillation wave fed back from the oscillation wave reflection circuit to the resonance circuit. .
  • the Q value of the resonance circuit can be adjusted by adjusting the phase of the oscillation wave that is fed back from the oscillation wave reflection circuit to the resonance circuit using an analog phase shifter. It has the effect of correcting the oscillation frequency without deteriorating the loss and the tuning bandwidth.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a voltage controlled oscillator according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is an operation explanatory view showing a voltage-controlled oscillator separated into two.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram showing frequency characteristics of a loop gain by a voltage controlled oscillator.
  • FIG. 4 is an explanatory diagram showing frequency characteristics of a phase by a voltage controlled oscillator.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a voltage controlled oscillator according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a voltage controlled oscillator according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a voltage controlled oscillator according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a voltage controlled oscillator according to a first embodiment of the present invention.
  • an output terminal 1 outputs an oscillation wave having a desired oscillation frequency to a load.
  • the resonance circuit 2 has a variable capacitance diode, changes the capacitance according to the magnitude of the DC voltage applied to the variable capacitance diode, resonates in a desired oscillation frequency band, and generates an oscillation frequency of the voltage controlled oscillator. Is varied by the bandwidth required for frequency modulation.
  • the active element 3 is connected between the resonance circuit 2 and the output terminal 1 and operates as an oscillation element having negative resistance.
  • the oscillation wave reflection circuit 4 includes the active element 3 and the output terminal 1. It is connected between them to feed back a part of the power of the oscillating wave to the resonance circuit 2 so as to excite the oscillation of the voltage-controlled oscillator.
  • the oscillation wave that has not been fed back is output to the output terminal 1 load.
  • a filter such as a band-pass filter or a high-pass filter can be considered.
  • the microstrip line 5 connects the resonance circuit 2 and the active element 3 to each other.
  • the analog phase shifter 6 is connected between the active element 3 and the oscillation wave reflection circuit 4, and adjusts a bias voltage (DC voltage) to be fed back from the oscillation wave reflection circuit 4 to the resonance circuit 2. It adjusts the phase of the wave and corrects the oscillation frequency to a desired frequency.
  • a bias voltage DC voltage
  • noise in the circuit of the voltage-controlled oscillator is amplified by the active element 3, and a part of the amplified power is fed back to the resonance circuit 2 by the oscillation wave reflection circuit 4. Is discharged by the resonance circuit 2 and further amplified by the active element 3. Oscillates and outputs oscillation from output terminal 1 to the load.
  • This oscillation frequency is determined by the resonance frequency of the resonance circuit 2.
  • the resonance frequency of the resonance circuit 2 is varied by the bandwidth required for the oscillation frequency of the voltage-controlled oscillator to be frequency-modulated.
  • Fig. 2 is a diagram for explaining the operation of the voltage-controlled oscillator separated into two
  • Fig. 3 is an explanatory diagram showing the frequency characteristics of the loop gain by the voltage-controlled oscillator
  • Fig. 4 is the phase frequency by the voltage-controlled oscillator.
  • FIG. 4 is an explanatory diagram showing characteristics.
  • a loop gain G force S1 or more at the oscillation frequency ⁇ 1 is a necessary condition for exciting and sustaining the oscillation operation.
  • the reflection phase C of the active element 3 becomes large, for example, due to the characteristic variation, mounting variation, and pattern dimension variation of the active element 3, for example.
  • the loop phase A is shifted from the loop phase E, thereby causing an error between the oscillation frequency ⁇ 2 and the desired oscillation frequency ⁇ 1.
  • the reflection phase D of the active element 3 is adjusted to be the reflection phase C. Then, the correction is performed so that the loop phase E becomes the loop phase A and the oscillation frequency ⁇ 2 becomes the desired oscillation frequency ⁇ 1.
  • FIG. 1 In addition to the method of correcting the electric oscillation frequency by the analog phase shifter 6, the force of providing the microstrip line 5 in the active element 3 is shown in FIG.
  • An open-end stub may be provided, and a physical oscillation frequency correction method for correcting the oscillation frequency of the voltage-controlled oscillator may be combined by physically changing the length of the open-end stub.
  • the characteristic variation, the mounting variation, and the pattern size variation of the active element 3, that is, the manufacturing variation occur, and the desired oscillation frequency and the desired oscillation frequency are generated in the oscillation frequency. Even if an error occurs, it is an important parameter for the phase noise characteristics and stability of the voltage-controlled oscillator by electrically adjusting the reflection phase on the active element 3 side with the bias voltage of the analog phase shifter 6. It is possible to correct the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator without deteriorating the Q value and loss of the resonance circuit 2 and the tuning bandwidth of the voltage controlled oscillator.
  • an oscillation wave having a desired oscillation frequency can be output from the output terminal 1 to the load.
  • the oscillation wave reflection circuit 4 can be easily constituted by constituting the oscillation wave reflection circuit 4 with a filter.
  • the analog phase shifter 6 adjusts the phase of the oscillating wave fed back from the oscillating wave reflection circuit 4 to the resonance circuit 2 according to the magnitude of the applied bias voltage. Since the phase can be adjusted electronically rather than electrically, the adjustment time and the adjustment cost can be reduced, especially for high-frequency voltage-controlled oscillators that are sealed in a package. Can be easier.
  • the resonance circuit 2 is constituted by a variable capacitance diode, and the oscillation frequency is varied by a bandwidth required for frequency modulation in accordance with the magnitude of the DC voltage applied to the variable capacitance diode. Therefore, the oscillation frequency can be easily changed.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a voltage controlled oscillator according to a second embodiment of the present invention.
  • an oscillation wave reflection circuit 7 is connected between an analog phase shifter 6 and an output terminal 1 to generate an oscillation wave power. Is fed back to the resonance circuit 2 to excite and maintain the oscillation of the voltage controlled oscillator.
  • the harmonic output at the high power level is Output from child 1 to the load.
  • a filter such as a band-pass filter or a high-pass filter that passes a harmonic band of the oscillation wave and reflects the oscillation wave band is considered.
  • Other configurations are the same as those in FIG.
  • the oscillating wave reflecting circuit 4 a part of the power of the oscillating wave is fed back to the resonance circuit 2 by the oscillating wave reflecting circuit 4, and the oscillating wave that is not fed back there is output from the output terminal 1 of the voltage controlled oscillator to the load.
  • the second embodiment almost all the oscillating waves are fed back to the resonance circuit 2 by the oscillating wave reflection circuit 7, and the non-linearity of the active element 3 is increased due to the increase of the loop gain.
  • the harmonics output at the level are output from output terminal 1 to the load.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a voltage controlled oscillator according to Embodiment 3 of the present invention.
  • an amplifier (oscillation wave reflection circuit) 8 is connected between an analog phase shifter 6 and an output terminal 1 to oscillate. It has a gain in the harmonic band of the wave, and returns almost all the oscillated wave to the resonance circuit 2 at the input terminal in the frequency band of the oscillated wave.
  • Other configurations are the same as in Fig. 1.
  • the amplifier 8 substitutes the oscillation wave reflection circuit 7. Things.
  • FIG. 6 almost all oscillation waves are fed back to the resonance circuit 2 at the input end of the amplifier 8, and the nonlinearity of the active element 3 is increased due to the increase in loop gain.
  • the harmonics output at a high power level due to the increase in the power are output from output terminal 1 to the load.
  • the third embodiment As described above, according to the third embodiment, almost all of the power of the oscillating wave is fed back to the resonance circuit 2 in the amplifier 8, so that the active element 3
  • the harmonics output at a high power level can be output from the output terminal 1 to the load due to the increase in the linearity, and the analog phase shifter 6 is applied to such a configuration as well.
  • the same effect as in mode 1 can be obtained.
  • the higher harmonics are amplified by the amplifier 8, so that a higher output level can be obtained.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a voltage controlled oscillator according to Embodiment 4 of the present invention.
  • an analog phase shifter 6 is connected between a resonance circuit 2 and an active element 3 via a microstrip line 5,
  • the bias voltage DC voltage
  • the phase of the oscillation wave fed back from the oscillation wave reflection circuit 4 to the resonance circuit 2 is adjusted, and the oscillation frequency is corrected so that the oscillation frequency becomes a desired frequency.
  • Other configurations are the same as FIG. 1 in which the oscillation wave reflection circuit 4 is provided, FIG. 5 in which the oscillation wave reflection circuit 7 is provided, and FIG. 6 in which the amplifier 8 is provided.
  • the analog phase shifter 6 is connected between the active element 3 and the oscillation wave reflection circuit 4, the oscillation wave reflection circuit 7, or the amplifier 8.
  • the analog phase shifter 6 is connected between the resonance circuit 2 and the active element 3.
  • FIG. 7 shows the force of providing the microstrip lines 5 at both ends of the analog phase shifter 6.
  • the reflection phase of the active element 3 is changed to the analog phase.
  • the Q value and loss of the resonance circuit 2 which are important parameters for the phase noise characteristics and stability of the VCO, and the tuning bandwidth of the VCO are degraded.
  • the oscillation frequency of the voltage-controlled oscillator can be corrected.
  • the analog phase shifter 6 adjusts the phase of the oscillation wave fed back from the oscillation wave reflection circuit 4 to the resonance circuit 2 according to the magnitude of the applied bias voltage, Since the phase can be adjusted electronically rather than physically, the adjustment time and adjustment cost can be reduced, especially for high-frequency voltage-controlled oscillators that are built into the package and hermetically sealed. Later adjustments can be facilitated.
  • the resonance circuit 2 has a variable capacitance diode, and the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator is changed according to the magnitude of the DC voltage applied to the variable capacitance diode.
  • the variable frequency diode is varied only by the bandwidth required for frequency modulation.
  • a configuration in which the resonance frequency is fixed without using a variable capacitance diode in the resonance circuit 2 is applied. It is.
  • the analog phase shifter 6 is applied to the voltage-controlled oscillator having the resonance circuit 2 having the fixed resonance frequency as well as the first embodiment. Effects can be achieved.
  • the voltage-controlled oscillator according to the present invention is applicable to the transmission / reception devices of the microwave band and the millimeter wave band wireless communication system, radar system, and optical communication system.

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  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)

Abstract

　能動素子および発振波反射回路間に、その発振波反射回路から共振回路へ帰還される発振波の位相を調整するアナログ移相器を接続したことにより、製造ばらつきが生じ、発振周波数に所望の発振周波数との誤差が生じた場合でも、能動素子側の反射位相をアナログ移相器のバイアス電圧で電気的に調整することで、電圧制御発振器の位相雑音特性や安定性の重要なパラメータである共振回路のＱ値や損失および電圧制御発振器の同調帯域幅を劣化させることなく、電圧制御発振器の発振周波数を補正することができる。

Description

明 細 書
電圧制御発振器
技術分野
[0001] この発明は、発振周波数を補正する電圧制御発振器に関するものである。
背景技術
[0002] 従来の電圧制御発振器としては、発振波を負荷へ出力する出力端子と、共振器を 有する共振回路と、負性抵抗を有する発振素子として動作する能動素子と、発振波 の電力の一部を共振回路へ帰還させて発振を持続させ、帰還されない発振波を出 力端子力 負荷に出力する発振波反射回路とを備えたものがある。
[0003] このような電圧制御発振器においては、所望の発振周波数の発振波を出力するこ とが要求されるが、実際、製造時には、素子の特性ばらつき、素子を実装する際の実 装ばらつきおよび回路パターンの寸法ばらつきにより、発振周波数に誤差が生じてし まうため、発振周波数を補正する必要がある。
[0004] この電圧制御発振器の発振周波数を補正する方法としては、共振回路を物理的に 調整することで、電圧制御発振器のループ位相が所望の発振周波数にぉレ、て同相 となるように、共振回路の反射位相を調整する方法が頻繁に採用されている。具体的 には、電圧制御発振器の共振回路がマイクロストリップ線路の先端開放スタブを共振 器として有しており、その先端開放スタブの長さを物理的に変えることで、電圧制御 発振器の発振周波数を補正している (例えば、特許文献 1参照）。
[0005] 特許文献 1 :特開平 7— 254819号公報
[0006] 従来の電圧制御発振器は以上のように構成されているので、発振周波数補正法は 以上のような方法が頻繁に採用されているが、発振周波数ばらつきの主要因は負性 抵抗を有する能動素子の特性ばらつきであり、ばらつきの小さな共振回路を調整し てしまうことで、電圧制御発振器の位相雑音特性や安定性の重要なパラメータである 共振回路の Q値や損失または電圧制御発振器の同調帯域幅を劣化させてしまう課 題があった。
[0007] また、先端開放スタブの長さを変える等、物理的な作業を必要とするため、特に、パ ッケージに内蔵して密封する高周波の電圧制御発振器においては、密封後の補正 が難しぐ補正時間が掛かり、費用が高くなるという課題があった。
[0008] この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、能動素子に製造ば らつきが生じた場合でも、共振回路の Q値や損失および同調帯域幅を劣化させるこ となぐ発振周波数を補正する電圧制御発振器を得ることを目的とする。
[0009] また、調整時間の短縮および調整費用の削減をし、特に、パッケージに内蔵して密 封する高周波の装置においては、密封後の調整を容易にする電圧制御発振器を得 ることを目的とする。
発明の開示
[0010] この発明に係る電圧制御発振器は、能動素子および発振波反射回路間に接続さ れ、発振波反射回路から共振回路へ帰還される発振波の位相を調整するアナログ 移相器を備えたものである。
このことによって、能動素子の製造ばらつきが生じた場合でも、アナログ移相器によ り、発振波反射回路から共振回路へ帰還される発振波の位相を調整することで、共 振回路の Q値や損失および同調帯域幅を劣化させることなぐ発振周波数を補正す ることができる効果がある。
[0011] この発明に係る電圧制御発振器は、共振回路および能動素子間に接続され、発振 波反射回路から共振回路へ帰還される発振波の位相を調整するアナログ移相器を 備えたものである。
このことによって、能動素子の製造ばらつきが生じた場合でも、アナログ移相器によ り、発振波反射回路から共振回路へ帰還される発振波の位相を調整することで、共 振回路の Q値や損失および同調帯域幅を劣化させることなぐ発振周波数を補正す ることができる効果がある。
図面の簡単な説明
[0012] [図 1]この発明の実施の形態 1による電圧制御発振器を示すブロック図である。
[図 2]2つに分離した電圧制御発振器を示す動作説明用図である。
[図 3]電圧制御発振器によるループ利得の周波数特性を示す説明図である。
[図 4]電圧制御発振器による位相の周波数特性を示す説明図である。 [図 5]この発明の実施の形態 2による電圧制御発振器を示すブロック図である。
[図 6]この発明の実施の形態 3による電圧制御発振器を示すブロック図である。
[図 7]この発明の実施の形態 4による電圧制御発振器を示すブロック図である。 発明を実施するための最良の形態
[0013] 以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための最良の形 態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態 1.
図 1はこの発明の実施の形態 1による電圧制御発振器を示すブロック図であり、図 において、出力端子 1は、所望の発振周波数の発振波を負荷へ出力するものである 。共振回路 2は、可変容量ダイオードを有しており、その可変容量ダイオードに印加 される直流電圧の大きさに応じて容量を変化させ、所望の発振周波数帯で共振し、 電圧制御発振器の発振周波数を周波数変調に必要な帯域幅だけ可変するものであ る。
[0014] 能動素子 3は、共振回路 2および出力端子 1間に接続されて、負性抵抗を有する発 振素子として動作するものであり、発振波反射回路 4は、能動素子 3および出力端子 1間に接続されて、発振波の電力の一部を共振回路 2へ帰還させ、電圧制御発振器 の発振を励起 *持続させるものである。ここで、帰還されなかった発振波は、出力端子 1力 負荷へ出力される。この発振波反射回路 4としては、例えば、バンドパスフィル タゃハイパスフィルタ等のフィルタが考えられる。マイクロストリップ線路 5は、共振回 路 2および能動素子 3間を接続するものである。
[0015] アナログ移相器 6は、能動素子 3および発振波反射回路 4間に接続され、バイアス 電圧（直流電圧）を調整することで、発振波反射回路 4から共振回路 2へ帰還される 発振波の位相を調整し、発振周波数が所望の周波数となるように補正するものであ る。
[0016] 次に動作について説明する。
図 1に示した電圧制御発振器おいて、電圧制御発振器の回路内の雑音が能動素 子 3により増幅され、発振波反射回路 4によりその増幅された電力の一部が共振回路 2側へ帰還され、共振回路 2により放電され能動素子 3によりさらに増幅されることで 発振動作を行い、出力端子 1から負荷へ発振出力させる。この発振周波数は、共振 回路 2の共振周波数で決定される。発振周波数を制御する場合は、共振回路 2の可 変容量ダイオードに印加される直流電圧の大きさを変化させることによって、その可 変容量ダイオードの容量を変化させ、共振回路 2の共振周波数を変化させる。この実 施の形態 1では、共振回路 2の共振周波数を、電圧制御発振器の発振周波数が周 波数変調に必要な帯域幅だけ可変する。
[0017] 図 2は 2つに分離した電圧制御発振器を示す動作説明用図、図 3は電圧制御発振 器によるループ利得の周波数特性を示す説明図、図 4は電圧制御発振器による位 相の周波数特性を示す説明図である。
[0018] 図 2に示すように、負性抵抗を有する能動素子 3および発振波反射回路 4に、共振 回路 2を接続することにより、図 3に示すように、発振周波数帯域において、ループ利 得 G力 ^倍以上となるようにしている。
[0019] また、図 4に示すように、能動素子 3および発振波反射回路 4に、共振回路 2を接続 した時の電圧制御発振器のループ位相 Aは、共振回路 2側の反射位相 Bと、能動素 子 3側の反射位相 Cとを重ね合わせたものと一致しており、同相で重ね合わされた周 波数 Θ 1 (位相が 0° となる周波数）において発振動作を行うように構成されている。 この時、発振周波数 θ 1において、ループ利得 G力 S1倍以上であることが、発振動作 を励振 ·持続させるための必要条件である。
[0020] 実際、製造時には、主に、能動素子 3の特性ばらつき、実装ばらつき、および、パタ ーン寸法ばらつきの影響で、能動素子 3側の反射位相 Cが、例えば、能動素子 3側 の反射位相 Dのようにずれてしまい、それにより、ループ位相 Aがループ位相 Eにず れることで、発振周波数 Θ 2と所望の発振周波数 θ 1との間に誤差が生じてしまう。
[0021] このようにして生じた発振周波数の誤差について、アナログ移相器 6のバイアス電 圧を変えることで、能動素子 3側の反射位相 Dが反射位相 Cとなるように調整し、それ により、ループ位相 Eがループ位相 Aとなり、発振周波数 Θ 2が所望の発振周波数 Θ 1となるように補正する。
[0022] なお、上記アナログ移相器 6による電気的な発振周波数の補正法に加えて、図 1で は、能動素子 3にマイクロストリップ線路 5を設けた力 このマイクロストリップ線路 5に 先端開放スタブを設け、その先端開放スタブの長さを物理的に変えることで、電圧制 御発振器の発振周波数を補正する物理的な発振周波数の補正法を組み合わせるよ うにしても良い。
[0023] 以上のように、この実施の形態 1によれば、製造時に、能動素子 3の特性ばらつき、 実装ばらつきおよびパターン寸法ばらつき、すなわち、製造ばらつきが生じ、発振周 波数に所望の発振周波数との誤差が生じた場合でも、能動素子 3側の反射位相をァ ナログ移相器 6のバイアス電圧で電気的に調整することで、電圧制御発振器の位相 雑音特性や安定性の重要なパラメータである共振回路 2の Q値や損失および電圧制 御発振器の同調帯域幅を劣化させることなぐ電圧制御発振器の発振周波数を補正 すること力 Sできる。
[0024] また、発振波反射回路 4において、発振波の電力の一部を共振回路 2へ帰還させ ることで、出力端子 1から負荷に所望の発振周波数を有する発振波を出力することが できる。
[0025] さらに、発振波反射回路 4を、フィルタにより構成したことで、発振波反射回路 4を容 易に構成することができる。
[0026] さらに、アナログ移相器 6を、印加されるバイアス電圧の大きさに応じて発振波反射 回路 4から共振回路 2へ帰還される発振波の位相を調整するようにしたことで、物理 的ではなく電気的に位相を調整できるため、調整時間の短縮および調整費用の削 減をすることができ、特に、パッケージに内蔵して密封する高周波の電圧制御発振器 においては、密封後の調整を容易にすることができる。
[0027] さらに、共振回路 2を、可変容量ダイオードにより構成され、その可変容量ダイォー ドに印加される直流電圧の大きさに応じて発振周波数が周波数変調に必要な帯域 幅だけ可変されるようにしたので、発振周波数を容易に可変することができる。
[0028] 実施の形態 2.
図 5はこの発明の実施の形態 2による電圧制御発振器を示すブロック図であり、図 において、発振波反射回路 7は、アナログ移相器 6および出力端子 1間に接続されて 、発振波の電力の殆ど全てを共振回路 2へ帰還させ、電圧制御発振器の発振を励 起'持続させるものである。ここで、高い電力レベルで出力された高調波は、出力端 子 1から負荷へ出力される。この発振波反射回路 7としては、例えば、発振波の高調 波帯を通過させ、発振波帯域を反射させるバンドパスフィルタやハイパスフィルタ等 のフィルタが考えられる。その他の構成については、図 1と同等である。
[0029] 次に動作について説明する。
上記実施の形態 1では、発振波反射回路 4で発振波の電力の一部を共振回路 2へ 帰還させ、そこで帰還されなかった発振波を電圧制御発振器の出力端子 1から負荷 へ出力するものについて示したが、この実施の形態 2では、発振波反射回路 7で殆ど 全ての発振波を共振回路 2へ帰還させ、それによるループ利得の増大に伴う、能動 素子 3の非線形性の増大により高い電力レベルで出力された高調波を、出力端子 1 から負荷へ出力するものである。
[0030] このような構成のものについても、アナログ移相器 6を適用し、上記実施の形態 1と 同様な効果を奏することができる。
[0031] 以上のように、この実施の形態 2によれば、発振波反射回路 7において、発振波の 電力の殆ど全てを共振回路 2へ帰還させることで、ループ利得の増大に伴う能動素 子 3の非線形性の増大により高い電力レベルで出力された高調波を出力端子 1から 負荷に出力することができ、このような構成のものについても、アナログ移相器 6を適 用し、上記実施の形態 1と同様な効果を奏することができる。
[0032] 実施の形態 3.
図 6はこの発明の実施の形態 3による電圧制御発振器を示すブロック図であり、図 において、増幅器 (発振波反射回路) 8は、アナログ移相器 6および出力端子 1間に 接続されて、発振波の高調波帯では利得を持ち、発振波の周波数帯ではその入力 端において、殆ど全ての発振波を共振回路 2へ帰還させるものである。その他の構 成については、図 1と同等である。
[0033] 次に動作について説明する。
上記実施の形態 2では、発振波反射回路 7で殆ど全ての発振波を共振回路 2へ帰 還させるものについて示したが、この実施の形態 3では、増幅器 8が発振波反射回路 7を代用したものである。図 6において、増幅器 8の入力端で殆ど全ての発振波を共 振回路 2へ帰還させ、それによるループ利得の増大に伴う、能動素子 3の非線形性 の増大により高い電力レベルで出力された高調波を、出力端子 1から負荷へ出力す る。
[0034] このような構成のものについても、アナログ移相器 6を適用し、上記実施の形態 1と 同様な効果を奏することができる。また、この場合、高調波は増幅器 8により増幅され るため、さらに高い出力レベルを得ることができる。
[0035] 以上のように、この実施の形態 3によれば、増幅器 8において、発振波の電力の殆 ど全てを共振回路 2へ帰還させることで、ループ利得の増大に伴う能動素子 3の非線 形性の増大により高い電力レベルで出力された高調波を出力端子 1から負荷に出力 することができ、このような構成のものについても、アナログ移相器 6を適用し、上記実 施の形態 1と同様な効果を奏することができる。また、この場合、高調波は増幅器 8に より増幅されるため、さらに高い出力レベルを得ることができる。
[0036] 実施の形態 4.
図 7はこの発明の実施の形態 4による電圧制御発振器を示すブロック図であり、図 において、アナログ移相器 6を、共振回路 2および能動素子 3間にマイクロストリップ 線路 5を介して接続し、製造時にバイアス電圧（直流電圧）を調整することで、発振波 反射回路 4から共振回路 2へ帰還される発振波の位相を調整し、発振周波数が所望 の周波数となるように補正するものである。その他の構成については、発振波反射回 路 4が設けられた図 1、発振波反射回路 7が設けられた図 5、増幅器 8が設けられた 図 6と同等である。
[0037] 次に動作について説明する。
上記実施の形態 1から上記実施の形態 3では、アナログ移相器 6が能動素子 3およ び発振波反射回路 4、発振波反射回路 7または増幅器 8間に接続されたものについ て示したが、この実施の形態 4では、アナログ移相器 6が、共振回路 2および能動素 子 3間に接続されたものである。
[0038] このような構成のものについても、製造時にアナログ移相器 6のバイアス電圧を調整 することで、発振波反射回路 4から共振回路 2へ帰還される発振波の位相を調整し、 発振周波数が所望の周波数となるように補正することで、上記実施の形態 1と同様の 効果を奏することができる。 [0039] なお、上記アナログ移相器 6による電気的な発振周波数の補正法に加えて、図 7で は、アナログ移相器 6の両端にマイクロストリップ線路 5を設けた力 このマイクロストリ ップ線路 5に先端開放スタブを設け、その先端開放スタブの長さを物理的に変えるこ とで、電圧制御発振器の発振周波数を補正する物理的な発振周波数の補正法を組 み合わせるようにしても良い。
[0040] 以上のように、この実施の形態 4によれば、製造ばらつきが生じ、発振周波数に所 望の発振周波数との誤差が生じた場合でも、能動素子 3側の反射位相をアナログ移 相器 6のバイアス電圧で電気的に調整することで、電圧制御発振器の位相雑音特性 や安定性の重要なパラメータである共振回路 2の Q値や損失および電圧制御発振器 の同調帯域幅を劣化させることなぐ電圧制御発振器の発振周波数を補正すること ができる。
[0041] また、アナログ移相器 6を、印加されるバイアス電圧の大きさに応じて発振波反射回 路 4から共振回路 2へ帰還される発振波の位相を調整するようにしたことで、物理的 ではなく電気的に位相を調整できるため、調整時間の短縮および調整費用の削減を することができ、特に、パッケージに内蔵して密封する高周波の電圧制御発振器に ぉレ、ては、密封後の調整を容易にすることができる。
[0042] 実施の形態 5.
上記実施の形態 1から上記実施の形態 4では、共振回路 2が可変容量ダイオードを 有しており、その可変容量ダイオードに印加される直流電圧の大きさに応じて、電圧 制御発振器の発振周波数を周波数変調に必要な帯域幅だけ可変するようにしたも のについて示したが、この実施の形態 5では、共振回路 2に可変容量ダイオードを設 けることなぐ共振周波数が固定されたものを適用したものである。
[0043] このような構成のものについても、アナログ移相器 6を適用し、上記実施の形態 1と 同様な効果を奏することができる。
[0044] 以上のように、この実施の形態 5によれば、共振周波数が固定された共振回路 2を 有する電圧制御発振器についても、アナログ移相器 6を適用し、上記実施の形態 1と 同様な効果を奏することができる。
産業上の利用可能性 以上のように、この発明に係る電圧制御発振器は、マイクロ波帯およびミリ波帯の無 線通信システムやレーダシステムおよび光通信システムの送受信装置に適用可能な ものである。

Claims

請求の範囲
[1] 所望の発振周波数の発振波または、その高調波を出力する出力端子と、
所望の発振周波数帯で共振する共振回路と、
上記共振回路および上記出力端子間に接続され、負性抵抗を有する発振素子とし て動作する能動素子と、
上記能動素子および上記出力端子間に接続され、発振波の電力を上記共振回路 へ帰還させる発振波反射回路と、
上記能動素子および上記発振波反射回路間に接続され、その発振波反射回路か ら上記共振回路へ帰還される発振波の位相を調整するアナログ移相器とを備えた電 圧制御発振器。
[2] 発振波反射回路は、
発振波の電力の一部を共振回路へ帰還させることを特徴とする請求の範囲第 1項 記載の電圧制御発振器。
[3] 発振波反射回路は、
フィルタにより構成されたことを特徴とする請求の範囲第 1項記載の電圧制御発振
[4] 発振波反射回路は、
発振波の電力の殆ど全てを共振回路へ帰還させることを特徴とする請求の範囲第 1項記載の電圧制御発振器。
[5] 発振波反射回路は、
発振波の高調波帯では利得を持ち、発振波の周波数帯ではその入力端において 、殆ど全ての発振波を共振回路へ帰還させる増幅器により構成されたことを特徴とす る請求の範囲第 4項記載の電圧制御発振器。
[6] アナログ移相器は、
印加される直流電圧の大きさに応じて発振波反射回路から共振回路へ帰還される 発振波の位相を調整することを特徴とする請求の範囲第 1項記載の電圧制御発振器
[7] 共振回路は、 可変容量ダイオードを有し、その可変容量ダイオードに印加される直流電圧の大き さに応じて発振周波数が周波数変調に必要な帯域幅だけ可変されることを特徴とす る請求の範囲第 1項記載の電圧制御発振器。
[8] 共振回路は、
共振周波数が固定されたことを特徴とする請求の範囲第 1項記載の電圧制御発振
[9] 所望の発振周波数の発振波または、その高調波を出力する出力端子と、
所望の発振周波数帯で共振する共振回路と、
上記共振回路および上記出力端子間に接続され、負性抵抗を有する発振素子とし て動作する能動素子と、
上記能動素子および上記出力端子間に接続され、発振波の電力を上記共振回路 へ帰還させる発振波反射回路と、
上記共振回路および上記能動素子間に接続され、上記発振波反射回路からその 共振回路へ帰還される発振波の位相を調整するアナログ移相器とを備えた電圧制 御発振器。
[10] 発振波反射回路は、
発振波の電力の一部を共振回路へ帰還させるフィルタにより構成されたことを特徴 とする請求の範囲第 9項記載の電圧制御発振器。
[11] 発振波反射回路は、
発振波の高調波帯では利得を持ち、発振波の周波数帯ではその入力端において 、殆ど全ての発振波を共振回路へ帰還させるフィルタ、または増幅器により構成され たことを特徴とする請求の範囲第 9項記載の電圧制御発振器。
[12] アナログ移相器は、
印加される直流電圧の大きさに応じて発振波反射回路から共振回路へ帰還される 発振波の位相を調整することを特徴とする請求の範囲第 9項記載の電圧制御発振器
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