WO2005107202A1 - タイミング再生回路および受信装置 - Google Patents

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WO2005107202A1
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timing
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complex signal
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Seiji Okubo
Hiroyasu Sano
Kentaro Gotoh
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Mitsubishi Electric Corp
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    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
    • H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal

Definitions

  • the present invention relates to a receiving device constituting a digital wireless communication system, and more particularly, to a timing recovery circuit in a receiving device that performs timing recovery using a preamble signal.
  • a PSK modulated signal is received by two antennas, each PSK modulated signal is individually detected, and as a result, a baseband phase signal 4 and received signal power are obtained.
  • the detection is performed by, for example, a limiter / bandpass filter or a mixer.
  • each baseband phase signal obtained above is oversampled with a quadruple of the symbol frequency to generate baseband reception phase data. Then, of the two baseband reception phase data, the baseband reception phase data of the branch having the larger received signal power is selected.
  • the selected baseband reception phase data is selected.
  • the timing recovery processing processing of the conventional timing recovery circuit, which will be described later, is performed using the data, and the baseband phase signal at the Nyquist point is sampled in the oversampling processing. Control. Further, a reproduction symbol clip for extracting Nyquist point data from the selected baseband reception phase data is generated.
  • the diversity receiving apparatus extracts Nyquist point data from the selected baseband reception phase data using the reproduced symbol clock generated above.
  • the processing of the timing reproduction circuit at the time of the timing reproduction will be described in detail.
  • the odd sequence synthesized symbol frequency component data obtained from the phase fluctuation amount at the odd sample interval and the phase fluctuation amount at the even sample interval are obtained.
  • the even-number sequence synthesized symphony frequency component data are obtained.
  • the odd-sequence synthesized symbol frequency component data and the even-sequence synthesized symbol component frequency component data since the absolute value operation corresponding to the multiplication process is performed, the odd-sequence synthesized symbol frequency component data and the even-sequence synthesized data are calculated.
  • the symbol frequency component data has a symbol frequency component for any transmission data sequence.
  • the cosine wave component and the sine wave component of the symbol period are respectively added to the synthesized symbol frequency component data obtained by adding the odd-sequence synthesized symbol frequency component data and the even-sequence synthesized symbol frequency component data.
  • the symbol frequency component of the symbol frequency component data is frequency-converted to a DC component to obtain a complex DC in-phase component and a complex DC quadrature component.
  • averaging is performed on the complex DC in-phase component and the complex DC quadrature component, respectively, and the inverse tangent of the averaged DC in-phase component and complex DC quadrature component is obtained. Is estimated.
  • timing recovery circuit shifts the recovered symbol clock and the recovered quadrupled clock by the timing phase difference estimated above to obtain the Nyquist clock.
  • the conventional diversity receiver can extract Nyquist point data from an arbitrary PSK-modulated transmission data sequence.
  • Patent Literature 1 Patent No. 3286885 No.3, No.3, S. et al., In the conventional timing recovery circuit described in Patent Literature 1, the timing is assumed on the assumption that the received signal is an arbitrary data sequence subjected to PSK modulation. In order to perform reproduction, it is necessary to perform a multiplication process when obtaining odd-sequence synthesized symbol frequency component data and even-sequence synthesized symbol frequency component data, which is a case where a preamble signal that is a known pattern is received. However, there was a problem that it was difficult to establish timing synchronization at high speed due to loss of data.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to provide a timing recovery circuit that realizes high-speed and high-accuracy timing synchronization in a receiving device using one or more antennas.
  • the timing recovery circuit is a timing recovery circuit that performs timing recovery using PSK-modulated preamble signals received by N (N is a natural number) branches of antennas.
  • N is a natural number
  • Power weighting coefficient calculation means (corresponding to power weighting coefficient calculation unit 12) for individually sampling signal power at arbitrary time intervals and calculating power weighting coefficients for N branches based on the obtained received signal power data.
  • Weighting multiplying means (corresponding to multipliers 13-1 to 13-N) for individually multiplying the phase variation amount of each of the branches and the corresponding power weighting coefficient by:
  • a combined phase variation calculating means (corresponding to the adding section 14) for combining the results to calculate a combined phase variation is provided.
  • the composite phase variation is multiplied by a cosine wave component and a sine wave component of a two-symbol period individually to extract a real component and an imaginary component of a half-symbol frequency component complex signal.
  • Symbol frequency component extraction means (corresponding to a 1/2 symbol frequency component extraction unit 15); and averaging means (averaging) for individually averaging the real component and the imaginary component of the 1/2 symbol frequency component complex signal.
  • Preamble timing that determines the argument between the real component and the imaginary component of the ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ symbol frequency component complex signal after averaging, and sets the phase twice as the argument of the argument.
  • a preamble timing phase complex signal calculation means (corresponding to the preamble timing phase complex signal calculation unit 17) for calculating a phase complex signal.
  • a ⁇ multiplied clock having a clock speed that is about ⁇ ( ⁇ is a natural number of 2 or more) times the symbol rate is divided, and the divided clock is divided into a phase corresponding to the argument of the complex signal.
  • the reproduction symbol clock generation means (corresponding to the phase shift control frequency dividing section 18), which generates a reproduction symbol clock by shifting the phase by an amount, is provided.
  • the preamplifier is used for performing the timing estimation by using the combined phase variation obtained by increasing the gain of the branch combining by applying the preamp phase variation calculating means and the combined phase variation calculating means. High-speed and high-accuracy timing estimation is possible when receiving a signal.
  • the timing is reproduced, and when the preamble signal reception is completed, the timing phase at the time of receiving the preamble is retained and the reference phase is multiplied.
  • the pre-amble is divided to generate a reproduced symbol clock and a reproduced U-time pulse, so even when random data is received after preamble reception is completed, the highly accurate timing phase estimated at the time of preamble reception is received. Synchronous state can be maintained.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a timing recovery circuit according to the first embodiment
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of a reception device according to the first embodiment
  • FIG. FIG. 4 is a diagram showing an example of the operation timing of the section
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of the configuration of a phase variation calculating section for a blow amplifier
  • FIG. 5 is an example of a difference value inputted to a phase offset removing section.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a difference value output from the phase offset removing unit.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of the power weighting coefficient calculating unit.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a timing recovery circuit according to the first embodiment
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of a reception device according to the first embodiment
  • FIG. FIG. 4 is a diagram showing an example of the operation timing of the section
  • FIG. 4 is a
  • FIG. 9 is a diagram showing a configuration example of a preamble timing phase complex signal calculation unit.
  • FIG. 9 is a diagram showing a configuration example of a phase shift control / frequency division unit.
  • FIG. 10 is a diagram showing a rising edge detection.
  • FIG. 11 is a diagram showing an operation example of a unit, and
  • FIG. FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration example of a timing reproduction circuit.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration example of a receiver according to Embodiment 2.
  • FIG. 13 is an example of an operation timing of a timing reproduction unit.
  • FIG. 14 is a diagram showing a configuration example of a timing phase complex signal calculation unit.
  • FIG. 15 is a diagram showing an example of operation timing of a timing reproduction unit.
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration example of a phase shift control / frequency division unit.
  • FIG. 10 is a diagram showing a rising edge detection.
  • FIG. 11 is a diagram showing an
  • FIG. 17 is a diagram illustrating a configuration example of a receiving device according to a third embodiment.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating a configuration example of a timing recovery circuit according to the third embodiment.
  • FIG. FIG. 11 is a diagram illustrating a configuration example of a timing recovery circuit of No. 3; BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • Embodiment 1 In the first embodiment, a timing recovery circuit for receiving a PSK-modulated signal containing data including a preamble signal of two symbol periods with one or more receiving antennas and performing timing recovery, and using the timing recovery circuit to perform data recovery.
  • a receiver for demodulation (particularly, a diversity receiver when two or more receiving antennas are used) will be described.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a timing recovery circuit according to Embodiment 1 having N (N is an integer of 1 or more) receiving antennas.
  • This timing recovery circuit consists of a reception antenna 1-1-1_N, a detection unit 2-1 1-2_N, a sampling unit 3-1 1-3-N, 4-1 1-4-N, and a timing recovery unit. 5 and.
  • the timing reproducing unit 5 includes a brimble phase variation calculating unit 11-1 to 11 -N, a power weighting coefficient calculating unit 12, a multiplying unit 13-1 to 13 -N, Section 14, 1/2 symbol frequency component extraction section 15, averaging section 16, preamble timing phase complex signal calculation section 17, phase shift control Z dividing section 18, reference And a clock generator 19.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of the receiving apparatus of the first embodiment including the timing reproduction circuit.
  • This receiving apparatus further includes a Nyquist point extraction unit 21-1-1-2-1-N and a diversity / demodulation unit 22 in addition to the configuration of the timing recovery circuit.
  • the receiving apparatus receives a PSK modulated signal with N (N is a natural number) receiving antennas 11 1 to 1 1 N, and detectors 2-1 to 2-N convert the signal of each branch into Detect and individually obtain the baseband phase signal and the received signal power.
  • N is a natural number
  • the sampling units 3-1 to 3-N use the received signal powers detected by the corresponding detection units 2_1 to 2-N to convert the received signal power of the reproduced U-fold clock generated by the timing recovery unit 5 to be described later. Sampling is performed at the rising edge, and the received signal power data of each branch is output.
  • U is a natural number of 2 or more.
  • the corresponding detection sections 2-1 to The baseband phase signal detected at 2-N is sampled at the rising edge of the reference S-time clock generated by the timing recovery unit 5 described later, and the baseband phase data of each branch is output.
  • S is a natural number of 2 or more.
  • the timing reproducing unit 5 performs a multiplication process and a frequency division process on the original clock of the receiving device, and generates a reference S-time clock having a clock speed S times the symbol rate. Furthermore, when the preamble signal is received, the received signal power data of each branch output from the sampling units 3-1 to 3-N and the baseband phase data of each branch output from the sampling units 4-1 to 4_N And a reproduction symportal lock synchronized with the Nyquist of the received signal and having the same speed as the symphonolate rate, and a U-time synchronized with the Nyquist of the received signal and the symbol rate based on and And a recovered U-fold clock having a clock speed of
  • a known preamble signal since a known preamble signal is used, there is no need to perform a multiplication process, and deterioration due to a multiplication loss can be reduced, so that high-speed and highly accurate timing estimation is possible.
  • the Nyquist point extraction units 21-1 to 21-N synchronize the baseband phase signals detected by the corresponding detection units 2-1 to 2-N and the received signal power with the Nyquist point of the received signal. Sampling is performed at the rising edge of the reproduced symbol clock, and Nyquist point baseband phase data and Nyquist point received signal power data of each branch are output.
  • the diversity / demodulation section 22 performs diversity combining based on the Nyquist point baseband phase data and the Nyquist point received signal power data of each branch output from the Nyquist point extraction sections 21-1 to 21-N. Furthermore, it demodulates the received signal after diversity combining and outputs demodulated data.
  • the sampling units 3-1 to 3-N in the above-mentioned receiving apparatus sample the received signal power detected by the corresponding detection units 2-1 to 2-N at the rising edge of the recovered U-fold clock.
  • the clock used for sampling is not particularly limited.
  • a reference clock generated by multiplying or dividing the original clock may be used.
  • the sampling sections 411 to 4-1N in the receiving apparatus described above use the baseband phase signals detected by the corresponding detection sections 2-1 to 2-N as the rising edges of the reference S-times clock.
  • the description has been given of the case where sampling is performed using the sampling method there is no particular limitation on the clock used for sampling. For example, if the sampling rate is twice or more the symbol rate, the playback clock generated by the timing playback unit 5 is used. You can also use
  • the reference clock generation unit 19 performs frequency division processing or multiplication processing on the original clock of the receiving apparatus, and the frequency is approximately T times the symbol rate.
  • a reference T-times clock having a clock speed of and a reference S times clock having a clock speed of about S times the symbol rate is a natural number of 2 or more.
  • the phase variation per specific time with respect to the baseband phase data of each branch sampled by the corresponding sampling unit 411-4-1N Is calculated. For example, if a [1001] pattern of ⁇ / 4 shift QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) modulation, which performs differential encoding, is applied as a brimble signal, the amount of phase variation when the preamble signal is received will be described later.
  • the signal has a 2-symbol cycle as shown in Fig. 5. Since the preamble signal is a known signal, it is not necessary to perform the multiplication process when calculating the amount of phase variation.
  • the power weighting coefficient calculation unit 12 calculates a power weighting coefficient indicating the likelihood of the reception signal of each branch based on the reception signal power data of each branch sampled by the sampling units 3_1 to 3-N. calculate.
  • the multipliers 13-1 to 13 -N multiply the phase variation of the corresponding branch by the power weighting coefficient and output the multiplication result.
  • the multiplier 13 3; ⁇ 1 3—Multiplication of each branch output from N The result is added for a predetermined branch, and the combined phase variation obtained by this addition is output.
  • the combined phase fluctuation is also obtained as a signal in a two-symbol cycle like the above-described phase fluctuation.
  • the preamble phase variation calculator 11 1 1 1 to 1 1 1 N does not perform the multiplication process when calculating the phase variation, the addition loss here is also small, and the addition multiplication loss is small. Many gains can be obtained.
  • the 1/2 symbol frequency component extractor 15 multiplies the combined phase variation, which is a signal of 2 symbol periods, by the cosine wave component and the sine wave component of 2 symbol periods, respectively, and calculates 1 / It converts the frequency of the two-symbol frequency component to a DC component and outputs the real component of the half-symbol frequency component complex signal and the imaginary component of the half-symbol frequency component complex signal.
  • the averaging unit 16 averages the real component of the above] ./ 2 symbol frequency component complex signal and the imaginary component of the 1Z2 symbol frequency component complex signal. Note that the deviation angle ⁇ 6 between the real component of the averaged 1/2 symbol frequency component complex signal and the imaginary component of the averaged 1/2 symbol frequency component complex signal is the Nyquist point per two symbol periods. The timing phase difference between the reference and the reference S times clock is shown.
  • the preamble timing phase complex signal calculator 17 calculates the phase twice as large as the declination ⁇ ⁇ from the real component of the averaged 1/2 symbol frequency component complex signal and the imaginary component of the 12 symbol frequency component complex signal. Generates a preamble timing phase complex signal having a declination angle. “2 ⁇ 0” indicates a timing phase difference between the Nyquist point and the reference S-fold clock per symbol period.
  • the phase shift control ⁇ frequency divider 18 divides the reference ⁇ multiplied clock to generate a clock approximately equal to the symbol rate and a clock approximately U times the symbol rate. Furthermore, the phase of the symbol that is about the same as the divided symbol rate and the rate of the symbol that is about U times the symbol rate are shifted by 2 X ⁇ ⁇ with respect to the symbol period, respectively. Generate playback symbol clock and playback U-fold clock.
  • the reference S-time clock and the reference ⁇ -time clock are clocks generated from the same original clock and are synchronized with each other. Therefore, the reproduced symbol clock and the reproduced U times clock generated as described above are synchronized with the Nyquist point.
  • the timing reproducing unit 5 of the present embodiment applies the brimble phase fluctuation amount calculating unit 111-1-1 1_N and the adding unit 14 to obtain a large gain of branch combining. Since timing estimation is performed using the combined phase variation, high-speed and high-accuracy timing estimation can be performed when receiving a preamble signal.
  • the timing reproducing section 5 of the present embodiment cannot perform timing estimation when transmission data is random data.
  • the timing reproduction is performed by using the timing reproduction unit 5 when the preamble signal is received.
  • the phase is maintained and the frequency of the reference T-fold clip is divided to generate a reproduced symbol clip and a reproduced U-fold clip.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of the operation timing of the timing reproducing unit 5.
  • timing reproduction unit 5 generates two types of reproduction clocks (reproduction clock and reproduction U-fold clock), the number of reproduction clocks is not limited, and one or more reproduction clocks are generated. If possible.
  • the operation of the preamble phase variation calculator 11_n will be described, but the other preamble phase variation calculators operate similarly.
  • the one-sample delayer 3 1 — N, 32— n, 33— n, 34— n delay the baseband phase data sampled by the sampling unit 41 n by one period at the reference S times Output.
  • the subtractor 35_n subtracts the baseband phase data to which a delay of one cycle has been added by the reference S times clock from the baseband phase data to which the delay of three cycles has been added by the reference S times clock, and
  • the difference value (phase variation) is output.
  • the difference value has a length of one 180 [degree] to 180 [degree] by a calculation of modulo 360 [degree].
  • the subtractor 36-n subtracts the baseband phase data without delay from the baseband phase data delayed by four cycles by the reference S times clock, and the difference value (phase variation amount) Is output. Also in this case, the difference value has a value of one 180 [degree] to: 180 [degree] by calculation of the module port 360 [degree].
  • the phase offset remover 37_n sets the sum of the upper and lower limit values of the difference value after the phase offset removal in the no-noise state close to 0 to the difference value output from the subtractor 35-n. Give the phase offset amount.
  • the output signal after the phase offset has a value of -180 [degree] to 180 [degree] by modulo 360 [degree] calculation.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of the difference value input to the phase offset removing unit 37-n (or 38-n).
  • FIG. 6 is a diagram showing the phase offset removing unit 37-n (or 38-n).
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of a difference value output from the). For example, as shown in Fig.
  • the upper limit of the difference value of the [1001] pattern of ⁇ / 4 shift QP SK modulation that performs differential coding is about ⁇ / 4
  • the lower limit is about 1 3 ⁇ 4 It becomes.
  • the difference value has an upper limit of about ⁇ / 2 and a lower limit of about 1 ⁇ 2, as shown in FIG. That is, even when noise is added, calculating the modulo 360 [degree] reduces the occurrence frequency of the phase and ⁇ between the +180 [degree] and one 180 [degree] of the difference value.
  • the reproduction clock characteristics are poor due to this phase jump. I can reduce the dung.
  • phase offset remover 38-n sets the sum of the upper and lower limit values of the difference value after phase offset removal to 0 in the noise-free state with respect to the difference value output from the subtractor 36-n. Gives a phase offset amount that makes it closer.
  • the output signal after the phase offset has a value of -180 [degree] to 180 [degreej] by the calculation of modulo 360 [degree].
  • the adder 39-n adds the output results of the phase offset removers 37_n and 38_n, and as a result of the addition, the phase fluctuation amount is reduced by 1 360 [degree] to 360 [degree].
  • the preamble phase fluctuation amount calculation unit 11 — n of the present embodiment performs the processing of the phase offset removal unit to make the difference value of the baseband phase data +1.80 [degree] and 1 1 Since the frequency of occurrence of the phase jump between 80 [degree] can be reduced, the deterioration of the reproduction clock characteristic due to the phase jump of the difference value of the baseband phase data can be reduced.
  • the interval for calculating the difference may be any time.
  • the preample phase variation calculator calculates the phase variation by combining two differences of the difference between the four clock periods and the difference between the two clock periods, but the phase variation is one or more. Can be obtained from the difference between the clock intervals. For example, by calculating the amount of phase change using a plurality of differences between different clock intervals, the S / N ratio of the amount of phase change is increased, so that the reproduction clock characteristics can be improved.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of the configuration of the power weighting coefficient calculation unit 12, in which the maximum value detection unit 41, the averaging units 42, 43-1, to 43-N, and the normalization unit 4 4 1:!
  • the maximum value detection unit 41 selects the reception signal power data of all N branches sampled by the sampling units 3-1 to 3-N. Detect maximum received signal power data.
  • the averaging section 42 outputs reference received signal power data obtained by averaging the maximum received signal power data.
  • the averaging units 4 3 _ 1 to 4 3—N average the received signal power data sampled by the corresponding sampling units 3-1 to 3—N for each branch, and Calculate average received signal power data.
  • the normalizing units 44_1 to 44-N normalize the average received signal power data of each branch based on the reference received signal power data, and output the normalized result. For example, when the received signal power data is expressed in a logarithmic notation, a division operation or the like is performed on the normal signal, and when the received signal power data is in a logarithmic notation, a subtraction operation or the like is performed.
  • the coefficient conversion units 45-1 to 45-N convert the normalized results output from the corresponding normalization units 441-1 to 441-N into power weighting coefficients.
  • the sampling units 46_1 to 461-1N sample the power weighting coefficients output from the corresponding coefficient conversion units 45-1-45-N at the rising edge of the reference S-times clock, and The sampling result is output.
  • the power weighting factor calculation unit 12 of the present embodiment calculates the power weighting factor corresponding to each branch by using the normalization units 441-1 to 441-N
  • the average received signal power data is normalized using the reference received signal power data.
  • sampling units 46-1 to 46-N are data of the power weighting coefficient and the phase variation of each branch output from the preamble phase variation calculator 11-1 to 11-N. This is for aligning the change timing. For example, sump This is unnecessary when the ring section 3_1 to 3-N and the sampling section 4-1 to 4-N use the same clock.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration example of a preamble timing phase complex signal calculation unit 17, which includes an arc tangent unit 51, a double phase calculation unit 52, and a complex signal calculation unit 53. ing.
  • preamble timing phase complex signal calculating section 17 of the present embodiment first, arc tangent section 51 outputs averaged 1 Z 2 symbol frequency component complex signal output from averaging section 16. The declination ⁇ between the real component and the imaginary component of the averaged 1Z2 symbol frequency component complex signal is calculated.
  • the double phase calculation unit 52 calculates “2X ⁇ ” which is twice the phase of the argument ⁇ ⁇ .
  • the complex signal calculator 53 calculates the real component and the imaginary component of the complex signal having the phase of “2 X ⁇ 0” and the predetermined amplitude ⁇ , and calculates the preamble timing and the real component R of the complex signal. And the imaginary component I.
  • the real component R and the imaginary component I can be expressed by equations (1) and (2), respectively.
  • the real component and the imaginary component of the preamble timing phase complex signal calculated by the preamble timing phase complex signal calculation unit 17 of the present embodiment both have a value of ⁇ or less, and are represented by a small number of bits. it can. Thereby, the circuit scale of the timing reproducing unit 5 can be reduced.
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of the configuration of the phase shift control / frequency divider 18, which includes a T-ary counter 61, a reference symbol periodic cosine / sine wave generator 62, and a phase shifter 63.
  • FIG. 10 is a diagram showing an operation example of the rising edge detection unit 64.
  • the phase shift control / frequency divider 18 of the present embodiment operates at the clock speed of the T-ary counter 61 and the reference T times clock, and counts the counter value D that repeatedly counts from 0 to (T-1). Output. Since the reference T-times clock has a clock rate about T times the symbol rate, the repetition period in which the counter value D is counted from 0 to (T-1) is about the same as the symbol rate.
  • the reference symbol periodic cosine wave Z sine wave generator 62 generates the cosine wave component C o and the sine wave component S i obtained by the equations (3) and (4) based on the counter value D.
  • the phase shifter 63 has an amplitude A, and a cosine wave C s obtained by shifting the cosine wave component C o by the timing phase difference “2X ⁇ 0”. Is calculated.
  • the cosine wave C s is a signal synchronized with the Nyquist point of the received signal data.
  • the real component of the preamble timing phase complex signal is in operation while the timing recovery unit 5 is operating. Since the R and the imaginary component I change in a specific time unit, the phase of the cosine wave is discontinuous for a moment, and this is a signal that generates “phase jump”.
  • the rising edge detector 64 detects the timing synchronized with the Nyquist point of the received signal data based on the timing at which the value of the cosine wave C s changes from negative to positive (change timing of the hard decision clock shown in FIG. 10). Generates a rising edge detection pulse generated at. However, even if the hard decision clock is affected by the phase jump of the cosine wave C s, the rising edge detection unit 64 uses the rising edge interval counter 65 as shown in FIG. The time elapsed since the last rising edge detection pulse was counted is a predetermined time (the number of reference T times clocks) ) If shorter, no rising edge detection pulse is generated.
  • the reference T-fold clock is used based on the rising edge detection pulse.
  • a reproduced symbol clock is generated by dividing the frequency to 1 ZT times.
  • the frequency divider 67 generates a reproduced U-fold clock by dividing the reference T-fold clock to a U / T-fold speed based on the rising edge detection pulse.
  • the phase shift control Z dividing section 18 of the present embodiment has a function of ignoring the rising edge of a specific period from the detection of the rising edge of the cosine wave Cs obtained by the phase shifting section 63. I decided. As a result, erroneous detection of a rising edge caused by a phase jump of the cosine wave Cs is reduced, and a stable reproduced symbol clock and a reproduced U-fold clock can be obtained.
  • the rising edge detection unit 64 of the phase shift control / frequency division unit 18 detects the reception signal based on the timing at which the value of the cosine wave C s output from the phase shift unit 63 changes from negative to positive.
  • the rising edge detection pulse generated at the timing synchronized with the Nyquist point of the signal data was generated.However, the rising edge detection pulse is not limited to this.For example, the rising edge is detected based on the timing at which the value of the cosine wave Cs changes from positive to negative. A detection pulse may be generated.
  • the phase shift control frequency divider 18 generates two types of reproduction clocks (reproduction clock and reproduction U-fold clock). However, the number of reproduction clocks generated is not limited, and one or more reproduction clocks are generated. As long as it can generate a lock.
  • the timing recovery unit 5 can perform highly accurate timing estimation, the data extracted by the Nyquist point extraction units 21-1 to 21-N As a result, it is possible to suppress deterioration of the SZN ratio due to the estimation error of the reproduced symbol peak and deterioration due to the influence of intersymbol interference to a small level, and obtain good demodulation characteristics.
  • a PSK-modulated signal having a data format prepended with a preamble signal is received by one or more receiving antennas.
  • a preamble signal is received
  • the signal in the first embodiment is received.
  • the timing playback unit 5 shown High-speed and high-precision timing estimation is performed using the same configuration.After that, when the received signal has shifted from the preamble signal to the random data section, the estimated timing phase at the time of receiving the preamplifier is used as the initial value, and the random data Apply the timing recovery process for This makes it possible to realize faster and more accurate timing estimation and to obtain good clock tracking characteristics.
  • FIG. 11 is a diagram showing a configuration example of a timing recovery circuit according to a second embodiment having N (N is an integer of 1 or more) and number of reception antennas.
  • the timing recovery circuit according to the present embodiment includes a timing recovery unit 5a to which a timing recovery process at the time of random data reception is added.
  • the timing recovery unit 5a has a configuration in addition to the configuration of the timing recovery unit 5 described above. , Random pattern phase variation calculator 7 1—1 to 7 1—N, multiplier 7 2—1 to 7 2—N, adder 73, symbol frequency component extractor 74, timing phase And a complex signal calculation unit 75.
  • FIG. 12 is a diagram showing a configuration example of a receiving apparatus according to the second embodiment including the timing recovery circuit. Note that the configuration is the same as that of FIG. 2 except that the timing reproducing unit 5a is applied.
  • timing reproduction section 5a of the second embodiment will be described with reference to FIG.
  • the random pattern phase variation calculating section 71-1-1-71N is sampled by the corresponding sampling section 41-1 to 41-N (for example, Then, the phase variation per specific time with respect to the baseband phase data of each branch, which is V (V is a natural number of 3 or more) times the symbol rate, is calculated, that is, the random pattern phase variation.
  • V is a natural number of 3 or more
  • the signal is calculated by performing a doubling process such as an absolute value operation to remove a modulation component, and is, for example, a signal having a symbol frequency component.
  • the multipliers 72-1 to 72-N multiply the random pattern phase variation of the corresponding branch by the power weighting coefficient.
  • the calorie calculation unit 73 obtains the combined phase variation amount for the random pattern by adding the multiplication result of each branch by a predetermined plant.
  • the random pattern combined phase variation is a signal having a symbol frequency component similarly to the random pattern phase variation.
  • the symbol frequency component extraction unit 74 multiplies the cosine wave component and the sine wave component of the symbol period by the random pattern composite phase variation having the symbol frequency component, respectively.
  • the frequency component of the symbol frequency component is converted into a DC component, and the real component of the symbol frequency component complex signal and the imaginary component of the symbol frequency component complex signal are output.
  • To calculate the cosine wave component and the sine wave component of the symbol period it is necessary to operate at a speed three times or more the symbol rate.
  • the timing phase complex signal calculation section 75 outputs the preamble timing phase complex signal output from the preamble timing phase complex signal calculation section 17 as a timing phase complex signal at the time of preamble reception. Then, when the received signal shifts from the preamble signal to the random data section, the timing phase complex signal calculation section 75 sets the brimble timing phase complex signal as an initial value and averages the symbol frequency component complex signal. And outputs the value obtained as a timing phase complex signal.
  • phase shift control / frequency divider 18 generates a reproduced symbol clock and a reproduced U-fold clock using the timing phase complex signal output from the timing phase complex signal calculator 75.
  • the timing phase complex signal calculating section 75 outputs the preamble timing phase complex signal as it is, Although the process of averaging the number-component complex signal and the switching of are described as the time when the received signal switches from the preamble signal to the random data, the present invention is not limited to this, and the switching timing of the process is arbitrary.
  • the timing reproducing section 5a has a function S that presupposes that a preamble signal is added to the beginning of each burst data, and a function of maintaining a timing phase as shown in FIG.
  • FIG. 14 is a diagram showing a configuration example of the timing phase complex signal calculation section 75, and includes IIR (Infinite Impulse Response) filters 81, 82, a selection signal generation section 83, and selectors 84, 8 5 and.
  • IIR Infinite Impulse Response
  • timing phase complex signal calculating section 75 of the present embodiment first, an IIR filter 81, a real component of a timing phase complex signal output from a selector 84 described later, and a symbol frequency component extracting section 74 The averaging process is performed using the symbol frequency component output from the real number component of the complex signal.
  • the IIR filter 8 2, the imaginary component of the timing phase complex signal output from the selector 85 described later, and the imaginary component of the symbol frequency component complex signal output from the symbol frequency component extraction unit 74 are Averaging processing is performed by using
  • the selection signal generation section 83 for example, when a briumple signal is received (see FIG. 15), the selection phase is output from the preamble timing phase complex signal calculation section 17 to the selectors 84 and 85. A selection signal for selecting a signal to be output is output. When a random pattern is received (see Fig. 15), a selection signal for selecting a signal output from the IIR filters 81 and 82 is output.
  • FIG. 15 is a diagram showing an example of the operation timing of the timing reproducing unit 5a.
  • the selector 84 selects the preamble timing according to the selection signal.
  • the signal output from the phase complex signal calculator 17 or the signal output from the IIR filter 81 is selected and output.
  • the selector 85 selects and outputs either the signal output from the preamble timing phase complex signal calculation unit 17 or the signal output from the IIR filter 82 according to the selection signal. I do.
  • the timing phase complex signal calculating section 75 of the present embodiment selects a preamplifier timing phase complex signal when receiving a preamble signal in the same manner as in the first embodiment, and converts the received signal from the preamble signal to random data.
  • a value obtained by averaging the symbol frequency component complex signal during random data reception is selected as the timing phase complex signal, with the preamble timing phase complex signal during preamble reception as the initial value.
  • timing phase complex signal calculation unit 75 by applying the timing phase complex signal calculation unit 75, high-speed and high-precision timing estimation at the time of receiving a preamplifier by the above-mentioned timing reproduction unit 5 is realized. Good clock tracking characteristics can be obtained when receiving random data.
  • the addition unit in the timing recovery unit selects the amount of phase variation to be used for addition based on the branch control signal indicating the signal of the branch to be used. Also, in the third embodiment, the diversity / demodulation unit selects Nyquist point baseband phase data and Nyquist point received signal power data to be used for the diversity synthesis based on the branch control signal.
  • Embodiment 1 or Embodiment 2 processing different from Embodiment 1 or Embodiment 2, that is, processing for selecting the amount of phase variation used for addition, and Nyquist point baseband phase data and Nyquist point received signal power used for diversity combining will be described. The process of selecting data will be described.
  • FIG. 16 is a diagram showing a configuration example of the receiving apparatus according to the third embodiment, and includes a timing reproducing unit 5 b having a function of selecting whether to use the weighted phase variation for addition for each branch. And a diversity / demodulation unit 91 having a function of selecting, for each branch, whether to use the Nyquist point baseband phase data and the Nyquist point received signal power data for diversity combining.
  • FIG. 17 is a diagram showing a configuration example (corresponding to the first embodiment) of the timing recovery circuit according to the third embodiment, in which whether or not the weighted phase variation is used for addition is selected for each branch.
  • An addition unit 101 having a function of performing
  • FIG. 18 is a diagram showing a configuration example (corresponding to the second embodiment) of the timing recovery circuit according to the third embodiment, in which whether or not the weighted phase variation is used for addition is selected for each branch. And an adder 102 having a function of selecting, for each branch, whether to use the weighted random pattern phase fluctuation amount for addition.
  • the phase used for addition is selected from among the weighted phase fluctuations output from the multiplication units 13-1 to 13-N.
  • the fluctuation amount is selected, the timing is estimated using the synthesized phase fluctuation amount obtained by synthesizing the selected phase fluctuation amount, and the reproduction clock is output (corresponding to the first embodiment).
  • the weighted random pattern phase variation output from the multipliers 72-1 to 72-N is selected from the following.
  • the random pattern phase variation used for the addition is selected, the timing is estimated using the random pattern combined phase variation obtained by combining the selected random pattern phase variation, and the above-described combined phase variation, and the reproduction clock is calculated. Output.
  • the Nyquist point baseband phase output from the Nyquist point extraction sections 21-1 to 21-N Nyquist point baseband phase data and Nyquist point received signal power data used for diversity combining are selected from the data and the Nyquist point received signal power data, and the result of the diversity combining based on the selected data is demodulated.
  • the multiplication section 13 3; ! is performed based on the addition section 101 branch control signal.
  • the phase variation to be used for addition is selected from the weighted phase variation output from ⁇ 13-N, and then the combined phase variation is calculated using the selected phase variation.
  • the addition section 102 further performs multiplication sections 72-1-1 to 72-N based on the branch control signal.
  • the random pattern phase variation to be used for addition is selected from the weighted random pattern phase variation output from the above, and then the random pattern combined phase variation is used using the selected random pattern phase variation. Is calculated.
  • the independent branch control signals may be input to the timing recovery unit 5b and the diversity Z demodulation unit 91, respectively.
  • the common branch control signal is input to the adders 101 and 102, independent branch control signals may be input to the respective adders.
  • the branch control signal controls the used branch at two points, the timing recovery section 5b and the diversity Z demodulation section 91.
  • the present invention is not limited to this.
  • the branch used may be controlled by one or more of N, the sampling unit 4-1 to 4-N, and the Nyquist point extraction unit 21-1 to 21-N.
  • the adding unit 101, the adding unit 102, the preamble phase variation calculating unit 111-1-1N, the power weighting coefficient calculating unit 12, the multiplying unit 1 3 _ 1 to 1 3—N, Multiplication unit 7 2—1 to 7 2—N It is also possible to control the branch to be used at one or more places.
  • the timing recovery circuit according to the present invention is useful for a communication device configuring a digital wireless communication system, and is particularly suitable for a reception device that performs high-speed and high-precision timing recovery using a preamble signal. ing.

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Abstract

本発明にかかるタイミング再生回路は、Ｎ（Ｎは自然数）ブランチ分のプリアンブル信号を用いてタイミング再生を行うタイミング再生回路であって、たとえば、プリアンブル用位相変動量算出部（１１−１～１１−Ｎ）が、前記Ｎブランチ分のプリアンブル信号のベースバンド位相信号に対してシンボルレートのＳ倍オーバーサンプリングを行い、得られた各ブランチのベースバンド位相データの特定時間間隔における位相変動量を算出し、電力重み付け係数算出部（１２）が、前記Ｎブランチ分のプリアンブル信号の受信信号電力を任意の時間間隔でサンプリングし、得られた受信信号電力データに基づいてＮブランチ分の電力重み付け係数を算出し、乗算部（１３−１～１３−Ｎ）が、前記各ブランチの位相変動量とそれぞれ対応する電力重み付け係数とを乗算し、加算部（１４）が、前記各ブランチの乗算結果を合成して合成位相変動量を算出する。

Description

明 細 書 タイミング再生回路および受信装置 技術分野
この発明は、 ディジタル無線通信システムを構成する受信装置に関するもので あり、 詳細には、 プリアンブル信号を用いてタイミング再生を行う受信装置内の タイミング再生回路に関するものである。 背景技術
以下、 従来のタイミング再生回路について説明する。
近年、 P S K (Phase Shift Keying) 変調方式を採用するディジタル無線通信 システムが実用化されている。 このディジタル無線通信システムを構成するダイ バーシチ受信装置内のタイミング再生回路では、 たとえば、 P S K変調が行われ たランダムデータの受信信号に対してタイミング再生を行う（特許文献 1参照) : ここで、 上記特許文献 1に記載 従来のダイバーシチ受信装置の動作を説明す る。 なお、 ここでは、 説明の簡単化のためブランチ数を 2とする。
まず、 従来のダイバーシチ受信装置では、 2個のアンテナで P S K変調信号を 受信し、 各 P S K変調信号を個別に検波し、 その結果としてベースバンド位相信 4と受信信号電力を得る。 このとき、 検波は、 たとえば、 リミタゃバンドパスフ ィルタやミキサ等で行われる。
つぎに、 ダイバーシチ受信装置では、 上記で得られた各ベースバンド位相信号 を、 それぞれシンボル周波数の 4倍のク口ックでオーバーサンプリングし、 ベー スバンド受信位相データを生成する。 そして、 2つのべ一スバンド受信位相デー タのうち、 対応する受信信号電力が大きい方のブランチのベースバンド受信位相 データを選択する。
つぎに、 ダイバーシチ受信装置では、 上記選択されたベースバンド受信位相デ ータを用いて後述するタイミング再生処理 （従来のタイミング再生回路の処理） を行い、 オーバーサンプリング処理においてナイキスト点位置のベースバンド位 相信号をサンプリングするように、 4倍再生ク口ックの位相を制御する。さらに、 上記選択されたベースバンド受信位相データからナイキスト点データを抽出する ための再生シンボルク口ックを生成する。
最後に、 ダイバーシチ受信装置では、 上記で生成された再生シンボルクロック を用いて、 上記選択されたベースバンド受信位相データからナイキスト点データ を抽出する。
つづいて、 上記タイミング再生時のタイミング苒生回路の処理を詳細に説明す る。 まず、 従来のタイミング再生回路では、 4倍オーバーサンプルのベースバン ド受信位相データを用いて、 奇数サンプル間隔の位相変動量から求まる奇数系列 合成シンボル周波数成分データと、 偶数サンプル間隔の位相変動量から求まる偶 数系列合成シンポノレ周波数成分データと、 を求める。 なお、 この奇数系列合成シ ンボル周波数成分データと偶数系列合成シンポノレ周波数成分データを求める際に は、 通倍処理に相当する絶対値演算を行うため、 奇数系列合成シンボル周波数成 分データと偶数系列合成シンボル周波数成分データは、 任意の送信データ系列に 対してもシンボル周波数成分を有する。
つぎに、 タイミング再生回路では、 奇数系列合成シンボル周波数成分データと 偶数系列合成シンボル周波数成分データとを加算した合成シンボル周波数成分デ ータに対して、 シンボル周期の余弦波成分と正弦波成分をそれぞれ乗算し、 合成 シンボル周波数成分データのシンボル周波数成分を直流成分に周波数変換し、 複 素 D C同相成分と複素 D C直交成分とを求める。 さらに、 複素 D C同相成分と複 素 D C直交成分に対してそれぞれ平均化処理を行い、 平均化された D C同相成分 と複素 D C直交成分の逆正接を求めることで、 再生 4倍クロックとナイキスト点 とのタイミング位相差を推定する。
最後に、 タイミング再生回路では、 再生シンボルクロックと再生 4倍クロック を、 上記で推定されたタイミング位相差分だけ移相することにより、 ナイキスト 9
3
点に同期した再生ク口ックを生成する。
以上のように、 従来のダイバーシチ受信装置では、 P S K変調された任意の送 信データ系列から、 ナイキスト点データを抽出することができる。
特許文献 1 . 特許第 3286885号 し力 しな力 Sら、 上記特許文献 1に記載された従来のタイミング再生回路では、 受信信号が P S K変調された任意のデータ系列であることを想定してタイミング 再生を行うため、 奇数系列合成シンボル周波数成分データと偶数系列合成シンポ ル周波数成分データを求める際に通倍処理を行う必要があり、 既知パターンであ るプリアンブル信号を受信している場合であっても通倍ロスが発生し、 高速にタ イミング同期を確立することが困難である、 という課題があった。
本発明は、 上記に鑑みてなされたものであって、 1個以上のアンテナを用いる 受信装置において、 高速かつ高精度なタイミング同期を実現するタイミング再生 回路を提供することを目的とする。
また、 上記高速かつ高精度なタイミング同期を実現するタイミング再生回路か ら出力されるナイキスト点データを用いて、 高精度な復調特性を実現する受信装 置を提供することを目的とする。 発明の開示
本発明にかかるタイミング再生回路にあっては、 N (Nは自然数） ブランチ分 のアンテナで受信した P S K変調されたプリアンプル信号を用いてタイミング再 生を行うタイミング再生回路であって、 たとえば、 前記 Nブランチ分のプリアン ブル信号のベースバンド位相信号に対して、 個別にシンボルレートの S ( Sは2 以上の自然数） 倍オーバーサンプリングを行い、 得られた各ブランチのベースバ ンド位相データの特定時間間隔における位相変動量を算出する N個のプリアンプ ル用位相変動量算出手段 （後述する実施の形態のプリアンブル用位相変動量算出 部 1 1一 1〜1 1一 Nに相当） と、 前記 Nブランチ分のプリアンブル信号の受信 信号電力を任意の時間間隔で個別にサンプリングし、 得られた受信信号電力デー タに基づいて Nブランチ分の電力重み付け係数を算出する電力重み付け係数算出 手段（電力重み付け係数算出部 1 2に相当）と、前記各ブランチの位相変動量と、 それぞれ対応する電力重み付け係数と、 を個別に乗算する重み付け乗算手段 （乗 算部 1 3— 1〜1 3— Nに相当） と、 前記各ブランチの乗算結果を合成して合成 位相変動量を算出する合成位相変動量算出手段 （加算部 1 4に相当） と、 を備え ることを特 ί敷とする。
さらに、 前記合成位相変動量に対して 2シンボル周期の余弦波成分と正弦波成 分とを個別に乗算し、 1 / 2シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分 とを抽出する 1 / 2シンボル周波数成分抽出手段 ( 1 / 2シンボル周波数成分抽 出部 1 5に相当） と、 前記 1 / 2シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数 成分とを個別に平均化する平均化手段 （平均化部 1 6に相当） と、 前記平均化後 の 1 / 2シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分との偏角を求め、 そ の偏角の 2倍の位相を偏角とするプリアンブルタイミング位相複素信号を算出す るプリアンブル用タイミング位相複素信号算出手段 （プリアンブル用タイミング 位相複素信号算出部 1 7に相当） と、 を備えることを特徴とする。
さらに、 シンボルレートの約 Τ (Τは 2以上の自然数） 倍のクロック速度を持 つ Τ倍クロックを分周し、 当該分周クロックを前記プリ了ンブルタィミング位相 複素信号の偏角に相当する位相分だけ移相して再生シンボルクロックを生成する 再生シンボルク口ック生成手段 （移相制御ノ分周部 1 8に相当） 、 を備えること を特 ί敷とする。
この発明によれば、 上記プリァンプル用位相変動量算出手段と上記合成位相変 動量算出手段とを適用し、 ブランチ合成の利得が多く得られた合成位相変動量を 用いてタイミング推定を行うため、 プリアンプル信号受信時に高速かつ高精度な タイミング推定が可能である。
また、 プリアンプル信号受信時にタイミング再生を行い、 プリアンプル信号受 信終了時に、 プリアンブル受信時におけるタイミング位相を保持して基準 Τ倍ク 口ックの分周を行い、再生シンボルクロックと再生 U倍ク口ックを生成するので、 プリアンブル受信が終了した後のランダムデータ受信時においても、 プリアンプ ル受信時に推定した高精度なタイミング位相同期状態を保持することができる。 図面の簡単な説明
第 1図は、 実施の形態 1のタイミング再生回路の構成例を示す図であり、 第 2 図は、 実施の形態 1の受信装置の構成例を示す図であり、 第 3図は、 タイミング 再生部の動作タィミングの一例を示す図であり、 第 4図は、 ブリアンプノレ用位相 変動量算出部の構成例を示す図であり、 第 5図は、 位相オフセット除去部に入力 される差分値の一例を示す図であり、 第 6図は、 位相オフセット除去部から出力 される差分値の一例を示す図であり、 第 7図は、 電力重み付け係数算出部の構成 例を示す図であり、 第 8図は、 プリアンブル用タイミング位相複素信号算出部の 構成例を示す図であり、 第 9図は、 移相制御/分周部の構成例を示す図であり、 第 1 0図は、 立上りエツジ検出部の動作例を示す図であり、 第 1 1図は、 実施の 形態 2のタイミング再生回路の構成例を示す図であり、 第 1 2図は、 実施の形態 2の受信装置の構成例を示す図であり、 第 1 3図は、 タイミング再生部の動作タ ィミングの一例を示す図であり、 第 1 4図は、 タイミング位相複素信号算出部の 構成例を示す図であり、 第 1 5図は、 タイミング再生部の動作タイミングの一例 を示す図であり、第 1 6図は、実施の形態 3の受信装置の構成例を示す図であり、 第 1 7図は、 実施の形態 3のタイミング再生回路の構成例を示す図であり、 第 1 8図は、 実施の形態 3のタイミング再生回路の構成例を示す図である。 発明を実施するための最良の形態
以下に、 本発明にかかるタイミング再生回路および受信装置の実施の形態を図 面に基づいて詳細に説明する。 なお、 この実施の形態により本発明が限定される ものではない。
実施の形態 1 . 実施の形態 1では、 2シンボル周期のプリァンブル信号を含むデータが P S K 変調された信号を 1個以上の受信アンテナで受信してタイミング再生を行うタイ ミング再生回路と、 そのタイミング再生回路を用いてデータ復調を行う受信装置 (特に、 2個以上の受信アンテナを用いる場合はダイバーシチ受信装置） につい て説明する。
第 1図は、 N (Nは 1以上の整数） 個の受信アンテナを有する実施の形態 1の タイミング再生回路の構成例を示す図である。 このタイミング再生回路は、 受信 アンテナ 1ー 1〜1 _ Nと、 検波部 2— 1〜2 _ Nと、 サンプリング部 3— 1〜 3 - N, 4ー 1〜4— Nと、 タイミング再生部 5と、 を備えている。
また、 上記タィミング再生部 5は、 ブリアンブル用位相変動量算出部 1 1— 1 〜1 1—Nと、 電力重み付け係数算出部 1 2と、 乗算部 1 3— 1〜1 3—Nと、 加算部 1 4と、 1 / 2シンボル周波数成分抽出部 1 5と、 平均化部 1 6と、 プリ アンブル用タイミング位相複素信号算出部 1 7と、 移相制御 Z分周部 1 8と、 基 準クロック発生部 1 9と、 を備えている。
また、 第 2図は、 上記タィミング再生回路を含む実施の形態 1の受信装置の構 成例を示す図である。この受信装置は、上記タイミング再生回路の構成に加えて、 さらに、 ナイキスト点抽出部 2 1 - 1 - 2 1— Nと、 ダイバーシチ /復調部 2 2 と、 を備えている。
ここで、 第 2図に示す実施の形態 1の受信装置の動作概要について説明する。 本実施の形態の受信装置は、 N (Nは自然数） 個の受信アンテナ 1一 1 ~ 1一 Nで P S K変調信号を受信し、 検波部 2— 1 ~ 2— Nが、 各ブランチの信号を検 波し、 個別にベースバンド位相信号と受信信号電力とを得る。
サンプリング部 3— 1〜 3— Nでは、 それぞれ対応する検波部 2 _ 1〜 2— N にて検波された受信信号電力を、 後述するタイミング再生部 5にて生成される再 生 U倍クロックの立上りエツジでサンプリングし、 各ブランチの受信信号電力デ ータを出力する。 なお、 Uは 2以上の自然数である。
また、 サンプリング部 4 _ 1〜 4一 Nでは、 それぞれ対応する検波部 2— 1〜 2— Nにて検波されたベースバンド位相信号を、 後述するタイミング再生部 5に て生成される基準 S倍クロックの立上りエッジでサンプリングし、 各ブランチの ベースバンド位相データを出力する。 なお、 Sは 2以上の自然数である。
タイミング再生部 5では、 受信装置の原振クロックに対して通倍処理や分周処 理を行い、 シンボルレートの S倍のクロック速度を有する基準 S倍クロックを生 成する。 さらに、 プリアンブル信号受信時に、 サンプリング部 3— 1〜3— Nよ り出力される各ブランチの受信信号電力データと、 サンプリング部 4一 1〜4 _ Nより出力される各ブランチのベースバンド位相データと、 に基づいて、 受信信 号のナイキストに同期しかつシンポノレレートと同程度のク口ック速度を有する再 生シンポルタロックと、 受信信号のナイキストに同期しかつシンポルレートの約 U倍のクロック速度を有する再生 U倍クロックと、 を生成する。 ここでは、 既知 のプリアンプル信号を用いるため、 通倍処理を行う必要がなく、 通倍ロスによる 劣化を軽減できるため、 高速かつ高精度なタイミング推定が可能である。
ナイキスト点抽出部 2 1— 1〜 2 1— Nでは、 それぞれ対応する検波部 2— 1 〜 2— Nにて検波されたベースバンド位相信号と受信信号電力とを、 受信信号の ナイキスト点に同期した上記再生シンボルク口ックの立上りエッジでサンプリン グし、 各ブランチのナイキスト点ベースバンド位相データとナイキスト点受信信 号電力データとを出力する。
ダイバーシチ /復調部 2 2では、 ナイキスト点抽出部 2 1— 1〜2 1— Nから 出力される各ブランチのナイキスト点ベースバンド位相データとナイキスト点受 信信号電力データに基づいてダイバーシチ合成を行い、 さらに、 ダイバーシチ合 成後の受信信号を復調し、 復調データを出力する。
なお、 上記受信装置におけるサンプリング部 3— 1〜 3— Nでは、 それぞれ対 応する検波部 2— 1〜 2— Nにて検波された受信信号電力を再生 U倍クロックの 立上りエッジでサンプリングする場合について説明したが、 サンプリングに用い るクロックは特に制限がなく、 たとえば、 原振クロックを通倍または分周して生 成された基準クロックを用いることとしてもよい。 また、 上記受信装置におけるサンプリング部 4一 1〜4一 Nでは、 それぞれ対 応する検波部 2— 1〜 2— Nにて検波されたベースバンド位相信号を基準 S倍ク 口ックの立上りエッジでサンプリングする場合について説明したが、 サンプリン グに用いるクロックは特に制限がなく、 たとえば、 シンボルレートの 2倍以上の 速度のク口ックであればタイミング再生部 5にて生成する再生ク口ックを用いる こととしてもよレ、。
つづいて、 第 1図を用いて実施の形態 1のタイミング再生部 5の動作について 説明する。
まず、 本実施の形態のタイミング再生部 5では、 基準ク口ック発生部 1 9が、 受信装置が持つ原振クロックに対して分周処理や通倍処理を行い、 シンポルレー トの約 T倍のク口ック速度を有する基準 T倍クロックと、 シンポルレートの約 S 倍のクロック速度を有する基準 S倍クロックと、 を生成する。 なお、 Tは 2以上 の自然数である。
プリアンブル用位相変動量算出部 1 1一 1 ~ 1 1一 Nでは、 それぞれ対応する サンプリング部 4一 1〜4一 Nにてサンプリングされた各ブランチのベースバン ド位相データに対する特定時間当りの位相変動量を算出する。 たとえば、 ブリア ンブル信号として、差動符号化を行う π / 4シフト Q P S K (Quadrature Phase Shift Keying) 変調の [ 1 0 0 1 ] パターンを適用する場合、 プリアンブル信号 受信時の位相変動量は、 後述する第 5図に示すような 2シンボル周期の信号とな る。 なお、 プリアンブル信号は、 既知信号であるため、 位相変動量を求める際に 通倍処理を行う必要がない。
電力重み付け係数算出部 1 2では、 サンプリング部 3 _ 1〜3— Nにてサンプ リングされた各ブランチの受信信号電力データに基づいて、 各ブランチの受信信 号の尤度を示す電力重み付け係数を算出する。
乗算部 1 3— 1〜 1 3— Nでは、 それぞれ対応するブランチの位相変動量と電 力重み付け係数とを乗算し、 その乗算結果を出力する。
加算部 1 4では、 乗算部 1 3— ;！〜 1 3— Nから出力される各ブランチの乗算 結果を予め決められたブランチ分だけ加算し、 この加算により得られた合成位相 変動量を出力する。 なお、 2シンボル周期で変動するプリアンブル信号受信時に は、 合成位相変動量も上記位相変動量のように 2シンボル周期の信号として得ら れる。 また、 プリアンブル用位相変動量算出部 1 1一 1〜1 1一 Nでは位相変動 量を求める際に通倍処理を行わないため、 ここでの加算においても遞倍ロスが少 なく、 ブランチ合成による利得を多く得ることができる。
1 / 2シンボル周波数成分抽出部 1 5では、 2シンポル周期の信号である合成 位相変動量に対して、 2シンボル周期の余弦波成分と正弦波成分をそれぞれ乗算 し、 合成位相変動量の 1 / 2シンボル周波数成分を直流成分に周波数変換し、 1 / 2シンボル周波数成分複素信号の実数成分と 1 / 2シンボル周波数成分複素信 号の虚数成分を出力する。
平均化部 1 6では、 上記 ]. / 2シンボル周波数成分複素信号の実数成分と 1 Z 2シンボル周波数成分複素信号の虚数成分とをそれぞれ平均化する。 なお、 平均 化された 1 / 2シンボル周波数成分複素信号の実数成分と平均化された 1 / 2シ ンボル周波数成分複素信号の虚数成分との偏角 Δ 6は、 2シンボル周期当りのナ ィキスト点と基準 S倍クロックとのタイミング位相差を示す。
プリアンプル用タイミング位相複素信号算出部 1 7では、 平均化された 1 / 2 シンボル周波数成分複素信号の実数成分と 1 2シンポル周波数成分複素信号の 虚数成分から偏角 Δ Θの 2倍の位相を偏角として有するプリアンブルタイミング 位相複素信号を生成する。 なお、 「2 Χ Δ 0」 は、 1シンボル周期当りのナイキ スト点と基準 S倍クロックとのタイミング位相差を示す。
移相制御 Ζ分周部 1 8では、 基準 Τ倍クロックを分周して、 シンボルレートと 同程度のクロックとシンボルレ一トの約 U倍のク口ックを生成する。 さらに、 分 周されたシンポルレートと同程度のク口ックとシンポルレートの約 U倍のク口ッ クをそれぞれシンボル周期に対して 「 2 X Δ Θ」 の位相分だけ移相して、 再生シ ンボルクロックと再生 U倍クロックを生成する。 基準 S倍クロックと基準 Τ倍ク 口ックは同一の原振クロックから生成されたクロックであり、 互いに同期してい るため、 上述のようにして生成される再生シンボルクロックと再生 U倍クロック はナイキスト点に同期している。
このように、 本実施の形態のタィミング再生部 5は、 ブリアンブル用位相変動 量算出部 1 1一 1〜 1 1 _ Nと加算部 1 4とを適用し、 ブランチ合成の利得が多 く得られた合成位相変動量を用いてタイミング推定を行うため、 プリアンブル信 号受信時に高速かつ高精度なタイミング推定が可能である。
また、 本実施の形態のタイミング再生部 5は、 送信データがランダムデータの 場合にはタイミング推定を行うことができない。 しかしながら、 第 3図に示すよ うに、 ブリアンブル信号が先頭に付加される受信信号の場合、 プリアンブル信号 受信時にタイミング再生部 5を用いてタイミング再生を行い、 プリアンブル信号 受信終了時に、 ブリアンブル受信時におけるタイミング位相を保持して基準 T倍 ク口ックの分周を行い、 再生シンボルク口ックと再生 U倍ク口ックを生成する。 これにより、プリアンブル受信が終了した後のランダムデータ受信時においても、 プリアンブル受信時に推定した高精度なタイミング位相同期状態を保持すること ができる。 第 3図は、 タイミング再生部 5の動作タイミングの一例を示す図であ る。
なお、 上記タイミング再生部 5では、 2種類の再生クロック （再生クロックと 再生 U倍クロック） を生成したが、 再生クロックの生成個数に制限はなく、 1種 類以上の再生ク口ックを生成できればよい。
つづいて、 上記プリアンブル用位相変動量算出部 1 1 _ 1〜 1 1—Nの動作に ついて説明する。 第 4図は、 たとえば、 第 n ( n = l， 2， ·· ·, N) 番目のブラ ンチのプリァンブル用位相変動量算出部 1 1一 nの構成例を示す図であり、 1サ ンプル遅延器 3 1— n〜3 4 _ nと、 減算器 3 5 _ n， 3 6— nと、 位相オフセ ット除去部 3 7— n , 3 8— nと、を備えている。 なお、 ここでは、一例として、 プリアンブル用位相変動量算出部 1 1 _ nの動作について説明するが、 他のプリ アンブル用位相変動量算出部についても同様に動作する。
プリアンブル用位相変動量算出部 1 1—nでは、 まず、 1サンプル遅延器 3 1 — n， 32— n, 33— n， 34— nが、 サンプリング部 4一 nでサンプリング されたベースパンド位相データに対して、 それぞれ基準 S倍ク口ックで 1周期分 の遅延を与えて出力する。
つぎに、 減算器 35_nでは、 基準 S倍クロックにより 3周期分の遅延が付加 されたベースバンド位相データから基準 S倍クロックにより 1周期分の遅延が付 加されたベースバンド位相データを差し引いて、 その差分値 （位相変動量） を出 力する。 ここでは、 前記差分値が、 モジュロ 360 [degree] の計算により、 一 180 [degree] 〜 180 [degree] のィ直を持つ。
同様に、 減算器 36— nでは、 基準 S倍クロックにより 4周期分の遅延が付カロ されたベースバンド位相データから遅延なしのベースバンド位相データを差し引 いて、 その差分値 （位相変動量） を出力する。 ここでも、 前記差分値は、 モジュ 口 360 [degree] の計算により、 一 180 [degree] 〜： 180 [degree] の値 を持つ。
そして、 位相オフセット除去部 37 _nでは、 減算器 35— nから出力される 差分値に対して、 無雑音時に位相オフセット除去後の差分値の上限値と下限値の 和を 0に近くするような、 位相オフセット量を与える。 位相オフセット後の出力 信号は、 モジュロ 360 [degree] の計算により、 — 180 [degree] 〜 180 [degree] の値を持つ。 第 5図は、 位相オフセット除去部 37— n (または 38 一 n) に入力される差分値の一例を示す図であり、 第 6図は、 位相オフセット除 去部 37— n (または 38— n) から出力される差分値の一例を示す図である。 たとえば、 第 5図に示すように、 差動符号ィヒを行う π/ 4シフト QP SK変調の [1001] パターンの差分値の上限値は約 π/4となり、 下限値は約一 3 πΖ 4となる。 しかしながら、 位相オフセットとして π / 4を付加することにより、 第 6図に示すように、 差分値は、 上限値が約 π/2となり、 下限値が約一 πΖ2 となる。 すなわち、 雑音付加時であっても、 モジュロ 360 [degree] を計算す ることにより、 上記差分値の、 +180 [degree] と一 180 [degree] との間 の位相とぴの発生頻度が少なくなり、 この位相とびによる再生クロック特性の劣 ィ匕を軽減できる。
同様に、 位相オフセット除去部 3 8— nでは、 減算器 3 6— nから出力される 差分値に対して、 無雑音時に位相オフセット除去後の差分値の上限値と下限値の 和を 0に近くするような、 位相オフセット量を与える。 位相オフセット後の出力 信号は、 モジュロ 3 6 0 [degree] の計算により、 —1 8 0 [degree] 〜 1 8 0 [degreej の値を持つ。
加算部 3 9— nでは、 位相オフセット除去部 3 7 _ nと 3 8— nの出力結果を 加算し、 その加算結果として位相変動量を一 3 6 0 [degree] 〜3 6 0 [degree ] の値で出力する。
このように、 本実施の形態のプリァンブル用位相変動量算出部 1 1 _ nは、 位 相オフセット除去部の処理により、 ベースバンド位相データの差分値の、 + 1 8 0 [degree] と一 1 8 0 [degree] との間の位相とびの発生頻度を少なくするこ とができるため、 ベースバンド位相データの差分値の位相とびに起因する再生ク ロック特性の劣化を軽減できる。
なお、 上記プリアンブル用位相変動量算出部では、 4クロック周期間隔の差分 と 2クロック周期間隔の差分を用いた場合について説明を行ったが、 差分を計算 する間隔は任意の時間でよい。
また、 上記プリアンプル用位相変動量算出部では、 4クロック周期間隔の差分 と 2クロック周期間隔の差分との 2つの差分を合成して位相変動量を算出したが、 位相変動量は 1つ以上のクロック間隔の差分から求めればよい。 たとえば、 異な るクロック間隔の差分を複数個用いて位相変動量を算出することにより、 位相変 動量の S /N比が上がるため、 再生ク口ック特性を向上させることができる。 つづいて、 上記電力重み付け係数算出部 1 2の動作について説明する。 第 7図 は、電力重み付け係数算出部 1 2の構成例を示す図であり、最大値検出部 4 1と、 平均化部 4 2， 4 3— 1〜4 3—Nと、 正規ィ匕部 4 4一：！〜 4 4—Nと、 係数変 換部 4 5— 1〜4 5— Nと、 サンプリング部 4 6—：!〜 4 6— Nと、 を備えてい る。 本実施の形態の電力重み付け係数算出部 1 2では、まず、最大値検出部 4 1が、 サンプリング部 3— 1〜 3— Nにてサンプリングされた全 Nブランチの受信信号 電力データの中から、 最大受信信号電力データを検出する。
つぎに、 平均化部 4 2では、 上記最大受信信号電力データを平均化することに より求まる基準受信信号電力データを出力する。
—方で、 平均化部 4 3 _ 1〜4 3— Nでは、 それぞれ対応するサンプリング部 3— 1 ~ 3— Nにてサンプリングされた受信信号電力データをブランチ毎に平均 化して、 各ブランチの平均受信信号電力データを算出する。
つぎに、 正規化部 4 4 _ 1〜4 4— Nでは、 基準受信信号電力データに基づい て、 各ブランチの平均受信信号電力データを正規化し、 その正規化結果を出力す る。 ここでの正規ィヒは、 たとえば、 受信信号電力データが真数表記の場合には除 算演算等が行われ、 受信信号電力データが対数表記の場合には減算演算等が行わ れる。
つぎに、 係数変換部 4 5— 1〜4 5— Nでは、 それぞれ対応する正規化部 4 4 一 1〜4 4一 Nから出力される正規化結果を、 電力重み付け係数に変換する。 そして、 サンプリング部 4 6 _ 1〜 4 6一 Nでは、 それぞれ対応する係数変換 部 4 5 - 1 - 4 5— Nから出力される電力重み付け係数を、 基準 S倍クロックの 立上りエツジでサンプリングし、 そのサンプリング結果を出力する。
このように、 本実施の形態の電力重み付け係数算出部 1 2は、 各ブランチに対 応する電力重み付け係数を求めるときに、 正規化部 4 4一 1〜4 4一 Nが、 各プ ランチの平均受信信号電力データに対して基準受信信号電力データを用いた正規 化を行う。 これにより、 各ブランチ間の電力レベル差や時間経過による電カレべ ル変動が大きい場合であっても、 電力重み付け係数を少ないビット数で表現でき るため、 タイミング再生部 5の回路規模を小さくすることができる。
なお、 上記サンプリング部 4 6— 1〜4 6—Nは、 電力重み付け係数とプリア ンブル用位相変動量算出部 1 1ー1〜1 1—Nより出力される各ブランチの位相 変動量とのデータ変化タイミングを揃えるためのものであり、 たとえば、 サンプ リング部 3 _ 1〜3— Nとサンプリング部 4— 1〜4一 Nが同じクロックを用い る場合は不要である。
つづレ、て、 上記プリ了ンブル用タイミング位相複素信号算出部 1 7の動作につ いて説明する。 第 8図は、 プリアンブル用タイミング位相複素信号算出部 1 7の 構成例を示す図であり、 逆正接部 5 1と、 2倍位相算出部 5 2と、 複素信号算出 部 5 3と、 を備えている。
本実施の形態のプリアンブル用タイミング位相複素信号算出部 1 7では、まず、 逆正接部 5 1が、 平均化部 1 6から出力される、 平均化された 1 Z 2シンボル周 波数成分複素信号の実数成分と平均化された 1 Z 2シンボル周波数成分複素信号 の虚数成分との偏角 Δ Θを算出する。
つぎに、 2倍位相算出部 5 2では、 上記偏角 Δ Θの 2倍の位相である 「 2 X Δ θ」 を計算する。
そして'、 複素信号算出部 5 3では、 「 2 X Δ 0」 の位相と予め決められた振幅 Αを有する複素信号の実数成分と虚数成分とを算出し、 プリアンブルタイミング 位相複素信号の実数成分 Rと虚数成分 Iとして出力する。 実数成分 Rと虚数成分 Iはそれぞれ （1 ) 式と （2 ) 式で表すことができる。
R =A c o s ( 2 X Δ θ ) ··· ( 1 )
I =Α s i n ( 2 X Δ θ ) · ·· ( 2 )
このように、 本実施の形態のプリアンブル用タイミング位相複素信号算出部 1 7にて算出されるプリアンブルタイミング位相複素信号の実数成分と虚数成分は、 共に Α以下の値を持ち、 少ないビット数で表現できる。 これにより、 タイミング 再生部 5の回路規模を小さくすることができる。
つづいて、 上記移相制御/分周部 1 8の動作について説明する。 第 9図は、 移 相制御/分周部 1 8の構成例を示す図であり、 T進カウンタ 6 1と、 基準シンポ ル周期余弦波/正弦波生成部 6 2と、移相部 6 3と、立上りエツジ検出部 6 4と、 立上りエッジ間隔カウンタ 6 5と、 分周部 6 6， 6 7と、 を備えている。 また、 第 1 0図は、 立上りエッジ検出部 6 4の動作例を示す図である。 本実施の形態の移相制御/分周部 1 8は、 T進カウンタ 6 1力 基準 T倍クロ ックのクロック速度で動作し、 0〜 (T- 1) を繰り返しカウントするカウンタ 値 Dを出力する。 なお、 基準 T倍クロックは、 シンボルレートの約 T倍のクロッ クレートを持っため、 カウンタ値 Dが 0〜 （T— 1) までカウントされる繰り返 し周期はシンボルレートと同程度である。
つぎに、 基準シンボル周期余弦波 Z正弦波生成部 6 2では、 上記カウンタ値 D に基づレ、て （ 3 ) 式と （ 4 ) 式でそれぞれ求まる余弦波成分 C oと正弦波成分 S iを生成する。
C o = c o s (2 π XD/T) … (3)
S i = s i n (2 π XD/T) … (4)
つぎに、 移相部 6 3では、 （5) 式に示すように、 振幅 Aを持ち、 上記余弦波 成分 C oを上記タイミング位相差 「 2 X Δ 0」 分だけ移相した余弦波 C sを算出 する。 なお、 余弦波 C sは、 受信信号データのナイキスト点に同期した信号であ るが、 第 1 0図に示すように、 タイミング再生部 5が動作中にはプリアンブルタ イミング位相複素信号の実数成分 Rと虚数成分 Iが特定時間単位で変化するため、 余弦波が持つ位相がー瞬の間不連続となる 「位相とび」 が発生する信号である。
C s =A c o s (2 π XD/T— 2 X Δ θ)
= c ο s (2 π XD/T) XA c o s (2 X厶 Θ )
+ s i η (2 π XD/T) X A s i n (2 X Δ Θ )
=C o XR+ S i X I ··· (5)
立上りエッジ検出部 64では、 上記余弦波 C sの値が負から正に変わるタイミ ング （第 1 0図に示す硬判定クロックの変化タイミング） に基づいて、 受信信号 データのナイキスト点に同期したタイミングで発生する立上りエッジ検出パルス を生成する。 ただし、 立上りェッジ検出部 64では、 硬判定クロックが余弦波 C sの位相とびの影響を受けている場合であっても、 第 1 0図に示すように、 立上 りエッジ間隔カウンタ 6 5でカウントしている、 前回の立上りエッジ検出パルス 発生時からの経過時間が、 予め決められた時間 （基準 T倍クロックのクロック数 ) より短い場合には、 立上りエッジ検出パルスを発生しない。
分周部 6 6では、 立上りエツジ検出パルスを基準にして、 基準 T倍クロックを
1 ZT倍の速度に分周することにより再生シンボルクロックを生成する。同様に、 分周部 6 7では、 立上りエツジ検出パルスを基準にして、 基準 T倍クロックを U /T倍の速度に分周することにより再生 U倍クロックを生成する。
このように、 本実施の形態の移相制御 Z分周部 1 8は、 移相部 6 3で求まる余 弦波 C sの立上りエツジ検出から特定の期間の立上りエツジを無視する機能を備 えることとした。 これにより、 余弦波 C sの位相とびに起因する立上りエツジの 誤検出を軽減し、 安定した再生シンボルクロックと再生 U倍クロックを得ること ができる。
なお、 上記移相制御/分周部 1 8の立上りエツジ検出部 6 4は、 移相部 6 3よ り出力される余弦波 C sの値が負から正に変わるタイミングに基づいて、 受信信 号データのナイキスト点に同期したタイミングで発生する立上りエッジ検出パル スを生成していたが、 これに限らず、 たとえば、 余弦波 C sの値が正から負に変 わるタイミングに基づいて立上りエッジ検出パルスを生成することとしてもよい。 また、 上記移相制御ノ分周部 1 8では、 2種類の再生クロック （再生クロック と再生 U倍クロック） を生成したが、 再生クロックの生成個数に制限はなく、 1 種類以上の再生ク口ックを生成できればよい。
以上のように、 本実施の形態においては、 タイミング再生部 5にて高精度なタ イミング推定を行うことができるため、 ナイキスト点抽出部 2 1— 1〜2 1— N にて抽出されるデータは、 再生シンボルク口ックの推定誤差による S ZN比の劣 化や符号間干渉の影響による劣化を小さく抑えることができ、 良好な復調特性を 得ることができる。
実施の形態 2 .
実施の形態 2では、 プリアンプル信号が先頭に付加されたデータフォーマツト を有する P S K変調された信号を、 1個以上の受信アンテナで受信し、たとえば、 プリアンブル信号受信時には前述の実施の形態 1で示したタイミング再生部 5と 同様の構成を用いて高速かつ高精度なタイミング推定を行い、 その後、 受信信号 がプリアンブル信号からランダムデータの区間に移った段階で、 プリアンプノレ受 信時の推定タイミング位相を初期値として、 ランダムデータ用のタイミング再生 処理を適用する。 ことにより、 さらに高速かつ高精度なタイミング推定を実現で き、 また、 良好なクロック追従特性を得ることができる。
なお、 先に説明した実施の形態 1と同様の構成については、 同一の符号を付し てその説明を省略する。 以下では、 実施の形態 1とは異なる処理、 すなわち、 受 信信号がプリァンブル信号からランダムデータに切り替わつた後の処理について 説明する。
第 1 1図は、 N (Nは 1以上の整数)，個の受信アンテナを有する実施の形態 2 のタイミング再生回路の構成例を示す図である。 本実施の形態のタイミング再生 回路は、 ランダムデータ受信時のタイミング再生処理を追加したタイミング再生 部 5 aを備え、 このタイミング再生部 5 aは、 前述したタイミング再生部 5の構 成に加え、さらに、ランダムパターン用位相変動量算出部 7 1— 1〜7 1— Nと、 乗算部 7 2— 1〜 7 2— Nと、加算部 7 3と、シンボル周波数成分抽出部 7 4と、 タイミング位相複素信号算出部 7 5と、 を備えている。
また、 第 1 2図は、 上記タイミング再生回路を含む実施の形態 2の受信装置の 構成例を示す図である。 なお、 タイミング再生部 5 aを適用している以外は、 前 述の第 2図と同様である。
ここで、 第 1 1図を用いて実施の形態 2のタイミング再生部 5 aの動作につい て説明する。
本実施の形態のタイミング再生部 5 aでは、 まず、 ランダムパターン用位相変 動量算出部 7 1 - 1 - 7 1一 Nが、 それぞれ対応するサンプリング部 4一 1〜4 一 Nにてサンプリング （たとえば、 シンボルレートの V (Vは 3以上の自然数） 倍オーバーサンプリング) された各ブランチのベースバンド位相データに対する 特定時間当りの位相変動量、 すなわち、 ランダムパターン用位相変動量を算出す る。 なお、 このランダムパターン用位相変動量は、 ランダムパターン受信を想定 しているため、 従来技術と同様に、 変調成分を除去するために絶対値演算等の通 倍処理を行って算出され、 たとえば、 シンボル周波数成分を有する信号である。 つぎに、 乗算部 7 2— 1〜7 2— Nでは、 それぞれ対応するブランチのランダ ムパターン用位相変動量と電力重み付け係数を乗算する。
つぎに、 カロ算部 7 3では、 上記各ブランチの乗算結果を予め決められたプラン チ分だけ加算することにより、ランダムパターン用合成位相変動量を得る。なお、 ランダムパターン用合成位相変動量は、 ランダムパターン用位相変動量と同様に シンボル周波数成分を有する信号である。
つぎに、 シンボル周波数成分抽出部 7 4では、 シンボル周波数成分を有するラ ンダムパターン用合成位相変動量に対して、 シンボル周期の余弦波成分と正弦波 成分をそれぞれ乗算し、 ランダムパターン用合成位相変動量のシンポル周波数成 分を直流成分に周波数変換し、 シンボル周波数成分複素信号の実数成分とシンポ ル周波数成分複素信号の虚数成分を出力する。 なお、 シンボル周期の余弦波成分 と正弦波成分を算出するためには、 シンポルレートの 3倍以上の速度で動作する 必要がある。
つぎに、 タイミング位相複素信号算出部 7 5では、 プリアンブル受信時にはタ ィミング位相複素信号としてプリアンブル用タイミング位相複素信号算出部 1 7 より出力されるプリアンブルタイミング位相複素信号をそのまま出力する。 そし て、 受信信号がプリアンブル信号からランダムデータの区間に移った時点で、 タ イミング位相複素信号算出部 7 5では、 ブリアンブルタィミング位相複素信号を 初期値とし、 上記シンボル周波数成分複素信号を平均化して求まる値をタイミン グ位相複素信号として出力する。
最後に、 移相制御/分周部 1 8では、 上記タイミング位相複素信号算出部 7 5 より出力されるタイミング位相複素信号を用いて、 再生シンボルクロックと再生 U倍クロックを生成する。
なお、上記タイミング再生部 5 aでは、タイミング位相複素信号算出部 7 5が、 プリアンブルタイミング位相複素信号をそのまま出力する処理と、 シンポル周波 数成分複素信号を平均化する処理と、 の切り替えを受信信号がプリアンブル信号 からランダムデータに切り替わった時点として説明したが、 これに限らず、 処理 の切り替えタイミングは任意とする。
また、 上記タイミング再生部 5 aでは、 各バーストデータの先頭にプリアンプ ル信号が付加されていることが前提とされていた力 S、 第 1 3図に示すように、 タ ィミング位相を保持する機能を有することにより、 前のバーストのタイミング位 相を利用してタイミング同期が確立できるため、 2個目以降のバーストのプリア ンプル信号がなくても高速かつ高精度なタイミング同期が実現可能であり、 伝送 効率を向上させることができる。
つづいて、 上記タイミング位相複素信号算出部 7 5の動作について説明する。 第 1 4図は、 タイミング位相複素信号算出部 7 5の構成例を示す図であり、 I I R (Infinite Impulse Response) フィルタ 8 1 , 8 2と、選択信号生成部 8 3と 、 セレクタ 8 4 , 8 5と、 を備えている。
本実施の形態のタイミング位相複素信号算出部 7 5では、 まず、 I I Rフィル タ 8 1カ、 後述のセレクタ 8 4より出力されるタイミング位相複素信号の実数成 分と、 シンボル周波数成分抽出部 7 4より出力されるシンボル周波数成分複素信 号の実数成分と、 を用いて平均化処理を行う。 同様に、 I I Rフィルタ 8 2力 後述のセレクタ 8 5より出力されるタイミング位相複素信号の虚数成分と、 シン ポル周波数成分抽出部 7 4より出力されるシンポル周波数成分複素信号の虚数成 分と、 を用いて平均化処理を行う。
また、 選択信号生成部 8 3では、 セレクタ 8 4とセレクタ 8 5に対して、 たと えば、 ブリアンプル信号受信時 （第 1 5図参照） にはプリァンブル用タイミング 位相複素信号算出部 1 7より出力される信号を選択するような選択信号を出力し、 ランダムパターン受信時 （第 1 5図参照） には I I Rフィルタ 8 1および 8 2よ り出力される信号を選択するような選択信号を出力する。 第 1 5図は、 タイミン グ再生部 5 aの動作タイミングの一例を示す図である。
そして、 セレクタ 8 4では、 上記選択信号に応じて、 プリアンブル用タイミン グ位相複素信号算出部 1 7より出力される信号、 または I I Rフィルタ 8 1より 出力される信号、 のいずれかを選択して出力する。 同様に、 セレクタ 8 5では、 上記選択信号に応じて、 プリアンブル用タイミング位相複素信号算出部 1 7より 出力される信号、 または I I Rフィルタ 8 2より出力される信号、 のいずれかを 選択して出力する。
このように、 本実施の形態のタイミング位相複素信号算出部 7 5は、 プリアン ブル信号受信時には実施の形態 1と同様にプリアンプノレタイミング位相複素信号 を選択し、 受信信号がプリアンブル信号からランダムデータの区間に移った時点 で、プリアンブル受信時のプリアンブルタイミング位相複素信号を初期値として、 ランダムデータ受信時のシンボル周波数成分複素信号を平均化して求まる値をタ ィミング位相複素信号として選択する。 これにより、 プリアンブル受信時の高速 かつ高精度なタイミング推定を実現しつつ、 ランダムデータ受信時の良好なク口 ック追従特性を実現することができる。
以上のように、 本実施の形態においては、 タイミング位相複素信号算出部 7 5 の適用により、 前述のタイミング再生部 5によるプリアンプノレ受信時の高速かつ 高精度なタイミング推定を実現しつつ、 さらに、 ランダムデータ受信時において 良好なクロック追従特性を得ることができる。
実施の形態 3 .
実施の形態 3では、 タイミング再生部内の加算部が、 使用するブランチの信号 を示すブランチ制御信号に基づいて、加算に用いる位相変動量を選択する。また、 実施の形態 3では、ダイバーシチ /復調部が、上記ブランチ制御信号に基づいて、 ダイパーシチ合成に用いるナイキスト点ベースバンド位相データとナイキスト点 受信信号電力データを選択する。
なお、 先に説明した実施の形態 1と同様の構成については、 同一の符号を付し てその説明を省略する。 以下では、 実施の形態 1または実施の形態 2とは異なる 処理、 すなわち、 加算に用いる位相変動量を選択する処理、 およびダイバーシチ 合成に用いるナイキスト点ベースバンド位相データとナイキスト点受信信号電力 データを選択する処理、 について説明する。
第 1 6図は、 実施の形態 3の受信装置の構成例を示す図であり、 重み付け後の 位相変動量を加算に用いるかどうかをブランチ毎に選択する機能を有するタイミ ング再生部 5 bと、 ナイキスト点ベースバンド位相データとナイキスト点受信信 号電力データをダイバーシチ合成に用いるかどうかをブランチ毎に選択する機能 を有するダイバーシチ /復調部 9 1と、 を備えている。
また、 第 1 7図は、 実施の形態 3のタイミング再生回路の構成例 （実施の形態 1に対応） を示す図であり、 重み付け後の位相変動量を加算に用いるかどうかを ブランチ毎に選択する機能を有する加算部 1 0 1を備えている。
また、 第 1 8図は、 実施の形態 3のタイミング再生回路の構成例 （実施の形態 2に対応） を示す図であり、 重み付け後の位相変動量を加算に用いるかどうかを ブランチ毎に選択する機能を有する加算部 1 0 1と、 重み付け後のランダムバタ ーン用位相変動量を加算に用いるかどうかをブランチ毎に選択する機能を有する 加算部 1 0 2と、 を備えている。
ここで、 第 1 6図を用いて本実施の形態の受信装置の動作について説明する。 本実施の形態の受信装置では、 タイミング再生部 5 b力 ブランチ制御信号に 基づいて、 乗算部 1 3— 1 ~ 1 3— Nより出力される重み付け後の位相変動量の 中から加算に用いる位相変動量を選択し、 選択された位相変動量を合成した合成 位相変動量を用いてタイミング推定を行い、 再生ク口ックを出力する （実施の形 態 1に対応） 。 なお、 実施の形態 2の構成に対してブランチ制御信号を入力する 場合は、 さらに、 乗算部 7 2— 1〜7 2— Nより出力される重み付け後のランダ ムパターン用位相変動量の中から加算に用いるランダムパターン用位相変動量を 選択し、 選択されたランダムパターン用位相変動量を合成したランダムパターン 用合成位相変動量と上記合成位相変動量とを用いてタイミング推定を行い、 再生 クロックを出力する。
また、 ダイバーシチ /復調部 9 1では、 ブランチ制御信号に基づいて、 ナイキ スト点抽出部 2 1— 1〜2 1—Nより出力されるナイキスト点ベースバンド位相 データとナイキスト点受信信号電力データの中から、 ダイバーシチ合成に用いる ナイキスト点ベースバンド位相データとナイキスト点受信信号電力データを選択 し、 選択されたデータに基づくダイバーシチ合成結果を復調する。
つづいて、 第 1 7図を用いてタイミング再生部 5 bの動作について説明する。 第 1 7図のタイミング再生部 5 bでは、 加算部 1 0 1力 ブランチ制御信号に 基づいて、 乗算部 1 3—；！〜 1 3— Nより出力される重み付け後の位相変動量の 中力 ら、 加算に用いる位相変動量を選択し、 その後、 選択した位相変動量を用い て合成位相変動量を算出する。
つづいて、 第 1 8図を用いてタイミング再生部 5 bの動作について説明する。 第 1 8図のタイミング再生部 5 bでは、上記第 1 7図の処理に加えて、さらに、 加算部 1 0 2が、 ブランチ制御信号に基づいて、 乗算部 7 2— 1〜7 2— Nより 出力される重み付け後のランダムパターン用位相変動量の中から、 加算に用いる ランダムパターン用位相変動量を選択し、 その後、 選択したランダムパターン用 位相変動量を用いてランダムパターン用合成位相変動量を算出する。
以上、 本実施の形態においては、 たとえば、 S ZN比が良好な場合には使用す るブランチ数を減らすことによつて低消費電力を実現し、 S ZN比が悪!/、場合に は使用するブランチ数を增やすことによつてダイバーシチ利得を得て良好な復調 特性を実現することができる。
なお、 本実施の形態においては、 タイミング再生部 5 bとダイバーシチ Z復調 部 9 1に対して共通のブランチ制御信号を入力している力 それぞれ独立のブラ ンチ制御信号を入力することとしてもよい。 また、 加算部 1 0 1と加算部 1 0 2 に対して共通のブランチ制御信号を入力しているが、 それぞれ独立のブランチ制 御信号を入力することとしてもよい。
また、 本実施の形態においては、 ブランチ制御信号によりタイミング再生部 5 bとダイバーシチ Z復調部 9 1の 2箇所で使用ブランチを制御している力 これ に限らず、 たとえば、 タイミング再生部 5 b , ダイバーシチ /復調部 9 1 , 受信 アンテナ 1一：！〜 1 _N， 検波部 2— 1〜2— N, サンプリング部 3— 1〜3— N， サンプリング部 4— 1〜4— N， ナイキスト点抽出部 2 1— 1〜2 1—Nの いずれか 1箇所以上で使用ブランチを制御することとしてもよい。 また、 タイミ ング再生部 5 b内の、 加算部 1 0 1 , 加算部 1 0 2， プリアンブル用位相変動量 算出部 1 1一 1〜 1 1一 N， 電力重み付け係数算出部 1 2， 乗算部 1 3 _ 1〜 1 3— N, 乗算部 7 2— 1 ~ 7 2— Nのいずれか 1個所以上で使用ブランチを制御 することとしてもよレ、。 産業上の利用可能性
以上のように、 本発明にかかるタイミング再生回路は、 ディジタル無線通信シ ステムを構成する通信装置に有用であり、 特に、 プリアンプル信号を用いて高速 かつ高精度なタイミング再生を行う受信装置に適している。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . N (Nは自然数） ブランチ分のアンテナで受信した P S K変調されたプリ アンブル信号を用いてタイミング再生を行うタイミング再生回路において、 前記 Nブランチ分のプリアンブル信号のベースバンド位相信号に対して、 個別 にシンボルレートの S ( Sは 2以上の自然数) 倍オーバ一サンプリングを行い、 得られた各ブランチのベースバンド位相データの特定時間間隔における位相変動 量を算出する N個のプリアンプル用位相変動量算出手段と、
前記 Nブランチ分のプリアンブル信号の受信信号電力を任意の時間間隔で個別 にサンプリングし、 得られた受信信号電力データに基づいて Nブランチ分の電力 重み付け係数を算出する電力重み付け係数算出手段と、
前記各ブランチの位相変動量と、 それぞれ対応する電力重み付け係数と、 を個 別に乗算する重み付け乗算手段と、
前記各ブランチの乗算結果を合成して合成位相変動量を算出する合成位相変動 量算出手段と、
を備えることを特 ί敷とするタイミング再生回路。
2 . さらに、 前記合成位相変動量に対して 2シンボル周期の余弦波成分と正弦 波成分とを個別に乗算し、 1 / 2シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数 成分とを抽出する 1 Ζ 2シンボル周波数成分抽出手段と、
前記 1 Ζ 2シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分とを個別に平均 化する平均化手段と、
前記平均化後の 1 / 2シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分との 偏角を求め、 その偏角の 2倍の位相を偏角とするブリアンプルタィミング位相複 素信号を算出するプリアンプル用タイミング位相複素信号算出手段と、
を備えることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のタイミング再生回路。
3 . さらに、 シンボルレートの約 T (Τは 2以上の自然数） 倍のクロック速度 を持つ Τ倍クロックを分周し、 当該分周クロックを前記プリァンブルタィミング 位相複素信号の偏角に相当する位相分だけ移相して再生シンボルク口ックを生成 する再生シンボルクロック生成手段、
を備えることを特徴とする請求の範囲第 2項に記載のタイミング再生回路。
4 . 前記プリ了ンブル用位相変動量算出手段は、
前記ベースバンド位相データを用いて予め決められた時間間隔の差分値を算出 する差分算出手段と、
無雑音時に前記差分値の上限値と下限値の和が 0に近くなるような特定位相量 を加算し、 その結果を前記位相変動量として出力する位相変動量出力手段と、 を備えることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のタイミング再生回路。
5 . 前記プリァンブル用位相変動量算出手段は、
前記ベースバンド位相データを用いて任意の時間間隔の差分値を複数算出する 差分算出手段と、
無雑音時に差分値の上限値と下限値の和が 0に近くなるような特定位相量を個 別に求め、 前記各差分ィ直に対して、 対応する特定位相量を個別に加算する特定位 相量加算手段と、
前記加算結果をすベて加算し、 その結果を前記位相変動量として出力する位相 変動量出力手段と、
を備えることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のタイミング再生回路。
6 · 前記電力重み付け係数算出手段は、
前記 Νブランチ分の受信信号電力データの中の最大受信信号電力データを検出 する最大値検出手段と、
前記最大受信信号電力データを平均化し、 その平均化結果を基準受信信号電力 データとする基準受信信号電力データ生成手段と、
前記 Nブランチ分の受信信号電力データを個別に平均化し、 それらの平均化結 果を平均受信信号電力データとする平均受信信号電力データ生成手段と、 前記基準受信信号電力データに基づいて前記各平均受信信号電力データを個別 に正規化する正規化手段と、
前記各正規化結果を個別に電力重み付け係数に変換する係数変換手段と、 を備えることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のタイミング再生回路。
7 . 前記プリァンブル用タイミング位相複素信号算出手段は、
前記平均化後の 1 / 2シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分との 偏角を求める逆正接手段と、
前記偏角の 2倍の位相を求める 2倍位相算出手段と、
前記 2倍の位相と予め規定された特定の振幅とを有する複素信号を生成し、 そ の複素信号を前記プリアンブルタイミング位相複素信号として出力する複素信号 出力手段と、
を備えることを特徴とする請求の範囲第 2項に記載のタイミング再生回路。
8 . 前記再生シンボルクロック生成手段は、
前記 T倍クロックで動作するカウンタのカウンタ値に対して、 T周期の余弦波 成分と正弦波成分とを算出する余弦波および正弦波生成手段と、
前記余弦波成分を前記プリアンプルタイミング位相複素信号が有する偏角分だ け移相する移相手段と、
前記移相後の余弦波成分の立上りエツジを検出し、 一方で、 前回の立上りヱッ ジから予め規定された経過時間までの間に立上りエッジが検出された場合、 それ を立上がりエッジとして検出しない立上がりエツジ検出手段と、
前記検出された立上りエツジを基準として前記 T倍クロックを分周することに より前記再生シンボルクロックを得る分周手段と、 を備えることを特徴とする請求の範囲第 3項に記載のタイミング再生回路,
9 . タイミング再生動作、 タイミング位相を保持する動作、 のいずれかの動作 を行うことを特徴とする請求の範囲第 3項に記載のタイミング再生回路。
1 0 . Nブランチ分のランダムパターン信号のベースバンド位相信号に対して、 個別にシンボルレートの V (Vは 3以上の自然数) 倍オーバーサンプリングを行 い、 得られた各ブランチのベースバンド位相データの特定時間間隔におけるラン ダムパターン用位相変動量を算出するランダムパターン用位相変動量算出手段と、 前記各ブランチのランダムパターン用位相変動量と、 それぞれ対応する前記電 力重み付け係数と、 を個別に乗算するランダムパターン用重み付け乗算手段と、 前記各ブランチの乗算結果を合成してランダムパターン用合成位相変動量を算 出するランダムパターン用合成位相変動量算出手段と、
前記ランダムパターン用合成位相変動量に対してシンボル周期の余弦波成分と 正弦波成分を個別に乗算し、 シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分 とを算出するシンボル周波数成分算出手段と、
前記プリ了ンブルタィミング位相複素信号、 または、 前記プリァンブルタィミ ング位相複素信号を初期値とし前記シンボル周波数成分複素信号を平均化した値、 のいずれかをタイミング位相複素信号として出力するタイミング位相複素信号出 力手段と、
シンボルレートの約 T (Tは 2以上の自然数） 倍のクロック速度を持つ T倍ク ロックを分周し、 当該分周クロックを前記タィミング位相複素信号の偏角に相当 する位相分だけ移相して再生シンボルクロックを生成する再生シンボルクロック 生成手段、
を備えることを特徴とする請求の範囲第 2項に記載のタイミング再生回路。
1 1 . 前記タィミング位相複素信号算出手段は、 前回のタイミング位相複素信号の実数成分と現在のシンボル周波数成分複素信 号の実数成分とを用いて平均化処理を行う第 1の I I Rフィルタ手段と、 前回のタイミング位相複素信号の虚数成分と現在のシンボル周波数成分複素信 号の虚数成分とを用いて平均化処理を行う第 2の I I Rフィルタ手段と、 受信信号に応じて前記プリアンブルタイミング位相複素信号を選択するための 選択信号、 または、 前記各平均化処理結果を選択するための選択信号、 のいずれ カゝを生成する選択信号生成手段と、
前記選択信号に応じて前記プリアンブルタイミング位相複素信号の実数成分ま たは前記実数成分の平均化結果のいずれか一方を選択し、 その結果をタイミング 位相複素信号の実数成分として出力する第 1のセレクタ手段と、
前記選択信号に応じて前記プリアンブルタイミング位相複素信号の虚数成分ま たは前記虚数成分の平均化結果のいずれか一方を選択し、 その結果をタイミング 位相複素信号の虚数成分として出力する第 2のセレクタ手段と、
を備えることを特徴とする請求の範囲第 1 0項に記載のタイミング再生回路。
1 2 . タイミング再生動作、 タイミング位相を保持する動作、 のいずれかの動 作を行うことを特徴とする請求の範囲第 1 0項に記載のタイミング再生回路。
1 3 . 前記合成位相変動量算出手段の出力信号である合成位相変動量を算出す る際に、 各ブランチの信号を使用するかどうかの判断をブランチ毎に行うことを 特徴とする請求の範囲第 1項に記載のタイミング再生回路。
1 4 . 前記ランダムパターン用合成位相変動量算出手段の出力信号であるラン ダムパターン用合成位相変動量を算出する際に、 各ブランチの信号を使用するか どう力の判断をブランチ毎に行うことを特徴とする請求の範囲第 1 0項に記載の タイミング再生回路。
1 5 . N (Nは自然数） ブランチ分のアンテナで受信した P S K変調されたプ リアンブル信号を用いて再生シンボルクロックを生成し （タイミング再生） 、 当 該再生シンボルクロックを用いて復調処理を行う受信装置において、
前記 Nブランチ分のプリアンブル信号のベースバンド位相信号に対して、 個別 にシンボルレートの S ( Sは 2以上の自然数） 倍オーバーサンプリングを行い、 得られた各ブランチのベースバンド位相データの特定時間間隔における位相変動 量を算出するプリアンブル用位相変動量算出手段と、
前記 Nブランチ分のプリアンブル信号の受信信号電力を任意の時間間隔で個別 にサンプリングし、 得られた受信信号電力データに基づいて Nブランチ分の電力 重み付け係数を算出する電力重み付け係数算出手段と、
前記各ブランチの位相変動量と、 それぞれ対応する電力重み付け係数と、 を個 別に乗算する重み付け乗算手段と、
前記各ブランチの乗算結果を合成して合成位相変動量を算出する合成位相変動 量算出手段と、
前記合成位相変動量に対して 2シンボル周期の余弦波成分と正弦波成分とを個 別に乗算し、 1 Z 2シンポル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分とを抽出 する 1 Z 2シンボル周波数成分抽出手段と、
前記 1 Z 2シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分とを個別に平均 化する平均化手段と、
前記平均化後の 1 Z 2シンポル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分との 偏角を求め、 その偏角の 2倍の位相を偏角とするプリアンブルタイミング位相複 素信号を算出するプリアンブル用タイミング位相複素信号算出手段と、
シンボルレートの約 T (Tは 2以上の自然数） 倍のクロック速度を持つ T倍ク ロックを分周し、 当該分周クロックを前記プリァンプルタィミング位相複素信号 の偏角に相当する位相分だけ移相して再生シンボルク口ックを生成する再生シン ボルク口ック生成手段と、
Nブランチ分の受信信号のベースバンド位相信号と受信信号電力とを前記再生 シンボルクロックでサンプリングし、 各ブランチのナイキス ト点のベースバンド 位相データと受信信号電力データとを出力するナイキスト点抽出手段と、
Nブランチ分のナイキスト点のデータを用いてダイバーシチ合成を行い、 当該 合成結果に基づいて復調処理を行う復調手段と、
を備えることを特徴とする受信装置。
1 6 . N (Nは自然数） ブランチ分のアンテナで受信した P S K変調されたプ リアンブル信号を用いて再生シンボルクロックを生成し （タイミング再生） 、 当 該再生シンボルクロックを用いて復調処理を行う受信装置において、
前記 Nブランチ分のプリアンブル信号のベースバンド位相信号に対して、 個別 にシンボルレートの S ( Sは 2以上の自然数） 倍オーバーサンプリングを行い、 得られた各ブランチのベースバンド位相データの特定時間間隔における位相変動 量を算出するプリアンプル用位相変動量算出手段と、
前記 Nブランチ分のプリアンブル信号の受信信号電力を任意の時間間隔で個別 にサンプリングし、 得られた受信信号電力データに基づいて Nブランチ分の電力 重み付け係数を算出する電力重み付け係数算出手段と、
前記各ブランチの位相変動量と、 それぞれ対応する電力重み付け係数と、 を個 別に乗算する重み付け乗算手段と、
前記各ブランチの乗算結果を合成して合成位相変動量を算出する合成位相変動 量算出手段と、
前記合成位相変動量に対して 2シンボル周期の余弦波成分と正弦波成分とを個 別に乗算し、 1 / 2シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分とを抽出 する 1 / 2シンボル周波数成分抽出手段と、
前記 1 / 2シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分とを個別に平均 化する平均化手段と、
前記平均化後の 1 2シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分との 偏角を求め、 その偏角の 2倍の位相を偏角とするブリアンブルタィミング位相複 素信号を算出するプリアンブル用タイミング位相複素信号算出手段と、
受信信号が前記プリアンブル信号からランダムパターン信号に切り替わった後、
Figure imgf000033_0001
ンド位相信号に対して、 個別に シンボルレートの V (Vは 3以上の自然数） 倍オーバーサンプリングを行い、 得 られた各ブランチのベースバンド位相データの特定時間間隔におけるランダムパ ターン用位相変動量を算出するランダムパターン用位相変動量算出手段と、 前記各ブランチのランダムパターン用位相変動量と、 それぞれ対応する前記電 力重み付け係数と、 を個別に乗算するランダムパターン用重み付け乗算手段と、 前記各ブランチの乗算結果を合成してランダムパターン用合成位相変動量を算 出するランダムパターン用合成位相変動量算出手段と、
前記ランダムパターン用合成位相変動量に対してシンボル周期の余弦波成分と 正弦波成分を個別に乗算し、 シンボル周波数成分複素信号の実数成分と虚数成分 とを算出するシンボル周波数成分算出手段と、
前記プリアンブルタイミング位相複素信号、 または、 前記プリアンブルタイミ ング位相複素信号を初期値とし前記シンボル周波数成分複素信号を平均化した値、 のいずれかをタイミング位相複素信号として出力するタイミング位相複素信号出 力手段と、
シンボルレートの約 T (Tは 2以上の自然数） 倍のクロック速度を持つ T倍ク ロックを分周し、 当該分周クロックを前記タィミング位相複素信号の偏角に相当 する位相分だけ移相して再生シンボルクロックを生成する再生シンボルクロック 生成手段と、
Nブランチ分の受信信号のベースバンド位相信号と受信信号電力とを前記再生 シンポルクロックでサンプリングし、 各ブランチのナイキスト点のベースバンド 位相データと受信信号電力データとを出力するナイキスト点抽出手段と、
Nブランチ分のナイキスト点のデータを用いてダイバーシチ合成を行い、 当該 合成結果に基づいて復調処理を行う復調手段と、
を備えることを特徴とする受信装置。
1 7 . 前記ダイバーシチ合成を行う際に、 各ブランチのナイキスト点データを 使用するかどうかの判断をブランチ毎に行うことを特徴とする請求の範囲第 1 5 項に記載のタイミング再生回路。
1 8 . 前記ダイバーシチ合成を行う際に、 各ブランチのナイキスト点データを 使用するかどうかの判断をブランチ毎に行うことを特徴とする請求の範囲第 1 6 項に記載のタイミング再生回路。
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