WO2005081433A1 - Verfahren und einrichtung zur drathlosen datenübertragung - Google Patents

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WO2005081433A1
WO2005081433A1 PCT/CH2005/000057 CH2005000057W WO2005081433A1 WO 2005081433 A1 WO2005081433 A1 WO 2005081433A1 CH 2005000057 W CH2005000057 W CH 2005000057W WO 2005081433 A1 WO2005081433 A1 WO 2005081433A1
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WO
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noise
random
signal
information
modulator
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PCT/CH2005/000057
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English (en)
French (fr)
Inventor
Ralf Otte
Hartmut Müller
Martin Nathansen
Original Assignee
Tecdata Ag
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Filing date
Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B13/00—Transmission systems characterised by the medium used for transmission, not provided for in groups H04B3/00 - H04B11/00
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/001—Modulated-carrier systems using chaotic signals

Definitions

  • the invention relates to a method and a device for the wireless transmission of data.
  • the method is suitable for the transmission of digital data.
  • the invention is applicable in many areas of information transfer, e.g. in telecommunications, measurement technology, sensor technology and medical technology.
  • the invention is based on the object of specifying a method for wireless data transmission which combines the lowest possible power consumption at the transmitter and receiver with the longest possible range of the information transmission.
  • GSCOM global scaling communication
  • GS is an established physical term that clarifies that frequency distributions of physical quantities such as masses, temperatures, weights and frequencies of real systems are logarithmically scale-invariant, see H. Müller, Global Scaling, Special * ! , Ehlers Verlag 2001.
  • the size z represents the so-called partial counter, the value of which is set to 2 for subsequent frequency analyzes according to GS.
  • a given physical quantity for example a frequency
  • a GS chain break method can be broken down according to the GS chain break method and converted into a so-called chain break code. This is to be described, for example, by a GS chain break breaking for a frequency f 0 .
  • Equation (3) there is a chain break decomposition and the calculation of the partial denominators no, ni, n 2 , n 3 , n 4 etc.
  • the frequency 2032 Hz corresponds to the so-called GS chain break code [-48; 9086].
  • GS node frequencies are, for example, 5 Hz, 101 Hz, 40804 Hz, 16461 kHz. Based on these basics of GS frequency analysis, the invention is further described.
  • a modulator or demodulator and a modulation method or demodulation method are specified which enable inexpensive modulation or demodulation.
  • the modulator is referred to as a GS modulator and the demodulator is referred to as a GS demodulator, since the modulation and demodulation are implemented on the basis of the GS.
  • An additional object of the invention is to increase the range and the security of the information transmission.
  • a device for wireless information transmission e.g. of data or signals, consists of a transmitter unit with a modulator for global scaling modulation of the information and with a coupler for coupling the information into a random process, a receiver unit with a demodulator for global scaling demodulation of the information and one Decoupler for decoupling the information from the random process.
  • the device and the method use coupled random processes, in particular coupled noise processes as information carriers.
  • FIG. 10 shows the mean fluctuation of unfiltered binary numbers over the natural logarithmic time axis for a period of 12 hours.
  • the data was compiled in accordance with Chapter 1.2. described variant, and obtained by software according to equation (5).
  • Fig. 1 GSC3000 tool for GS analysis of frequencies
  • Fig. 2 Setup and process schemes of data transmission
  • Fig. 3 detailed diagrams of the method and the device
  • Fig. 4 Background noise of a semiconductor device
  • Fig. 6 Circuit diagram of an external noise generator for the technical generation of white noise
  • Fig. 7 Variant a with an external noise module
  • Fig. 8 external noise module for variant a
  • Fig. 9 Variant c with an external modem
  • Fig. 10 Fluctuation of binary numbers over the naturally logarithmic time axis
  • Fig. 11 Graph of the noise spectrum of a bipolar transistor (BE path) According to S. Shnoll, more or less strong coupling effects of random processes occur if they are carried out simultaneously and synchronously (Shnoll SE et al., Realization of discrete states during fluctuations in macroscopic processes, Physics-Uspekhi, 41 (10), p. 1026 , 1998), ie when measurements are carried out on random processes at the same time, the frequency distributions of the physical measured values have identical fine structures.
  • the representation of unsmoothed histograms in global scaling is also called the fine structure of the histogram.
  • the transmitter and receiver are implemented by technical end devices, which firstly contain a technical noise source or allow the connection of a technical noise source and secondly can carry out the subsequent processing steps 1-8 in real time.
  • the sequence of the method is shown schematically in FIG. 2, the transmitting and receiving unit are shown in more detail in FIG. 3.
  • the device contains a list according to FIGS. 2 and 3.
  • a commercially available computer for example a laptop with an integrated sound card, is used for the transmitter device (3, 4, 6, 7) and receiver device (8 to 11). This means that in the further course the generation (3, 4), modulation (6), coupling (7), coupling (8) and demodulation (9) of coupled random processes in a transmission path for coupled random processes (5) is based on the noise processes the sound card from two commercially available computers (transmitter unit 1 or receiver unit 2).
  • the procedure is for every technically generated and manipulable random process, e.g. based on external or internal noise generators, semiconductor components, processors, modems, etc. applicable.
  • the end devices are commercially available computers, laptops or even cell phones. However, the method can also be used for other end devices, other sampling frequencies fo, other random processes or other changes also to other chain break code components, in the following example only n 2 .
  • a transmitter and receiver are tuned to a common frequency band (e.g. from 5 Hz to 16.4 MHz) of a technical noise process.
  • a common frequency band e.g. from 5 Hz to 16.4 MHz
  • the sound card of a commercially available computer or laptop can be used to generate the noise process.
  • the frequency band of the noise is, for example, between 100 Hz and 15 kHz.
  • Other technical noise sources would be semiconductor elements or computer terreaoren.
  • a typical noise signal of a technical noise source is shown in FIG. 4 in its time course.
  • the noise signals of the sound card are accessed using software, for example using Windows commands, and the respective noise levels are made available to a downstream evaluation software.
  • the standing background waves influence all local wave, vibration and random processes, but this is particularly visible and measurable when the local vibration process vibrates in the vicinity of a so-called high priority fundamental vibration (explained in the following sections). Then the local process resonates with the background field, which can be proven empirically by the fact that it no longer behaves statistically correctly, but prefers certain values and avoids others.
  • Local vibration processes that are very well influenced by the background waves are all random processes, for example radioactive decay processes, noise processes or weather processes.
  • a particularly good technical coupling of a local vibration process to the background wave is achieved via stochastic or white noise in the transmission channel.
  • This noise is characterized by the fact that it is not deterministic and not reproducible.
  • Suitable sources are technical noise processes that generate thermal noise or shot noise.
  • Thermal noise occurs in every resistive electronic component and is caused by random fluctuations in the speed of the freely moving electrons and electron holes. Depending on the type of component and the temperature, this noise carries only a few ⁇ V and requires strong electronic amplification.
  • the pn junctions of semiconductor components either of Z-diodes or of incorrectly polarized base-emitter paths of bipolar silicon transistors provide significantly stronger noise signals.
  • the noise is generated here at a pn boundary layer, which is operated above the breakdown voltage. The charge carriers break through the junction due to the voltage present and generate the shot noise (Verges, C. 1987. Handbook of Electrical Noise. TAB Books, Blue Ridge Summit, PA).
  • the level of the achievable noise level strongly depends on the level of the breakdown voltage and the size of the flowing current. With selected Z-diodes and breakdown voltages of> 20V, noise levels of> 1Vpp and linear noise spectra up to the MHz range can be achieved. However, even smaller breakdown voltages of 7-12V and currents of 10-200 ⁇ A generate noise levels of several 100mVpp on BE sections of selected bipolar transistors (see Fig. 11), so that additional amplification is often unnecessary. Since the noise level increases proportionally to the root of the flow current with a constant load, it can also be regulated within wide limits.
  • variant a requires an additional external module to generate technical noise.
  • Variant b uses the noise generator implemented in the Pentium 3 processor and does not require any additional hardware.
  • Variant c implements all functions for coupling to the background wave in an external modem.
  • Variant a Coupling to the background wave with an external noise generator
  • Fig. 6 shows the circuit diagram of an external noise generator for generating the white noise
  • Fig. 7 shows the structure consisting of the external module with the analog noise generator and the laptop with integrated Sound card 21 for analog-digital conversion 22 of the noise signal supplied by the analog noise generator 20 and the computer system for digital filtering and the processing software.
  • the analog noise generator 20 supplies a pink to white noise signal, which is generated as described under 1.1.1.
  • Noise signals are referred to as pink, which have a level drop of 3dB per octave with increasing frequency.
  • white noise signals show an almost linear frequency response.
  • Transistor T1 generates the noise signal on its base-emitter path operated above the breakdown voltage.
  • Transistor T2 serves as an impedance converter and amplifier and converts the noise current from T1 into a noise voltage.
  • the noise voltage is capacitively coupled out at the collector of T2 and fed into the input of the sound card via a single-stage high-pass filter.
  • the input side channel of the sound card consists of an amplifier, a bandpass filter for frequencies from 100Hz to 15kHz, a 14-bit analog-to-digital converter and the interface to the laptop's PCI bus.
  • the sound card samples the low-frequency noise at a clock rate of 44.1 kHz, converts it into 14-bit signed integers and delivers them to the processing software via the driver software.
  • 8 shows the implementation of the noise generator 20 which has been connected to the laptop 21.
  • the processing software filters the numbers obtained in this way and extracts the actual useful signal.
  • Variant b coupling to the background wave with an internal noise generator
  • Variant b uses the internal random generator in the Pentium 3 as a noise source (The Intel® Random Generator, Techbrief 1999, Intel®). This eliminates the additional external module from variant a.
  • the processing software in variant b contains, instead of the driver function for controlling and reading the sound card, a driver function for the internal a random generator.
  • the further software processing of the noise signal is identical to variant a.
  • a disadvantage of variant b is the restriction to computer systems with Pentium-3 or Pentium-4 processors.
  • Variant c coupling to the background wave with an external modem
  • the modem 30 includes a broadband analog noise source (noise generator 32), an impedance converter 33, a filter and amplifier 34, an analog-digital converter 35 and an interface module (controller 36) for the USB bus.
  • the modem 30 can contain a microcontroller for digital filtering and preprocessing of the useful signal.
  • these functions can also be carried out by the processing software on the laptop, as in variants a and b.
  • the processing of the noise and useful signal is carried out analogously to variant 1 and b. Compared to variants a and b, significantly higher data rates can be achieved.
  • the preprocessing and filtering of the data obtained by the procedure described in chapter 1.1.2 is carried out by processing software installed on the laptop.
  • this software includes a special adaptive global scaling filter, which temporarily stores the raw data obtained over a sufficiently long period of time and evaluates it according to the typical global scaling patterns in the time and value range.
  • the GS patterns are evaluated either histogram-based over the entire range of values of the raw data or time-based with regard to the logarithmic-hyperbolic fluctuations of the individual data in the time range.
  • the task of the software is to generate random numbers from the technical noise signals, electrical potentials etc., which can be processed later.
  • a possible arithmetic operation for generating random numbers ZZ from the noise signal is sampling the noise signal with a node frequency fA and then converting the noise level into a numerical value ZZ, for example according to equation (5)
  • Random numbers that are generated in this way are manipulated by the background wave, which can be determined empirically by the fact that they do not behave statistically correctly when the sampling frequency f A is close to a node frequency. So a number n does not appear randomly, but in a logarithmic hyperbolic distance, similar to how it is calculated according to Global Scaling.
  • Binary random numbers can be generated by using the number two in "n” from equation (5):
  • Another method is the calculation of the binary numbers from the increases in the noise signal in the sampling points.
  • a positive increase gives a one and a constant or negative increase gives a zero.
  • the binary random numbers obtained in this way can be logically combined with a continuous zero-one sequence using an eclusive-OR function (EXOR) in order to obtain the best possible uniform distribution of zero and one.
  • EXOR eclusive-OR function
  • 10 shows the mean fluctuation of unfiltered binary numbers over the natural-logarithmic time axis for a period of 12 hours. The data were obtained in hardware according to variant a described and in software according to equation (5).
  • the data was additionally filtered with statistical software. For this purpose, the data were first differentiated by calculating the difference quotients. Then the difference quotients were summed up in time periods of 10s and integrated over 300 time periods using a sliding low-pass function.
  • FIG. 5 shows the typical periodic fluctuations expected according to global scaling over the natural-logarithmic time axis. VA vibrations with constant period and increasing amplitude can be seen.
  • the maxima of the antinodes are around -3.6: 1.6min, -2.7: 4.0min, -1.8: 9.9min, -0.9: 24.4min, 0.0: 1.0h, 0.9: 2.45h, 1.8: 6.0h, (2.7 : Approx. 14.8h).
  • These antinodes characterize the areas with the greatest fluctuations and are located in global scaling nodes.
  • random numbers are generated by sampling the noise signal.
  • the sampling of the noise processes at the transmitter and receiver is carried out with a GS node frequency fo and thus leads to the generation of a GS time sequence of random numbers Z.
  • Other node frequencies can be determined using equation (3).
  • the two random number sequences Z s and Z E at the transmitter or receiver are generally not synchronous in time without technical precautions.
  • synchronous scanning can be implemented, for example, by control via an external radio clock on both devices.
  • the precision of the synchronous clock should be at least an order of magnitude more accurate than the sampling frequency.
  • Z s ⁇ ... 11 (W 80 (t, +1 ) 3421 (t, +2 ) 345 (t i + 3 ) 245 (t i + 4 ) 4512 (t i + 5 ) 5071 (t i + 6 ) ... ⁇
  • Z E ⁇ ... 2345 (t i + 0 ) 479 (t i + ⁇ ) 23 (t i + 2 ) 346 ( i + 3 ) 11 ( i + 4 ) 6593 (t i + 5 ) 5031 (t i + 6 ) ... ⁇
  • the processing steps must be carried out on the transmitter side before the current random number from the noise Z E (t n ) at the receiver at the time t n takes place.
  • FIG. 5 shows a possible result f s ⁇ of the derivation of the signal Zs from a noise process according to FIG. 4.
  • a similar sequence of frequency values f E ⁇ is calculated for the receiver within the same predetermined frequency band.
  • a global scaling frequency which can be represented by a GS chain break code of the structure [no, n- ⁇ , n 2 ].
  • the participant n 2 is -3 in this example.
  • the same frequency f R is found at the transmitter and receiver within the frequency band, ie both original random number sequences Z s and Z E have exactly one common GS rate of change of their random numbers in the predetermined frequency band.
  • the GS modulation takes place, for example, by changing the subscriber n 2 , for example by reversing the sign of n 2 .
  • This frequency f R ' also mathematically represents a rate of change of the random numbers and by reversing the derivation according to L. Euler from equation (4), the new random number Z' s (t n ) is based on it in the transmitter. calculates, which is subsequently coupled into the noise process at the transmitter at time t n .
  • the manipulated random number Z's (t n ) were calculated on the transmitter side before a new random number was generated at the transmitter or receiver via the noise process.
  • Equation (3) is reversible for the same reason.
  • Coupler 7 Coupling or physical generation of the newly calculated noise value (coupler 7)
  • the newly calculated random number Z's (t ⁇ ) is converted into a dimensionally related noise level value and is coupled into the random process within the sampling period. This conversion is possible because the method of converting the noise level value into random numbers is known from the previous method steps and is reversible.
  • the noise signal in the receiver is coupled out at time t ⁇ by sampling with fo and converted into random numbers using the same method as on the transmitter side.
  • the receiver analyzes for the frequency band previously coordinated with the transmitter from [n 0 , nj-1] to [n 0 , n- ⁇ + 1] and, based on the newly determined random number Z ' E (t n ), all existing frequencies within the frequency band by a GS analysis and determines the unique frequency f R for which the chain break code [n 0 , n ⁇ -n 2 ] exists.
  • the partial denominator n 2 is determined for this frequency f R.
  • the chain break code ' rf R 1882, 969 Hz is equal to [-48, -26, +3].
  • the partial denominator n 2 is +3.
  • the receiver can now recognize whether the n 2 value has been manipulated on the transmitter side.
  • the expected sign of n 2 can be determined mathematically solely from the combination of sampling period ⁇ ts , n 0 and ni, because the frequency band is clearly defined by n 0 and ni, since the expected global scaling resonance frequency f R of the random process is present got to.
  • a frequency f R with the associated chain break code [-48, -27, -n 2 ] is expected on the receiver side, which for the non-modulated case in the transmitter on the receiver side also applies.
  • the partial denominator n 2 is +3.
  • the receiver recognized that the n 2 value of the resonance frequency f was modulated on the transmitter side. This enables the receiver to recognize the manipulation on the sender side, if it exists.
  • a bit of information has thus been transmitted between the transmitter and receiver via the underlying, coupled noise process by GS modulation and GS demodulation of a common resonance frequency f R.
  • the possibility of transmitting a bit means that digital signals can be transmitted.
  • the technical transmission rate via the random process shown here is determined and limited by the processing speed of steps 1 to 8 and by the sampling frequency f 0 . Currently, transmission rates of 16 bits per second are being realized with this.
  • An increase in the transmission rate is, for example, by using different sampling frequencies f 0 , faster computers, an improved GS modulation of the chain break value n 2 (or higher elements of the chain break n 3 , n 4 etc.) instead of just a sign reversal or the parallel use of several transmission channels possible.
  • any signals and information, as well as voice, can also be transmitted.

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Abstract

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Übertragung von Daten, bei dem alle notwendigen Informationen auf Grundlage einer Global Scaling Modulation und Demodulation über Zufallsprozesse übertragen werden, indem eine Modulation, Einkopplung, Auskopplung und Demodulation von Resonanzfrequenzen gekoppelter Rauschprozesse realisiert wird.

Description

Verfahren und Einrichtung zur drahtlosen Datenübertragung
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Einrichtung zur drahtlosen Übertragung von Daten. Das Verfahren ist geeignet zur Übertragung digitaler Daten. Die Erfindung ist in vielen Bereichen der Informationsübertragung anwendbar, z.B. in der Telekommunikation, Messtechnik, Sensorik und Medizintechnik.
Es ist üblich, für die drahtlose Signal- und Datenübertragung deterministische Verfahren auf Basis fortschreitender elektromagnetischer Trägerwellen zu verwenden. Dies bedeutet, dass ein Sender das modulierte Signal direkt oder üblicherweise mittels einer Trägerwelle abstrahlt. Die Nutzinformationen wird mittels verschiedener Modulationsverfahren, wie Amplituden-, Frequenz- oder Phasenmodulation auf die Trägerwelle aufmoduliert.
Weiterhin ist bekannt, wie die technischen Sende- und Empfangsgeräte aufgebaut werden müssen, um die Modulation und Demodulation, Sendung und den Empfang durchzuführen.
Aus den bekannten technischen Übertragungsverfahren und deren physikalischen Eigenschaften ergibt sich eine Abhängigkeit der Leistungsaufnahme des Senders von der zu überbrückenden Entfernung und der Notwendigkeit von Relaisstationen bei der Übertragung über grosse Entfernungen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur drahtlosen Datenübertragung anzugeben, das eine möglichst geringe Leistungsaufnahme beim Sender und Empfänger mit einer möglichst hohen Reichweite der Informationsübertragung kombiniert.
Diese Aufgabe wird gelöst durch ein im Anspruch 1 angegebenes Verfahren und eine in Anspruch 6 angegebene Einrichtung zur Global Scaling Communication, kurz GSCOM, bei dem mittels einer Global Scaling (GS) Modulation und Demodulation von gekoppelten Zufallsprozessen die Datenübertragung über grosse Distanzen realisiert wird.
Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in weiteren Ansprüchen angegeben.
GS ist ein eingeführter physikalischer Begriff, der verdeutlicht, dass Häufigkeitsverteilungen physikalischer Grossen wie z.B. Massen, Temperaturen, Gewichte und Frequenzen realer Systeme logarithmisch skaleninvariant sind, siehe H. Müller, Global Scaling, Special*! , Ehlers Verlag 2001.
Mit Hilfe des GS lassen sich damit insbesondere diejenigen physikalischen Werte berechnen, die in realen Prozessen, insbesondere Zufallsprozesse bevorzugt eingenommen werden.
Diese bevorzugten Werte können durch eine Kettenbruchzerlegung nach Leonard Euler, Über Kettenbrüche, 1737, Leonard Euler, Über Schwingungen einer Seite, 1748 ermittelt werden, denn nach Euler ist bekannt, dass jede reelle Zahl x durch ihren Kettenbruch entsprechend Gleichung (1) dargestellt werden kann: x = n0 + z / (ΓH + z / (n2 + z / (n3 + z / (n4 + z / (n5 + ..) )))) ( )
Die Grosse z stellt dabei den sog. Teilzähler dar, dessen Wert nach GS für nachfolgende Frequenzanalysen auf den Wert 2 festgelegt wird.
Da die Skaleninvarianz in logarithmischen Massstäben auftritt, werden im GS- Verfahren alle Analysen von zur Basis e logarithmierten Grossen durchgeführt. Damit entsteht Gleichung (2)
In x = n0 + 2 / (m + 2 / (n2 + 2 / (n3 + 2 / (n4 + 2 / (n5 + ..) )))) (2)
Die jeweiligen Zahlenwerte hängen von den zugrundeliegenden Masseinheiten ab. In GS werden die auszuwertenden Grossen ins Verhältnis zu physikalischen Konstanten y, den sogenannten Eichmassen, gesetzt. Diese Konstanten sind allerdings nur innerhalb einer vorgegebenen Präzision bekannt, weshalb es obere und untere Grenzwerte für diese Konstanten gibt.
Dadurch entsteht die Gleichung (3) als wichtigste Grundgleichung des GS, die durch eine Phasenverschiebungen um φ = 3/2 erweitert werden kann, was für die Erläuterungen der Erfindung aber nicht relevant ist, siehe H. Müller, Global Scaling, Speciall , Ehlers Verlag 2001 :
In (x/y) = n0 + 2 / (m + 2 / (n2 + 2 / (n3 + 2 / (n4 + 2 / (n5 + ..) )))) (3)
Die ganzzahligen Teilnenner [n0,n-ι,n ...] müssen aufgrund der Konvergenzbedingung für Kettenbrüche ihrem absoluten Betrag nach stets grösser als der Zähler sein, siehe O. Perron, Die Lehre von den Kettenbrüchen, Teubner Verlag Leipzig, 1950 und sind stets durch 3 teilbare ganze Zahlen.
Durch Anwendung der Gleichung (3) kann eine vorgegebene physikalische Grosse, z.B. eine Frequenz nach der GS-Kettenbruchmethode zerlegt und in einen sog. Kettenbruch-Code umgewandelt werden. Dies soll beispielhaft durch eine GS-Kettenbruchbmchzerlegung für eine Frequenz f0 beschrieben werden.
In GS wird als physikalische Konstante y zur Berechnung von Frequenzen der Wert 1 ,4254869e24 Hz verwendet, siehe Absatz Eichmasse in H. Müller, Global Scaling, Speciall , Ehlers Verlag 2001.
Nach Gleichung (3) ergibt sich eine Kettenbruchzerlegung und die Berechnung der Teilnenner no, n-i, n2, n3, n4 usw. Die Berechnung der Frequenzwerte durch Kettenbrüche nach Gleichung (3) wurde beispielhaft mit dem Werkzeug GSC3000 Professional des Institutes für Raum-Energie-Forschung GmbH, Wolfratshausen, durchgeführt und ist in Fig. 1 exemplarisch für die Frequenz f0=2032 Hz dargestellt. Die Frequenz 2032 Hz entspricht dem sogenannten GS- Kettenbruchcode [-48; 9086]. Der Teilnenner n0 = -48, der Teilnenner ni = 9086 bzw. ni = 9036, je nach Grenzwert der verwendeten Konstante y für die Frequenz. Da der Teilnenner n-ι in diesem Beispiel (n-ι=9086) gross und damit der gesamte Quotient ab ni verschwindet gering ist, liegt die Frequenz 2032 Hz in der Nähe des Wertes no (n0 = -48) und wird deshalb auch als sogenannte GS- Knotenpunkt-frequenz bezeichnet. Weitere GS-Knotenpunktfrequenzen nach Gleichung (3) sind beispielsweise 5 Hz, 101 Hz, 40804 Hz, 16461 kHz. Basierend auf diesen Grundlagen der GS Frequenzanalyse, wird die Erfindung weiter beschrieben.
Es ist ein Ziel, ein Verfahren und eine Einrichtung anzugeben, das/die eine wesentliche Reduzierung der Sendeleistung zulässt, um über möglichst grosse Entfernungen und mit möglichst geringer Energie Daten zu übertragen.
Angegeben wird weiterhin, ein Modulator bzw. Demodulator und ein Modulationsverfahren bzw. Demodulationsverfahren, der/das eine kostengünstige Modulation bzw. Demodulation ermöglicht. Im folgenden werden der Modulator als GS-Modulator bezeichnet und der Demodulator als GS-Demodulator bezeichnet, da die Modulation und Demodulation auf Grundlage des GS realisiert wird.
Ein zusätzliches Ziel der Erfindung ist eine Erhöhung der Reichweite und der Sicherheit der Informationsübertragung.
Während bei herkömmlichen Verfahren die Übertragung durch die Manipulation deterministischer Prozesse erfolgt, erfolgt beim erfindungsgemässen Verfahren die Übertragung durch GS-Modulation und GS-Demodulation von gekoppelten Zufallsprozessen.
Eine Einrichtung zur drahtlosen Informationsübertragung, z.B. von Daten oder Signalen, besteht aus einer Sendeeinheit mit einem Modulator zur Global Scaling Modulation der Information und mit einem Einkoppler zum Einkoppeln der Information in einen Zufallsprozess, einer Empfängereinheit mit einem Demodulator zur Global Scaling Demodulation der Information und einem Auskoppler zum Auskoppeln der Information aus dem Zufallsprozess. Die Einrichtung und das Verfahren nutzen gekoppelte Zufallsprozesse, insbesondere gekoppelte Rauschprozesse als Informationsträger.
Fig. 10 zeigt die mittlere Fluktuation von ungefilterten Binärzahlen üer der natürlich-logarithmischen Zeitachse für eine Zeitraum von 12 Stunden. Die Daten wurden hardwaremässig nach dem in Kapitel 1.2. beschriebenen Variante, und softwaremässig nach Gleichung (5) gewonnen.
Zusätzlich wurde eine softwarebasierte Unterabtastung der von der Soundkarte gelieferten Rohdaten realisiert, um eine GS-konforme Knotenpunktfrequenz f0 zu erhalten. Es sind die nach Global Scaling erwarteten typischen periodischen Fluktuationen über der natürlich-logarithmischen Zeitachse sichtbar.
Es gibt eine Vielzahl von Möglichkeiten, das erfindungsgemässe Verfahren, die Einrichtung und die Baugruppen bzw. Einheiten bevorzugt auszugestalten bzw. weiterzubilden. Dazu wird sowohl auf die nachgeordneten Ansprüche als auch auf die Beschreibung und die Ausführungsbeispiele verwiesen. Die hierbei verwendeten Zeichnungen zeigen in
Fig. 1 : Werkzeug GSC3000 zur GS-Analyse von Frequenzen
Fig. 2: Einrichtungs- und Verfahrensschemate der Datenübertragung
Fig. 3: Detailschemata des Verfahrens und der Einrichtung
Fig. 4: Hintergrundrauschen eines Halbleiterbauelementes
Fig. 5: Harmonische Komponenten des Hintergrundrauschens
Fig. 6: Schaltbild eines externen Rauschgenerators zur technischen Erzeugung von weissem Rauschen
Fig. 7: Variante a mit externem Rauschmodul
Fig. 8: externes Rauschmodul für Variante a
Fig. 9: Variante c mit externem Modem
Fig. 10 Fluktuation von Binärzahlen über der natürlich logarithnischen Zeitachse Fig. 11 : Schaubild Rauschspektrum eines Bipolar-Transistors (BE-Strecke) Nach S. Shnoll treten mehr oder weniger starke Kopplungseffekte von Zufallsprozessen auf, wenn diese zeitgleich und synchron ausgeführt werden (Shnoll S. E. et al., Realization of diskrete states during fluctuations in macroscopic processes, Physics-Uspekhi, 41 (10), p. 1026, 1998), d.h. bei gleichzeitig durchgeführten Messungen an Zufallsprozessen weisen die Häufigkeitsverteilungen der physikalischen Messwerte identische Feinstrukturen auf. Die Muster der (nicht geglätteten) Histogramme der Messwerte mehrerer gleichzeitig durchgeführter Zufallsprozesse stimmen überein oder sind ähnlich. Die Darstellung von nichtge- glätteten Histogrammen bezeichnet man im Global Scaling auch als Feinstruktur des Histogrammes.
Ein hohes Mass der Übereinstimmung der Feinstruktur erkennt man daran, dass die Histogramme der zugrundeliegenden Zufallsprozesse auch in ihren kleineren Ausprägungen sehr ähnlich sind, dass also nicht nur ihre statistischen Kenn- grössen wie Mittelwerte, Varianzen usw. übereinstimmen, sondern auch die Häufigkeiten bestimmter Messwerte in den jeweiligen Histogrammen sehr häufig übereinstimmen. Diese Übereinstimmung analysiert man nach GS allerdings nur man bei nichtgeglätteten Histogrammen.
Die Identität bzw. Ähnlichkeit der Feinstrukturen von Histogrammen wird nun als Mass der tatsächlichen Synchronizität von Zufallsprozessen definiert. Im folgenden werden Zufallsprozesse mit einem hohen Mass der Übereinstimmung in der Feinstruktur ihrer Histogramme als gekoppelte Zufallsprozesse bezeichnet.
Für die Übertragung von Daten von einem Sender S (Sendeeinheit 1 ) zu einem Empfänger E (Empfangseinheit 2) werden in beiden technischen Endgeräten S und E Zufallsprozesse erzeugt, die durch geeignete Massnahmen miteinander gekoppelt werden.
Sender und Empfänger werden bei diesem Verfahren durch technische Endgeräte realisiert, die erstens eine technische Rauschqueile beinhalten oder den Anschluss einer technischen Rauschquelle zulassen und zweitens die nachfolgenden Verarbeitungsschritte 1-8 in Echtzeit durchführen können. Der Ablauf des Verfahrens ist schematisch in Fig. 2 dargestellt, Sende- und Empfangseinheit sind in Fig. 3 detaillierter ausgeführt.
Die Einrichtung beinhaltet eine Aufzählung gemäss der Figuren 2 und 3.
Für die Sendereinrichtung (3, 4, 6, 7) und Empfängereinrichtung (8 bis 11) jeweils ein handelsüblicher Computer, zum Beispiel ein Laptop mit integrierter Soundkarte verwendet. Das heisst, im weiteren Verlauf wird die Erzeugung (3, 4), Modulation (6), Einkopplung (7), Auskopplung (8) und Demodulation (9) von gekoppelten Zufallsprozessen in einer Übertragungsstrecke für gekoppelte Zufallsprozesse (5) basierend auf den Rauschprozessen der Soundkarte von zwei handelsüblichen Computern (Sendeeinheit 1 bzw. Empfangseinheit 2) dargestellt.
Das Verfahren ist allerdings für jeden technisch erzeugten und manipulierbaren Zufallsprozess, z.B. basierend auf externen oder internen Rauschgeneratoren, Halbleiterbauelementen, Prozessoren, Modems usw. anwendbar.
Die Endgeräte sind handelsübliche Computer, Laptops oder auch Mobiltelefone. Das Verfahren ist aber auch für andere Endgeräte, andere Abtastfrequenzen fo, andere Zufallsprozesse oder andere Veränderungen auch anderer Kettenbruch- Code-Bestandteile, im folgenden Beispiel nur n2, anwendbar.
1. Ankopplung an einen Rauschprozess (Information 3 und Eingangssignal 4)
Es erfolgt eine Abstimmung eines Senders und Empfängers auf eine gemeinsames Frequenzband (z.B. von 5Hz bis 16,4 MHz) eines technischen Rauschprozesses.
Zur Erzeugung des Rauschprozess kann beispielsweise die Soundkarte eines handelsüblichen Computers oder Laptops verwendet werden. Das Frequenzband des Rauschens liegt dadurch beispielsweise zwischen 100 Hz und 15 kHz. Weitere technische Rauschquellen wären z.B. Halbleiterelemente oder Compu- terprozessoren. Ein typisches Rauschsignal einer technischen Rauschquelle ist in Fig. 4 in ihrem Zeitverlauf dargestellt.
Auf die Rauschsignale der Soundkarte wird mittels Software, beispielsweise mittels Windowsbefehle zugegriffen und die jeweiligen Rauschpegel werden einer nachgeschalteten Auswertesoftware zur Verfügung gestellt.
1.1. Wahl eines stochastischen Prozesses, der durch die Hintergrundwelle be- einflusst wird
Die stehenden Hintergrundwellen beeinflussen alle lokalen Wellen-, Schwin- gungs- und Zufallsprozesse, insbesondere wird das aber sichtbar und messbar, wenn der lokale Schwingungsprozess in die Nähe einer sog. Grundschwingung hoher Priorität (wird in nachfolgenden Abschnitte erklärt) schwingt. Dann tritt der lokale Prozess in Resonanz mit dem Hintergrundfeld, was empirisch dadurch nachgewiesen werden kann, dass er sich nicht mehr statistisch korrekt verhält, sondern gewisse Werteausprägungen bevorzugt und andere meidet.
Lokale Schwingungsprozesse, die sehr gut durch die Hintergrundwellen beein- flusst werden, sind alle Zufallsprozesse, beispielsweise radioaktive Zerfallsprozesse, Rauschprozesse oder Wetterprozesse.
1.1.1 Auswahl des stochastischen Prozesses
Eine besonders gute technische Ankopplung eines lokalen Schwingungsprozesses an die Hintergrundwelle wird über stochastisches oder weisses Rauschen im Übertragungskanal erzielt. Dieses Rauschen ist dadurch gekennzeichnet, dass es nicht deterministisch und nicht reproduzierbar ist.
Geeignete Quellen sind technische Rauschprozesse, die thermisches Rauschen oder Schrotrauschen erzeugen. Thermisches Rauschen tritt in jedem widerstandsbehafteten elektronischen Bauteil auf und wird durch zufällige Geschwindigkeitsschwankungen der frei beweglichen Elektronen und Elektronenlöcher hervorgerufen. In Abhängigkeit vom Typ des Bauteils und der Temperatur be- trägt dieses Rauschen nur wenige μV und erfordert eine starke elektronische Verstärkung. Deutlich stärkere Rauschsignale liefern pn-Übergänge von Halbleiterbauteilen, entweder von Z-Dioden oder von falsch gepolten Basis-Emitterstrecken von Bipolar-Silizium-Transistoren. Das Rauschen wird hier an einer pn- Grenzschicht erzeugt, welche oberhalb der Durchbruchspannung betrieben wird. Die Ladungsträger durchbrechen aufgrund der anliegenden Spannung die Sperrschicht und erzeugen das Schrot-Rauschen (Verges, C. 1987. Handbook of Electrical Noise. TAB Books, Blue Ridge Summit, PA).
Die Höhe des erzielbaren Rauschpegels hängt dabei stark von der Höhe der Durchbruchspannung und von der Grosse des fliessenden Stroms ab. Mit ausgesuchten Z-Dioden und Durchbruchspannungen von >20V können Rauschpegel von >1Vpp und lineare Rauschspektren bis in den MHz-Bereich erzielt werden. Aber auch kleinere Durchbruchspannungen von 7-12V und Strömen von 10-200μA erzeugen an BE-Strecken von ausgesuchten Bipolar-Transistoren (siehe Fig. 11 ) Rauschpegel von einigen 100mVpp, so dass eine zusätzliche Verstärkung oft überflüssig ist. Da der Rauschpegel bei konstanter Last proportional zur Wurzel des Durchflussstromes wächst, kann er zudem in weiten Grenzen geregelt werden.
1.1.2 Technische Realisierung der Ankopplung an die Hintergrundwelle
Im folgenden werden drei Verfahren zur Ankopplung an die Hintergrundwelle beschrieben. Variante a benötigt neben dem Laptop eine zusätzliches externes Modul zur Erzeugung von technischem Rauschen. Variante b nutzt den im Pentium 3-Prozessor implementierten Rauschgenerator und benötigt keine zusätzliche Hardware. Variante c realisiert alle Funktionen zur Ankopplung an die Hintergrundwelle in einem externen Modem.
Variante a: Ankopplung an die Hintergrundwelle mit externem Rauschgenerator
Fig. 6 zeigt das Schaltbild eines externen Rauschgenerators zur Erzeugung des weissen Rauschens und Fig. 7 zeigt den Aufbau, bestehend aus dem externen Modul mit dem analogen Rauschgenerator und dem Laptop mit integrierter Soundkarte 21 zur Analog-Digital-Wandlung 22 des vom analogen Rauschgenerator 20 gelieferten Rauschsignals und dem Computersystem zur digitalen Filterung und der Verarbeitungssoftware.
Der analoge Rauschgenerator 20 liefert ein rosafarbenes bis weisses Rauschsignal, welches wie unter 1.1.1 beschrieben erzeugt wird. Als rosafarben werden Rauschsignale bezeichnet, welche mit steigender Frequenz einen Pegelabfall von 3dB pro Oktave aufweisen. Weisse Rauschsignale zeigen dagegen einen annähernd linearen Frequenzgang. Transistor T1 erzeugt das Rauschsignal an seiner oberhalb der Durchbruchspannung betriebenen Basis-Emitter-Strecke. Transistor T2 dient als Impedanzwandler und Verstärker und wandelt den Rauschstrom von T1 in eine Rauschspannung um. Die Rauschspannung wird am Collector von T2 kapazitiv ausgekoppelt und über einen einstufigen Hochpassfilter in den Eingang der Soundkarte eingespeist.
Der eingangsseitige Kanal der Soundkarte besteht aus einem Verstärker, einem Bandpassfilter für Frequenzen von 100Hz bis 15kHz, einem 14-bit Analog- Digital-Wandler und der Schnittstelle zum PCI-Bus des Laptops. Die Soundkarte tastet das niederfrequente Rauschen mit einer Taktrate von 44,1kHz ab, wandelt es in 14 Bit breite vorzeichenbehaftete Integer-Zahlen um und liefert diese über die Treibersoftware an die Verarbeitungssoftware. Fig. 8 zeigt die Realisierung des Rauschgenerators 20 der mit dem Laptop 21 verbunden wurde.
Die Verarbeitungssoftware filtert die so gewonnenen Zahlen und extrahiert das eigentliche Nutzsignal.
Variante b: Ankopplung an die Hintergrundwelle mit internem Rauschgenerator
Variante b nutzt den im Pentium 3 vorhandenen internen Zufallsgenerator als Rauschquelle (The Intel® Random Generator, Techbrief 1999, Intel®). Dadurch entfällt das zusätzliche externe Modul aus Variante a.
Die Verarbeitungssoftware in Variante b enthält statt der Treiberfunktion zur An- steuerung und zum Auslesen der Soundkarte eine Treiberfunktion für den inter- nen Zufallsgenerator. Die weitere softwareseitige Verarbeitung des Rauschsignals ist identisch zu Variante a.
Nachteilig an Variante b ist die Beschränkung auf Computersysteme mit Penti- um-3 oder Pentium-4 Prozessoren.
Variante c: Ankopplung an die Hintergrundwelle mit externem Modem
In Variante c nach Fig. 9 sind alle wesentlichen Funktionen zur Ankopplung an die Hintergrundwelle in einem externen Modem 30 realisiert. Dieses Modem 30 wird über ein USB-Interface mit dem Laptop 31 verbunden.
Das Modem 30 beinhaltet eine breitbandige analoge Rauschquelle Rauschgenerator 32), einen Impedanzwandler 33, einen Filter und Verstärker 34, einen Ana- log-Digital-Wandler 35 und einen Schnittstellenbaustein (Controller 36) für den USB-Bus. Zusätzlich kann das Modem 30 einen MikroController zur digitalen Filterung und Vorverarbeitung des Nutzsignals enthalten. Diese Funktionen können aber auch wie in Variante a und b von der Verarbeitungssoftware auf dem Laptop übernommen werden. Die Verarbeitung des Rausch- und Nutzsignals erfolgt analog zu Variante 1 und b. Im Vergleich zu Variante a und b sind wesentlich höhere Datenraten erzielbar.
1.1.3. Softwarealgorithmen zur Vorverarbeitung und Filterung der Hintergrundwelle
Die Vorverarbeitung und Filterung der durch in Kapitel 1.1.2 beschriebenen Verfahren gewonnenen Daten erfolgt durch eine auf dem Laptop installierte Verarbeitungssoftware. Diese Software beinhaltet neben Filtern zur herkömmlichen Entzerrung ein spezielles adaptives Global Scaling Filter, welches die erhaltenen Rohdaten über einen ausreichend langen Zeitraum zwischenspeichert und nach den typischen Global-Scaling- Mustern im Zeit- und Wertebereich auswertet. Die Auswertung der GS-Muster erfolgt entweder histogrammbasiert über dem gesamten Wertebereich der Rohdaten oder zeitbasiert hinsichtlich der logarithmisch-hyperbolischen Fluktuationen der einzelnen Daten im Zeitbereich. Aufgabe der Software ist es aus den technischen Rauschsignalen, elektrischen Potentialen etc. Zufallszahlen zu generieren, die später weiterverarbeitet werden können. Eine mögliche Rechenoperation für die Erzeugung von Zufallszahlen ZZ aus dem Rauschsignal ist die Abtastung der Rauschsignals mit einer Knotenpunktfrequenz fA und anschliessender Umrechung des Rauschpegels in einen Zahlenwert ZZ beispielsweise nach Gleichung (5)
ZZ [0...n-1] = modulon (Σ(normierte Rauschpegel des Rauschsignals)) (5)
Zufallszahlen, die auf diese Weise erzeugt werden, werden durch die Hintergrundwelle manipuliert, was empirisch dadurch feststellbar ist, dass sie sich, wenn die Abtastfrequenz fA in der Nähe einer Knotenpunktfrequenz liegt, statistisch nicht korrekt verhalten. So erscheint eine Zahl n nicht willkürlich zufällig, sondern in einem logarithmisch hyperbolischen Abstand, ähnlich wie es nach Global Scaling berechnet wird.
Anstatt analoger Zufallszahlen zu generieren, ist es genauso möglich, Binärzahlen zu erzeugen und die Dichte der aufgetretenen Einsen oder Nullen als Fluktuationen, als Abweichungen vom Erwartungswert 0,5, zu bewerten. Erscheint beispielsweise sechsmal hintereinander die Ziffer Eins bedeutet dies eine grössere Fluktuation, als wenn dreimal eine Eins erscheint usw.
Binäre Zufallszahlen können erzeugt werden, indem in „n" aus Gleichung (5) die Zahl Zwei eingesetzt wird:
ZZ [0,1] = modulo2 ( Σ (normierte Rauschpegel des Rauschsignals ) ) (6)
Ein weiteres Verfahren ist die Berechnung der Binärzahlen aus den Anstiegen des Rauschsignals in den Abtastpunkten . Ein positiver Anstieg ergibt eine Eins und ein gleichbleibender oder negativer Anstieg eine Null. Zusätzlich können die so gewonnene binären Zufallszahlen mit einer fortlaufenden Null-Eins-Folge logisch über eine Eclusiv-Oder-Funktion (EXOR) verknüpft werden, um eine möglichst gute Gleichverteilung der Null und Eins zu erhalten. Fig. 10 zeigt die mittlere Fluktuation von ungefilterten Binärzahlen über der natürlich-logarithmischen Zeitachse für einen Zeitraum von 12 Stunden. Die Daten wurden hardwaremässig nach der beschriebenen Variante a und softwaremäs- sig nach Gleichung (5) gewonnen.
Zusätzlich wurde eine softwarebasierte Unterabtastung der von der Soundkarte gelieferten Rohdaten realisiert, um eine GS-konforme Knotenpunktfrequenz von 5Hz zu erhalten.
Um die Fluktuationen auf der logarithmischen Zeitachse deutlicher sichtbar zu machen, wurden die Daten zusätzlich mit einer Statistiksoftware gefiltert. Dazu wurden die Daten zunächst differenziert, indem die Differenzenquotienten berechnet wurden. Anschliessend wurden die Differenzenquotienten in Zeitperioden von 10s aufsummiert und mittels einer gleitenden Tiefpassfunktion über 300 Zeitperioden integriert.
In Fig. 5 sind die nach Global Scaling erwarteten typischen periodischen Fluktuationen über der natürlich-logarithmischen Zeitachse sichtbar. Zu sehen sind VA Schwingungen mit konstanter Periodenzeit und ansteigender Amplitude. Die Maxima der Schwingungsbäuche liegen etwa bei -3.6: 1.6min, -2.7: 4.0min, -1.8: 9.9min, -0.9: 24.4min, 0.0: 1.0h, 0.9: 2.45h, 1.8: 6.0h , (2,7: 14.8h approximiert). Diese Schwingungsbäuche kennzeichnen die Bereiche mit den grössten Fluktuationen und liegen in Global-Scaling-Knotenpunkten.
2. Abtastung des Rauschprozesses zur Erzeugung von Zufallszahlen (Eingangssignal 4)
Um den Rauschprozess weiterzuverarbeiten, werden durch eine Abtastung des Rauschsignals Zufallszahlen erzeugt. Die Abtastung der Rauschprozesse beim Sender und Empfänger erfolgt erfindungsgemäss mit einer GS- Knotenpunktfrequenz fo und führt damit zur Erzeugung einer GS-Zeitfolge von Zufallszahlen Z. Eine geeignete Knotenpunktfrequenz für die Abtastung von Rauschsignalen der Soundkarte ist beispielsweise f0 = 2031 ,55 Hz. Andere Knotenpunktfrequenzen können mittels Gleichung (3) ermittelt werden.
Danach erfolgt die Umwandlung des GS-Abtastsignales in eine normierte, einheitenlose Folge von Zahlenwerten (Z) gegebenenfalls des Wertebereiches N, beispielsweise durch Restklassenbildung R modulo N (Modulo-Operator) ge- mäss der Formel Z ≡Z modulo N, wobei N eine Ganze Zahl ist.
Dadurch entsteht beim Sender S die Zufallszahlenfolge Zs und beim Empfänger E die Zufallszahlenfolge ZE. Durch die Abtastung ist beispielsweise nachfolgende Folge von Zufallszahlen entstanden und auf den Monitoren des Senders und Empfängers angezeigt:
Zs = {... 10 23 2500 249 28 378 40456 ...} ZE = {... 45 789 4581 45 3 6782 2360 ...}
Die beiden Zufallszahlenfolgen Zs bzw. ZE beim Sender bzw. Empfänger sind aber in der Regel ohne technische Vorkehrungen zeitlich nicht synchron.
Um eine Synchronizität und damit Kopplung beider Zufallsprozesse zu erreichen, muss - wie in Shnoll dargestellt - eine zeitliche Synchronizität beider Prozesse im Sender und Empfänger hergestellt werden. Deshalb werden die Rauschprozesse beim Sender und Empfänger zeitlich synchron, d.h. stets zu gleichen Zeitpunkten abgetastet.
Damit entstehen die Zufallszahlen beim Sender und Empfänger zeitlich synchron. Technisch kann die synchrone Abtastung beispielsweise durch die Steuerung über eine externe Funkuhr auf beiden Endgeräten realisiert werden. Die Präzision des synchronen Taktgebers sollte mindestens eine Grössenordnung genauer als die Abtastfrequenz sein.
Dadurch entstehen beim Sender und Empfänger im synchronen Takt der Periode Δts =1/fo = i+1-tι beispielsweise folgende Zufallszahlen, die softwaretechnisch auch auf den Computerbildschirm dargestellt werden können:
Zs = {...11 (W 80(t,+1) 3421 (t,+2) 345(ti+3) 245(ti+4) 4512(ti+5) 5071 (ti+6)...} ZE = {...2345(ti+0) 479(ti+ι) 23(ti+2) 346(i+3) 11(i+4) 6593(ti+5) 5031 (ti+6)...}
Die weitere Beschreibung der Erfindung wird in den folgenden Verfahrensschritten 3-8 dargelegt, wobei diese Schritte erfindungsgemäss innerhalb der Abtastperiode Δts realisiert werden müssen.
Wurden beispielsweise beim Sender und Empfänger die letzen Zufallszahlen aus dem Rauschen jeweils zum gleichen Zeitpunkt tn.ι ermittelt, müssen die Verarbeitungsschritte auf Senderseite durchgeführt werden, noch ehe die Ermittlung der aktuellen Zufallszahl aus dem Rauschen ZE(tn) beim Empfänger zum Zeitpunkt tn erfolgt.
Es gilt daher folgende Gleichung: tn =tn-ι + Δts
Für die o.g. Abtastfrequenz f0 von 2031 ,55 Hz ergibt sich im Beispiel die Abtastperiode Δts = 1/fo = 4,92e-4 Sekunden, innerhalb derer die Verarbeitungsschritte durchgeführt werden müssen. Dies ist mit handelsüblichen Computern möglich.
3. Ableitung der Zufallszahlenfolge (Information 3, Eingangssignal 4)
Im weiteren Verlauf wird im Sender und etwas zeitversetzt im Empfänger nach L. Euler (A. P. Juschkewitsch. Euler und Lagrange über die Grundlagen der Analy- sis. In: K. Schröder: Sammelband der zu Ehren des 250. Geburtstages Leonhard Eulers der Deutschen Akademie der Wissenschaften zu Berlin vorgelegten Abhandlungen. Berlin 1959) eine Ableitung der GS-Zeitfolge von Zufallszahlen ZS und ZE der Form f (x) = lim ((f(x+dx) - f(x)) / dx) mit dx -> 0 realisiert. Für nichtanalytische Funktionen, wie sie die Zufallszahlenfolgen Zs und ZE darstellen, wird nach Euler allerdings dx = 1 gesetzt, dadurch entsteht Gleichung (4). f (x) = lim ((f(x+dx) - f(x)) / dx) mit dx =1 (4)
Damit entsteht beim Sender und Empfänger eine neue Zufallsfolge fs j bzw. fE j von Änderungsgeschwindigkeiten der Zufallszahlen aus Zs bzw. ZE. Diese Änderungsgeschwindigkeiten von Zufallszahlen kann auch als Frequenz f interpretiert werden, wobei die Abtastperiode Δts zur Erzeugung Zs bzw. ZE den zeitlichen Massstab bestimmt.
Fig. 5 stellt ein mögliches Ergebnis fs{} der Ableitung des Signals Zs aus einem Rauschprozess nach Fig. 4 dar.
Beispielsweise entstand innerhalb eines vorgegebenen Frequenzbandes von [no, n-ι-1] bis [no, n-ι+1] durch eine Ableitung nach Gleichung (4) auf der Folge Zs beim Sender folgende Reihe von Änderungsgeschwindigkeiten bzw. Frequenzen: fs{} = {... 1883,93(tk+0) 1885,15(tk+1) 1889,87(tk+2) 1885,51 (tk+3) ...}
Für den Empfänger berechnet sich innerhalb des gleichen vorgegebenen Frequenzbandes eine ähnliche Folge von Frequenzwerten fE{}.
4. Suche nach GS-Frequenzen (Information 3, Eingangssignal 4)
einer Global Scaling Frequenz, die durch einen GS-Kettenbruch-Code der Struktur [no, n-ι, n2] dargestellt werden kann.
Hierbei wird für jede ermittelte Frequenz aus der Folge fs{} beim Sender nach Gleichung (3) eine Kettenbruchanalyse durchführt und die dazugehörigen Teilnehmer n0, n-i, n2 usw. bestimmt. Beispielsweise wird innerhalb des vorgegebenen Frequenzbandes von [-48, -26] bis [-28], d.h. von 1881 ,13 Hz (Kettenbruch-Code: [-48, -26]) bis 1891 ,50 Hz (Kettenbruch-Code: [-48, -28]) in der Folge fs{} die Frequenz fR= 1889,87 Hz ermittelt, für die ein Kettenbruch-Code der Struktur [n0, n-ι, n ] existiert.
Der Kettenbruch-Code fürfR = 1889,87 ist gleich [-48, -27, -3].
Der Teilnehmer n2 ist in diesem Beispiel -3.
Nach GS wird dabei beim Sender und Empfänger innerhalb des Frequenzbandes die gleiche Frequenz fR gefunden, d.h. beide ursprüngliche Zufallszahlenfolgen Zs und ZE haben in dem vorgegebenen Frequenzband genau eine gemeinsame GS-Änderungsgeschwindigkeit ihrer Zufallszahlen.
Diese wird im folgenden als Resonanzfrequenz fR beider Zufallszahlenfolgen Zs und ZE bezeichnet.
5. GS Modulation auf Senderseite (GS-Modulator 6)
Beim Sender erfolgt die GS-Modulation beispielsweise durch eine Veränderung des Teilnenners n2, beispielsweise durch eine Vorzeichenumkehr von n2. Dadurch ergibt sich auf Senderseite folgender neuer Kettenbruchcode [n0, n-ι, -n2] und durch Umkehrung von Gleichung (3) eine neue Frequenz fR\
Im Beispiel wird der zu fR= 1889,87 Hz gehörende GS-Kettenbruch [-48, -27, -3] zu [-48, -27, +3] verändert, d.h. der Teilnenner n2=-3 wird durch Vorzeichenumkehr auf n'2=+3 gesetzt. Daraus ergibt sich nach umgekehrter Anwendung von Gleichung (3) die neue Frequenz fR' = 1882,97 Hz.
Auch diese Frequenz fR' stellt mathematisch eine Änderungsgeschwindigkeit der Zufallszahlen dar und durch die Umkehrung der Ableitung nach L. Euler aus Gleichung (4) wird darauf basierend im Sender die neue Zufallszahl Z's(tn) be- rechnet, die im folgenden beim Sender zum Zeitpunkt tn in den Rauschprozess eingekoppelt wird.
Da alle Verfahrensschritte innerhalb der Abtastperiode Δts durchgeführt wurden, ist auf Senderseite die manipulierte Zufallszahl Z's(tn) berechnet wurden, noch ehe beim Sender oder Empfänger über den Rauschprozess eine neue Zufallszahl generiert wurde.
Die Umkehrung von Gleichung (4) ist deshalb möglich, da die Ableitung von Gleichung (4) ein eindeutiges deterministisches Verfahren darstellt. Aus dem gleichen Grunde ist auch Gleichung (3) umkehrbar.
Im Beispiel ist die neue Zufallszahl Z's(tn) = 192 entstanden und es ergibt sich zum Zeitpunkt tn folgende Reihe von Zufallszahlen: •
Zs= {... 1 (ti+o) 80(ti+1) 3421 (ti+3) 245(ti+4) 4512(ti+5) 50712(t,+6)...192(tn)}
6. Einkopplung bzw. physikalische Erzeugung des neu berechneten Rauschwertes (Einkoppler 7)
Die neu berechnete Zufallszahl Z's(tπ) wird in einen dimensionsbehafteten Rauschpegelwert umgerechnet und innerhalb der Abtastperiode in den Zufallsprozess eingekoppelt. Diese Umrechnung ist möglich, da das Verfahren der Umrechnung des Rauschpegelwertes in Zufallszahlen aus den vorhergehenden Verfahrensschritten bekannt und umkehrbar ist.
Im Beispiel der Erzeugung der Zufallszahlen mittels des Rauschens einer Soundkarte wird somit die neue Zufallszahl (Z's(tn) = 192) auf Senderseite in einen Rauschwert umgewandelt und über die Soundkarte physikalisch ausgegeben.
Durch diese Einkoppelung des zu Z's(tn) gehörendn Rauschpegelwertes wurde das Rauschen auf Senderseite moduliert. 7. Auskopplung bzw. Demodulation auf Empfängerseite (Auskoppler 8 bzw. GS- Demodulator 9)
Da die Zufallsprozesse des Senders und Empfängers durch die GS- Knotenpunktfrequenz synchronisiert wurden und durch zeitliche Synchronizität miteinander gekoppelt sind und ganz bestimmt, gleiche Resonanzfrequenzen bzw. Änderungsgeschwindigkeiten aufweisen, hat sich kurzzeitig auch der Rauschprozess auf Empfängerseite verändert.
Das Rauschsignal im Empfänger wird zum Zeitpunkt tπ durch Abtastung mit fo ausgekoppelt und nach dem gleichen Verfahren wie auf Senderseite in Zufallszahlen umgewandelt.
Es erscheint auf Empfängerseite zum Abtastzeitpunkt tn mit hoher Wahrscheinlichkeit die im Sender eingespeiste Zufallszahl (im Beispie Z'E(tn) = 192, auf jeden Fall aber eine Zufallszahl ZΕ(tn), die bei der späteren Ableitung der Folge ZE nach L. Euler (Gleichung (4)) beim Empfänger die definierte Resonanzfrequenz fR' verursacht.
Im weiteren wird beschrieben, wie diese senderseitig manipulierte Resonanzfrequenz fR' auf Empfängerseite gefunden und decodiert wird.
Erfindungsgemäss analysiert der Empfänger für das mit dem Sender vorher abgestimmte Frequenzband von [n0, n-j-1] bis [n0, n-ι+1] und basierend auf der neuen ermittelten Zufallszahl Z'E(tn) alle vorhandenen Frequenzen innerhalb des Frequenzbandes durch eine GS Analyse und bestimmt die eindeutige Frequenz f R, für die der Kettenbruch-Code [n0, nι-n2] existiert.
Für diese Frequenz fR wird der Teilnenner n2 bestimmt.
Beispielsweise wird basierend auf der zuletzt empfangenen Zufallszahl innerhalb des mit dem Sender vereinbarten Frequenzbandes von 1881 ,13 Hz (Kettenbruch-Code: [-48, -26]) bis 1891 ,50 Hz (Kettenbruch-Code: [-28]) der Folge fE{} die gemeinsame Frequenz fR= 1882,969 Hz gefunden, für die ein Kettenbruch- Code der Struktur [n0, rn, n2] existiert. Der Kettenbruch-Code 'r fR = 1882, 969 Hz ist gleich [-48, -26, +3]. Der Teilnenner n2 ist damit +3.
8. Decodierung der übertragenen Information (Information 10, Ausgangssignal 11 )
Durch Vergleich des ermittelten Kettenbruch-Codes mit dem nach GS bestimmten Code kann der Empfänger nun erkennen, ob der n2-Wert auf Senderseite manipuliert wurde.
Beispielsweise kann nach GS das erwartete Vorzeichen von n2 alleine aus der Kombination von Abtastperiode Δts, n0 und n-i rechnerisch bestimmt werden, denn durch n0 und n-i wird eindeutig das Frequenzband festgelegt, indem die erwartete Global Scaling Resonanzfrequenz fR des Zufallprozesses vorhanden sein muss.
Im Beispiel von Δts = 4,92e-4 Sekunden n0 = -48 und n-ι = -27 wird auf Empfängerseite eine Frequenz fR mit dem zugehörigen Kettenbruchcode [-48, -27, -n2] erwartet, was für den nichtmodulierten Fall im Sender auf Empfängerseite auch zutrifft.
Im Beispiel der dargestellten Modulation ergab im Empfänger die Analyse aller Frequenzen innerhalb des mit dem Sender vereibarten Frequenzbandes aber nur die Frequenz f R = 1882,969 Hz, für die ein Kettenbruch-Code der Stuktur [no, n-ι, n2] exisitiert. Un der Kettenbruch-Code für fR = 1882,969 Hz lautet [-48, - 26, +3].
Der Teilnenner n2 ist damit +3.
Da auf Empfängerseite aber ein n2-Wert von -3 erwartet wurde, hat der Empfänger erkannt, dass auf Senderseite der n2-Wert der Resonanzfrequenz f moduliert wurde. Damit erkennt der Empfänger die Manipulation auf Senderseite, wenn diese vorhanden ist.
Damit ist zwischen Sender und Empfänger über den zugrundeliegenden, gekoppelten Rauschprozess durch GS Modulation und GS Demodulation einer gemeinsamen Resonanzfrequenz fR ein Bit an Information übertragen worden. Durch die Möglichkeit der Übertragung eines Bits sind somit prinzipiell digitale Signale übertragbar.
Die technische Übertragungsrate über den hier dargestellten Zufallsprozess ist durch die Abarbeitungsgeschwindigkeit der Schritte 1. bis 8. und durch die Abtastfrequenz f0 determiniert und begrenzt. Gegenwärtig werden damit Übertragungsraten von 16 Bit pro Sekunde realisiert.
Eine Erhöhung der Übertragungsrate ist beispielsweise durch die Verwendung anderer Abtastfrequenzen f0, schnellerer Computer, einer verbesserten GS Modulation des Kettenbruchwertes n2 (bzw. höherer Elemente des Kettenbruches n3, n4 usw.) anstatt nur einer Vorzeichenumkehr oder der parallelen Nutzung mehrerer Übertragungskanäle möglich.
Durch Analog-Digitalwandlung vor der eigentlichen GS Übertragung und an- schliessender GS Modulation werden darüber hinaus beliebige Signale und Informationen, wie auch Sprache übertragbar sein.

Claims

Patentansprüche
1. Übertragung zur drahtlosen Übertragung von Daten oder Signalen unter Verwendung einer Sendeeinheit mit einem Modulator zur Modulation der Information und mit einem Einkoppler zum Einkoppeln der Information in einen Zufallsprozess, einer Empfangseinheit mit einem Demodulator zur Demodulation der Information und einem Auskoppler zum Auskoppeln der Information aus dem Zufallsprozess, dadurch gekennzeichnet, dass die Datenübertragung über resp. mittels gekoppelter Zufallsprozesse erfolgt.
2. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass als Modulator und Demodulator ein Global-Scaling-Modulator bzw. ein Global-Scaling- Demodulator verwendet wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass als Signal oder Signalerzeugungselement für den Ein- und Auskoppler und/oder den Modulator/Demodulator ein Rausch- oder Zufallssianal eines Rausch- oder Zufallsianalerzeuaunaselementes oder -crozesses verwendet wird, vorzugsweise technische Rausch- oder Zufallssignale oder -prozesse wie thermisches oder weißes Rauschen oder Rausch- oder Zufallssianalelemente wie eine Rauschdiode.
4. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass mindestens ein Element des Kettenbruchcodes [no, n1 , n2, n3,..] der Resonanzfrequenz fR moduliert wird, beispielsweise durch Vorzeichenumkehr.
5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass es folgende Verfahrensschritte umfasst:
> Erzeugung eines Rauschsignals in der Sende- und Empfangseinheit (S, E, 1 , 2), vorzugsweise eines elektrischen Rauschsignales > Abtastung des Rauschsignals mit einer GS-Knotenpunktfrequenz ta, vorzugsweise einer nO-Frequenz zur Erzeugung eines Abtastsignals > Umwandlung des GS-Abtastsignales in ein normiertes, einheiten loses Abtastsignal in Form von Zahlenwerten (Z), vorzugsweise durch Restklassenbilduna R modulo N (Modulo-Ocerator) gemäß der Formel Z = Z mod G, wobei G eine Ganze Zahl ist und den gemessenen Rauschpegel darstellen kann. > -Ableitung der Zahlenfolgen Zs und ZE nach L. Euler zur Erstellung einer Folge von Frequenzen fs und fE. Ermittlung der Resonanzfrequenz fR innerhalb eines vorgegeben Frequenzbandes > Modulation der Resonanzfrequenz fR beispielsweise durch Vorzeichenumkehr des Elementes n2 aus dem Kettenbruchcode [no, n1 , n2] > Demodulation und Decodierung der sendeseitig vorgenommenen Veränderungen in der Empfängereinheit.
6. Einrichtung zur drahtlosen Übertragung von Daten oder Signalen, bestehend aus einer Sendeeinheit (1) mit einem Modulator zur Modulation der Information und mit einem Einkoppler (7) zum Einkoppeln der Information in eine Trägerwelle, einer Empfängereinheit (E, 2) mit einem Demodulator zur Demodulation der Information und einem Auskoppler (8) zum Auskoppeln der Information aus den Zufallsprozessen, insbesondere für ein Verfahren nach einem der Ansprüche 1-5 dadurch gekennzeichnet, dass der Modulator und Demodulator ein GS-Modulator (6) bzw. ein GS- Demodulator (9) ist.
7. Einrichtung nach Anspruch 6 dadurch gekennzeichnet, dass die Sendeeinheit (1) und/oder die Empfangseinheit (2) eine Rausch- oder Zufallssignal- erzeugungseinheit aufweist, vorzugsweise ein elektrisches oder elektronisches Rauschsignalerzeugungselement, z.B. eine Rauschdiode.
8. Einrichtung nach Anspruch 6 dadurch gekennzeichnet, dass die Rauschoder Zufallssignalerzeugungseinheit oder deren Signale Bestandteil des Modulators und/oder des Einkopplers sind.
9. Einrichtung nach Anspruch 6 dadurch gekennzeichnet, dass sie eine GS- Abtasteinheit aufweist, so dass das Rauschsignal mit einer GS-Frequenz abtastbar ist, um einen GS-getakteten Zufallsprozessel zu erhalten.
10. Einrichtung nach Anspruch 9 dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastfrequenz eine GS-Knotenpunkt-Frequenz ist, vorzugsweise eine reine nO- Frequenz.
11. Einrichtung nach Anspruch 6 dadurch gekennzeichnet, dass sie einen stationären Rechner (Computer) oder einen mobilen Rechner, z.B. Laptop oder ein Mobiltelefon enthält.
12. Einrichtung nach Anspruch 6 dadurch gekennzeichnet, dass die Empfangseinheit (1 ) ein medizinisches, therapeutisches oder diagnostisches Gerät enthält, vorzugsweise einen Herzschrittmacher.
13. Modulator bzw. Demodulator zur Modulation oder Demodulation der Information für eine Einrichtung zur drahtlosen Informationsübertragung, Z.B. von Daten oder Signalen, die aus einer Sendeeinheit mit einem Modulator zur Modulation der Information und mit einem Einkoppler zum Einkoppeln der Information in einen Zufallsprozess, einer Empfängereinheit mit einem Demodulator zur Demodulation der Information und einem Auskoppler zum Auskoppeln der Information aus dem Zufallsprozess besteht, insbesondere für ein Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Modulator oder Demodulator ein Global- Scaling-Modulator (6) bzw. Global-Scaling-Demodulator (9) ist.
14. Modulator bzw. Demodulator nach Anspruch 13 dadurch gekennzeichnet, dass er ein Bauelement oder eine Einheit ist, die natürliche Rausch- oder Zufallssianale GS-moduliert bzw. GS-demoduliert, vorzugsweise mindestens eine Global-Scaling- Resonanzfrequenz zweier gekoppelter Zufallsprozesse.
15. Verwendung eines Rausch- oder Zufallsprozesses, Rausch- oder Zufallsprozesssignals oder Bauelementes zur Rausch- oder Zufallssignalerzeugung zur drahtlosen Informationsübertragung eines Nutzsignals mittels gekoppelter Zufallsprozesse.
16. Verwendung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass der Rausch- oder Zufallsprozess oder das Rausch- oder Zufallsprozesssignal oder das Bauelement zur Rausch- oder Zufallssigaierzeugung zur Ein- oder Auskopplung aus den Zufallsprozessen und/oder zur Modulation oder Demodulation des Nutzsignales verwendet wird.
17. Verwendung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass das Rausch- oder Zufallssignal eines Mobiltelefons oder eines stationären oder mobilen Rechners verwendet wird.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2006017949A1 (de) * 2004-08-20 2006-02-23 Tecdata Ag Einrichtung und verfahren zur verschlüsselung unter verwendung von global scaling zur schlüsselverteilung
WO2008098400A1 (de) * 2007-02-15 2008-08-21 Tecdata Ag Verfahren zur messung von informationen biologischer systeme

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101378349B (zh) * 2007-08-30 2011-09-14 华为技术有限公司 数据传输隧道计算方法以及数据传输隧道管理装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2661295A1 (fr) * 1990-04-19 1991-10-25 Puyuelo Jacques Emetteur recepteur d'ondes gravitationnelles.
FR2661279A1 (fr) * 1990-04-19 1991-10-25 Puyuelo Jacques Gravito-diode.
US6417597B1 (en) * 1999-11-19 2002-07-09 Robert M. L. Baker, Jr. Gravitational wave generator

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4488293A (en) * 1981-12-23 1984-12-11 International Telephone And Telegraph Corporation Asynchronous digital TDM multiplexer-demultiplexer combination
ZA955600B (en) * 1994-07-13 1996-04-02 Qualcomm Inc System and method for simulating interference received by subscriber units in a spread spectrum communication network

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2661295A1 (fr) * 1990-04-19 1991-10-25 Puyuelo Jacques Emetteur recepteur d'ondes gravitationnelles.
FR2661279A1 (fr) * 1990-04-19 1991-10-25 Puyuelo Jacques Gravito-diode.
US6417597B1 (en) * 1999-11-19 2002-07-09 Robert M. L. Baker, Jr. Gravitational wave generator

Non-Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
18 December 2003 (2003-12-18), XP001205603, Retrieved from the Internet <URL:http://www.global-scaling-verein.de/krems.htm> [retrieved on 20050406] *
18 December 2003 (2003-12-18), XP001205604, Retrieved from the Internet <URL:http://www.donau-uni.ac.at/de/studium/fachabteilungen/tim/zentren/timlab/news/archiv/02475/index.php> [retrieved on 20050406] *
HASSLBERGER, S: "A Universe of Scale - Stars edge closer", 21 September 2003 (2003-09-21), pages 1 - 14, XP009046039, Retrieved from the Internet <URL:http://www.newmediaexplorer.org/sepp/2003/09/21/a_universe_of_scale_stars_edge_closer.htm> [retrieved on 20050406] *
JENNEWEIN T ET AL: "QUANTUM NOISE AND QUANTUM COMMUNICATION", PROCEEDINGS OF THE SPIE, SPIE, BELLINGHAM, VA, US, vol. 5468, no. 1, 31 December 2003 (2003-12-31), pages 1 - 9, XP001205597, ISSN: 0277-786X *
KRAUS JOHN D: "Will gravity-wave communication be possible?", IEEE ANTENNAS AND PROPAGATION MAGAZINE, IEEE INC, NEW YORK, US, vol. 33, no. 4, August 1991 (1991-08-01), pages 21 - 23, XP002961934, ISSN: 1045-9243 *
MÜLLER, HARTMUT: "Telekommunikation ohne Elektrosmog", RAUM & ZEIT, vol. 114, 2001, pages 99 - 108, XP009045424, Retrieved from the Internet <URL:https://ssl.kundenserver.de/ehlers-verlag-gmbh.de/ehlers_archiv/frameset.html> [retrieved on 20050406] *
ZAK M: "ENTANGLEMENT-BASED COMMUNICATIONS", CHAOS, SOLITONS AND FRACTALS, PERGAMON, OXFORD, GB, vol. 13, no. 1, January 2002 (2002-01-01), pages 39 - 41, XP001205914, ISSN: 0960-0779 *

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2006017949A1 (de) * 2004-08-20 2006-02-23 Tecdata Ag Einrichtung und verfahren zur verschlüsselung unter verwendung von global scaling zur schlüsselverteilung
WO2008098400A1 (de) * 2007-02-15 2008-08-21 Tecdata Ag Verfahren zur messung von informationen biologischer systeme
WO2008098402A1 (de) * 2007-02-15 2008-08-21 Tecdata Ag Verfahren zur messung von informationen technischer systeme
WO2008098401A1 (de) * 2007-02-15 2008-08-21 Tecdata Ag Verfahren zur messung von informationen technischer und biologischer systeme

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