JP2007523547A - 無線データ伝送のための方法および装置 - Google Patents

Abstract

本発明は、データ伝送方法に関する。すべての必要な情報がランダムプロセスによるグローバルスケーリング変調および復調に基づいて伝送される。共鳴周波数−カップルド雑音プロセスの変調、カップリング、デカップリングおよび復調を行う。

Description

本発明は、無線データ伝送用の方法および装置にする。本発明の方法はデジタルデータを伝送するのに適当である。本発明は、たとえばテレコミュニケーション、測定技術、センサおよび医療技術のような、情報伝送の多くの分野で適用可能である。

電磁気進行搬送波に基づいた確定論的な方法の使用は無線信号およびデータ伝送において典型的である。これは、送信機が変調された信号を直接、あるいは典型的には搬送波を使用して発することを意味する。有益な情報は、振幅、周波数あるいは位相変調のような異なる変調方式を使用して、搬送波上で変調される。

更に、変調および復調、送信および受信を行なうために、技術的な送信および受信装置をどのように構築しなければならないかは、知られている。
カバーされる距離に依存する送信機の電力消費、および長距離にわたり伝送する場合の中継局の必要性は、既知の技術的な伝送方法およびそれらの物理的性質により決定される。

本発明は、電力消費が最も低く、情報伝達の可能な範囲が最も大きい、送信機と受信機による、無線データ通信方法を提供することを目的とする。
この目的は、請求項１に記載された方法、およびグローバルスケーリングコミュニケーション（省略形で、ＧＳＣＯＭ）のための請求項６に記載された装置により達成され、ここでは、カップルドランダムプロセスのグローバルスケーリング（ＧＳ）変調および復調を使用して、長距離にわたるデータ通信が行なわれる。

有利な実施態様はさらなる請求項において特定される。
ＧＳは導入された物理的な概念であり、現実のシステムの温度、質量および周波数のような物理的変数の度数分布が対数スケールで不変系であることを示す。Ｈ．Ｍｕｌｌｅｒ，Ｇｌｏｂａｌ Ｓｃａｌｉｎｇ，Ｓｐｅｃｉａｌ １，Ｅｈｌｅｒｓ Ｖｅｒｌａｇ、２００１参照。
ＧＳの助けにより、実際のプロセス（特にランダムプロセス）中に好ましく含まれているそのような物理量が計算されることができる。

これらの好ましい値は、レオナルド オイラーによる連分数分解によって確認されることができる。Ｕｂｅｒ Ｋｅｔｔｅｎｂｒｕｃｈｅ １７３７，Ｌｅｏｎａｒｄ Ｅｕｌｅｒ，Ｕｂｅｒ Ｓｃｈｗｉｎｇｕｎｇｅｎ ｅｉｎｅｒ Ｓｅｉｔｅ，１７４８参照。なぜなら、オイラーにより、すべての実数ｘが式（１）に対応するその連分数によって表わされることができることが、知られているからである。
式（１）
ｘ＝ｎ_０＋ｚ／（ｎ_１＋ｚ／（ｎ_２＋ｚ／（ｎ_３＋ｚ／（ｎ_４＋ｚ／（ｎ_５＋．．．）））））
変数ｚはこの場合部分分子を表し、その値は、後の周波数解析のＧＳにより、値２に固定される。

スケール不変性が対数スケールで生じるので、ＧＳ法では、解析はすべて底ｅの対数がとられた変数について行なわれる。
式（２）は以下の通りとなる。
式（２）
ｌｎ ｘ＝ｎ_０＋２／（ｎ_１＋２／（ｎ_２＋２／（ｎ_３＋２／（ｎ_４＋２／（ｎ_５＋．．．）））））

具体的な数値は基礎として使用される質量単位の関数である。ＧＳでは、分析される変数は、物理定数ｙ、標準尺度に関して設定される。しかしながら、これらの定数について上限および下限が存在するので、これらの定数は事前に定義された精度でしかわからない。

式（３）は、したがってＧＳの中で最も重要な基本的な式として得られ、それはφ＝３／２による位相シフトにより展開することができる。本発明の説明には関係がないが、Ｈ．Ｍｕｌｌｅｒ，Ｇｌｏｂａｌ Ｓｃａｌｉｎｇ，Ｓｐｅｃｉａｌ １，Ｅｈｌｅｒｓ Ｖｅｒｌａｇ、２００１を参照。
式（３）
ｌｎ （ｘ／ｙ）＝ ｎ_０＋２／（ｎ_１＋２／（ｎ_２＋２／（ｎ_３＋２／（ｎ_４＋２／（ｎ_５＋．．．）））））

整数の部分分母［ｎ_０、ｎ_１、ｎ_２、．．．］は、連分数の収束条件のために、常に分子より大きな絶対値を有していなければならない。Ｏ．Ｐｅｒｒｏｎ，Ｄｉｅ Ｌｅｈｒｅ ｖｏｎ ｄｅｎ Ｋｅｔｔｅｎｂｒｕｃｈｅｎ，Ｔｅｕｂｎｅｒ Ｖｅｒｌａｇ，Ｌｅｉｐｚｉｇ，１９５０参照。また常に３で割り切れる整数である。
式（３）の適用を通じて、周波数のような定義済みの物理的変数はＧＳ連分数方法によって分解され、連分数コードに変換されることができる。これは、周波数ｆ_０についてのＧＳ連分数分解により、例示の目的のために記載される。
ＧＳでは、値１．４２５４８６９ｅ２４Ｈｚが周波数の計算のために物理定数ｙとして使用される。Ｈ．Ｍｕｌｌｅｒ，Ｇｌｏｂａｌ Ｓｃａｌｉｎｇ，Ｓｐｅｃｉａｌ １，Ｅｈｌｅｒｓ Ｖｅｒｌａｇ、２００１の標準測定の部分を参照。

式（３）によれば、連分数分解および部分分母ｎ_０、ｎ_１、ｎ_２、ｎ_３、ｎ_４、などの計算が得られる。式（３）による連分数による周波数数値の計算は、Ｒａｕｍ−Ｅｎｅｒｇｉｅ−Ｆｏｒｓｃｈｕｎｇ ＧｍｂＨ（Ｗｏｌｆｒａｔｓｈａｕｓｅｎ）のツールＧＳＣ３０００プロフェッショナルを使用して、例示の目的のために行なわれ、周波数ｆ_０＝２０３２Ｈｚついて、例として図１に示される。周波数２０３２ＨｚはＧＳ連分数コード［−４８；９０８６］に相当する。周波数に使用された定数ｙの制限に依存して、部分分母ｎ_０＝−４８、部分分母ｎ_１＝９０８６あるいはｎ_１＝９０３６である。

この例においては、部分分母ｎ_１＝９０８６は大きく、したがって、ｎ_１を越えるすべての商は無視できる程度に小さいので、周波数２０３２Ｈｚは値ｎ_０（ｎ_０＝−４８）に近接し、ＧＳノードポイントとも呼ばれる。さらに、ＧＳノードポイント周波数は、式（３）によれば、例えば５Ｈｚ、１０１Ｈｚ、４０８０４Ｈｚ、１６４６１ｋＨｚである。本発明はＧＳ周波数分析のこれらの基礎に基づいてさらに記載される。

できるだけ大きな距離に、できるだけ小さなエネルギーでデータを伝送するために、伝送パワーの著しい減少を許容する方法および装置を明らかにすることが本発明の目的である。
更に、変調器および／または復調器および変調方式および／または復調方法を明らかにし、それはコスト効率の良い変調および／または復調を許容する。以下においては、ＧＳに基づいて、変調と復調が行われるので、変調機はＧＳ変調機として同定される。また、復調機はＧＳ復調機として同定される。
本発明のさらなる目的は情報伝送のセキュリティおよび範囲を向上させることである。
典型的な方法では、伝送は確定的プロセスの操作を介して行なわれているが、本発明による方法では、伝送は、ＧＳ変調およびＧＳ復調の組み合わされたランダムプロセスによって行なわれる。

無線情報（例えばデータまたは信号）伝送用の装置は、情報のグローバルスケーリング変調のための変調機および、ランダムプロセスへ情報をカップリングするためのカプラーを有する送信ユニット、情報のグローバルスケーリング復調用の復調機、およびランダムプロセスから情報をデカップリングするためのデカップラーを含む受信ユニットを有する。
該装置および方法は、情報キャリアとしてカップルドランダムプロセス、特にカップルドノイズプロセスを使用する。

図１０は、１２時間の期間についての自然対数の時間軸の上に、フィルターされない２進数の平均の変動を示す。データは、１．２章に記載された変動に従うハードウェア、および式（５）によるソフトウェアを使用して得られた。
さらに、サウンドカードによって提供される生データのソフトウェアに基づいたサブサンプリングが、ＧＳ等角ノードポイント周波数ｆ_０を得るために実行された。グローバルスケーリングにより期待される典型的な周期的な変動は、自然対数の時間軸に関してはっきり分かる。

本発明に係る、方法、装置、アセンブリーおよび／またはユニットを、望ましく改良および／または実行する多様な可能性がある。
この目的のために、従属項および説明および例示的な実施態様が参照される。

Ｓ．Ｓｈｎｏｌｌによれば、異なる強度のランダムプロセスのカップリング効果は、これらが同時に同期して行われたときに生ずる。Ｓｈｎｏｌｌ Ｓ．Ｅ．ら、Ｒｅａｌｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ ｄｉｓｃｒｅｔｅ ｓｔａｔｅｓ ｄｕｒｉｎｇ ｆｌｕｃｔｕａｔｉｏｎｓ ｉｎ ｍａｃｒｏｓｃｏｐｉｃ ｐｒｏｃｅｓｓｅｓ，Ｐｈｙｓｉｃｓ−Ｕｓｐｅｋｈｉ，４１（１０），１０２６頁，１９９８）参照。つまり、ランダムプロセスで同時に行なわれた測定中に、物理的な測定値の周波数分布は同一の微細構造を有する。複数の同時に行われたランダムプロセスの測定値の（スムースにされていない）ヒストグラムのパターンは、対応するか、または類似する。スムースにされていないヒストグラムの表現も、ヒストグラムの微細構造としてグローバルスケーリング中で参照される。

微細構造の高度な一致は、基礎として使用されるランダムプロセスのヒストグラムがそれらのより小さな段階でさえ非常に類似する場合、つまり、平均値、分散値などのような統計的特性だけでなく、特定のヒストグラム中の特定の測定値の周波数が非常にしばしば一致する場合に認められる。しかしながら、この一致はスムースにされていないヒストグラム中においてのみＧＳによって分析される。

ヒストグラムの微細構造の同一性および／または類似性は、ランダムプロセスの実際の同時性の程度として画定される。
以下においては、ヒストグラムの微細構造中の高い一致の程度を持っているランダムプロセスは、カップルドランダムプロセスと呼ばれる。
送信機Ｓ（送信ユニット１）から受信機Ｅ（受信ユニット２）へのデータ伝送については、複数のランダムプロセス（それらは適当な手段によって互いにカップリングされる）が技術的なターミナルＳおよびＥの両方の中で生成される。

本発明が実施される送信機と受信機は、第１に技術的な雑音源を含んでいるか、技術的な雑音源との接続を許容する技術的なターミナルを通り、第二にリアルタイムで以下の手続工程１−８を行なうことができる。
方法のシーケンスは、図２に概略的に示される。また、送信および受信ユニットは、図３により詳細に記載される。装置は図２および３によるリストを含んでいる。

インテグレーテッドサウンドカードを有するラップトップのような商業上利用可能なコンピュータが、各ケースにおいて送信機装置（３、４、６、７）および受信機装置（８〜１１）に使用される。すなわち下記では、カップルドランダムプロセス（５）のための伝送リンク中のカップルドランダムプロセスの発生（３、４）、変調（６）、カップリング（７）、デカップリング（８）、および復調（９）が、２台の商業上利用可能なコンピュータ（送信ユニット１つおよび受信ユニット２）のサウンドカードの雑音プロセスに基づいて示される。

しかしながら、この方法は、例えば、外部あるいは内部雑音ジェネレータ、半導体コンポーネント、プロセッサ、モデムなどに基づいて、すべての技術的に発生されたランダムプロセスに適用可能である。
ターミナルは商業上利用可能なコンピュータ、ラップトップあるいは携帯電話などである。
しかしながら、この方法は、他のターミナル、他のサンプリング周波数ｆ_０他のランダムプロセスあるいは他の変化、以下の例ではｎ_２のみである他の連分数コードコンポーネントについても適用可能である。

１． 雑音プロセスへのカップリング（情報３および入力信号４）
送信機と受信機は、技術的な雑音プロセスのジョイント周波数帯（例えば５Ｈｚから１６．４ＭＨｚまで）に合わせられる。
雑音プロセスを生成するために、例えば商業上利用可能なコンピュータあるいはラップトップのサウンドカードを使用することができる。雑音の周波数帯は、たとえば、１００Ｈｚと１５ｋＨｚの間であることができる。例えば、さらなる技術的な雑音源は半導体コンポーネントまたはコンピュータプロセスであるだろう。技術的な雑音源の典型的な雑音信号の時間カーブは、図４に示される。
サウンドカードの雑音信号は例えばウインドウズコマンドのようなソフトウェアを使用して、アクセスされ、特別の雑音レベルがダウンストリーム分析ソフトウェアに提供される。

１．１． 背景波によって影響を受ける確率過程の選択
スタンディング背景波は、すべてのローカル波、振動およびランダムプロセスに影響を与える。しかし、ローカル振動プロセスが、より高いプライオリティの自然振動に近接して振動する場合（これは次のセクション中で説明されるだろう）、これは特にはっきり分かり、測定可能である。その後、ローカルプロセスは、バックグラウンドフィールドと共振する。それはもはや統計的に正確に挙動せず、ある値を好み、他のものを回避することを経験的に証明することができる。
背景波によって非常によく影響を受けることがあるローカル振動プロセスは、放射性分解プロセス、雑音プロセスあるいは天候プロセスのようなすべてランダムプロセスである。

１．１．１． 確率過程の選択
背景波へのローカル振動プロセスの特に良好な技術的なカップリングは、伝達チャネル中で確率的な雑音あるいは白色雑音によって達成される。この雑音はそれが確定論的でなく再現可能でない点において特徴づけられる。
適当な源は技術的な雑音プロセス、熱雑音あるいはショット雑音である。熱雑音は抵抗が供されたすべての電子部品において生じ、自由に移動可能な電子および正孔のランダムな速度変化によって引き起こされる。コンポーネントのタイプと温度の関数として、この雑音はほんの数μＶで、強い電子増幅を要求する。著しくより強い雑音信号は、Ｚダイオード、あるいはバイポーラシリコントランジスタの不正確に極性化された基体エミッタセクションのいずれかの半導体コンポーネントのｐｎトランジションにより提供される。雑音は、ブレークスルー電圧よりも上で操作されるｐｎ境界層で生じる。電荷キャリアは、与えられた電圧のためにバリア層をブレークスルーし、ショット雑音を生成する（Ｖｅｒｇｅｓ，Ｃ．１９８７，Ｈａｎｄｂｏｏｋ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｎｏｉｓｅ，ＴＡＢ Ｂｏｏｋｓ，Ｂｌｕｅ Ｒｉｄｇｅ Ｓｕｍｍｉｔ，ＰＡ）。

達成可能な雑音のレベルの高さは、この場合、ブレークスルー電圧の高さおよび流れる電流量に強く依存する。選択されたＺダイオードおよび２０Ｖよりも大きなブレークスルー電圧を使用し、１Ｖｐｐよりも大きな雑音レベルおよびＭＨｚレンジまでの直線状の雑音スペクトルが達成されることができる。しかしながら、７−１２Ｖのさらに小さなブレークスルー電圧および１０−２００μＡの電流でさえ、選択されたバイポーラ・トランジスタのＢＥセクション上の数百ｍＶｐｐの雑音レベルを生成する（図１１を参照）。その結果、さらなる増幅は多くの場合不必要である。雑音のレベルは一定のロードで流れる電流の平方根に比例して大きくなるので、それは、広い範囲内でさらに調節されることができる。

１．１．２． 背景波へのカップリングの技術的な実行
以下においては、背景波にカップリングする３つの方法が記載される。変法ａは、ラップトップに加えて、技術的な雑音を生成するための付加的な外部モジュールを必要とする。変法ｂは、ペンティアムＩＩＩプロセッサ内で実行される雑音発生器を使用し、追加のハードウェアを要求しない。変法ｃは、外部モデム中の背景波にカップリングすための機能をすべて実行する。

変法ａ：外部雑音ジェネレータを使用する背景波へのカップリング
図６は、白色雑音の生成のための外部雑音ジェネレータの回路図を示す。また、図７は、アナログ雑音発生器を有する外部雑音モジュールおよび、アナログ雑音発生器２０によって提供される雑音信号のアナログ／デジタル変換２２のための一体化されたサウンドカード２１、並びにデジタルフィルタリング用のコンピュータシステムおよび処理ソフトウェを有するラップトップを含む構成を示す。

アナログ雑音発生器２０はピンクないし白色雑音信号を提供する。これは１．１．１で記載されたようにして生成される。増加する周波数について１オクターブ当たり３ｄＢのレベル低下を有する雑音信号は、ピンク雑音と呼ばれる。白色雑音信号は対照的に、ほぼ線形の周波数レスポンスを示す。トランジスターＴ１は、そのベースエミッタセクション上の雑音信号を生成する。それはブレークスルー電圧より上で操作される。トランジスターＴ２はインピーダンスコンバーターおよびアンプとして使用され、Ｔ１からの雑音電流を雑音電圧に変換する。雑音電圧は、コレクターでＴ２から容量的にデカップルされ、シングルステージ ハイパスフィルターを介してサウンドカードの入力にされる。

サウンドカードの入力サイドチャンネルはアンプ、１００Ｈｚから１５ｋＨｚまでの周波数のためのバンドパスフィルタ、１４ビットのアナログ・デジタルコンバーター、およびラップトップのＰＣＩバスへのインタフェースを含む。サウンドカードは４４．１ｋＨｚのクロックレートで低周波騒音をサンプリングし、それを１４ビット幅の符号付きの整数に変換し、ドライバソフトウェアを介して処理ソフトウェアにこれらを供給する。図８は、雑音発生器２０の実行を示す。それはラップトップ２１に接続される。処理ソフトウェアは数値をフィルターし、実際に有用な信号を抽出する。

変法ｂ：内部雑音ジェネレータを使用する背景波へのカップリング
変法ｂは、雑音源としてペンティアムＩＩＩ（Ｔｈｅ Ｉｎｔｅｌ（登録商標） Ｒａｎｄｏｍ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ，Ｔｅｃｈｂｒｉｅｆ １９９９，Ｉｎｔｅｌ（登録商標））中に提供される内部ランダムジェネレータを使用する。変法ａからは付加的な外部モジュールがしたがって除かれる。
変法ｂでの処理ソフトウェアは、サウンドカードをアクティブにし読出すためのドライバーの代わりに、内部ランダムジェネレータ用のドライバーを含んでいる。
雑音信号のさらなるソフトウェアサイドの処理は変法ａと同一である。
変法ｂは、コンピュータシステムがペンティアムＩＩＩあるいはペンティアム４プロセッサを有するものに制限される欠点を有している。

変法ｃ：外部モデムを使用する背景波へのカップリング
図９の中で示される変法ｃでは、背景波にカップリングするための本質的な機能はすべて外部モデム３０中で実行される。このモデム３０はＵＳＢインタフェースを介してラップトップ３１に接続される。

モデム３０はブロードバンドのアナログ雑音源（雑音発生器３２）、インピーダンスコンバーター３３、フィルターおよびアンプ３４、アナログ／デジタルコンバーター３５およびＵＳＢバスのためのインタフェースコンポーネント（コントローラ３６）を含む。さらに、モデム３０は、デジタルフィルタリングおよび有用な信号の前処理のためのマイクロコントローラを含むことができる。しかしながら、変法ａおよびｂにおけるように、これらの機能はラップトップ上の処理ソフトウェアによって引き受けられる。雑音信号および有用な信号の処理は、変法ａおよびｂと同様に行なわれる。変法ａおよびｂよりも、著しくより高いデータ速度が達成可能である。

１．１．３． 背景波を前処理およびフィルタリングするためのソフトウェアアルゴリズム
１．１．２章に記載された方法によって得られるデータのフィルタリングおよび前処理は、ラップトップにインストールされたソフトウェアの処理によって行なわれる。このソフトウェアは、典型的な等化用のフィルターに加えて、特別に適応されたグローバルスケーリングフィルターを含む。このグローバルスケーリングフィルターは、十分に長い時間にわたって得られた生データを一時的に格納し、それを典型的なグローバルスケーリングパターンによって、時間および値の範囲についてそれを分析する。ＧＳパターンの分析は、生データの全値範囲でのヒストグラムに基づいて行われるか、あるいは時間範囲中の個々のデータの対数−ハイパーボリック変動に関して時間に基づいて行なわれる。

ソフトウェアの目的は、技術的な雑音信号、電気的ポテンシャルなどから乱数を生成することである。それは後にさらに処理されることができる。雑音信号からの乱数ＺＺの生成のための可能なコンピュータ操作は、ノードポイント周波数ｆ_Ａを使用した雑音信号のサンプリング、および引き続く雑音のレベルの式（５）による数値ＺＺへの転換である。
式（５）
ＺＺ［０．．．ｎ−１］＝ｍｏｄｕｌｏ_ｎ（Σ（雑音信号の正規化された雑音レベル））

このようにして生成される乱数は背景波によって操作される。サンプリング周波数ｆ_Ａがノードポイント周波数に近接している場合、それらが統計的に正確に挙動しないので、経験的に決定されることができる。したがって、数ｎは任意にランダムに生じないが、グローバルスケーリングによって計算されるように、対数−ハイパーボリックな間隔で生じる。

アナログ乱数を生成する代わりに、２進数を生成し、生成した０または１の頻度を、期待値０．５からの乖離として、変動として評価することも可能である。例えば、１つのシリーズで、１が６回生じた場合には、これは１が３回現われる場合より大きな変動を示す。
２進法の乱数は、式（５）の「ｎ」を数値２に取り替えることにより生成することができる：
ＺＺ［０．．．ｎ−１］＝ｍｏｄｕｌｏ_２（Σ（雑音信号の正規化された雑音のレベル））

さらなる方法は、サンプリングポイントの雑音信号の傾斜からの２進数の計算である。ポジティブスロープは１に帰着し、また、一定値またはネガティブスロープは０に帰着する。さらに、このようにして得られた２進法の乱数は、０と１の最良の可能な等分配を得るために、排他的論理和関数（ＥＸＯＲ）によってプログレッシブ０−１シーケンスに論理的に関連づけられることができる。

図１０は、１２時間の期間の、自然対数の時間軸にわたる、２進数のフィルターされていない変動の平均を示す。データは前述の変法ａによるハードウェアと、式（５）によるソフトウェアを使用することにより得られた。
さらに、サウンドカードによって提供される生データのソフトウェア−ベースでのサブサンプリングは、５ＨｚのＧＳ等角ノードポイント周波数を得るために実行された。

対数の時間軸上の変動をよりわかるようにするために、データは統計的ソフトウェアを使用して、さらにフィルターされた。この目的のために、データは、微分商の計算により最初に区別された。続いて、微分商は１０秒の期間で合計され、３００回にわたりスライディング ロー パス関数を使用して積分した。

グローバルスケーリングによって期待された典型的な周期的な変動は、図５の中で自然対数の時間軸上に示される。一定の周期の７ １／２の振動および増加する振幅が示される。振動波腹の最大はほぼ−３．６：１．６分、−２．７：４．０分、−１．８：９．９分、−０．９：２４．４分、０．０：１．０時間、０．９：２．４５時間、１．８：６．０時間（ほぼ２．７：１４．８時間）に存在する。これらの振動波腹は、最も大きな変動を持っている領域を画定し、グローバルスケーリングノードポイントにある。

２． 乱数を生成するために処理される雑音のサンプリング（入力信号４）
さらに雑音プロセスを処理するために、乱数は雑音信号のサンプリングを通じて生成される。発信機と受信機中の雑音プロセスのサンプリングは、ＧＳノードポイント周波数ｆ_０を使用して、本発明にしたがって行なわれ、乱数ＺのＧＳ時間シークエンスを生成した。
サウンドカードの雑音信号のサンプリングにふさわしいノードポイント周波数は、例えばｆ_０＝２０３１．５５Ｈｚである。他のノードポイント周波数は式（３）を使用して確認されることができる。

その後、ＧＳサンプリング信号は、規格化された無次元の数値（Ｚ）のシークエンスに、恐らく数値範囲Ｎで、たとえば、式Ｚ≡Ｚ ｍｏｄｕｌｏ Ｎ（Ｎは整数である）により、Ｒ ｍｏｄｕｌｏ Ｎ（モジュロ演算子）の残余のクラスの形成を介して、変換される。乱数シークエンスＺ_Ｓは、このように発信機Ｓで発生する。また、乱数シークエンスＺ_Ｅは受信機Ｅで発生する。例えば、乱数の次のシーケンスがサンプリングを通じて生じ、発信機と受信機のモニタに表示される：
Ｚ_Ｓ｛．．．１０ ２３ ２５００ ２４９ ２８ ３７８ ４０４５６．．．｝
Ｚ_Ｅ｛．．．４５ ７８９ ４５８１ ４５ ３ ６７８２ ２３６０．．．｝

しかしながら、発信機と受信機の２つの乱数シークエンスＺ_ＳおよびＺ_Ｅは、それぞれ、技術的な手段なしには、典型的には、時系列的に同期していない。
同時性を達成し、それにより両方のランダム過程をカップリングするためには、Ｓｈｎｏｌｌに記載されたように、発信機と受信機の両方のプロセスの時系列的な同時性が生じなければならない。したがって、雑音プロセスは、発信機と受信機で時系列的に同時に、つまり常に同一の瞬間にサンプリングされる。

発信機と受信機の乱数はこのように時系列的に同時に発生する。技術的には、同時のサンプリングは、たとえば、両方のターミナル上の外部ラジオ時計を介してコントローラによって実行されることができる。同期用時計の正確性は、少なくともサンプリング周波数より１ケタ正確であるべきである。

期間Δｔ_ｓ＝１／ｆ_０＝ｔ_ｉ＋１−ｔ_ｉは、したがって発信機および受信機において同時サイクル、例えばコンピュータ表示画面のソフトウェアを使用して示されることができる、次の乱数に帰着する：
Ｚ_Ｓ＝｛．．．１１（ｔ_ｉ＋０） ８０（ｔ_ｉ＋１） ３４２１（ｔ_ｉ＋２） ３４５（ｔ_ｉ＋３） ２４５（ｔ_ｉ＋４） ４５１２（ｔ_ｉ＋５） ５０７１（ｔ_ｉ＋６）．．．｝
Ｚ_Ｅ＝｛．．．２３４５（ｔ_ｉ＋０） ４７９（ｔ_ｉ＋１） ２３（ｔ_ｉ＋２） ３４６（ｔ_ｉ＋３） １１（ｔ_ｉ＋４） ６５９３（ｔ_ｉ＋５） ５０３１（ｔ_ｉ＋６）．．．｝

本発明は、下記方法工程３−８について説明される。これらの工程は、本発明のサンプリング周期Δｔ_ｓ内で実行されなければならない。
例えば、雑音からの最後の乱数が各々発信機と受信機で同一の瞬間ｔ_ｎ−１で確認された場合、現在の乱数が瞬間ｔ_ｎで受信機で雑音Ｚ_Ｅ（ｔ_ｎ）から確認される前であっても、処理工程は発信機サイド上で行なわれなければならない。
次の式がしたがって適用される：
ｔ_ｎ＝ｔ_ｎ−１＋Δｔ_ｓ

２０３１．５５Ｈｚの前述のサンプリング周波数ｆ_０については、例でサンプリング周期はΔｔ_ｓ＝１／ｆ_０＝４．９２ｅ−４秒であり、その間に処理工程が行わなければならない。商業上利用可能なコンピュータを使用して、これは可能である。

３． 乱数シークエンスの導出（情報３、入力信信号４）
Ｌ．オイラー（Ａ．Ｐ．Ｊｕｓｈｋｅｗｉｔｓｃｈ．Ｅｕｌｅｒ ｕｎｄ Ｌａｇｒａｎｇｅ ｕｂｅｒ ｄｉｅ Ｇｒｕｎｄｌａｇｅｎ ｄｅｒ Ａｎａｌｙｓｉｓ Ｉｎ：Ｋ．Ｓｃｈｒｏｄｅｒ：Ｓａｍｍｅｌｂａｎｄ ｄｅｒ ｚｕ Ｅｈｒｅｎ ｄｅｓ ２５０．Ｇｅｂｕｒｔｓｔａｇｅｓ Ｌｅｏｎｈａｒｄ Ｅｕｌｅｒｓ ｄｅｒ Ｄｅｕｔｓｃｈｅｎ Ａｋａｄｅｍｉｅ ｄｅｒ Ｗｉｓｓｅｎｓｃｈａｆｔｅｎ ｚｕ Ｂｅｒｌｉｎ ｖｏｒｇｅｌｅｇｔｅｎ Ａｂｈａｎｄｌｕｎｇｅｎ．Ｂｅｒｌｉｎ １９５９）によれば、送信機および幾分か時間の遅れた受信機内で、ｄが０に成るときの、
ｆ’（ｘ）＝ｌｉｍ（（ｆ（ｘ＋ｄｘ）−ｆ（ｘ））／ｄｘ）、ｄ→０
の形の乱数Ｚ_ＳおよびＺ_ＥのＧＳ時間シークエンスの導出が行われる。

乱数列Ｚ_ＳおよびＺ_Ｅにより表わされるような非解析関数については、しかしながら、ｄｘ＝１がオイラーによってセットされる。したがって式（４）は以下のようになる。
式（４）
ｆ’（ｘ）＝ｌｉｍ（（ｆ（ｘ＋ｄｘ）−ｆ（ｘ））／ｄｘ）、ｄｘ＝１

Ｚ_ＳまたはＺ_Ｅからの乱数の変更速度の新しいランダムシーケンスｆ_Ｓ｛｝またはｆ_Ｅ｛｝が、このようにそれぞれ、発信機と受信機で生じる。乱数のこれらの変更速度も、時系列のスケールを決定するためのＺ_ＳまたはＺ_Ｅを発生するための、周波数ｆ、サンプリング周期Δｔ_ｓとして解釈されることができる。
図５は、図４による雑音プロセスからの信号のＺ_Ｓの導出可能な結果ｆ_Ｓ｛｝を表わす。

例えば、以下の一連の速度および／または周波数の変化は、［ｎ_０、ｎ_１−１］から［ｎ_０、ｎ_１＋１］のあらかじめ決められた周波数帯内で、発信機のシーケンスＺ_Ｓの式（４）による導出を介して生ずる：
ｆ_Ｓ｛｝＝｛．．．１８８３．９３（ｔ_ｋ＋０） １８８５．１５（ｔ_ｋ＋１） １８８９．８７（ｔ_ｋ＋２） １８８５．５１（ｔ_ｋ＋３）．．．｝
周波数値ｆ_Ｅ｛｝の同様のシーケンスは、あらかじめ定められた同じ周波数帯内で受信機について計算される。

４． ＧＳ周波数の探索（情報３、入力信号４）
構造［ｎ_０、ｎ_１、ｎ_２］のＧＳ連分数コードによって表わされることができるグローバルスケーリング周波数
この目的のために、式（３）により発信機のシーケンスｆ_Ｓ｛｝からの各々確認された周波数について、連分数分析が行なわれ、組み合わされる部分分母ｎ_０、ｎ_１、ｎ_２などが、決定される。
たとえば、あらかじめ定められた周波数帯、例えばシーケンスｆ_Ｓ｛｝では［−４８、−２６］から［−２８］、すなわち１８８１．１３Ｈｚ（連分数コード：［−４８、−２６］）から１８９１．５０Ｈｚ（連分数コード：［−４８、−２８］）まででは、周波数ｆ_Ｒ＝１８８９．８７Ｈｚが確認され、これについては［ｎ_０、ｎ_１、ｎ_２］構造の連分数コードが存在する。
ｆ_Ｒ＝１８８９．８７の連分数コードは［−４８、−２７、−３］に等しい．
部分分母ｎ_２はこの例において−３である。
ＧＳによれば、この場合には発信機と受信機において、同じ周波数ｆ_Ｒが周波数帯内に見つかる。つまり、オリジナルの乱数シークエンスＺ_ＳおよびＺ_Ｅの両方は、あらかじめ定められた周波数帯内で、それらの乱数の正確に共有されるＧＳ変化速度を持っている。これは、下記で乱数シークエンスＺ_ＳおよびＺ_Ｅの両方の共振振動数ｆ_Ｒと呼ばれる。

５． 発信機サイドのＧＳ変調（ＧＳ変調機６）
発信機では、ＧＳ変調は、たとえばｎ_２の符号の変化によって、部分分母ｎ_２の変更を通して行なわれる。次の新しい連分数コード［ｎ_０、ｎ_１、−ｎ_２］がしたがって発信機サイドで得られ、新しい周波数ｆ_Ｒ’が式（３）により逆に得られる。
例では、ｆ_Ｒ＝１８８９．８７Ｈｚに属するＧＳ連分数［−４８、−２７、−３］は、［−４８、−２７、＋３］に変化される。つまり、部分分母ｎ_２＝−３が符号の変化によりｎ’_２＝＋３にセットされる。式（３）の結果から、新しい周波数ｆ_Ｒ’＝１８８２．９７Ｈｚが逆に得られる。
この周波数ｆ_Ｒ’は、さらに数学的には乱数の変更速度を表わす。また、新しい乱数Ｚ’_Ｓ（ｔ_ｎ）が、式（４）からのＬ．オイラーによる導出の逆の方法を通して、それに基づいて発信機の中で計算される。それは瞬間ｔ_０で発信機において下記の雑音プロセスへカップルされる。

すべての方法の工程がサンプリング周期Δｔ_ｓ内で行なわれるので、新しい乱数が雑音プロセスによって発信機または受信機で生成される前でも、扱われた乱数Ｚ’_Ｓ（ｔ_ｎ）は発信機サイドで計算される。
式（４）の導出は、ユニークな確定的な方法を表わすので、式（４）も逆にすることが可能である。同じ理由で、式（３）も逆にすることが可能である。
例において、新しい乱数Ｚ’_Ｓ（ｔ_ｎ）＝１９２が得られた。また、以下の一連の乱数が瞬間ｔ_ｎで得られた：
Ｚ_Ｓ＝｛．．．１１（ｔ_ｉ＋０） ８０（ｔ_ｉ＋１） ３４２１（ｔ_ｉ＋２） ３４５（ｔ_ｉ＋３） ２４５（ｔ_ｉ＋４） ４５１２（ｔ_ｉ＋５） ５０７１２（ｔ_ｉ＋６）．．．１９２（ｔ_ｎ）｝

６． 新しく計算された雑音値のカップリングおよび／または物理的生成（カプラ７）
新しく計算された乱数値Ｚ’_Ｓ（ｔ_ｎ）は、１次元の雑音レベル数値に変換され、サンプリング周期内のランダム過程へカップリングされた。雑音レベル数値を乱数に変換する方法は公知であり、前の方法工程から可逆的であるので、この転換は可能である。
サウンドカードの雑音を使用した乱数の生成の例では、新しい乱数（Ｚ’_Ｓ（ｔ_ｎ）＝１９２）は、発信機サイドで雑音数値に変換され、サウンドカードを介して物理的に出力される。
発信機サイドの雑音は、Ｚ’_Ｓ（ｔ_ｎ）に属する雑音レベル数値のこのカップリングを通してこのように変調される。

７． 受信機サイドでのデカップリングおよび／または復調（デカップラー８および／またはＧＳ復調機９）
発信機と受信機のランダムプロセスがＧＳノードポイント周波数によって同期させられ、時系列的同時性により互いにカップリングされるので、また非常に明確に同一の共振振動数および／または変化速度を持っているので、受信機サイドの雑音プロセスはさらに一時的に変化される。
受信機の中の雑音信号は、ｆ_０を使用したサンプリングにより瞬間ｔ_ｎでデカップルされ、発信機サイドと同じ方法により乱数に変換される。
発信機に入力される乱数（例ではＺ’_Ｅ（ｔ_ｎ）＝１９２であるが、どんな乱数Ｚ’_Ｅ（ｔ_ｎ）の場合でも）は、Ｌ．オイラー（式（４））によるシークエンスＺ_Ｅの後の導出における受信機での画定された共振振動数ｆ_Ｒ’を起こし、サンプリングの瞬間ｔ_ｎで、受信機サイドで高い確率で現れる。
下記では、発信機サイドで操作されるこの共振振動数ｆ_Ｒ’がどのようにして見出され、解読されるかが説明される。

本発明によれば、受信機は［ｎ_０、ｎ_１−１］から［ｎ_０、ｎ_１＋１］で、発信機ですでにチューニングされた周波数帯を、新しく確認された乱数Ｚ’_Ｅ（ｔ_ｎ）に基づいて分析する。周波数帯内のすべての既存の周波数をＧＳ分析し、連分数コード［ｎ_０、ｎ_１−ｎ_２］の特徴周波数ｆ’_Ｒを決定する。
部分分母ｎ_２がこの周波数ｆ’_Ｒについて決定される。
たとえば、発信機と一致した周波数帯内の最後に受信された乱数に基づいて、シーケンスｆ_Ｅ｛｝の１８８１．１３Ｈｚ（連分数コード：［−４８、−２６］）から１８９１．５０Ｈｚ（連分数コード：［−２８］）までで、共有される周波数ｆ’_Ｒ＝１８８２．９６９Ｈｚが見出された。これについては連分数コード［ｎ_０、ｎ_１、ｎ_２］が存在する。ｆ’_Ｒ＝１８８２．９６９Ｈｚについての連分数コードは［−４８、−２６、＋３］に等しい。部分分母ｎ_２はしたがって＋３である。

８． 伝達情報の解読（情報１０、出力信号１１）
ＧＳによって決定されたコードと確認された連分数コードの比較を通じて、ｎ_２値が発信機サイドで操作されたかどうかを受信機は今や認識することができる。
例えば、ＧＳによれば、ｎ_２の符号を、サンプリング周期Δｔ_ｓ、ｎ_０およびｎ_１の組み合わせからコンピュータのみを使用して決定することができる。なぜなら、周波数帯がｎ_０およびｎ_１により固定され、ランダム過程の予期されたグローバルスケーリング共振振動数ｆ_Ｒが存在しなければならないからである。
Δｔ_ｓ＝４．９２ｅ−４秒、ｎ_０＝−４８およびｎ_１＝−２７の例では、それに伴う連分数コード［−４８、−２７、―ｎ_２］を有する周波数ｆ_Ｒが受信機サイドで期待され、さらにそれは受信機サイドでは、送信機で変調されていないケースに適合する。

示された変調の例では、発信機と同じ周波数帯内のすべての周波数の受信機の中の分析は、周波数ｆ’_Ｒ＝１８８２．９６９Ｈｚに帰着するが、それについては連分数コード［ｎ_０、ｎ_１、ｎ_２］が存在する。ｆ’_Ｒ＝１８８２．９６９Ｈｚの連分数コードは［−４８、−２６、＋３］である。
部分分母ｎ_２はしたがって＋３である。
しかしながら、受信機サイド側では−３のｎ_２数値が期待されているので、受信機は共振振動数ｆ_Ｒのｎ_２数値が発信機サイドで変調されたことを認識する。
存在する場合、受信機は、このように発信機サイドの操作を認識する。

したがって、ジョイント共振振動数ｆ_ＲのＧＳ変調およびＧＳ復調を通して、基礎的なカップルされた雑音プロセスを介して、１ビットの情報が発信機と受信機の間で伝送される。１ビットの伝達の可能性により、デジタル信号がこのように、原則としては伝送可能である。
本明細書に記載されたランダム過程による技術的な伝送速度は、工程１から８の実行速度、およびサンプリング周波数ｆ_０によって決定され制限される。
その結果、１６ビット／秒の伝送速度がこのように現在実行される。
伝送速度の増加は、たとえば、他のサンプリング周波数ｆ_ｏの使用、より速いコンピュータ、１つのみの符号の変換の代わりに連分数値ｎ_２（および／または連分数ｎ_３、ｎ_４などのより高次の要素）の改良されたＧＳ変調、または複数の伝送チャンネルの並列使用により、可能である。
実際のＧＳ伝達および後のＧＳ変調の前に、アナログ／デジタル変換することにより、スピーチのような、任意の信号および情報がさらに伝達可能である。

図１は周波数のＧＳ分析用のツールＧＳＣ３０００を示す。 図２はデータ伝送の装置と方法の概略を示す。 図３は方法と装置のより詳細な図を示す。 図４は半導体要素の背景雑音を示す。 図５は背景雑音の調和成分を示す。 図６は白色雑音の技術的な生成のための外部雑音ジェネレータの回線図を示す。 図７は外部雑音モジュールを有する変形を示す。 図８は変形ａのための外部雑音モジュールを示す。 図９は外部モデムを有する変形ｃを示す。 図１０は自然対数の時間軸に関する２進数の変動を示す。 図１１はバイポーラ・トランジスタ（ＢＥセクション）のノイズスペクトルの例を示す。

Claims (17)

1. データまたは信号の無線伝送方法であって、情報を変調するための変調機、および情報をランダムプロセスとカップリングするためのカップラーを有する送信ユニット、情報を復調するための復調機、およびランダムプロセスから情報をデカップリングするためのデカップラーを有する受信ユニットを含み、データ伝送がカップルドランダムプロセスを介して、またはカップルドランダムプロセスを使用しておこなわれることを特徴とする伝送方法。
2. グローバルスケーリング変調機、およびグローバルスケーリング復調機が、変調機および復調機としてそれぞれ使用される、請求項１記載の方法。
3. カップラーおよびデカップラーおよび／または変調機／復調機のための信号または信号発生要素として、雑音またはランダム信号発生要素またはプロセスの雑音またはランダム信号が使用され、好ましくは技術的雑音またはランダム信号またはプロセス、たとえば、熱雑音、白色雑音、またはノイズダイオードのような雑音またはランダム信号要素を使用する、請求項１記載の方法。
4. 共鳴周波数ｆ_Ｒの連分数コード［ｎ０、ｎ１、ｎ２、ｎ３、．．．］の少なくとも１つの要素が変調され、たとえば、符号の転換により変調される、請求項１記載の方法。
5. 送信ユニットおよび受信ユニット（Ｓ、Ｅ、１、２）において、雑音信号、好ましくは電気的雑音信号を発生する工程、
   ＧＳノードポイント周波数ｔａ、好ましくはｎ０周波数、を使用して雑音信号をサンプリングし、サンプリング信号を生成する工程、
   ＧＳサンプリング信号を規格化された無次元の、数値（Ｚ）の形態のサンプリング信号に、好ましくは式Ｚ＝Ｚ ｍｏｄ Ｇ（Ｇは整数であり、測定された雑音レベルを表すことができる）による、Ｒ ｍｏｄｕｌｏ Ｎ（モジュロ演算子）の残余のクラスの形成を介して変換する工程、
   Ｌ．オイラーによる数列ＺＳおよびＺＥを導出し、周波数ｆＳおよびｆＥのシークエンスを作り、
   あらかじめ決定された周波数帯の中で共鳴周波数ｆＲを確認する工程、
   共鳴周波数ｆＲを、たとえば、連分数コード［ｎ０、ｎ１、ｎ２］からのｎ２の符号を変換することにより、変調する工程、
   送信機サイドで行われた変化を、受信ユニット内で復調およびデコードする工程、
   を含むことを特徴とする、請求項１から４のいずれか１項記載の方法。
6. データまたは信号を無線伝送するための装置であって、情報を変調するための変調機および搬送波内へ情報をカップリングするためのカップラー（７）を有する送信ユニット（１）、並びに情報を復調するための復調機およびランダムプロセスから情報をデカップリングするためのデカップラー（８）を有する受信ユニット（Ｅ，２）を含み、請求項１から５のいずれか１項記載の方法に適し、変調機と復調機が、それぞれＧＳ変調機（６）およびＧＳ復調機（９）である装置。
7. 送信ユニット（１）および／または受信ユニット（２）が雑音またはランダム信号発生ユニット、好ましくは電気的または電子的雑音信号発生要素、たとえば雑音ダイオードを有する、請求項６記載の装置。
8. 雑音もしくはランダム信号発生ユニット、またはその信号が、変調機および／またはカップラーの構成要素である、請求項６記載の装置。
9. ＧＳサンプリングユニットを有し、ＧＳクロックドランダムプロセスを得るために、雑音信号がＧＳ周波数でサンプリングされることができる、請求項６記載の装置。
10. サンプリング周波数がＧＳノードポイント周波数、好ましくはｎ０周波数である、請求項９記載の装置。
11. 据え付けのコンピュータまたはモバイルコンピュータ、たとえば、ラップトップコンピュータまたは携帯電話を含む、請求項６記載の装置。
12. 受信ユニット（１）が医療、治療、診断装置、好ましくは心臓ペースメーカーを有する、請求項６記載の装置。
13. 無線情報伝送装置のための、たとえばデータまたは信号である情報を変調または復調するための、変調機および／または復調機であって、情報を変調するための変調機、および情報をランダムプロセスとカップリングするためのカップラーを有する送信ユニット、情報を復調するための復調機、およびランダムプロセスから情報をデカップリングするためのデカップラーを有する受信ユニットを含み、請求項１から５のいずれか１項記載の方法に適し、変調機と復調機が、それぞれグローバルスケーリング変調機（６）およびグローバルスケーリング復調機（９）である、変調機および／または復調機。
14. 変調機および／または復調機が、自然雑音またはランダム信号、好ましくは２つのカップルされたランダムプロセスの少なくとも１つのグローバルスケーリング共鳴周波数をＧＳ変調またはＧＳ復調する、構成要素またはユニットである、請求項１３記載の変調機および／または復調機。
15. 雑音、ランダムプロセス、雑音信号、雑音プロセス信号、雑音信号もしくはランダム信号発生構成要素の、カップルドランダムプロセスを使用した有用な信号の無線情報伝送のための使用。
16. 雑音、ランダムプロセス、雑音信号、雑音プロセス信号、雑音信号もしくはランダム信号発生構成要素が、ランダムプロセスへのカップリングまたはそれからのデカップリング、および／または有用な信号の変調または復調のために使用される、請求項１５記載の使用。
17. 携帯電話、または据え付けもしくはモバイルのコンピュータの雑音もしくはランダム信号が使用される、請求項１６記載の使用。
    

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