WO2004098066A1 - 浮動小数点形式ディジタル信号可逆符号化方法、及び復号化方法と、その各装置、その各プログラム - Google Patents

浮動小数点形式ディジタル信号可逆符号化方法、及び復号化方法と、その各装置、その各プログラム Download PDF

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WO2004098066A1
WO2004098066A1 PCT/JP2004/006085 JP2004006085W WO2004098066A1 WO 2004098066 A1 WO2004098066 A1 WO 2004098066A1 JP 2004006085 W JP2004006085 W JP 2004006085W WO 2004098066 A1 WO2004098066 A1 WO 2004098066A1
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digital signal
signal sample
floating
sample
format
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Application number
PCT/JP2004/006085
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Inventor
Takehiro Moriya
Dai Yang
Akio Jin
Kazunaga Ikeda
Original Assignee
Nippon Telegraph And Telephone Corporation
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
    • H03M7/30—Compression; Expansion; Suppression of unnecessary data, e.g. redundancy reduction
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/0017—Lossless audio signal coding; Perfect reconstruction of coded audio signal by transmission of coding error
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
    • H03M7/14—Conversion to or from non-weighted codes
    • H03M7/24—Conversion to or from floating-point codes

Definitions

  • the present invention relates to an encoding method for converting a digital signal such as voice, music, or image into a code compressed to a lower amount of information, a decoding method thereof, an encoding device, a decoding device, and programs thereof.
  • Conventional technology for converting a digital signal such as voice, music, or image into a code compressed to a lower amount of information, a decoding method thereof, an encoding device, a decoding device, and programs thereof.
  • a digital input signal (hereinafter also referred to as an input signal sample sequence) is sequentially divided into frame units composed of, for example, 1024 input signal samples, and a digital signal is demultiplexed in each frame unit.
  • Lossless compression encoding This encoding may be performed by any method that can reproduce the original digital input signal to some extent during decoding. For example, if the digital input signal is voice, voice coding recommended as ITU-T G.729 standard can be used, and if it is music, Twin VQ (Transform- Domain Weighted Interleaved Vector Quantization) The lossy compression code is locally decoded, and an error signal between the local signal and the original digital signal is generated.
  • bit string in which pits are connected in the (time direction). That is, conversion of the bit array is performed.
  • This concatenated bit string consisting of 1024 bits at the same bit position will be referred to herein as a “coordinate bit string” for convenience.
  • a one-word bit string representing the amplitude value including the polarity of each sample is referred to as an “amplitude bit string” for convenience. Since the error signal has a small amplitude, one or more consecutive bits from the most significant bit of each sample often become "0". Therefore, since all the equivalent bit strings generated by concatenating at those bit positions become "0" bit strings, they can be represented by a predetermined short code, and the lossless compression encoding efficiency of the error signal can be increased.
  • These coordinate bit strings are subjected to lossless compression encoding.
  • lossless compression coding for example, the use of a case in which there is a sequence in which the same code (1 or 0) is continuous or a case in which there is a sequence that appears frequently, such as Huffman coding or arithmetic coding, is used. Etc. can be used.
  • the lossless compression code is decoded, and the inverse of the bit arrangement is performed on the decoded signal. That is, the equivalent bit sequence is converted into an amplitude bit sequence for each frame, and the obtained error signal is obtained. Reproduced sequentially. Also, the irreversible compression code is decoded, the decoded signal and the reproduced error signal are added, and finally, the added signals for each frame are sequentially concatenated to reproduce the original digital signal sequence. You.
  • Floating point values are separated into polarity, exponent, and mantissa.
  • the floating-point format standardized as IEEE-754 shown in Fig. 1 is 32 bits, and consists of 1 bit from the most significant bit, 1 bit for the exponent, 8 bits for the exponent, and 23 bits for the mantissa.
  • the polarity is S
  • the value expressed by the 8 bits of the exponent part is E in decimal
  • the binary number of the mantissa is M
  • the numerical value in this floating-point format is expressed in absolute value in binary.
  • An object of the present invention is to provide a lossless encoding and decoding method, a device and a program thereof which have a high compression ratio and no distortion for a floating point digital signal. Disclosure of the invention
  • a floating-point format digital signal reversible encoding method and apparatus converts a first digital signal sample in floating-point format into a second digital signal sample in integer format, and reversibly converts the second digital signal sample in integer format. Compressing to generate a code sequence, generating a difference signal corresponding to the difference between the second digital signal sample in the integer format and the first digital signal sample in the floating point format, and generating the code sequence and the difference signal Is output as the encoding result.
  • the signal becomes close to the original analog waveform signal, and can be efficiently compressed by a compression method that eliminates redundancy due to correlation between signal samples.
  • a code point format digital signal decoding method and apparatus comprises: Decoding and decompressing to generate a first digital signal sample in integer format, generate a difference signal based on the difference information, convert the first digital signal sample in integer format into a second digital signal sample in floating point format, A first digital signal sample in floating-point format is combined with the difference signal to generate a third digital signal sample in floating-point format.
  • FIG. 1 is a diagram showing the format of a 32-bit floating point of IEEE—754.
  • FIG. 2 is a diagram showing a functional configuration of the encoding device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the operation of the integer conversion unit 12 in FIG.
  • FIG. 4 is a flowchart showing an example of a processing procedure in the integer conversion unit 12 in FIG.
  • FIG. 5 is a diagram showing a functional configuration of the decoding device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram showing a functional configuration of an encoding device according to a second embodiment of the present invention.
  • Figure 7 is a flowchart showing the digit adjustment processing procedure.
  • FIG. 8 is a diagram showing a functional configuration of a decoding device according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a diagram showing a modified functional configuration of the encoding device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a diagram showing a modified functional configuration of the decoding device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram showing a configuration in which addition and subtraction of floating-point are performed separately for the exponent part and the mantissa part.
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of a functional configuration of an encoding device for explaining another embodiment of the encoding method according to the present invention.
  • FIG. 13 is a diagram showing an example of the functional configuration of a decoding device for explaining another embodiment of the decoding method according to the present invention.
  • FIG. 14 is a diagram for explaining a computer that implements the encoding device and the decoding device according to the present invention.
  • FIG. 2 shows a functional configuration of an embodiment of an encoding device according to the present invention.
  • the encoding device 100 of this embodiment includes an integerizing unit 12, a compressing unit 13, a difference generating unit 14, and a compressing unit. It consists of 17
  • integer converting section 12 includes digit number calculating section 12 A
  • difference generating section 14 includes code point converting section 15 and subtracting section 16.
  • a signal sequence of a music signal is output from the signal source 11 as a sequence of digital signal samples X in a 32-bit floating point format.
  • Each digital signal sample X is processed by transforming the material of the signal recorded in 24-bit integer format, adjusting the amplitude, adding effects, mixing, etc., and as a result, floats those that include fractions after the decimal point.
  • This is a signal converted to a decimal format or a signal originally recorded in a 24-bit integer format, converted to a 32-bit floating-point format, and then processed as described above.
  • the integer value is directly used as a floating point number, and cases where the integer value 32768 is normalized so that it becomes 1.0.
  • the following description is based on the former, but these differences are only in the value of the exponent part, and the present invention is applicable to all.
  • the digital signal sample X in the floating-point format is input to the integer conversion unit 12, and is converted into a digital signal sample Y in the integer format for each sample.
  • the raw material of the signal in the form of an integer of 24 bits is often deformed, adjusted in amplitude, and added with effects, and the amplitude is not largely changed. is there. Therefore, in the integer converting section 12, the fractional part after the decimal point may be rounded and converted to an integer.
  • the number of digits in the integer format may be 16 bits or 20 bits, but the following description uses 24 bits.
  • the upper 20 bits of the part M (the integer part when M is in the absolute value binary representation, and the lower three bits (M 2 ) in the mantissa part M are the absolute value binary representation Therefore, as shown in Fig. 3B, the mantissa M is shifted down by 3 bits so that the least significant bit in the integer 0g is the least significant bit in the mantissa 23 as shown in Fig. 3B. In this direction, the 3 bits after the decimal point (M 2 ) overflow and are truncated.
  • This shift causes the least significant bit (3 bits) of the 3 most significant bits that have become empty (in this example, “000”) in the mantissa M. That is, to set the 21st bit from the least significant of the 23 bits to the 1st bit of "1.M" in equation (1) Ri, integer value by truncation is obtained (see Fig. 3 C).
  • the 24-bit MSB of the 23-bit MSB before the shift may be shifted by 3 bits.
  • the integer value obtained in this way is converted into a two's complement representation.
  • the polarity bit S of each digital signal sample X in floating-point format is taken as the most significant bit, and the remaining 23 bits are the 23 bits obtained in Figure 3C, and the polarity S is "0" (positive).
  • the 23 bits of FIG. 3C are used as is, and if S is' '1 ⁇ (negative), all the 23' bits are logically inverted as shown in FIG. 3D, ie, “0 ⁇ and ⁇ 1 Add ": T to the least significant bit after exchanging.
  • the polarity of the most significant bit is the same as the polarity S, and the 24-bit complemented integer shown in Figure 3E is obtained.
  • the mantissa M contains 0 or more bits corresponding to the fractional part below the decimal point. It was converted to a digital signal in a bit integer format.
  • Step S 5 Is converted to the 24-bit integer format of the complement representation of, to obtain a digital value of one sample integer format (S5). That is, the polarity S is used as it is for the most significant bit, and the polarity S of the remaining 23 bits is " If 0 ⁇ (positive), the least significant bit to 23 bits of the integer part shifted in step S3 are used as they are, and if S is “ ⁇ (negative), the shift is performed. And the least significant bit of the integer portion to the 2 3 bit, the most significant bit as it is, if the other two 2-bit portions are used in bit reversed.
  • exponent E in Step S 1 is 1 5 0 or more, Sutetsu In step S4, the exponent E is limited to 150, and the process proceeds to step S5.
  • the bit is taken out, and "1" is added to the upper side to make n + 1 bits, (22-n) bits ( ⁇ are added to the upper side to make 23 bits, and the polarity bit to the upper side
  • the integer conversion unit 12 described above performs rounding by rounding down fractions after the decimal point in step S3 in FIG.
  • the sequence of the digital signal sample Y in the integer format converted by the integerizing unit 12 as described above is compression-coded by the efficient lossless compression method using the correlation of the waveform values as the integer value in the compression unit 13. And output as a code string Ca.
  • the lossy compression in the compression unit 13 for example, as shown in the above-mentioned paper by Mat Hans et al., The difference from the predicted value (integer value) is obtained for each sample, and the series of the difference is described in the section of the conventional technology. After the bit sequence conversion is performed as described above, that is, the entropy coding may be performed for the equivalent bit sequence.
  • the sequence of the digital signal samples Y in the integer format is similar to the original analog signal waveform of the sequence of the digital signal samples X in the floating-point format of the signal source 11. Therefore, the sequence of the digital signal samples X can be subjected to highly efficient lossless compression encoding by removing the redundancy due to the correlation between the signal samples using prediction and transformation.
  • a difference signal (error) ⁇ X between the digital signal sample Y in the integer format and the corresponding digital signal sample X in the floating-point format from the signal source 11 is generated by the difference generator 14.
  • the digital signal sample Y in the integer format is re-converted into the digital signal sample X 'in the floating-point format by the floating-point conversion section 15, and the re-converted digital signal sample X' in the floating-point format is converted to the original floating-point signal.
  • Subtraction from the digital signal sample X in the format by the subtractor 16 ⁇ ⁇ is generated.
  • the conversion by the floating-point conversion unit 15 can be converted to a 32-bit floating-point digital signal without any ambiguity or exception when a 1-sample integer format digital signal is 24 bits.
  • the exponent ⁇ of the original floating-point digital signal sample X is often less than 1 49, in which case the difference digital signal between the digital signal sample X 'and the original floating-point digital signal sample X is obtained.
  • the signal ⁇ X is equal to the fractional value of the original digital signal sample X after the decimal point.
  • the difference signal ⁇ X from the difference generation unit 14 is losslessly compression-encoded by the compression unit 17 and is output as difference information Cb.
  • the difference signal ⁇ ⁇ is a fractional value after the decimal point of the digital signal sample in the floating-point format. Lossless compression encoding is possible.
  • the compression unit 17 may separate the exponent part E and the difference between the mantissa part M and perform reversible compression encoding suitable for each of them to output as code strings Cbl and Cb2.
  • the exponent part E is the same as the exponent part of X ', and is obtained by converting the signal sample Y obtained by decoding the code Ca on the receiving side into the signal sample X' in the floating-point format, so that transmission is performed. You don't have to. That is, only the difference of the mantissa M is encoded and transmitted as the difference information Cb2.
  • the difference signal ⁇ ⁇ may have many digits after the decimal point, in which case the encoding efficiency may be poor. Therefore, the difference signal ⁇ may not be encoded and may be output as it is as difference information. Alternatively, the information amount when the difference signal ⁇ is encoded and when it is not encoded may be compared, and the smaller information amount may be selected.
  • the mantissa part of the floating-point digital signal sample X itself is an exception where E ⁇ 150, an exception indicating that the exponent part E is limited to 150 by the integer conversion unit 12
  • the signal y is supplied to the difference generator 14, which outputs an exponential difference (E-150) between the value 150 of the exponent E and the exponent E of the digital signal sample X, and a mantissa M Is generated as a difference signal ⁇ ((all bits “0”).
  • the compression section 17 performs lossy compression encoding of the difference signal ⁇ , and outputs the sign as difference information Cb.
  • FIG. 5 shows an embodiment of a decoding device 200 according to the present invention corresponding to the coding device 100 shown in FIG.
  • the input code string Ca is lossless-decompressed and decoded by the decompression unit 21.
  • This lossless decompression / decoding method corresponds to the lossless compression / encoding method performed by the compression unit 13 in FIG. 2, and performs a process reverse to that. Therefore, a sequence of digital signal samples Y in an integer format of 24 bits per sample is generated by the reversible decompression decoding.
  • the digital signal sample Y in the integer format is converted into a digital signal sample X ′ in the floating point format of 1 sample 32 bits by the floating point conversion section 22.
  • the input difference information Cb is lossless-decompressed and decoded by the decompression unit 23.
  • This lossless decompression decoding method corresponds to the lossless compression method performed by the compression unit 17 in FIG. Therefore, a difference signal ⁇ X is generated by the reversible decompression decoding.
  • the difference signal ⁇ X is a fractional value on the lowest side, it is inserted into the corresponding bit position on the lowest side of the mantissa of the floating-point digital signal sample X ′ by the combining unit 24, and the floating-point digital Signal sample X is played.
  • the encoder 100 in FIG. 2 outputs the difference signal ⁇ ⁇ without performing compression encoding, the difference signal ⁇ ⁇ received by the decoder 200 is directly provided to the combining unit 24. A similar synthesis is performed. Second embodiment
  • FIG. 6 shows an example of a functional configuration of the encoding apparatus 100 according to the second embodiment, in which parts corresponding to those in FIG.
  • a series of digital signal samples X in a floating-point format is divided by a sample sequence dividing unit 31 for each of a plurality of fixed samples or for each frame.
  • the digit adjustment of the exponent part E is performed as follows so that the number of digits of the digital signal sample Y in the integer format is an appropriate size, that is, at least within 24 bits when converted to the integer format.
  • the amplitude value of the digital signal sample Y in the integer format is represented by about 2 bits on the LSB side, if the signal sample Y is converted to a digital signal in the floating-point format, the mantissa part M will have all bits “0” or only the MSB "1” means that most other bits are "0", like "0".
  • the mantissa M of the input digital signal sample X in the signed point format can take a large value even when the amplitude of the signal sample X is small
  • the error (difference) with the digital signal sample X in the floating point format corresponds to
  • the mantissa part M of the floating-point format difference signal ⁇ X takes a large amplitude, that is, the number of bits that become “0” for all samples decreases, and the compression efficiency cannot be increased.
  • the digit adjustment unit 32 adds only the adjustment information ⁇ E to each exponent E for each division unit, and a large amount of information in the mantissa M is converted into an integer format digital signal sample Y. To be included. In this case, make sure that the number of bits in one sample does not exceed 24 when converted to integer format.
  • the adjustment information ⁇ ⁇ (integer of any polarity) in the digit adjustment unit 32 can be changed in division units.
  • the digit adjustment unit 32 checks the maximum value of the exponent part E for each division unit, and adjusts the information so that the information of the mantissa part M can be used as much as possible within a range where one sample does not exceed 24 bits when converted to an integer ⁇ E can be decided.
  • FIG. 7 shows a processing procedure of digit adjustment performed by the digit adjustment unit 32.
  • step S3 150 is subtracted from the exponent part of the i-th sample to obtain a difference ⁇ .
  • step S4 it is determined whether is larger than the previous ⁇ ⁇ i, and if not, the process moves to step S6.
  • Step S 6 reads out the AE max at step S 8, determines one or more. If it is 1 or more, the process proceeds to step S10.
  • step S9 If ⁇ ⁇ ⁇ is not 1 or more in step S8, it is determined in step S9 whether AE max is equal to or smaller than a predetermined ⁇ (K is an integer of 1 or more). Move on to In Step S 1 0, the AE nax as the correction information [Delta] [epsilon], the digit adjustment by E ⁇ .epsilon. [Delta] [epsilon] for the N F each sample, e given the the N F samples adjusted integer unit 1 2 double-digit Return to step S1. If is not smaller than -K in step S9, the process returns to step S1.
  • step S8 detects a case where the amplitude of the digital signal sample X is large and the exponent E exceeds 150.
  • step S9 AE max becomes ⁇ K or less when the amplitude of X is small and waveform approximation is poor.
  • K may be set to a value of about 20 to 22.
  • the digital signal sample in the floating-point format whose digit has been adjusted in this way is converted into an integer-format digital signal sample Y by the integer conversion unit 12, and the sequence of the signal sample Y is losslessly compression-coded by the compression unit 13 and encoded.
  • the generation of the column Ca is the same as in the first embodiment.
  • the adjustment information ⁇ ⁇ is adjusted by the auxiliary encoding unit 33 to include its polarity, that is, including the addition or subtraction power, so that a digital signal sample X in the floating-point format at the time of encoding can be obtained reversibly.
  • the digit of the digital signal sequence Y in the equation is inversely adjusted by the adjustment information ⁇ ⁇ for each corresponding division unit. That is, when the negative adjustment information ⁇ ⁇ is added by the digit adjustment unit 32 (when ⁇ is negative in step S 10), the reverse digit adjustment unit 34 removes the most significant bit of the digital signal of the corresponding sample 2 When 3 bits are shifted down by ⁇ ⁇ bits, each bit vacated by the shift is padded with “0”, and positive adjustment information ⁇ ⁇ ⁇ is subtracted (when ⁇ ⁇ is positive in step S 10).
  • the digital signal sample ⁇ in the integer format whose digit has been inversely adjusted is converted into a digital signal sample X 'in the floating point format by the floating point converting section 15, and the digital signal sample X' in the floating point format and the original floating point format
  • the difference ⁇ X from the digital signal sample X is obtained by the subtraction unit 16, and the floating-point difference signal ⁇ X is losslessly compression-encoded by the compression unit 17 to output a code sequence Cb.
  • the code strings Ca and Cb of the division unit and the auxiliary code Cc are output.
  • the difference signal ⁇ X may not be subjected to compression encoding, and only a fractional part may be directly output as difference information.
  • the sample column division unit 31 may be provided so that the digital signal sample X in the floating-point format obtained by dividing the sample column as shown by the broken line in FIG. 6 is supplied to the digit adjustment unit 32 and the subtraction unit 16.
  • FIG. 8 shows an example of the functional configuration of the decoding device 200 corresponding to the encoding device 100 shown in FIG. 6 by attaching the same reference numerals to the portions corresponding to the decoding device 200 shown in FIG. .
  • the code string Ca is lossless-decompressed and decoded in units of division by the decompression unit 21 to generate a sequence of digital signal samples Y in an integer format.
  • the auxiliary decoding unit 41 decodes the auxiliary code Cc to generate adjustment information ⁇ ⁇ .
  • Digit correction + ⁇ for the digital signal sample Y in the integer format is performed by the digit correction unit 42 based on the adjustment information ⁇ . If the adjustment information ⁇ E is positive, the bits of each digital signal sample Y are shifted upward by ⁇ E bits, and if ⁇ E is negative, the bits of the digital signal samples Y are shifted downward by ⁇ E bits. At this time, " ⁇ " or "0" is padded in the same manner as in the reverse digit adjustment unit 34 in FIG.
  • the digit correction unit 42 converts the digital signal sample in the integer format into a digital signal sample X 'in the floating point format in the floating-point conversion unit 22, and the difference information Cb and the reversible expansion decoding Floating-point difference signal ⁇ ⁇ Add and combine.
  • the addition-synthesized digital signal is connected to a continuous sample sequence by a connection unit 43 as necessary, thereby obtaining a sequence of digital signal samples: X in a reproduced floating-point format.
  • the floating-point conversion unit 15 performs floating-point
  • the difference between the converted digital signal sample in the floating-point format and the digital signal sample in the floating-point format whose digit has been adjusted by the digit adjustment unit 32 is obtained by the subtraction unit 16,
  • the difference signal ⁇ ⁇ in the decimal point format may be obtained.
  • the difference generation unit 14 only needs to calculate the difference signal between the digital signal sample X in the original floating-point format and the digital signal sample Y in the integer format in the floating-point format. May be adopted.
  • the integer-format digital signal sample Y that has been reversibly decompressed and decoded by the decompression unit 21 is first floated by the floating-point conversion unit 22.
  • the signal is converted into a digital signal sample in the decimal point format, and the difference signal ⁇ ⁇ in the floating point format, which has been reversibly decompressed and decoded in the decompression unit 23, is added and synthesized in the synthesis unit 24, and then the synthesized digital signal is obtained.
  • the exponent part E may be digit-corrected in the digit correction unit 42 using the adjustment information ⁇ ⁇ ⁇ decoded by the auxiliary decoding unit 41 to obtain a digital signal sample X in a reproduced floating-point format. .
  • the subtraction of the subtraction unit 16 in the encoder is a normal floating-point subtraction, that is, if the exponents E of the two values are different from each other, the digits are matched to the large exponent E and the mantissa is subtracted. It is assumed that subtraction is performed. In this case, the lower digits of the mantissa of the smaller exponent E may be lost, and the digital signal sample X in the original floating-point format cannot be accurately reproduced by the decoding device. This requires special processing. The same can be said for the addition of the combining unit 24 in the decoding device.
  • the exponent part E and the mantissa part M are calculated separately without alignment.
  • the difference between the exponent E of the digital signal sample X and the exponent E of the digital signal sample X 'is obtained by the exponent subtractor 16 E, and the digital signal The difference between the mantissa M of the sample X and the mantissa M of the digital signal sample X 'is obtained by the mantissa subtractor 16M, and the subtraction result of the exponent subtractor 16E is used as the exponent E of the difference signal ⁇ X,
  • the result of the subtraction of the mantissa subtracting unit 16 M is defined as the mantissa part M of the difference signal ⁇ X.
  • the addition of the combining unit 24 in the decoding device is performed by exponential addition of the exponent E of the difference signal ⁇ ⁇ and the exponent E of the digital signal sample X ′ as shown in parentheses in FIG.
  • the mantissa M of the difference signal ⁇ X and the mantissa M of the digital signal sample X ′ are added by the mantissa adder 24 M, and the addition result of the exponent adder 24 E is digitally added.
  • the exponent part E of the signal sample X be the mantissa part M of the digital signal sample X.
  • the subtraction of the subtraction unit 16 in FIGS. 2, 6, and 9 may be a normal floating-point subtraction performed by performing digit alignment, or a subtraction performed by performing exponent and mantissa separately.
  • Figure 5 Figure 5
  • the addition of the combining unit 24 in FIG. 10 may be a normal floating-point addition performed by performing digit alignment, or an addition performed by performing exponent and mantissa separately.
  • the sampling frequency of the floating-point digital signal sample X is down-sampled to a lower frequency by the down-sampling unit 36, and the floating-point digital signal sample converted to the lower sampling frequency is sampled.
  • the digital signal sample Y is converted into an integer-format digital signal sample Y by the integer conversion section 12, and the digital signal sample Y is supplied to the compression section 13 and supplied to the up-sample section 37 to perform up-sampling and perform floating-point format conversion.
  • the digital signal sample is converted into an integer format digital signal sample having the same sampling frequency as that of the digital signal sample X, and the upsampled integer format digital signal sample is supplied to the floating-point converting section 15 to generate a floating-point format digital signal sample. It may be converted to X '.
  • This downsampling may be performed not on the input of the integer unit 12 but on the digital signal sample of the integer format output from the integer unit 12. That is, as shown by the broken line frame 36 in FIG. 12, the down-sampler 3 6 may be purchased.
  • the integer-format digital signal sample Y decoded by the decompression unit 21 is up-sampled by the up-sampling unit 45 as shown in FIG. 13 and the sampling frequency is It is converted into the same sampling frequency as the input digital signal sample of the down-sampling section 36 on the middle encoding side, and is supplied to the floating-point converting section 22.
  • the provision of the down-sampling section 41 in this way is when the compression efficiency as a whole is improved. If this is known in advance by the digital signal sample Y output from the signal source 11, the downsampling rate in the downsampling section 41 may be fixed. However, if it is better to downsample the digital signal sample X in accordance with the interval or to change the downsampling rate, the sample is taken as shown by the broken line in Fig. 12.
  • a column dividing section 31 is provided to divide the digital signal sample X in the floating-point format into a predetermined number of samples.
  • the evaluation unit 38 evaluates whether the compression efficiency, that is, the sum of the number of bits of the output code Ca of the compression unit 13 and the number of bits of the output code Cb of the compression unit 17 is smaller, is evaluated by the evaluation unit 38, and the compression efficiency is high. That is, whether or not to perform downsampling in the downsampling unit 36 so as to reduce the sum of the number of bits of the code Ca and the code Cb, or further downsampling Is higher, that is, it is better to lower the sampling frequency, and the codes Ca and Cb corresponding to the better or best one are output, and the output code Ca is down-sampled correspondingly.
  • a code indicating whether or not, or auxiliary information indicating a downsampling rate is output by the auxiliary encoding unit 39 as an auxiliary code Cd.
  • the auxiliary code Cd is decoded by the auxiliary decoding unit 46 and whether or not upsampling is performed at a predetermined rate in the up-sampling unit 45 based on the decoded auxiliary information.
  • the upsampling unit 45 performs upsampling at the upsampling rate represented by the decoding result.
  • the precision adjustment unit 36 reduces the quantizing precision (the number of bits representing the amplitude) of the digital signal sample X in the moving-point format (the number of bits representing the amplitude). Specifically, for example, when the exponent E is 150, the exponent E is set to 142 if the polarity S is "0 ⁇ (representing positive), and the exponent if the polarity S is" ⁇ (negative). Let E be 158.
  • the digital signal sample in the floating-point format converted in this way is converted into a digital signal sample Y in the integer format by the integer unit 12 and the digital signal sample Y is supplied to the compression unit 13 and inversed.
  • the signal is supplied to the precision adjuster 37 to be converted to an integer format digital signal sample having the same quantization precision (number of amplitude bits) as the moving-point format digital signal sample X.
  • the sample is supplied to a floating-point conversion unit 15 and converted into a digital signal sample X 'in a floating-point format.
  • the integer-format digital signal sample Y decompressed and decoded by the decompression unit 21 is subjected to precision adjustment by the precision adjustment unit 45 by the same amount as the precision adjustment performed by the inverse precision adjustment unit 37 on the encoding side. And supplies it to the floating-point conversion unit 22.
  • This accuracy adjustment may be performed in a fixed manner.
  • the evaluation unit 38 evaluates whether or not the accuracy adjustment is performed for each divided section, and determines how much the compression is performed. Efficiency may be improved.
  • an auxiliary code Cd for the accuracy adjustment is output.
  • the accuracy adjustment unit 45 performs the accuracy adjustment, or the quantization accuracy is adjusted by an amount corresponding to the accuracy information.
  • the above-described adjustment of the prayer, adjustment of the sampling frequency, and adjustment of the quantization accuracy may use a combination of these two or all. Accordingly, two or three of digit adjustment, sampling frequency adjustment, and quantization accuracy adjustment are used on the decoding side.
  • the encoder 100 shown in FIG. 2, FIG. 6, FIG. 9, and FIG. 12 is a RAM 61, a CPU 62, and a hard disk 6 connected to each other by a path 68 as shown in FIG. 3, a ROM 64, a transmitting / receiving unit 65, a CD / DVD drive 66, an audio / video input / output unit 67, and the like may be operated by a computer 600.
  • the ROM 64 stores a program for starting the computer
  • the hard disk 63 stores an operation system program of the computer.
  • a program for executing the functional configuration of the encoding apparatus 100 of the present invention is read in advance from a recording medium 71 such as a CD_ROM or DVD onto a hard disk 63 by a CD / D VD drive 66. Through the transmission / reception unit 65 and read into the hard disk 63.
  • the sequence of digital signal samples X in the floating-point format to be encoded is fetched from outside by, for example, an audio / video input / output unit 67 and temporarily stored in a hard disk 63 operated as a buffer.
  • a program to be encoded is read from the hard disk 63 into the RAM 61, and the execution program is executed by the CPU 62.
  • Codes Ca, Cb (or Z), Cc, Cd, etc., which are coding results, may be transmitted through a communication line by the transmission / reception unit 65, or may be recorded on a CD or DVD recording medium by a CD / DVD drive 66. May be saved.
  • the decoding device 200 shown in FIGS. 5, 8, 10, and 13 is implemented by the computer shown in FIG. 14, a program for executing the functional configuration of the decoding device is stored on a hard disk.
  • the transmitting and receiving unit 65 executes a decoding program for the codes Ca, Cb (or Z), Cc, and Cd received from the communication line.
  • the decoding result is reproduced and output to the display 73 and the speaker 74.
  • the present invention can be applied not only to music signals but also to audio signals, image signals, and the like.
  • the invention's effect can be applied not only to music signals but also to audio signals, image signals, and the like.
  • a compression encoding module for a normal integer format sample sequence can be used, and even if both the integer format and the floating point format are supported, the processing device scale and the program scale do not become very large.

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Abstract

各サンプルが極性、８ビットの指数部Ｅ、２３ビットの仮数部Ｍよりなる浮動小数点形式ディジタル信号サンプルＸを、整数化部１２で丸めて整数形式のディジタル信号サンプルＹに変換し、ディジタル信号サンプルＹの系列を圧縮部１３で可逆圧縮符号化して符号列Caを出力する。ディジタル信号サンプルＹを浮動小数点形式のディジタル信号サンプルＸ′に浮動小数点化部１５で変換し、ディジタル信号サンプルＸ′とディジタル信号サンプルＸとの差分信号ΔＸを減算部１６で求め、差分信号ΔＸを可逆符号化して符号列Cbを出力する。

Description

明細書
浮動小数点形式ディジタル信号可逆符号化方法、 及び複号化方法と、 その各装置、 その各プログラム
技術分野
この発明は音声、 音楽、 画像などのディジタル信号をより低い情報量に圧縮され た符号に変換する符号化方法、 その複号化方法、 符号化装置、 複号化装置、 これら のプログラムに関する。 従来の技術
音声、 画像などの情報を圧縮する方法として、 歪を許さない可逆な符号化方法が める。
圧縮率の高い非可逆の符号化を行い、 その再生信号と原信号の誤差を可逆に圧縮 することを組み合わせることで高い圧縮率で可逆な圧縮が可能となる。 この組み合 わせ圧縮方法が日本国特許出願公開 2001-44847号に提案されている。 この方法は前 記文献に詳細に示されているが、 以下に簡単に説明する。
符号器では、 ディジタル入力信号 （以下、 入力信号サンプル系列とも呼ぶ） 力 フレーム分割部で、 例えば 1024個の入力信号サンプルからなるフレーム単位に、 順 次分割され、 このフレーム単位ごとにディジタル信号が非可逆圧縮符号化される。 この符号化は、 復号化時に元のディジタル入力信号をある程度再現できる方式であ れば、 入力信号に適した如何なる方式でもよい。 例えば、 上記ディジタル入力信号 が音声であれば ITU - Tの G. 729標準として勧告されている音声符号化などが利用で き、 音楽であれば MPEG- 4で採用されている Twin VQ (Transform-Domain Weighted Interleaved Vector Quantization) 符 ^化などが利用できる。 この非可逆圧縮符号 は局部復号され、 この局部信号と元のディジタル信号との誤差信号が生成される。 なお、 実際的には、 局部復号はする必要なく、 非可逆圧縮符号を生成する際に得ら れる量子化信号と元のディジタル信号との誤差を求めればよい。 この誤差信号の振 幅は通常は元のディジタル信号の振幅よりもかなり小さい。 よって、 元のディジタ ル信号を可逆圧縮符号化するよりも、 誤差信号を可逆圧縮符号化する方が情報量を 小さくできる。 この可逆圧縮符号化の効率を上げるために、 この誤差信号の符号絶対値表現 （極 性と絶対値の 2進数） されたサンプル列のフレーム内の全サンプルに対しそれらの 各ビット位置、 つまり M S B , 第 2 M S B , …， L S B毎に、 サンプル系列方向
(時間方向） にピットを連結したビット列を生成する。 即ち、 ビット配列の変換が 行われる。 この各連結した同じビット位置の 1024個のビットからなるビット列をこ こでは便宜上 「等位ビット列」 と呼ぶことにする。 これに対し、 各サンプルの極性 も含む振幅値を表す 1ワードのビット列を便宜上 「振幅ビット列」 と呼ぶことにす る。 誤差信号は振幅が小さいので、 各サンプルの最上位から 1つ又は連続する複数 のビットは全て" 0"となることが多レ、。 そこで、 それらのビット位置で連結して生成 した等位ビット列は全て" 0 のビット列となるので、 予め決めた短い符号で表すこと ができ、 誤差信号の可逆圧縮符号化効率を上げることができる。
これら等位ビット列が可逆圧縮符号化される。 可逆圧縮符号化としては、 例えば、 同一符号 （1又は0 ) が連続する系列がある場合や頻繁に出現する系列がある場合 を利用した、 ハフマン符号化や算術符号化などのェント口ピィ符号化などを用いる ことができる。
復号化側では、 可逆圧縮符号が復号化され、 その復号信号に対し、 ビット配列の 逆変換が行われ、 即ち、 フレーム毎に等位ビット列を振幅ビット列に変換し、 得ら れた誤差信号が順次再生される。 また、 非可逆圧縮符号が複号化され、 この復号信 号と再生された誤差信号とが加算され、 最後に、 フレームごとの各加算信号が順次 連結されて、 元のディジタル信号系列が再生される。
音声、 画像などの情報の歪を許さない可逆な符号ィヒ方法としてはその他にも各種 のものが知られている。 音楽情報については例えば Mat Hans， Ronald W. Schafer 等による" Lossless Compression of Digital Audio", IEEE SIGNAL PROCESSING MAGAZINE, July 2001， pp. 21- 32に示されている。 従来の方法は何れも波形をそのま ま P CM信号としたものについての圧縮符号化方法であった。
しかし音楽の収録スタジオでは浮動小数点形式で波形が記録されて保存されるこ とがある。 浮動小数点形式の値は極性、 指数部、 仮数部に分離されている。 例えば 図 1に示す IEEE - 754として標準化されている浮動小数点形式は 3 2ビットであり、 上位ビット力 ら極性 1ビット、 指数部 8ビット、 仮数部 2 3ビットで構成されてい る。 極性を S、 指数部の 8ビットで表す値を 1 0進数で E、 仮数部の 2進数を Mと すると、 この浮動小数点形式の数値は絶対値表現 2進数で表わすと
(-l)s xl.M x 2E-E。 （1)
IEEE-754によれば、 E。=27 - 1 = 127と決められており、 これにより、 式（1) 中の E_E0 は
-127≤E-E0≤128
の範囲の任意の値を取ることができる。
音声、 音楽、 画像の情報が浮動小数点形式のディジタル信号系列とされている場 合は、 浮動小数点形式の性質上 "0 ど ' からなるビット列が乱雑な場合が多くなる ため、 前述したビット配列変換を行っても、 エントロピィ圧縮符号化などによって 高い圧縮率は期待できない。 また浮動小数点形式のサンプル列は原アナ口グ波形と 著しく異なったものとなりサンプル間の相関による冗長性がなく、 前述の Mat Hans,
Ronald W. Schafer等の文献に示されている可逆予測符号化方法を適用しても高い圧 縮率は期待できない。
この発明の目的は浮動小数点形式のディジタル信号に対して圧縮率が高く、 歪が 生じない可逆符号化、 復号化方法、 それらの装置及びそれらのプログラムを提供す ることにある。 発明の開示
この発明による浮動小数点形式ディジタル信号可逆符号化方法及び装置は、 浮動 小数点形式の第 1ディジタル信号サンプルを整数形式の第 2ディジタル信号サンプ ルに変換し、 上記整数形式の第 2ディジタル信号サンプルを可逆圧縮して符号列を 生成し、 上記整数形式の第 2ディジタル信号サンプルと上記浮動小数点形式の第 1 ディジタル信号サンプルとの差分に対応する差分信号を生成し、 上記符号列と、 上 記差分信号に対応する差分情報を符号化結果として出力する。
このように整数形式のディジタル信号サンプルに変換することにより、 原アナ口 グ波形信号に近いものとなり、 信号サンプル間の相関による冗長性を除く圧縮方法 により効率よく圧縮することができる。
この発明による符号小数点形式ディジタル信号複号化方法及び装置は、 符号列を 復号伸張して整数形式の第 1ディジタル信号サンプルを生成し、 差分情報に基づく 差分信号を生成し、 上記整数形式の第 1ディジタル信号サンプルを浮動小数点形式 の第 2ディジタル信号サンプルに変換し、 上記浮動小数点形式の第 1ディジタル信 号サンプルと上記差分信号を合成して浮動小数点形式の第 3ディジタル信号サンプ ルを生成する。 図面の簡単な説明
図 1は I E E E— 7 5 4の 3 2ビット浮動小数点のフォーマットを示す図。 図 2はこの発明の第 1実施形態の符号化装置の機能構成を示す図。
図 3は図 2中の整数化部 1 2の動作を説明するための図。
図 4は図 2中の整数化部 1 2における処理手順の例を示す流れ図。
図 5はこの発明の第 1実施形態の複号化装置の機能構成を示す図。
図 6はこの発明の第 2実施形態の符号化装置の機能構成を示す図。
図 7は桁調整処理手順を示すフローチヤ一ト。
図 8はこの発明の第 2実施形態の複号化装置の機能構成を示す図。
図 9はこの発明の第 2実施形態の符号化装置の変形機能構成を示す図。
図 1 0はこの発明の第 2実施形態の複号化装置の変形機能構成を示す図。
図 1 1は浮動小数点の加、 減算を指数部、 仮数部別々に行う構成を示す図。 図 1 2はこの発明による符号化方法の他の実施形態を説明するための符号化装置 の機能構成例を示す図。
図 1 3はこの発明による復号化方法の他の実施形態を説明するための復号化装置 の機能構成例を示す図。
図 1 4はこの発明による符号化装置及び復号化装置を実施するコンピュータを説 明するための図。 発明を実施するための最良の形態
第 1実施形態
図 2にこの発明による符号化装置の実施形態の機能構成を示す。 この実施形態の 符号化装置 1 0 0は、 整数化部 1 2と、 圧縮部 1 3と、 差分生成部 1 4と、 圧縮部 1 7とから構成されている。 また、 整数化部 1 2は桁数計算部 1 2 Aを有しており、 差分生成部 1 4は符号小数点化部 1 5と、 減算部 1 6とから構成されている。 信号 源 1 1から例えば音楽信号のサンプル列が 3 2ビットの浮動小数点形式のディジタ ル信号サンプル Xの系列として出力される。 この各ディジタル信号サンプル Xは 2 4ビットの整数形式で録音された信号の素材を変形、 振幅調整、 効果付加、 混合な どの加工をした結果、 小数点以下の端数を含むようになったものを浮動小数点形式 に変換したもの、 あるいは、 もともと 2 4ビットの整数形式で録音された信号を 3 2ビット浮動小数点形式に変換後、 前記加工をした信号である。 このとき整数値を そのまま浮動小数点の数値とする場合や、 整数値の 32768が 1. 0となるように正規 化して表現する場合などもある。 以下の説明は前者を前提としているが、 これらの 違いは指数部の値だけであり、 本発明は全てに適用可能である。
この浮動小数点形式のディジタル信号サンプル Xは整数化部 1 2に入力され、 各 サンプルごとに整数形式のディジタル信号サンプル Yに変換される。 先に述べたよ うに前記例ではもともと 2 4ビットの整数形式の信号の素材を変形、 振幅調整、 効 果付加などの加工をした場合が多く、 振幅が大きく変化することがないのが一般的 である。 従って整数化部 1 2においては小数点以下の端数を丸めて整数に変換すれ ばよい。 以下の説明では、 丸めとして切捨てを行う場合について図 3を参照して説 明する。 整数形式の桁数は 1 6ビットあるいは 2 0ビットなどでもよいが、 以降の 説明では 2 4ビットを使用する。
小数点の次の上位側ビットは、 指数部の値 Eが例えば E=147であれば仮数部 Mの M S B側から 147- 127=20番目であり、 図 3 Aに示すように 2 3ビットの仮数部 M中 の上位側 2 0ビット（M が絶対値 2進表現をした場合の整数部であって、 仮数部 M中 の下位側 3ビット（M2)が絶対値 2進表現をした場合の小数点以下の端数部である。 従 つて、 図 3 Bに示すように整数部 0g中の最下位ビットが仮数部 2 3ビット中の最下 位ビットとなるように、 仮数部 Mを 3ビット下位方向にシフトすることによりこの 小数点以下 3ビット（M2)が溢れて切り捨てられる。 このシフトにより仮数部 Mの空き (この例では" 000") となつた最上位 3ビット中の最下位ビット （即ち、 2 3ビット の最下位から 2 1ビット目） に式 (1) における" 1. M"の〃 1Ίこ対応する〃 1"を設定する ことにより、 切り捨てによる整数化された値が得られる （図 3 C参照） 。 あるいは、 シフト前の 2 3ビットの M S Bの上位側に" を付加した 2 4ビットを 3ビットシフ トしてもよい。
更に、 このようにして得られた整数値を 2の補数表現に変換する。 つまり、 浮動 小数点形式の各ディジタル信号サンプル Xの極性ビット Sはそのまま最上位ビット とし、 残りの 2 3ビットについては図 3 Cに得られた 2 3ビットを、 極性 Sが" 0" (正） の場合は図 3 Cの 2 3ビットをそのまま用い、 Sが' '1〃 （負） であれば、 図 3 Dに示すように 2 3'ビットを全て論理反転、 即ち" 0〃と〃 1"を交換した後に最下位ビ ットに": Tを加算する。 なお最上位ビットは極性 Sをそのまま用い、 図 3 Eに示す 2 4ビットの補数表現された整数が得られる。
上述においては、 主として、 仮数部 Mに小数点以下の端数部と対応するビットが 0ビット以上含まれている場合を想定し、 1サンプルの浮動小数点形式の 3 2ビッ トディジタル信号を 1サンプル 2 4ビットの整数形式のディジタル信号に変換した。 し力 し、 例えば前記 2 4ビット整数形式の信号の素材の複数を混合などして加工す る場合には 1サンプルの振幅値が 2 4ビットで表わされる最大値より可成り大きく なっている場合もある。 このような場合は例外処理として、 指数部 Eの値を前記例 では 127 + 23 = 150に制限し、 仮数部 Mの 2 3ビットをそのまま 2の補数表現に変換 して 2 4ビット整数形式のディジタル信号として用いる。
整数化部 1 2では例えば図 4に示す処理を行うことになる。 まず指数部 Eが 1 5 0を超える力 \ つまり整数部分が 2 3ビット以上であるかを調べ （S 1 ) 、 2 3ビ ットより少なければ、 桁数計算部 1 2 Aで整数値の桁数 E-E0=nを求めて出力し （ S 2 ) 、 また仮数部 Mを下位に（23-η)ビットだけシフトして端数部を溢れ出し、 得ら れた整数部 nビットの最下位から（n+1)ビット目に〃1"を付加し （S 3 ) 、 更にその 上位側に全体で 2 3ビットとなるように" (Γを補充したものを、 極性 Sを加味して 2 の補数表現の 2 4ビット整数形式に変換して 1サンプルの整数形式ディジタル値を 得る （S 5 ) 。 つまり、 最上位ビットに極性 Sをそのまま用い、 残りの 2 3ビット は、 極性 Sが" 0〃 （正） であればステップ S 3でシフトした整数部分の最下位ビット から 2 3ビットまでをそのまま用い、 Sが" Γ (負） であれば前記シフトした整数部 の最下位ビットから 2 3ビットまでを、 最上位ビットはそのまま、 他の 2 2ビット はビット反転して用いる。 ステップ S 1で指数部 Eが 1 5 0以上であれば、 ステツ プ S 4でその指数部 Eを 1 5 0に制限してステップ S 5に移る。 なお、 上述では仮 数部 Mに対し（23- n)ビットシフトして 1サンプル 2 4ビットの絶対値表現 2進数の 整数値を求めたが、 仮数部 Mの上位から n=E- E。ビットを取り出し、 その上位側に" 1" を付加して n+1ビットとし、 その上位側に（22- n)ビットの (Γを付加して 2 3ビット とし、 更にその上位側に極性ビット Sを付カ卩して全体で 2 4ビットにしてもょ 、。 上述の整数化部 1 2は図 4のステップ S 3において小数点以下の端数に対し切り 捨てによる丸めを行う場合について説明したが、 切り上げを行ってもよいし、 小数 点第 1位が "Γか" 0"かにより切り上げか切捨てかを行ってもよい。 それによつて繰 り上がりが生じた場合には、 （23-n)ビットシフト後の整数部分の最下位に〃 Γを加算 する。 その加算結果、 更に整数部分の最上位に繰り上がりが生じた場合は、 図 2に 破線で示すようにその切り上げが生じたことを示す 1ビットの情報を符号ィ匕して補 助情報 Cdとして送出する。
以上のようにして整数化部 1 2で変換された整数形式のディジタル信号サンプル Yの系列は圧縮部 1 3で整数値として波形値の相関などを利用した効率のよい可逆 圧縮法により圧縮符号化されて符号列 Caとして出力される。 圧縮部 1 3における可 逆圧縮は例えば前記 Mat Hansらの論文に示すように各サンプルごとに予測値 （整数 値） との差分を求め、 その差分の系列を、 従来の技術の項で述べたようにビット配 列変換を行った後、 つまり等位ビット列についてエントロピィ符号ィ匕すればよい。 つまり整数形式のディジタル信号サンプル Yの系列は信号源 1 1の浮動小数点形式 のディジタル信号サンプル Xの系列の原アナ口グ信号波形と近似したものとなって いる。 従ってこのディジタル信号サンプル Xの系列は予測や変換を使って信号サン プル間の相関による冗長性を除くことにより効率の高い可逆圧縮符号化が可能とな る。
また整数形式のディジタル信号サンプル Yと信号源 1 1よりの対応する浮動小数 点形式のディジタル信号サンプル Xとの差分信号 （誤差） Δ Xが差分生成部 1 4で 生成される。 この例では整数形式のディジタル信号サンプル Yは浮動小数点化部 1 5で浮動小数点形式のディジタル信号サンプル X' に再変換され、 その再変換され た浮動小数点形式のディジタル信号サンプル X' が原浮動小数点形式のディジタル 信号サンプル Xから減算部 1 6で減算されて浮動小数点形式の差分ディジタル信号 Δ Χが生成される。
浮動小数点化部 1 5での変換は 1サンプルの整数形式ディジタル信号が 2 4ビッ トの場合、 まったくあいまい性や例外なく 3 2ビットの浮動小数点形式のディジタ ル信号に変換可能である。 前述したように原浮動小数点形式のディジタル信号サン プル Xの指数部 Εは 1 4 9以下の場合が多く、 この場合はディジタル信号サンプル X' と原浮動小数点形式のディジタル信号サンプル Xとの差分ディジタル信号 Δ X は、 原ディジタル信号サンプル Xの小数点以下の端数値と等しい。
差分生成部 1 4からの差分信号 Δ Xは圧縮部 1 7で可逆圧縮符号化され、 差分情 報 Cbとして出力される。 差分信号 Δ Χは前述したように、 浮動小数点形式のデイジ タル信号サンプルの小数点以下の端数値であり、 差分信号の仮数部における小数点 以下の桁数が小さければェント口ピィ符号化などにより能率よく可逆圧縮符号化が 可能である。 この圧縮部 1 7では圧縮効率を上げるために、 指数部 Eと仮数部 Mの 差分とを分離して、 それぞれに適した可逆圧縮符号化して符号列 Cblと Cb2として 出力してもよい。 その場合、 その指数部 Eは X' の指数部と同じであり、 受信側で 符号 Caを復号して得た信号サンプル Yを浮動小数点形式の信号サンプル X' に変換 することにより得られるので送信しなくてもよい。 即ち、 仮数部 Mの差分だけ符号 化して差分情報 Cb2として送信すればよレ、。
差分信号 Δ Χは小数点以下の桁数が多いこともあり、 その場合、 符号化の効率が 悪い場合がある。 従って、 差分信号 Δ Χを符号化せず差分情報としてそのまま出力 してもよい。 あるいは、 この差分信号 Δ Χを符号ィ匕した場合としない場合の情報量 を比較し、 情報量が小さくなるほうを選択してもよレ、。
なお前述したように浮動小数点形式のディジタル信号サンプル X自体の仮数部が E≥150の例外的な場合は、 整数化部 1 2で指数部 Eが 1 5 0に制限されたことを示 す例外信号 yが差分生成部 1 4に与えられ、 差分生成部 1 4はその指数部 Eの値 1 5 0とディジタル信号サンプル Xの指数部 Eとの指数差分 (E-150)と、 仮数部 Mの差 分 （全ビット" 0") を差分信号 Δ Χとして生成する。 圧縮部 1 7は差分信号 Δ Χを可 逆圧縮符号化し、 その符号を差分情報 Cbとして出力する。 この場合、 仮数部差分は 全ビット" 0"なので送らず、 指数差分のみを符号化して差分情報 Cbとして出力して もよい。 図 5に図 2に示した符号化装置 1 0 0と対応するこの発明による復号化装置 2 0 0の実施形態を示す。
入力された符号列 Caは伸張部 2 1で可逆伸張復号化される。 この可逆伸'張復号化 方法は、 図 2中の圧縮部 1 3で行つた可逆圧縮符号化方法と対応し、 その処理と逆 の処理を行う。 よってこの可逆伸張複号化により 1サンプル 2 4ビットの整数形式 のディジタル信号サンプル Yの系列が生成される。
この整数形式のデイジタル信号サンプル Yは浮動小数点化部 2 2で 1サンプル 3 2ビットの浮動小数点形式のディジタル信号サンプル X' に変換される。 一方、 入 力された差分情報 Cbは伸張部 2 3で可逆伸張復号化される。 この可逆伸張複号化方 法は、 図 2中の圧縮部 1 7で行う可逆圧縮方法と対応したものとする。 よってこの 可逆伸張複号化によって差分信号 Δ Xが生成される。
この差分信号 Δ Xは最下位側の端数値であるから、 浮動小数点形式のディジタル 信号サンプル X' の仮数部の最下位側の対応ビット位置に合成部 2 4で挿入され、 浮動小数点形式のディジタル信号サンプル Xが再生される。 図 2の符号化装置 1 0 0において、 差分信号 Δ Χを圧縮符号化せずに出力する場合は、 複号化装置 2 0 0 において受信した差分信号 Δ Χはそのまま合成部 2 4に与えられ、 同様の合成が行 われる。 第 2実施形態
この第 2実施形態の符号化装置 1 0 0の機能構成例を図 6に図 2と対応する部分 に同一参照番号を付けて示す。 この第 2実施形態では浮動小数点形式のディジタル 信号サンプル Xの系列を、 サンプル列分割部 3 1で複数の一定サンプル数ごとに、 あるいはフレーム毎に分割し、 この分割単位ごとに桁調整部 3 2で、 整数形式のデ ィジタル信号サンプル Yの桁数が適当な大きさ、 つまり少なくとも整数形式に変換 した際に 2 4ビット以内に納まるように指数部 Eに対して以下のように桁調整を行
(a) 浮動小数点形式のディジタル信号サンプル Xの振幅が大きく、 各指数部 Eが もともと 1 5 0を超えている場合は、 2 4ビットの整数形式のディジタル信号サン プル Yに変換すると仮数部 Mの L S BflJ 1又は複数ビットの情報が失われる。 ある いは浮動小数点形式のディジタル信号サンプル Xの振幅が大きく、 各指数部 Eが 1 5 0に近い値の場合は整数形式のディジタル信号サンプル Yに変換した際に、 その サンプルごとのディジタル値が頻繁に 2 4ビット整数値を超えることがある。 これ らのことが生じないように、 ディジタル信号サンプル Xの指数部 Eを、 桁調整部 3 2において、 前記分割単位ごとに、 調整情報 A Eだけ差し引いて 1 5 0以下の値と する。
(b) 浮動小数点形式のディジタル信号サンプル Xの振幅が小さく、 変換された整 数形式のディジタル信号サンプル Yの 2 4ビット中の最上位ビットの極性 Sを除き、 M S Bから 2 1〜2 3ビットが常に全て" 0"となるような場合、 振幅がわずか 2ビッ ト程度で表されることになるので整数形式のディジタル信号サンプル Yの系列の波 形がアナ口グ波形に近いものとならず、 整数形式のディジタル信号サンプル Yに変 換する効果、 つまり高い圧縮率で可逆圧縮符号化することが得られなくなる。 また 整数形式のディジタル信号サンプル Yの振幅値が L S B側 2ビット程度で表される 場合、 信号サンプル Yを浮動小数点形式のディジタル信号に変換すると、 その仮数 部 Mは全ビット" 0"または M S Bのみ" 1"で他は全て" 0"のように、 ほとんどの桁のビ ットカ となってしまう。 一方、 符号小数点形式の入力ディジタル信号サンプル X の仮数部 Mは、 信号サンプル Xの振幅が小さいときでも、 大きな値をとり得るので、 浮動小数点形式のディジタル信号サンプル Xとの誤差 （差分） と対応した浮動小数 点形式の差分信号 Δ Xの仮数部 Mは大きな振幅をとり、 つまり全てのサンプルにつ いて" 0〃となるビットの数が少なくなり、 圧縮効率を上げることができない。
このような問題が生じないように桁調整部 3 2では分割単位ごとに各指数部 Eに 調整情報 Δ Eだけ加算して、 仮数部 M中の多くの情報が整数形式のディジタル信号 サンプル Yに含まれるようにする。 この場合、 整数形式に変換した際に 1サンプル のビット数が 2 4を超えないようにする。
桁調整部 3 2における調整情報 Δ Ε (任意の極性の整数） は分割単位で変更が可 能である。 桁調整部 3 2において分割単位ごとに指数部 Eの最大を調べ、 整数化し た時に 1サンプルが 2 4ビットを超えない範囲で仮数部 Mの情報をなるベく利用で きるように調整情報 Δ Eを決めればよい。
図 7は桁調整部 3 2が実行する桁調整の処理手順を示す。 ここではサンプル列分 割部 3 1により分割された NF個のサンプル毎に桁調整を行う場合を示す。 ステップ S 1で NF個の入力サンプルを取り込み、 ステップ S 2で i=l, Δ Ε0=0に 初期設定する。
ステップ S 3で i番目のサンプルの指数部 から 1 5 0を減算して差 Δ を得る。 ステップ S 4で が 1つ前の Δ Ε^ iより大きいか判定し、 大きくなければステツ プ S 6に移動する。
ステップ S 5で A Eiが Δ ΕΜより大きい場合は、 を Δ Ε∞Χとして一時保存する。 ステップ S 6で i=NFとなったか判定し、 なっていなければステップ S 7で iを 1 歩進し、 ステップ S 3に戻る。
ステップ S 6で i=NFとなっていれば、 ステップ S 8で A Emaxを読み出し、 1以上か 判定する。 1以上であればステップ S 1 0に移る。
ステップ S 8で Δ Ε∞Χが 1以上出なければ、 ステップ S 9で A Emaxが予め決めた -Κ (Kは 1以上の整数） 以下であるか判定し、 そうであればステップ S 1 0に移る。 ステップ S 1 0では、 A Enaxを補正情報 ΔΕとし、 NF個の各サンプルについて Ε^Ε- ΔΕにより桁調整を行い、 整数化部 1 2に桁調整された NF個のサンプルを与 え、 ステップ S 1に戻る。 ステップ S 9で が- Kより小でない場合はステップ S 1に戻る。
このようにステップ S 8において Δ Emaxが 1以上となることはディジタル信号サン プル Xの振幅が大きく指数部 Eが 1 5 0を超えている場合を検出している。 ステツ プ S 9において A Emaxが- K以下となることは、 Xの振幅が小さく、 波形の近似が悪い 場合であり、 例えば Kは 20〜22程度の値に決めてもよい。
このようにして桁調整された浮動小数点形式のディジタル信号サンプルを整数化 部 1 2で整数形式のディジタル信号サンプル Yに変換しこの信号サンプル Yの系列 を圧縮部 1 3で可逆圧縮符号化して符号列 Caを生成することは第 1実施形態と同様 である。
復号化の際に、 符号化の際の浮動小数点形式のディジタル信号サンプル Xを可逆 に得られるように調整情報 Δ Εは捕助符号化部 3 3でその極性、 つまり加算か減算 力を含めて符号化して補助符号列 Ccを生成する。
図 6に示した実施形態では、 差分生成部 1 4において逆桁調整部 3 4で、 整数形 式のディジタル信号系列 Yを、 対応分割単位ごとの調整情報 Δ Εだけ逆に桁調整す る。 つまり桁調整部 3 2で負の調整情報 Δ Εを加算した場合 （ステップ S 1 0で Δ Εが負の場合） は逆桁調整部 3 4において対応サンプルのディジタル信号の最上位 ビットを除く 2 3ビットを Δ Εビットだけ下位にシフトし、 シフトで空いた各ビッ トに〃 0"を詰め、 正の調整情報 Δ Εを減算した場合 （ステップ S 1 0で Δ Εが正の場 合） は、 対応サンプルのディジタル信号の最上位ビットを除く 2 3ビットを Δ Εビ ットだけ上位にシフトし、 つまり △ Εビットだけあふれさせ、 下位 Δ Εビットに 〃1"を詰めて 2 3 + Δ Εビットとする。
この桁を逆調整した整数形式のディジタル信号サンプル Υを浮動小数点化部 1 5 で浮動小数点形式のディジタル信号サンプル X' に変換し、 この浮動小数点形式の ディジタル信号サンプル X' と原浮動小数点形式のディジタル信号サンプル Xとの 差分 Δ Xを減算部 1 6で求め、 この浮動小数点形式の差分信号 Δ Xを圧縮部 1 7で 可逆圧縮符号化して符号列 Cbを出力する。 この場合は分割単位の符号列 Caと Cbと 補助符号 Ccが出力されることになる。 この実施形態においても差分信号 Δ Xは圧縮 符号化せず、 端数部だけをそのまま差分情報として出力してもよい。 サンプル列分 割部 3 1は図 6中に破線で示すようにサンプル列分割した浮動小数点形式のディジ タル信号サンプル Xが桁調整部 3 2と減算部 1 6に供給されるように設けてもよレ、。 図 8に図 6に示した符号化装置 1 0 0と対応する復号化装置 2 0 0の機能構成例 を、 囪 5の復号化装置 2 0 0と対応する部分に同一参照番号を付けて示す。 符号列 Caは伸張部 2 1で分割単位で可逆伸張復号化され、 整数形式のディジタル信号サン プル Yの系列が生成される。 この実施形態では補助復号部 4 1で補助符号 Ccが復号 されて調整情報 Δ Εが生成される。 この調整情報 Δ Εにより整数形式のディジタル 信号サンプル Yに対する桁補正 + ΔΕが桁補正部 4 2で行われる。 調整情報 Δ Eが 正であれば各ディジタル信号サンプル Yのビットを上位へ△ Eビットシフトし、 △ Eが負であればディジタル信号サンプル Yのビットを下位へ Δ Eビットシフトする。 この際、 図 6中の逆桁調整部 3 4と同様に "Γ又は" 0詰めを行う。
この桁補正部 4 2より整数形式のディジタル信号サンプルを浮動小数点化部 2 2 で浮動小数点形式のディジタル信号サンプル X' に変換し、 これと、 差分情報 Cbを 伸張部 2 3で可逆伸張復号ィヒして得た浮動小数点形式の差分信号 Δ Χと合成部 2 4 で加算合成する。 この加算合成したディジタル信号を必要に応じて連結部 4 3によ り連続するサンプル列に連結して再生浮動小数点形式のディジタル信号サンプル： X の系列を得る。 変形例
図 9に図 6と対応する部分に同一参照番号を付けて示すように、 整数形式のディ ジタル信号サンプル Yに対し、 逆桁調整を行うことなく、 浮動小数点化部 1 5で浮 動小数点形式のディジタル信号サンプルに変換し、 この変換された浮動小数点形式 のディジタル信号サンプルと桁調整部 3 2で桁調整された浮動小数点形式のディジ タル信号サンプルとの差分を減算部 1 6で求め、 浮動小数点形式の差分信号 Δ Χを 求めてもよい。 つまり差分生成部 1 4は原浮動小数点形式のディジタル信号サンプ ル Xと整数形式のディジタル信号サンプル Yとの差分信号を浮動小数点形式で求め ればよく、 図 2、 図 6、 図 9に示す何れの構成によってもよい。
図 9と対応して復号化装置 2 0 0では図 1 0に示すように伸張部 2 1で可逆伸張 復号ィ匕した整数形式のディジタル信号サンプル Yを、 まず浮動小数点化部 2 2で浮 動小数点形式のディジタル信号サンプルに変換し、 これと、 伸張部 2 3で可逆伸張 復号ィヒした浮動小数点形式の差分信号 Δ Χを合成部 2 4で加算合成し、 その後、 そ の合成ディジタル信号に対し、 その指数部 Eを、 補助復号部 4 1により復号された 調整情報 Δ Εで桁補正部 4 2において桁補正して、 再生浮動小数点形式のディジタ ル信号サンプル Xを得るようにしてもよい。
上述においては符号化装置における減算部 1 6の引き算は通常の浮動小数点の引 き算、 つまり 2つの値の指数部 Eが互いに異なる場合は、 大きい指数部 Eに桁を合 わせて仮数部の引算を行うことを想定した。 この場合指数部 Eが小さい方の値の仮 数部の下位の桁が失われて、 複号化装置で正確に原浮動小数点形式のディジタル信 号サンプル Xを再生できなくなることがある。 このために特別の処理が必要となる。 復号化装置における合成部 2 4の加算についても同様のことが云える。
この問題を解消するため指数部 Eと仮数部 Mとを桁合せをすることなく別々に計 算する。 図 1 1に示すように、 ディジタル信号サンプル Xの指数部 Eとディジタル 信号サンプル X' の指数部 Eとの差分を指数減算部 1 6 Eで求め、 ディジタル信号 サンプル Xの仮数部 Mとディジタル信号サンプル X ' の仮数部 Mとの差分を仮数減 算部 1 6 Mで求め、 指数減算部 1 6 Eの減算結果を差分信号 Δ Xの指数部 Eとし、 仮数減算部 1 6 Mの減算結果を差分信号 Δ Xの仮数部 Mとする。
同様に復号ィヒ装置における合成部 2 4の加算を、 図 1 1中に括弧書きで示すよう に、 差分信号 Δ Χの指数部 Eと、 ディジタル信号サンプル X ' の指数部 Eとを指数 加算部 2 4 Eで加算し、 差分信号 Δ Xの仮数部 Mと、 ディジタル信号サンプル X ' の仮数部 Mとを仮数加算部 2 4 Mで行い、 指数加算部 2 4 Eの加算結果をディジタ ル信号サンプル Xの指数部 Eとし、 仮数加算部 2 4 Mの加算結果をディジタル信号 サンプル Xの仮数部 Mとする。
このようにすると浮動小数点数値の絶対値が整数表現の最大値より大きくなつた ときでも、 整数に変換するときに整数の最大値に飽和させておけばよい。 仮数部、 指数部ごとに情報が保存されるので浮動小数点の値としてすベてのビットが再構成 されるので例外扱!/、は不要になる。
従って、 図 2、 図 6、 図 9中の減算部 1 6の減算は桁合せをして行う通常の浮動 小数点の減算でも、 指数部と仮数部とを別々に行う減算でもよい。 同様に図 5、 図
8、 図 1 0中の合成部 2 4の加算は桁合せをして行う通常の浮動小数点の加算でも、 指数部と仮数部とを別々に行う加算でもよ 、。
図 1 2に示すように、 浮動小数点形式のディジタル信号サンプル Xのサンプリン グ周波数をダウンサンプル部 3 6で低い周波数にダウンサンプリングし、 この低い サンプリング周波数に変換された浮動小数点形式のディジタル信号サンプルを整数 化部 1 2で整数形式のディジタル信号サンプル Yに変換し、 このディジタル信号サ ンプル Yを圧縮部 1 3 供給すると共にァップサンプル部 3 7 供給して、 アップ サンプリングを行って、 浮動小数点形式のディジタル信号サンプル Xと同一サンプ リング周波数の整数形式のディジタル信号サンプルに変換し、 このアップサンプリ ングされた整数形式のディジタル信号サンプルを浮動小数点化部 1 5 供給して、 浮動小数点形式のディジタ 信号サンプル X ' に変換してもよい。
このダウンサンプリングは整数化部 1 2の入力に対してではなく、 整数化部 1 2 から出力される整数形式のディジタル信号サンプルに対して行ってもよい。 つまり 図 1 2中に破線枠 3 6で示すように、 整数化部 1 2の出力側にダウンサンプル部 3 6を揷入してもよい。 いずれにしても復号側においては図 1 3に示すように伸張部 2 1で復号された整数形式のディジタル信号サンプル Yはアップサンプル部 4 5で アップサンプリングされて、 そのサンプリング周波数が、 図 1 2中の符号化側にお けるダウンサンプル部 3 6の入力ディジタル信号サンプルと同一のサンプリング周 波数に変換されて、 浮動小数点化部 2 2へ供給される。
このようにダウンサンプル部 4 1を設けるのは、 このようにすれば全体としての 圧縮効率が向上する場合である。 これは信号源 1 1から出力されるディジタル信号 サンプル Yにより予め知られている場合は、 ダウンサンプル部 4 1でのダウンサン プリング率を固定しておけばよい。 しかし、 ディジタル信号サンプル Xの系列にお いて、 区間に応じてダウンサンプリングした方がよかったり、 また、 そのダウンサ ンプリング率も変更した方がよい場合は、 図 1 2中に破線で示すようにサンプル列 分割部 3 1を設けて、 浮動小数点形式のディジタル信号サンプル Xを所定サンプル 数毎に分割し、 その分割区間毎に、 ダウンサンプリング行わない場合と行った場合 とで、 その分割区間ごとの全体として圧縮効率、 つまり圧縮部 1 3の出力符号 Caの ビット数と圧縮部 1 7の出力符号 Cbのビット数との和が、 いずれが小さいかを評価 部 3 8で評価し、 圧縮効率が高い、 つまり符号 Caと符号 Cbのビット数の和が小さ くなるように、 ダウンサンプル部 3 6でダウンサンプリングを行うか否か、 あるい は更にダウンサンプリングの率を高く、 つまり更にサンプリング周波数を低くした 方がよいかを判定して、 その良い方又は最も良いものと対応する符号 Caと Cbを出 力し、 かつ、 その出力する符号 Caを対応するダウンサンプリングしたか否かを示す 符号、 又はダウンサンプリングの率を表す補助情報を補助符号化部 3 9で、 補助符 号 Cdとして出力する。
一方復号側では図 1 3に示すように、 補助復号部 4 6により補助符号 Cdを復号し、 その復号された補助情報に基づきアップサンプル部 4 5で予め決めた率でァップサ ンプリングを行うか否か、 またはその復号結果が表すアップサンプリング率でアツ プサンプリングをアツプサンプル部 4 5で行わせる。
同様に、 全体の圧縮効率を上げるために符号化側で浮動小数点形式のディジタル 信号サンプル Xを整数形式のディジタル信号サンプル Yに変換する際に、 故意に精 度を落として、 例えば 1 6ビットの整数のディジタル信号サンプルに変換してもよ い。 つまり図 1 2中に括弧書きで示すように、 移動小数点形式のディジタル信号サ ンプル Xを精度調整部 3 6で 1サンプルの量子化精度 （振幅を表わすビット数） を 落とし （ビット数を減少し） 、 具体的には例えば指数部 Eが 1 5 0の場合に、 極性 Sが" 0〃 （正を表す） なら指数部 Eを 1 4 2とし、 極性 Sが "Γ (負） なら指数部 E を 1 5 8とする。 このように精度変換された浮動小数点形式のデイジタル信号サン プルを整数ィヒ部 1 2で整数形式のディジタル信号サンプル Yに変換し、 このディジ タル信号サンプル Yを圧縮部 1 3へ供給すると共に逆精度調整部 3 7へ供給して、 移動小数点形式のディジタル信号サンプル Xと同一量子化精度 （振幅ビット数） の 整数形式のディジタル信号サンプルに変換し、 この精度変換された整数形式のディ ジタル信号サンプルを、 浮動小数点化部 1 5へ供給して、 浮動小数点形式のデイジ タル信号サンプル X' に変換する。
復号側では伸張部 2 1で伸張復号された整数形式のディジタル信号サンプル Yを、 精度調整部 4 5で符号化側の逆精度調整部 3 7で行つた精度調整量と同一量の精度 調整を行って浮動小数点化部 2 2へ供給する。 この精度調整も、 固定的に行っても よいが、 サンプリング周波数の調整と同様に、 評価部 3 8で分割区間ごとに精度調 整を行うか否か、 あるいはどの程度行うかを評価し、 圧縮効率が向上するようにし ても良い。 この場合はその精度調整についての補助符号 Cdを出力する。 復号化側で は補助復号部 4 6で復号した補助情報に基づき、 精度調整部 4 5で精度調整をする か否か、 あるいはその精度情報に応じた量だけ量子化精度の調整を行う。
符号化側において、 上述した祈調整、 サンプリング周波数の調整、 量子化精度の 調整はこれらの 2つ、 または全部を併用してもよい。 これに応じて、 復号化側にお いて桁調整、 サンプリング周波数調整、 量子化精度調整の 2つまたは 3つが併用さ れることになる。 コンピュータによる実施形態
図 2、 図 6、 図 9、 図 1 2に示した符号化装置 1 0 0は図 1 4に示すような、 パ ス 6 8で互いに接続された R AM 6 1， C P U 6 2 , ハードディスク 6 3、 R OM 6 4、 送受信部 6 5、 C D/D V Dドライブ 6 6、 オーディオ'ビデオ入出力部 6 7などを有するコンピュータ 6 0 0により機能させてもよい。 R OM 6 4にはコンピュータの起動に関するプログラムが格納されており、 ハー ドディスク 6 3にはコンピュータの動作システムプログラムが格納されている。 こ の発明の符号化装置 1 0 0の機能構成を実行するプログラムは予め C D _ R O M又 は D V Dなどの記録媒体 7 1から C D/D VDドライブ 6 6によりハードディスク 6 3に読み込んでおくカ 通信回線を通して送受信部 6 5によりダウンロードして ハードディスク 6 3に読み込んでおく。
符号化する浮動小数点形式のデイジタル信号サンプル Xの系列は例えばオーディ ォ.ビデオ入出力部 6 7により外部から取り込んで、 バッファとして動作させるハ ードディスク 6 3に一時記憶する。 符号化を開始するには、 符号化を実行するプロ グラムをハードディスク 6 3から R AM 6 1に読み込んで、 その実行プログラムを C P U 6 2により実行する。 符号化結果である符号 Ca， Cb (又は Z)， Cc, Cd等は送 受信部 6 5により通信回線を通して送信してもよいし、 C D/D V Dドライブ 6 6 により C D又は D V Dの記録媒体に記録保存してもよい。
図 5、 図 8、 図 1 0、 図 1 3に示した復号ィ匕装置 2 0 0を図 1 4のコンピュータ で実施する場合も同様に、 復号化装置の機能構成を実行するプログラムをハードデ イスク 6 3に格納しておき、 送受信部 6 5で通信回線から受信した符号 Ca， Cb (又は Z)， Cc, Cdに対し復号プログラムを実行する。 復号結果は表示器 7 3及びスピーカ 7 4に再生出力する。
この発明は音楽信号のみならず、 音声信号、 画像信号などに対しても適用するこ とができる。 発明の効果
この発明によれば、 浮動小数点形式のディジタル信号サンプル系列を能率よく可 逆圧縮することが可能となる。 また通常の整数形式のサンプル系列に対する圧縮符 号化モジュールを利用することができて、 整数形式と浮動小数点形式の両方に対応 しても処理の装置規模、 プログラム規模はあまり大きくならない。

Claims

請求の範囲
1 . (a) 浮動小数点形式の第 1ディジタル信号サンプルを整数形式の第 2ディジタ ル信号サンプルに変換する過程と、
(b) 上記整数形式の第 2ディジタル信号サンプルの系列を可逆圧縮して第 1符号 列を生成する過程と、
(c) 上記整数形式の第 2ディジタル信号サンプルと上記浮動小数点形式の第 1デ ィジタル信号系列との差分に対応する差分信号を生成する過程と、
(d) 上記第 1符号列と、 上記差分信号に対応する差分情報とを符号化結果として 出力する過程、
とを含む浮動小数点形式ディジタル信号可逆符号化方法。
2 . 請求項 1記載の浮動小数点形式ディジタル信号可逆符号ィヒ方法において、 上記 過程 (d) は、 上記差分信号を可逆圧縮して第 2符号列を生成する過程と、 上記第 2 符号列を上記差分信号に対応する差分情報として出力する過程を含む。
3 . 請求項 1または 2記載の浮動小数点形式ディジタル信号可逆符号化方法にお!/、 て、 上記過程 (c) は、 上記第 2ディジタル信号サンプルを浮動小数点形式の第 3デ ィジタル信号サンプルに変換する過程と、 上記第 1ディジタル信号サンプルと上記 第 3ディジタル信号サンプルの差分を上記差分信号として生成する過程である。
4 . 請求項 1記載の浮動小数点形式ディジタル信号可逆符号化方法において、 上記 過程 (a) は、
(a-1) 上記第 1ディジタル信号サンプルの複数サンプル区間毎にその区間内の上 記浮動小数点形式の第 1ディジタル信号サンプルの指数部の最大値を検出する過程 と、
(a-2) 上記区間内の上記第 1ディジタル信号サンプルの整数値に変換後の最大桁 数が予め決めた値と成るように上記区間内の第 1ディジタル信号サンプルの上記指 数部の値をそれぞれ上記検出した最大値に基いて決めた調整値だけ調整する過程と、
(a-3) 上記指数部が調整された浮動小数点形式の上記区間内の第 1ディジタル信 号サンプルを、 上記整数形式に変換する過程と、
(a-4) 上記調整値と対応した調整情報を符号化して補助符号を生成する過程、 とから構成され、 上記過程 (d) は上記補助符号も出力する。
5 . 請求項 1又は 4記載の浮動小数点形式ディジタル信号可逆符号化方法において、 上記第 1ディジタル信号サンプルまたは上記第 2ディジタル信号サンプルをダウ ンサンプリングして、 上記第 1符号列を生成する際のディジタル信号サンプルのサ ンプリング周波数を、 上記第 1ディジタル信号サンプルのサンプリング周波数より 低くする過程と、
上記第 1符号列の生成に用いたディジタル信号サンプルをアップサンプリングし て上記第 1ディジタル信号サンプルのサンプリング周波数と同一のサンプリング周 波数に変換して上記差分信号の生成に用いるディジタル信号サンプルとする過程、 とを含む。
6 . 請求項 1又は 4記載の浮動小数点形式ディジタル信号可逆符号化方法において、 上記第 1ディジタル信号サンプルまたは上記第 2ディジタル信号サンプルを、 そ の各サンプルの量子化精度を変換して上記第 1符号列を生成する際のディジタル信 号サンプルの量子化精度を、 上記第 1ディジタル信号サンプルの量子化精度より低 くする過程と、
上記第 1符号列の生成に用いたディジタル信号サンプルを、 その量子化精度を高 くして第 1ディジタル信号サンプルの量子化精度と同一の量子化精度に変換して上 記差分信号の生成に用いるディジタル信号サンプルとする過程、
とを含む。
7 . (a) 第 1符号列を復号伸張して整数形式の第 1ディジタル信号サンプルを生成 する過程と、
(b) 差分情報に基づいて差分信号を生成する過程と、
(c) 上記整数形式の第 1ディジタル信号サンプルを浮動小数点形式の第 2ディジ タル信号サンプルに変換する過程と、
(d) 上記浮動小数点形式の第 1ディジタル信号サンプルと上記差分信号を合成し て浮動小数点形式の第 3ディジタル信号サンプルを生成する過程、
とを含む浮動小数点形式ディジタル信号復号化方法。
8 . 請求項 7記載の浮動小数点形式ディジタル信号復号化方法において、 上記過程 (b) は、 上記差分情報を復号伸張して符号小数点形式の上記差分信号を生成する過 程を含む。
9 . 請求項 Ί又は 8記載の浮動小数点形式ディジタル信号複号化方法において、 補 助符号を復号して調整情報を生成する過程と、
上記整数形式の第 1ディジタル信号サンプル又は上記合成信号に対し、 上記調整 情報により桁調整する過程とを含む。 .
1 0 . 請求項 7又は 8記載の浮動小数点形式デイジタル信号復号化方法において、 上記浮動小数点形式の第 2ディジタル信号サンプルに変換する前に、 上記整数形式 の第 1ディジタル信号サンプルをアップサンプリングして上記差分信号のサンプリ ング周波数と同一のサンプリング周波数に変換する過程を含む。
1 1 . 請求項 7又は 1 0記載の浮動小数点形式ディジタル信号複号化方法において、 上記浮動小数点形式の第 2ディジタル信号サンプルに変換する前に、 上記整数形式 の第 1ディジタル信号サンプルを、 各サンプルの量子化精度を変換して上記差分信 号の量子化精度と同一の量子化精度にする過程を含む。
1 2 . 入力された浮動小数点形式の第 1ディジタル信号サンプルを整数形式の第 2 ディジタノレ信号サンプルに変換する整数ィ匕部と、
上記整数形式の第 2ディジタル信号サンプルの系列を可逆圧縮して第 1符号列を 生成する第 1圧縮部と、
上記整数形式の第 2ディジタル信号サンプルと上記浮動小数点形式の第 1ディジ タル信号サンプルとの差分に対応する差分信号を生成する差分生成部、
とを含み、 上記第 1符号列と、 上記差分信号に対応する差分情報とを符号化結果と して出力する浮動小数点形式ディジタル信号可逆符号化装置。
1 3 . 請求項 1 2記載の浮動小数点形式ディジタル信号可逆符号化装置において、 上記差分信号を可逆圧縮して第 2符号列を生成し、 上記差分信号に対応する上記差 分情報として出力する第 2圧縮部を含む。
1 4 . 請求項 1 2記載の浮動小数点形式ディジタル信号可逆符号化装置において、 上記差分生成部は、 上記第 2ディジタル信号サンプルを浮動小数点形式の第 3ディ ジタル信号サンプルに変換する浮動小数点化部と、 上記浮動小数点形式の第 1ディ ジタル信号サンプルと上記第 3ディジタル信号サンプルの差分を上記差分信号とし て生成する減算器とを含む。
1 5 . 請求項 1 2記載の浮動小数点形式ディジタル信号可逆符号化装置において、 上記第 1ディジタル信号サンプルの複数サンプル区間毎にその区間内の上記浮動 小数点形式の第 1ディジタル信号サンプルの指数部の最大値を検出し、 上記区間内 の上記第 1ディジタル信号サンプルの整数値に変換後の最大桁数が予め決めた値と なるように上記区間内の第 1ディジタル信号サンプルの上記指数部の値をそれぞれ 上記検出した最大値に基いて決めた調整値だけ調整する桁調整部と、
上記調整値と対応した調整情報を符号化して補助符号を生成出力する補助符号化 部、
とを含む。
1 6 . 請求項 1 2記載の浮動小数点形式ディジタル信号可逆符号ィヒ装置において、 上記第 1ディジタル信号サンプル又は上記第 2ディジタル信号サンプルを、 ダウ ンサンプリングして、 上記第 1符号列を生成する際のディジタル信号サンプルのサ ンプリング周波数と、 上記第 1ディジタル信号サンプルのサンプルリング周波数よ り低くするダウンサンプル部と、
上記第 1符号列の生成に用いたディジタル信号サンプルをァップサンプリングし て第 1ディジタル信号サンプルのサンプリング周波数と同一のサンプリング周波数 に変換して上記浮動小数点形式の差分信号の生成に用いるディジタノレ信号サンプル とするアップサンプル部、
とを含む。
1 7 . 請求項 1 2記載の浮動小数点形式ディジタル信号可逆符号化装置において、 上記第 1ディジタル信号サンプル又は第 2ディジタル信号サンプルを、 その各サ ンプルの量子化精度を変換して上記第 1符号列を生成する際のディジタル信号サン プルの量子化精度と、 上記第 1ディジタル信号サンプノレの量子化精度より低くする 精度調整部と、
上記第 1符号列の生成に用いたディジタル信号サンプルを、 その量子化精度を高 くして第 1ディジタル信号サンプルの量子化制度と同一の量子化精度に変換して上 記差分信号の生成に用いるディジタル信号サンプルとする逆精度調整部、 とを含む。
1 8 . 第 1符号列が入力され、 これを復号伸張して整数形式の第 1ディジタル信号 サンプルを生成する第 1伸張部と、 上記整数形式の第 1ディジタル信号サンプルが入力され、 これを浮動小数点形式 の第 2ディジタル信号サンプルに変換する浮動小数点化部と、
差分情報に基く差分信号が与えられ、 上記浮動小数点形式の第 1ディジタル信号 サンプルと合成して浮動小数点形式の第 3ディジタル信号サンプルを生成する合成 部、
とを含む浮動小数点形式ディジタル信号復号化装置。
1 9 . 請求項 1 8記載の浮動小数点形式ディジタル信号複号化装置において、 上記 差分情報を復号伸張して上記差分信号を生成する第 2伸張部を含む。
2 0 . 請求項 1 8又は 1 9記載の浮動小数点形式ディジタル信号複号化装置におい て、 補助符合を復号して調整情報を生成する補助復号部と、 上記整数形式の第 1デ ィジタル信号サンプル又は上記合成信号に対し、 上記調整情報により桁調整する桁 補正部とを含む。
2 1 . 請求項 1 8又は 1 9記載の浮動小数点形式ディジタル信号復号化装置におい て、 上記浮動小数点形式の第 2ディジタル信号サンプルに変換する前に、 上記整数 形式の第 1ディジタル信号サンプルをアップサンプリングして上記差分信号のサン プリング周波数と同一のサンプリング周波数に変換するアップサンプル部を含む。
2 2 . 請求項 1 8又は 1 9記載の浮動小数点形式ディジタル信号復号化装置におい て、 上記浮動小数点形式の第 2ディジタル信号サンプルに変換する前に、 上記整数 形式の第 1ディジタル信号サンプルを、 各サンプルの量子化精度を変換して上記差 分信号の量子化精度と同一の量子化精度にする精度調整部を含む。
2 3 . 請求項 1〜 6のいずれかに記載した浮動小数点形式ディジタル信号可逆符号 化方法の各過程をコンピュータに実行させるための符号化プログラム。
2 4 . 請求項 7〜 1 1のいずれかに記載した浮動小数点形式ディジタル信号複号化 方法の各過程をコンピュータに実行させるための複号化プログラム。
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