WO2004082182A1

WO2004082182A1 - Ｏｆｄｍ受信装置及びｏｆｄｍ受信方法

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Publication number: WO2004082182A1
Application number: PCT/JP2004/003437
Authority: WO
Inventors: Isamu Yoshii; Masaru Fukuoka
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2003-03-14
Filing date: 2004-03-15
Publication date: 2004-09-23
Also published as: US20060172716A1; CN1762118A; JPWO2004082182A1; EP1594240A1

Abstract

干渉シンボル決定部２０８は、干渉位置受信電力測定部２０８Ｂによって測定した干渉位置の信号の受信電力と、希望信号測定部２０８Ｄによって測定した希望信号の受信電力値とを、サブキャリア毎に比較することで、実際に干渉シンボルとするシンボルを決定し、これをターボ復号化部２０９に出力する。ターボ復号化部２０９は、干渉シンボル決定部２０８の比較結果に基づいて、復調部２０７から入力された各サブキャリア信号のシンボルのＬＬＲ値を算出するか、ＬＬＲ値を「０」にするかを決定して、復号化処理を実行する。

Description

W

O F DM受信装置及ぴ O F DM受信方法技術分野

本発明は、特に周波数ホッピング方式の O F DMシステムに用いられる O F DM受信装置及ぴ O F DM受信方法に関する。

明背景技術田

近年、移動体通信システムにおいて、周波数ホッピングを適用した O F DM 方式が検討されている。周波数ホッピングを適用した O F DMシステムは、複数のセル間で異なるホッビングパターンを用いることにより、セル間の干渉を平均化して通信を行うようになっている。

周波数ホッピング O F D M方式を含むマルチキヤリァ方式を使用した移動通信システムでは、送信情報の符号化にターボ符号や L D P C (Low Density Parity Check：低密度パリティ検査）符号のように、軟判定値を利用した MA P (Maximum a posteriori：最大事後確率）復号を前提とした符号化方式が採用されている。

また、ターボ符号の復号処理では、伝送路が AW G N (Additive White Gaussian Noise ：加法性白色ガウス雑音）環境であるものとして導出されており、例えば、図 1に示す L L R (Log Likelihood Ratio) 算出モデルによりターボ符号の L L R値を求めることができる（例えば、松本渉、落合秀樹：「O F DM変調方式の応用」，トリケップス， WS No.216(2001-10)，pp.80参照）。

図 1において、横軸に D [受信値] 、縦軸に P [確率密度] を設定し、破線が雑音を受けたときのシンボル「1」のガウス分布、一点鎖線が雑音を受けたときのシンボル「0」のガウス分布を示し、共に σ ²で分散する。「ひ」はシンボル「0」の判定点（decision rate) 、「_ α」はシンポル「1」の判定点 (decision rate) であり、これら各判定点における P [確率密度] が最大値になることを示す。また、図中では、ある受信値 Drxの確率密度 Pが、シンポル「 1」の破線上では P l(Drx)、シンボル「 0」の一点鎖線上では P O(Drx)であることを示す。

また、雑音電力が大きいときのシンポル「0」、「1」の分布状態を図 2に示す。このように、雑音電力が大き <なると、び ²の分散幅が大きくなり、シンボル「0」、「1」の判定点 a；、 —αにおける各確率密度 Pの最大値が極端に小さくなる場合がある。

周波数ホッピングの O F DM (以下これを F H— O F DMと呼ぶ）の場合、あるサブキヤリァで衝突が生じると、そのサブキヤリァのシンボルは図 2のような状態になると考えられる。この場合、周りのサブキャリアよりも S N R (Signal to Noise Ratio ) が悪レ、ということなので、シンボル「 0」、「 1」の L L R値に誤りが発生しやすくなる。さらに、シンポルの判定に誤りが発生すると、この誤りの影響が他のサブキャリアのシンボルの L L R値にも影響してしまう可能性がある。

2つのセルの環境で、自セルの基地局のユーザとパイロットのリソースの割当例を図 3に、他セルについては図 4に示す。因みに、図 3及び図 4において、周波数方向の 1プロックは 1サブキャリアを示し、時間方向の 1プロックは 1 バースト期間を示す。

通常、ユーザのホッピングパターン及びリソース割当は、自セルと他セルでランダムに決められているので、ある時点のあるサブキャリアで偶然衝突（ヒット）する可能性がある。自セルのユーザ 1の信号及びパイ口ット信号と、他セルの信号との間でのヒットの状況を図 5に示す。 " 0 " は、ヒットしていな. いことを示し、 " 1 " は、ヒットしていることを示す。

上述したように、ターボ符号や L D P C符号は AWG Nチャネルを前提として設計されているので、このようなヒットを想定していないため、ヒットが生じると大きな特性の劣化を引き起こすことになる。

そこで、 LLR値に誤りを発生させるような誤りデータの有無を判定して、未然に誤りを訂正する OF DM受信装置が、例えば特開平 1 1— 355240 号公報 (以下、特許文献 1と呼ぶ）に提案されている。

この OF DM受信装置では、搬送波ごとに得られる参照デ一タ、あるいは差動復調のための前シンボルの振幅が、与えられた閾値よりも小さい搬送波については、その搬送波のデータを消失とみなし、ヌルデータを揷入して軟判定系列を出力し、その軟判定系列をビタビ復号などで軟判定復号を行う。また、別に与えられた閾値よりも大きい搬送波については、その搬送波のデータを消失とみなし、ヌルデータを揷入して軟判定系列を出力するようにして、軟判定復号したときの誤り訂正効果を向上させている。

しかしながら、従来の OF DM受信装置においては、？31：系の1っの変調方式のみを想定して、閾値を二つ用意して、フェージングの落ち込みや干渉による受信信号の雑音が大きなものの軟判定値をヌル信号（ゼロ： 0) にしている。

このとき、 2つの問題点があると考える。

1) 干渉判定が完全であったとしても、干渉量次第で必ずしも特性がよくなるわけではない（図 6) 。これは、あまりにも "0" としてしまう数が多いと復号特性が悪くなるためである。図 6は、変調方式が Q P S K、干渉が存在するキャリア割合が 40° /。の場合で、通常の LLR値算出時の誤り率（図中のプロット "Normal：□" ) と、軟判定値を 0とした L L R値算出時の誤り率特性（図中のプロット "softvalue=0 ：〇" ）と、干渉がない場合の L L R値算出時の誤り率特性 (図中のプロット "No change： X" 理想カーブ) とを示した図である。

2) データ伝送効率を高めるために適応変調を用いた場合、 PSK系のみならず、 Q AM系の変調が用いられることがある。 Q AM系の変調を想定した場合には、データによってシンボルの電力値が異なるため、 2つの閾値では干渉判定することができない。つまり、 Q AM系の変調を使用する適応変調に適用するには不十分である。発明の開示

本努明の目的は、実際に誤り率特性の劣化要因となるような干渉位置を的確に検出し、軟判定復号時の誤り訂正能力を向上させることができる〇F DM受信装置及び O F DM受信方法を提供することである。

この目的は、例えば隣接セル又は隣接セクタのホッビングパターン情報と自セル又は自セクタのホッピングパターンとに基づいて、干渉が生じるホッピング位置を検出し、受信した周波数ホッビング O F DM信号の各サブキヤリァからパイロット信号を抽出する抽出し、抽出したパイロット信号系列と既知のパイロット信号系列に基づいて希望信号の受信電力を測定し、検出した干渉位置の信号の受信電力と測定した希望信号の受信電力値とをサブキャリア毎に比較し、比較結果に基づいて、各サブキャリアのシンポルの受信電力をそのまま用いるか又は 0にするかを選択してターボ復号することにより達成される。このように、検出した干渉位置の信号の受信電力と測定した希望信号の受信電力値とをサブキヤリァ毎に比較して、比較結果に基づいて、各サブキヤリァのシンボルの受信電力をそのまま用いるか又は 0にするかを選択するようにしたので、干渉シンボルとして扱うべきシンボルを的確に検出することができ. 軟判定復号時の誤り訂正能力を向上させることができるようになる。つまり、干渉位置であっても復号に使っても誤り率特性に悪影響を及ぼさないようなシンボルを、不必要に復号対象から除外してしまうことを回避することができるので、軟判定復号時の誤り訂正能力を向上させることができるようになる。図面の簡単な説明

図 1は、従来の L L R値の算出モデルを示す図；

図 2は、従来の雑音が大きいときの L L R値の算出モデルを示す図；図 3は、自セルホッピングパターン例を示す図；

' 図 4は、他セルホッピングパタ一ン例を示す図；

図 5は、自セルのユーザ 1の信号及びパイロット信号と、他セルの信号との間でのヒットの状況を示す図；

図 6は、従来の L L R値算出時の誤り率特性を示す図；

図 7は、本宪明の実施の形態 1に係る送信装置の構成を示すプロック図；図 8は、実施の形態 1に係る受信装置の構成を示すブ口ック図；図 9は、実施の形態 1による L L R値算出時（est sigma) の誤り率特性を示す図；

図 1 0は実施の形態 2による自セルのホッピングパタ一ン例を示す図；図 1 1は実施の形態 2による他セノレのホッビングパターン例を示す図；図 1 2は自セルのユーザ 1の信号と他セルの信号との間でのヒットの状況を示す図；

図 1 3は実施の形態 2に係る送信装置の構成を示すプロック図；図 1 4は実施の形態 3に係る送信装置の構成を示すブロック図；図 1 5は実施の形態 3の（1 ) 式を模式的に示した図；

図 1 6は実施の形態 3に係る L L R値算出時（est sigma) の誤り率特性を示す図；

図 1 7は実施の形態 4の（2 ) 式を模式的に示した図；

図 1 8は実施の形態 4における L L R値算出時（est sigma) の誤り率特性を示す図；

図 1 9は実施の形態 5に係る受信装置内の干渉シンボル決定部及びターボ復号化部の動作を説明するためのフローチャート；

図 2 0は、実施の形態 6に係る受信装置内の干渉シンボル決定部及びターボ復号化部の動作を説明するためのフローチャート；

及び

図 2 1は、実施の形態 7に係る受信装置内の干渉シンポ/レ決定部及びターボ復号化部の動作を説明するためのフローチヤ一トである。発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の実施形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。

(実施の形態 1 )

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。図 7 は、本発明の実施の形態に係る周波数ホッピング OF DM方式（以下、 FH— OF DM方式と呼ぶ）対応の送信装置の構成を示すプロック図、図 8は、ユーザ 1に関する本実施の形態に係る F H— O F DM方式対応の受信装置の構成を示すブロック図である。ここで、送信装置 100は基地局に設けられ、受信装置 200は通信端末に設けられる。

基地局に設けられた送信装置 100は、ターボ符号化部 101— 1， 101 一 2、変調部 102—1， 102— 2、サブキヤリアマツビング部 103— 1， 103— 2、多重器 104、周波数ィンターリーブ部 105、シリアルパラレル（S/P) 変換部 106、逆高速フーリエ変換（I FFT) 部 107、ガードィンターパル (G I ) 揷入部 108、無線処理部 109、アンテナ 110及ぴ隣接干渉位置通知信号生成部 111とから主に構成される。

ターボ符号化部 101-1, 101— 2は、ユーザ 1，ユーザ 2の各送信データをターボ符号化処理してターボ符号信号をそれぞれ変調部 102— 1， 1 02— 2に出力する。

変調部 102— 1， 102— 2は、各々異なる符号変調機能を有し、例えば、 QAM系として 16 QAM (Quad Amplitude Modulation) , 64 QAM、また、 PSK系として BPSK (Binary Phase Shift Keying) , Q P S K (Quad Phase Shift Keying) ， 8 PSK, などといつた変調方式を採用する。

変調部 102— 1， 102— 2は、ターボ符号化部 101— 1， 101— 2 からそれぞれ入力されたターボ符号信号に対して適応変調処理を施し、これにより得た変調信号をサブキヤリアマッビング部 103— 1, 103-2に出力する。

サブキヤリアマッビング部 103— 1, 103— 2は、予め定められたホッビングパターンに従って、変調部 102- 1, 102— 2から入力された各変調信号をサブキヤリァに割り当てるマツビング処理を行い、そのマッビング信号を多重器 104に出力する。

多重器 104には、サブキヤリアマッビング部 103— 1、 103-2の出力、パイロット系列、隣接干渉位置通知信号生成部 1 1 1の出力が入力され、多重器 104はこれらを多重化したシリアル信号を周波数インターリーブ部 105に送出する。

この実施の形態の場合、隣接干渉位置通知信号生成部 1 1 1は、隣接干渉位置通知信号として、自セルのホッピングパターン情報を生成する。これにより、通信端末においては、隣接するセル（他セル）の基地局に設けられた送信装置

100から送られてくる隣接干渉位置通知信号（ホッピングパターン情報）と、現在位置するセル（自セル）のホッピングパターン情報に基づき、干渉が生じる位置（すなわち干渉が生じるサブキャリア及ぴ時間）を認識することができる。

周波数ィンターリーブ部 105は、多重器 104から入力されたシリアル信号を、当該シリアル信号に含まれる複数のデータ系列の配列方向が交錯するように読み出してインターリーブ信号として S/P変換部 106に出力する。

I F FT部 107は、 S/P変換部 106から入力された複数のデータ系列信号の各サブキヤリァ成分を逆高速フーリェ変換することで、各サブキヤリァのデータを時間領域に変換して時間波形信号を G I揷入部 108に出力する。

G I挿入部 108は、 I FFT部 107から入力された時間波形信号に、遅延に対する特性を改善するためのガードインタ一バルを揷入して無線処理部 109に出力する。

無線処理部 109は、 G I揷入部 108から入力された時間波形信号を R F 帯にアップコンバージョンしてアンテナ 1 10から OF DM信号を送信する。図 8に示す受信装置 2 0 0は通信端末に設けられており、アンテナ 2 0 1、無線処理部 2 0 2、ガードィンターバル（G I ) 除去部 2 0 3、高速フーリェ変換（F F T) 部 2 0 4、周波数ディンターリーブ部 2 0 5、チャネル分離部 2 0 6、復調部 2 0 7、干渉シンボル決定部 2 0 8及ぴターボ復号化部 2 0 9 とから主に構成される。

無線処理咅 (3 2 0 2は、アンテナ 2 0 1から O F DM信号を受信して G I除去部 2 0 3に出力する。

G I除去部 2 0 3は、無線処理部 2 0 2から入力された O F DM信号からガ一ドィンターパルを除去して F F T部 2 0 4に出力する。

F F T部 2 0 4は、 G I除去部 2 0 3力、ら入力されたガードィンタ一バル除去後の O F DM信号を高速フーリエ変換（F F T) することにより、時間領域から周波数領域に変換する。この F F T部 2 0 4により複数のサブキャリアにより伝送されたデータ系列信号が取り出され、このデータ系列信号が周波数デインターリーブ部 2 0 5に出力される。

周波数ディンターリープ部 2 0 5は、 F F T部 2 0 4から入力された複数のデータ系列信号を、送信装置 1 0 0においてインターリーブされる際の逆の配列方向で読み出して、元のシリアノレ配置のデータ系列を含むシリアノレ信号に戻してチャネル分離部 2 0 6に出力する。

チャネル分離部 2 0 6は、周波数ディンターリーブ部 2 0 5から入力された複数のサブキヤリァ信号を含むシリアル信号を各サブキヤリァ信号に分離し、このうちユーザ 1の信号（すなわち自局宛の信号）を、復調部 2 0 7と干渉シンポノレ決定部 2 0 8に出力する。

復調部 2 0 7は、チャネル分離部 2 0 6から入力された各サブキャリァ信号をそれぞれ復調してターボ復号化部 2 0 9に出力する。

干渉シンボル決定部 2 0 8は、隣接セルとの間でホッピングパタ一ンが衝突しているシンポルの中で、実際に干渉シンポルとして扱うべきシンボルを決定する。具体的には、干渉位置決定部 2 0 8 Aが通知された隣接セルのホッピングパターンと自局のホッピングパターンとから干渉が生じるホッピング位置（すなわちホッピングパターン同士が衝突するホッピングパタ一ン位置）を決定し、この干渉位置情報を干渉位置受信電力測定部 2 0 8 Aに送出する。干渉位置受信電力測定部 2 0 8 Aは、干渉位置の受信電力を測定し、これを比較部 2 0 8 Eに送出する。

また干渉シンボル決定部 2 0 8は、パイ口ット抽出部 2 0 8 Cによってパイ口ット信号を抽出し、続く希望信号測定部 2 0 8 Dによってパイ口ット信号の受信電力に基づいて希望信号の受信電力を求め、この希望信号の受信電力を比較部 2 0 8 Eに送出する。

比較部 2 0 8 Eは、パイロット信号の受信電力（希望信号の受信電力）と、干渉が生じるホッピング位置のシンポ <レの受信電力とを、サブキヤリァ毎に比較することで、実際に干渉シンボルとすべきシンボルを決定し、そのシンボルを表す比較結果をターボ復号化部 2 0 9に通知する。この実施の形態の場合には、サブキャリア毎に、受信信号と希望信号の差を算出し、この差が大きいときに干渉シンポルとみなす。

これにより、干渉シンボル決定部 2 0 8においては、単純にホッピングパターンに基づいて干渉シンボルを決定するのではなく、ホッピングパターンに基づく干渉位置であっても、フェージング等の影響により S I R (Signal to Interference Ratio) が良いこともあり悪いこともあることも考慮して、ホッビングパターンに基づく干渉位置でかつ S I Rが悪いときのみ、ターポ復号化部にそのシンポルの受信電力を 0としてターボ復号することを指示する。この結果、例えばフェージングによって、干渉電力と受信電力の両方が変動しているような状況下、例えばフエージングにより受信電力と干渉電力の両方の値が落ち込んでいるような状況下でも、サブキヤリァ毎に干渉シンボルの比較判定を行うので、的確に干渉シンボルを検出することができるようになる。

因みに、パイロット信号に基づく希望信号の電力測定は、例えば、サブキヤリア毎に、受信信号から希望信号の電力を除算する方法を用いて行うことができる。また干渉信号の大きさは、受信信号と希望信号の差から求めることがでさる。

ターボ復号化部 2 0 9は、干渉シンボル決定部 2 0 8から通知された干渉シンポル位置 (比較結果) に基づき、各サブキヤリァのシンボルの受信電力をそのまま用いるか又は 0にするかを選択して L L R値を算出することで、ターボ復号を行う。具体的には、干渉シンボル決定部 2 0 8により干渉シンボルと判定されたサブキヤリァのシンボルについては、受信電力を 0としてターボ復号を行う。

図 9は、変調方式が Q P S K、干渉が存在するキヤリァ割合が 5 %の場合で、通常の L L R値算出時の誤り率（図中のプロット "Normal :□" ) と、軟判定値を 0とした L L R値算出時の誤り率特性（図中のプロット "Softvalue=0：〇"）と、干渉がない場合の L L R値算出時の誤り率特性（図中のプロット "No change： X "理想カーブ）と、本実施の形態の干渉値の推定による L L R値算出時の誤り率特性（図中のプロット "est sigma：△" ) とを示した図である。したがって、本実施の形態によれば、干渉位置受信電力測定部 2 0 8 Bによつて測定した干渉位置の信号の受信電力と、希望信号測定部 2 0 8 Dによって測定した希望信号の受信電力値とを、サブキャリア毎に比較することで、実際に干渉シンボルとするシンボルを決定するようにしたことにより、フェージング環境等でも実際に干渉シンボルとすべきシンボルを的確に選択できるので、従来のように、 L L R算出の際の σ ²の大きさを雑音の大きさに設定する方法 (Normal)や特許文献 1で掲げられている方法 (soft value = 0)よりも特性を改善することができる。

(実施の形態 2 )

上記実施の形態 1は、主に P S K系の変調方式を想定したものである。そして実施の形態 1では、干渉位置を通知することによって干渉の位置を設定した後、受信信号と希望信号の差から干渉信号の大きさを推定した。し力し、この方法では、データによって受信信号のシンボル毎の電力が変わる QAM系の変調方式では適用が難しい。

そこで、本実施の形態では、図 1 0及び図 1 1に示すように自セルと他セルでパイ口ット系列を割り当てるサブキヤリァの位置を同じとして、それぞれの系列を直交する系列を割当てるとする。自セルの基地局のユーザとパイロットのリソースの割当を図 1 0に、他セルについては図 1 1に示している。

そうすると、ユーザ 1やユーザ 2の端末で自セル及び他セルの平均電力を測定することができる。

また、本実施の形態では、図 1 3の隣接千渉位置及び干渉数通知信号生成部 1 1 2により図 1 2に示すような干渉位置及びどの基地局から干渉を受けたかの情報を通知する。これにより、ユーザ 1の時間と周波数の領域で定義されるユニットに関して干渉の位置及びどの基地局から干渉を受けているかを知ることができる。

実施の形態 1では、干渉が起こっているュニッ 1、でのシンボルの受信電力から干渉の電力を求めたが、本実施の形態 2では、上述のようにパイロットから他セルの基地局からの受信電力が分かり、これが干渉電力に相当するので、この値を L L Rの σ ²の計算に反映する。

したがって、本実施の形態によれば、干渉信号及び希望信号の変調方式に依存せずに計算することができる。

(実施の形態 3 )

実施の形態 1及び 2においては、受信側で干渉位置通知信号を復号することで、干渉位置を知ることができたが、本実施の形態では、受信信号の電力と閾値を判定することにより、干渉位置判定及び干渉電力の推定を行う。

本実施の形態の送信装置は、図 1 4に示すものとする。送信装置 4 0 0は、図 7の送信装置 1 0 0とは異なり、隣接干渉位置通知信号生成部 1 1 1を接続していない。

受信装置では、パイロットから求めた受信信号電力から実際の受信シンボルの電力を引いた値を、シンボル毎の干渉波電力 +雑音電力として閾値を設定し、その閾値以上であるシンボル位置を干渉受信シンポルとして扱うものとする。このシンボル毎の干渉電力 +雑音電力は次式で示すことができる。

AP_r (k, m ) = (jr ，" z )卜卜 |) … (1)

数式 (1) において、 r (k, m) は、 k番目のサブキヤリァでの m番目の O F DMシンボルを表している。

I h (k) Iは、パイロット信号から求められる希望信号のフェージングの大きさ、 I s Iは送信信号の大きさである。数式 (1) を模式的に示したのが図 1 5である。

閾値の大きさを T pとし、数式（ 1 ) の結果が閾値 T pよりも大きい場合には干渉が起こったと判定し、数式（1) の大きさを L L R計算時の σ²の値とする。

この実施の形態における L L R値算出時（est sigma) の誤り率特性を図 1 6 に示す。したがって、本実施の形態によれば、従来のように、 L LR算出の際の σ ²の大きさを雑音の大きさに設定する方法（Normal) や特許文献 1で掲げられている方法よりも特性を改善することができる。

(実施の形態 4)

実施の形態 3では、 1つの閾値を用いて干渉位置判定を行ったが、本実施の形態では、変調方式の判定点と雑音レベルの大きさに基づいて干渉位置の判定を行う。

数式 (2) を模式的に示したのが図 1 7である。例えば、図 1 7において、受信信号が第一象限にあつた場合には、第一象限にある判定円の中の外にあれば干渉が存在すると判定する。干渉電力 +雑音電力の大きさは数式（2) の大きさとなり、 L L R計算時の σ ²の大きさにこの値を使用する。

この実施の形態における L L R値算出時（est sigma)の誤り率特性を図 Γ 8 に示す。したがって、本実施の形態によれば、従来のように、 L L R算出の際の σ ²の大きさを雑音の大きさに設定する方法 (Normal) や特許文献 1で掲げられている方法よりも特性を改善することができる。

(実施の形態 5 )

上述の実施の形態 3や実施の形態 4のように、受信電力からのプラインド判定によって、干渉位置の推定及び干渉電力の推定を行う方法は、実施の形態 1 や実施の形態 2のように、干渉位置を通知し、干渉電力の推定を行う方法に比ベて劣化が大きい（図 1 6、図 1 8の誤り率特性図を参照）。そこで、本実施の形態では、図 1 4の送信装置 4 0 0を利用した場合（干渉位置の判定をブラインド判定により行う場合）に、実施の形態 3や実施の形態 4と比較して、一段と誤り率特性を改善できる受信装置を提案する。

この実施の形態では、実施の形態 1で説明した図 8の受信装置 2 0 0を流用して説明する。但し、この実施の形態の受信装置 2 0 0は、ホッピングパターン情報を受信しないぶんだけ、干渉シンポル決定部 2 0 8での処理が異なる。この実施の形態の受信装置 2 0 0内の干渉シンポル決定部 2 0 8及びターポ複号化部 2 0 9の動作について、図 1 9に示すフローチャートを用いて説明する。

干渉シンボル決定部 2 0 8は、ステップ S 1 0 1で、チャネル分離部 2 0 6 から入力された各サブキャリア信号からパイロット信号を抽出する。次いで、ステップ S 1 0 2では、パイ口ット系列は既知であるので、抽出したパイ口ット信号系列と既知のパイ口ット信号との内積を算出する。

次いで、干渉シンボル決定部 2 0 8は、ステップ S 1 0 3で、算出したパイロット系列の内積を、そのパイ口ット系列長で除算することによって、希望信号の受信電力を測定する。次いで、ステップ S 1 0 4では、測定した希望信号の受信電力値 +マージンを考慮して、希望信号に対する干渉信号の影響を判定する閾値を設定する。

次いで、干渉シンボル決定部 2 0 8は、ステップ S 1 0 5で、受信電力値と、設定した閾値とをサブキャリア毎に比較して、受信電力値が閾値以上か否かを判別する。受信電力値が閾値以上でない場合は (ステップ S 1 0 5 : N O) 、干渉による分散の影響は少ないものと判断し、このことをターボ復号化部 2 0 9に通知する。この場合、ターボ復号化部 2 0 9は、ステップ S 1 0 6において、当該サブキヤリァのシンポノレの L L R値を算出する。

これに対して、干渉シンボル決定部 2 0 8は、受信電力値が閾値以上である場合は (ステップ S 1 0 5 ： Y E S ) 、干渉による分散の影響は大きいものと判断し、このことをターボ復号ィ匕部 2 0 9に通知する。この場合、ターポ復号化部 2 0 9は、ステップ S 1 0 7において、当該サブキャリアのシンポルの軟判定値を「0」にする。

以上のように、本実施の形態の受信装置 2 0 0内の干渉シンポル決定部 2 0 8及びターボ復号化部 2 0 9による復号処理によれば、サブキャリア毎にシンボルに対する干渉の影響を的確に判定することができ、軟判定復号時の誤り訂正を確実に実行することができる。

(実施の形態 6 )

実施の形態 5では、希望信号電力の推定をすベてのパイロット信号を用いて行ったが、本実施の形態では、既知の干渉シンポルに基づく抽出シンポルの平均電力算出により閾値を設定する方法で行う。本実施の形態に対応するターボ複号化処理について、図 2 0のフローチャートを用いて説明する。送信装置としては図 1の送信装置 1 0 0を用いる。

ステップ S 2 0 1では、チャネル分離部 2 0 6から入力された各サブキヤリァ信号のうち、隣接干渉位置通知信号生成部 1 1 1より通知された隣接セルの干渉を受けている各サブキャリァ信号の干渉シンボルを識別する。

次いで、ステップ S 2 0 2では、干渉シンボルが識別されたセルのパイ口ット信号から干渉を受けていないシンボルを抽出する。次いで、ステップ S 2 0 3では、抽出したシンボルの平均電力を算出する。

次いで、ステップ S 204では、算出したシンボルの平均電力に基づいて、平均電力 +マージンを考慮して、希望信号に対する干渉信号の影響を判定する閾値を設定する。

次いで、ステップ S 205では、算出したデータ信号の平均電力値と、設定した閾値とをサブキヤリァ毎に比較して、受信電力値が閾値以上か否かを判別する。受信電力値が閾値以上でない場合は（ステップ S 205 : NO) 、干渉による分散の影響は少ないものと判断して、ステップ S 206において、当該サブキヤリァのシンボルの L L R値を算出する。

また、受信電力値が閾値以上である場合は（ステップ S 205 ： YES) 、干渉による分散の影響は大きいものと判断して、ステップ S 207において、当該サブキャリアのシンボルの軟判定値を「0」にする。

以上のように、本実施の形態の受信装置 200内の干渉電力算出部 208及びターボ複号化部 209による復号処理によれば、セル毎に干渉状態を考慮して各シンボルに対する干渉の影響を的確に判定することができ、軟判定復号時の誤り訂正を確実に実行することができる。

(実施の形態 7)

本実施の形態は、受信信号が適応変調された信号であっても、良好に誤り率特性を向上させることができる、干渉シンポル決定部 208及ぴターポ復号化部 209の処理について、図 21のフローチャートを用いて説明する。

ここで、適応変調方式のうち PSK系の変調（BPSK, QP SK, 8 PS K) が選択される環境は、干渉が多く SNR値が小さい環境である。このような環境において、上記のターボ復号化処理のように閾値を設定して L LR値を「0」としてしまうと、軟判定値を「0」とせず、 LLR値算出の際のび²の値に干渉量を反映するターボ復号化処理よりも、誤り率特性が悪くなってしまラ。

また、適応変調方式のうち Q AM系の変調（16QAM, 64QAM) が選択される環境は、干渉が少なく Eb/NO が大きい環境である。し力し、 QAM 変調の場合はデータによる振幅変動があるため、受信信号から I (干渉電力） + N (熱雑音電力）を算出することは困難である。

そこで、図 21のターボ復号化処理では、変調方式が P SK系の場合は、閾値を設定せずに LLR値を算出する処理を実行し、変調方式が QAM系の場合は、閾値を設定して軟判定値を「0」にする処理を実行する。

図 21のステップ S 301では、チャネル分離部 206から入力された各サブキャリア信号からパイロット信号を抽出する。次いで、ステップ S 302では、パイ口ット系列は既知であるので、抽出したパイ口ット信号系列と既知のパイロット信号との内積を算出する。

次いで、ステップ S 303では、算出したパイ口ット系列の内積を、そのパィロット系列長で除算することによって、希望信号の受信電力を測定する。次いで、ステップ S 304では、受信したデータ系列の変調方式が P SK系（B PSK， QP SK, 8 PSKなど）力、、 QAM系（16QAM, 64QAMなど）かを判別する。

判別した変調方式が Q AM系の場合は、ステップ S 305において、ステツプ S 303で測定した希望信号の受信電力値 +マージンを考慮して、希望信号に対する干渉信号の影響を判定する閾値を設定する。

次いで、ステップ S 306では、受信電力値と、設定した閾値とをサブキヤリア毎に比較して、受信電力値が閾値以上か否かを判別する。受信電力値が閾値以上でない場合は（ステップ S 306 ： NO) 、干渉による分散の影響は少ないものと判断して、ステップ S 307において、当該サブキャリアのシンポルの L LR値を算出する。

また、受信電力値が閾値以上である場合は (ステップ S 306 ： Y E S ) 、干渉による分散の影響は大きいものと判断して、ステップ S 308において、当該サブキヤリァのシンボルの軟判定値を「0」にする。

また、ステップ S 304において、判別した変調方式が P SK系の場合は、ステップ S 3 0 9において、シンボル毎の I (干渉電力） + N (熱雑音電力）を算出する。

この場合、各セルの干渉状態が既知であるものとすると、各セル内ではパイロット部分に干渉信号のない受信信号が存在し、この受信信号の受信電力を算出して、この受信信号内の希望信号部分の受信電力を算出し、受信信号電力から希望信号電力を減算することにより、シンボル毎の I + Nを求めることが可能である。

次いで、ステップ S 3 1 0では、ステップ S 3 0 9で算出したシンボル毎の I + Nに基づいて、シンポル毎の L L R^fiSを算出する。

以上のように、本実施の形態の受信装置 2 0 0内の干渉電力算出部 2 0 8及びターポ復号化部 2 0 9による復号処理によれば、 Q AM系や P S K系などの適応変調方式が用いられた場合において、変調方式毎に干渉状態の場合分けを行い、各サブキャリアのシンボルに対する干渉の影響を判定して、干渉の影響が大きいシンボルの軟判定値は 0とする復号処理を実行したため、各シンボルに対する干渉の影響を的確に判定でき、軟判定復号時の誤り訂正能力を向上させることができる。

なお、本実施の形態では、図 1 4の送信装置 4 0 0を用いて、受信装置 2 0 0において干渉位置の判定をブラインド判定によって行ったが、図 7の送信装置 1 0 0を用いて干渉位置を通知し、干渉電力の大きさに基づいて L L R値の算出を行ってもよい。

本発明は、上述した実施の形態に限定されずに、種々変更して実施することができる。

上述した実施の形態では、本発明の〇 F DM受信装置及び方法を、シングルアンテナの F H— O F D Mシステムに適用した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、例えば M I MO (Multiple-Input Multiple-Output) —O F D Mシステム等のマルチアンテナを用いた F H—〇 F DMシステムに適用した場合も、実施の形態と同様の効果を得ることができる。また上述した実施の形態では、互いに隣接するセル間でホッビングパターンの衝突が生じた場合でも、実際に干渉シンボルとすべきシンボルを的確に判定することで、軟判定復号時の誤り訂正能力を向上させることができる装置及び方法について説明したが、互いに隣接するセクタ間でホッビングパターンの衝突が生じた場合でも、同様の構成で軟判定復号時の誤り訂正能力を向上させることができる。因みに、セクタ間でのホッピングパターンの衝突位置については、通信端末は、例えば自セルの基地局から通知されるホッピングパターン情報により容易に認識することができる。

要は、自セクタのホッピングパターンと瞬接セクタのホッピングパターンとに基づいて、干渉が生じるホッピング位置を決定する干渉位置決定手段と、受信した周波数ホッビング O F DM信号の各サブキヤリァからパイ口ット信号を抽出する抽出手段と、抽出手段によって抽出したパイロット信号系列と既知のパイ口ット信号系列に基づいて希望信号の受信電力を測定する測定手段と、干渉位置決定手段によって決定した干渉位置の信号の受信電力と測定手段によって測定した希望信号の受信電力値とを、サブキヤリァ毎に比較する比較手段と、比較結果に基づいて、各サブキャリアのシンポ^^の受信電力をそのまま用いるか又は 0にするかを選択してターボ復号する復号手段と、を設けるようにすればよい。

本発明の O F DM受信装置の一つの態様は、隣接セルの基地局から送信されたホッピングパターン情報と自セルのホッピングパターンとに基づいて、干渉が生じるホッビング位置を決定する干渉位置決定手段と、受信した周波数ホッビング O F D M信号の各サブキヤリァからパイ口ット信号を抽出する抽出手段と、前記抽出手段によって抽出したパイロット信号系列と既知のパイロット信号系列に基づいて希望信号の受信電力を測定する測定手段と、前記干渉位置決定手段によつて決定した干渉位置の信号の受信電力と前記測定手段によつて測定した希望信号の受信電力値とを、サブキヤリァ毎に比較する比較手段と、前記比較結果に基づいて、各サブキヤリアのシンボルを復号する復号手段と、を具備する構成を採る。

本発明の O F DM受信装置の一つの態様は、自セクタのホッビングパターンと隣接セクタのホッピングパターンとに基づいて、干渉が生じるホッピング位置を決定する干渉位置決定手段と、前記周波数ホッビング O F DM信号の各サブキャリアからパイロット信号を抽出する抽出手段と、前記抽出手段によって抽出したパイ口ット信号系列と既知のパイ口ット信号系列に基づいて希望信号の受信電力を測定する測定手段と、干渉位置決定手段によつて決定した干渉位置の信号の受信電力と測定手段によって測定した希望信号の受信電力値とを、サブキヤリァ毎に比較する比較手段と、比較結果に基づいて、各サブキヤリアのシンボルを復号する復号手段と、を具備する構成を採る。

これらの構成によれば、周波数ホッビング方式の各シンポルに対する干渉の影響を的確に判定することができ、軟判定復号時の誤り訂正能力を向上させることができる。

本発明の O F DM受信装置の一つの態様は、前記抽出手段は、前記複数のセルのうち既知の干渉セルから送信された前記周波数ホッビング O F D M信号の各サブキヤリァのパイ口ット信号から干渉を受けていないシンボルを抽出し、前記比較手段は、前記抽出手段によって抽出したシンポルの平均電力を算出し、この算出したシンポルの平均電力に基づいて、希望信号に対する干渉信号の影響を判定する閾値を設定し、前記算出したデータ信号の平均電力と前記設定した閾値とを、サブキャリア毎に比較する構成を採る。

本発明の O F DM信号受信装置の一つの態様は、複数のセルから送信された周波数ホッビング O F DM信号を受信する O F DM受信装置において、前記周波数ホッピング O F D M信号の各サブキヤリァからパイ口ット信号を抽出する抽出手段と、前記抽出手段によって抽出したパイ口ット信号系列と既知のパイロット信号系列とに基づいて希望信号の受信電力を測定する測定手段と、前記周波数ホッビング O F DM信号の変調方式を判別する判別手段と、前記判別手段によつて判別した変調方式が Q AM方式の場合は、前記測定手段によって測定した希望信号の受信電力に基づいて、希望信号に対する干渉信号の影響を判定する閾値を設定する設定手段と、前記判別手段によつて判別した変調方式が Q AM方式の場合は、受信電力値と前記設定手段によつて設定した閾値とをサブキヤリァ毎に比較する比較手段と、前記判別手段によって判別した変調方式が P S K方式の場合は、前記測定手段によつて測定した希望信号の受信電力に基づいて、シンボル毎の干渉電力を算出する算出手段と、前記判別手段によつて判別した変調方式が Q AM方式の場合は、前記比較結果に基づいて前記各サブキヤリァのシンボルの受信電力をそのまま用いるか又は 0にするかを選択してターボ復号し、前記判別手段によって判別した変調方式が P S K方式の場合は、前記算出手段によって算出した干渉電力に基づいて、前記各サブキヤリアのシンボルをターボ復号する復号手段と、を具備する構成を採る。

この構成によれば、適応変調方式毎に干渉状態を考慮して各シンボルに対する干渉の影響を的確に判定することができ、軟判定復号時の誤り訂正能力を向上させることができる。

以上説明したように本発明によれば、干渉シンポルとして扱うべきシンボルを的確に検出することができるようになるので、軟判定復号時の誤り訂正能力を向上させることができる O F DM信号受信装置及び方法を実現できる。本明細書は、 2 0 0 3年 3月 1 4日出願の特願 2 0 0 3— 7 1 0 1 6に基づく。その内容はすべてここに含めておく。産業上の利用可能性

本発明は、例えば携帯電話機等の携帯情報端末やその基地局等に適用して好適なものである。

Claims

請求の範囲

1 . 隣接セルの基地局から送信されたホッピングパターン情報と自セルのホッビングパターンとに基づいて、干渉が生じるホッピング位置を決定する干渉位置決定手段と、

受信した周波数ホッピング O F DM信号の各サブキャリアからパイロット信号を抽出する抽出手段と、

前記抽出手段によって抽出したパイ口ット信号系列と既知のパイロット信号系列に基づいて希望信号の受信電力を測定する測定手段と、

前記干渉位置決定手段によつて決定した干渉位置の信号の受信電力と前記測定手段によって測定した希望信号の受信電力とを、サブキャリア毎に比較する比較手段と、

前記比較結果に基づいて、前記各サブキヤリァのシンボルの受信電力をそのまま用いるか又は 0にするかを選択してターポ復号する復号手段と、

を具備する O F DM受信装置。

2 , 自セクタのホッピングパターンと隣接セクタのホッピングパターンとに基づいて、干渉が生じるホッビング位置を決定する干渉位置決定手段と、受信した周波数ホッビング O F DM信号の各サブキヤリァからパイロット信号を抽出する抽出手段と >

前記抽出手段によって抽出したパイロット信号系列と既知のパイロット信号系列に基づいて希望信号の受信電力を測定する測定手段と、

前記干渉位置決定手段によつて決定した干渉位置の信号の受信電力と前記測定手段によって測定した希望信号の受信電力値とを、サブキヤリァ毎に比較する比較手段と、

前記比較結果に基づいて、前記各サブキヤリァのシンボルの受信電力をそのまま用いるか又は 0にするかを選択してターボ復号する復号手段と、

を具備する O F D M受信装置。

3 . 前記比較手段は、前記測定手段によって測定した希望信号の受信電力に基づいて、希望信号に対する干渉信号の影響を判定する閾値を設定し、前記測定手段によって測定した希望信号の受信電力値と前記設定した閾値とをサブキャリァ毎に比較する

請求項 1又は請求項 2に記載の◦ F DM受信装置。

4 . 前記抽出手段は、前記複数の隣接セルの基地局から送信された周波数ホッビング O F D M信号の各サブキヤリァのパイ口ット信号から互いの干渉を受けていないシンボルを抽出し、

前記比較手段は、前記抽出手段によって抽出したシンボルの平均電力を算出し、この算出したシンボルの平均電力に基づいて、希望信号に対する干渉信号の影響を判定する閾値を設定し、前記算出したデータ信号の平均電力と前記設定した閾ィ直とをサブキヤリァ毎に比較する

請求項 1に記載の O F DM受信装置。

5 . 前記抽出手段は、前記隣接セクタの基地局から送信された周波数ホッピング O F DM信号の各サブキヤリァのパイ口ット信号から互いの干渉を受けていないシンポルを抽出し、

前記比較手段は、前記抽出手段によって抽出したシンボルの平均電力を算出し、この算出したシンボルの平均電力に基づいて、希望信号に対する干渉信号の影響を判定する閾値を設定し、前記算出したデータ信号の平均電力と前記設定した閾値とをサブキャリア毎に比較する

請求項 2に記載の O F DM受信装置。

6 . 受信した周波数ホッビング O F DM信号の変調方式を判別する判別手段と、前記判別手段によつて判別した変調方式が Q AM方式の場合は、前記測定手段によって測定した希望信号の受信電力に基づいて、希望信号に対する干渉信号の影響を判定する閾値を設定する設定手段と、

前記判別手段によつて判別した変調方式が Q AM方式の場合は、受信電力値と、前記設定手段によって設定した閾値とを、サブキャリア毎に比較する比較手段と、前記判別手段によって判別した変調方式が P S K方式の場合は、前記測定手段によって測定した希望信号の受信電力に基づいて、シンポル毎の干渉電力を算出する算出手段と、をさらに具備し、

前記復号手段は、前記判別手段によつて判別した変調方式が Q AM方式の場合は、前記比較結果に基づいて前記各サブキヤリァのシンボルの受信電力をそのまま用いるか又は 0にするかを選択してターボ復号し、前記判別手段によつて判別した変調方式が P S K方式の場合は、前記算出手段によって算出した干渉電力に基づいて、前記各サブキヤリァのシンボルをターボ復号する

請求項 1又は請求項 2に記載の O F DM受信装置。

7 . 隣接セル又は隣接セクタのホッピングパターン情報と自セル又は自セクタのホッビングパターンとに基づいて、干渉が生じるホッビング位置を決定する干渉位置決定ステップと、

受信した周波数ホッビング O F DM信号の各サブキヤリァからパイロット信号を抽出する抽出ステップと、

前記抽出ステップによって抽出したパイロット信号系列と既知のパイロット信号系列に基づヽて希望信号の受信電力を測定する測定ステツプと、前記干渉位置決定ステップで決定した干渉位置の信号の受信電力と前記測定ステップで測定した希望信号の受信電力値とを、サブキヤリァ毎に比較する比較ステップと、

前記比較結果に基づいて、前記各サブキヤリァのシンポルの受信電力をそのまま用いるか又は 0にするかを選択してターボ復号する復号ステップと、を含む O F DM受信方法。