JP2008219118A - Ｏｆｄｍ通信システム、ｏｆｄｍ信号送信装置およびｏｆｄｍ信号受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 各サブキャリアの変調方式と送信電力を伝搬状況に応じて制御することにより高い伝送容量を維持しつつ、各サブキャリアの変調方式の情報伝送方法を工夫する。
【解決手段】 ＯＦＤＭ信号送信装置は、適応変調演算器で得られる各サブキャリアの変調方式の情報に対するパリティを送信する構成であり、ＯＦＤＭ信号受信装置は、適応変調演算器と同じアルゴリズムで各サブキャリアの変調方式と送信電力を推定し、この推定した各サブキャリアの変調方式の情報に対するパリティを算出する適応変調推定器と、各サブキャリアのパリティとＯＦＤＭ信号送信装置から送信された各サブキャリアのパリティとを比較し、両者が一致したサブキャリアの変調方式と送信電力は推定が正しいものとし、不一致のサブキャリアの変調方式と送信電力は推定に誤りがあったものとして訂正し、それぞれパラレル−シリアル変換器に与える変調方式訂正器とを備える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、送信側で送信データをサブキャリア変調した後に逆フーリエ変換を行って送信し、受信側でこの信号を受信した後にフーリエ変換を行い、送信データを復元するＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）通信システム、ＯＦＤＭ信号送信装置ならびにＯＦＤＭ信号受信装置に関する。

送受信アンテナが見通しでない場合の無線通信の伝搬環境では、送信アンテナから送信された信号は反射や回折を繰り返して複数の経路かつ異なる遅延時間をもって受信アンテナに到達する。これをマルチパス伝搬という。マルチパス伝搬の結果、受信信号は遅延時間の異なる信号が合成されて符号間干渉を生じ、良好な通信を行うことができない。そこで、この符号間干渉の発生を低減することが可能なＯＦＤＭ通信が無線ＬＡＮや地上ディジタル放送などで広く用いられている。ＯＦＤＭ通信は、信号を複数の狭帯域信号に分割し、遅延波対策のためのガードインターバルを付加した後に送信する方式である。

図１３は、ＯＦＤＭ通信システム（ＯＦＤＭ信号送信装置、ＯＦＤＭ信号受信装置）の基本構成を示す。図１４は、マルチパス環境における受信信号の例を示す。以下、図１３，１４を参照してＯＦＤＭ通信の原理について説明する。

図１３において、ＯＦＤＭ信号送信装置１００では、入力端子１０１から入力する時系列の送信データをシリアル−パラレル変換器１０２で各サブキャリアにマッピングする（サブキャリア変調）。サブキャリア変調には、２ビット／シンボルを伝送するＱＰＳＫ（Quadri-phase Shift Keying)、４ビット／シンボルを伝送する16ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation)、６ビット／シンボルを伝送する64ＱＡＭなどが用いられる。ＱＰＳＫのマッピング例を図１５に示す。次に、ＩＦＦＴ演算器１０３は、各サブキャリアにマッピングされた信号を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ演算）して時系列信号に変換する。ＧＩ付加器１０４は、ＩＦＦＴ演算後の信号にガードインターバル（ＧＩ）を付加し、増幅器１０５はその信号を増幅して送信アンテナ１０６から送信する。なお、ＧＩとは、ＩＦＦＴ演算器出力信号の後尾の部分をＩＦＦＴ演算器出力信号の直前に付加したものである。送信アンテナ１０６から送信されたＯＦＤＭ信号は、マルチパス伝搬した後にＯＦＤＭ信号受信装置２００の受信アンテナ２０１に到達する。

ここで、受信アンテナ２０１に到来した信号は、図１４に示す遅延時間の異なる複数の信号が合成された信号である。図１４に示す例は、受信アンテナ２０１に到来する遅延時間の異なる４波を示し、Ａ，Ｂは連続するＩＦＦＴ演算器出力信号を表し、ＧＩ(A),ＧＩ(B) はＡ，Ｂのガードインターバルを表す。

ＯＦＤＭ信号受信装置２００のＧＩ除去器２０２は受信信号からＧＩを除去し、ＦＦＴ演算器２０３は受信信号から送信された各サブキャリアのマッピングを得るためのフーリエ変換（ＦＦＴ演算）を行う。図１４の４波が合成された受信信号のＦＦＴ演算は、信号Ａに対しては図中のＦＦＴ演算区間で行われる。この例では、１番上の信号はＧＩ(A) が完全に除去され、残りの３波は遅延時間の違いからＧＩ(A) を含む。しかし、到来波の遅延時間よりもＧＩの時間が長い場合には、このＦＦＴ演算区間にＡまたはＧ(A) のみが含まれるため、ＢやＧＩ(B) のような隣接するＩＦＦＴ演算器出力からの干渉（符号間干渉）を受けない。最後にＦＦＴ演算器２０３の出力は、パラレル−シリアル変換器２０４に入力されて送信信号が復元され、出力端子２０５に出力される。

また、上記の遅延波が発生する伝搬環境では、周波数ごとに異なる位相関係で信号が合成され、その結果として帯域内に振幅誤差が発生する。この現象は周波数選択性フェージングと呼ばれる。図１６は、周波数選択性フェージングの例である。横軸は周波数に対応するサブキャリア番号であり、縦軸は受信装置における瞬時信号電力対雑音電力比（以下Ｃ／Ｎ）であり、各サブキャリアの雑音電力の期待値を一定とみなした場合には受信電力レベルの相対値に相当する。ここに示すように、周波数ごとにＣ／Ｎが大きく異なることがわかる。

このような帯域全体を使ってシングルキャリア伝送を行った場合、この帯域内の振幅偏差が原因となってビット誤り率は悪化する。これに対してＯＦＤＭ通信は、この帯域を複数の狭帯域信号（サブキャリア）に分割して信号を伝送する。したがって、十分に多数のサブキャリアを使用すれば各サブキャリアの帯域内で発生する振幅偏差は小さく、一定の振幅と見なすことができるため、ＯＦＤＭ信号は帯域内の振幅偏差に起因するビット誤り率を改善することができる。

ただし、図１６に示すように、周波数選択性フェージング環境下における各サブキャリアの受信電力レベルは大きく異なる。このような周波数選択性フェージング環境において、複数のサブキャリアに対して単一のサブキャリア変調方式を用いて信号を伝送すると、Ｃ／Ｎの低いサブキャリアのビット誤り率（ＢＥＲ）が極端に悪化し、結果として全体の通信品質が劣化する恐れがある。この対策の１つとして、Ｃ／Ｎが最も低いサブキャリアにおいても十分なＣ／Ｎを確保できるように、ＯＦＤＭ信号送信装置１００の増幅器１０５で全体の送信電力を増加することが考えられる。しかし、一般に送信電力は有限であり、また全体の送信電力を増加する方法では良好なサブキャリアに対しては過剰品質となって電力効率が悪化するため、現実的な対応ではない。また、Ｃ／Ｎが低いサブキャリアの送信電力のみを増加する方法も考えられるが、伝送能力の低いサブキャリアに送信電力が集中することになって伝送効率は悪化する。

別の対策として、送信側で各サブキャリアの伝搬状況を把握し、最小の電力で所望の伝送速度を満足するように、各サブキャリアに変調方式と送信電力とを配分することができれば、上記の問題を発生せずにビット誤り率（ＢＥＲ）を改善することが可能である。これを実現する方法は、Greedy water-filling algorithmと呼ばれ、非特許文献１に記載されている。

図１７は、Greedy water-filling algorithmを用いた従来のＯＦＤＭ通信システム（ＯＦＤＭ信号送信装置、ＯＦＤＭ信号受信装置）の構成例を示す。

本構成例は、図１３に示すＯＦＤＭ信号送信装置１００に適応変調演算器１１０を追加し、サブキャリアごとに変調方式と送信電力を設定する。ここでは、サブキャリア変調にＱＰＳＫ、16ＱＡＭ、64ＱＡＭを用いるものとする。まず、適応変調演算器１１０は、入力端子１０１から入力する送信ビット列を取り込み、Greedy water-filling algorithmに従って各サブキャリアの変調方式（１シンボル当たりの送信ビット数）と送信電力を決定する。すなわち、適応変調演算器１１０は、変調方式の決定と送信電力の配分の両機能を備えているものとする。

適応変調演算器１１０の処理手順について、図２を参照して説明する。まず、各サブキャリアに配分する送信電力Ｐ(n) をすべて０、変調方式番号Ｍ(n) を０として初期化する（Ｓ１）。ここで、ｎはサブキャリア番号であり１〜Ｎの整数とする。Ｍ(n) が０の場合は番号ｎのサブキャリアへのビットの割り当てなし、１の場合は２ビット割り当て（ＱＰＳＫ）、２の場合は４ビット割り当て（16ＱＡＭ）、３の場合は６ビット割り当て（64ＱＡＭ）とする。

次に、各サブキャリアごとに現在の状態よりも２ビット多く伝送する、すなわち変調方式を１段階増加するために必要な加算電力ΔＰ(n) を次式に基づいて計算する（Ｓ２）。
ΔＰ(n) ＝｛Ｃ(Ｍ(n)＋１)−Ｃ(Ｍ(n))｝／Ｈ(n) …(1)
ここで、Ｃ(Ｍ(n)) は変調方式番号Ｍ(n) のときに必要な受信電力、Ｈ(n) は伝搬パラメータである。伝搬パラメータＨ(n) は、受信装置から送出されるリバースリンクのトレーニング信号から推定する構成であり、送信装置において既知であるものとする。

次に、式(1) から求めた各サブキャリアの加算電力ΔＰ(1) 〜ΔＰ(N) の最小値をΔＰmin と、そのときのサブキャリア番号ｎmin を探索する（Ｓ３）。なお、ステップＳ３のarg(min(ΔＰ(n))) は、ΔＰmin におけるｎを出力する関数である。

次に、これまで割り当てられた各サブキャリアの送信電力Ｐ(1) 〜Ｐ(N) の合計sum(Ｐ(n))とステップＳ３で用いたΔＰmin の和と、増幅器の最大送信電力Ｐmax を比較し（Ｓ４）、sum(Ｐ(n))＋ΔＰmin がＰmax を超えない場合には、加算電力が最小となるサブキャリアｎmin に変調方式番号および電力を割り当てる。すなわち、サブキャリアｎmin の送信電力Ｐ(ｎmin) にΔＰmin を増加し、変調方式番号Ｍ(ｎmin) に１を増加する（Ｓ５）。これにより、サブキャリア番号ｎmin に対して、常に品質を一定に保ったまま、変調方式番号（Ｍ(ｎmin)＋１) と送信電力（Ｐ(ｎmin)＋ΔＰmin)の割り当てが行われる。そして、再度ステップＳ２からの手順を繰り返す。以下、加算電力ΔＰ(n) が最小となるサブキャリア番号ｎmin について、変調方式番号Ｍ(ｎmin)を１増加し、送信電力Ｐ(ｎmin)をΔＰmin 増加していく。

このように、ステップＳ２〜Ｓ５の手順を繰り返し、ステップＳ４においてsum(Ｐ(n))＋ΔＰmin が増幅器の最大送信電力Ｐmax を超えた時点で処理を終了する。この段階で、変調方式番号Ｍ(n) が初期値０のままのサブキャリアは送信電力Ｐ(n) も０であり、送信ビットおよび送信電力が配分されないサブキャリアである。

シリアル−パラレル変換器１０２は適応変調演算器１１０の結果を参照し、各サブキャリアに対してそれぞれ割り当てられた変調方式および送信電力でマッピングを行う。この出力は、ＩＦＦＴ演算器１０３で時系列信号に変換される。ＩＦＦＴ演算後の信号は、ＧＩ付加器１０４でガードインターバル（ＧＩ）が付加された後に増幅器１０５で増幅され、送信アンテナ１０６から送信する。このとき、各サブキャリアで用いている変調方式番号Ｍ(n) も合わせて送信する。送信信号のフレーム構造は、図３に示すように、１フレームがプリアンブル、制御情報、データで構成されるが、データを伝送する各サブキャリアの変調方式番号Ｍ(n) はこの制御情報に含めて伝送されることになる。

受信アンテナ２０１で受信した信号は、ＧＩ除去器２０２でガードインターバルを除去した後にＦＦＴ演算器２０３でフーリエ変換を行い、各サブキャリアのマッピングを得る。ＦＦＴ演算器２０３の出力はパラレル−シリアル変換器２０４に入力され、別途伝送された変調方式番号Ｍ(n) を参照して各サブキャリアの変調方式を判断し、それぞれに対応してマッピングから復元したビット数を出力端子２０５に出力する。以上により、高い伝送容量が実現できる。

ところで、図１７に示す従来のＯＦＤＭ通信システムは、多くの情報ビットの伝送を実現できるが、各サブキャリアごとに送信に用いた変調方式番号Ｍ(n) を別途伝送する必要がある。

一方、特許文献１または非特許文献２には、送信側から受信側に変調方式を通知せず、受信側で受信信号の統計的性質から変調方式を推定する方法が提案されている。
特開２００２−６４５７７号公報 G.Zhang,"Subcarrier and bit allocation for real-time services in multiuser OFDM systems", IEEE Int Conf Commun., pp.2985-2989, 2004 梅林、石井、河野、「ソフトウェア無線のための雑音電力を考慮したブラインド変調方式推定の一検討」、電子情報通信学会技術研究報告、CS2001-43 、pp.63-70, June 2001

図１７に示す従来のＯＦＤＭ通信システムのように、送信に用いた各サブキャリアの変調方式番号Ｍ(n) を受信側に伝送する構成では、伝送した変調方式番号Ｍ(n) が誤りであった場合、パラレル−シリアル変換器２０４は本来とは異なるビット数を出力し、それ以降の信号は次に回線が初期化されるまで全て誤りとなる。したがって、変調方式番号Ｍ(n) の伝送には非常に高い信頼性が要求される。このため、変調方式番号Ｍ(n) の伝送に強力な誤り訂正符号を適用したり、変調多値数の小さい変調方式を用いたりする必要があり、周波数または時間の利用効率が低下することになる。

一方、特許文献１または非特許文献２のように受信側で変調方式を推定する方法は、変調方式が変化せず、推定に十分な時間の平均処理を行うことができることを前提としており、時間変動する伝搬路の状況に応じて変調方式を変更していく通信システムへの適用は難しい。また、受信信号の統計値が変調方式の境界付近であった場合には正確な判定ができず、推定誤りを生じるおそれがあった。

本発明は、各サブキャリアの変調方式と送信電力を伝搬状況に応じて制御することにより高い伝送容量を維持しつつ、各サブキャリアの変調方式の情報伝送方法を工夫し、周波数および時間の利用効率の優れたＯＦＤＭ通信システム、ＯＦＤＭ信号送信装置およびＯＦＤＭ信号受信装置を提供することを目的とする。

第１の発明は、時系列の送信データを入力し、既知の伝搬パラメータと最大送信電力に応じて各サブキャリアの変調方式と送信電力を決定するアルゴリズムで動作する適応変調演算器と、時系列の送信データを入力し、適応変調演算器で決定した各サブキャリアの変調方式と送信電力に基づき、ＯＦＤＭ信号を構成する各サブキャリアの信号点を出力するシリアル−パラレル変換器と、シリアル−パラレル変換器の出力に対して逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ変換）を行うＩＦＦＴ演算器と、ＩＦＦＴ演算器の出力を無線信号として送信する送信手段とを備えたＯＦＤＭ信号送信装置と、無線信号を受信する受信手段と、受信手段の受信信号をフーリエ変換（ＦＦＴ変換）して復調するＦＦＴ演算器と、ＦＦＴ演算器の出力を入力し、各サブキャリアの変調方式と送信電力に基づいて時系列信号に変換し、送信データを復元するパラレル−シリアル変換器とを備えたＯＦＤＭ信号受信装置とを有する構成であるＯＦＤＭ通信システムにおいて、ＯＦＤＭ信号送信装置は、適応変調演算器で得られる各サブキャリアの変調方式の情報に対するパリティを算出し、各サブキャリアのパリティを無線信号に含めて送信する構成であり、ＯＦＤＭ信号受信装置は、ＦＦＴ演算器の出力を入力し、適応変調演算器と同じ入力条件に対して推定結果が同じになるアルゴリズムで、受信信号のプリアンブルから推定される伝搬パラメータと既知の最大送信電力に応じて各サブキャリアの変調方式と送信電力を推定し、この推定した各サブキャリアの変調方式の情報に対するパリティを算出する適応変調推定器と、適応変調推定器で算出された各サブキャリアのパリティと、ＯＦＤＭ信号送信装置から送信されＦＦＴ演算器の出力から抽出される各サブキャリアのパリティとを比較し、両者が一致したサブキャリアの変調方式と送信電力は推定が正しいものとし、不一致のサブキャリアの変調方式と送信電力は推定に誤りがあったものとして訂正し、それぞれパラレル−シリアル変換器に与える変調方式訂正器とを備えた構成である。

ＯＦＤＭ信号受信装置の変調方式訂正器は、パリティが不一致のサブキャリアについて、２つのパリティが一致するように適応変調推定器で推定した変調方式を訂正し、訂正した変調方式に応じて送信電力の訂正を行う構成としてもよい。

ＯＦＤＭ信号送信装置は、適応変調演算器のアルゴリズムに基づいて繰り返し計算するループ回数を無線信号に含めて送信する構成であり、ＯＦＤＭ信号受信装置は、適応変調推定器のアルゴリズムに基づく繰り返し計算のループ回数を、ＯＦＤＭ信号送信装置から送信されたループ回数を用いて設定する構成としてもよい。

ＯＦＤＭ信号送信装置およびＯＦＤＭ信号受信装置は、複数のサブキャリアをグループ化し、各グループを構成する複数のサブキャリアの伝搬パラメータの代表値を用いてグループ単位で変調方式および送信電力を割り当てるものとし、ＯＦＤＭ信号送信装置は、各サブキャリアのパリティに代えて各グループのパリティを算出し、無線信号に含めて送信する構成であり、ＯＦＤＭ信号受信装置は、各グループのパリティを算出し、ＯＦＤＭ信号送信装置から通知された各グループのパリティと照合する構成としてもよい。

各グループを構成する複数のサブキャリアの伝搬パラメータの代表値は、グループ内の特定位置のサブキャリアの伝搬パラメータを用いる構成としてもよい。また、各グループを構成する複数のサブキャリアの伝搬パラメータの代表値は、グループ内の各サブキャリアの伝搬パラメータの平均値を用いる構成としてもよい。また、各グループを構成する複数のサブキャリアの伝搬パラメータの代表値は、グループ内の各サブキャリアの伝搬パラメータの最悪値を用いる構成としてもよい。

第２の発明は、時系列の送信データを入力し、既知の伝搬パラメータと最大送信電力に応じて各サブキャリアの変調方式と送信電力を決定するアルゴリズムで動作する適応変調演算器と、時系列の送信データを入力し、適応変調演算器で決定した各サブキャリアの変調方式と送信電力に基づき、ＯＦＤＭ信号を構成する各サブキャリアの信号点を出力するシリアル−パラレル変換器と、シリアル−パラレル変換器の出力に対して逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ変換）を行うＩＦＦＴ演算器と、ＩＦＦＴ演算器の出力を無線信号として送信する送信手段とを備えたＯＦＤＭ信号送信装置において、適応変調演算器で得られる各サブキャリアの変調方式の情報に対するパリティを算出し、各サブキャリアのパリティを無線信号に含めて送信する構成である。

第３の発明は、第２の発明のＯＦＤＭ信号送信装置から送信された無線信号を受信する受信手段と、受信手段の受信信号をフーリエ変換（ＦＦＴ変換）して復調するＦＦＴ演算器と、ＦＦＴ演算器の出力を入力し、各サブキャリアの変調方式と送信電力に基づいて時系列信号に変換し、送信データを復元するパラレル−シリアル変換器とを備えたＯＦＤＭ信号受信装置において、ＦＦＴ演算器の出力を入力し、適応変調演算器と同じアルゴリズムで、受信信号のプリアンブルから推定される伝搬パラメータと既知の最大送信電力に応じて各サブキャリアの変調方式と送信電力を推定し、この推定した各サブキャリアの変調方式の情報に対するパリティを算出する適応変調推定器と、適応変調推定器で算出された各サブキャリアのパリティと、ＯＦＤＭ信号送信装置から送信されＦＦＴ演算器の出力から抽出される各サブキャリアのパリティとを比較し、両者が一致したサブキャリアの変調方式と送信電力は推定が正しいものとし、不一致のサブキャリアの変調方式と送信電力は推定に誤りがあったものとして訂正し、それぞれパラレル−シリアル変換器に与える変調方式訂正器とを備える。

第３の発明のＯＦＤＭ信号受信装置の変調方式訂正器は、２つのパリティが不一致のサブキャリアについて、２つのパリティが一致するように適応変調推定器で推定した変調方式を訂正し、訂正した変調方式に応じて送信電力の訂正を行う構成としてもよい。

本発明のＯＦＤＭ通信システム（ＯＦＤＭ信号送信装置、ＯＦＤＭ信号受信装置）は、送信側および受信側で同じアルゴリズムを用いて各サブキャリアの変調方式と送信電力を算出および推定し、マッピング処理およびデマッピング処理を行っている。このとき、送信側で設定した変調方式の情報に対するパリティを算出して受信側に伝送し、受信側でも推定した各サブキャリアの変調方式の情報に対するパリティを算出し、２つのパリティを比較して受信側で推定した変調方式に誤りがあれば訂正する。また、変調方式の訂正に応じて送信電力の訂正も行う。

すなわち、送信側から受信側に変調方式の情報を伝送しなくても、それよりも少ないビット数のパリティを伝送することにより、受信側で推定した変調方式の誤りを訂正することができる。これにより、送信側と受信側と各サブキャリアの変調方式と送信電力を一致させてマッピング処理およびデマッピング処理を行うことができ、高い伝送容量を維持しつつ、周波数、時間の利用効率の優れたＯＦＤＭ信号の伝送を行うことができる。

また、送信側で各サブキャリアの変調方式を算出するアルゴリズムのループ回数を受信側に通知することにより、受信側で各サブキャリアの変調方式を推定するときのアルゴリズムのループ回数が同じになるように設定でき、パリティの一致度の高い変調方式の推定が可能になる。

また、複数のサブキャリアをグループ化して変調方式および送信電力を割り当てることにより、送信側における変調方式および送信電力の算出処理、受信側における変調方式および送信電力の推定処理を簡単化することができる。

（第１の実施形態）
図１は、本発明のＯＦＤＭ通信システム（ＯＦＤＭ信号送信装置、ＯＦＤＭ信号受信装置）の第１の実施形態を示す。

図１において、ＯＦＤＭ信号送信装置１００を構成する入力端子１０１、シリアル−パラレル変換器１０２、ＩＦＦＴ演算器１０３、ＧＩ付加器１０４、増幅器１０５、送信アンテナ１０６、適応変調演算器１１０と、ＯＦＤＭ信号受信装置２００を構成する受信アンテナ２０１、ＧＩ除去器２０２、ＦＦＴ演算器２０３、パラレル−シリアル変換器２０４、出力端子２０５は、図１７に示す従来構成と同様である。

本実施形態の特徴は、ＯＦＤＭ信号送信装置１００が各サブキャリアの変調方式番号Ｍ(n) に代えてＭ(n) よりもビット数の少ないパリティＲ(n) を送信し、ＯＦＤＭ信号受信装置２００は新たに設置した適応変調推定器２１０を用いて各サブキャリアの変調方式番号Ｍrx(n) とそのパリティＲrx(n) を推定し、変調方式訂正器２１１が推定したパリティＲrx(n) とＯＦＤＭ信号送信装置１００から通知されたパリティＲ(n) とを比較し、その比較結果が不一致の場合に推定した各サブキャリアの変調方式番号Ｍrx(n) をパリティが一致するようにシフトして訂正し、訂正した変調方式番号Ｍrx(n) と電力Ｐrx(n) をパラレル−シリアル変換器２０４に与えるところにある。

ＯＦＤＭ信号送信装置１００において、変調方式の決定と送信電力の配分の両機能を備える適応変調演算器１１０の機能および動作は従来と同じである。すなわち、適応変調演算器１１０では、すでに図２を参照して説明したGreedy water-filling algorithmにより、各サブキャリアの変調方式（１シンボル当たりの送信ビット数）と送信電力が決定される。その結果に基づいて、シリアル−パラレル変換器１０２は各サブキャリアに対してそれぞれ割り当てられた変調方式および送信電力でマッピングを行い、ＩＦＦＴ演算器１０３で時系列信号に変換し、ＧＩ付加器１０４でガードインターバル（ＧＩ）を付加し、増幅器１０５で増幅して送信アンテナ１０６から送信する。このとき、各サブキャリアで用いている変調方式番号Ｍ(n) のパリティＲ(n) も合わせて送信される。具体的には、図３に示すフレーム構成の制御情報に含めて伝送される。

ここで、パリティＲ(n) は、変調方式番号Ｍ(n) を例えば２で除算した剰余と定義すると、Ｍ(n) が０（ビット割り当てなし）の場合はＲ(n) は０、Ｍ(n) が１（ＱＰＳＫ）の場合はＲ(n) は１、Ｍ(n) が２（16ＱＡＭ）の場合はＲ(n) は０、Ｍ(n) が３（64ＱＡＭ）の場合はＲ(n) は１である。この場合のパリティＲ(n) の長さは１ビットであり、変調方式番号Ｍ(n) そのものよりもビット数が少なくなる。

ＯＦＤＭ信号受信装置２００において、受信アンテナ２０１で受信した信号は、ＧＩ除去器２０２でガードインターバルを除去した後にＦＦＴ演算器２０３でフーリエ変換を行い、各サブキャリアのマッピングを得る。

適応変調推定器２１０は、ＦＦＴ演算器２０３の出力のうち、図３に示すフレーム構成のプリアンブルを用いて伝搬路の推定を行う。各サブキャリアのプリアンブルの送信電力をＤ(n) 、受信電力をＤrx(n) とすると、各サブキャリアの伝搬パラメータＨrx(n) は、
Ｈrx(n) ＝Ｄrx(n) ／Ｄ(n) （ｎ＝１，２，…，Ｎ）
と推定される。なお、プリアンブルの送信電力Ｄ(n) は既知である。

次に、適応変調推定器２１０は、推定した伝搬パラメータＨrx(n) と、増幅器１０５の最大送信電力Ｐmax （既知）を用いて、各サブキャリアに配分されている変調方式（ビット数）と送信電力を推定する。本実施形態における変調方式と送信電力の推定アルゴリズムは、送信側の適応変調演算器１１０と同一であり、図２のＨ(n) をＨrx(n) と読み替えればよい。この結果、各サブキャリアの変調方式番号Ｍrx(n) と送信電力Ｐrx(n) が推定される。さらに、適応変調推定器２１０は、各サブキャリアの変調方式番号Ｍrx(n) からパリティＲrx(n) を算出する。このパリティＲrx(n) は、上記の送信側と同じく変調方式番号Ｍrx(n) を２で除算した剰余とする。

ここで、ＯＦＤＭ信号送信装置１００の適応変調演算器１１０では、ＯＦＤＭ信号受信装置２００から送出されるリバースリンクのトレーニング信号から伝搬パラメータＨ(n) を推定し、各サブキャリアの変調方式番号Ｍ(n) と送信電力Ｐ(n) を算出している。一方、ＯＦＤＭ信号受信装置２００の適応変調推定器２１０では、各サブキャリアのプリアンブルを用いて伝搬パラメータＨrx(n) を推定し、各サブキャリアの変調方式番号Ｍrx(n) と送信電力Ｐrx(n) が推定している。したがって、双方向の伝搬路が同じであっても、伝搬パラメータの推定に用いる信号の違いから、各サブキャリアの変調方式番号Ｍ(n) とＭrx(n) 、送信電力Ｐ(n) とＰrx(n) にそれぞれ違い（推定誤り）が生じ、その結果としてパリティＲ(n) とＲrx(n) との間にも違いが生じる場合がある。

変調方式訂正器２１１は、適応変調推定器２１０で得られた各サブキャリアのパリティＲrx(n) と、送信側から通知された各サブキャリアのパリティＲ(n) とを比較し、両者が一致したサブキャリアの変調方式番号Ｍrx(n) は推定が正しいものとし、不一致のサブキャリアの変調方式番号Ｍrx(n) は推定に誤りがあったものとして訂正を行う。この訂正の手順について以下に説明する。

まず、適応変調推定器２１０で推定した各サブキャリアの伝搬パラメータＨrx(n) から変調方式の送信電力の閾値（隣接する変調方式の境界レベル）を推定する。図４は、推定した伝搬パラメータＨrx(n) に対して図２のアルゴリズムで推定される変調方式の関係を示す。グラフの横軸は伝搬パラメータＨrx(n) を電力に換算した相対値である。また、Nullは、ビットを割り当てないことを示す。０dB以下は全てNull、30dB以上は全て64ＱＡＭである。この例では、NullとＱＰＳＫとの閾値Ｔh(1)は９dB、ＱＰＳＫと16ＱＡＭの閾値Ｔh(2)は16dB、16ＱＡＭと64ＱＡＭの閾値Ｔh(3)は23dBである。なお、図５に示すように受信レベルが低く、16ＱＡＭと64ＱＡＭの境界レベルである閾値Ｔh(3)が推定できない場合には、閾値Ｔh(3)が存在する以前のフレームにおける閾値Ｔh(3)や、閾値Ｔh(2)からの換算値を近似値として規定する。例えば換算値は、図２のアルゴリズムで用いた64ＱＡＭに必要な受信電力Ｃ(3) と16ＱＡＭに必要な受信電力Ｃ(2) の比を閾値Ｔh(2)に乗算した値とする。

次に、パリティＲ(n),Ｒrx(n) の不一致から変調方式の推定誤りと判定したときに、推定した変調方式番号Ｍrx(n) および配分される電力Ｐrx(n) の訂正について図６を参照して説明する。まず、伝搬パラメータＨrx(n) と隣接する閾値Ｔh(Ｍrx(n))，Ｔh(Ｍrx(n) ＋１) との差の絶対値をＤ₁,Ｄ₂ を計算する（Ｓ11) 。なお、ここではパリティＲ(n),Ｒrx(n) が変調方式番号Ｍ(n) を２で除算した剰余とし、推定した変調方式番号Ｍrx(n) を−１または＋１すればパリティＲ(n),Ｒrx(n) が一致する場合を想定している。これは、パリティの出し方に依存するので、一般には変調方式番号Ｍrx(n) をΔＭrx^- 減少させてパリティＲ(n),Ｒrx(n) が一致した変調方式の閾値Ｔh(Ｍrx(n)−(ΔＭrx^-−１)) と伝搬パラメータＨrx(n) との差の絶対値をＤ₁ とし、変調方式番号Ｍrx(n) をΔＭrx⁺ 増加させてパリティＲ(n),Ｒrx(n) が一致した変調方式の閾値Ｔh(Ｍrx(n)＋ΔＭrx⁺) と伝搬パラメータＨrx(n) との差の絶対値をＤ₂ とする。

次に、Ｄ₁,Ｄ₂ の大きさを比較し（Ｓ12）、Ｄ₁ ＜Ｄ₂ の場合には推定した変調方式番号Ｍrx(n) の変化ΔＭrx(n) を−１（−ΔＭrx^- ）とし（Ｓ13）、Ｄ₁ ≧Ｄ₂ の場合には推定した変調方式番号Ｍrx(n) の変化ΔＭrx(n) を＋１（＋ΔＭrx⁺ ）とする（Ｓ14）。次に、変調方式を１段階減少または増加させる（ΔＭrx^- 段階減少またはΔＭrx⁺ 段階増加させる）ために必要な電力ΔＰrx(n) を次式に基づいて計算する（Ｓ15）。
ΔＰrx(n) ＝｛Ｃ(Ｍrx(n)＋ΔＭrx(n)) −Ｃ(Ｍrx(n))｝／Ｈ(n) …(2)
最後に、ΔＭrx(n) とΔＰrx(n) をそれぞれ変調方式番号Ｍrx(n) と配分されている電力Ｐrx(n) に反映させ（Ｓ16) 、変調方式の推定の誤りを訂正する。

図７は、変調方式の推定誤り率の例を示す。横軸の平均Ｃ／Ｎはサブキャリア全体を平均したＣ／Ｎを表す。破線は、適応変調推定器２１０の出力における誤り率であり、この段階では10^-2から10^-1程度の推定誤りを含んでいる。実線は、変調方式訂正器２１１の出力における誤り率であり、適応変調推定器２１０の出力に比べて誤り率特性が大きく改善していることがわかる。

ＦＦＴ演算器２０３の出力はパラレル−シリアル変換器２０４に入力され、推定（訂正）した変調方式番号Ｍrx(n) および送信電力Ｐrx(n) を参照し、それぞれに対応してマッピングから復元したビット数を出力端子２０６に出力する。以上により、高い伝送容量を維持しつつ、周波数、時間の利用効率の優れた信号の伝送が実現できる。

（第２の実施形態）
図８は、本発明のＯＦＤＭ通信システム（ＯＦＤＭ信号送信装置、ＯＦＤＭ信号受信装置）の第２の実施形態を示す。本実施形態の構成要素は図１に示す第１の実施形態と同一である。

本実施形態の特徴は、ＯＦＤＭ信号送信装置１００の適応変調演算器１１０の演算アルゴリズムにおけるループ回数Ｌを算出し、このループ回数ＬをパリティＲ(n) とともに送信し、ＯＦＤＭ信号受信装置２００の適応変調推定器２１０において、適応変調演算器１１０の演算アルゴリズムと同様の推定アルゴリズムでこのループ回数Ｌを利用するところにある。

図９は、適応変調演算器１１０の処理手順を示す。基本的な処理手順は、図２に示すGreedy water-filling algorithmであり、ステップＳ１でループ回数Ｌの初期化を行い、ステップＳ５でループ回数Ｌをカウントする処理が加わっているだけである。なお、この処理手順をループするごとに、いずれかのサブキャリアの変調方式番号Ｍ(n) が必ず１つアップするので、Ｍ(n) の合計をループ回数Ｌとして求めてもよい。

図１０は、適応変調推定器２１０の処理手順を示す。基本的な処理手順は、図９に示すGreedy water-filling algorithmであるが、ステップＳ５でループ回数Ｕをカウントし、ステップＳ４の各サブキャリアの送信電力Ｐ(n) の合計sum(Ｐ(n))と増幅器の最大送信電力Ｐmax を比較する処理に代えて、ステップＳ４でカウントされたループ回数Ｕが通知されたループ回数Ｌになるまで繰り返すようにしている。これにより、送信側と同じループ回数Ｌに応じた変調方式番号Ｍrx(n) と配分されている電力Ｐrx(n) を推定することができる。

（第３の実施形態）
第３の実施形態のＯＦＤＭ通信システム（ＯＦＤＭ信号送信装置、ＯＦＤＭ信号受信装置）の構成は、図１に示す第１の実施形態と同様である。

本実施形態では、複数のサブキャリアをグループ化し、グループ番号ｋ（ｋは１〜Ｋの整数）内の複数のサブキャリアに同じ変調方式番号Ｍ(k) および送信電力Ｐ(k) を割り当てるものとする。本実施形態の特徴は、ＯＦＤＭ信号送信装置１００が各グループの変調方式番号Ｍ(k) に代えてＭ(k) よりもビット数の少ないパリティＲ(k) を送信し、ＯＦＤＭ信号受信装置２００は新たに設置した適応変調推定器２１０を用いて各グループの変調方式番号Ｍrx(k) とそのパリティＲrx(k) を推定し、変調方式訂正器２１１が推定したパリティＲrx(k) とＯＦＤＭ信号送信装置１００から通知されたパリティＲ(k) とを比較し、その比較結果が不一致の場合に推定した各グループの変調方式番号Ｍrx(k) および電力Ｐrx(k) を訂正し、パラレル−シリアル変換器２０４に与えるところにある。

図１１は、サブキャリアのグループ化の例を示す。ここでは、10サブキャリアを１グループとし、130 のサブキャリアに対して13のグループが形成される。図１２は、グループ番号ｋとサブキャリア番号ｎの関係を示す。

適応変調演算器１１０および適応演算推定器２１０の動作は、図２のサブキャリア番号ｎをグループ番号ｋに読み替えることにより、第１の実施形態と同一になる。図１１，図１２のグループ化を行った場合、あるグループ番号ｋの伝搬パラメータＨ(k) ，Ｈrx(k) は、10本のサブキャリアの代表値を用いることになる。この伝搬パラメータＨ(k) ，Ｈrx(k) の代表値の決定には、グループ内の特定位置のサブキャリアの伝搬パラメータ（例えば、グループ内で一番若番、グループ番号ｋ＝１ではＨ(n＝1)）を用いる。あるいは、グループ内の各伝搬パラメータ（例えばグループ番号ｋ＝１ではＨ(n＝1)，Ｈ(n＝２) ，…，Ｈ(n＝10) ）の平均値を用いる。あるいは、グループ内の各伝搬パラメータ（例えばグループ番号ｋ＝１ではＨ(n＝1)，Ｈ(n＝２) ，…，Ｈ(n＝10) ）の最悪値を用いる。

このようにグループ番号ｋ内で代表値の伝搬パラメータＨ(k) ，Ｈrx(k) を用いて、変調方式番号Ｍ(k) ，Ｍrx(k) および電力Ｐ(k) ，Ｐrx(k) が演算・推定される。変調方式訂正器２１１は、適応変調推定器２１０で得られた各グループのパリティＲrx(k) と、送信側から通知された各グループのパリティＲ(k) とを比較し、両者が一致したサブキャリアの変調方式番号Ｍrx(k) は推定が正しいものとし、不一致のサブキャリアの変調方式番号Ｍrx(k) は推定に誤りがあったものとして、第１の実施形態と同様にグループごとに変調方式番号Ｍrx(k) および電力Ｐrx(k) の訂正を行う。

本発明のＯＦＤＭ通信システムの第１の実施形態を示す図。 適応変調演算器１１０（適応変調推定器２１０）の処理手順を示すフローチャート。 伝送信号のフレーム構成を示す図。 伝搬パラメータの電力レベルと変調方式の関係を示す図。 受信レベルが低い場合の伝搬パラメータの電力レベルと変調方式の関係を示す図。 変調方式訂正器２１１の処理手順を示すフローチャート。 変調方式の推定誤り率を示す図。 本発明のＯＦＤＭ通信システムの第２の実施形態を示す図。 第２の実施形態における適応変調演算器１１０の処理手順を示すフローチャート。 第２の実施形態における適応変調推定器２１０の処理手順を示すフローチャート。 サブキャリアのグループ化の例を示す図。 サブキャリア番号ｎとグループ番号ｋの関係を示す図。 ＯＦＤＭ通信システムの基本構成を示す図。 マルチパス環境における受信信号の例を示す図。 サブキャリア変調の例（ＱＰＳＫ）を示す図。 周波数選択性フェージングの例を示す図。 従来のＯＦＤＭ通信システムの構成例を示す図。

符号の説明

１００ ＯＦＤＭ信号送信装置
１０１ 入力端子
１０２ シリアル−パラレル変換器
１０３ ＩＦＦＴ演算器
１０４ ＧＩ付加器
１０５ 増幅器
１０６ 送信アンテナ
１１０ 適応変調演算器
２００ ＯＦＤＭ信号受信装置
２０１ 受信アンテナ
２０２ ＧＩ除去器
２０３ ＦＦＴ演算器
２０４ パラレル−シリアル変換器
２０５ 出力端子
２１０ 適応変調推定器
２１１ 変調方式訂正器

Claims (8)

1. 時系列の送信データを入力し、既知の伝搬パラメータと最大送信電力に応じて各サブキャリアの変調方式と送信電力を決定するアルゴリズムで動作する適応変調演算器と、
   前記時系列の送信データを入力し、前記適応変調演算器で決定した各サブキャリアの変調方式と送信電力に基づき、ＯＦＤＭ信号を構成する各サブキャリアの信号点を出力するシリアル−パラレル変換器と、
   前記シリアル−パラレル変換器の出力に対して逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ変換）を行うＩＦＦＴ演算器と、
   前記ＩＦＦＴ演算器の出力を無線信号として送信する送信手段とを備えたＯＦＤＭ信号送信装置と、
   前記無線信号を受信する受信手段と、
   前記受信手段の受信信号をフーリエ変換（ＦＦＴ変換）して復調するＦＦＴ演算器と、
   前記ＦＦＴ演算器の出力を入力し、各サブキャリアの変調方式と送信電力に基づいて時系列信号に変換し、前記送信データを復元するパラレル−シリアル変換器とを備えたＯＦＤＭ信号受信装置と
   を有する構成であるＯＦＤＭ通信システムにおいて、
   前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、前記適応変調演算器で得られる各サブキャリアの前記変調方式の情報に対するパリティを算出し、各サブキャリアのパリティを前記無線信号に含めて送信する構成であり、
   前記ＯＦＤＭ信号受信装置は、
   前記ＦＦＴ演算器の出力を入力し、前記適応変調演算器と同じ入力条件に対して推定結果が同じになるアルゴリズムで、前記受信信号のプリアンブルから推定される伝搬パラメータと前記既知の最大送信電力に応じて各サブキャリアの変調方式と送信電力を推定し、この推定した各サブキャリアの変調方式の情報に対するパリティを算出する適応変調推定器と、
   前記適応変調推定器で算出された各サブキャリアのパリティと、前記ＯＦＤＭ信号送信装置から送信され前記ＦＦＴ演算器の出力から抽出される各サブキャリアのパリティとを比較し、両者が一致したサブキャリアの変調方式と送信電力は推定が正しいものとし、不一致のサブキャリアの変調方式と送信電力は推定に誤りがあったものとして訂正し、それぞれ前記パラレル−シリアル変換器に与える変調方式訂正器とを備えた構成である
   ことを特徴とするＯＦＤＭ通信システム。
2. 請求項１に記載のＯＦＤＭ通信システムにおいて、
   前記ＯＦＤＭ信号受信装置の変調方式訂正器は、前記パリティが不一致のサブキャリアについて、前記２つのパリティが一致するように前記適応変調推定器で推定した変調方式を訂正し、訂正した変調方式に応じて送信電力の訂正を行う構成である
   ことを特徴とするＯＦＤＭ通信システム。
3. 請求項１に記載のＯＦＤＭ通信システムにおいて、
   前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、前記適応変調演算器のアルゴリズムに基づいて繰り返し計算するループ回数を前記無線信号に含めて送信する構成であり、
   前記ＯＦＤＭ信号受信装置は、前記適応変調推定器のアルゴリズムに基づく繰り返し計算のループ回数を、前記ＯＦＤＭ信号送信装置から送信されたループ回数を用いて設定する構成である
   ことを特徴とするＯＦＤＭ通信システム。
4. 請求項１に記載のＯＦＤＭ通信システムにおいて、
   前記ＯＦＤＭ信号送信装置および前記ＯＦＤＭ信号受信装置は、複数のサブキャリアをグループ化し、各グループを構成する複数のサブキャリアの伝搬パラメータの代表値を用いてグループ単位で変調方式および送信電力を割り当てるものとし、
   前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、各サブキャリアのパリティに代えて各グループのパリティを算出し、前記無線信号に含めて送信する構成であり、
   前記ＯＦＤＭ信号受信装置は、前記各グループのパリティを算出し、前記ＯＦＤＭ信号送信装置から通知された前記各グループのパリティと照合する構成である
   ことを特徴とするＯＦＤＭ通信システム。
5. 請求項４に記載のＯＦＤＭ通信システムにおいて、
   前記各グループを構成する複数のサブキャリアの伝搬パラメータの代表値は、グループ内の特定位置のサブキャリアの伝搬パラメータを用いる構成、またはグループ内の各サブキャリアの伝搬パラメータの平均値を用いる構成、またはグループ内の各サブキャリアの伝搬パラメータの最悪値を用いる構成である
   ことを特徴とするＯＦＤＭ通信システム。
6. 時系列の送信データを入力し、既知の伝搬パラメータと最大送信電力に応じて各サブキャリアの変調方式と送信電力を決定するアルゴリズムで動作する適応変調演算器と、
   前記時系列の送信データを入力し、前記適応変調演算器で決定した各サブキャリアの変調方式と送信電力に基づき、ＯＦＤＭ信号を構成する各サブキャリアの信号点を出力するシリアル−パラレル変換器と、
   前記シリアル−パラレル変換器の出力に対して逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ変換）を行うＩＦＦＴ演算器と、
   前記ＩＦＦＴ演算器の出力を無線信号として送信する送信手段と
   を備えたＯＦＤＭ信号送信装置において、
   前記適応変調演算器で得られる各サブキャリアの前記変調方式の情報に対するパリティを算出し、各サブキャリアのパリティを前記無線信号に含めて送信する構成である
   ことを特徴とするＯＦＤＭ信号送信装置。
7. 請求項６に記載のＯＦＤＭ信号送信装置から送信された無線信号を受信する受信手段と、
   前記受信手段の受信信号をフーリエ変換（ＦＦＴ変換）して復調するＦＦＴ演算器と、
   前記ＦＦＴ演算器の出力を入力し、各サブキャリアの変調方式と送信電力に基づいて時系列信号に変換し、前記送信データを復元するパラレル−シリアル変換器と
   を備えたＯＦＤＭ信号受信装置において、
   前記ＦＦＴ演算器の出力を入力し、前記適応変調演算器と同じアルゴリズムで、前記受信信号のプリアンブルから推定される伝搬パラメータと前記既知の最大送信電力に応じて各サブキャリアの変調方式と送信電力を推定し、この推定した各サブキャリアの変調方式の情報に対するパリティを算出する適応変調推定器と、
   前記適応変調推定器で算出された各サブキャリアのパリティと、前記ＯＦＤＭ信号送信装置から送信され前記ＦＦＴ演算器の出力から抽出される各サブキャリアのパリティとを比較し、両者が一致したサブキャリアの変調方式と送信電力は推定が正しいものとし、不一致のサブキャリアの変調方式と送信電力は推定に誤りがあったものとして訂正し、それぞれ前記パラレル−シリアル変換器に与える変調方式訂正器と
   を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
8. 請求項７に記載のＯＦＤＭ信号受信装置において、
   前記変調方式訂正器は、前記２つのパリティが不一致のサブキャリアについて、前記２つのパリティが一致するように前記適応変調推定器で推定した変調方式を訂正し、訂正した変調方式に応じて送信電力の訂正を行う構成である
   ことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。

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