WO2004075393A1

WO2004075393A1 - 負荷変動補正回路

Info

Publication number: WO2004075393A1
Application number: PCT/JP2003/001829
Authority: WO
Inventors: Tsuyoshi Moribe; Kouju Aoki
Original assignee: Fujitsu Limited
Priority date: 2003-02-19
Filing date: 2003-02-19
Publication date: 2004-09-02
Also published as: AU2003211544A1

Abstract

　電圧制御発振器の発振信号の周波数を広帯域に変化させて、負荷回路を断続動作させても、電圧制御発振器の発振信号を安定して出力させる。負荷回路（２）は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）（１）の発振信号が入力され、断続動作する。インピーダンス補正回路（３）のスイッチ（３ｂ）は、ＶＣＯ（１）から負荷回路（２）を見たインピーダンスが一定となるように、負荷回路（２）の断続動作に応じて、動作時における入力インピーダンスと動作断時における入力インピーダンスとの差分を有するインピーダンス（３ａ）を負荷回路（２）の入力段に付加するよう開閉する。

Description

明細書負荷変動補正回路技術分野

本発明は負荷変動補正回路に関し、特に携帯電話の送信系負荷回路の入カインピ一ダンスの変動を抑制する負荷変動補正回路に関する。背景技術

携帯電話などの通信装置には、 VCO (電圧制御発振器）を搭載したものがある（例えば、特許文献 1参照）。 VCOは、出力に接続される回路の負荷変動によって、出力する発振信号の周波数が変動しやすく、通信装置における変調精度、受信感度の劣化等を招いてしまう。そのため、 V c oに接続される回路の負荷を安定させる必要がある。

図 14は、 VCOとその出力に接続された回路とを示した携帯電話の一部プロック構成図である。図に示す携帯電話は、 PDC (Personal Digital Cellular) 方式で動作し VCO 101, 分配器 102 Rx (受信）系回路 103、 Tx (送信) 系回路 104を有している。

VCO101は、電圧によって出力する発振信号の周波数を変更する。分配器 102は、 VCO 101が出力する発振信号を Rx系回路 103、 Tx系回路 1 04に分配出力する。 Rx系回路 103は、受信した無線信号を処理する回路群である。 Rx系回路 103は、分配器 102から出力される発振信号に基づいて、無線信号の受信処理を行う。 Tx系回路 104は、信号を無線送信するための処理をする回路群である。 Tx系回路 104は、分配器 102から出力される発振信号に基づいて、信号の無線送信のための処理を行う。

PDC方式の携帯電話では、 Rx系回路 103が動作しているとき、 Tx系回路 104が断続動作するパケットモードがある。図 15は、 Rx系回路と Tx系回路の動作タイミングを示した図である。図に示す波形 W1は、 Rx系回路 10 3の動作タイミングを示し、波形 W2は、 Tx系回路 104の動作タイミングを示す。図に示すように、 PDC方式のパケットモードでは、 Rx系回路 103が動作（on) しているときに、 Tx系回路 104は、断続動作する（onZo f f を繰り返している）。

Tx系回路 104の入力インピーダンスは、その断続動作によって変動する。このため、 VCO 101の出力から見た負荷が変動し、 VCO101が出力する発振信号は変動してしまう。

VCOl 01が出力する発振信号の変動対策として以下の方法がある。 1. V COl 01の負荷に対する駆動電力を大きくするなどして負荷変動に対して強くする。 2. 分配器 102と Tx系回路 104の間にバッファ回路を揷入し、 VC 0101の出力から見た負荷変動を見えないようにする。 3. 分配器 102と T X系回路 104の間に AT T (アツテネ一夕) を揷入してアイソレーションをとり、 VCO 101から見た負荷を大きくすることで、 Tx系回路 104の負荷変動幅を小さくする。

しかし、 1. の方法では、 VCO 101の電源電流増加の必要があるため、低消費電力が求められる携帯電話には適用が困難である。 2. の方法では、バッファ回路を用いることにより、消費電力、小型化、コスト面で適用が困難である。

3. の方法では-, ATTにより VCO 101の出力がパヮ一ダウンするので、 T X系回路 104内の AM P回路、 M I X回路などのゲインァップが必要となる。ゲインアップをすると、スプリアス、ノイズ成分も同時に上がるため、 Tx系回路 104の性能劣化につながる。

そこで、分配器 102と Tx系回路 104の間にスィツチを挿入し、 Tx系回路 104と、 Tx系回路 104の動作時におけるインピーダンスの抵抗成分と同じ抵抗値を持つ抵抗との接続を切替えて、負荷を一定とする方法がある。

図 16は、 VCOから見た負荷が一定となるよう構成した携帯電話の一部プロック構成図である。図 14のブロック構成図に対し図 16では、分配器 102と Tx系回路 104の間にスィッチ SW101が挿入されている。 Tx系回路 10 4のオン時の負荷と同じ抵抗値を有する、一端がグランドに接続された抵抗 R 1 01を有している。スィッチ SW101は、 VCO101から見て、負荷が一定となるように、 Tx系回路 104の断続動作に応じて開閉される。 Tx系回路 1 04が動作しているときは、分配器 102と Tx系回路 104が接続されるようスィッチ SW101は閉じ、 Τχ系回路 104が動作していないときは、分配器 102と抵抗 R 101が接続されるようスィッチ SW101は閉じる。よって、 VCO 101の出力から見たインピーダンスが、常に Τχ系回路 104の動作時のインピーダンスとなる。

ところで、 Τχ系回路 104の入力インピ一ダンスは、一般に周波数特性をもつ。そのため、図 16の回路においても、 VCOl 01の発振信号の周波数を変更した場合では、スィッチ SW101を開閉しても VCO 101から Τχ系回路 104を見たインピーダンスが変動してしまう。

図 17は、図 16の Τχ系回路の周波数と入力インピーダンスの関係を示す図である。図に示すように、図 16の Τχ系回路 104の入力インピーダンス Ζは、周波数が増加するにつれて減少する。抵抗 R 101の抵抗値は、周波数に関係なく一定である。 V C 0101の周波数が周波数 f (a) のとき、 Tx系回路 10 4の入力インピーダンス Ζと抵抗 R 101の抵抗値 Rは等しいとする。

周波数 (a) においては、スィッチ SW101が切替えられても、 VCO 1 01から Tx系回路 104を見たインピーダンスは、常に一定である。周波数 (a) より低い周波数を使用する場合、 Tx系回路 104の入力インピーダンス Zは大きくなり、抵抗 R 101の抵抗値と差が生じ、スィッチ SW101の切替えによって VCOl 01から見たインピーダンスは変動することになる。周波数 f (a) より高い周波数を使用する場合、 Tx系回路 104の入力インピーダンス Zは小さくなり、抵抗 R 101の抵抗値と差が生じ、スィッチ SW101の切替えによって VC 0101から見たインピーダンスは変動することになる。

特に、周波数 f (a) を中心に広帯域に周波数を変化させて使用する場合、例えば、 800 ？12帯と1. 5 GHz帯のデュアルバンドで使用できる携帯電話では、 VCO 101から Tx系回路 104を見たインピーダンスは大きく変動すととなる。

特許文献 1

特開平 9— 64601号公報（段落番号【0106】【0128】第 39図〜第 51図）このように、断続動作する T x系回路において、入力される発振信号の周波数が広帯域に変化すると入力インピーダンスは変動し、 V C Oが出力する発振信号の周波数は、 T X系回路の負荷変動の影響を受けて変動してしまうという問題点があった。発明の開示

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、広帯域に発振信号の周波数を変化させ、断続動作をさせても電圧制御発振器の発振信号を安定して出力させることがきる負荷変動補正回路を提供することを目的とする。

本発明では上記課題を解決するために、図 1に示すような、負荷のインピ一ダンス変動を抑制する負荷変動補正回路において、電圧制御発振器（V C O) 1の発振信号が入力され、断続動作する負荷回路 2と、負荷回路 2の動作時の入カインピーダンスと非動作時の入力インピーダンスとの差分を補正するインピーダンス 3 aを、断続動作に応じて、負荷回路 2の入力段に付加するインピーダンス補正回路 3と、を有することを特徴とする負荷変動補正回路が提供される。

このような負荷変動補正回路によれば、負荷回路 2の動作時の入カインビーダンスと非動作時の入力インピ一ダンスとの差分を持つインピーダンス 3 aを負荷回路 2の断続動作に応じて、入力段に付加するので、広帯域に V C O lの発振信号の周波数を変化させて、負荷回路 2を断続動作させても、 V C O lから負荷回路 2を見たインピーダンスは一定となる。

本発明の上記および他の目的、特徴および利点は本発明の例として好ましい実施の形態を表す添付の図面と関連した以下の説明により明らかになるであろう。図面の簡単な説明

図 1は、本発明の負荷変動補正回路の原理を説明する原理図である。

図 2は、負荷回路の動作時及び非動作時の入力インピーダンスの周波数特性を示した図である。

図 3は、第 1の実施の形態の負荷変動補正回路を適用した携帯電話の一部回路図である。

図 4は、第 2の実施の形態の負荷変動補正回路を適用した携帯電話の一部回路図である。

図 5は、第 3の実施の形態の負荷変動補正回路を適用した携帯電話の一部回路図である。

図 6は、可変抵抗の具体的な回路図である。

図 7は、可変抵抗を具体的に示した他の回路図である。.

図 8は、第 4の実施の形態の負荷変動補正回路を適用した携帯電話の一部回路図である。

図 9は、第 5の実施の形態の負荷変動補正回路を適用した携帯電話の一部回路図である。

図 1 0は、第 6の実施の形態の負荷変動補正回路を適用した携帯電話の一部回路図である。

図 1 1は、第 7の実施の形態の負荷変動補正回路を適用した携帯電話の一部回路図である。

図 1 2は、第 8の実施の形態の負荷変動補正回路を適用した携帯電話の一部回路図である。

図 1 3は、第 9の実施の形態の負荷変動補正回路を適用した携帯電話の一部回路図である。

図 1 4は、 V C Oとその出力に接続された回路とを示した携帯電話の一部プロック構成図である。

図 1 5は、 R x系回路と T x系回路の動作タイミングを示した図である。図 1 6は、 V C Oから見た負荷が一定となるよう構成した携帯電話の一部プロック構成図である。

図 1 7は、図 1 6の Τ χ系回路の周波数と入力インピーダンスの関係を示す図である。発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。図 1は、本発明の負荷変動補正回路の原理を説明する原理図である。図に示すように、負荷変動補正回路は、 VC01、負荷回路 2、インピーダンス補正回路 3を有している。

VCO 1は、供給される電圧によって出力する発振信号の周波数を変化させる。 VC01は、インピーダンス補正回路 3を介して発振信号を負荷回路 2に出力している。

負荷回路 2は、断続動作する回路である。負荷回路 2の入力インピーダンスは、動作しているときと動作していないときの入力インピーダンスが異なる。ここでは、動作しているときの入力インピーダンスが、動作していないときの入力インピーダンスより大きいとする。

また、負荷回路 2は、 VCO 1の周波数の変化とともに入力インピーダンスが変化する。図 2は、負荷回路の動作時及び非動作時の入力インピーダンスの周波数特性を示した図である。図に示す破線は、負荷回路 2が動作しているときの周波数に対する入力インピーダンス（Zon) を示し、実線は、負荷回路 2が動作していないときの周波数に対する入力インピーダンス (Z 0 f f ) を示している。図に示すように、負荷回路 2の動作時、非動作時の入力インピーダンスは、周波数の増加とともに、低下していく。また、全周波数において、非動作時の入カインピ一ダンスより、動作時の入カインピ一ダンスの方が大きい。

また、負荷回路 2の動作時の入力インピーダンスと非動作時の入力インピーダンスのインピーダンス差は、周波数特性が小さい。例えば、図に示す周波数 f

(a) のときの動作時の入力インピーダンスと非動作時の入力インピーダンスのインピーダンス差 ΔΖ aと、周波数 (b) のときの動作時の入力インピーダンスと非動作時の入力インピーダンスのィンピ一ダンス差 Δ Z bには、 ΔΖ a = A Z bの関係がある。

なお、図 2において、 Z (a) onは、周波数 f (a) における Tx系回路の動作時の入力インピーダンスを示し、 Z (a) o f fは、周波数 f (a) における Tx系回路の非動作時の入力インピーダンスを示す。よって、 AZ a = Z (a) on— Z (a) o f f となる。また、 Z (b) onは、周波数 (b) における Tx系回路の動作時の入力インピーダンスを示し、 Z (b) o f fは、周波数 f ( b ) における T x系回路の非動作時の入力インピーダンスを示す。よつて、 A Z b = Z ( b ) o n— Z ( b ) o f ίとなる。

インピーダンス補正回路 3は、インピーダンス 3 a、スィッチ 3 bを有している。インピーダンス 3 aは、 V C〇 1と負荷回路 2の間に挿入されている。インピ一ダンス 3 aは、動作しているときの入力インピーダンスと、動作していないときの入力インピーダンスとの差分のインピーダンスを有している。

スィッチ 3 bは、インピーダンス 3 aの両端に接続されている。スィッチ 3 b は、負荷回路 2の断続動作に応じて開閉し、 V C O 1から出力される発振信号を、インピーダンス 3 aを介して負荷回路 2に出力し、また短絡して負荷回路 2に出力する。ここでは、動作しているときの入力インピーダンスが、動作していないときの入力インピーダンスより大きいので、スィッチ 3 bは、動作しているときに閉じる。よって、 V C O lから負荷回路 2を見たインピ一ダンスは、常に、負荷回路 2が動作しているときのインピーダンスとなる。

すなわち、ィンピーダンス補正回路 3は、図 2の Z o f fが Z 0 nに重なるよう負荷回路 2の非動作時にインピーダンス 3 aを負荷回路 2の入力段に付加する。以下、原理図の動作について説明する。

負荷回路 2が動作しているとする。この場合、スィッチ 3 bは-, 閉じる。従つて、 V C O 1から負荷回路 2を見たィンピーダンスは、負荷回路 2の動作時の入力インピーダンスとなる。

負荷回路 2が動作していないとする。この場合、スィッチ 3 bは、開く。従つて、 V C O lから負荷回路 2を見たインピーダンスは、負荷回路 2の非動作時の入力インピーダンスと、インピーダンス 3 aの加算されたインピーダンスとなる。インピーダンス 3 aは、動作しているときの入力インピーダンスと、動作していないときの入力インピーダンスとの差分のインピーダンスを有しているので、 V C O 1から負荷回路 2を見たインピーダンスは、負荷回路 2が動作しているときの入力インピーダンスと同じになる。

ここで、 V C O lの発振信号の周波数が変化させられたとする。図 2で説明したように、負荷回路 2の動作時の入カインピーダンスと非動作時の入カインピーダンスのインピーダンス差は、周波数特性が小さい。そして、非動作時の負荷回路 2の入力インピーダンスに、動作時と非動作時の入力インピーダンスの差分を加算するので、発振信号の変化させられた周波数において、スィッチ 3 bを開閉しても、 VC01から負荷回路 2を見たインピーダンスは、常に負荷回路 2が動作しているときの入力インピーダンスとなる。

このように、負荷回路 2の動作時の入力インピーダンスと非動作時の入力インピ一ダンスとの差分を持つインピーダンス 3 aを、負荷回路 2の断続動作に応じて、入力段に付加するようにした。これにより、 VC〇1の発振信号の周波数を広帯域に変化させて、負荷回路 2の断続動作をしても、 VCOlから負荷回路を見たィンピ一ダンスは一定となり、電圧制御発振器の発振信号を安定して出力させることがきる。

次に、本発明の第 1の実施の形態について説明する。図 3は、第 1の実施の形態の負荷変動補正回路を適用した携帯電話の一部回路図である。図に示す携帯電話は、 P DC方式で動作し、また、 800MHz, 1. 5 GHzのデュアルバンドで動作する。携帯電話は、 VCOl 1、分配器 12、 Rx系回路 13、アナ口グスィッチ 14、 Tx系回路 15、コンデンサ C 1， C2、及び抵抗 R 3を有している。

VCOl 1は、電圧制御発振器であり電圧によって出力する発振信号の周波数を変化する。例えば、携帯電話が 800 MHz帯で動作するとき、 CO 11 は、 800 MH zの発振信号を出力する。携帯電話が 1. 5 GHz帯で動作するとさ、 V C〇 11は、 1. 5 GHzの発振信号を出力する。 VCOl lは、発振信号を分配器 12に出力する。

分配器 12は、抵抗 R 1、抵抗 R 2から構成されている。抵抗 R 1は、 VCO 11の出力とコンデンサ C 1とに接続されている。抵抗 R 2は、 VCO 1 1の出力とコンデンサ C 2とに接続されている。すなわち、分配器 12は、 VCOl l から出力された発振信号を、コンデンサ C 1を介して Rx系回路 13に、及びコンデンサ C 1、アナログスィッチ 14を介して Tx系回路 15に分配出力する。

Rx系回路 13は、受信した無線信号を処理する回路群である。 Rx系回路 1 3は、分配器 12を介して VCOl 1の発振信号が入力され、この発振信号に基づいて、無線信号の受信処理を行う。 Rx系回路 13には、 Rxバースト信号 P SRxが入力され、 Rxバ一スト信号 PS Rxに基づいて断続動作（オン 'ォフ）をする。ここでは、 Rxバースト信号 P SRxが H状態のとき、 Rx系回路 13はオンし、 L状態のときオフする。

Tx系回路 15は、信号を無線送信するための処理をする回路群である。 Tx 系回路 15は、分配器 12を介して VC011の発振信号が入力され、この発振信号に基づいて、信号の無線送信の処理を行う。 Tx系回路 15には、 Τχバースト信号 P S Τ Xが入力され、 Τ Xバースト信号 P S Τ Xに基づいて断続動作をする。 PDC方式のパケットモードでは、図 15で説明したように、 Rx系回路 13の動作がオンしているときに、 Tx系回路 15は断続動作する。ここでは、 T Xバースト信号 P S T Xが H状態のときオンし、 L状態のときオフする。なお、図 3では、 Tx系回路 15の入力段の一部が示してある。 Tx系回路 1 5は、トランジスタ Q l、抵抗 R4〜R6、電圧源 E 1を有している。抵抗 R4 の一端は、トランジスタ Q 1のベースに接続され、他端は、バイアス電圧を供給する電圧源 E 1に接続されている。トランジスタ Q 1のコレクタには、抵抗 R 6 が接続され、ェミッタには、抵抗 R 5が接続されている。

Tx系回路 15の入力インピーダンスは、断続動作によって変動する。ここでは、 Tx系回路 15がオンしているときの入力インピ一ダンスを Z o n、オフしているときの入力インピーダンスを Z o f f とし Z on>Z o f f の関係があるとする。また、 Tx系回路 15の入力インピーダンスは、周波数特性を有し、入力される VC011の発振信号の周波数が高いほど入力インピーダンスは小さくなり、周波数が低いほど入力インピーダンスは大きくなる。また、 Tx系回路 15の動作時の入力インピーダンスと非動作時の入力インピーダンスのインピーダンス差は、周波数特性が小さい。

アナログスィッチ 14は、スィッチ SW1, SW2から構成されている。スィツチ SW1、スィッチ SW2は、同じ構成を有し、同じオン抵抗を有している。アナログスィッチ 14のスィッチ SW1, SW2は、コンデンサ C2と Tx系回路 15の間に並列となるよう接続され、 VC〇11の発振信号が入力される。スィッチ SW1, SW2は、 Txバ一スト信号 P STxに応じてオン 'オフ (開閉）動作をする。スィッチ SW1， SW2には、インバ一タ回路 Z 1によつて、互いに反転された Txバースト信号 PS Txが入力されるので、スィッチ S W1がオンしているときは、スィッチ SW2はオフし、スィッチ SW1がオフしているときは、スィッチ SW2はオンする。ここでは、丁パ一スト信号？丁 Xが Η状態のとき、スィッチ SW1がオフし、スィッチ SW2がオンするとする。 Τχバースト信号 P STxが L状態のとき、スィッチ SW1がオンし、スィッチ SW2がオフするとする。

スィッチ SW1から出力される VCO 11の発振信号は、抵抗 R 3を介して T X系回路 15に出力される。スィッチ SW2から出力される VCO 1 1の発振信号は、そのまま Tx系回路 15に出力される。すなわち、アナログスィッチ 14 は、 Txバースト信号 P STxに応じて、 VCO 1 1から出力される発振信号を、抵抗 R 3を介して、又はそのまま Tx系回路 15に出力する。

抵抗 R 3は、一端をアナログスィッチ 14のスィッチ SW1に接続され、他端を Tx系回路 15の入力段に接続されている。抵抗 R3は、 Tx系回路 15の動作時の入カインピ一ダンスと非動作時の入カインピ一ダンスとの差分のインピーダンスの抵抗成分と同じ抵抗値を有している。従って、抵抗 R3の抵抗値 Rcは、次の式 (1) で示される。

Rc = Z on-Z o f f…… (1)

以下、図 3の回路図の動作について説明する。まず、 Tx系回路 15が動作している場合、すなわち、 Rxバースト信号 P SRx、 Txバースト信号 P STx が H状態の場合について説明する。

VCOl 1から出力される発振信号は、分配器 12によって、 Rx系回路 13、アナログスィッチ 14に分配出力される。 Rx系回路 13は、 VCO 11から出力された発振信号に基づいて、受信した無線信号を処理する。

アナログスィッチ 14は、 H状態の Txバースト信号 PSTxが入力されているのでスィッチ SW2がオンし、分配器 12から出力される VCO 11の発振信号を、抵抗 R 3を介さずそのまま Tx系回路 15に出力する。

ここで、コンデンサ C 2から Tx系回路 15を見たインピーダンス Z i n 1を求める。なお、スィッチ SW1, SW2のオン抵抗を R s wとする。また、 Tx 系回路 15は動作しているので、上述よりその入力インピ一ダンスは Z o nである。インピ一ダンス Z i n 1は、次の式（2) で示される。

Z i n 1 =R s w+Z on (2)

次に、 Tx系回路 15が動作していない場合、すなわち、 Rxバースト信号 P

S Rxが H状態、 Txバースト信号 P S Txが L状態の場合について説明する。

VC〇11から出力される発振信号は、分配器 12によって、 Rx系回路 13、アナログスィッチ 14に出力される。 Rx系回路 13は、 VC011から出力された発振信号に基づいて、受信した無線信号を処理する。

アナログスィッチ 14は、 L状態の Txバースト信号 P STxが入力されているのでスィッチ SW1がオンし、分配器 12から出力される VCOl 1の発振信号を、抵抗 R 3に出力する。すなわち、 VCOl 1から出力された発振信号は、抵抗 R3を介して Tx系回路 15に出力される。

ここで、コンデンサ C 2から Tx系回路 15を見たインピーダンス Z i 112を求める。 Tx系回路 15は動作していないので、その入力インピーダンスは Z o f fであり、 VCOl 1の発振信号は、抵抗 R3を介して Tx系回路 15に入力される。よって、インピ一ダンス Z i n 2は、次の式 (3) で示される。

Z i n 2=R s w+R c +Z o f f ······ (3)

ここで式（3) の Rcに式（1) を代入すると、インピーダンス Z i n2 は次の式 (4) で示される。

Z i n 1 =R s w+Z on (4)

式 (2) , (4) より、コンデンサ C 2から Tx系回路 15を見たインピーダンスは、 Tx系回路 15の断続動作にかかわらず、常に一定（Rsw+Zo f f ) となる。さらに、分配器 12の抵抗 R 2、コンデンサ C 2のインピーダンスは、一定であることから、 VCOl 1から Tx系回路 15を見た入力インピーダンスは、常に一定となる。

このように、 Tx系回路 15の動作時の入力インピーダンスと非動作時の入力インピーダンスとの差分のインピーダンスの抵抗成分と同じ抵抗値を持つ抵抗 R

3を、 Tx系回路 15の断続動作に応じて、入力段に付加するようにした。これにより、 VCO 11の発振信号の周波数を、例えば、デュアルモードの 800M

HE zカゝら 1. 5 GHzの広帯域で変化させて、アナログスィッチ 14を切替えても、 VCOl 1から Tx系回路 15を見たインピーダンスは一定となり、 VCO 1 1の発振信号を安定して出力させることがきる。

なお、上記説明では、 Tx系回路 15の動作時の入力インピーダンスと非動作時のインピーダンスの関係を、 Zon>Z o f f として説明したが、回路によつては、 Z on<Z o f f の関係を有する場合もある。この場合、 Tx系回路 15 が非動作時において、 VC011の発振信号を、抵抗 R3を介して Tx系回路 1 5に出力するようにすればよい。

次に、本発明の第 2の実施の形態について説明する。図 4は、第 2の実施の形態の負荷変動補正回路を適用した携帯電話の一部回路図である。第 2の実施の形態では、図 3のアナログスィッチ 14の替わりに、アナログスィッチ 16を具備し、抵抗 R3が除かれている。第 2の実施の形態では、アナログスィッチ 16を構成するスィツチのオン抵抗を利用して、 Tx系回路 15の入力インピ一ダンスが VCOl 1から見て一定となるようにしている。図 4において、図 3と同じものには同じ符号を付し、その説明は省略する。

アナログスィッチ 16は、スィッチ SW3, SW4から構成されている。アナログスィッチ 16のスィッチ SW3, SW4は、コンデンサ C 2と Tx系回路 1 5の間に並列となるよう接続され、 VCO 11の発振信号が入力される。

スィッチ SW3, SW4は、 T Xバースト信号 P S T Xに応じてオン ·オフ (開閉）動作をする。スィッチ SW3, SW4には、インバ一夕回路 Z 1によつて、互いに反転された Txバ一スト信号 P STxが入力されるので、スィッチ S W3がオンしているときは、スィッチ SW4はオフし、スィツチ SW 3がオフしているときは、スィッチ SW4はオンする。ここでは、 Txバースト信号 P ST Xが H状態のとき、スィツチ SW 3がオフし、スィツチ SW4がオンするとする。 Txバースト信号 P STxが L状態のとき、スィッチ SW3がオンし、スィッチ SW4がオフするとする。

スィッチ SW3， SW4は異なるオン抵抗を有し、スィッチ SW3は、オン抵抗 Rswl、スィッチ SW4は、オン抵抗 Rsw2を有する。スィッチ SW3のオン抵抗 Rswlは、スィッチ SW4のオン抵抗 R s w2より、 Tx系回路 15 の動作時の入力インピーダンスと非動作時の入力インピーダンスとの差分のインピーダンスの抵抗成分だけ大きい。すなわち、スィッチ SW3のオン抵抗 R s w 1とスィッチ SW4のオン抵抗 R sw2の差分は、 Tx系回路 1 5の動作時の入力インピーダンスと非動作時の入力インピーダンスとの差分のインピーダンスの抵抗成分と同じである。なお、スィッチ SW3のオン抵抗 Rswlとスィッチ S W4のオン抵抗 R s w2の差分は、図 3の抵抗 R 3の抵抗値と対応している。以下、図 3の回路図の動作について説明する。 H状態の Txバースト信号 PS Txが Tx系回路 15、アナログスィッチ 16に入力されているとする。 Tx系回路 1 5は、 H状態の Txバ一スト信号 PSTxより動作している。また、アナログスィッチ 16は、スィッチ SW4がオンし、 V C〇 1 1の発振信号は、スィツチ SW4を介して Tx系回路 1 5に出力される。

次に、 L状態の T Xバースト信号 P S T Xが T X系回路 1 5、アナログスイツチ 16に入力されたとする。 Tx系回路 15は、 L状態の Txバースト信号 P S Txより動作しない。アナログスィッチ 16は、スィッチ SW3がオンし、 VC 01 1の発振信号は、スィッチ SW3を介して Tx系回路 15に出力される。すなわち、 Tx系回路 15が非動作時のとき、 V C O 1 1の発振信号は、 VC 〇 1 1から Tx系回路 1 5を見たインピーダンスが、 Tx系回路 1 5の動作時の入力インピ一ダンスと同じになるスィッチ SW3を介して Tx系回路 15に出力される。

このように、アナログスィッチ 16を構成するスィツチのオン抵抗を利用することにより、抵抗を設けることなく、 VCO l 1の発振信号を安定して出力させることがきる。

次に、本発明の第 3の実施の形態について説明する。図 5は、第 3の実施の形態の負荷変動補正回路を適用した携帯電話の一部回路図である。第 3の実施の形態では、図 3のアナログスィッチ 14、抵抗 R 3の替わりに、コンデンサ C 2と Tx系回路 15の間に、可変抵抗 VR 1が接続されている。 Tx系回路 1 5の断続動作に応じて、可変抵抗 VR 1の抵抗値を可変することにより、 VCO l lから Tx系回路 15を見たインピ一ダンスが一定となるようにしている。図 5において、図 3と同じものには同じ符号を付し、その説明は省略する。

図 6は、可変抵抗の具体的な回路図である。図に示すように、可変抵抗 VR 1 は、抵抗 R7， R8、及びトランジスタ Mlから構成されている。

抵抗 R 7の一端は、図 5で示すコンデンサ C 2に接続され、他端は、 Tx系回路 15に接続される。

トランジスタ Mlは、 Nチャネルの MOSトランジスタである。トランジスタ Mlのゲートには、 Txバースト信号 P STxが入力される。トランジスタ Ml のソースは、抵抗 R 7のコンデンサ C 2が接続されている側の端子に接続されている。トランジスタ Mlのドレインは、抵抗 R 8の一端と接続されている。抵抗 R 8の他端は、抵抗 R7の Tx系回路 15が接続されている側の端子に接続されている。すなわち、図 5のコンデンサ C 2と Tx系回路 15の間に、並列接続された抵抗 R 7, R 8が接続され、抵抗 R 8にトランジスタ Mlが直列接続されている。

トランジスタ Mlのゲートに、 L状態の Txバースト信号が入力されると、トランジス夕 Mlのソース一ドレイン間はオフし、コンデンサ C 2— Tx系回路 1 5間の抵抗値は、抵抗 R 7の抵抗値となる。

トランジスタ Mlのゲートに、 H状態の Txバースト信号が入力されると、トランジス夕 Mlのソース一ドレイン間はオンし、コンデンサ C2— Tx系回路 1 5間の抵抗値は、抵抗 R 7と抵抗 R 8にトランジス夕 M 1のソース一ドレイン間の抵抗が加算された、並列接続における抵抗値となる。

ここで、抵抗 R7の抵抗値を Rc 1、抵抗 R 8の抵抗値を Rc 2、卜ランジス夕 Mlのソース一ドレイン間の抵抗値を Rmlとすると、 L状態の Txバースト信号 P STxにおける可変抵抗 VR 1の両端の抵抗値 VR c 1は式 (5) となる。 VRc l=Rc 1…… (5)

H状態の Txバースト信号における可変抵抗 VR 1の両端の抵抗値 VRc 2は式（6) となる。

VRc 2=Rc 1 ■ (Rml + Rc 2) / (R c 1 + Rm 1 + R c 2 ) … (6) 抵抗値 VR c 1と抵抗値 VR c 2の差分の抵抗値が、 T X系回路 15の動作時の入力インピーダンスと非動作時の入力インピーダンスとの差分のインピーダンスの抵抗成分と同じになるよう、抵抗 R 7， R8の抵抗値 Rc l, Rc 2を選択されている。なお、 VR c 1〉VR c 2である。 Tx系回路 15の非動作時には、 L状態の Τχバ一スト信号 PSTxが可変抵抗 VR 1に入力され、抵抗値 VRc 1が Tx系回路 15の入力インピーダンスに加算される。 Tx系回路 15の動作時には、 H状態の Txバースト信号 PSTx が可変抵抗 VR1に入力され、抵抗値 VRc 2が Tx系回路 15の入力インピーダンスに加算される。よって、コンデンサ C2から見た Tx系回路 15の入カインピ一ダンスは一定となる。

また、 Tx系回路 15によっては、動作時の入力インピーダンスが、非動作時の入力インピーダンスより小さい場合がある。この場合は、図 6に示すトランジスタ Mlを Pチャネルの MOSトランジスタにすればよい。図 7は、可変抵抗を具体的に示した他の回路図である。図 6と同じものには同じ符号を付し、その説明は省略する。図に示すように、図 7では、図 6のトランジスタ Mlが Pチヤネルのトランジス夕 M 2となっている。 Txバースト信号 P S T Xが L状態のとき、トランジスタ M 2のソ一ス一ドレイン間がオンし、 H状態のときソース一ドレイン間がオフする。

このように、 VC〇 11から Tx系回路 15を見たインピーダンスが一定となるように、可変抵抗 VR 1によって、 Tx系回路 15の入力インピーダンスの差分を補正するようにした。これにより、 VCOl 1の発振信号の周波数を広帯域で変化させて、 Tx系回路 15を断続動作させても、 VC011から Tx系回路 15を見たィンピ一ダンスは一定となり、 VCO 11の発振信号を安定して出力させることがきる。

次に、本発明の第 4の実施の形態について説明する。図 8は、第 4の実施の形態の負荷変動補正回路を適用した携帯電話の一部回路図である。第 4の実施の形態では、図 3の Tx系回路 15のバイァス電圧を供給する抵抗 R 4の抵抗値を可変することによって、 VCO 11から Tx系回路 15を見た入力インピーダンスを一定となるようにしている。図 8において、図 3と同じものには同じ符号を付し、その説明は省略する。

図に示すアナログスィッチ 17は、スィッチ SW5, SW6から構成されている。スィッチ SW5、スィッチ SW6は、同じ構成からなり、同一のオン抵抗値を有する。スィッチ SW5， SW6は、 Txバ一スト信号 P STxに応じてオン 'オフ (開閉）動作をする。スィッチ SW5， SW6には、インバー夕回路 Z 1によつて、互いに反転された Txバースト信号 P STxが入力されるので、スィッチ S W5がオンしているときは、スィッチ SW6はオフし、スィッチ SW5がオフしているときは、スィッチ SW6はオンする。ここでは、 Txバースト信号 PST Xが L状態のとき、スィッチ SW 5がオンし、 H状態のとき、スィッチ SW6がオンするとする。

抵抗 R 9, R10は、アナログスィッチ 17の切替えにより、トランジスタ Q 1のバイアス抵抗となる。抵抗 R 9の一端は、アナログスィッチ 17の SW5に接続され、他端は、電圧源 E 2に接続されている。抵抗 R 10の一端は、アナ口グスィッチ 17の SW6に接続され、他端は、電圧源 E 2に接続されている。すなわち、抵抗 R 9, R10は、電圧源 E 2一トランジスタ Q 1のベース間に並列に接続され、アナログスィッチ 17の切替えにより、一方のみがバイアス抵抗となる。

電圧源 E 2は、トランジスタ Q 1にバイアス電圧を供給するための電源である。電圧源 E 2は、 Rxバースト信号 PSRxに応じて電圧を出力する。電圧源 E2 は、 Rx系回路 13が動作しているときのみすなわち、 Tx系回路 18が断続動作をするときのみトランジスタ Q 1にバイアス電圧を供給するようになっている。これによつて、消費電力を低減している。

Tx系回路 18の入力段は、トランジスタ Q 1、抵抗 R 5， R 6を有している。抵抗 R 6は、トランジスタ Q 1のコレクタに接続され、抵抗 R 5は、トランジス夕 Q 1のェミッタに接続されている。 Tx系回路 18は、図 3で示した Tx系回路 15と同様に、 Txバースト信号 PSTxに応じて、断続動作をし、動作時、非動作時において、入力インピーダンスが変わる。ここでは、動作時における入力インピーダンスが、非動作時における入力インピ一ダンスより大きいとする。抵抗 R9， R10の抵抗値は、 Tx系回路 18の非動作時における VC〇 11 から Tx系回路 18を見たインピーダンスと、動作時における VC〇11から T X系回路 18を見たインピーダンスとが同じになるように設定されている。すなわち、 Tx系回路 18の動作時、非動作時における入力インピーダンスの差分を抵抗 R9, R 10で補正する。

以下、図 8の回路図の動作について説明する。まず、 Tx系回路 18が動作している場合、すなわち、バ一スト信号？尺、丁バ一スト信号？3丁信号が Η状態の場合について説明する。

VCOl 1が出力する発振信号は、分配器 12によって、 Rx系回路 13、コンデンサ C 2に分配出力される。コンデンサ C 2に出力された VCO 11の発振信号は、アナログスィッチ 17、 Tx系回路 18に出力される。

アナログスィッチ 17には、 Η状態の Txバース卜信号 P STxが入力されているので、スィッチ SW 6がオンする。電圧源 E 2のバイアス電圧は、抵抗 R 9 を介して Tx系回路 18のトランジスタ Q 1のべ一スに供給される。従って、 V CO 11から Tx系回路 18を見たインピーダンスは、 Tx系回路 18の動作時の入力インピーダンスと抵抗 R 10の並列接続の値となる。

次に、 Tx系回路 18が動作しない場合、すなわち、 Rxバースト信号 PSR Xが H状態、 Txパースト信号が L状態の場合について説明する。

VCO 11が出力する発振信号は、分配器 12によって、 Rx系回路 13、コンデンサ C 2に分配出力される。コンデンサ C2に出力された VCOl 1の発振信号は、アナログスィッチ 17 Tx系回路 18に出力される。

アナログスィッチ 17には、 L状態の Txバ一スト信号 P STxが入力されているので、スィッチ SW 5がオンする。電圧源 E 2のバイァス電圧は、抵抗 R 1 0を介して Tx系回路 18のトランジスタ Q 1のベースに供給される。従って、 VCO 11から Tx系回路 18を見たインピーダンスは、 Tx系回路 18の非動作時の入力インピ一ダンスと抵抗 R 9の並列接続の値となる。

ここで、抵抗 R9の抵抗値、抵抗 R 10の抵抗値は、 VCOl 1から Tx系回路 18見たインピーダンスが、 Tx系回路 18の動作時、非動作時にもかかわらず、一定となるよう設定されている。すなわち、 Tx系回路 18の動作時の入力インピーダンスと抵抗 R 10とによる VCO 1 1から見たインピーダンスと、 T X系回路 18の非動作時の入力インピ一ダンスと抵抗 R 9とによる VCO 11力ら見たインピーダンスは同じとなり、 Tx系回路 18の断続動作によらずインピ一ダンスは一定となる。このように、 Tx系回路 18のトランジスタ Q 1のバイアス抵抗 R 9， R 10 を切替えることによって、 Tx系回路 18の動作時と非動作時の入力インピーダンスの差分を補正するようにし、 VCOl 1から Tx系回路 15を見たインピーダンスが一定となるようにした。これにより、 VC01 1の発振信号の周波数を広帯域で変化させて、 Tx系回路 1 8を断続動作させても、 VCOl lから Tx 系回路 18を見たインピーダンスは一定となり、 VCO l 1の発振信号を安定して出力させることがきる。

また、トランジスタ Q 1のバイアス抵抗である R 9， R 10で差分のインピーダンスを補正するので、 VCO l 1の発振信号を減衰させることなく出力させることがきる。

次に、本発明の第 5の実施の形態について説明する。図 9は、第 5の実施の形態の負荷変動補正回路を適用した携帯電話の一部回路図である。第 5の実施の形態では、図 8のアナログスィッチ 17の替わりに、オン抵抗値の異なるスィッチを有するアナログスィッチ 19を具備し、抵抗 R9， R 10が除かれている。すなわち、第 5の実施の形態では、アナログスィッチ 19の有するスィッチのオン抵抗を利用して、 VC〇1 1から Tx系回路 18を見たインピーダンスが一定となるようにしている。図 9において、図 8と同じものには同じ符号を付し、その説明は省略する。

アナログスィッチ 19は、スィッチ SW7， SW8から構成されている。アナログスィッチ 19のスィッチ SW7, SW8は、異なるオン抵抗を有している。スィッチ SW7, SW8は、オン ·オフ動作によって、一方のオン抵抗がトランジス夕 Q 1のバイアス抵抗となるように、トランジスタ Q 1の入力となるベースと電圧源 E 2との間に並列に接続されている。

スィッチ SW7, SW8は、 Txバース卜信号 P STxに応じてオン ·オフ (開閉）動作をする。スィッチ SW7, SW8には、インパー夕回路 Z 1によつて、互いに反転された Txバ一スト信号 PSTxが入力されるので、スィッチ S W7がオンしているときは、スィッチ SW8はオフし、スィッチ SW7がオフしているときは、スィッチ SW8はオンする。ここでは、丁バ一スト信号？丁 Xが L状態のとき、スィッチ SW7がオンし、 H状態のとき、スィッチ SW8がオンするとする。

スィッチ SW7, SW8のオン抵抗は、 Tx系回路 18の非動作時における V CO 11から Tx系回路 18を見たインピーダンスと、動作時における VCOl 1から T X系回路 18を見たィンピーダンスとが同じになるように設定されている。すなわち、 Tx系回路 18の動作時、非動作時における入力インピーダンスの差分をスィッチ SW7， SW8のオン抵抗で補正する。

以下、図 9の回路図の動作について説明する。まず、 Tx系回路 18が動作している場合、すなわち、 Rxバースト信号 P S Rx、 Txバースト信号 P STx 信号が H状態の場合について説明する。

VCOl 1が出力する発振信号は、分配器 12によって、 Rx系回路 13、コンデンサ C 2に分配出力される。コンデンサ C 2に出力された VCO 11の発振信号は、アナログスィッチ 19、 Tx系回路 18に出力される。

アナログスィッチ 19には、 H状態の Txバースト信号 P STxが入力されているので、スィッチ SW8がオンする。電圧源 E 2のバイアス電圧は、スィッチ SW8のオン抵抗を介して、 Tx系回路 18のトランジスタ Q 1のべ一スに供給される。従って、 VCO 11から Tx系回路 18を見たインピーダンスは、スィツチ SW8のオン抵抗と Tx系回路 18の動作時の入力インピーダンスとの並列接続の値となる。

次に、 Tx系回路 18が動作しない場合、すなわち、 Rxパースト信号 PSR Xが H状態、 Txバ一スト信号が L状態の場合について説明する。

VCOl 1が出力する発振信号は、分配器 12によって、 Rx系回路 13、コンデンサ C 2に分配出力される。コンデンサ C2に出力された VCOl 1の発振信号は、アナログスィッチ 17、 Tx系回路 18に出力される。

アナログスィッチ 19には、 L状態の Txバースト信号 P STxが入力されているので、スィッチ SW 7がオンする。電圧源 E 2のバイアス電圧は、スィッチ SW7のオン抵抗を介して、 Tx系回路 18のトランジスタ Q 1のベースに供給される。従って、 VCO 11から Tx系回路 18を見たインピーダンスは、スィツチ SW7のオン抵抗と、 Tx系回路 18の非動作時の入力インピーダンスとの並列接続の値となる。ここで、スィッチ SW 7のオン抵抗、スィッチ SW 8のオン抵抗は、 VCOl 1から Tx系回路 18を見たインピーダンスが、 Τχ系回路 18の動作時、非動作時にもかかわらず、一定となるよう設定されている。すなわち、 Tx系回路 1 8の動作時の入カインピ一ダンスとスィッチ S W 7のオン抵抗とによる V C〇 1 1から見たインピーダンスと、 Tx系回路 18の非動作時の入力インピーダンスとスィッチ SW8のオン抵抗とによる VCO 11から見たインピーダンスは同じとなり、 Tx系回路 18の断続動作によらずインピーダンスは一定となる。

このように、アナログスィッチ 19を構成するスィツチのオン抵抗を利用することにより、抵抗を設けることなく、 VCO 11の発振信号を安定して出力させることがきる。

また、トランジスタ Q 1のバイアス抵抗であるアナログスィッチ 19のオン抵抗によって、差分のインピーダンスを補正するので、 VCO 1 1の発振信号を減衰させることなく出力させることがきる。

次に、本発明の第 6の実施の形態について説明する。図 10は、第 6の実施の形態の負荷変動補正回路を適用した携帯電話の一部回路図である。第 6の実施の形態では、図 8のアナログスィッチ 17の替わりに、可変抵抗 VR 2が接続され、抵抗 R9， R 10が除かれている。第 6の実施の形態では Tx系回路 18の断続動作に応じて-, 可変抵抗 V R 2の抵抗値を可変することにより., VC011から Tx系回路 18を見たインピーダンスが一定となるようにしている。図 10において、図 8と同じものには同じ符号を付し、その説明は省略する。

図 10に示す可変抵抗 VR 2は、図 6， 7で示した可変抵抗 VR 1と同じ構成を有する。すなわち、図 6， 7で示した並列接続された抵抗 R 7 , R8を卜ランジス夕 Q1のバイアス抵抗とする。そして、抵抗 R 8に直列接続されたトランジスタ Ml (又はトランジスタ M2) を、 Txバースト信号 PSTxでオン 'オフさせることにより、トランジスタ Q 1のバイアス抵抗を可変する。

可変抵抗 VR 2が有する抵抗の抵抗値は、 Tx系回路 18の非動作時における VCO 11から Tx系回路 18を見たインピーダンスと、動作時における VCO 11から Tx系回路 18を見たインピーダンスとが同じになるように設定されている。すなわち、 Tx系回路 18の動作時、非動作時における入力インピ一ダンスの差分を可変抵抗 VR2で可変される抵抗値によって補正する。

このように、 VC〇11から Tx系回路 18を見たインピーダンスが一定となるように、可変抵抗 VR 2によって、トランジスタ Q1のバイアス抵抗を可変し、

Tx系回路 18の入力インピーダンスの差分を補正するようにした。これにより、 VCO 11の発振信号の周波数を広帯域で変化させて、 Tx系回路 18を断続動作させても、 VCO 11から Tx系回路 18を見たインピーダンスは一定となり、

VCO 11の発振信号を安定して出力させることがきる。

また、トランジスタ Q 1のバイアス抵抗である可変抵抗 VR 2によって、差分のインピーダンスを補正するので、 VC011の発振信号を減衰させることなく出力させることがきる。

次に、本発明の第 7の実施の形態について説明する。図 11は、第 7の実施の形態の負荷変動補正回路を適用した携帯電話の一部回路図である。第 7の実施の形態では、図 8のトランジスタ Q1のべ一スとアナログスィッチ 17の間に、バィァス抵抗である抵抗 R 11を接続し、 Tx系回路 18の断続動作に応じて抵抗 R 9を付加することによって、 Tx系回路 18の動作時の入力インピーダンス、非動作時の入力インピーダンスが同じになるようにしている。図 11において、図 8と同じものには同じ符号を付しその説明は省略する。

図 11に示す抵抗 R 11は、トランジスタ Q 1のバイアス抵抗である。アナ口グスィッチ 17を切替えて抵抗 R 9を抵抗 R 11に付加することにより、 Tx系回路 18の動作時、非動作時における入力インピーダンスの差分を補正する。なお、図 11では、図 8で示した抵抗 R 10が除かれている。

抵抗 R 9の抵抗値は、 Tx系回路 18の非動作時における VCO 11から Tx 系回路 18を見たインピーダンスと、動作時における VCO 11から Tx系回路 18を見たインピーダンスとが同じになるよう抵抗値が設定されている。すなわち、 Tx系回路 18の動作時、非動作時における入力インピーダンスの差分を抵抗 R 9で補正される。

このように、断続動作する Tx系回路 18のバイアス抵抗である抵抗 R 11に、 Tx系回路 18の入力インピーダンスの差分を打ち消す抵抗 R 9をアナログスィツチ 17で切替え接続し、 VCOl 1から Tx系回路 15を見たインピ一ダンスが一定となるようにした。これにより、 V CO 11の発振信号の周波数を広帯域で変化させて、 Tx系回路 18を断続動作させても、 VC011から Τχ系回路 18を見たインピーダンスは一定となり、 VCOl 1の発振信号を安定して出力させることがきる。

次に、本発明の第 8の実施の形態について説明する。図 12は、第 8の実施の形態の負荷変動補正回路を適用した携帯電話の一部回路図である。図 12に示すように、第 8の実施の形態では、 VCO20は、差動で発振信号を出力し、 Rx 系回路 22、 Tx系回路 24は、差動で発振信号を入力する。そして、 VC〇2 0の各々の出力に、図 3で示した分配器 12、コンデンサ Cl， C2、アナログスィッチ 14、インバー夕回路 Z l、及び抵抗 R 3と同様の回路構成が組まれている。すなわち、 VCO 20が出力する差動の発振信号の各々において、図 3で示した回路図と同様の作用が働く。以下、図 12と図 3の回路構成の対応関係を示し、その詳細な説明は省略する。

V C〇 20は、図 3の VCO 11に対応している。 VCO20は、差動発振信号を出力する。

分配器 21 aは、抵抗 R 12 a, R 13 aから構成され、分配器 21 bは、抵抗 R 12 b， R 13 bから構成されている。分配器 21 aの抵抗 R 12 aは-, 図 3で示した分配器 12の抵抗 R 1に、抵抗 R 13 aは分配器 12の抵抗 R 2に対応している。分配器 21 bの抵抗 R 12 bは、図 3で示した分配器 12の抵抗 R 1に、抵抗 R 13 bは、分配器 12の抵抗 R 2に対応している。

コンデンサ C 3 a, C 3 bは、図 3で示したコンデンサ C 1に対応し、コンデンサ C 4 a, C 4 bは、図 3で示したコンデンサ C 2に対応している。

アナログスィッチ 23 aは、スィツチ SW9 a, SW 10 aから構成されている。スィツチ SW9 aは、図 3で示したアナログスィッチ 14のスィッチ SW1 に、スィッチ SW 10 aは、アナログスィッチ 14のスィッチ SW2に対応している。

アナログスィッチ 23 bは、スィッチ SW9 b， SW10 bから構成されている。スィッチ SW9 bは、図 3で示したアナログスィッチ 14のスィッチ SW1 に、スィッチ SW 10 bは、アナログスィッチ 14のスィッチ SW2に対応している。

インバ一夕回路 Z 2 a， Z 2 bは、図 3のインバー夕回路 Z 1に対応している。抵抗 R 14 a, R 14bは、図 3の抵抗 R 3に対応している。

図に示す Tx系回路 24には、入力段の一部が示してある。 Τχ系回路 24は、トランジスタ Q 2 a, Q 2 b、抵抗 R 15 a， R 15 b, R 16 a, R 16 b、電圧源 E3、電流源 I 1を有している。

トランジスタ Q2 a， Q2 bは、差動回路を構成している。トランジスタ Q2 aのベースは、抵抗 R 14 a及びアナログスィッチ 23 aと接続されている。トランジス夕 Q 2 aのベースは、抵抗 R 14 b及びアナログスィッチ 23 bと接続されている。また、トランジスタ Q2 aのベースには、抵抗 R 15 a, 電圧源 E 3が接続されている。トランジスタ Q2 bのベースには、抵抗 R 15 b, 電圧源 E 3が接続されている。トランジスタ Q 2 aのコレクタには抵抗 R 16 aが接続されている。トランジスタ Q 2 bのコレクタには抵抗 R 16 bが接続されている。卜ランジス夕 Q 2 a, Q2bのェミッタは、互いに接続され、電流源 I 1が接続されている。

Tx系回路 24は、 Txバースト信号 PSTxに応じて、断続動作をし、その動作時非動作時において入力インピ一ダンスが変動する。

抵抗 R 14 aは、 T X系回路 24が動作するときの V C 020からトランジスタ Q2 aを見たインピーダンスと、非動作時のインピーダンスとの差分の抵抗値を有している。

抵抗 R 14 bは、 Tx系回路 24が動作するときの V C O 20からトランジス夕 Q 2 bを見たインピーダンスと、非動作時のインピーダンスとの差分の抵抗値を有している。

図 12の回路図の動作は、 V C 020が出力する差動発振信号の各々において、図 3で示した回路図と同様の動作をする。すなわち、 Tx系回路 24の動作、非動作に応じて、アナログスィッチ 23 a, 23 bのスィッチが切替わり、抵抗 R 14 a, Rl 4bが Tx系回路 24の差動発振信号の入力段に付加される。そして、 Tx系回路 24の差動発振信号が入力される各入力段の差分のインピーダンスが補正される。このように、 VC〇 20が差分発振信号を出力し、 Tx系回路 24がその差動発振信号を入力する場合、差動発振信号の各々の入力段に抵抗 R 14 a, R14 bが付加されるよう構成し、差分の入力インピーダンスを補正するようにした。これにより、 VC020の差動発振信号を安定して出力させることがきる。

次に、本発明の第 9の実施の形態について説明する。図 13は、第 9の実施の形態の負荷変動補正回路を適用した携帯電話の一部回路図である。第 9の実施の形態では、 VC020の各々の出力に、図 8に示したアナログスィッチ 17、抵抗 R9， R10、及び電圧源 E 2と同様の回路構成が組まれている。すなわち、 Tx系回路 26のバイアス電圧を供給する抵抗 R 17 a, R 17 b, R 18 a, R 18 bの抵抗値を可変することによって、 VCO 20から Tx系回路 26を見たインピーダンスが一定となるようにする。図 13において、図 12と同じものには同じ符号を付し、その説明は省略する。

図に示すアナログスィッチ 25 aは、スィッチ SWl l a, SW12 aカら構成されている。スィッチ SW11 a、スィッチ SW12 aは、同じ構成からなり、同一のオン抵抗を有する。

スィッチ SW11 aは、インバ一タ回路 Z 2 aを介して入力される T バースト信号 PSTxに応じて、電圧源 E 4のバイアス電圧を Tx系回路 26に供給する。スィッチ SW12 aは、 Txバースト信号 P STxに応じて、電圧源 E 4のバイアス電圧を Tx系回路 26に供給する。

アナログスィッチ 25 bは、スィッチ SWl l b, SW12 bから構成されている。スィッチ SW11 b、スィッチ SW12 bは、同じ構成からなり、同一のオン抵抗値を有する。スィッチ SWl l bは、インバー夕回路 Z 2 bを介して入力される Txバースト信号 P STxに応じて、電圧源 E 4のバイァス電圧を T X 系回路 26に供給する。スィッチ SW12 bは、 Txバースト信号 P STxに応じて、電圧源 E 4のバイアス電圧を Tx系回路 26に供給する。

抵抗 R 17 aの一端は、アナログスィッチ 25 aのスィッチ SW11 aに接続され、他端は、電圧源 E 4に接続されている。抵抗 R 18 aの一端は、アナログスィッチ 25 aのスィッチ SW12 aに接続され、他端は、電圧源 E4に接続されている。抵抗 R 17 a, R 18 aは、アナログスィッチ 25 aによって、一方のみがトランジスタ Q 2 aのベースに接続されてバイアス抵抗となる。

抵抗 R 17 bの一端は、アナログスィッチ 25 bのスィッチ SWl 1 bに接続され、他端は、電圧源 E 4に接続されている。抵抗 R 18 bの一端は、アナログスィッチ 25 bのスィッチ SW12 bに接続され、他端は、電圧源 E 4に接続されている。抵抗 R17 b， R18 bは、アナログスィッチ 25 bによって、一方のみがトランジスタ Q 2 bのベースに接続されてバイアス抵抗となる。

電圧源 E4は、トランジスタ Q2 a, Q 2 bにバイアス電圧を供給するための電源である。電圧源 E 4は、 Rxバースト信号 PSRxに応じて電圧を出力する。電圧源 E4は、 Rx系回路 22が動作しているときのみ、すなわち、 Tx系回路 26が断続動作をするときのみトランジスタ Q 2 a, Q2 bにバイアス電圧を供給するようになっている。これによつて、消費電力を低減している。

Tx系回路 26の入力段は、差動入力を構成し、トランジスタ Q2 a, Q2 b、抵抗 R 16 a, R 16 b、電流減 I 1を有している。抵抗 R 16 aは、ドランジス夕 Q2 aのコレクタに接続され、抵抗 R 16 bは、トランジスタ Q2 bのコレクタに接続されている。電流源 I 1は、トランジスタ Q2 a， Q2 bのェミッタに接続されている。 Tx系回路 26は、 Txバ一スト信号 PSTxに応じて、断続動作をし、動作時非動作時において、入力インピーダンスが変わる。

抵抗 R 17 a, R 18 aの抵抗値は、 Tx系回路 26の非動作時における VC 〇 20から Tx系回路 26のトランジスタ Q 2 aを見たインピーダンスと、動作時における VC020から Tx系回路 26のトランジスタ Q 2 bを見たインピーダンスとが同じになるように設定されている。すなわち、 Tx系回路 26の動作時、非動作時における入力インピーダンスの差分を抵抗 R 11 a, R 12 aで補正する。

抵抗 R 17 b, Rl 8 bの抵抗値は、 T x系回路 26の非動作時における VC 020から Tx系回路 26のトランジスタ Q2 bを見たインピーダンスと、動作時における VC020から Tx系回路 26のトランジスタ Q 2 bを見たインピ一ダンスとが同じになるように設定されている。すなわち、 Tx系回路 26の動作時、非動作時における入力インピーダンスの差分を抵抗 R 17 b, R 18 bで補正する。図 1 3の回路図の動作は、 V C〇 2 0が出力する差動発振信号の各々において、図 8で示した回路図と同様の動作をする。すなわち、 T x系回路 2 6の動作、非動作に応じて、アナログスィッチ 2 5 a , 2 5 bのスィッチが切替わり、抵抗 R 1 7 a , R 1 8 aの一方及び抵抗 R 1 7 b， R 1 8 b—方が、 T x系回路 2 6の各々の入力段におけるバイアス抵抗となる。そして、 T x系回路 2 6の差動発振信号が入力される各入力段の差分のインピーダンスが補正される。

このように、 V C O 2 0が差分発振信号を出力し、 T x系回路 2 6がその差動発振信号を入力する場合、差動発振信号の各々の入力段におけるバイァス抵抗によって、差分の入カインピーダンスを補正するようにした。これにより、 V C O 2 0の差動発振信号を安定して出力させることがきる。

また、トランジスタ Q 2 a , Q 2 bのバイアス抵抗によって、差分のインピーダンスを補正するので、 V C 0 2 0の差動発振信号を減衰させることなく出力させることがきる。

以上説明したように本発明では、負荷回路の動作時の入カインピ一ダンスと非動作時の入力インピーダンスとの差分を持つインピーダンスを、負荷回路の断続動作に応じて、入力段に付加するようにした。これにより、電圧制御発振器の発振信号の周波数を広帯域に変化させて、負荷回路を断続動作させても、電圧制御発振器から負荷回路を見たインピーダンスは一定となり、電圧制御発振器の発振信号を安定して出力させることがきる。

上記については単に本発明の原理を示すものである。さらに、多数の変形、変更が当業者にとって可能であり、本発明は上記に示し、説明した正確な構成および応用例に限定されるものではなく、対応するすべての変形例および均等物は、添付の請求項およびその均等物による本発明の範囲とみなされる。

Claims

請求の範囲

1 . 負荷のインピーダンス変動を抑制する負荷変動補正回路において、電圧制御発振器の発振信号が入力され、断続動作する負荷回路と、

前記負荷回路の動作時の入力インピーダンスと非動作時の入力インピーダンスとの差分を補正するインピーダンスを、前記断続動作に応じて、前記負荷回路の入力段に付加するインピーダンス補正回路と、

を有することを特徴とする負荷変動補正回路。

2 . 前記インピーダンス補正回路は、前記入力インピーダンスの差分の抵抗成分と同じ抵抗値を有する抵抗を、前記断続動作に応じて、前記電圧制御発振器と前記負荷回路との間に直列に付加することを特徴とする請求の範囲第 1項記載の負荷変動補正回路。

3 . 前記インピーダンス補正回路は、前記電圧制御発振器と前記負荷回路との間に並列に接続された、オン抵抗の差分が前記入力インピーダンスの差分の抵抗成分と同じ 2つのスィッチを、前記断続動作に応じて互い違いに開閉することを特徴とする請求の範囲第 1項記載の負荷変動補正回路。

4. 前記インピ一ダンス補正回路は前記電圧制御発振器と前記負荷回路との間に接続された、前記入カインピ一ダンスの差分の抵抗成分と同じ大きさの抵抗値で可変する可変抵抗を、前記断続動作に応じて可変することを特徴とする請求の範囲第 1項記載の負荷変動補正回路。

5 . 前記負荷回路の入力段は、トランジスタによって構成され、

前記インピーダンス補正回路は、前記入カインピ一ダンスの差分を補正する抵抗値を有した前記トランジスタの 2つのバイァス抵抗を、前記断続動作に応じて切替えることを特徴とする請求の範囲第 1項記載の負荷変動補正回路。

6 . 前記負荷回路の入力段は、トランジスタによって構成され、

前記インピーダンス補正回路は、前記トランジスタのバイアス抵抗として用いられた前記入力インピーダンスの差分の抵抗成分を補正するオン抵抗を有した 2 つのスィッチを、前記断続動作に応じて互い違いに開閉することを特徴とする請求の範囲第 1項記載の負荷変動補正回路。

7 . 前記負荷回路の入力段は、トランジスタによって構成され、

前記インピーダンス補正回路は、前記トランジスタのバイアス抵抗として用いられた前記入力インピーダンスの差分の抵抗成分と補正する可変抵抗を前記断続動作に応じて可変することを特徴とする請求の範囲第 1項記載の負荷変動補正回路。

8 . 前記負荷回路の入力段は、トランジスタによって構成され、

前記インピーダンス補正回路は、前記トランジスタのバイアス抵抗に、前記入力インピーダンスの差分の抵抗成分と補正する抵抗を前記断続動作に応じて付加することを特徴とする請求の範囲第 1項記載の負荷変動補正回路。

9 . 前記電圧制御発振器が差動の発振信号を出力し、前記負荷回路が前記差動の発振信号を入力する場合、前記インピーダンス補正回路は、前記差動の発振信号の各々に対して具備されることを特徴とする請求の範囲第 1項記載の負荷変動補正回路。