WO2004070959A1 - 送信装置及びその調整方法 - Google Patents

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WO2004070959A1
WO2004070959A1 PCT/JP2004/001044 JP2004001044W WO2004070959A1 WO 2004070959 A1 WO2004070959 A1 WO 2004070959A1 JP 2004001044 W JP2004001044 W JP 2004001044W WO 2004070959 A1 WO2004070959 A1 WO 2004070959A1
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delay
phase
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delay amount
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PCT/JP2004/001044
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Inventor
Mamoru Arayashiki
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion
    • H—ELECTRICITY
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    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
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    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/331—Sigma delta modulation being used in an amplifying circuit

Definitions

  • the present invention relates to a transmitter, and more particularly to a transmitter including a high frequency power amplifier that amplifies a modulation signal including an envelope fluctuation component with low distortion and high efficiency.
  • the power amplifier provided at the output of the transmitter of the wireless communication system has low distortion and high
  • Power amplifiers are classified as whether to use a transistor as a current source or a switch.
  • Amplifiers that use transistors as current sources include Class A amplifiers, Class A amplifiers, Class B amplifiers, and Class C amplifiers. Also, there are Class D amplifier, Class E amplifier, and Class F amplifier as amplifiers that use transistors as switches.
  • a class A or class AB linear amplifier has been used to linearly amplify the envelope fluctuation component.
  • the power efficiency of the linear amplifier is inferior to that of a nonlinear amplifier such as a class C to class E.
  • a portable radio device such as a portable telephone using a battery as a power source and a portable information terminal.
  • the devices become large in size and the amount of heat generation increases.
  • FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of an EE & R transmitter as described above as a first prior art example.
  • the transmission apparatus includes a transmission data input terminal 11, an amplitude phase extraction unit 112, an amplitude modulation unit 113, a phase modulation unit 114, and a non-linear amplification unit 115. , And a transmission output terminal 116 are configured.
  • amplitude data a (t) and phase data exp [j ⁇ i) (t)] are extracted from Si (t) by the amplitude phase extraction unit 112.
  • the power supply voltage value of the non-linear amplification section 115 is set by the amplitude modulation section 113.
  • a signal in which the carrier angular frequency ⁇ c is modulated by the phase data exp [j ⁇ (t)] is generated by the phase modulation unit 114, becomes Sc, and is input to the nonlinear amplification unit 115.
  • a signal obtained by multiplying the output signal of the non-linear amplifier 115 by the power supply voltage value a (t) of the non-linear amplifier 115 and the output signal of the phase modulator 114 is only the gain G of the non-linear amplifier 115.
  • the amplified RF signal Srf is output.
  • the signal input to the non-linear amplification unit 115 is a signal of a constant envelope level
  • a high efficiency amplifier can be obtained since a high efficiency non-linear amplifier can be used as a high frequency amplifier.
  • the amplitude modulation unit 1 1 3 is connected in series in order, for example, a DA (digital-analog) conversion unit, a pulse width modulation unit, a switch, and a low pass filter, although not shown in detail.
  • Supply voltage is input to the In the amplitude modulation unit 113, amplitude data which is a digital value is converted into an analog signal by the DA conversion unit, and pulse width modulation is performed by the pulse width modulation unit.
  • the switch is switched according to the pulse output of the pulse width modulator.
  • the output of the switch is smoothed by a low pass filter to form an amplitude modulated signal, which is applied as the power supply voltage of the non-linear amplification section 115 (see, for example, Non-Patent Document 1).
  • the phase modulation unit 114 adopts a configuration using a PLL (Phase-Locked Loop). That is, although not shown in detail, for example, a phase frequency comparison unit, a low pass filter, and a voltage control oscillator are connected in series in order, and a part of the output of the voltage control oscillator is used as a feedback signal via a divider.
  • PLL Phase-Locked Loop
  • phase modulation unit 114 the phase frequency comparison unit compares the frequency of the signal obtained by dividing the output of the voltage control oscillator by the divider with the reference frequency, and outputs the difference between the two.
  • the output of the phase frequency comparison unit becomes a control voltage of the voltage controlled oscillator through a low pass filter, and the output of the voltage controlled oscillator is locked at a predetermined phase and frequency.
  • phase modulation can be applied to the output of the voltage controlled oscillator by changing the dividing ratio of the divider according to the signal obtained by delta sigma modulating the phase data (for example, Non-Patent Document 2) See).
  • FIG. 10 is a block diagram showing the configuration of a transmitter equipped with negative feedback as a second prior art example.
  • the transmission apparatus according to the second prior art includes a transmission data input terminal 11 1, an amplitude phase extraction unit 1 12, an amplitude modulation unit 1 13, a phase modulation unit 1 1 4, and a nonlinear amplification unit 1 1 5
  • the same components as those of the transmission apparatus shown in FIG. 9 are assigned the same reference numerals.
  • the transmitter according to the second prior art performs the same operation as that of the transmitter according to the first prior art shown in FIG. 9 and performs feedback of the envelope component of the RF signal which is the output of the non-linear amplifier 115.
  • the output of the non-linear amplification unit 115 is branched by the directional coupling unit 117 and is input to the envelope detection unit 118 to detect the envelope signal of the RF signal.
  • Non-Patent Document 1 Peter B. Kenington, "HIGH-LINEARITY RF AMPLIFIER DESIGN J 1st Edition, ARTECH HOUSE, INC., 2000, p. 426-443
  • Non-Japanese Literature 2 R. A. Meyers and P. H. Waters, "Synthesizer review for PAN-European digital cellular radioj poc. I EE Colloquium on VLSI
  • Non-Patent Document 3 Peter B. Kenington, "HIGH-LINEARITY RF AMPLIFIER DESIGN", 1st Edition, ARTECH HOUSE, INC., 2000, p. 156-161
  • the signal path of the amplitude modulation and the signal path of the phase modulation are obtained since the signal reaches the non-linear amplification section 115 via a different path from the amplitude signal and the phase signal.
  • the output signal is distorted due to the difference in delay time.
  • the transmitter of the second conventional example shown in FIG. 10 is configured to reduce the amplitude distortion by a negative feedback loop. Since it is necessary to increase the loop gain in order to further reduce the amount of amplitude distortion, there is a drawback that the stability of the negative feedback loop is deteriorated.
  • the present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and an object thereof is to provide a transmitting apparatus capable of outputting a signal with high power efficiency and low distortion stably.
  • the transmitting apparatus comprises: amplitude phase extraction means for extracting amplitude data and phase data from input transmission data; delay means for delaying at least one of the amplitude data and the phase data; Phase modulation means for phase modulating data, high frequency amplification means for performing power amplification of a high frequency signal using the phase modulation signal from the phase modulation means as an input signal, amplitude modulation of the amplitude data, and application to the high frequency amplification means And amplitude modulation means for outputting an amplitude modulation signal for controlling the power supply voltage.
  • amplitude phase extraction means for extracting amplitude data and phase data from input transmission data
  • delay means for delaying at least one of the amplitude data and the phase data
  • Phase modulation means for phase modulating data
  • high frequency amplification means for performing power amplification of a high frequency signal using the phase modulation signal from the phase modulation means as an input signal, amplitude modulation of the amplitude data, and application to the high frequency amplification means
  • an envelope detection unit that detects an envelope component of an output signal of the high frequency amplification unit; a negative that negatively feedbacks the envelope component with respect to amplitude data extracted by the amplitude phase extraction unit And a feedback loop.
  • amplitude distortion of the output signal can be suppressed by negatively feeding back the envelope component by the negative feedback loop and comparing the envelope component with the amplitude data.
  • the delay time of the amplitude signal path and the phase signal path can be adjusted by the delay means, distortion caused by the difference between the delay times of both paths is reduced.
  • the loop gain of the negative feedback loop can be lowered, and stability can be improved.
  • a delay amount switching control unit that switches and controls the delay amount of the delay unit is provided, and the delay amount switching control unit is configured to input transmission data having different signal bandwidths as the transmission data. Switching to a delay amount according to the signal bandwidth.
  • the delay time of the amplitude signal path and the phase signal path is adjusted even when the transmission data of different signal bandwidths are switched by switching the delay amount according to the change of the signal bandwidth of the transmission data.
  • the distortion caused by the difference in delay time between the two paths is reduced.
  • a negative feedback loop it is possible to improve the stability of the negative feedback loop by adjusting the delay time according to the signal bandwidth.
  • a delay amount table for storing delay amount data set in advance according to the state of the transmission equipment, and a delay amount of the delay means based on the delay amount data of the delay amount tail.
  • delay amount switching control means for switching and controlling the switching amount.
  • a high frequency output measuring means for measuring a characteristic of an output signal of the high frequency amplifying means, a required delay amount is calculated based on a measurement result of the high frequency output measuring means, and Delay amount calculating means for setting the amount of delay.
  • the distortion amount of the output signal can be detected by measuring, for example, the modulation accuracy and the adjacent channel leakage power as the characteristics of the output signal of the high frequency amplification means. Therefore, the delay amount of the delay means in the transmission device can be appropriately set by calculating the appropriate delay amount that reduces distortion of the output signal of the transmission device based on the measurement result and setting it in the delay amount table. Can be adjusted.
  • a method of adjusting a transmitting apparatus comprises: delay means for delaying at least one of amplitude data and phase data extracted from input transmission data; and an amplitude modulation signal obtained by modulating the amplitude data and the phase data.
  • a method of adjusting a transmitter comprising: a high frequency amplification means for performing power amplification of a high frequency signal using a phase modulation signal and a phase modulation signal, the high frequency output signal measurement for measuring the characteristics of the output signal of the high frequency amplification means in the transmission device. And a delay amount calculating step of calculating an appropriate delay amount based on the measurement result and setting the delay amount in the delay means.
  • the distortion amount of the output signal can be detected by measuring, for example, the modulation accuracy and the adjacent channel leakage power as characteristics of the output signal of the high frequency amplification means. Therefore, the delay amount of the delay means in the transmission device is appropriately adjusted by calculating the appropriate delay amount that reduces distortion of the output signal of the transmission device based on the measurement result and setting it in the delay amount table. be able to.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the main components of the transmission apparatus according to the first embodiment of the present invention. Yes,
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of an amplitude modulation unit in the present embodiment
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of a phase modulation unit in the present embodiment
  • FIG. FIG. 6 is a block diagram showing the main configuration of a transmission apparatus according to the second embodiment
  • FIG. 5 is a block diagram showing an essential configuration of a transmission apparatus according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a block diagram showing an essential configuration of a transmission apparatus according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of the delay amount table
  • FIG. 8 is a block diagram showing an essential configuration of a transmission apparatus according to a fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of an E & R transmitter as a first conventional example
  • FIG. 10 is a block diagram showing the configuration of a transmitter with negative feedback as a second conventional example.
  • 1 denotes a transmission data input terminal
  • 2 denotes an amplitude phase extraction unit
  • 3 and 2 4 denote amplitude modulation units
  • 4 denotes a phase modulation unit
  • 5 and 25 denote non-linear amplification units
  • 6 and 26 denote Transmission output terminal 7
  • Directional coupling unit 8 Envelope detection unit 9
  • AD conversion unit 10 10
  • Addition unit 11 Amplification unit 12 12 13
  • Control signal 2 1 is a delay amount switching control portion
  • 2 2 is an amplitude data path switching portion
  • 2 3 is a phase data path switching portion
  • 4 0 is a switching signal input terminal
  • 4 1 is a delay amount table
  • 5 1 is 1
  • Reference numeral 70 denotes a phase frequency comparison unit
  • 72 denotes a voltage control oscillation unit
  • FIG. 1 is a block diagram showing an essential configuration of a transmission apparatus according to a first embodiment of the present invention.
  • the transmission apparatus includes: a transmission data input terminal 1; an amplitude phase extraction unit (corresponding to amplitude phase extraction means) 2; an amplitude modulation unit (corresponding to amplitude modulation means) 3; It has phase modulation means 4, non-linear amplification part (corresponding to high frequency amplification means) 5, transmission output terminal 6, and delay parts (corresponding to delay means) 12 and 13.
  • phase modulation means 4 non-linear amplification part (corresponding to high frequency amplification means) 5, transmission output terminal 6, and delay parts (corresponding to delay means) 12 and 13.
  • the transmitting apparatus of this embodiment is characterized in that the delay unit 12 is provided at the front stage of the amplitude modulation unit 3 and the delay unit 13 is provided at the front stage of the phase modulation unit 4.
  • the amplitude data and phase data of the transmission data signal input from the transmission data input terminal 1 are extracted by the amplitude phase extraction unit 2 and output.
  • the amplitude data output from the amplitude phase extraction unit 2 is delayed by a predetermined delay amount by the delay unit 12, and then the amplitude modulation signal amplitude-modulated by the amplitude modulation unit 3 is supplied to the non-linear amplification unit 5. It is input as a voltage value.
  • the phase data output from the amplitude phase extraction unit 2 is delayed by a predetermined delay amount in the delay unit 13, and then the phase modulation signal phase-modulated in the phase modulation unit 4 has a nonlinear amplitude portion 5. Is supplied as an input signal to the
  • the non-linear amplification unit 5 includes a semiconductor amplification element and constitutes a high frequency amplifier.
  • the phase modulation signal from the phase modulation unit 4 and the amplitude modulation unit 3 which is the power supply voltage value
  • the amplitude modulation signal is multiplied, and an RF signal amplified by a predetermined gain is output from the transmission output terminal 6.
  • the input signal to the non-linear amplification unit 5 is a signal of a constant envelope level, it is possible to configure a high efficiency non-linear amplifier as a high frequency amplifier.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of the amplitude modulation unit 3 in FIG.
  • the amplitude modulation unit 3 includes an amplitude modulation unit 3, a DA (digital-analog) conversion unit 60, a panorama width modulation unit 61, a switch 62, a power supply voltage input terminal 63, and a low pass. Configured with filters 64 and.
  • a DA conversion unit 60, a pulse width modulation unit 61, a switch 62, and a low pass filter 64 are connected in series in order, and a switch 62 is supplied with power from a power supply voltage input terminal 63.
  • the amplitude data which is a digital value is converted into an analog signal by the DA conversion unit 60, and pulse width modulation is performed by the pulse width modulation unit 61.
  • the switch 62 is switched according to the pulse output of the no-res width modulator 61.
  • the output of the switch 62 is smoothed by a low pass filter 64 to form an amplitude modulation signal, which is applied as a power supply voltage of the non-linear amplification unit 5.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of the phase modulation unit 4 in FIG.
  • the phase modulation unit 4 includes a phase frequency comparison unit 70, a low pass filter 71, a voltage controlled oscillator (VCO) 72, a division unit 73, and a ⁇ sigma (delta sigma) modulation unit 7 4 And is configured.
  • the phase modulation unit 4 is configured using a PLL (Phase-Locked Loop), and a phase frequency comparison unit 70, a low pass filter 71, and a voltage control oscillator 72 are connected in series in order.
  • a PLL Phase-Locked Loop
  • the frequency divider 73 is provided with a ⁇ ⁇ ⁇ (delta sigma) modulation section. 7 Output of 4 is to be input.
  • phase modulation unit 4 the frequency of the signal obtained by dividing the output of the voltage control oscillator 72 by the divider 73 and the reference frequency are compared by the phase frequency comparison unit 70, and the difference between the two is output. Ru.
  • the output of the phase frequency comparing section 70 becomes a control voltage of the voltage control oscillator 72 through the low pass filter 71, and the output of the voltage control oscillator 72 is locked at a predetermined phase and frequency.
  • phase modulation is applied to the output of the voltage controlled oscillator 72 by changing the dividing ratio of the frequency divider 73 according to the signal obtained by the delta sigma modulation of the phase data by the delta sigma modulator 74. It can be hung.
  • the amplitude modulation unit 3 mainly causes a delay in the amplitude modulation signal due to the low pass filter 64.
  • the phase modulation unit 4 a delay occurs in the phase modulation signal mainly by the low pass filter 71. For this reason, due to the difference in delay amount between each of the amplitude modulation unit 3 and the phase modulation unit 4, a relative shift occurs between the amplitude and the phase.
  • the delay amount of the delay unit 12 in the amplitude signal path Adjust the delay amount of the delay section 1 3 of the phase signal path to zero And the delay amount of the signal path of the phase match.
  • the delay amount of the delay section 13 of the phase signal path is set to zero, and the delay amount of the delay section 12 of the amplitude signal path is adjusted to adjust the amplitude and phase signal path. Match the delay amount. Thereby, distortion due to delay of the phase modulation signal can be reduced.
  • one of the delay amounts in the delay sections 12 and 13 is zero, but coarse adjustment is performed with the delay amount of either one of the phase signal path and the amplitude signal path. Fine adjustment may be performed by the delay amount of the other path.
  • a specific delay amount setting method of the delay sections 12 and 13 for example, a method of setting according to circuit characteristics etc. at the time of design or adjusting to an appropriate value for each individual at the time of manufacturing may be used. it can.
  • the delay unit 12 at the front stage of the amplitude modulation unit 3 and the delay unit 13 at the front stage of the phase modulation unit 4
  • the amplitude signal path and the phase are obtained.
  • the delay time of the signal path can be adjusted, and the distortion caused by the difference in delay time between both paths can be reduced.
  • FIG. 4 is a block diagram showing an essential configuration of a transmission apparatus according to a second embodiment of the present invention.
  • the transmitting apparatus of the second embodiment includes: a directional coupler 7; an envelope detector (corresponding to an envelope detector) 8; and an AD converter (Analog-to-digital converter) 9 comprising an adder 10 and an amplifier 11.
  • a directional coupler 7 corresponding to an envelope detector
  • an AD converter Analog-to-digital converter
  • the second embodiment in addition to the operation of the first embodiment, feedback of the envelope component of the RF signal which is the output of the nonlinear amplification unit 5 is performed.
  • An output of the non-linear amplification unit 5 is branched by the directional coupler 7 into a part of signal components, and input to the envelope detection unit 8 to detect an envelope signal of the RF signal.
  • the detected envelope signal is It is converted to a digital signal, inverted in negative sign, and input to the adder 10 as a negative component.
  • the adding unit 10 after the envelope component is subtracted from the original amplitude data, the signal is amplified to a predetermined level by the amplifying unit 11 and input to the amplitude modulating unit 3.
  • a difference between the amplitude and the phase occurs due to the difference in delay amount between each of the amplitude modulation unit 3 and the phase modulation unit 4. Therefore, when the delay parts 12 and 13 are provided in the amplitude signal path and the phase signal path, for example, when the delay amount of the amplitude signal path is large, the delay amount of the delay part 12 of the amplitude signal path is made zero and the phase signal The delay amount of the delay unit 13 of the path is adjusted to make the delay amounts of the signal path of the amplitude and the phase coincide with each other. Thereby, distortion due to delay of the amplitude modulation signal can be reduced.
  • the delay amount of the phase signal path is large, the delay amount of the delay section 13 of the phase signal path is made zero, and the delay amount of the delay section 12 of the amplitude signal path is adjusted to delay the signal path of amplitude and phase. Match the amount. Thereby, distortion due to delay of the phase modulation signal can be reduced.
  • one of the delay amounts in the delay sections 12 and 13 is zero, but coarse adjustment is performed with the delay amount of either one of the phase signal path and the amplitude signal path. Fine adjustment may be performed by the delay amount of the other path.
  • the amplitude signal path and the phase are obtained.
  • the delay time of the signal path can be adjusted, and the distortion caused by the difference in delay time between both paths can be reduced.
  • the amplitude distortion can be reduced by adjusting the delay time of the amplitude signal path and the phase signal path, it is possible to lower the loop gain of the negative feedback loop without the need to increase the loop gain of the negative feedback loop.
  • the stability as a high frequency amplifier can be improved.
  • FIG. 5 is a block diagram showing an essential configuration of a transmission apparatus according to a third embodiment of the present invention.
  • the transmission apparatus of the third embodiment includes: a control signal input terminal 20 for inputting a delay and a signal path switching control signal; Unit (corresponding to delay amount switching control unit) 21, amplitude data path switching unit 22, phase data path switching unit 23, second amplitude modulation unit 24, second nonlinear amplification unit 2 5 and a second transmission output terminal 26.
  • the other configuration is the same as that of the first embodiment, and the same components are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted.
  • the delay amount can be switched.
  • the second amplitude modulation unit 24 and the second non-linear amplification unit 25 are for transmitting transmission data different from the first amplitude modulation unit 3 and the first non-linear amplification unit 5 in the first embodiment. It is a component, and the signal bandwidth of transmission data is also different from that of the first embodiment.
  • the configuration of the second amplitude modulation unit 24 is the same as that of the first embodiment shown in FIG. 2, but since the signal bandwidth of the transmission data is different, the cutoff frequency of the low pass filter 64 is It shall be changed.
  • the configuration of the phase modulation unit 4 is the same as that of the first embodiment shown in FIG. 3, but the cutoff frequency of the low pass filter 71 is changed according to the signal bandwidth of the transmission data.
  • the delay amount switching control unit 21 switches the switches of the amplitude data path switching unit 22 and the phase data path switching unit 23 according to the signal bandwidth of the transmission data to be used, and the first amplitude The amplitude signal path and the phase signal path are switched so that one of the modulation unit 3 and the first non-linear amplification unit 5 and the second amplitude modulation unit 24 and the second non-linear amplification unit 25 is used. .
  • delay parts 12 and 13 are provided in the amplitude signal path and the phase signal path, for example, when the delay amount of the amplitude signal path is large, let the delay amount of the delay part 12 of the amplitude signal path be the outlet. Adjust the delay amount of the delay unit 13 of the signal path to match the delay amount of the amplitude and phase signal paths. Thereby, distortion due to delay of the amplitude modulation signal can be reduced. For example, when the delay amount of the phase signal path is large, the delay amount of the delay portion 13 of the phase signal path is made zero, and the delay amount of the delay portion 12 of the amplitude signal path is adjusted. Match the delay amount. Thereby, distortion due to delay of the phase modulation signal can be reduced.
  • the delay amount switching control unit 21 switches the amplitude signal path and the phase signal path, and adjusts the delay amount of each path.
  • the delay time can be adjusted according to the signal bandwidth of the transmission data, and distortion due to delay can be reduced.
  • the delay amount switching control of the third embodiment can also be applied to the configuration of the second embodiment.
  • the delay unit 12 when the delay unit 12 is provided at the front stage of the amplitude modulation unit 3 and the delay unit 13 is provided at the front stage of the phase modulation unit 4 and transmission data is switched, By switching the delay amount corresponding to transmission data switching, it is possible to realize adjustment of the delay time of the amplitude signal path and the phase signal path adapted to the signal bandwidth of the transmission data. This makes it possible to reduce distortion caused by the difference in delay time between the two paths.
  • FIG. 6 is a block diagram showing an essential configuration of a transmission apparatus according to a fourth embodiment of the present invention.
  • the transmitting apparatus of the fourth embodiment has a delay switching control section 21 and a switching signal input terminal 40 for receiving a delay table data switching signal.
  • a delay amount table 41 are configured.
  • the other configuration is the same as that of the first embodiment, and the same components are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted.
  • switching of the delay amount is performed by the delay amount data set and stored in advance in the delay amount table 41.
  • the corresponding delay amount data is read out and output from among the plurality of delay amounts set and stored in delay amount table 41.
  • the switching control unit 2 1 switches the delay amounts in the delay units 12 and 13 based on the delay amount data.
  • delay amount data corresponding to the operating state of the transmitting device in the delay amount table 41, it becomes possible to set an optimal value of the delay amount in the operating state of the transmitting device.
  • FIG. 7 shows an example of the delay amount table 41.
  • the delay amount table 4 1 is configured to have the data number 81, the operating state 82 of the transmission apparatus, and the delay amount data 83.
  • the operating state of the transmitting device 62 stores the operating state of the transmitting device, and the delay amount data 63 stores optimal delay amount data corresponding to the operating state of the transmitting device.
  • the delay amount of the amplitude signal path when the delay amount of the amplitude signal path is large, the delay amount of the delay portion 12 of the amplitude signal path is set to zero, and the delay amount of the delay portion 13 of the phase signal path is adjusted to delay the signal path of the amplitude and phase. Match the amount. Thereby, distortion due to delay of the amplitude modulation signal can be reduced.
  • the delay amount of the phase signal path when the delay amount of the phase signal path is large, the delay amount of the delay section 13 of the phase signal path is made zero, and the delay amount of the delay section 12 of the amplitude signal path is adjusted to adjust the signal path of amplitude and phase. Match the delay amount of Thereby, distortion due to delay of the phase modulation signal can be reduced.
  • the delay amount switching control of the fourth embodiment can also be applied to the configuration of the second embodiment or the third embodiment.
  • the delay unit 12 is provided at the front stage of the amplitude modulation unit 3 and the delay unit 13 is provided at the front stage of the phase modulation unit 4.
  • the delay amount By appropriately switching the delay amount based on the amount data, it is possible to adjust each delay time of the amplitude signal path and the phase signal path so as to be the delay amount according to the state of the transmission apparatus. This makes it possible to reduce distortion caused by the difference in delay time between the two paths.
  • the transmission data Even when switching, the delay time can be adjusted according to the transmission data signal bandwidth.
  • FIG. 8 is a block diagram showing the main configuration of a transmission apparatus according to a fifth embodiment of the present invention.
  • a transmitter 50 having the configuration of the fourth embodiment shown in FIG. 7 includes an RF signal measurement unit (corresponding to high frequency output measurement means) 51, a delay amount calculation unit (delay amount calculation) It has a configuration in which an adjusting device having a 52) corresponding to the means is connected.
  • the other configuration is the same as that of the fourth embodiment, and the same components are denoted by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.
  • an adjustment method of the delay amount using the adjustment device by the RF signal measurement unit 51 and the delay amount calculation unit 52 will be illustrated.
  • an RF signal measurement unit 51 measures, for example, modulation accuracy, adjacent channel leakage power, and the like of an output signal of the transmitter 50 output from the RF signal output terminal 6.
  • characteristics such as modulation accuracy and adjacent channel leakage power are degraded by distortion of the output signal. Therefore, based on the measurement result of the characteristics of the RF signal, the delay time is adjusted so that the difference between the delay time of the amplitude signal path and the phase signal path which causes the distortion of the output signal is reduced.
  • the delay calculation unit 52 calculates delay times of the delay units 12 and 13 such that the modulation accuracy and the adjacent channel leakage power have desired values, and stores the calculated delay amounts in the delay amount table 41. Then, according to the input of the delay amount table data switching signal, the delay amount data stored in the delay amount table 41 is read out and output.
  • the delay amount of the amplitude signal path when the delay amount of the amplitude signal path is large, the delay amount of the delay portion 12 of the amplitude signal path is set to zero, and the delay amount of the delay portion 13 of the phase signal path is adjusted to delay the signal path of the amplitude and phase. Store the delay ⁇ data to match the amount. Also, for example, when the delay amount of the phase signal path is large, the delay amount of the delay portion 13 of the phase signal path is set to zero, and the delay amount of the delay portion 12 of the amplitude signal path is adjusted. Stores delay amount data that matches the delay amount. Setting delay amount data in this way By this, it is possible to reduce distortion due to the delay shift between the phase modulation signal and the amplitude modulation signal.
  • the delay amount adjustment function of the fifth embodiment can also be applied to the configuration of the third embodiment.
  • an appropriate delay amount that reduces distortion of the output signal of the transmission device is calculated and set in the delay amount table. can do.
  • the delay means for adjusting the delay time of the amplitude signal path and the phase signal path is provided, and the delay times of both paths are adjusted to be equal. It is possible to reduce the distortion of the transmitter output signal caused by As a result, it is possible to realize a high frequency power amplifier that can output a signal with high power efficiency and low distortion stably.

Abstract

本発明の課題は、振幅信号経路と位相信号経路の遅延時間を調整することにより、安定して歪みの少ない出力信号を出力可能にすることである。　振幅位相抽出部（２）において、送信データ信号から振幅データと位相データとを抽出して出力する。そして、振幅変調部（３）で振幅データを振幅変調し、振幅変調信号を非線形増幅部（５）に電源電圧値として入力する。また、位相変調部（４）で位相データを位相変調し、位相変調信号を非線形増幅部（５）に入力信号として供給する。非線形増幅部（５）では、位相変調信号と振幅変調信号とが掛け合わされ、所定の利得だけ増幅されたＲＦ信号が出力される。ここで、遅延部（１２）を振幅変調部（３）の前段に、遅延部（１３）を位相変調部（４）の前段にそれぞれ設け、振幅信号経路と位相信号経路の遅延時間を調整して遅延量を一致させることにより、両経路の遅延時間の違いによって生じる歪みを減少させる。

Description

送信装置及びその調整方法 <技術分野 >
本発明は、 送信装置に係り、 特に、 包絡線変動成分を含む変調信号を低歪みか つ高効率で増幅する高周波電力増幅器を含む送信装置に関する。 明
ぐ背景技術 >
無線通信システムの送信装置の出力部に設けられる電力増幅器は、 低歪みと高 書
効率の両立が要求される。 電力増幅器には、 トランジスタを電流源として使うか スィッチとして使うかという分類がある。 トランジスタを電流源として使う増幅 器に A級増幅器、 A B級増幅器、 B級増幅器、 C級増幅器がある。 また、 トラン ジスタをスィッチとして使う増幅器に D級増幅器、 E級増幅器、 F級増幅器があ る。
従来、 包絡線変動成分を含む変調信号を増幅する高周波電力増幅器には、 包絡 線変動成分を線形に増幅するために A級ないしは A B級の線形増幅器が用いられ てきた。 しかし、 線形増幅器の電力効率は C級ないし E級などの非線形増幅器に 比べ電力効率が劣るという欠点があった。 このため、 電池を電源とする携帯電話 機、 携帯情報端末などの携帯型の無線装置に用いた場合、 使用時間が短くなると いう短所があった。 また、 大電力の送信装置を複数設置する移動体通信システム の基地局装置において、 装置の大型化や発熱量の増大を招くという短所があった そこで、 高効率の送信機能を有する送信装置として、 振幅位相抽出部と、 振幅 変調部と、 位相変調部と、 非線形増幅部とを備え、 非線形増幅部に一定の包絡線 レベルの信号を入力し、 高周波増幅器として効率の良い非線形増幅器を使用する 構成とした E E & R (Envelope Elimination and Restoration) 送信装置が提案 されている。 また、 負帰還により、 非線形増幅器の包絡線信号の非線形性を補償 して振幅歪みを抑圧する送信装置も知られている。 図 9は、 第 1従来例として上記のような EE &R送信装置の構成を示すプロッ ク図である。 この第 1従来例の送信装置は、 送信データ入力端子 1 1 1と、 振幅 位相抽出部 1 1 2と、 振幅変調部 1 1 3と、 位相変調部 1 14と、 非線形増幅部 1 1 5と、 送信出力端子 1 1 6と、 を備えた構成となっている。
図 9において、送信データ入力端子 1 1 1より入力された送信データ信号 Si (t) を、
Si(t)=a(t)exp[j^ (t)] … （1)
とすると、 振幅位相抽出部 1 1 2により Si(t)から振幅データ a(t)と位相データ exp[j<i) (t)]が抽出される。 この振幅データ a(t)に基づき、振幅変調部 1 1 3によ り非線形増幅部 1 1 5の電源電圧値が設定される。 一方、 位相変調部 1 14によ り搬送波角周波数 ω cを位相データ exp [j φ (t) ]で変調させた信号が生成されて Sc となり、 非線形増幅部 1 1 5に入力される。
Sc = exp[roct+ φ (t)] … (2)
非線形増幅部 1 1 5の出力には、 非線形増幅部 1 1 5の電源電圧値 a (t)と位相 変調部 1 14の出力信号を掛け合わせた信号が非線形増幅部 1 1 5の利得 Gだけ 増幅された R F信号 Srfが出力される。
Srf = Ga(t)Sc = Ga(t)exp[Wct+ φ (t)] … （3)
以上のように、 非線形増幅部 1 1 5に入力される信号は一定の包絡癱レベルの 信号であるので、 高周波増幅器として効率の良い非線形増幅器を使用できるので 高効率の送信装置とすることができる。
この第 1従来例において、 振幅変調部 1 1 3は、 詳細は図示しないが、 例えば D A (ディジタル一アナログ） 変換部、 パルス幅変調部、 スィッチ、 低域通過フ ィルタを順に直列接続し、 スィッチに電源電圧を入力する構成を用いる。 この振 幅変調部 1 1 3では、 ディジタル値である振幅データが D A変換部でアナログ信 号に変換され、 パルス幅変調部でパルス幅変調される。 スィッチは、 パルス幅変 調部のパルス出力に応じてスィツチングされる。 スィツチの出力は低域通過フィ ルタで平滑化されて振幅変調信号となり、 非線形増幅部 1 1 5の電源電圧として 印加される （例えば、 非特許文献 1参照） 。 また、 位相変調部 1 1 4は、 P L L (Phase-Locked Loop) を用いた構成を採用 する。 すなわち、 詳細は図示しないが、 例えば位相周波数比較部、 低域通過フィ ルタ、 電圧制御発振器を順に直列接続し、 電圧制御発振器の出力の一部を帰還信 号として分周器を介して位相周波数比較部に帰還する P L Lを設け、 さらに上記 分周器に Δ Σ (デルタシグマ) 変調部の出力を入力する構成とする。 この位相変 調部 1 1 4では、 電圧制御発振器の出力を分周器で分周した信号の周波数と基準 周波数とが位相周波数比較部で比較され、 両者の差分が出力される。 この位相周 波数比較部の出力は、 低域通過フィルタを通して電圧制御発振器の制御電圧とな り、 電圧制御発振器の出力が所定の位相、 周波数でロックされる。 上記の P L L において、 位相データをデルタシグマ変調した信号に応じて分周器の分周比を変 化させることにより、 電圧制御発振器の出力に位相変調をかけることができる （ 例えば、 非特許文献 2参照） 。
図 1 0は、 第 2従来例として負帰還を備えた送信装置の構成を示すブロック図 である。 この第 2従来例の送信装置は、 送信データ入力端子 1 1 1と、 振幅位相 抽出部 1 1 2と、 振幅変調部 1 1 3と、 位相変調部 1 1 4と、 非線形増幅部 1 1 5と、 送信出力端子 1 1 6と、 方向性結合部 1 1 7と、 包絡線検波部 1 1 8と、 A D (アナログディジタル） 変換部 1 1 9と、 加算部 1 2 0と、 増幅部 1 2 1と 、 を備えて構成される。 なお、 図 9に示す送信装置と同一の構成要素には同一の 符号を付している。
次に、 第 2従来例の送信装置の動作を説明する。 第 2従来例の送信装置は、 図 9に示す第 1従来例の送信装置と同様の動作に加え、 非線形増幅部 1 1 5の出力 である R F信号の包絡線成分の帰還を行う。 非線形増幅部 1 1 5の出力は方向性 結合部 1 1 7により分岐され、 包絡線検波部 1 1 8に入力されて R F信号の包絡 線信号が検波される。 検波された包絡線信号は A D変換部 1 1 9でアナ口グディ ジタル変換され、 加算部 1 2 0で元の振幅データから減算された後、 増幅部 1 2 1で増幅されて振幅変調部 1 1 3に入力される。 以上のような負帰還により、 非 線形增幅部 1 1 5の包絡線信号の非線形性を補償して振幅歪みを抑圧することが できる （例えば、 非特許文献 3参照） 。 (非特許文献 1 ) Peter B. Kenington, 「HIGH-LINEARITY RF AMPLIFIER DESIGN J 第 1版， ARTECH HOUSE, INC.， 2000年， p. 426-443
(非特午文献 2 ) R. A. Meyers and P. H. Waters, 「Synthesizer review for PAN-European digital cellular radioj poc. I EE Colloquium on VLSI
Implementations for 2nd Generation Digital Cordless and Mobile
Telecommunications Systems, 1990年, p. 8/1-8/8
(非特許文献 3 ) Peter B. Kenington, 「HIGH-LINEARITY RF AMPLIFIER DESIGN 」 第 1版， ARTECH HOUSE, INC.， 2000年， p. 156 - 161
しかしながら、 図 9に示す第 1従来例の送信装置においては、 振幅信号と位相 信号とは違う経路を介して非線形増幅部 1 1 5に至るので、 振幅変調の信号経路 と位相変調の信号経路の遅延時間の違いにより出力信号が歪んでしまうという問 題点があった。
また、 図 1 0に示す第 2従来例の送信装置は、 負帰還ループにより振幅歪みを 小さくする構成である。 より振幅歪みの低減量を大きくするためにはループ利得 を大きくする必要があるため、 負帰還ループの安定性が悪くなるという欠点があ つた。
本発明は、 上記課題を解決するためになされたもので、 その目的は、 電力効率 が良く、 安定して歪みの少ない信号を出力することが可能な送信装置を提供する ことにある。
<発明の開示 >
本発明に係る送信装置は、 入力される送信データから振幅データと位相データ とを抽出する振幅位相抽出手段と、 前記振幅データと前記位相データの少なくと も一方を遅延する遅延手段と、 前記位相データを位相変調する位相変調手段と、 前記位相変調手段からの位相変調信号を入力信号として高周波信号の電力増幅を 行う高周波増幅手段と、 前記振幅データを振幅変調して、 前記高周波増幅手段に 印加する電源電圧を制御するための振幅変調信号を出力する振幅変調手段と、 を 備えたものである。 上記構成によれば、 遅延手段により振幅信号経路と位相信号経路の遅延時間を 調整することができるので、 両経路の遅延時間の違いによって生じる歪みが少な くなる。 したがって、 位相変調信号と振幅変調信号とを用いた高周波増幅手段に よって効率が良い電力増幅が可能で、 かつ、 遅延時間の調整により安定して歪み の少ない信号を出力することが可能となる。
また、 他の態様として、 前記高周波増幅手段の出力信号の包絡線成分を検波す る包絡線検波手段と、 前記振幅位相抽出手段により抽出した振幅データに対して 前記包絡線成分を負帰還する負帰還ループと、 を備えるものである。
上記構成では、 負帰還ループによつて包絡線成分を負帰還して包絡線成分と振 幅データとを比較することで、 出力信号の振幅歪みを抑圧できる。 また、 遅延手 段により振幅信号経路と位相信号経路の遅延時間を調整することができるので、 両経路の遅延時間の違いによって生じる歪みが少なくなる。 またこの場合、 負帰 還ループのループ利得を下げることができるので安定性を向上させることができ る。
また、 他の態様として、 前記遅延手段の遅延量を切替え制御する遅延量切替制 御手段を備え、 前記遅延量切替制御手段は、 前記送信データとして信号帯域幅の 異なる送信データを入力する場合に、 前記信号帯域幅に応じた遅延量に切り替え るものである。
上記構成によれば、 送信データの信号帯域幅の変化に応じて遅延量を切替える ことにより、 異なる信号帯域幅の送信データを切替えたときにも振幅信号経路と 位相信号経路の遅延時間を調整することができ、 両経路の遅延時間の違いによつ て生じる歪みが少なくなる。 また、 負帰還ループを設けた場合は、 信号帯域幅に 合わせた遅延時間の調整によって、 負帰還ループの安定性を向上させることが可 能となる。
また、 他の態様として、 当該送信装匱の状態に応じて予め設定した遅延量デー タを格納する遅延量テーブルと、 前記遅延量テ一プルの遅延量データに基づき前 記遅延手段の遅延量を切替え制御する遅延量切替制御手段と、 を備えるものであ る。 上記構成によれば、 遅延量テーブルにおいて遅延量を設定しておき、 送信装置 の状態に応じた遅延量を読み出すことで、 振幅信号経路と位相信号経路の遅延時 間を調整することができ、 任意の動作状態において振幅信号経路と位相信号経路 の遅延時間の違いにより生じる歪みを減少できる。 また、 負帰還ループを設けた 場合は、 負帰還ループの安定性を向上できる。
また、 他の態様として、 前記高周波増幅手段の出力信号の特性を測定する高周 波出力測定手段と、 前記高周波出力測定手段の測定結果に基づいて所要の遅延量 を算出し、 前記遅延手段における遅延量を設定する遅延量算出手段と、 を備える ものである。
上記構成では、 高周波増幅手段の出力信号の特性として、 例えば変調精度や隣 接チャネル漏洩電力などを測定することで、 出力信号の歪み量を検出できる。 こ のため、 測定結果に基づいて、 送信装置の出力信号の歪みが少なくなる適切な遅 延量を算出して、 遅延量テーブルに設定することによって、 送信装置における遅 延手段の遅延量を適切に調整することができる。
本発明に係る送信装置の調整方法は、 入力される送信データから抽出した振幅 データと位相データの少なくとも一方を遅延する遅延手段と、 これらの振幅デー タ及ぴ位相データを変調した振幅変調信^と位相変調信号とを用いて高周波信号 の電力増幅を行う高周波増幅手段とを備えた送信装置の調整方法であって、 当該 送信装置における高周波増幅手段の出力信号の特性を測定する高周波出力信号測 定ステップと、 前記測定結果に基づいて適切な遅延量を算出し、 前記遅延手段に おける遅延量を設定する遅延量算出ステップと、 を有するものである。
上記手順により、 高周波増幅手段の出力信号の特性として、 例えば変調精度や 隣接チャネル漏洩電力などを測定することで、 出力信号の歪み量を検出できる。 このため、 測定結果に基づいて、 送信装置の出力信号の歪みが少なくなる適切な 遅延量を算出して、 遅延量テーブルに設定することによって、 送信装置における 遅延手段の遅延量を適切に調整することができる。 ぐ図面の簡単な説明 >
図 1は、 本発明の第 1実施形態に係る送信装置の要部構成を示すプロック図で あり、
図 2は、 本実施形態における振幅変調部の構成例を示すプロック図であり、 図 3は、 本実施形態における位相変調部の構成例を示すブロック図であり、 図 4は、 本発明の第 2実施形態に係る送信装置の要部構成を示すプロック図で あり、
図 5は、 本発明の第 3実施形態に係る送信装置の要部構成を示すプロック図で あり、
図 6は、 本発明の第 4実施形態に係る送信装置の要部構成を示すプロック図で あり、
図 7は、 遅延量テーブルの一例を示す図であり、
図 8は、 本発明の第 5実施形態に係る送信装置の要部構成を示すプロック図で あり、
図 9は、 第 1従来例として E E & R送信装置の構成を示すプロック図であり、 図 1 0は、 第 2従来例として負帰還を備えた送信装置の構成を示すプロック図 である。
なお、 図中の符号、 1は送信データ入力端子、 2は振幅位相抽出部、 3、 2 4 は振幅変調部、 4は位相変調部、 5、 2 5は非線形増幅部、 6、 2 6は送信出力 端子、 7は方向性結合部、 8は包絡線検波部、 9は A D変換部、 1 0は加算部、 1 1は増幅部、 1 2、 1 3は遅延部、 2 0は制御信号入力端子、 2 1は遅延量切 替制御部、 2 2は振幅データ経路切替え部、 2 3は位相データ経路切替え部、 4 0は切替え信号入力端子、 4 1は遅延量テーブル、 5 1は1 信号測定部、 5 2 は遅延量算出部、 6 0は D A変換部、 6 1はパルス幅変調部、 6 2はスィッチ、 6 3は電源電圧入力端子、 6 4、 7 1は低域通過フィルタ、 7 0は位相周波数比 較部、 7 2は電圧制御発振部、 7 3は分周部、 7 4は Δ∑変調部である。
<発明を実施するための最良の形態 >
以下、 図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
(第 1実施形態） 図 1は、 本発明の第 1実施形態に係る送信装置の要部構成を示すブロック図で あ 。
第 1実施形態の送信装置は、 送信データ入力端子 1と、 振幅位相抽出部 （振幅 位相抽出手段に相当する） 2と、 振幅変調部 （振幅変調手段に相当する） 3と、 位相変調部 （位相変調手段に相当する） 4と、 非線形増幅部 （高周波増幅手段に 相当する） 5と、 送信出力端子 6と、 遅延部 （遅延手段に相当する） 1 2及び 1 3と、 を有して構成される。 本実施形態の送信装置は、 遅延部 1 2を振幅変調部 3の前段に、 遅延部 1 3を位相変調部 4の前段にそれぞれ設けたことを特徴とす る。
送信データ入力端子 1より入力された送信データ信号は、 振幅位相抽出部 2に おいて振幅データと位相データとが抽出されて出力される。 振幅位相抽出部 2よ り出力される振幅データは、 遅延部 1 2で所定の遅延量の遅延がかけられた後、 振幅変調部 3で振幅変調された振幅変調信号が非線形増幅部 5に電源電圧値とし て入力される。 また、 振幅位相抽出部 2より出力される位相データは、 遅延部 1 3で所定の遅延量の遅延がかけられた後、 位相変調部 4で位相変調された位相変 調信号が非線形增幅部 5に入力信号として供給される。
非線形増幅部 5は、 半導体増幅素子を備え、 高周波増幅器を構成するものであ り、 この非線形増幅部 5では、 位相変調部 4からの位相変調信号と電源電圧値で ある振幅変調部 3からの振幅変調信号とが掛け合わされ、 所定の利得だけ増幅さ れた R F信号が送信出力端子 6より出力される。 ここで、 非線形増幅部 5への入 力信号は一定の包絡線レベルの信号であるので、 高周波増幅器として効率の良い 非線形増幅器を構成できる。
図 2は、 図 1における振幅変調部 3の構成例を示すブロック図である。 振幅変 調部 3は、 振幅変調部 3は、 D A (ディジタル一アナログ） 変換部 6 0と、 パノレ ス幅変調部 6 1と、 スィッチ 6 2と、 電源電圧入力端子 6 3と、 低域通過フィル タ 6 4と、 を備えて構成される。 この振幅変調部 3は、 D A変換部 6 0、 パルス 幅変調部 6 1、 スィッチ 6 2、 低域通過フィルタ 6 4が順に直列接続され、 スィ ツチ 6 2には電源電圧入力端子 6 3より電源電圧が入力される構成となっている この振幅変調部 3では、 ディジタル値である振幅データが D A変換部 6 0でァ ナログ信号に変換され、 パルス幅変調部 6 1でパルス幅変調される。 スィッチ 6 2は、 ノ、レス幅変調部 6 1のパルス出力に応じてスイッチングされる。 スィッチ 6 2の出力は低域通過フィルタ 6 4で平滑化されて振幅変調信号となり、 非線形 増幅部 5の電源電圧として印加される。
図 3は、 図 1における位相変調部 4の構成例を示すブロック図である。 位相変 調部 4は、 位相周波数比較部 7 0と、 低域通過フィルタ 7 1と、 電圧制御発振器 (V C O ) 7 2と、 分周部 7 3と、 Δ Σ (デルタシグマ） 変調部 7 4と、 を備え て構成される。 この位相変調部 4は、 P L L (Phase-Locked Loop) を用いた構成 であり、 位相周波数比較部 7 0、 低域通過フィルタ 7 1、 電圧制御発振器 7 2が 順に直列接続され、 電圧制御発振器 7 2の出力の一部が帰還信号として分周器 7 3を介して位相周波数比較部 7 0に帰還される P L Lが設けられ、 さらに上記分 周器 7 3には厶∑ (デルタシグマ) 変調部 7 4の出力が入力されるようになって いる。
この位相変調部 4では、 電圧制御発振器 7 2の出力を分周器 7 3で分周した信 号の周波数と基準周波数とが位相周波数比較部 7 0で比較され、 両者の差分が出 力される。 この位相周波数比較部 7 0の出力は、 低域通過フィルタ 7 1を通して 電圧制御発振器 7 2の制御電圧となり、 電圧制御発振器 7 2の出力が所定の位相 、 周波数でロックされる。 上記の P L Lにおいて、 位相データをデルタシグマ変 調部 7 4でデルタシグマ変調した信号に応じて分周器 7 3の分周比を変化させる ことにより、 電圧制御発振器 7 2の出力に位相変調をかけることができる。 上記のように構成された送信装置において、 振幅変調部 3は、 主に低域通過フ ィルタ 6 4により振幅変調信号に遅延が生じる。 一方、 位相変調部 4は、 主に低 域通過フィルタ 7 1により位相変調信号に遅延が生じる。 このため、 振幅変調部 3と位相変調部 4のそれぞれにおける遅延量の違いにより、 振幅と位相との間で 相対的にズレが生じる。
第 1実施形態では、 振幅信号経路と位相信号経路にそれぞれ遅延部 1 2、 1 3 を設けることで、 例えば振幅信号経路の遅延量が多い場合、 振幅信号経路の遅延 部 1 2の遅延量をゼロとし、 位相信号経路の遅延部 1 3の遅延量を調整して振幅 と位相の信号経路の遅延量を一致させる。 これにより、 振幅変調信号の遅延によ る歪みを少なくすることができる。
また、 位相信号経路の遅延量が多い場合、 位相信号経路の遅延部 1 3の遅延量 をゼロとし、 振幅信号経路の遅延部 1 2の遅延量を調整して振幅と位相の信号経 路の遅延量を一致させる。 これにより、 位相変調信号の遅延による歪みを少なく することができる。
なお、 上記の説明では、 遅延部 1 2、 1 3において、 どちらか一方の遅延量を ゼロとするとしたが、 位相信号経路と振幅信号経路のいずれか一方の経路の遅延 量で粗い調整を行い、 他方の経路の遅延量で細かい調整を行っても良い。
遅延部 1 2、 1 3の具体的な遅延量設定手法としては、 例えば、 設計時に回路 特性等に応じて設定したり、 製造時に個体毎に適切な値に調整する方法などを用 いることができる。
このように、 第 1実施形態の構成によれば、 遅延部 1 2を振幅変調部 3の前段 に、 遅延部 1 3を位相変調部 4の前段にそれぞれ設けることにより、 振幅信号経 路と位相信号経路の遅延時間を調整することができ、 両経路の遅延時間の違いに よって生じる歪みを減少させることが可能となる。
(第 2実施形態)
図 4は、 本発明の第 2実施形態に係る送信装置の要部構成を示すプロック図で ある。
第 2実施形態の送信装置は、 図 1に示した第 1実施形態の構成に加えて、 方向 性結合部 7と、 包絡線検波部 （包絡線検波手段に相当する） 8と、 A D変換部 （ アナログディジタル変換部） 9と、 加算部 1 0と、 増幅部 1 1とを備えて構成さ れる。 その他の構成は第 1実施形態と同様であり、 同様の構成要素には同一符号 を付して説明を省略する。
第 2実施形態では、 第 1実施形態の動作に加えて、 非線形増幅部 5の出力であ る R F信号の包絡線成分の帰還を行う構成となっている。 非線形増幅部 5の出力 は方向性結合部 7により一部の信号成分が分岐され、 包絡線検波部 8に入力され て R F信号の包絡線信号が検波される。 検波された包絡線信号は A D変換部 9で ディジタル信号に変換され、 負号反転されて加算部 1 0に負成分として入力され る。 加算部 1 0では、 元の振幅データから包絡線成分が減算された後、 増幅部 1 1で所定レベルまで増幅されて振幅変調部 3に入力される。
この第 2実施形態においても、 第 1実施形態と同様に、 振幅変調部 3と位相変 調部 4のそれぞれにおける遅延量の違いより、 振幅と位相との間で相対的にズレ が生じる。 そこで、 振幅信号経路と位相信号経路にそれぞれ遅延部 1 2、 1 3を 設け、 例えば振幅信号経路の遅延量が多い場合、 振幅信号経路の遅延部 1 2の遅 延量をゼロとし、 位相信号経路の遅延部 1 3の遅延量を調整して振幅と位相の信 号経路の遅延量を一致させる。 これにより、 振幅変調信号の遅延による歪みを少 なくすることができる。 また、 位相信号経路の遅延量が多い場合、 位相信号経路 の遅延部 1 3の遅延量をゼロとし、 振幅信号経路の遅延部 1 2の遅延量を調整し て振幅と位相の信号経路の遅延量を一致させる。 これにより、 位相変調信号の遅 延による歪みを少なくすることができる。
なお、 上記の説明では、 遅延部 1 2、 1 3において、 どちらか一方の遅延量を ゼロとするとしたが、 位相信号経路と振幅信号経路のいずれか一方の経路の遅延 量で粗い調整を行い、 他方の経路の遅延量で細かい調整を行っても良い。
このように、 第 2実施形態の構成によれば、 遅延部 1 2を振幅変調部 3の前段 に、 遅延部 1 3を位相変調部 4の前段にそれぞれ設けることにより、 振幅信号経 路と位相信号経路の遅延時間を調整することができ、 両経路の遅延時間の違いに よって生じる歪みを減少させることが可能となる。 また、 振幅信号経路と位相信 号経路の遅延時間の調整により振幅歪みを低減できるので、 負帰還ループのルー プ利得を大きくする必要がなくなつて、 負帰還ループのループ利得を下げること が可能となり、 高周波増幅器としての安定性を向上させることもできる。 (第 3実施形態）
図 5は、 本発明の第 3実施形態に係る送信装置の要部構成を示すプロック図で ある。
第 3実施形態の送信装置は、 図 1に示した第 1実施形態の構成に加えて、 遅延 及び信号経路切替制御信号を入力する制御信号入力端子 2 0と、 遅延量切替制御 部 （遅延量切替制御手段に相当する） 2 1と、 振幅データ経路切替え部 2 2と、 位相データ経路切替え部 2 3と、 第 2の振幅変調部 2 4と、 第 2の非線形増幅部 2 5と、 第 2の送信出力端子 2 6とを備えて構成される。 その他の構成は第 1実 施形態と同様であり、 同様の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。 第 3実施形態では、 第 1実施形態の動作に加えて、 遅延量の切替が可能な構成 となっている。 第 2の振幅変調部 2 4及び第 2の非線形増幅部 2 5は、 第 1実施 形態における第 1の振幅変調部 3及び第 1の非線形増幅部 5とは異なる送信デー タを送信するための構成要素であり、 送信データの信号帯域幅も第 1実施形態と は異なっている。
また、 第 2の振幅変調部 2 4の構成は図 2に示した第 1実施形態のものと同様 であるが、 送信データの信号帯域幅が異なるため、 低域通過フィルタ 6 4の遮断 周波数を変更したものとする。 また、 位相変調部 4の構成は図 3に示した第 1実 施形態のものと同様であるが、 低域通過フィルタ 7 1の遮断周波数を送信データ の信号帯域幅に合わせて変更する。
第 3実施形態では、 遅延量切替制御部 2 1により、 使用する送信データの信号 帯域幅に合わせて振幅データ経路切替え部 2 2と位相データ経路切替え部 2 3の スィツチを切り替え、 第 1の振幅変調部 3及び第 1の非線形増幅部 5と第 2の振 幅変調部 2 4及び第 2の非線形増幅部 2 5のいずれかを用いるように振幅信号経 路及び位相信号経路を切り替えるようにする。
そして、 振幅信号経路と位相信号経路にそれぞれ遅延部 1 2、 1 3を設け、 例 えば振幅信号経路の遅延量が多い場合、 振幅信号経路の遅延部 1 2の遅延量をゼ 口とし、 位相信号経路の遅延部 1 3の遅延量を調整して振幅と位相の信号経路の 遅延量を一致させる。 これにより、 振幅変調信号の遅延による歪みを少なくする ことができる。 また、 例えば位相信号経路の遅延量が多い場合、 位相信号経路の 遅延部 1 3の遅延量をゼロとし、 振幅信号経路の遅延部 1 2の遅延量を調整して 振幅と位相の信号経路の遅延量を一致させる。 これにより、 位相変調信号の遅延 による歪みを少なくすることができる。
したがって、 この第 3実施形態では、 遅延量切替制御部 2 1により振幅信号経 路及び位相信号経路を切り替え、 各経路の遅延量を調整することにより、 使用す る送信データの信号帯域幅に応じた遅延時間の調整が可能であり、 遅延による歪 みを低減することが可能である。
なお、 上記の説明では、 遅延部 1 2、 1 3において、 どちらか一方の遅延量を ゼロとするとしたが、 位相信号経路と振幅信号経路のいずれか一方の経路の遅延 量で粗い調整を行い、 他方の経路の遅延量で細かい調整を行っても良い。 また、 上記第 2実施形態の構成に第 3実施形態の遅延量切替制御を適用することもでき る。
このように、 第 3実施形態の構成によれば、 遅延部 1 2を振幅変調部 3の前段 に、 遅延部 1 3を位相変調部 4の前段にそれぞれ設け、 送信データを切替えたと き、 その送信データの切替えに対応して遅延量を切替えることによって、 送信デ ータの信号帯域幅に適合した振幅信号経路及び位相信号経路の遅延時間の調整が 実現可能である。 これにより、 両経路の遅延時間の違いによって生じる歪みを減 少させることができる。 また、 第 2実施形態の構成に適用した場合は、 送信デー タの信号帯域幅に合わせた遅延時間の調整により、 負帰還ループの安定性を向上 させることが可能となる。
(第 4実施形態）
図 6は、 本発明の第 4実施形態に係る送信装置の要部構成を示すプロック図で ある。
第 4実施形態の送信装置は、 図 1に示した第 1実施形態の構成に加えて、 遅延 量切替制御部 2 1と、 遅延量テーブルデータ切替え信号を入力する切替え信号入 力端子 4 0と、 遅延量テーブル 4 1とを備えて構成される。 その他の構成は第 1 実施形態と同様であり、 同様の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。 第 4実施形態では、 第 1実施形態の動作に加えて、 遅延量テーブル 4 1に予め 設定記憶された遅延量データによって遅延量の切り替えを行う構成となっている 。 切替え信号入力端子 4 0に入力された遅延量テーブルデータ切替え信号に応じ て、 遅延量テーブル 4 1に設定記憶された複数の遅延量の中から対応する遅延量 データが読み出されて出力される。 この遅延量データに基づき、 切替制御部 2 1 により遅延部 1 2及び 1 3における遅延量が切り替えられる。 遅延量テーブル 4 1には、 送信装置の動作状態に応じた遅延量データを格納し ておくことにより、 送信装置の動作状態における遅延量の最適値を設定すること が可能となる。
図 7は、 遅延量テーブル 4 1の一例を示したものである。 遅延量テーブル 4 1 は、 データ番号 8 1と、 送信装置の動作状態 8 2と、 遅延量データ 8 3を有して 構成される。 送信装置の動作状態 6 2には送信装置の動作状態が格納され、 遅延 量データ 6 3には上記送信装置の動作状態に対応した最適な遅延量データが格納 される。
例えば振幅信号経路の遅延量が多い場合、 振幅信号経路の遅延部 1 2の遅延量 をゼロとし、 位相信号経路の遅延部 1 3の遅延量を調整して振幅と位相の信号経 路の遅延量を一致させる。 これにより、 振幅変調信号の遅延による歪みを少なく することができる。 また、 例えば位相信号経路の遅延量が多い場合、 位相信号経 路の遅延部 1 3の遅延量をゼロとし、 振幅信号経路の遅延部 1 2の遅延量を調整 して振幅と位相の信号経路の遅延量を一致させる。 これにより、 位相変調信号の 遅延による歪みを少なくすることができる。
なお、 上記の説明では、 遅延部 1 2、 1 3において、 どちらか一方の遅延量を ゼロとするとしたが、 位相信号経路と振幅信号経路のいずれか一方の経路の遅延 量で粗い調整を行い、 他方の経路の遅延量で細かい調整を行っても良い。 また、 上記第 2実施形態または第 3実施形態の構成に第 4実施形態の遅延量切替制御を 適用することもできる。
このように、 第 4実施形態の構成によれば、 遅延部 1 2を振幅変調部 3の前段 に、 遅延部 1 3を位相変調部 4の前段にそれぞれ設け、 遅延量テーブル 4 1の遅 延量データに基づき遅延量を適宜切替えることにより、 送信装置の状態に応じた 遅延量となるように振幅信号経路と位相信号経路のそれぞれの遅延時間を調整す ることができる。 これにより、 両経路の遅延時間の違いによって生じる歪みを減 少させることができる。 また、 第 2実施形態の構成に適用した場合は、 送信装置 の動作状態に応じた遅延時間の調整により、 負帰還ループの安定性を向上させる ことが可能となる。 また、 第 3実施形態の構成に適用した場合は、 送信データを 切り替えたときにも送信データの信号帯域幅に合わせて遅延時間の調整が可能で める。
(第 5実施形態）
図 8は、 本発明の第 5実施形態に係る送信装置の要部構成を示すブロック図で ある。
第 5実施形態は、 図 7に示した第 4実施形態の構成を持つ送信装置 5 0に、 R F信号測定部 （高周波出力測定手段に相当する） 5 1、 遅延量算出部 （遅延量算 出手段に相当する） 5 2を有してなる調整装置を接続した構成となっている。 そ の他の構成は第 4実施形態と同様であり、 同様の構成要素には同一符号を付して 説明を省略する。
第 5実施形態では、 R F信号測定部 5 1及び遅延量算出部 5 2による調整装置 を用いた遅延量の調整方法を例示する。 図 8において、 R F信号出力端子 6より 出力された送信装置 5 0の出力信号は、 R F信号測定部 5 1により、 例えば、 変 調精度や隣接チャネル漏洩電力などが測定される。 一般に、 変調精度や隣接チヤ ネル漏洩電力などの特性は、 出力信号の歪みによって劣化する。 このため、 上記 R F信号の特性の測定結果に基づき、 出力信号の歪みの原因となる振幅信号経路 と位相信号経路の遅延時間のズレが少なくなるように遅延時間を調整する。 この とき、 変調精度や隣接チャネル漏洩電力が所望の値となるような遅延部 1 2及び 1 3の遅延時間を遅延量算出部 5 2により算出し、 遅延量テーブル 4 1に格納す る。 そして、 遅延量テーブルデータ切替え信号の入力に応じて、 遅延量テーブル 4 1に格納した遅延量データを読み出して出力する。
例えば振幅信号経路の遅延量が多い場合、 振幅信号経路の遅延部 1 2の遅延量 をゼロとし、 位相信号経路の遅延部 1 3の遅延量を調整して振幅と位相の信号経 路の遅延量を一致させるような遅延蛩データを格納する。 また、 例えば位相信号 経路の遅延量が多い場合、 位相信号経路の遅延部 1 3の遅延量をゼロとし、 振幅 信号経路の遅延部 1 2の遅延量を調整して振幅と位相の信号経路の遅延量を一致 させるような遅延量データを格納する。 このように遅延量データを設定すること により、 位相変調信号と振幅変調信号との遅延のズレによる歪みを少なくするこ とができる。
なお、 上記の説明では、 遅延部 1 2、 1 3において、 どちらか一方の遅延量を ゼロとするとしたが、 位相信号経路と振幅信号経路のいずれか一方の経路の遅延 量で粗い調整を行い、 他方の経路の遅延量で細かい調整を行っても良い。 また、 上記第 3実施形態の構成に第 5実施形態の遅延量調整機能を適用することもでき る。
このように、 第 5実施形態の送信装置及び調整装置の構成、 並びに遅延量調整 方法によれば、 送信装置の出力信号の歪みが少なくなる適切な遅延量を算出して 、 遅延量テーブルに設定することができる。
上述した実施形態によれば、 振幅信号経路と位相信号経路の遅延時間を調整す る遅延手段を設けて、 両経路の遅延時間が等しくなるように調整することにより 、 両経路の遅延時間の違いにより生じる送信装置の出力信号の歪みを低減するこ とができる。 これにより、 送信装置において、 電力効率が良く、 安定して歪みの 少ない信号を出力することが可能な高周波電力増幅器を実現できる。
本発明を詳細にまた特定の実施態様を参照して説明したが、 本発明の精神と範 囲を逸脱することなく様々な変更や修正を加えることができることは当業者にと つて明らかである。
本出願は、 2003年 2月 6日出願の日本特許出願 No.2003- 029792に基づくものであり 、 その内容はここに参照として取り込まれる。 ぐ産業上の利用可能性 >
以上説明したように本発明によれば、 電力効率が良く、 安定して歪みの少ない 信号を出力することが可能な送信装置を提供することができる。

Claims

請 求 の 範 囲 1 . 入力される送信データから振幅データと位相データとを抽出する振幅 位相抽出手段と、
前記振幅データと前記位相データの少なくとも一方を遅延する遅延手段と、 前記位相データを位相変調する位相変調手段と、
前記位相変調手段からの位相変調信号を入力信号として高周波信号の電力増幅 を行う高周波増幅手段と、
前記振幅データを振幅変調して、 前記高周波増幅手段に印加する電源電圧を制 御するための振幅変調信号を出力する振幅変調手段と、
を備えた送信装置。
2 . 前記高周波増幅手段の出力信号の包絡線成分を検波する包絡線検波手 段と、
前記振幅位相抽出手段により抽出した振幅データに対して前記包絡線成分を負 帰還する負帰還ループと、
を備えた請求の範囲第 1項に記載の送信装置。
3 . 前記遅延手段の遅延量を切替え制御する遅延量切替制御手段を備え、 前記遅延量切替制御手段は、 前記送信データとして信号帯域幅の異なる送信デー タを入力する場合に、 前記信号帯域幅に応じた遅延量に切り替える請求の範囲第 1項または第 2項に記載の送信装置。
4 . 当該送信装置の状態に応じて予め設定した遅延量データを格納する遅 延量テーブルと、
前記遅延量テーブルの遅延量データに基づき前記遅延手段の遅延量を切替え制 御する遅延量切替制御手段と、
を備えた請求の範囲第 1項または第 2項に記載の送信装置。
5 . 前記高周波増幅手段の出力信号の特性を測定する高周波出力測定手段 と、 ·
前記高周波出力測定手段の測定結果に基づいて所要の遅延量を算出し、 前記遅 延手段における遅延量を設定する遅延量算出手段と、
を備えた請求の範囲第 1項から第 4項のいずれかに記載の送信装置。
6 . 入力される送信データから抽出した振幅データと位相データの少なく とも一方を遅延する遅延手段と、 これらの振幅データ及び位相データを変調した 振幅変調信号と位相変調信号とを用いて高周波信号の電力増幅を行う高周波増幅 手段とを備えた送信装置の調整方法であって、
当該送信装置における高周波増幅手段の出力信号の特性を測定する高周波出力 信号測定ステップと、
前記測定結果に基づいて適切な遅延量を算出し、 前記遅延手段における遅延量 を設定する遅延量算出ステップと、
を有する送信装置の調整方法。
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