WO2004045093A1 - Sendestufe mit phasen und amplitudenregelschleife - Google Patents

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WO2004045093A1
WO2004045093A1 PCT/EP2003/012523 EP0312523W WO2004045093A1 WO 2004045093 A1 WO2004045093 A1 WO 2004045093A1 EP 0312523 W EP0312523 W EP 0312523W WO 2004045093 A1 WO2004045093 A1 WO 2004045093A1
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WO
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signal
amplifier
control device
amplitude
phase
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PCT/EP2003/012523
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English (en)
French (fr)
Inventor
Houman Jafari
Ralf Burdenski
Original Assignee
Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V.
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Priority to DE50305069T priority patent/DE50305069D1/de
Priority to EP03779877A priority patent/EP1568143B1/de
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Priority to US11/127,607 priority patent/US7359685B2/en

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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion

Definitions

  • the present invention relates to transmission stages and in particular to transmission stages which comprise an amplitude control loop and a phase control loop in order to amplify an amplitude and phase-modulated signal via a non-linear power amplifier and, if appropriate, to transmit it via a wireless transmission channel.
  • GSM Global System for Mobile Communication
  • GMSK Global System for Mobile Communication
  • CPM Contmuous Phase Modulation
  • the message flow can be increased by changing the modulation method.
  • 3 ⁇ / 8-8PSK phase shift keying
  • GSM-EDGE End Data Ratio for GSM Evaluation
  • QPSK quadrature phase shift keying
  • UMTS Universal mobile tele- Communications System
  • the 3 ⁇ / 8-8PSK- modulation and the QPSK modulation in addition to the Pha ⁇ senmodulation an amplitude component. This makes it possible to transmit additional information to increase the data rate with the same channel bandwidth.
  • a critical point in the mobile terminal is the transmission behavior of the RF transmitter amplifier in relation to the RF signals to be transmitted for the EDGE and UMTS standard.
  • the 3 ⁇ / 8-8PSK modulation and QPSK modulation modulate the phase and the amplitude.
  • the result is a spectral broadening of the output signal after the non-linear power amplifier or a significant distortion of the transmission signal. This leads to an increase in the bit error rate (BER) with the same reception field strength.
  • BER bit error rate
  • linear power amplifiers would actually be required.
  • efficiency of linear amplifiers is significantly worse at approx. [35%] compared to non-linear power amplifiers, which achieve an efficiency of over 50% to 60%.
  • Signal reconstruction techniques such as Polar-Loop enable the use of non-linear power amplifiers for the EDGE standard and UMTS standard.
  • polar loop transmission circuits are described, for example, in US Pat. No. 4,481,672, WO 02/47249 A2, US Pat. No. 4,630,315 or GB 2368214 A.
  • EP 1211801 A2 also discloses a polar loop transmission circuit which is suitable for future mobile radio systems which have phase and amplitude modulation and which can also be used for known systems based on the GSM standard.
  • the polar loop transmission circuit comprises a power amplifier which receives a signal from a VCO on the input side.
  • the control signal for the VCO is obtained by limiting the transmit signal as a desired signal and by limiting an actual signal, a subsequent phase comparison of the limited signals and a subsequent low-pass filtering.
  • the amplitude control signal for the controllable non-linear power amplifier is generated by rectifying the transmission signal as a target signal, rectifying an actual signal, subsequently forming a difference by means of a differential amplifier and then performing low-pass filtering.
  • the actual signal for the amplitude control and for the phase control is branched off from the output of the non-linear power amplifier, fed to a programmable amplifier, then mixed down to an intermediate frequency, fed to a ramp-controllable amplifier and then on the one hand in the rectifier for amplitude control and on the other hand in the limiter fed for phase control.
  • the power level at the output of the polar loop transmission circuit can be regulated with a control signal.
  • the programmable amplifier is a linear amplifier which linearly attenuates the signal that can be supplied at its input.
  • the voltage of the high-frequency signal provided at its output does not depend linearly on an actuating element that can be fed to the control Signal off and z. B. 2 dB per least significant bit change of the control signal.
  • Typical polar loop transmission circuits are suitable for cellular radio telephones according to the GSM standard and for alternative modulation methods in which phase and amplitude modulation have to take place.
  • Such cellular mobile radio systems have, as a further component, an automatic gain control to the effect that a field strength measurement is carried out in the base station and / or in the handset, so that if the transmission channel strength is found to be unsatisfactory due to a low reception field strength, the transmission power of the Up cell phones and / or the base station. Since the power consumption is only critical for the handsets, often only a transmission power control is carried out in the handset.
  • a high transmission power means that the cells can only be designed with a relatively large mesh or that a carrier frequency cannot be “reused” as often as possible in a cell grid in order to allow a large number of subscribers in the limited frequency band.
  • a high transmission power particularly when using non-linear amplifiers, has the problem that secondary channel interference can increase, ie that a transmitter which is actually specified for a carrier frequency moves into a secondary channel in which it actually has nothing or only below should send a threshold, due to its non-linearity also sends power.
  • Such a transmission device is not in accordance with the regulations if the so-called secondary channel transmission is above a certain specification. For example, it is required for the EDGE standard mentioned that the spectrum of the output signal of the radio is less than -54 dBc at a storage frequency of +/- 200 kHz with respect to a carrier frequency, and furthermore with a storage frequency of +/- 300 kHz with respect to the Carrier is below -60 dBc.
  • the UMTS standard requires that the spectrum of the output signal in the entire adjacent channel is better than -45 dBc.
  • a polar loop transmission circuit must therefore work on the one hand in a very high dynamic range of the power amplifier and on the other hand a very high dynamic range with regard to the amplitude control loop and the phase locked loop, which together form the polar loop.
  • the object of the present invention is to provide an improved transmission concept which is safe and works reliably, and at the same time requirements for certain elements are reduced, so that a transmitter can be manufactured more cheaply.
  • the present invention is based on the finding that the transmission power control must not be carried out in such a way that the phase locked loop of a polar loop circuit is impaired too much.
  • the actual signal from which the phase-actual signal is derived is kept in a limited range, which is preferably relatively small, in such a way that the actual signal from which the phase-actual signal is derived , is essentially constant regardless of an output power of the amplifier.
  • the gain control is achieved in that either the actual signal used for amplitude control or preferably the target signal used for amplitude control is modified accordingly in order to produce a signal with a higher power level at the output of the power amplifier or to get a signal with a lower power level.
  • a controllable amplifier is provided in the feedback path, which is operated in such a way that its output signal is in a predetermined range, and is preferably essentially constant, while the amplitude control device, that forms part of the amplitude control loop of the polar loop circuit according to the invention, is designed to vary either the actual signal in the amplitude control device and / or the desired signal in the amplitude control device accordingly, so on the output side, that is, on the signal output of the Power amplifier has a signal with a correspondingly varied power level.
  • One advantage of the present invention is that the actual signal which is fed into the phase control device lies in a well-defined dynamic range, which is preferably very small and, in a particularly preferred exemplary embodiment, degenerates to an essentially constant value. This ensures that the phase-locked loop does not disengage in the event of a strong level change, but continues to work without further ado in order to impress the phase information in the signal to be transmitted on the amplified signal output by the power amplifier.
  • Another advantage of the present invention is that the safety requirements for a reliable functionality of the phase locked loop can be easily met by simply designing parts of the phase control device, and in particular an amplitude limiter, for generating the actual phase signal from the actual signal can be.
  • an inexpensive limiter can be provided here, which leads to a reduction in the total costs of the polar loop transmission circuit, this reduction in the total costs does not lead to any reduction in quality, but rather leads to an overall increase in the reliability of the concept.
  • Another advantage of the present invention is that for power variation, only a further controllable amplifier must be provided either for amplifying the actual signal or for amplifying the desired signal, the requirements for this amplifier also not being bad. If an amplifier is provided for amplifying the actual signal in the amplitude control device, the input dynamic range in this amplifier is well known, since it lies in a predetermined range and is preferably even constant. It an amplifier developed specifically for this purpose can therefore be used, which need not be designed with regard to its dynamics and in particular with regard to a widely varying input signal.
  • this amplifier only has to be an LF amplifier if the polar loop circuit according to the invention comprises a mixer in the feedback branch in order to convert the feedback signal with a transmission frequency f 2 to an easily controllable IF frequency fi, for which an amplifier design is easily feasible.
  • power control of the output power of the power amplifier is carried out in response to a corresponding request from a field strength measuring device on the basis of the desired signal in the amplitude control device, then no intervention in a control loop itself has to be carried out at all.
  • the desired signal from the transmitting device the amplitude ratios and average power levels of which are known or can be conditioned as desired, can be modified without further ado, so that for one or two further amplifiers, the "in concert" with the amplifier in the feedback branch work, no significant costs are expected.
  • FIG. 1 shows a block diagram of a transmission stage according to the invention
  • FIG. 2 shows a block diagram of the transmission stage according to the invention in accordance with a preferred exemplary embodiment
  • 3 shows a tabular overview of the control of the various amplifiers which can preferably be used in the amplitude control device;
  • 4a is an equation of the dependencies of the amplifier control signals for a certain gain in the forward branch for a target signal modification
  • 5b shows a comparison of the EDGE spectrum and the polar loop spectrum after an optimization of the
  • FIG. 1 shows a block diagram of a transmission stage according to the invention for supplying an input signal to an amplifier input, which is denoted by 10 in FIG. 1.
  • the amplifier further comprises an amplifier output 11 and a control input 12.
  • the amplifier itself is designated by 13 in FIG. 1.
  • the amplifier is preferably an amplifier that operates in non-linear mode. If the amplifier is a bipolar transistor, the gain control is operated via the supply voltage. In this case, the gain control signal, which is present at the gain control input 12, will cause a supply voltage variation. On the other hand, if the amplifier is a field effect to control transistor amplifier, it is preferred that the Verstär ⁇ effect of the amplifier via the operating point thereof.
  • the control input 12 is therefore effective in order to vary a drain-source voltage or a gate-source voltage or both in the characteristic field according to the example according to the tables or also in terms of feedback.
  • the transmission stage comprises a controllable oscillator 14, which is designated VCO in FIG. 1.
  • Voltage-controlled oscillators are preferably preferred.
  • current-controlled oscillators can of course also be used.
  • the control signal which is fed into the oscillator 14 at a control input 15 is a current, while, when the VCO 14 is voltage-controlled, the control signal into the control input 15 of the VCO 14 is a voltage.
  • an amplitude control device 16 and a phase control device 17 are also provided. While the phase control device 17 is coupled on the output side to the control input 15 of the controllable oscillator 14, the amplitude control device 16 is coupled on the output side to the gain control input 12 of the amplifier 13. Both the phase control device 17 and the amplitude control device 16 receive an actual signal 18 which is present at the output of a feedback path 19.
  • the feedback path 19 comprises a branching device 19a, via which part of the output signal at the amplifier output 11 is branched off.
  • a directional coupler of the appropriate type can be used. B. be used in stripline technology.
  • the feedback path 19 further includes a variable feedback path amplifier 19b, which is controllable via a control input, using a gain control signal GS1.
  • a variable feedback path amplifier 19b At the exit of the feedback tion path amplifier 19b is an amplified feedback signal which is an amplitude in a predetermined range, as will be explained below.
  • a frequency conversion device 19c is also provided in the feedback path 19 in order to operate the phase control device 17 or the amplitude control device 16 in an intermediate frequency range.
  • the frequency of the output signal of the amplifier 19b which is for example f 2
  • a normal mixer / local oscillator combination can be used in block 19c.
  • the actual signal is present at an output of the feedback path 19, that is to say in terms of the signal flow behind the feedback path amplifier 19b, which in the phase control device 17 on the one hand and in the amplitude control device - tion 16 is fed on the other hand.
  • the actual signal is processed in the phase control device into an actual phase signal.
  • the actual signal 18 is processed in the amplitude control device 16 into an actual amplitude signal.
  • Both the amplitude control device 16 and the phase control device 17 also receive a desired signal 20 which is present at a signal input 21 which is provided for receiving a signal to be transmitted.
  • the target signal 20 is processed in the phase control device 17 in order to obtain a target phase signal.
  • the target signal 20 is processed in the amplitude control device 16 in order to obtain a target amplitude signal.
  • both the amplitude control device 16 and the phase control lungs drove 17 to the extent that in connection with the VCO 14 and the amplifier 13, the difference between the target signal 20 and the actual signal 18 becomes smaller or ideally becomes zero.
  • the VCO 14 imprints the output signal at the output of the amplifier 11 on the phase profile of the signal to be transmitted at the input 21.
  • the amplifier 13 imprints the output signal at the amplifier output 11 on the amplitude profile of the signal 21 to be transmitted, but on the one hand with a different frequency, namely the HF transmission frequency, and moreover with a significantly higher amplitude, namely the HF transmission amplitude. which is typically much higher than the amplitude of the signal to be transmitted at input 21.
  • the transmission stage according to the invention further comprises a control device 22, which, when it receives a request for a changed output level via a request input 23, controls both the feedback path amplifier 19b via a feedback path amplifier control output 24 and, at the same time, the Amplitude control device 16 is controlled via an amplitude control device input 25.
  • the gain control signal GS1 is output on the one hand via the input 24.
  • a gain control signal GS2 and / or a gain control signal GS3 is fed into the amplitude control device 16 via the output 25.
  • the difference between the desired signal 20 and the actual signal 18 in the amplitude control device 16 is ultimately responsible for how large the “error signal” at the output of the amplitude control device 16, which is fed to the amplifier via the control input 12.
  • the difference between the desired signal 20 and the actual signal 18 within the amplitude control device 16 varies depending on a value obtained from the request input 23, so that the phase control The control device 17 to a certain extent does not "notice” this changed request on the basis of its target signal 20 and its actual signal 18.
  • the phase control device 17 thus works unaffected by a request for a changed output level and can always show correct behavior in that it is not “tried” beyond its limit and, if necessary, disengaged. Unlatching the phase locked loop, which is formed by the phase control device 17, the VCO 14 and the feedback path 19, would inevitably lead to a communication breakdown between a transmitter and a receiver.
  • the control device 22 is designed to control an average power level of a signal at the signal output 11 of the amplifier 13, in that, depending on a request 23 for a change in the average power level, the amplitude control device 16 is controlled to control the actual signal 18 and / or the target signal 20 within the amplitude control device 16 and at the same time an amplification (GSl) of the feedback path amplifier 19b to vary such that the amplitude of the output signal of the amplifier 19b, that is to say the amplitude of the signal in the feedback path 19 remains in signal flow behind the feedback path amplifier 19b in a predetermined range.
  • GSl amplification
  • the amplifier 19b will amplify the signal branched off from the branching device 19a less so that at the output of amplifier 19b the amplitude is again in the predetermined range, which preferably "degenerates” to a constant value or to a very small range within normal signal fluctuations.
  • control device 22 Control the amplitude control device 16 via the output 25 in such a way that the difference signal at the output of the amplitude control device becomes larger, it being obvious to those skilled in the art that the direction, i.e. towards the negative or positive direction, depends on how the characteristic curve of the amplifier 13 is designed is, that is, the relationship between the gain control signal and the actual gain V of the amplifier 13.
  • the difference at the output of the amplitude control device 16 can be made larger by z. B. the target signal 20 within the amplitude control device 16 is increased compared to the actual signal 18, or that the actual signal 18 within the amplitude control device 16 is reduced compared to the target signal 20, or that both the target Signal is increased as the actual signal is reduced.
  • the requirement at the input 23 in the control device 22 is that the signal level at the output of the amplifier 13 is to be reduced, which is the case, for example, when B. a cell phone detects a good connection to a base station, the amplifier 19b in the feedback path 19 is driven to increase its gain, while the amplitude control device 16 is controlled via the output 25 of the control device 22 to reduce the error signal at the output.
  • This can either happen if the target signal 20 is reduced compared to the actual signal, if the actual signal 18 is increased compared to the target signal 20, or if both signals are changed in the opposite way in analogy to the previous case.
  • the reinforcement means in the form of the amplifier 19b in the rear Kopp ⁇ lung path 19 and set forth below amplifying devices 16 as well attenuators can be construed as within the amplitude regulation means, in which case corresponds to a negative gain a damping , Reinforcement is referred to in the following simply because of the clarity of the illustration, reinforcements also comprising negative reinforcements, that is to say attenuations.
  • the output signals of the blocks shown in FIG. 1 are "effectively coupled" to the subsequent blocks shown in FIG. 1, which is to mean that it is not actually a physical component, such as the output of the VCO 14 is directly coupled to a transistor input within the amplifier 13, without any further circuits in between.
  • Effective coupled instead means that e.g. B. between the VCO output and the amplifier input z.
  • B. an adaptation circuit in the form of an impedance transformation circuit can be provided which does not change the information content of the transmitted signal, but which does B. changes the input impedance of the amplifier 13, which the VCO 14 "sees".
  • amplifiers, inverters or other signal processing circuits can also be provided at the outputs of the devices 16 and 17, which effect signal modifications, but which do not change the fact that for example, the output of the amplitude control device 16 is “effectively coupled” to the gain control input 12 of the amplifier 13.
  • the phase control device 17 comprises a first limiter 171 for limiting the desired signal 20, which is shown in FIG. Fig. 2 is denoted by S in (t). Furthermore, a second limiter device 172 is provided, which is designed to limit the actual signal 18. At the output of Einrich ⁇ tung 71 there is thus a nominal-phase signal, while the output of the means 172, an actual phase signal. These two signals are fed into a phase / frequency detector 173, which feeds the current phase difference at a specific point in time t into a low-pass filter, which is also referred to in the art as a loop filter and is labeled 174 in FIG. 2. A phase difference signal filtered by the low-pass filter 174 then represents the control signal in the VCO 14.
  • the amplitude control device 16 comprises a target signal amplifier 161 with variable gain, the gain control signal for the target signal amplifier 161 being designated GS3.
  • the amplitude control device 16 in FIG. 2 comprises an actual signal amplifier 162, which is shown as a variable damping device and which can be controlled with a gain control signal GS2.
  • the amplified setpoint signal at the output of the setpoint signal amplifier 161 is fed into a setpoint amplitude demodulator 163.
  • the amplified actual signal at the output of the actual signal amplifier 162 is likewise fed into an actual amplitude demodulator 164.
  • the amplitude demodulators 163 and 164 can e.g. B. be designed as a rectifier diode circuits, or be implemented in any other way to extract the amplitude envelope of the input signal applied to the same.
  • a target amplitude signal is then present at the output of the amplitude demodulator 163 for the target signal and is fed into a non-inverting input of a differential amplifier 165.
  • the actual amplitude signal present at the output of the amplitude demodulator 164 is vertizing input of the differential amplifier 165 fed.
  • the anlie at the output of the differential amplifier 165 ⁇ constricting amplified difference signal is then fed into a low pass filter 166 within the amplitude regulation means sixteenth
  • the low-pass filter 166 then delivers the gain control signal on the output side, which is fed into the gain control input 12 of the power amplifier 13.
  • the differential amplifier 165 likewise has an adjustable gain, the gain of the differential amplifier 165 being controllable by means of a gain control signal GS4.
  • a frequency converter 19c is provided in the feedback path 19, which has a mixer Mi and a local oscillator LO, which are implemented as is known in the art for a signal with an HF frequency f2 to mix down to an intermediate frequency fl.
  • a signal generator is connected to the input 21, which consists of an EDGE or UMTS modulator 211 and an IQ modulator 212, the IQ modulator 212 being designed to switch from that EDGE or UMTS modulator 211 to convert signal components generated, namely an I signal and a Q signal, into a complex alternating signal at the intermediate frequency fl.
  • the circuit shown in FIG. 2 works according to the concept of the polar loop signal reconstruction method.
  • PLL Phase Locked Loop
  • ALL Amplitude Locked Loop
  • the I / Q signal of an EDGE or UMTS signal source is modulated onto a carrier frequency fl in the IQ modulator 212.
  • the amplitude information of the high-frequency modulated signal S in (t) is eliminated in limiter 171. This means that the signal after the limiter 171 only contains the phase information.
  • PFD 173 a Phasenver ⁇ is equal between the input signal at the output of the limiter 171 and a recirculated portion of the output signal at the output of the limiter 172 instead.
  • the corresponding error signal which is denoted by T in FIG. 2, is fed to the VCO (Voltage Controlled Oscillator) via the loop filter 174, which has a low-pass character.
  • the VCO is thus synchronized with a center frequency of f2 to an externally supplied phase.
  • the frequency of the output signal at the output of the amplifier 13 in the mixer Mi is converted from f2 to fl in the feedback path 19, and in a preferred embodiment of the present invention the signal before the mixer is converted by the feedback path - Amplifiers 19b correspond to amplified or attenuated.
  • the amplifier 19b could also be arranged after the mixer.
  • the signal is fed to the second input of phase frequency detector 173.
  • the PLL loop with the phase control device 17 and the feedback path 19 thus ensures that the phase differences which arise due to AM / PM distortions in the power amplifier 13 are continuously corrected again and again.
  • the non-linear RF power amplifier 13 which is, for example, a power amplifier in class C operation, does not cause any spectral broadening of the output signal at the output 11 of the power amplifier 13.
  • the ALL loop which is formed by the amplitude control device 16 and the feedback path 19, maps the envelope of the modulated input signal S in (t) to the output signal S out (t).
  • the difference is formed and amplified in the operational amplifier 165, namely according to the gain control signal GS4 for this difference amplifier 165.
  • the amplified signal then becomes
  • the non-linear RF power amplifier 13 is fed as an amplitude control signal (RS) via a loop filter 166 with a low-pass character.
  • the controllable attenuators / amplifiers 161, 162 are used for the power variation of the non-linear RF power amplifier without affecting the PLL loop itself.
  • the feedback path amplifier 19b is provided in the feedback path 19.
  • the attenuation, ie negative amplification, of the amplifier 19b designed as a controllable attenuator is greater the higher the signal level of the output signal S out (t).
  • the amplitude information from the signal generator is thus reconstructed by the ALL loop, which is formed by the amplitude control device 16 and the feedback path 19, for example by performing an operating point variation of the non-linear RF power amplifier 13.
  • the output signal amplitude that is to say the mean power level of the signal S out (t) at the output of the entire transmission stage, is adjusted to a preferably constant value or to a predetermined value by the controllable attenuator, that is to say by the feedback path amplifier 19b Regulated area, the z. B. can be chosen such that the limiter 172 always works safely and ensures a desired limitation in order to deliver a defined output signal to the phase / frequency detector 173 so that the phase locked loop does not disengage in the event of a strong power variation.
  • the PLL loop which is formed by the phase control device 17 and the feedback path 19, remains uninfluenced by a power variation of the RF transmit amplifier 13, for example due to a request from cellphone electronics to achieve an increase / decrease in the transmit power due to a changing free space transmission channel ,
  • the signal level of the transmission amplifier is varied by the amplification devices 161 and 162.
  • the PLL loop can continue to operate uninfluenced and does not disengage when the signal level varies.
  • the transmission characteristics of the two loops are set such that their bandwidths, that is to say the cut-off frequencies of the low-pass filters 166 and 174, are selected such that the EDGE signal and the UMTS signal can be transmitted without problems. This is achieved in that the bandwidths are so large that no information loss occurs due to the control loops.
  • a useful bandwidth to be considered for UMTS and EDGE is 2 MHz.
  • the gain of the differential amplifier 165 is preferably just adjusted so that the amplitude information is completely mapped onto the output signal.
  • FIGS. 5a and 5b are discussed.
  • FIG. 5a shows a spectrum of a polar loop shown in FIG. 2 before optimization.
  • the spectrum is in Figure 5a designated 50a.
  • FIG. 5a also shows a spectrum according to the EDGE specification, which is designated by 50b. From Fig. 5a it can be seen that the two spectra "lie one above the other" only in a narrow range around the center frequency, but that the polar loop is not yet sufficiently optimized if the storage frequencies are greater, that is to say frequency distances from the center frequency at 900 MHz is gone.
  • FIG. 5b shows a state after an optimization in which the amplification of the operational amplifier 165 in FIG. 2 has been increased in comparison to FIG. 5a.
  • the increase in the amplification factor GS4 in FIG. 5b compared to an optimization start value in FIG. 5a means that the polar loop spectrum 50a "lies" to a certain extent on the EDGE spectrum 50b, up to a range of about 100 dBc.
  • GS4 loop gain of the amplitude control loop continuing to increase, so that, as is generally known for control loops, the tendency to oscillate continues to increase. It is therefore preferred to make the gain of the operational amplifier 165 high enough that the polar loop is sufficiently selective to meet required subchannel specifications, but that the gain of the differential amplifier 165 is not forced to increase further for the amplitude control loop to operate safely and does not start to vibrate due to the high loop gain.
  • the table shown in FIG. 3 shows how the individual amplification factors have to be changed if corresponding demands for higher or lower output power P ou take place.
  • the table in FIG. 3 deals with three cases, namely that only amplifier 162 is changed via GS2 in the amplitude control device (column 300), that only amplifier 161 in amplitude control device 16 of FIG. 2 changes (column 310), or that both amplifier 162 (GS2) as amplifier 161 (GS3) can also be changed (column 320).
  • GS2 GS2
  • GS3 both amplifier 162
  • it is preferred to use the case shown in column 310 since in this case it is not the actual signal 18 that has to be touched, but only the target signal at the input 21 of the circuit.
  • the gain of the feedback path amplifier 19b must first be reduced.
  • the gain of amplifier 162 must also be reduced in this case if case 300 is present. If, on the other hand, the case 310 is present, the amplification of the amplifier 161 must be increased. On the other hand, if case 320 is present, GS2 must be reduced and GS3 must be increased.
  • the gain of the feedback path amplifier 19b must be increased.
  • GS2 is increased.
  • GS3 is lowered.
  • GS2 is increased and GS3 is decreased.
  • the control variable GS1 is thus set as a function of the output power of the transmission amplifier. For example, with an increase in the output power of the transmit amplifier by z. B. 5 dB (by GS2 and / or GS3) the signal in the controllable attenuator GSl can be attenuated by about 5 dB. This ensures that the signal after the controllable attenuator GSl always has the same power level, that is, it is stabilized and kept constant.
  • the control variables GS2 and / or GS3 (depending on the implementation) are responsible for the power variation of the transmitter amplifier according to the EDGE and UMTS standards (3GPP).
  • the difference in the operational amplifier between the input signal and the feedback output signal is varied depending on the output power of the transmission amplifier.
  • the Control the size of the operational amplifier is preferably firmly for the EDGE standard or the UMTS standard ⁇ .
  • the resulting error signal in the ALL loop which is caused by the nonlinearity of the system, is amplified in the operational amplifier by the control variable GS4 to such an extent that the spectrum of the output signal for the EDGE standard at +/- 200 kHz and +/- 300 kHz is better than -54 dBc or -60 dBc, as has been shown with reference to FIGS. 5a and 5b.
  • FIG. 4a relates to the case of column 310 in FIG. 3, while FIG. 4b relates to the case of column 300 in FIG. 3.
  • the output signal is alternatively also of the demodulator 163 and / or the output signal of the demodulator 164 could be varied in order to obtain a gain control signal at the output of the amplitude control device 16 which is changed in accordance with the performance requirements generate as long as the gain control signal at the output of the amplitude control device 16 leads to a correspondingly varied output power of the amplifier.

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Abstract

Eine Sendestufe in Polar-Loop-Technik umfasst eine Amplitudenregelungseinrichtung (16), eine Phasenregelungseinrichtung (17), einen VCO (14) sowie einen Rückkopplungspfad (19). Im Rückkopplungspfad ist ein variabler Verstärker (19b) vorgesehen. Die Amplitudenregelungseinrichtung (16) ist ferner ausgebildet, um gemäss einer Anforderung nach einer Leistungsvariation im Ausgangssignal des Verstärkers von einer Steuerungseinrichtung (22) angesteuert zu werden, um ein Amplitudensteuersignal für den Leistungsverstärker (13) entsprechend zu variieren. Gleichzeitig ist die Steuerungseinrichtung (22) ausgebildet, um den variablen Rückkopplungspfad-Verstärker entsprechend anzusteuern, damit die Amplitude des Ausgangssignals des variablen Rückkopplungspfad-Verstärkers in einem eng eingegrenzten vorbestimmten Bereich bleibt. Damit werden Leistungsvariationen im Ausgangssignal des im nichtlinearen Bereich betriebenen Verstärkers von der Phasenregelschleife fern gehalten, so daß die Phasenregelungseinrichtung preisgünstig implementiert werden kann und dennoch zuverlässig arbeitet.

Description

SENDESTUFE MIT PHASEN UND AMPLITUDENREGELSCHLEIFE
Beschreibung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Sendestufen und insbesondere auf Sendestufen, die eine Amplitudenregel- schle fe und eine Phasenregelschleife umfassen, um ein Amplituden- und Phasen-moduliertes Signal über einen nichtli- nearen Leistungsverstarker zu verstarken und ggf. über einen drahtlosen Ubertragungskanal auszusenden.
Für mobile Kommunikationsdienste existiert nur eine begrenzte Anzahl an Frequenzbandern. Die erforderliche Kanal- bandbreite bei der Datenübertragung und die mögliche Datenrate sind entscheidende Faktoren, welche die Effektivität eines Ubertragungssystems charakterisieren. Dabei wird innerhalb eines Frequenzbandes eine maximale Datenrate angestrebt. Es existieren verschiedene Verfahren, die es ges- tatten, bei gleicher Kanalbandbreite eine höhere Datenrate zu erlauben und dadurch einen effizienteren Nachrichtenfluß zu ermöglichen.
In den letzten Jahren hat sich im Bereich der mobilen Kom- munikation der GSM- (Global System for Mobile Co municati- on) Standard etabliert. Dabei wird eine GMSK- (Gaussian Minimum Shift Keying) Modulation verwendet. Die GMSK zahlt zu den sogenannten CPM- (Contmuous Phase Modulation) Modulationsverfahren. Dabei handelt es s ch um ein nichtlmeares digitales Modulationsverfahren mit konstanter Amplitude und stetiger Phase.
Die Erhöhung des Nachrichtenflusses kann durch Änderung des Modulationsverfahrens erfolgen. Dabei wird anstatt einer GMSK-Modulation eine 3π/8-8PSK- (Phase Shift Keying) Modulation für den GSM-EDGE- (Enhancement Data Ratio for GSM Evaluation) Standard oder eine QPSK- (Quadrature Phase Shift Keying) Modulation für UMTS- (Universal Mobile Tele- Communications System) Standard verwendet. Die 3π/8-8PSK- Modulation und die QPSK-Modulation enthalten neben der Pha¬ senmodulation auch eine Amplitudenkomponente. Dadurch ist eine Übertragung von zusätzlichen Informationen zur Erhö- hung der Datenrate bei der gleichen Kanalbandbreite möglich.
Ein kritischer Punkt in dem mobilen Endgerät ist das Übertragungsverhalten des HF-Sendeverstärkers in Bezug auf die zu übertragenden HF-Signale für den EDGE und UMTS-Standard. Im Gegensatz zur GMSK-Modulation werden bei der 3π/8-8PSK- Modulation und QPSK-Modulation die Phase und die Amplitude moduliert. Das Ergebnis ist eine spektrale Verbreiterung des Ausgangssignales nach dem nichtlinearen Leistungsver- stärker bzw. eine deutliche Verzerrung des Sendesignals. Dies führt zu einer Erhöhung der Bitfehlerrate (BER) bei gleicher Empfangsfeldstärke.
Um diese Verzerrungen zu minimieren, wäre eigentlich der Einsatz eines linearen Leistungsverstärkers erforderlich. Der Wirkungsgrad linearer Verstärker ist aber mit ca. [ 35% deutlich schlechter im Vergleich zu nichtlinearen Leistungsverstärkern, welche einen Wirkungsgrad von über 50% bis 60% erreichen.
Die hohe Energieaufnahme des Systems durch den niedrigeren Wirkungsgrad der Komponenten steht im Gegensatz zu dem Bestreben, möglichst lange Betriebszeiten der mobilen Station zu erreichen.
Signal-Rekonstruktionstechniken wie Polar-Loop ermöglichen den Einsatz nichtlinearer Leistungsverstärker auch für den EDGE-Standard und UMTS-Standard.
Sogenannte Polar-Loop-Sendeschaltungen sind beispielsweise in dem U.S-Patent Nr. 4,481,672, der WO 02/47249 A2, dem U.S. -Patent Nr. 4,630,315 oder der GB 2368214 A beschrieben. Auch die EP 1211801 A2 offenbart eine Polar-Loop- Sendeschaltung, die für zukünftige Mobilfunksysteme, welche eine Phasen- und Amplitudenmodulation aufweisen, geeignet ist und auch für bekannte Systeme nach dem GSM-Standard verwendet werden kann. Die Polar-Loop-Sendeschaltung umfaßt einen Leistungsverstärker, der eingangsseitig ein Signal von einem VCO empfängt. Das Steuersignal für den VCO wird durch Amplituden-Begrenzen des Sendesignals als Sollsignal und durch Amplituden-Begrenzen eines Ist-Signals, einen anschließenden Phasenvergleich der begrenzten Signale und eine nachfolgende Tiefpaßfilterung gewonnen.
Das Amplitudensteuersignal für den steuerbaren nichtlinea- ren Leistungsverstärker wird durch Gleichrichten des Sendesignals als Soll-Signal, Gleichrichten eines Ist-Signals, eine nachfolgende Differenzbildung mittels eines Differenzverstärkers und eine anschließende Tiefpaßfilterung erzeugt .
Das Ist-Signal für die Amplitudenregelung sowie für die Phasenregelung wird vom Ausgang des nichtlinearen Leistungsverstärkers abgezweigt, einem programmierbaren Verstärker zugeführt, dann auf eine Zwischenfrequenz herunter- gemischt, einem rampenartig steuerbaren Verstärker zugeführt und dann einerseits in den Gleichrichter zur Amplitudenregelung und andererseits in den Begrenzer zur Phasenregelung eingespeist.
Am Steueranschluß des programmierbaren Verstärkers, in den ein vom Ausgang abgezweigtes Rückkopplungssignal zunächst eingespeist wird, kann mit einem Steuersignal der Leistungspegel am Ausgang der Polar-Loop-Sendeschaltung geregelt werden. Hierbei ist der programmierbare Verstärker ein linearer Verstärker, der das an seinem Eingang zuführbare Signal linear dämpft. Die Spannung des an seinem Ausgang bereitgestellten Hochfrequenz-Signals hingegen hängt nicht linear von einem an dem Steueranschluß zuführbaren Stell- Signal ab und betragt z. B. 2 dB pro Least-Significant-Bit- Anderung des Stellsignals.
Typische Polar-Loop-Sendeschaltungen, wie sie in der EP 1211801 A2 offenbart sind, eignen sich für zellulare Funktelefone gemäß dem GSM-Standard sowie für alternative Modulationsverfahren, bei denen eine Phasen- und eine Amplitudenmodulation stattzufinden hat.
Solche zellularen Mobilfunksysteme haben als weitere Komponente eine automatische Verstärkungsregelung dahin gehend, daß in der Basisstation und/oder im Mobilteil eine Feldstarkemessung durchgeführt wird, um dann, wenn aufgrund einer geringen Empfangsfeldstarke festgestellt wird, daß der gerade herrschende Ubertragungskanal nicht zufriedenstellend ist, die Sendeleistung des Mobiltelefons und/oder der Basisstation hochzuregeln. Nachdem der Stromverbrauch lediglich für die Mobilteile kritisch ist, wird oftmals lediglich eine Sendeleistungsregelung im Mobilteil vorgenom- men.
So ist es einerseits im Interesse einer geringen Bitfehler- rate wünschenswert, eine sehr hohe Sendeleistung zu verwenden, da damit automatisch das Signal/Rausch-Verhaltnis am Empfanger und damit die Bitfehlerrate fallt. Andererseits ist eine hohe Sendeleistung aufgrund der zunehmenden Widerstände aus der Bevölkerung unerwünscht. Des weiteren fuhrt eine hohe Sendeleistung dazu, daß die Zellen nur relativ grobmaschig ausgelegt werden können bzw., daß eine Trager- frequenz nicht möglichst oft in einem Zellenraster „wiederverwendet" werden können, um eine hohe Teilnehmerzahl in dem begrenzten Frequenzband zu erlauben.
Eine hohe Sendeleistung hat insbesondere bei der Verwendung von nichtlmearen Verstarkern das Problem, daß Nebenkanal- storungen zunehmen können, d. h., daß ein Sender, der eigentlich für eine Tragerfrequenz spezifiziert ist, in einen Nebenkanal, in dem er eigentlich nichts oder nur unterhalb einer Schwelle senden dürfte, aufgrund seiner Nichtlineari- tät ebenfalls Leistung aussendet. Ein solches Sendegerät ist dann nicht vorschriftsmäßig, wenn die sogenannte Neben- kanalaussendung oberhalb einer bestimmten Spezifikation liegt. So ist beispielsweise für den erwähnten EDGE- Standard gefordert, daß das Spektrum des Ausgangssignals des Funkgeräts bei einer Ablagefrequenz von +/- 200 kHz bezüglich einer Trägerfrequenz kleiner als -54 dBc ist, und ferner bei einer Ablagefrequenz von +/-300 kHz bezüglich des Trägers unter -60 dBc liegt.
Für den UMTS-Standard wird gefordert, daß das Spektrum des Ausgangssignals im gesamten Nachbarkanal besser als -45 dBc ist.
Alle diese Anforderungen sprechen dafür, daß die Sendeleistung des Mobiltelefons so gering als möglich sein muß, d. h. so klein, daß eine geforderte untere Bitfehlerrate gerade noch erfüllt wird.
Darüber hinaus existiert für Handys im speziellen die Anforderung, daß sie preisgünstig sein müssen, da der Handy- Markt sich zu einem außerordentlich wettbewerbsintensiven Markt entwickelt hat, in dem bereits kleine Preisvorteile dazu geführt haben, daß das eine System überlebensfähig war, also vom Markt akzeptiert worden ist, während das andere System sich auf dem Markt nicht durchgesetzt hatte.
Für Mobiltelefone wird daher eine möglichst empfindliche Sendeleistungsregelung eingesetzt, die im Falle eines guten Übertragungskanals die Sendeleistung sehr schnell und so weit als möglich reduziert, die jedoch auch in der Lage ist, im Falle eines meist nur vorübergehend schlechten Kanals die Sendeleistung sehr schnell und insbesondere sehr stark hochzufahren. Eine Polar-Loop-Sendeschaltung muß daher einerseits in einem sehr hohen Dynamikbereich des Leistungsverstärkers arbeiten und andererseits einen sehr hohen Dynamikbereich hinsichtlich der Amplitudenregelschleife und der Phasenregelschleife, die zusammen die Polar-Loop bilden, verkraften.
Nachteile an dem in der EP 1211801 A2 offenbarten Konzept besteht darin, daß die Einstellung der Ausgangsleistung ü- ber die Programmierung des programmierbaren Verstärkers im Rückkopplungszweig erfolgt. Der programmierbare und der nachgeschaltete rampenartig betreibbare Verstärker müssen daher ein Ausgangssignal mit einer hohen Dynamik liefern, das in einem Fall, nämlich bei maximaler Ausgangssendeleistung sehr klein ist, und das im anderen Fall, nämlich bei minimaler Ausgangsleistung, sehr groß ist und hierbei insbesondere in die Nähe der Amplitude des Ausgangssignals vom Sendesignalgenerator kommt.
Es wurde herausgefunden, daß ein Signal mit zu großer Dynamik im Rückkopplungspfad dazu führt, daß der Gleichrichterdetektor zur Ermittlung des Amplituden-Ist-Signals sehr aufwendig und teuer ausgeführt werden muß. Noch gravieren- der ist die Tatsache, daß der Amplituden-Begrenzer (Limiter) , der zur Erzeugung des Phasen-Ist-Signals benötigt wird, ebenfalls sehr teuer ausgeführt sein muß, da er, wenn das Eingangssignal in denselben sehr klein wird, eine außerordentlich hohe Verstärkung benötigt, um noch eine Amp- litudenbegrenzung zu erreichen, um ein Phasen-Ist-Signal zu liefern. Dies muß jedoch auf jeden Fall sichergestellt werden, da in dem Moment, in dem der Amplitudenbegrenzer zur Erzeugung des Phasen-Ist-Signals kein definiertes Ausgangssignal mehr liefert, die Phasenregelschleife der Polar-Loop ausrastet, was zu einem Totalverlust der Datenübertragung führt. In anderen Worten gesprochen, führt ein Ausfall der Phasenregelschleife der Polar-Loop dazu, daß die Nachrichtenverbindung sofort unterbrochen wird, und daß bis zu einer Neusynchronisation gewartet werden muß, was, wie es un- schwer zu erkennen ist, lästig und nicht tolerabel ist.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein verbessertes Sendekonzept zu schaffen, das sicher und zu- verlässig arbeitet, und bei dem gleichzeitig Anforderungen an bestimmte Elemente reduziert sind, so daß ein Sender preisgünstiger hergestellt werden kann.
Diese Aufgabe wird durch eine Sendestufe nach Patentanspruch 1 gelöst.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß die Sendeleistungsregelung nicht derart durchgeführt werden darf, daß die Phasenregelschleife einer Polar-Loop- Schaltung zu stark beeinträchtigt wird. Statt dessen wird erfindungsgemäß das Ist-Signal, von dem das Phasen-Ist- Signal abgeleitet wird, in einem begrenzten Bereich gehalten, der vorzugsweise relativ klein ist, derart, daß das Ist-Signal, von dem das Phasen-Ist-Signal abgeleitet wird, unabhängig von einer Ausgangsleistung des Verstärkers im wesentlichen konstant ist. Die Verstärkungsregelung wird statt dessen dadurch erreicht, daß entweder das Ist-Signal, das zur Amplitudenregelung verwendet wird, oder vorzugswei- se das Soll-Signal, das zur Amplitudenregelung verwendet wird, entsprechend modifiziert werden, um am Ausgang des Leistungsverstärkers ein Signal mit höheren Leistungspegel oder ein Signal mit niedrigerem Leistungspegel zu erhalten. In anderen Worten bedeutet dies, daß in einer erfindungsge- mäßen Polar-Loop-Schaltung im Rückkopplungspfad ein steuerbarer Verstärker vorgesehen ist, der derart betrieben wird, daß sein Ausgangssignal in einem vorbestimmten Bereich liegt, und vorzugsweise im wesentlichen konstant ist, während die Amplitudenregelungseinrichtung, die Teil der Amp- litudenregelschleife der erfindungsgemäßen Polar-Loop- Schaltung bildet, ausgebildet ist, um entweder das Ist- Signal in die Amplitudenregelungseinrichtung und/oder das Soll-Signal in die Amplitudenregelungseinrichtung entsprechend zu variieren, damit ausgangsseitig, also am Signal- ausgang des Leistungsverstärkers ein Signal mit entsprechend variiertem Leistungspegel vorliegt. Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß das Ist-Signal, das in die Phasenregelungseinrichtung eingespeist wird, in einem wohl definierten Dynamikbereich liegt, der vorzugsweise sehr klein ist und bei einem beson- ders bevorzugtem Ausführungsbeispiel zu einem im wesentlichen konstanten Wert degeneriert. Damit wird sichergestellt, daß die Phasenregelschleife bei einer starken Pegeländerung nicht ausrastet, sondern ohne weiteres weiterarbeitet, um die Phaseninformationen im zu sendenden Signal dem vom Leistungsverstärker ausgegebenen verstärkten Signal aufzuprägen.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß die Sicherheitsanforderungen nach einer zuver- lässigen Funktionalität der Phasenregelschleife dadurch einfach erfüllt werden können, daß Teile der Phasenregelungseinrichtung, und insbesondere ein Amplitudenbegrenzer zur Erzeugung des Phasen-Ist-Signals aus dem Ist-Signal einfach ausgelegt werden kann. Nachdem das Eingangssignal in den Begrenzer vor dem Phasen/Frequenz-Detektor in einem wohl definierten nicht stark variierenden Dynamikbereich liegt, kann hier ein preisgünstiger Begrenzer vorgesehen werden, der zu einer Reduzierung der Gesamtkosten der Polar-Loop-Sendeschaltung führt, wobei diese Reduzierung der Gesamtkosten zu keinerlei Qualitätsminderungen führt, sondern insgesamt zu einer Zuverlässigkeitserhöhung des Konzepts führt.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß zur Leistungsvariation lediglich ein weiterer steuerbarer Verstärker entweder zum Verstärken des Ist- Signals oder zum Verstärken des Soll-Signals vorgesehen werden muß, wobei die Anforderungen an diesen Verstärker ebenfalls nicht schlimm sind. Wird ein Verstärker zum Ver- stärken des Ist-Signals in die Amplitudenregelungseinrichtung vorgesehen, so ist der Eingangsdynamikbereich in diesen Verstärker wohl bekannt, da er ja in einem vorbestimmten Bereich liegt und vorzugsweise sogar konstant ist. Es kann also ein genau für diesen Zweck entwickelter Verstärker verwendet werden, der nicht hinsichtlich seiner Dynamik und insbesondere hinsichtlich eines stark variierenden Eingangssignals entworfen zu werden braucht. Darüber hinaus muß dieser Verstärker lediglich ein NF-Verstärker sein, wenn die erfindungsgemäße Polar-Loop-Schaltung einen Mischer im Rückkopplungszweig umfaßt, um das Rückkopplungssignal mit einer Sendefrequenz f2 auf eine leicht beherrschbare ZF-Frequenz fi umzusetzen, für die ein Verstär- kerentwurf ohne weiteres durchführbar ist.
Wird dagegen, wie es bei einem bevorzugtem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung der Fall ist, eine Leistungsregelung der Ausgangsleistung des Leistungsverstärkers bei einer entsprechenden Anforderung einer Feldstärkemeßeinrichtung anhand des Soll-Signals in die Amplitudenregelungseinrichtung vorgenommen, so muß überhaupt kein Eingriff in eine Regelschleife selber vorgenommen werden. Statt dessen kann ohne weiteres das Soll-Signal von der Sendeeinrichtung, dessen Amplitudenverhältnisse und mittlere Leistungspegel bekannt bzw. beliebig konditionierbar sind, modifiziert werden, so daß für den einen bzw. die zwei weiteren Verstärker, die „im Konzert" mit dem Verstärker im Rückkopplungszweig arbeiten, keine erheblichen Kos- ten zu erwarten sind.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen detailliert erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Sendestufe;
Fig. 2 ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Sende- stufe gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel; Fig. 3 eine tabellarische Übersicht der Ansteuerung der verschiedenen vorzugsweise verwendbaren Verstärker in der Amplitudenregelungseinrichtung;
Fig. 4a eine gleichungsmäßige Darstellung der Abhängigkeiten der Verstärkersteuerungssignale für eine bestimmte Verstärkung im Vorwärtszweig für eine Soll-Signal-Modifikation;
Fig. 4b eine beispielhafte Darstellung der gleichungsmäßigen Zusammenhänge für eine bestimmte Verstärkung V im Vorwärtszweig für eine Ist-Signal- Modifikation;
Fig. 5a eine Gegenüberstellung eines EDGE-Spektrums und eines Polar-Loop-Spektrums vor einer Optimierung der Polar-Loop; und
Fig. 5b eine Gegenüberstellung des EDGE-Spektrums und des Polar-Loop-Spektrums nach einer Optimierung der
Polar-Loop unter Verwendung der Verstärkung des Differenzverstärkers in der Amplitudenregelungseinrichtung.
Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Sendestufe zum Liefern eines Eingangssignals in einen Verstärkereingang, der in Fig. 1 mit 10 bezeichnet ist. Der Verstärker umfaßt ferner einen Verstärkerausgang 11 sowie einen Steuereingang 12. Der Verstärker selbst ist in Fig. 1 mit 13 bezeichnet.
Der Verstärker ist vorzugsweise ein Verstärker, der im nichtlinearen Betrieb arbeitet. Ist der Verstärker ein Bipolartransistor, so wird die Verstärkungssteuerung über die Versorgungsspannung betrieben. Das Verstärkungssteuerungs- signal, das an dem Verstärkungssteuerungseingang 12 anliegt, wird in diesem Fall eine Versorgungsspannungsvaria- tion bewirken. Ist der Verstärker dagegen ein Feldeffekt- transistor-Verstärker, so wird es bevorzugt, die Verstär¬ kung des Verstärkers über den Arbeitspunkt desselben zu steuern. Der Steuereingang 12 ist daher wirksam, um eine Drain-Source-Spannung oder eine Gate-Source-Spannung oder beide im Kennlinienfeld dem Beispiel gemäß entsprechend der Tabellen oder auch rückkopplungsmäßig zu variieren.
Die Sendestufe umfaßt einen steuerbaren Oszillator 14, der in Fig. 1 mit VCO bezeichnet ist. Vorzugsweise werden span- nungsgesteuerte Oszillatoren bevorzugt. Alternativ können natürlich auch beispielsweise stromgesteuerte Oszillatoren verwendet werden. Im Falle von stromgesteuerten Oszillatoren ist das Steuersignal, das an einem Steuereingang 15 in den Oszillator 14 eingespeist wird, .-..ein Strom, während, wenn der VCO 14 spannungsgesteuert ist, das Steuersignal in den Steuereingang 15 des VCO 14 eine Spannung ist.
Wie es für Polar-Loop-Schaltungen üblich ist, ist ferner eine Amplitudenregelungseinrichtung 16 sowie eine Phasenre- gelungseinrichtung 17 vorgesehen. Während die Phasenregelungseinrichtung 17 mit dem Steuereingang 15 des steuerbaren Oszillators 14 ausgangsseitig gekoppelt ist, ist die Amplitudenregelungseinrichtung 16 mit dem Verstärkungssteu- erungseingang 12 des Verstärkers 13 ausgangsseitig gekop- pelt. Sowohl die Phasenregelungseinrichtung 17 als auch die Amplitudenregelungseinrichtung 16 erhalten ein Ist-Signal 18, das am Ausgang eines Rückkopplungspfades 19 anliegt. Der Rückkopplungspfad 19 umfaßt eine Abzweigungseinrichtung 19a, über die ein Teil des Ausgangssignals am Verstärker- ausgang 11 abgezweigt wird. Für HF-Anwendungen, also wenn das Ausgangssignal des Verstärkers 11 eine Frequenz im HF- Bereich hat, kann hierbei ein entsprechend gearteter Richt- koppler z. B. in Streifenleitungstechnik verwendet werden.
Der Rückkopplungspfad 19 umfaßt ferner einen variablen Rückkopplungspfad-Verstärker 19b, der über einen Steuerungseingang steuerbar ist, und zwar unter Verwendung eines Verstärkungssteuerungssignals GS1. Am Ausgang des Rückkopp- lungspfad-Verstärkers 19b liegt ein verstärktes Rückkopplungssignal vor, das eine Amplitude in einem vorbestimmten Bereich ist, wie es nachfolgend ausgeführt wird. Optional ist im Rückkopplungspfad 19 ferner eine Frequenzumsetzungs- einrichtung 19c vorgesehen, um die Phasenregelungseinrichtung 17 bzw. die Amplitudenregelungseinrichtung 16 in einem Zwischenfrequenzbereich zu betreiben. In diesem Fall wird die Frequenz des Ausgangssignals des Verstärkers 19b, die beispielsweise f2 ist, auf eine niedrigere Zwischenfrequenz fi umgesetzt. Hierzu kann eine normale Mischer/Lokaloszillator-Kombination in dem Block 19c zum Einsatz kommen.
Unabhängig davon, ob im Rückkopplungspfad 19 die Frequenz- Umsetzungseinrichtung 19c vorhanden ist oder nicht, liegt an einem Ausgang des Rückkopplungspfads 19, also signalflußmäßig hinter dem Rückkopplungspfad-Verstärker 19b, das Ist-Signal an, das in die Phasenregelungseinrichtung 17 einerseits und in die Amplitudenregelungseinrich- tung 16 andererseits eingespeist wird. Wie es nachfolgend ausgeführt werden wird, wird das Ist-Signal in der Phasenregelungseinrichtung in ein Ist-Phasensignal verarbeitet. Analog hierzu wird das Ist-Signal 18 in der Amplitudenregelungseinrichtung 16 in ein Ist-Amplitudensignal verarbei- tet.
Sowohl die Amplitudenregelungseinrichtung 16 als auch die Phasenregelungseinrichtung 17 erhalten ferner ein Soll- Signal 20, das an einem Signaleingang 21 anliegt, der zum Erhalten eines zu sendenden Signals vorgesehen ist. Das Soll-Signal 20 wird in der Phasenregelungseinrichtung 17 verarbeitet, um ein Soll-Phasensignal zu erhalten. Entsprechend wird das Soll-Signal 20 in der Amplitudenregelungs- einrichtung 16 verarbeitet, um ein Soll-Amplitudensignal zu erhalten.
Wie es in der Technik bekannt ist, arbeiten sowohl die Amplitudenregelungseinrichtung 16 als auch die Phasenrege- lungseinrichtung 17 dahingehend, daß in Verbindung mit dem VCO 14 bzw. dem Verstärker 13 die Differenz zwischen dem Soll-Signal 20 und dem Ist-Signal 18 kleiner wird bzw. im Idealfall zu Null wird. In diesem Fall prägt der VCO 14 dem Ausgangssignal am Ausgang des Verstärkers 11 den Phasenverlauf des zu sendenden Signals am Eingang 21 auf. Analog hierzu prägt der Verstärker 13 dem Ausgangssignal am Verstärkerausgang 11 den Amplitudenverlauf des zu sendenden Signals 21 auf, jedoch einerseits mit einer anderen Fre- quenz, nämlich der HF-Sendefrequenz, und darüber hinaus mit einer wesentlichen höheren Amplitude, nämlich der HF- Sendeamplitude, die typischerweise um vieles höher ist als die Amplitude des an dem Eingang 21 anliegenden zu sendenden Signals.
Die erfindungsgemäße Sendestufe umfaßt ferner eine Steuerungseinrichtung 22, die ausgebildet ist, um, wenn sie über einen Anforderungseingang 23 eine Anforderung nach einem veränderten Ausgangspegel erhält, sowohl den Rückkopplungs- pfad-Verstärker 19b über einen Rückkopplungspfad- Verstärker-Steuerausgang 24 ansteuert, und gleichzeitig die Amplitudenregelungseinrichtung 16 über einen Amplitudenre- gelungseinrichtungseingang 25 ansteuert. Hierzu wird einerseits über den Eingang 24 das Verstärkungs-Steuerungssignal GSl ausgegeben. Andererseits wird über den Ausgang 25 ein Verstärkungssteuerungssignal GS2 und/oder ein Verstärkungs- Steuerungssignal GS3 in die Amplitudenregelungseinrichtung 16 eingespeist.
Die Differenz zwischen dem Soll-Signal 20 und dem Ist- Signal 18 in der Amplituden-Regelungseinrichtung 16 ist letztendlich dafür verantwortlich, wie groß das „Fehlersignal" am Ausgang der Amplitudenregelungseinrichtung 16 ist, das dem Verstärker über dem Steuerungseingang 12 zugeführt wird. Erfindungsgemäß wird die Differenz zwischen dem Soll- Signal 20 und dem Ist-Signal 18 innerhalb der Amplituden- Regelungseinrichtung 16 je nach einem von dem Anforderungseingang 23 erhaltenen Wert variiert, so daß die Phasenrege- lungseinrichtung 17 von dieser veränderten Anforderung anhand ihres Soll-Signals 20 und ihres Ist-Signals 18 gewissermaßen nichts „merkt". Die Phasenregelungseinrichtung 17 arbeitet somit unbeeindruckt von einer Anforderung nach ei- nem veränderten Ausgangspegel und kann immer ein korrektes Verhalten zeigen, dahingehend, daß sie nicht über ihre Grenze hinaus „bemüht" wird und gegebenenfalls ausrastet. Ein Ausrasten der Phasenregelschleife, die durch die Phasenregelungseinrichtung 17, den VCO 14 und dem Rückkopp- lungspfad 19 gebildet wird, würde unweigerlich zu einem Kommunikations-Zusammenbruch zwischen einem Sender und einem Empfänger führen.
Damit dies nicht passiert, ist die Steuerungseinrichtung 22 ausgebildet, um einen mittleren Leistungspegel eines Signals an dem Signalausgang 11 des Verstärkers 13 zu steuern, indem abhängig von einer Anforderung 23 nach einer Veränderung des mittleren Leistungspegels die Amplitudenregelungseinrichtung 16 angesteuert wird, um das Ist-Signal 18 und/oder das Soll-Signal 20 innerhalb der Amplituden- Regelungseinrichtung 16 und gleichzeitig eine Verstärkung (GSl) des Rückkopplungspfad-Verstärkers 19b so zu variieren, daß die Amplitude des Ausgangssignals des Verstärkers 19b, also die Amplitude des Signals in dem Rückkopplungs- pfad 19 signalflußmäßig hinter dem Rückkopplungspfad- Verstärker 19b in einem vorbestimmten Bereich bleibt. Es sei darauf hingewiesen, daß das Ausgangssignal des Verstärkers 19b, wenn keine Frequenzumsetzungseinrichtung vorhanden ist, unmittelbar gleich dem Ist-Signal 18 ist, während in dem Fall, in dem eine Frequenzumsetzung 19c vorhanden ist, das Ist-Signal 18 von dem Ausgangssignal des Verstärkers 19b abgeleitet ist.
Lautet die Anforderung am Anforderungseingang 23 dahinge- hend, daß das Ausgangssignal am Signalausgang 11 des Verstärkers einen größeren mittleren Leistungspegel erhalten soll, so wird der Verstärker 19b das von der Abzweigunseinrichtung 19a abgezweigte Signal weniger verstärken, damit am Ausgang des Verstärkers 19b die Amplitude wieder im vorbestimmten Bereich liegt, der vorzugsweise zu einem konstanten Wert bzw. zu einem sehr kleinen Bereich innerhalb üblicher Signalschwankungen „degeneriert". Um tatsächlich die Verstärkungserhöhung am Signalausgang 11 des Verstärkers 13 zu erhalten, wird die Steuerungseinrichtung 22 über den Ausgang 25 die Amplitudenregelungseinrichtung 16 derart ansteuern, daß das Differenzsignal am Ausgang der Amplituden-Regelungseinrichtung größer wird, wobei für Fachleute offensichtlich ist, daß die Richtung, also hin zu negativer oder positiver Richtung, davon abhängt, wie die Kennlinie des Verstärkers 13 gestaltet ist, also der Zusammenhang zwischen Verstärkungssteuerungssignal und tatsächlicher Verstärkung V des Verstärkers 13.
Die Differenz am Ausgang der Amplitudenregelungseinrichtung 16 kann dadurch größer gemacht werden, daß z. B. das Soll- Signal 20 innerhalb der Amplituden-Regelungseinrichtung 16 im Vergleich zum Ist-Signal 18 vergrößert wird, oder daß das Ist-Signal 18 innerhalb der Amplitudenregelungseinrichtung 16 im Vergleich zum Soll-Signal 20 verkleinert wird, oder daß sowohl das Soll-Signal vergrößert wird als auch das Ist-Signal verkleinert wird.
Lautet dagegen die Anforderung an dem Eingang 23 in die Steuerungseinrichtung 22 dahingehend, daß der Signalpegel am Ausgang des Verstärkers 13 verringert werden soll, was beispielsweise der Fall ist, wenn z. B. ein Handy eine gute Verbindung mit einer Basisstation feststellt, so wird der Verstärker 19b im Rückkopplungspfad 19 angesteuert, um seine Verstärkung zu erhöhen, während die Amplitudenregelungseinrichtung 16 über den Ausgang 25 der Steuerungseinrichtung 22 angesteuert wird, um das Fehlersignal am Ausgang zu verringern. Dies kann entweder geschehen, wenn das Soll- Signal 20 im Vergleich zum Ist-Signal verkleinert wird, wenn das Ist-Signal 18 im Vergleich zum Soll-Signal 20 vergrößert wird, oder wenn beide Signale in Analogie zum vorherigen Fall gegenläufig verändert werden. An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, daß die Verstärkungseinrichtungen in Form des Verstärkers 19b im Rückkopp¬ lungspfad 19 sowie nachfolgend dargelegte Verstärkungsein- richtungen innerhalb der Amplituden-Regelungseinrichtung 16 genauso gut als Dämpfungsglieder ausgelegt sein können, wobei in diesem Fall eine negative Verstärkung einer Dämpfung entspricht. Lediglich aufgrund der Übersichtlichkeit der Darstellung wird im nachfolgenden von Verstärkung gespro- chen, wobei Verstärkungen auch negative Verstärkungen, also Dämpfungen umfassen.
Darüber hinaus sei darauf hingewiesen, daß die in Fig. 1 gezeigten Ausgangssignale der dargestellten Blöcke mit den in Fig. 1 gezeigten nachfolgenden Blöcken „wirksam gekoppelt" sind, was bedeuten soll, daß nicht tatsächlich eine physische Komponente, wie z. B. der Ausgang des VCO 14 unmittelbar mit einem Transistoreingang innerhalb des Verstärkers 13 gekoppelt ist, ohne daß dazwischen irgendwelche weiteren Schaltungen wären. „Wirksam gekoppelt" bedeutet stattdessen, daß z. B. zwischen dem VCO-Ausgang und dem Verstärkereingang z. B. eine Anpassungsschaltung in Form einer Impedanztransformationsschaltung vorgesehen sein kann, die zwar am Informationsgehalt des übertragenen Sig- nals nichts ändert, die jedoch sehr wohl z. B. die Eingangsimpedanz des Verstärkers 13 verändert, die der VCO 14 „sieht". Genauso können an den Ausgängen der Einrichtungen 16 und 17 noch Verstärker, Invertierer oder sonstige Signalverarbeitungsschaltungen vorgesehen sein, die Signalmo- difikationen bewirken, die jedoch nichts daran ändern, daß beispielsweise der Ausgang der Amplitudenregelungseinrichtung 16 mit dem Verstärkungssteuerungseingang 12 des Verstärkers 13 „wirksam gekoppelt" ist.
Nachfolgend wird anhand von Fig. 2 ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung näher beschrieben. Die Phasenregelungseinrichtung 17 umfaßt einen ersten Begrenzer 171 zum Begrenzen des Soll-Signals 20, das in Fig. Fig. 2 mit Sin(t) bezeichnet ist. Ferner ist eine zweite Begrenzereinrichtung 172 vorgesehen, die ausgebildet ist, um das Ist-Signal 18 zu begrenzen. Am Ausgang der Einrich¬ tung 71 liegt somit ein Soll-Phasensignal vor, während am Ausgang der Einrichtung 172 ein Ist-Phasensignal anliegt. Diese beiden Signale werden in einen Phasen/Frequenz- Detektor 173 eingespeist, der die aktuelle Phasendifferenz zu einem bestimmten Zeitpunkt t in ein Tiefpaßfilter, das in der Technik auch als Schleifenfilter bezeichnet wird und in Fig. 2 mit 174 bezeichnet ist, einspeist. Ein durch das Tiefpaßfilter 174 gefiltertes Phasendifferenzsignal stellt dann das Steuersignal in den VCO 14 dar.
Die Amplitudenregelungseinrichtung 16 umfaßt bei dem in Fig. 2 gezeigten Ausführungsbeispiel einen Soll-Signal- Verstärker 161 mit variabler Verstärkung, wobei das Ver- stärkungssteuerungssignal für den Soll-Signalverstärker 161 mit GS3 bezeichnet ist. Analog hierzu umfaßt die Amplitudenregelungseinrichtung 16 in Fig. 2 einen Ist-Signal- Verstärker 162, der als variable Dämpfungseinrichtung gezeichnet ist, und der mit einem Verstärkungssteuerungssig- nal GS2 steuerbar ist. Das verstärkte Soll-Signal am Ausgang des Soll-Signalverstärkers 161 wird in einen Soll- Amplitudendemodulator 163 eingespeist. Entsprechend wird das verstärkte Ist-Signal am Ausgang des Ist- Signalverstärkers 162 ebenfalls in einen Ist- Amplitudendemodulator 164 eingespeist. Die Amplitudendemodulatoren 163 und 164 können z. B. als Gleichrichterdiodenschaltungen ausgebildet sein, oder aber auf eine beliebige andere Art und Weise implementiert sein, um die Amplituden- Hüllkurve des an dieselben anliegenden Eingangssignals zu extrahieren.
Am Ausgang des Amplitudendemodulators 163 für das Soll- Signal liegt dann ein Soll-Amplitudensignal an, das in einen nicht-invertierenden Eingang eines Differenzverstärkers 165 eingespeist wird. Das am Ausgang des Amplitudendemodulators 164 anliegende Amplituden-Ist-Signal wird in den in- vertierenden Eingang des Differenzverstärkers 165 eingespeist. Das am Ausgang des Differenzverstärkers 165 anlie¬ gende verstärkte Differenzsignal wird dann in ein Tiefpaßfilter 166 innerhalb der Amplitudenregelungseinrichtung 16 eingespeist. Das Tiefpaßfilter 166 liefert ausgangsseitig dann das Verstärkungssteuerungssignal, das in den Verstär- kungssteuerungseingang 12 des Leistungsverstärkers 13 eingespeist wird. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird es bevorzugt, daß der Diffe- renzverstärker 165 ebenfalls eine einstellbare Verstärkung hat, wobei die Verstärkung des Differenzverstärkers 165 durch ein Verstärkungssteuerungssignal GS4 steuerbar ist.
Bei dem in Fig. 2 gezeigten bevorzugten Ausführungsbeispiel ist im Rückkopplungspfad 19 ein Frequenzumsetzer 19c vorgesehen, der einen Mischer Mi sowie einen Lokaloszillator LO aufweist, die derart implementiert sind, wie es in der Technik bekannt ist, um ein Signal mit einer HF-Frequenz f2 auf eine Zwischenfrequenz fl herunterzumischen. Bei dem in Fig. 2 gezeigten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist am Eingang 21 ein Signalgenerator angeschlossen, der aus einem EDGE- oder UMTS- Modulator 211 sowie einem IQ-Modulator 212 besteht, wobei der IQ-Modulator 212 ausgebildet ist, um von dem EDGE- oder UMTS-Modulator 211 erzeugte Signalkomponenten, nämlich ein I-Signal und ein Q-Signal, in ein komplexes Wechselsignal auf der Zwischenfrequenz fl umzusetzen.
Die in Fig. 2 gezeigte Schaltung arbeitet nach dem Konzept des Polar-Loop-Signalrekonstruktionsverfahrens . Hierbei kommen PLL- (Phase Locked Loop) und ALL- (Amplitude Locked Loop) Rückkoppelschleifen zum Einsatz. Das I/Q-Signal einer EDGE- oder UMTS-Signalquelle wird in dem IQ-Modulator 212 auf eine Trägerfrequenz fl aufmoduliert. Die Amplitudenin- formation des hochfrequenzmodulierten Signals Sin(t) wird im Limiter 171 eliminiert. Dies führt dazu, daß das Signal nach dem Limiter 171 nur noch die Phaseninformation enthält. In dem Phasenfrequenzdetektor PFD 173 findet ein Phasenver¬ gleich zwischen dem Eingangssignal am Ausgang des Limiters 171 und einem rückgeführten Teil des Ausgangssignals am Ausgang des Limiters 172 statt. Das entsprechende Fehlersignal, das in Fig. 2 mit T bezeichnet ist, wird über das Schleifenfilter 174, das einen Tiefpaß-Charakter hat, dem VCO (Voltage Controlled Oscillator) zugeführt. Damit wird der VCO mit einer Mittenfrequenz von f2 auf eine von außen zugeführte Phase synchronisiert.
Bei dem in Fig. 2 gezeigten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird im Rückkopplungspfad 19 die Frequenz des Ausgangssignals am Ausgang des Verstärkers 13 im Mischer Mi von f2 auf fl umgesetzt, wobei bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung das Signal vor dem Mischer durch den Rückkopplungspfad- Verstärker 19b entsprechen verstärkt bzw. gedämpft wird. Alternativ könnte der Verstärker 19b auch nach dem Mischer angeordnet werden.
Nach der Eliminierung der Amplitudeninformationen des rückgekoppelten Ausgangssignals im Limiter 172 wird das Signal dem zweiten Eingang des Phasenfrequenzdetektors 173 zuge- führt.
Die PLL-Schleife mit der Phasenregelungseinrichtung 17 und dem Rückkopplungspfad 19 sorgt somit dafür, daß die Phasendifferenzen, die aufgrund von AM/PM-Verzerrungen im Leis- tungsverstärker 13 entstehen, durchgehend immer wieder korrigiert werden.
Die Folge davon ist, daß der Einsatz des nichtlinearen HF- Leistungsverstärkers 13, der beispielsweise ein Leistungs- Verstärker im Klasse-C-Betrieb ist, keine spektrale Verbreiterung des Ausgangssignals am Ausgang 11 des Leistungsverstärkers 13 bewirkt. Durch die ALL-Schleife, die durch die Amplitudenregelungseinrichtung 16 und den Rückkopplungspfad 19 gebildet wird, wird die Einhüllende des modulierten Eingangssignals Sin(t) auf das Ausgangssignal Sout(t) abgebildet. Nach der Detekti- on der Amplitudeninformationen des Eingangssignals und des rückgekoppelten Ausgangssignals in den beiden Amplitudendemodulatoren 163 und 164 wird im Operationsverstärker 165 die Differenz gebildet und verstärkt, und zwar gemäß dem Verstärkungs-Steuerungssignal GS4 für diesen Differenzver- stärker 165. Anschließend wird das verstärkte Signal über ein Schleifenfilter 166 mit Tiefpaß-Charakter den nichtlinearen HF-Leistungsverstärker 13 als Amplitudensteuersignal (RS) zugeführt.
Die regelbaren Dämpfungsglieder/Verstärkungsglieder 161, 162 werden für die Leistungsvariation des nicht-linearen HF-Leistungsverstärkers verwendet, ohne daß die PLL- Schleife selbst beeinflußt wird. Damit die PLL-Schleife unbeeinflußt von der Leistungsvariation des nicht-linearen HF-Sendeverstärkers 13 arbeitet, ist der Rückkopplungspfad- Verstärker 19b im Rückkopplungspfad 19 vorgesehen. Die Dämpfung, d. h. negative Verstärkung, des als steuerbaren Dämpfungsglieds ausgeführten Verstärkers 19b ist dabei um so größer, je höher der Signalpegel des Ausgangssignals Sout(t) ist.
Erfindungsgemäß wird damit die Amplitudeninformation aus dem Signalgenerator durch die ALL-Schleife, die durch die Amplitudenregelungseinrichtung 16 und den Rückkopplungspfad 19 gebildet wird, rekonstruiert, indem beispielsweise eine Arbeitspunktvariation des nicht linearen HF- Leistungsverstärkers 13 vorgenommen wird.
Darüber hinaus wird die Ausgangssignal- Amplitude, also der mittlere Leistungspegel des Signals Sout(t) am Ausgang der gesamten Sendestufe durch das regelbare Dämpfungsglied, also durch den Rückkopplungspfad-Verstärker 19b auf einen vorzugsweise konstanten Wert bzw. auf einen vorbestimmten Bereich geregelt, der z. B. derart gewählt werden kann, daß der Begrenzer 172 immer sicher arbeitet und eine erwünschte Begrenzung sicherstellt, um ein definiertes Ausgangssignal zum Phasen/Frequenz-Detektor 173 zu liefern, damit die Pha- senregelschleife bei einer starken Leistungsvariation nicht ausrastet. Dadurch bleibt die PLL-Schleife, die durch die Phasenregelungseinrichtung 17 und den Rückkopplungspfad 19 gebildet wird, unbeeinflußt von einer Leistungsvariation des HF-Sendeverstärkers 13 beispielsweise aufgrund einer Anforderung einer Handy-Elektronik, aufgrund eines sich verändernden Freiraumübertragungskanals eine Erhöhung/Erniedrigung der Sendeleistung zu erreichen.
Darüber hinaus wird bei dem in Figur 2 gezeigten bevorzug- ten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung der Signalpegel des Sendeverstärkers durch die Verstärkungseinrichtungen 161 und 162 variiert. Dadurch kann die PLL- Schleife unbeeinflußt weiterarbeiten und rastet bei einer Variation des Signalpegels nicht aus.
Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung werden die Übertragungscharakteristika der beiden Schleifen so eingestellt, daß ihre Bandbreiten, also die Grenzfrequenzen der Tiefpässe 166 und 174 so gewählt wer- den, daß die Übertragung des EDGE-Signals und des UMTS- Signals problemlos möglich sind. Dies wird dadurch erreicht, daß die Bandbreiten so groß sind, daß durch die Regelschleifen kein Informationsverlust auftritt. Eine zu berücksichtigende Nutzbandbreite bei UMTS und EDGE liegt bei 2 MHz.
Die Verstärkung des Differenzverstärkers 165 wird vorzugsweise gerade eingestellt, daß eine vollständige Abbildung der Amplitudeninformation auf das Ausgangssignal erfolgt.
Hierzu wird auf die Figuren 5a und 5b eingegangen. Figur 5a zeigt ein Spektrum einer in Figur 2 dargestellten Polar- Loop vor einer Optimierung. Das Spektrum ist in Figur 5a mit 50a bezeichnet. Zu Vergleichszwecken ist in Figur 5a ferner ein Spektrum gemäß der EDGE-Spezifikation gezeigt, das mit 50b bezeichnet ist. Aus Fig. 5a ist ersichtlich, daß die beiden Spektren lediglich in einem schmalen Bereich um die Mittenfrequenz herum "übereinander liegen", daß die Polar-Loop jedoch noch nicht ausreichend optimiert ist, wenn zu größeren Ablagefrequenzen, also Frequenzentfernungen von der Mittenfrequenz bei 900 MHz gegangen wird. Fig. 5b zeigt einen Zustand nach einer Optimierung, bei der im Vergleich zu Fig. 5a die Verstärkung des Operationsverstärkers 165 in Fig. 2 erhöht worden ist. Die Erhöhung des Verstärkungsfaktors GS4 in Fig. 5b gegenüber einem Optimie- rungs-Startwert in Fig. 5a führt dazu, daß sich das Polar- Loop-Spektrum 50a gewissermaßen auf das EDGE-Spektrum 50b "legt", und zwar bis zu einem Bereich von etwa 100 dBc. An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, daß allzu große Werte von GS4 dazu führen, daß die Schleifenverstärkung der Amp- litudenregelschleife immer weiter ansteigt, so daß, wie es für Regelschleifen allgemein bekannt ist, die Schwingnei- gung immer weiter ansteigt. Es wird daher bevorzugt, die Verstärkung des Operationsverstärkers 165 so hoch zu machen, daß die Polar-Loop ausreichend selektiv ist, um geforderte Nebenkanalspezifikationen zu erfüllen, daß jedoch die Verstärkung des Differenzverstärkers 165 nicht ohne Zwang weiter erhöht wird, damit die Amplitudenregelschleife sicher arbeitet und nicht aufgrund der hohen Schleifenverstärkung zu schwingen anfängt.
Nachfolgend wird anhand der in Fig. 3 gezeigten Tabelle dargestellt, wie die einzelnen Verstärkungsfaktoren verändert werden müssen, wenn entsprechende Anforderungen nach höherer oder geringerer Ausgangsleistung Pou stattfinden. An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, daß die Tabelle in Fig. 3 drei Fälle behandelt, nämlich daß nur der Verstärker 162 über GS2 in der Amplitudenregelungseinrichtung verändert wird (Spalte 300) , daß nur der Verstärker 161 in der Amplitudenregelungseinrichtung 16 von Fig. 2 verändert wird (Spalte 310), oder daß sowohl der Verstärker 162 (GS2) als auch der Verstärker 161 (GS3) verändert werden (Spalte 320) . Wie bereits vorstehend ausgeführt, wird es bevorzugt, den in Spalte 310 dargestellten Fall zu verwenden, da in diesem Fall nicht das Ist-Signal 18 angetastet werden muß, sondern lediglich das Soll-Signal am Eingang 21 der Schaltung.
Wird von der Steuerungseinrichtung 22 in Fig. 2 eine Anforderung nach einer Erhöhung der Ausgangsleistung erhalten, so muß zunächst die Verstärkung des Rückkopplungspfad- Verstärkers 19b verringert werden. Die Verstärkung des Verstärkers 162 muß in diesem Fall ebenfalls verringert werden, wenn der Fall 300 vorhanden ist. Ist hingegen der Fall 310 vorhanden, so muß die Verstärkung des Verstärkers 161 erhöht werden. Ist dagegen der Fall 320 vorhanden, so muß GS2 verringert werden, und muß GS3 erhöht werden.
Im Falle einer Anforderung nach einem Sinken der Ausgangsleistung muß die Verstärkung des Rückkopplungspfad- Verstärkers 19b erhöht werden. Im Falle der Spalte 300 wird GS2 erhöht. Im Falle der Spalte 310 wird GS3 erniedrigt. Im Falle der Spalte 320 wird GS2 erhöht und wird GS3 erniedrigt.
Die Steuergröße GSl wird somit in Abhängigkeit der Ausgangsleistung des Sendeverstärkers eingestellt. Z. B. muß bei einer Erhöhung der Ausgangsleistung des Sendeverstärkers um z . B. 5 dB (durch GS2 und/oder GS3) das Signal im regelbaren Dämpfungsglied GSl etwa um 5 dB gedämpft werden. Dies sorgt dafür, daß das Signal nach dem regelbaren Dämpfungsglied GSl immer den gleichen Leistungspegel hat, d. h. stabilisiert und konstant gehalten wird. Die Steuergrößen GS2 und/oder GS3 (je nach Implementierung) sind für die Leistungsvariation des Sendeverstärkers nach dem EDGE- und dem UMTS-Standard (3GPP) zuständig. Dadurch wird die Differenzspanne im Operationsverstärker zwischen dem Eingangssignal und dem rückgeführten Ausgangssignal je nach Bedarf der Ausgangsleistung des Sendeverstärkers variiert. Die Steuergröße des Operationsverstärkers wird für den EDGE- Standard oder den UMTS-Standard vorzugsweise fest einge¬ stellt. Im eingeschwungenen Zustand wird das resultierende Fehlersignal in der ALL-Schleife, das durch die Nichtlinea- rität des Systems verursacht wird, im Operationsverstärker durch die Steuergröße GS4 soweit verstärkt, daß das Spektrum des Ausgangssignals für den EDGE-Standard bei +/- 200 kHz und +/- 300 kHz besser als -54 dBc bzw. -60 dBc wird, wie es anhand der Figuren 5a und 5b dargestellt worden ist.
An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, daß gemäß dem UMTS-Standard das Spektrum des Ausgangssignals des Verstärkers in dem gesamten Nachbarkanal besser als -45 dBc sein muß .
Es sei ferner darauf hingewiesen, daß es erfindungsgemäß bevorzugt wird, die Bandbreiten der Amplitudenregelschleife und der Phasenregelschleife so einzustellen, daß eine Übertragung des EDGE-Signals und (zugleich) des UMTS-Signals möglich ist.
Nachfolgend wird anhand von Fig. 4a und 4b ein gleichmäßi¬ ger Zusammenhang für die einzelnen Werte gegeben, wenn das Verhältnis von Sout(t) am Ausgang des Richtkopplers 19a zu Sin(t) am Eingang des Begrenzers 171 zu V angenommen wird. Fig. 4a bezieht sich auf den Fall der Spalte 310 in Fig. 3, während sich Fig. 4b auf den Fall der Spalte 300 in Fig. 3 bezieht .
Obgleich in dem vorstehenden Ausführungsbeispiel dargelegt worden ist, daß das Ist-Signal 18 und/oder das Soll-Signal 20 durch die Verstärkungseinrichtung 161, 162 gemäß den Variationsanforderungen an die Steuerung 22 variiert werden, sei darauf hingewiesen, daß alternativ auch das Ausgangs- signal des Demodulators 163 und/oder das Ausgangssignal des Demodulators 164 variiert werden könnten, um ein gemäß den Leistungsanforderungen verändertes Verstärkungssteuerungssignal am Ausgang der Amplitudenregelungseinrichtung 16 zu erzeugen, so lange das Verstärkungssteuerungssignal am Ausgang der Amplitudenregelungseinrichtung 16 zu einer entsprechend variierten Ausgangsleistung des Verstärkers führt. Gleichzeitig wird entsprechend der veränderten Ver- Stärkung der Rückkopplungspfad-Verstärker 19b entgegenge¬ setzt proportional mitgeführt, um das Ist-Signal, das in die Phasenregelungseinrichtung 17 eingespeist wird, in dem vorbestimmten Bereich zu halten, der, wie es ausgeführt worden ist, prinzipiell beliebig klein gemacht werden kann und im Idealfall zu einem im wesentlichen konstanten Wert unabhängig von der aktuellen Verstärkung des Verstärkers 13 degeneriert .

Claims

Patentansprüche
1. Sendestufe zum Liefern eines Eingangssignals in einen Steuereingang (10) eines Verstärkers (13), der ferner einen Verstarkungssteuerungseingang (12) und einen Signalausgang (11) aufweist, mit folgenden Merkmalen:
einem Signaleingang (21) zum Erhalten eines zu sendenden Soll-Signals (20) ;
einem steuerbaren Oszillator (14) mit einem Frequenzsteuerungseingang (15) und einem Oszillatorausgang, wobei der Oszillatorausgang mit dem Signaleingang (10) des Verstärkers (13) wirksam koppelbar ist;
einem Ruckkopplungspfad (19) mit einem Ruckkopplungspfad-Verstarker (19b) mit variabler Verstärkung (GSl) ;
einer Phasenregelungseinrichtung (17) zum Erzeugen eines Frequenzsteuerungssignals für den Frequenzsteuerungseingang (15) des steuerbaren Oszillators (14), wobei die Phasenregelungseinrichtung (17) mit dem Ruckkopplungspfad (19) wirksam gekoppelt ist, um ein Ist-Signal (18) zu erhalten, und wobei die Phasenregelungseinrichtung (17) ferner mit dem Signaleingang (21) wirksam gekoppelt ist, um das Soll-Signal zu erhalten;
einer Amplitudenregelungseinrichtung (16) zum Erzeugen eines Verstarkungssteuerungssignals für den Verstarkungssteuerungseingang (12) des Verstärkers (13), wobei die Amplitudenregelungseinrichtung (16) mit dem Ruckkopplungspfad (19) wirksam gekoppelt ist, um das Ist-Signal (18) zu erhalten, und wobei die Amplitudenregelungseinrichtung (16) mit dem Signaleingang (21) gekoppelt ist, um das Soll-Signal (20) zu erhalten; und einer Steuerungseinrichtung (22) zum Steuern eines mittleren Leistungspegels eines Signals an dem Signalausgang (11) des Verstärkers, wobei die Steue- rungseinrichtung (22) ausgebildet ist, um abhängig von einer Anforderung (23) nach einer Veränderung des mittleren Leistungspegels die Amplitudenregelungseinrichtung (16) anzusteuern, um unter Verwendung des Ist-Signals (18) und/oder des Soll-Signals (20) (25) ein verändertes Verstärkungssteuerungssignal zu erzeugen und gleichzeitig eine Verstärkung des Rückkopplungspfad-Verstärkers (19b) so zu variieren (24), daß eine Amplitude eines Signals in dem Rückkopplungspfad (19) signalflußmäßig hinter dem Rückkopp- lungspfad-Verstärker (19b) , das gleich dem Ist-Signal (18) ist, oder das von dem Ist-Signal ableitbar (19c) ist, in einem vorbestimmten Bereich bleibt.
Sendestufe nach Anspruch 1,
bei der die Amplitudenregelungseinrichtung einen Soll-Verstärker (161) für das Soll-Signal (20) aufweist, und
bei der die Steuereinrichtung (22) ausgebildet ist, um auf eine Anforderung, den mittleren Leistungspegel zu erhöhen, die Verstärkung des variablen Rückkopplungspfad-Verstärkers (19b) zu reduzieren und eine Verstärkung (GS2) des Soll-Verstärkers (161) zu erhö- hen, oder
bei der die Steuereinrichtung (22) ausgebildet ist, um auf eine Anforderung, den mittleren Leistungspegel zu erniedrigen, die Verstärkung (GSl) des variablen Rückkopplungspfad-Verstärkers (19b) zu erhöhen und die Verstärkung des Soll-Verstärkers (161) zu erniedrigen.
3. Sendestufe nach Anspruch 1,
bei der die Amplitudenregelungseinrichtung (16) einen Ist-Verstärker (162) zum Verstärken des Ist-Signals (18) aufweist, und
bei der die Steuerungseinrichtung (22) ausgebildet ist, um auf eine Anforderung, den mittleren Leistungspegel zu erhöhen, die Verstärkung (GSl) des va- riablen Rückkopplungspfad-Verstärker (19b) zu reduzieren und die Verstärkung des Ist-Verstärkers (162) zu reduzieren, oder
bei der die Steuerungseinrichtung (22) ausgebildet ist, um auf eine Anforderung, den mittleren Leistungspegel zu reduzieren, die Verstärkung des Rückkopplungspfad-Verstärkers (19b) zu erhöhen und die Verstärkung des Ist-Verstärkers (162) zu erhöhen.
4. Sendestufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Rückkopplungspfad-Verstärker (19b) als variables Dämpfungsglied ausgeführt ist, das ansteuerbar ist, um eine negative Verstärkung im negativen dB-Bereich durchzuführen.
Sendestufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
bei der die Amplitudenregelungseinrichtung (16) einen Differenzverstärker (165) und ein nachgeschaltetes Tiefpaßfilter (166) aufweist, wobei ein Ausgangssignal des Tiefpaßfilters (166) mit dem Verstärkungs- steuerungseingang (12) des Verstärkers (13) wirksam koppelbar ist,
wobei die Amplitudenregelungseinrichtung ferner einen Soll-Amplitudendemodulator (163) aufweist, der mit einem nicht-invertierenden Eingang des Differenzverstärkers (165) gekoppelt ist, und wobei die Amplitudenregelungseinrichtung (16) ferner einen Ist-Amplitudendemodulator (164) aufweist, der mit einem invertierenden Eingang des Differenzver- stärkers (165) wirksam gekoppelt ist.
6. Sendestufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
bei der die Phasenregelungseinrichtung (17) einen Phasen/Frequenzdetektor (173) und ein nachgeschaltetes Phasentiefpaßfilter (174) aufweist, wobei ein Ausgangssignal des Phasen-Tiefpaßfilters mit dem Steuerungseingang (15) des steuerbaren Oszillators (14) wirksam gekoppelt ist, und
wobei die Phasenregelungseinrichtung (17) ferner einen Soll-Phasen-Detektor (171) aufweist, der mit einem ersten Eingang des Phasen/Frequenz-Detektors (173) gekoppelt ist, und
wobei die Phasenregelungseinrichtung (17) ferner einen Ist-Phasen-Detektor (172) aufweist, der mit einem zweiten Eingang des Phasen/Frequenz-Detektors (173) wirksam gekoppelt ist.
7. Sendestufe nach Anspruch 6,
bei der der Ist-Phasendetektor (172) einen vorbestimmten Eingangsdynamikbereich aufweist, wobei der vorbestimmte Bereich des Signals, das signalflußmäßig hinter dem Rückkopplungspfad-Verstärker (19b) erzeugbar ist, kleiner oder gleich dem vorbestimmten Eingangsdynamikbereich des Ist-Phasendetektors (172) ist .
Sendestufe nach Anspruch 7, bei der der Ist- Phasendetektor eine Begrenzerschaltung aufweist.
9. Sendestufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
bei der das zu sendende Signal eine erste Trägerfrequenz fi hat und das Signal an dem Signalausgang (11) des Verstärkers (13) eine zweite Trägerfrequenz f2 hat, wobei in dem Rückkopplungspfad (19b) ferner eine Umsetzungseinrichtung (19c) zum Umsetzen der zweiten Trägerfrequenz auf die erste Trägerfrequenz vorgesehen ist.
10. Sendestufe nach Anspruch 9, bei der die Frequenz- Umsetzungseinrichtung signalflußmäßig hinter dem variablen Rückkopplungspfad-Verstärker (19b) vorgesehen ist.
11. Sendestufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der das zu sendende Signal an dem Signaleingang
(21) gemäß einem GSM-EDGE-Standard oder gemäß einem UMTS-Standard amplitudenmoduliert und phasenmoduliert ist (211, 212) .
12. Sendestufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
bei der die Steuerungseinrichtung (22) eine Steue- rungseinrichtung aufweist, in der als Eingangsgröße eine Leistungsvariation und als Ausgangsgröße ein zu erzeugender Verstärkungswert für den Rückkopplungspfad-Verstärker (19b) und ein Verstärkungswert für eine Verstärkungseinrichtung (161, 162) innerhalb der Amplitudenregelungseinrichtung (16) zum Variieren des Verstärkungssteuerungssignals vorgesehen ist.
13. Sendestufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die Steuereinrichtung (22) ausgebildet ist, um die Anforderung (22) nach einer Variation von einer Feldstärke-Bestimmungseinrichtung eines zellularen Funk-Sende/Empfangsgeräts zu erhalten.
14. Sendestufe nach Anspruch 5, bei der der Differenzverstärker (165) eine einstellbare Verstärkung GS4 aufweist, die so gewählt ist, daß eine Nachbarkanalspezifikation einer für die Sendestufe gültigen Funkspe- zifikation erfüllt ist, wobei die einstellbare Verstärkung GS4 in einem Betrieb der Sendestufe auf einem festen Wert gehalten wird.
15. Sendestufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der Grenzfrequenzen der Amplitudenregelungseinrichtung und der Phasenregelungseinrichtung so dimensioniert sind, daß durch die Amplitudenregelungseinrichtung und die Phasenregelungseinrichtung kein Informationsverlust auftritt.
16. Sendestufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
bei der die Steuerungseinrichtung (22) ausgebildet ist, um den variablen Rückkopplungspfad-Verstärker (19b) so anzusteuern, daß der vorbestimmte Bereich kleiner als ein Dynamikbereich ist, der durch eine Anforderung (23) nach einer maximalen Variation in dem mittleren Leistungspegel des Signals an dem Ausgang (11) des Leistungsverstärkers (13) erzeugbar ist.
17. Sendestufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
bei der der vorbestimmte Bereich eine Abweichung um einen Nennwert für die Amplitude des Signals signalflußmäßig hinter dem Rückkopplungspfad- Verstärker (19b) innerhalb einer Variationsbandbreite von +/- 10 % für sämtliche Leistungspegelvariationen umfaßt .
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