WO2004013928A1 - 伝送線路及び半導体集積回路装置 - Google Patents

伝送線路及び半導体集積回路装置 Download PDF

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    • H10W44/216—Waveguides, e.g. strip lines

Definitions

  • the present invention relates to a transmission line that handles high-frequency signals in a microwave band, a millimeter wave band, and the like, and a semiconductor integrated circuit device including the transmission line.
  • a transmission line such as a microstrip line or a coplanar line is used as a bias supply circuit for supplying power to an active device. It is common to use.
  • FIGS. 22 (a) and (b) are cross-sectional views schematically showing structures of a general microstrip line and a coplanar line, respectively.
  • the microstrip line includes a dielectric substrate 101, a signal wiring 102 provided on the upper surface of the dielectric substrate 101, and a dielectric substrate 10 And a ground conductor layer 103 opposed to the signal wiring with the dielectric substrate 101 interposed therebetween.
  • the coplanar line includes a dielectric substrate 101, a signal wiring 102 provided on the upper surface of the dielectric substrate 101, and a dielectric substrate 101. And a pair of ground conductor layers 104 opposed to each other in the width direction at a predetermined interval from the signal wiring 102.
  • the main signal circuit of the communication device has an arbitrary number of bias terminals for supplying a common voltage to the main signal circuit, and a transmission line as shown in FIGS. 22 (a) and (b). Are electrically connected via a bias supply circuit.
  • This communication device consists of a microphone mouth-wave monolithic integrated circuit (MMIC), which is a semiconductor integrated circuit device in which transmission lines, active elements, passive elements, etc. are provided on a common dielectric substrate, and its peripheral components. Often configured with circuits.
  • MMIC microphone mouth-wave monolithic integrated circuit
  • a carrier must be transmitted efficiently within a module that is a communication device.
  • the dielectric substrate that constitutes those circuits is made of a low-loss material at locations where carrier waves are transmitted in MMICs and peripheral circuits, and signal wiring has high conductivity (low resistance). It must be made of a material.
  • an MMIC which uses gallium arsenide, which is a low-loss material, as a dielectric substrate material, and has a transmission line, an active element, a passive element, and the like on a common dielectric substrate.
  • FIG. 23 is a circuit diagram showing a circuit configuration of an output side in a module functioning as a high-frequency amplifier, which is a first conventional example.
  • the MM IC includes an active element 111, an output terminal Tout, and a main signal line 1 for electrically connecting the active element 111 and the output terminal Tout to each other. It has a main signal circuit 110 having 12 a, 112 b and a DC blocking capacitor 118.
  • the input signal received at the input unit (not shown) is amplified by the active element 111, and then the output signal of the active element 111 is output. Through the main signal lines 1 1 2a and 1 1 2b and output from the output terminal T out.
  • the MM IC includes a short-circuit stub 113 branching from an intermediate portion of the main signal lines 112a and 112b, and a first short-circuit stub 113 interposed between the short-circuit stub 113 and the ground conductor. And a bypass capacitor 1 14.
  • the entire module is provided with a bias supply circuit 120 A for supplying a power supply voltage to the MM IC, and the bias supply circuit 120 A is provided for supplying a DC power supply voltage. Interposed between the bias terminal T vd, two series-connected transmission lines 1 15 and 1 16, and the connection point between the transmission lines 1 15 and 1 16 and the ground conductor And a second bypass capacitor 1 17.
  • the short-circuit stub 1 1 3 is the main signal in the RF (radio frequency) band. In addition to functioning as a matching circuit for the signal circuit 110, it also functions as part of the bias supply circuit 120A.
  • the capacitance value C 1 of the first bypass capacitor 114 is set such that a high-frequency signal included in the design frequency band is short-circuited.
  • the capacitance value C 2 of the second bypass capacitor 1 17 is set to a large value so that a high-frequency signal included in a low-frequency band is short-circuited.
  • the capacitance value is externally provided as a chip capacitor.
  • the bias supply circuit 1 2 High frequency signals may leak to OA.
  • parasitic oscillation may occur if the transmission line that constitutes the pass supply circuit is connected in a state that causes positive feedback from the subsequent amplifier to the previous amplifier. Therefore, in the module shown in FIG. 23, bypass capacitors are arranged between both ends of the transmission line 115, which is a part of the transmission line constituting the bias supply line, and the ground conductor so that a shunt is arranged.
  • the circuits 114 and 117 are provided so that high-frequency signals of any frequency components that the active element 111 may amplify are short-circuited.
  • any frequency components that the active element 111 may amplify may be used.
  • the conditions under which the high-frequency signal of this type is sufficiently short-circuited are not satisfied.
  • a high-capacity chip capacitor for example, the second bypass capacitor 1 17 shown in Fig. 23
  • a high-capacity chip capacitor designed to short-circuit a low frequency band of about several tens of MHz It is difficult to short-circuit high-frequency bands of about several GHz or more due to the presence of such parasitic components.
  • resonance may occur due to the capacitance of the first bypass capacitor 114 and the inductance of the transmission lines 115 and 116 of the bias supply circuit. At that time, a standing wave rises in the transmission line 115, and radiation occurs. Therefore, unintended coupling with peripheral circuits may occur at the resonance frequency.
  • the signal passing characteristics of the main signal circuit 110 connected to the short-circuit stub 113 are unintentionally improved at the resonance frequency. As a result, an unnecessary gain peak occurs at the resonance frequency in the characteristics of the entire amplifier.
  • FIG. 24 is a circuit diagram showing a circuit configuration on the output side in a high-frequency amplifier (module) to which a structure for reducing the Q value of the resonance is added, which is a second conventional example.
  • this MMIC has a resistor 1 19 having a resistance value R 1 between a transmission line 1 15 a and a transmission line 1 15 b of a bias supply circuit 120 B. By intervening, low frequency components are attenuated to improve instability.
  • Fig. 25 is a block circuit diagram showing a circuit configuration on the output side in a high-frequency amplifier (module) to which another structure for reducing the Q value of resonance is added, which is a third conventional example.
  • This high-frequency amplifier has been disclosed in the literature (see Chen et al .: "One Watt Q-Band Class A Pseudomorphic HEMT MMIC Amplifier", 1974 IEEE MTT-S Digest, p. 805-808).
  • a method is employed in which the bias supply circuit 120 C is short-circuited in parallel with the bias supply circuit 120 C by the RC series circuit 123.
  • the capacitance value C 3 of the third bypass capacitor 122 is set so that a high-frequency signal in an intermediate frequency band that is not short-circuited by the first and second bypass capacitors 114, 117 is short-circuited.
  • the provision of the resistor 122 is to reduce the unnecessary gain in the high frequency signal in the low frequency band lower than the design frequency band and to improve the stability of the high frequency amplifier. In order to cause short circuit processing by giving a loss to.
  • a bypass capacitor 122 having a sufficient capacitance value for short-circuiting a high-frequency signal in the intermediate frequency band and a resistor 122 are shown in FIG. It is necessary to additionally arrange the high-frequency amplifier shown in the figure, which is not preferable because it increases the circuit area of the entire module.
  • An object of the present invention is to provide a transmission line and a semiconductor integrated circuit device capable of improving the high-frequency separation characteristics between terminals connected to the transmission line.
  • the transmission line according to the present invention comprises: a signal wiring; a resistance layer facing the signal wiring with a dielectric layer interposed; and a grounding conductor electrically connected to the resistance layer.
  • the resistance per unit length generated when the high frequency current flows through the grounding conductor is defined as the additional resistance
  • the resistance per unit length generated when the high-frequency current flows through the grounding conductor is defined as the ground resistance.
  • the additional resistance is larger than the ground resistance.
  • the length direction of the unit length means the signal transmission direction.
  • the length of the resistance layer may be 1/16 or more of the effective wavelength ⁇ of the signal having the upper limit frequency of the high frequency signal.
  • the conductivity of the material forming the resistance layer may be smaller than the conductivity of the grounding conductor.
  • It is preferred conductivity of the material constituting the resistance layer is not more than 1 X 1 0 3 SZ m above 1 X 1 0 7 S / m .
  • the conductivity of the material constituting the resistance layer is more preferably not more than 1 X 1 0 3 SZ m above 1 X 1 0 5 S / m .
  • the resistive layer is made of chromium, nickel chromium alloy, iron-chromium alloy, titanium, chromium silicon monoxide composite, titanium, impurity-containing semiconductor, and poly. It may be made of at least one material selected from polycrystalline or amorphous semiconductors of silicon. With such a configuration, the value of the additional resistance generated in the resistance layer can be set high.
  • the width of the resistance layer may be larger than the width of the signal wiring.
  • the resistance layer may be formed so as to face the signal wiring over the entire width.
  • the signal wiring is formed on an upper surface of the dielectric layer; the resistance layer is formed between the substrate and the dielectric layer; the grounding conductor is formed on a lower surface of the substrate; It may be connected to the grounding conductor by a through conductor penetrating the substrate.
  • the through conductor may be formed at an edge of the resistance layer.
  • a plurality of the through conductors may be formed at intervals in a length direction of the resistance layer.
  • the capacitance and the additional resistance formed between the signal wiring and the resistance layer can be arranged with more distributed constant.
  • the signal wiring is formed on an upper surface of the dielectric layer; the resistance layer is formed between the substrate and the dielectric layer; the grounding conductor is formed on an upper surface of the dielectric layer; May be connected to the grounding conductor by a through conductor penetrating the dielectric layer.
  • the signal wiring is formed between the substrate and the dielectric layer, the resistance layer is formed on an upper surface of the dielectric layer, and the grounding conductor is connected to the resistance layer on an upper surface of the dielectric layer. It may be formed as follows. With such a configuration, the through conductor can be omitted.
  • a semiconductor integrated circuit device includes a main signal circuit in which at least one active element is arranged, a bias supply circuit having a transmission line, and supplying a bias to the main signal circuit through the transmission line.
  • the transmission line according to claim 8 wherein at least a part of said transmission line is constituted by the transmission line according to claim 8.
  • the transmission line has a first transmission line connected to the main signal circuit and a second transmission line connected to the first transmission line, and the first transmission line is a coplanar line or
  • the first transmission line is constituted by at least a part of the transmission line, and the main signal circuit side end of the first transmission line is connected to a ground terminal via a bypass capacitor. It may be. With such a configuration, unnecessary (high frequency band) high-frequency power leaking from the main signal circuit to the bias supply circuit can be more efficiently reduced while suppressing an increase in circuit area.
  • the semiconductor integrated circuit device is a one-stage high-frequency amplifier having one amplifying transistor as the one or more active elements, and the bias supply circuit is an input of the main signal circuit that is a stage preceding the active element.
  • the bias supply circuit may be at least one of a side circuit and an output side circuit that is a stage subsequent to the active element of the main signal circuit. With such a configuration, unnecessary frequency leakage from the main signal circuit to the bias supply circuit is achieved. Stable operation can be achieved by reducing high frequency power in several bands.
  • the semiconductor integrated circuit device is a multi-stage high-frequency amplifier having a plurality of amplifying transistors as the one or more active elements, and the bias supply circuit is a stage preceding the active element of the main signal circuit.
  • the active element is limited to an amplifying transistor.However, it is not limited to the amplifying, but also applies to all the transistors used for controlling the amplitude and phase of a high-frequency signal. Not even.
  • FIG. 1 is a sectional view showing a structure of a transmission line according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a plan view showing a planar structure of the transmission line in FIG.
  • FIG. 3 is a graph showing the frequency dependence of the transmission loss of the transmission line of Example 1 in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 (a) is an equivalent circuit diagram of a conventional transmission line
  • FIG. 4 (b) is an equivalent circuit diagram of the transmission line of the present invention.
  • FIG. 5 is a sectional view schematically showing a configuration of a transmission line according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a plan view showing a planar structure of the transmission line in FIG.
  • FIG. 7 shows the transmission line of Example 2 in Embodiment 2 of the present invention.
  • 5 is a graph illustrating frequency dependence of a transmission loss.
  • FIG. 8 is a graph showing the frequency dependence of the transmission loss of the transmission line of Example 3 in Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 9 is a graph showing the frequency dependence of the transmission loss of the transmission line of Example 4 in Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 10 is a graph showing the frequency dependence of the transmission loss of the transmission line in Example 5 in Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 11 is a sectional view schematically showing a configuration of a transmission line according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a graph showing the frequency dependence of the transmission loss of the transmission line of Example 6 in the third embodiment.
  • FIG. 13 is a circuit diagram showing a configuration of an output circuit and a bias circuit in a semiconductor integrated circuit functioning as a high-frequency amplifier according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a block diagram schematically showing an example of the planar structure of the entire one-stage amplifier that is the GaAs-based MMIC according to the present embodiment.
  • FIG. 15 is a block diagram schematically showing an example of the planar structure of the whole conventional MMIC shown in FIG.
  • FIG. 16 is a graph comparing the high-frequency amplifier of Example 7 and the high-frequency amplifier of Comparative Example 2 in the fourth embodiment of the present invention with respect to the frequency dependence of the stability coefficient K.
  • FIG. 17 is a graph comparing the high-frequency amplifier of Example 7 and the high-frequency amplifier of Comparative Example 2 in the fourth embodiment of the present invention with respect to the frequency dependence of the small signal gain.
  • FIG. 18 is a graph comparing the high-frequency amplifier of Example 7 and the high-frequency amplifier of Comparative Example 3 in the fourth embodiment of the present invention with respect to the frequency dependence of the stability coefficient K.
  • FIG. 19 is a graph comparing the high-frequency amplifier of Example 7 and the high-frequency amplifier of Comparative Example 3 in the fourth embodiment of the present invention with respect to the frequency dependence of the small signal gain.
  • FIG. 20 is a graph comparing the high frequency amplifier of Example 7 and the high frequency amplifier of Comparative Example 4 in the fourth embodiment of the present invention with respect to the frequency dependence of the stability coefficient K.
  • FIG. 21 is a graph comparing the high-frequency amplifier of Example 7 and the high-frequency amplifier of Comparative Example 4 in the fourth embodiment of the present invention with respect to the frequency dependence of the small signal gain.
  • FIG. 22 (a) is a cross-sectional view schematically showing the structure of a conventional microstrip line
  • FIG. 22 (b) is a cross-sectional view schematically showing the structure of a conventional coplanar line. It is.
  • FIG. 23 is a circuit diagram showing a circuit configuration of an output side in a module functioning as a high-frequency amplifier, which is a first conventional example.
  • FIG. 24 is a circuit diagram showing a circuit configuration on the output side in a high-frequency amplifier having a structure for reducing the Q value of resonance according to a second conventional example.
  • FIG. 25 is a block circuit diagram showing an output-side circuit configuration in a high-frequency amplifier to which another structure for reducing the Q value of resonance is added, which is a third conventional example.
  • FIG. 1 is a sectional view showing a structure of a transmission line according to a first embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is a plan view showing a planar structure of the transmission line in FIG.
  • the transmission line of the present embodiment includes a dielectric substrate 1, a dielectric film 2 provided on an upper surface of the dielectric substrate 1, and an upper surface of the dielectric film 2.
  • a ground conductor layer provided on the surface; and a through conductor that penetrates through the dielectric film and connects the resistance layer and the ground conductor layer to each other.
  • the signal line 3 and the resistance layer 4 are both formed in a band shape, and are formed such that the signal line 3 is located within the width of the resistance layer 4 in a plan view.
  • the through conductor 6 has a columnar shape, and is formed at a predetermined pitch on the edge of the resistance layer 4 in the length direction of the resistance layer 4.
  • the signal wiring 3 is connected to an external circuit.
  • the grounding conductor layer 11 is connected to the external high-frequency ground 13 via solder 12 on the entire surface thereof, and the high-frequency grounding function of the grounding conductor layer 11 is strengthened.
  • the characteristic resistance layer 4 and through conductor 6 will be described in detail.
  • the value of the capacitance formed between the resistance layer 4 and the signal wiring 3 hereinafter referred to as a value per unit length of the transmission line and referred to as C add
  • C add the value of the capacitance induced in the resistance layer 4
  • the electric resistance (added resistance: hereafter expressed as a value per unit length of the transmission line, called R add) when the current flowed through the through conductor 6 to the ground conductor layer 11 is distributed and arranged.
  • the length of the resistive layer 4 is set to such a length that C add and R add can be regarded as being distributedly arranged with respect to the transmitted signal.
  • the length of the resistance layer 4 is the lower limit.
  • the value is ⁇ / 16 or more.
  • the upper limit is equal to the length of the transmission line.
  • the length of the transmission line substantially means the length of the signal wiring 3.
  • a high frequency is a frequency that can be amplified by an amplifier, so its value varies depending on the transistor used, but it is a general term for electromagnetic waves having a frequency of 1 MHz to 1 THz.
  • the number of through electrodes 6 may be at least one, but in the case of a plurality, it is preferable to reduce the pitch as much as possible. This is because C add and R add are arranged in a more distributed constant manner.
  • Radd must be larger than the resistance of the ground conductor layer 11 (ground resistance). This can be realized by appropriately setting the conductivity and the shape of the ground conductor layer 11 and the through conductor 6.
  • the conductivity of the resistor constituting the resistance layer 4 is set lower than the conductivity of the ground conductor layer 11.
  • the conductivity of the resistors constituting the resistor layer 4, l X 1 0 3 S / 1 X 1 0 7 S / m or less is preferably not less than m, 1 X 1 0 3 S Zm least 1 X 1 0 the 5 S Zm less and more preferably specifically, the ground conductor layer 1 1, made of a material of high conductivity, such as gold, a resistor layer 4, the low conductivity of the resistor, i.e., chromium, nickel Consisting of resistors made of low-conductivity materials, such as polycrystalline semiconductor films such as chromium alloys, iron-chromium alloys, thallium, chromium-silicon oxide composites, titanium, impurity-containing semiconductors, and polysilicon, and amorphous semiconductor films Is preferred.
  • the conductivity of the through conductor 6 may be set in the same manner.
  • the thickness of the resistor capacitor layer 4 is reduced. Further, the through conductor 6 is provided so as to be located near the edge of the resistance layer 4.
  • cross-sectional area of the through conductor 6 may be set small. Further, the length of the through conductor 6 may be increased.
  • the dielectric substrate 1 is constituted by a gallium arsenide (GaAs) substrate having a thickness of 500 0m and a dielectric constant of 13, and the dielectric film 2 is formed of a silicon nitride (Si) having a thickness of 1 m and a dielectric constant of 7. constituted by N) film, a signal wiring 3 and the ground conductor layer 5 conductivity 3 X 1 0 7 S Zm, the gold thickness 5 im was constructed.
  • GaAs gallium arsenide
  • Si silicon nitride
  • an impurity diffusion layer having a thickness of 0.2 zm and a conductivity of 4 ⁇ 10 4 S / m is formed immediately below the surface of the dielectric substrate 1 made of gallium arsenide, and this impurity diffusion layer is used as the resistance layer 4.
  • the width of the signal wiring 3 was set to 20 and the width of the resistance layer 4 was set to 100 m, and the center line of the signal wiring 3 was aligned with the center line of the resistance layer 4 in a plan view.
  • a through conductor 6 having a radius of 5 m penetrating through the dielectric substrate 1 was formed of gold, and the ground conductor layer 11 and the resistance layer 4 were connected at a pitch of 10 to short-circuit the resistance layer 4.
  • FIG. 3 is a graph showing the frequency dependence of the transmission loss of the transmission line of the first embodiment.
  • the vertical axis in FIG. 3 shows the effective loss that occurs in the transmission line when a high-frequency signal passes, and is obtained by multiplying the maximum available power gain by 11.
  • the transmission loss per 5 mm length of the transmission line in this embodiment is 1.4 dB at 1 GHz, 15.0 dB at 5 GHz, and 3 dB at 10 GHz. 0.6 dB.
  • the loss hardly changes in the frequency band of 1 GHz to 10 GHz, so that the transmission line of the present embodiment can selectively attenuate high-frequency signals in particular. Was confirmed.
  • the transmission line of the present embodiment can attenuate high-frequency power without attenuating DC power.
  • the transmission line of the present embodiment in the bias circuit, it becomes possible to attenuate the high-frequency power leaking from the main signal circuit in which the active elements are arranged to the peripheral circuit, so that the high-frequency separation characteristics are reduced. It has an excellent bias supply circuit and enables the configuration of a semiconductor integrated circuit with excellent high-frequency characteristics.
  • FIG. 4 (a) is an equivalent circuit diagram of a conventional transmission line
  • FIG. 4 (b) is an equivalent circuit diagram of the transmission line of the present invention.
  • the equivalent circuit of the conventional transmission line in the high-frequency region consists of a signal wiring per unit length (signal wiring 102 shown in Fig. 22) and a ground conductor layer ( 22 A circuit in which the capacitance Cd between the ground conductor layer 103) shown in Fig. 2 and the inductance Ld representing the signal phase change per unit length during signal transmission are distributed, respectively.
  • a resistance layer 4 made of a resistor having low conductivity is interposed between the signal wiring 3 and the ground conductor layer 11.
  • a capacitance of C add per unit length is generated between opposing portions of the resistance layer 4 and the signal wiring 3, and the signal wiring 3 has a unit length.
  • an inductance of L d is generated, and a resistance of R add is generated in the resistance layer 4 per unit length.
  • the resistance R add is interposed between the ground conductor (the ground conductor layer 11) and the capacitance C add, so that the signal attenuation function is improved.
  • the opposing portions of the signal wiring 3 and the resistance layer 4 are not clearly partitioned but are continuous.
  • the through conductors 6 are provided at a predetermined pitch as shown in FIG. 1, the equivalent of L d, C add, and R add shown in FIG. It can be considered that the part represented by the series circuit exists.
  • the capacitance C add between the signal wiring 3 and the resistance layer 4 functions as the shunt capacitance.
  • Capacitance is a high-pass filter that cuts off signals at frequencies lower than a specific frequency (called the cut-off frequency) determined by the capacitance and passes signals in the high-frequency band above the cut-off frequency. Considering that it functions as a function, it is understood that it is effective to set the value of the capacitance C add high in order to maintain the power attenuation effect, which is the effect of the present invention, up to the low frequency band.
  • the dielectric constant of the material forming the dielectric film 2 must be set high, the thickness of the dielectric film 2 must be set small, the signal wiring 3 and the resistance It is effective to set the width of layer 4 wide.
  • the resistance value R add depends on the sheet resistance of the resistance layer 4, that is, the conductivity of the material forming the resistance layer 4 and the thickness of the resistance layer 4. Further, the distance greatly depends on the distance from the region functioning as a capacitor between the signal wiring 3 and the resistance layer 4 to the region connected to the ground conductor layer 11. It also depends on the resistance of the through conductor 6. Furthermore, it depends on the length of the through conductor 6.
  • FIG. 5 is a sectional view schematically showing a configuration of a transmission line according to a second embodiment of the present invention
  • FIG. 6 is a plan view showing a planar structure of the transmission line in FIG.
  • the transmission line of the present embodiment includes a dielectric substrate 1, a dielectric film 2 provided on the upper surface of the dielectric substrate 1, and a signal wiring 3 provided on the upper surface of the dielectric film 2.
  • a resistor layer 4 interposed between the dielectric substrate 1 and the dielectric film 2 and opposed to the signal line 3 with the dielectric film 2 interposed therebetween; and a signal line 3 provided on the upper surface of the dielectric film 2.
  • the signal line 3 and the resistance layer 4 are both formed in a band shape, and are formed such that the signal line 3 is located within the width of the resistance layer 4 in a plan view.
  • the through conductors 6 are formed on the edge of the resistance layer 4 at a predetermined pitch in the length direction of the resistance layer 4.
  • the ground conductor layer 5 is formed parallel to the signal wiring 3.
  • Example 2 of the second embodiment a transmission line having the configuration shown in FIG. 5 was created.
  • the thickness and the material of the signal wiring 3, the dielectric film 2, the dielectric substrate 1, and the ground conductor layer 11 are the same as those of the first embodiment of the first embodiment, and the diameter, the material, and the The pitch was the same as in Example 1 of the first embodiment.
  • a ground conductor layer 5 having a width of 20 mm and a length of 5 mm was formed on both sides of the signal wiring 3.
  • the distance between the signal wiring 3 and the ground conductor layer 5 is 30 m.
  • the ground conductor layer 5 and the external high-frequency ground (not shown) are electrically connected at intervals of 20 Om by a large number of wire bondings to enhance the high-frequency grounding function of the ground conductor layer 5. .
  • FIG. 7 is a graph showing the frequency dependence of the transmission loss of the transmission line according to the second embodiment.
  • the vertical axis in FIG. 7 indicates the effective loss that occurs in the transmission line when a high-frequency signal passes, and is obtained by multiplying the maximum available power gain by 11.
  • the transmission loss of the transmission line of the first embodiment is 1. ld B at 1 GHz, 14.2 dB at 5 GHz, and 30.4 dB at 10 GHz. Met.
  • the transmission line of Comparative Example 1 was created for comparison of the transmission loss with Example 1.
  • the resistance layer 4 and the through conductor 6 shown in FIG. 5 were not provided, that is, the structure of only the general coplanar line shown in FIG. 22 was used.
  • the dimensions are the same as in the second embodiment.
  • the loss per 5 mm length of the transmission line of Comparative Example 1 was 0.1 dB at 1 GHz, 0.2 dB at 5 GHz, and 0.3 dB at 10 GHz.
  • Example 2 Attenuated high-frequency signals. Needless to say, there was no change in the DC resistance value between the transmission lines of Example 2 and Comparative Example 1.
  • the effect of the present invention can be obtained by changing the connection method between the resistance layer 4 and the ground conductor layer 5. It was shown that the effect was maintained.
  • the capacitance C add and the resistance R add are effectively changed to obtain the advantageous effects of the transmission line of the present embodiment. An example is shown below.
  • Example 3 in the second embodiment a transmission line was created in which the width of the signal wiring 3 in Example 2 was 50 m and the width of the resistance layer 4 was 100 m. The distance between the signal wiring 2 and the ground conductor layer 5 is 15 zm. Other conditions are the same as in the second embodiment.
  • FIG. 8 is a graph showing the frequency dependence of the transmission loss of the transmission line of the third embodiment.
  • the vertical axis in FIG. 8 shows the effective loss that occurs in the transmission line when a high-frequency signal passes, and is obtained by multiplying the maximum available power gain by 11.
  • the transmission loss per 5 mm length of the transmission line of Example 3 is 2. ld B at 1 GHz, 15.2 dB at 5 GHz, and 29 dB at 10 GHz. was 2 dB.
  • the reason why the transmission loss at 1 GHz is increased is that the capacity generated between the resistance layer 4 and the signal wiring 3 increases due to the increase in the width of the signal wiring 3, and the present invention is also applied to a signal in a low frequency band. This is because the effect of the action was strongly exerted.
  • the transmission loss at 10 GHz was slightly reduced as compared to Example 1, because the area of the region where the signal wiring 3 and the resistance layer 4 faced increased with the increase in the width of the signal wiring 3.
  • the width of the opposing region and the region of the resistive layer 4 excluding the opposing region is reduced, and the resistance value applied to the high-frequency signal before the short circuit processing is performed is reduced.
  • Example 4 in the second embodiment the dielectric film in Example 2 was used.
  • a transmission line was created in which the thickness of 2 was reduced from 1 to 0.2 m only in the region where the signal wiring 3 and the resistance layer 4 face each other.
  • the width of the signal wiring 3 was set to 50 m, and the width of the resistance layer 4 was set to 100.
  • the distance between the signal wiring 2 and the ground conductor layer 5 is 15 / im.
  • Other conditions are the same as in the second embodiment.
  • FIG. 9 is a graph showing the frequency dependence of the transmission loss of the transmission line of the fourth embodiment.
  • the vertical axis in FIG. 9 indicates the effective loss that occurs in the transmission line when a high-frequency signal passes, and is obtained by multiplying the maximum available power gain by 11.
  • the transmission loss per 5 mm length of the transmission line of Example 4 was 2.8 dB at 1 GHz, 18.2 dB at 5 GHz, and 3 at 10 GHz. 3. 2 dB.
  • the reason why the transmission loss in the present embodiment increased was that the capacitance generated between the signal wiring 3 and the resistance layer 4 increased due to the decrease in the distance between the signal wiring 3 and the resistance layer 4. This is because the effect of the invention has increased.
  • Example 5 of the second embodiment a transmission line was prepared in which the dielectric film 2 in Example 2 was changed from a silicon nitride film to a titanium oxide titanate film. Other conditions are the same as in the second embodiment.
  • FIG. 10 is a graph showing the frequency dependence of the transmission loss of the transmission line of the fifth embodiment.
  • the vertical axis in FIG. 10 indicates the effective loss that occurs in the transmission line when a high-frequency signal passes, and is a value obtained by multiplying the maximum available power gain by 11.
  • the transmission loss per 5 mm length of the transmission line of Example 5 was 18.2 dB at 1 GHz, 36.ldB at 10 GHz, and 10 GHz. was more than 50 dB.
  • the transmission loss at 1 GHz is increased because the dielectric constant of the dielectric film 2 is increased.
  • Example 21 Compared to 7 in Example 2, the value increased to 150 in this example, which is due to the increase in the capacitance generated between the signal wiring 3 and the resistance layer 4.
  • FIG. 11 is a sectional view schematically showing a configuration of a transmission line according to a third embodiment of the present invention.
  • the transmission line of the present embodiment includes a dielectric substrate 1, a signal wiring 3 provided on an upper surface of the dielectric substrate 1, and an upper surface and a signal wiring 3 of the dielectric substrate 2.
  • a dielectric film 2 to be covered a resistance layer 21 provided on the upper surface of the dielectric film 2 so as to face the signal wiring 3 with the dielectric film 2 interposed therebetween, and a resistance layer 2 1 provided on the upper surface of the dielectric film 2
  • a first ground conductor layer provided on the lower surface of the dielectric substrate and a second ground conductor layer provided on the lower surface of the dielectric substrate.
  • the transmission line of the present embodiment reverses the structure of the transmission line of the second embodiment in which the signal wiring 3 is provided on the upper surface of the dielectric film 2 and the resistance layer 4 is provided on the lower surface of the dielectric film 2, so to speak.
  • the signal wiring 3 is provided on the lower surface of the dielectric film 2.
  • the resistance layer 21 is provided on the upper surface of the dielectric film 2.
  • the width of the overlap region R ov is, for example, 10 m.
  • the electrical connection between the resistance layer 21 and the ground conductor 22 is made in this one-overlap region R ov. Therefore, in this embodiment, a through conductor for high-frequency grounding is not required.
  • first ground conductor layer 22 and the second ground conductor layer 23 are connected by a through hole (not shown) or the like.
  • the second ground conductor layer 23 is not an essential element in the configuration of the present invention.
  • a ground conductor layer is generally provided on the lower surface of the dielectric substrate 1, so that the second ground conductor layer 23 is formed as in the present embodiment.
  • Example 6 of the third embodiment a transmission line having the configuration shown in FIG. 11 was created.
  • the materials of the dielectric substrate 1 and the dielectric film 2 were the same as those in Example 1 of the first embodiment.
  • the signal lines 3 thickness 0. 2 m, the conductivity 2 X 1 0 7 constituted by a gold film of S / m, thickness 2 0 nm resistive layer 2 1, conductivity 1. 5 X 1 0 5 It was composed of an SZm nickel-chromium alloy film.
  • the nickel-chromium alloy film is formed, for example, by depositing an alloy having a composition ratio of 70% nickel and 30% chromium by electron beam evaporation and forming the film at a growth rate of 100 ⁇ / min. Done.
  • the widths of the signal wiring 3 and the resistance layer 21 are the same as those in Example 1 of the first embodiment.
  • the material of the ground conductor 22 and the arrangement on the upper surface of the dielectric film 2 are the same as in Example 2 of the second embodiment.
  • a through conductor that penetrates through the dielectric film 2 and is connected to the signal wiring 3 is formed, and the signal wiring 3 is formed. This signal was taken out from the lower surface of the dielectric film 2 to the upper surface and measured.
  • FIG. 12 is a graph showing the frequency dependence of the transmission loss of the transmission line of Example 6 in the third embodiment.
  • the vertical axis in FIG. 12 indicates the effective loss that occurs in the transmission line when a high-frequency signal passes, and is obtained by multiplying the maximum available power gain by 11.
  • the transmission loss per 5 mm length of the transmission line of this embodiment is 1.0 dB at 1 GHz, 12.0 dB at 5 GHz, and 10 GHz.
  • the connection method between the resistance layer and the ground conductor was changed, and the relationship between the signal wiring, the resistance layer, and the dielectric film was changed. It has been shown that the effect of the present invention is not lost even by the change of.
  • Example 1 of the first embodiment or Example 5 of the third embodiment an arbitrary total number of dielectric layers are arranged on the upper surface of the dielectric film and the lower surface of the dielectric substrate. Even if it is performed, the effect of the present invention is not lost.
  • the transmission lines according to the first to third embodiments to a bias supply circuit to an amplifier (semiconductor integrated circuit device) used in a communication device, the separation characteristics between the bias terminals of each amplifier can be improved. The improvement was confirmed ( it was also confirmed that the parasitic oscillation was reduced and the amplifier was more stable operation).
  • FIG. 13 is a circuit diagram showing a configuration of an output circuit and a bias circuit in a semiconductor integrated circuit (MMIC) functioning as a high-frequency amplifier according to a fourth embodiment of the present invention.
  • MMIC semiconductor integrated circuit
  • the MM IC includes an active element 31, an output terminal T out, and main signal lines 32 a and 32 b electrically connecting the active element 31 and the output terminal T out to each other. And a DC blocking capacitor 38 interposed between the main signal line 32b and the output terminal Tout, and a short-circuit stub 33 branching from the middle of the main signal lines 32a and 32b.
  • a first bypass capacitor 34 interposed between the short-circuit stub 33 and ground; a bias terminal T vd for supplying a DC power supply voltage; and first and second transmission lines 35. , 3 6 and the first
  • a second bypass capacitor 37 is provided between the transmission line 36 and the bias terminal T vd and the ground to short-circuit a signal in a low frequency range.
  • an external bias supply circuit 39 for controlling the bias supplied to the bias terminal T vd and an external bias terminal T vo are provided.
  • the active element 32, the main signal lines 32a and 32b, the DC blocking capacitor 38 and the like constitute the MMIC main signal circuit 10.
  • the short-circuit stub 33 branched from the main signal circuit 10 serves as both an RF matching circuit and a bias supply circuit.
  • the short-circuit stub 33, the first and second transmission lines 35, 36, and the first and second bypass capacitors 34, 37 constitute a bias supply circuit 40.
  • the main signal lines 32a, 32b, etc. further pass through an arbitrary number of branching short-circuiting stubs and a matching circuit group such as a DC blocking capacitor. Connected to output terminal T out.
  • the first bypass capacitor 34 shown in FIG. 13 is a MIM capacitor. This MIM capacitor is inserted between the short-circuit stub 33 and the ground, and its capacitance is set so that RF short-circuiting occurs for the design frequency band. It is functioning.
  • the first transmission line 35 of the bias supply circuit 40 has the structure of a general microstrip line
  • the second transmission line 36 has the structure shown in FIG. 1, FIG. 5, or FIG. It has the structure of the transmission line of the present invention shown in the figure.
  • An equivalent circuit of the second transmission line 36 is represented by a distributed constant circuit shown in FIG. 4 (b).
  • the second transmission line 36 has the structure of the transmission line shown in FIG. 1 of the first embodiment.
  • the first transmission line 35 includes, for example, a dielectric substrate 1 (for example, a GaAs substrate) common to the second transmission line 36, a signal wiring 3, and a ground conductor layer 11.
  • the first and second transmission lines 35 and 36 are both connected to the external high-frequency ground 13 by solder 12 over the entire surface.
  • a dielectric film may be provided between the dielectric substrate 1 and the signal wiring 3.
  • the second transmission line 36 may have the structure shown in FIG. 5 or FIG.
  • the first transmission line 35 has a coplanar line structure.
  • the second transmission line 36 has the structure shown in FIG. 9, after the signal wiring 3 is formed directly on the dielectric substrate 1 also in the second transmission line 36, The dielectric film 2, the resistance layer 21 and the ground conductor 22 are formed.
  • the semiconductor integrated circuit device of the present embodiment by incorporating the second transmission line 6 having a high function of attenuating high-frequency power, there is no need to provide a capacitor which has been conventionally required to prevent parasitic oscillation. The size of the MMIC can be reduced.
  • the second bypass capacitor 37 may not be incorporated in the amplifier, but may be arranged in an external bias supply circuit 39 outside the amplifier.
  • the bias terminal T vd may be shared inside the amplifier.
  • a first bypass capacitor 1 14 and RC series circuit Circuit structures in which 1 and 3 are arranged in parallel are widely used.
  • the resistor 122 and the third bypass capacitor 122 are distributed constant circuits. 3 009784
  • a signal in a low-frequency band that is not terminated by the first bypass capacitor 34 is attenuated in the second transmission line 36 of the bias supply circuit 40, thereby improving stability. It can be understood that unnecessary gain can be reduced and the intensity of a signal leaking to an external circuit of the amplifier can be reduced.
  • FIG. 14 is a block diagram schematically showing an example of the planar structure of the entire one-stage amplifier that is the GaAs-based MMIC according to the present embodiment.
  • this MMIC consists of an active element (amplifying MESFET) 31, an output terminal T out, a main signal line 32, a DC blocking capacitor 38, and a short-circuit stub 33. , A first bypass capacitor 34, a bias terminal T vd, and a circuit corresponding to FIG. 13 having first and second transmission lines 35, 36.
  • the input circuit is provided with an input terminal T in, a DC blocking capacitor 49, a main signal line 42, and an input side bias supply circuit 50 branching from the middle of the main signal line 42.
  • the input-side bias supply circuit 50 includes a short-circuit stub 43, an input-side bypass capacitor 44, first and second transmission lines 45 and 46, and a bias terminal T vd.
  • the second transmission line 46 has the same structure as the second transmission line 36 shown in FIG. H bi denotes via holes for short-circuiting the short-circuit stubs 33 and 43 at high frequencies, and symbols 51 and 52 denote open stubs, respectively.
  • FIG. 15 is a block diagram schematically showing an example of the planar structure of the whole conventional MMIC shown in FIG.
  • this MMIC consists of an active element (amplifying MESFET) 111, an output terminal Tout, a main signal line 112, and a DC blocking key.
  • 1 1 8 short-circuit stub 1 1 3, first bypass capacitor 1 1 4, bias terminal T vd, transmission line 1 1 5 a, 1 1 5 b, RC series circuit 1 2 3 ( A circuit corresponding to FIG. 25 including a resistor 122 of the stabilizing circuit) and a third bypass capacitor 122 is provided, and in addition to this, an input circuit is provided.
  • the input circuit includes an input terminal T in, a DC blocking capacitor 1338, a main signal line 1332, and an input-side bias supply circuit 130 branching from the middle of the main signal line 1332. Has been.
  • the input-side bias supply circuit 130 includes a short-circuit stub 133, an input-side bypass capacitor 134, a transmission line 135, a resistor 144 of the stabilizing circuit, and a third bypass capacitor. 14 and a bias terminal T vd are provided.
  • H bi denotes via holes for short-circuiting the short-circuit stubs 113 and 133 at a high frequency
  • reference numerals 151 and 152 denote open stubs, respectively.
  • the use of the transmission line (second transmission lines 36, 56) of the present invention for the bias supply circuit 40 makes it possible to reduce parasitic oscillation and high frequency. It is possible to reduce the area occupied by the entire MM IC (integrated circuit device), that is, to reduce the size while suppressing power leakage.
  • the second bypass capacitor 37 shown in FIG. 13 is not built in the MM IC, but the second bypass capacitor 37 is built in the MM IC. May be.
  • the transmission line of the present invention can be used in any of the input circuit, the inter-stage circuit, and the output circuit. .
  • the semiconductor integrated circuit device of the present invention is not limited to the high-frequency amplifier described in the present embodiment, but may be widely used as a mixer (mixer), a frequency doubler, a switch, an Attenuator, a frequency divider, or a quadrature. It can be applied to devices using high-frequency signals such as modulators.
  • a mixer mixer
  • a frequency doubler a switch
  • an Attenuator a frequency divider
  • a quadrature a quadrature.
  • the active element a field effect transistor, a heterojunction bipolar transistor, or the like can be used.
  • Example 7 of the fourth embodiment a one-stage amplifier having the MMIC configuration of FIG. 13 was created under the following conditions.
  • the active element 31 has a T-type gate with a gate length of 0.2 / m A 1 G a As Z
  • the dielectric film 2 was composed of a silicon nitride film having a thickness of 1 ⁇ m
  • the dielectric substrate 1 was composed of a 100 m-thick gallium arsenide substrate.
  • An impurity diffusion layer having a thickness of 0.2 m was formed as a fan layer 4 on the surface of the upper surface of the GaAs substrate 1.
  • As a transmission line a microstrip line using the signal line 3 as a signal line was used, and a 10 m thick AuSn film was formed as a ground conductor layer 11 on the lower surface of the gallium arsenide substrate.
  • the design frequency was changed from 25 GHz to 27 GHz, and the amplifier of this embodiment was designed.
  • a short-circuit stub matching circuit was used for the drain side circuit (output circuit) of the amplifier, and the tip of the stub 33 was connected to the via hole via a 0.5 pF bypass capacitor 34 to short-circuit it.
  • the via hole penetrates through the gallium arsenide substrate 1 and is connected to the ground conductor layer 11 on the lower surface. Also, part of the upper electrode of the bypass capacitor 3 4
  • the branch was branched at a width of 20 m and connected to the signal wiring of the transmission line of the bias supply circuit 40. Since the capacitance value 0.5 pF of the bypass capacitor 34 is a value sufficient to short-circuit a signal in the design frequency band to RF, the bias supply circuit 40 is open from the amplifier in the design band.
  • the length of the signal wiring 3 and the length of the resistance layer 4 were both 300 m, and the width of the signal wiring 3 and the width of the resistance layer 4 were 30 m and 80, respectively.
  • One via hole as a through conductor 6 is provided on one side of the resistance layer 4 and connected to the ground conductor layer 11, and The anti-layer 4 was short-circuited.
  • the via hole connected to the resistance layer 4 was the same as the via hole obtained by short-circuiting the short-circuit stub 33.
  • the bias supply circuit 40 was terminated with a square bias terminal T vd having a side length of 80 m, and connected to an external bias supply circuit 39 outside the amplifier formed on the multilayer ceramic substrate by wire bonding.
  • the external bias supply circuit 39 outside the amplifier the low-frequency band was short-circuited by a chip capacitor of 100 pF.
  • the amplifier obtained a small signal gain of 9.2 dB from 25 GHz to 27 GHz.
  • the stability factor K exceeded 1 in all frequency bands, and stable operation was confirmed.
  • the stability factor K does not change even if the electrical length of the wiring from the power supply to the bias terminal T vd, the characteristic impedance, the length of the connected wires, and the number of wires are changed.
  • Comparative Example 2 a high-frequency amplifier having a structure in which the resistance layer 4 was removed from the high-frequency amplifier of Example 7 was produced.
  • FIG. 16 is a graph comparing the high-frequency amplifier of Example 7 with the high-frequency amplifier of Comparative Example 2 with respect to the frequency dependence of the stability coefficient K.
  • the broken line shows the characteristics of the high frequency amplifier of the seventh embodiment
  • the solid line shows the characteristics of the high frequency amplifier of the second comparative example.
  • the stability coefficient K was 1 or more over the frequency range of 0 to 20 GHz, and stable characteristics were obtained.
  • the stability coefficient K is 0.91 at 16 GHz and 0.61 at 20 GHz, which is less than 1, which ensures stable operation. Was difficult.
  • the wiring length from the wire to the power supply was 2 mm, and the characteristic impedance of the wiring line was 75 ⁇ . Yes I checked nothing.
  • the wiring length of the 80 amplifiers that did not oscillate at this time was changed to 5 mm, 32 out of the 80 amplifiers oscillated.
  • the characteristic impedance of the wiring was changed to 40 ⁇ for the 80 amplifiers that did not oscillate, nine amplifiers oscillated.
  • the length of the bonding wire used for connecting the bias terminal was set to 0.5 mm, and the connection was made with a wire having a diameter of 50 / im for each terminal.
  • the bonding wire length was changed to lmm for 40 amplifiers that did not oscillate, 40 amplifiers oscillated.
  • the number of connected wires was changed to two for the 80 amplifiers that did not oscillate, 12 amplifiers oscillated.
  • the amplifier of Example 7 Comparing the stability coefficient K in the low frequency band of about 3 GHz to 6.5 GHz of the amplifier, the amplifier of Example 7 has a value of 6 or more, and is stable. The value of the amplifier of Example 2 was less than 1 and was unstable. Further, in the amplifier of Comparative Example 2, 20% of the 100 manufactured amplifiers oscillated in a frequency band around 5 GHz due to the characteristic variation of the active element.
  • the MMIC of the present embodiment since it was possible to attenuate the high-frequency signal leaking from the short-circuit stub circuit 33 to the Piase supply circuit 40, the MMIC was connected to the outside of the bias supply circuit 40. It can be seen that the influence of the impedance change of the external bias supply circuit 39 on the characteristics of the amplifier can be reduced, and the advantageous effect of stably operating the amplifier has been obtained.
  • FIG. 17 is a graph comparing the high-frequency amplifier of Example 7 with the high-frequency amplifier of Comparative Example 2 with respect to the frequency dependence of the small signal gain.
  • the broken line shows the characteristics of the amplifier of Example 7 and the solid line shows the characteristics of the amplifier of Comparative Example 2. The characteristics are shown.
  • the amplifier of Comparative Example 2 provided an unnecessary gain in the unnecessary band of 4 GHz to 7 GHz, but the amplifier of Example 7 provided 19.5 GH. It can be seen that the gain in the low frequency band (unnecessary band) less than z does not take a positive value, and the adoption of the structure of the present embodiment has obtained an advantageous effect of reducing the unnecessary gain in the low frequency band.
  • a gain of 10 dB or more was obtained at a frequency near 20 GHz, which exceeded the gain in the design frequency band (25 to 27 GHz). In the amplifier, the gain at 20 GHz is 0 dB, and it can be seen that the advantageous effect of reducing the unnecessary gain was obtained by adopting this structure even in this band.
  • a high-frequency amplifier having a configuration shown in FIG. 24 having a bias supply circuit in which a resistor 119 was inserted in series in a bias supply path was created.
  • the resistance value R 1 of the resistor 1 19 was set to 20 ⁇ in order to prevent the drive voltage of the active element from being extremely reduced.
  • ⁇ FIG. 18 shows the high-frequency amplifier of Example 7 and the comparative example.
  • Fig. 19 compares the high-frequency amplifier of Example 3 with the high-frequency amplifier of Example 3 and the high-frequency amplifier of Comparative Example 3 with respect to the frequency dependence of the small signal gain. It is a graph.
  • the stability coefficient K of the amplifier of Comparative Example 3 is in the low frequency band from 5 GHz to around 10 GHz, and in the band of 20 GHz or more. Characteristics were significantly lower, and the stability was degraded.
  • the stability coefficient K of the amplifier of Comparative Example 3 is greater than 1 from 5 GHz to 10 GHz, so there is no major problem, but it is less than 1 in the band of 20 GHz or more. A major problem has occurred in the stable operation.
  • the amplifier of Comparative Example 3 leaked to the external circuit through the bias supply circuit.
  • the high-frequency signal is attenuated to a certain amount in a wide band by the resistor 119 inserted in series with the bias supply path.
  • the signal wiring 3 and the resistance layer 4 face each other to attenuate the high frequency signal leakage signal. Since the distributed constant circuit is spatially distributed along the area where the signal is leaking (see Fig. 4 (b)), the higher the frequency of the leakage signal, the greater the attenuation. Therefore, it is difficult for the amplifier of Comparative Example 3 to improve the stability for the highest frequency component of the leakage signal that is not completely short-circuited by the first bypass capacitor 114 shown in FIG. This is easy with the amplifier of the seventh embodiment.
  • the effect of reducing unnecessary gain in the low frequency band was obtained to some extent, but the small signal gain at 6 GHz was 11 dB.
  • the small signal gain in this band in the amplifier of Example 7 is about 18 dB, and the amplifier of Comparative Example 3 under the condition that the resistance value of the inserted resistor 119 cannot be set large is as follows. It turned out that it was difficult to suppress unnecessary gain effectively.
  • the active element is connected from the bias terminal T vd to the active element. Needless to say, the voltage applied to 1 1 1 1 drops and the output drops.
  • the saturated output of the amplifier of Comparative Example 3 at 25 GHz is 16.2 dBm, which is 0 compared with the saturated output of 25 GHz of the amplifier of Example 7 at 16.6 dBm. . 4 dB lower. This is because, in the amplifier of Comparative Example 3, the drive voltage of the active element 111 dropped due to the insertion of the resistor 119 into the bias supply circuit.
  • the adoption of the transmission line of the present invention has the advantage of reducing unnecessary gain and improving stability without reducing the drive voltage of the active element. It is possible to get the effect It was shown that there is.
  • FIG. 20 is a graph comparing the high frequency amplifier of Example 7 with the high frequency amplifier of Comparative Example 4 with respect to the frequency dependence of the stability coefficient K.
  • FIG. 21 is a graph comparing the high frequency amplifier of Example ⁇ with the high frequency amplifier of Comparative Example 4.
  • 6 is a graph comparing a high-frequency amplifier with a small signal gain in terms of frequency dependence.
  • the adoption of the transmission line of the present invention has the advantageous effects of reducing unnecessary gain and improving stability without increasing the circuit area of the semiconductor integrated circuit device constituting the amplifier.
  • the transmission lines between the bypass capacitors and the transmission line constituting the bias supply circuit 120C are formed by a usual circuit board composed of a dielectric substrate and a dielectric film. This is a microstrip line, and the electric field distribution to the air layer on the upper surface of the substrate is large, and there is a drawback that coupling with peripheral circuits is likely to occur. Oscillation that may be caused by static coupling may occur.
  • the distance between the signal wiring 3 and the resistance layer 4 is set short. Since the characteristic impedance of the transmission line 36 is low, the electric field distribution is concentrated on the dielectric film 2, and the electromagnetic coupling with the peripheral circuit can be greatly reduced. Therefore, in the amplifier of Example 7, an advantageous effect was obtained in that the high-frequency characteristics did not change even if the arrangement of the circuit components was changed.
  • Example 7b of the present embodiment an amplifier in which the configuration of the amplifier of Example 7 is employed in a two-stage amplifier, and a bias supply circuit for driving active elements at the front and rear stages is configured by the bias supply circuit of Example 7 It was created. Also, as Comparative Examples 2b to 4b in the present embodiment, the amplifier configurations of Comparative Examples 2 to 4 were employed in a two-stage amplifier, and the bias supply circuits for driving the active elements in the preceding and succeeding stages were compared. Amplifiers composed of 2 to 4 bias supply circuits were created.
  • the amplifiers of Comparative Examples 2b and 3b oscillate at 20 GHz. However, no oscillation occurred in the amplifiers of Example 7b and Comparative Example 4b.
  • the phase of the feedback signal in which the signal output from the post-stage active element of the two-stage amplifier returns to the pre-stage active element via the bias supply circuit shared inside the amplifier is the sum of the electrical lengths of the short-circuit stubs in the front and rear stages, and It depends on the sum of the electrical lengths of the transmission lines of the bias supply circuit in each stage.
  • the sum of the electric lengths is close to a half wavelength with respect to 20 GHz, and the output from the active element in the subsequent stage is Was the condition for input to the active element in the previous stage with a positive feedback phase.
  • the oscillation phenomenon generated in the amplifier of Comparative Example 2b can be understood to be caused by the fact that no attenuation occurred in the positive feedback signal. It is also understood that oscillation occurred in the amplifier of Comparative Example 3b because the amount of attenuation applied to the positive feedback signal in the bias supply circuit was insufficient.
  • the amplifier of Example 7b and the amplifier of Comparative Example 4b are different from each other in the structure, but all have the function of giving a loss to the unnecessary frequency band signal leaking to the bias supply circuit. Therefore, it is understood that oscillation did not occur because the feedback signal from the succeeding active element to the preceding active element was attenuated.
  • the amplifier of Comparative Example 4b Comparing the amplifier of Example 7b with the amplifier of Comparative Example 4b from the viewpoint of the area occupied by the circuit, the amplifier of Comparative Example 4b has a large bypass capacitor of 10 pF at the front and rear stages. Separately required, requiring a large circuit area. However, in the amplifier of Example 7b, a large-capacity bypass capacitor is not required, while reducing the occupied area. The advantageous effects of the present invention have been clarified.
  • the transmission line of the present invention as a bias supply circuit in a semiconductor integrated circuit device such as an amplifier, it is possible to increase the occupation area of the semiconductor integrated circuit device without lowering the drive voltage of the active element. While suppressing, a via outside the semiconductor integrated circuit device to which the bias supply circuit is connected. This suppresses characteristic changes due to impedance changes in the power supply circuit, and provides advantageous effects such as reduction of unnecessary gain and improvement of stability.
  • the semiconductor integrated circuit device of the present invention greatly contributes to expanding the use of the semiconductor integrated circuit device to a millimeter wave communication system.
  • the GaAs substrate was used as the dielectric substrate.
  • the present invention is not limited to such an embodiment.
  • An N substrate or an InP substrate may be used.
  • an insulator substrate made of an oxide or the like may be used as the dielectric substrate.
  • the terms “dielectric substrate” and “semiconductor substrate” are not always used in a strict sense.
  • the GaAs substrate is sometimes called a “semi-insulating substrate”, and functions as a semiconductor substrate when doped with impurities. Therefore, various substrates can be used as the substrate of the present invention according to the basic structure of the high-frequency line.
  • the transmission line according to the present invention is useful as a transmission line used for a semiconductor integrated circuit.
  • the semiconductor integrated circuit according to the present invention is useful as a semiconductor integrated circuit forming an amplifier, a mixer, a frequency doubler, a switch, an antenna, a frequency divider, a quadrature modulator, and the like.

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Abstract

本発明の伝送線路は、信号配線(3)と、誘電体層(2)を挟んで信号配線に対向する抵抗層(4)と、抵抗層に電気的に接続された接地用導体(11)とを備え、信号配線を所定周波数の高周波信号が伝送される際に、誘電体層によって信号配線と抵抗層との間に形成された容量を介して抵抗層に誘起される高周波電流が、抵抗層、及び抵抗層と接地用導体との間を流れる際に発生する単位長さあたりの抵抗を付加抵抗と定義し、前記高周波電流が接地用導体を流れる際に発生する単位長さあたりの抵抗を接地抵抗とした定義した場合に、付加抵抗が接地抵抗よりも大きい。

Description

明 細 書
伝送線路及び半導体集積回路装置
〔技術分野〕
本発明は、 マイクロ波帯域、 ミリ波帯域などにおける高周波信号を扱 う伝送線路及び伝送線路を備えた半導体集積回路装置に関する。
〔技術背景〕
従来、 マイクロ波帯域、 ミリ波帯域などにおける高周波信号を搬送波 として用いる通信装置内において、 能動デバイスへ給電するためのバイ ァス供給回路としては、 マイクロストリツプ線路やコプレーナ線路など の伝送線路を利用するのが一般的である。
第 2 2図 （ a) 、 (b) は、 それぞれ一般的なマイクロストリップ線 路、 コプレーナ線路の構造を概略的に示す断面図である。
第 2 2図 （ a) に示すように、 マイクロストリップ線路は、 誘電体基 板 1 0 1 と、 誘電体基板 1 0 1の上面に設けられた信号配線 1 0 2と、 誘電体基板 1 0 1の下面に設けられ、 誘電体基板 1 0 1を挟んで信号配 線に対向する接地導体層 1 0 3とを備えている。
第 2 2図 （b) に示すように、 コプレーナ線路は、 誘電体基板 1 0 1 と、 誘電体基板 1 0 1の上面に設けられた信号配線 1 0 2と、 誘電体基 板 1 0 1の上面に設けられ、 信号配線 1 0 2とは所定の間隔でその幅方 向において対向する 1対の接地導体層 1 0 4とを備えている。
そして、 通信装置の主信号回路には、 主信号回路に共通の電圧を供給 するための任意の個数のバイアス端子が、 第 2 2図 （ a) 、 （b) に示 すような伝送線路を有するバイアス供給回路を介して電気的に接続され ている。 この通信装置は、 伝送線路、 能動素子、 受動素子などを共通の 誘電体基板上に設けた半導体集積回路装置であるマイク口波モノリシッ ク集積回路 （以下、 MM I Cという） 及びこれに付随する周辺回路によ つて構成されていることが多い。 一般に、 通信装置であるモジュール内においては、 搬送波を効率よく 伝送する必要がある。 そのためには、 MMICや周辺回路の中でも搬送波 が伝送する箇所において、 それらの回路を構成する誘電体基板が低損失 な材料によって構成されていることや、 信号配線が高導電率 （低抵抗） の材料によって構成されていることなどが必要とされる。
そこで、 低損失の材料であるガリウム砒素などを誘電体基板材料とし て用い、 伝送線路、 能動素子、 受動素子などを共通の誘電体基板上に設 けた M M I Cも知られている。
第 2 3図は、 第 1の従来例である、 高周波増幅器として機能するモジ ユール中の出力側の回路構成を示す回路図である。 同図に示すモジユー ル内において、 MM I Cは、 能動素子 1 1 1 と、 出力端子 T out と、 能 動素子 1 1 1 と出力端子 T out とを互いに電気的に接続する主信号線 路 1 1 2 a、 1 1 2 bと、 D C阻止キャパシタ 1 1 8とを有する主信号 回路 1 1 0を備えている。 このように構成された MM I Cでは、 主信号 回路 1 1 0において、 入力部 （図示せず） で受けた入力信号を能動素子 1 1 1によって増幅などした後、 能動素子 1 1 1の出力信号を主信号線 路 1 1 2 a、 1 1 2 bを通過させて出力端子 T out から出力する。また、 MM I Cは、 主信号線路 1 1 2 a、 1 1 2 bの中間部位から分岐する短 絡スタブ 1 1 3と、 短絡スタブ 1 1 3と接地導体との間に介設された第 1のバイパスコンデンサ 1 1 4とを備えている。 さらに、 モジュール全 体には、 MM I Cに電源電圧を供給するためのバイアス供給回路 1 2 0 Aが設けられており、 該バイアス供給回路 1 2 0 Aは、 D Cの電源電圧 を供給するためのバイアス端子 T vd と、 2つの直列に接続された伝送 線路 1 1 5及び伝送線路 1 1 6と、 伝送線路 1 1 5と伝送線路 1 1 6と の接続点と接地導体との間に介設された第 2のバイパスコンデンサ 1 1 7とを備えている。
ここで、 短絡スタブ 1 1 3は、 RF (無線周波数） 帯域において、 主信 号回路 1 1 0に対して整合回路として機能するとともに、 バイアス供給 回路 1 2 0 Aの一部としても機能している。 第 1のバイパスコンデンサ 1 1 4の容量値 C 1は、 設計周波数帯域に含まれる高周波信号が短絡処 理されるように設定される。 第 2のパイパスコンデンサ 1 1 7の容量値 C 2は低周波数帯域に含まれる高周波信号が短絡処理されるよう大きな 値に設定され、この例では、チップコンデンサとして外付けされている。 一般に、 通信装置においては、 主信号回路 1 1 0からバイアス端子 T vdまでの間のバイアス供給経路 ひ ィァス供給回路 1 2 0 A ) において 高周波信号が短絡処理されていないと、 バイアス供給回路 1 2 O Aに高 周波信号が漏洩するおそれがある。 例えば、 多段増幅器においては、 パ ィァス供給回路を構成する伝送線路が、 後段増幅器から前段増幅器へ正 帰還を起こすような状態で接続されていると、 寄生発振を引き起こすお それがある。 そこで、 第 2 3図に示すモジュールにおいては、 バイアス 供給線路を構成する伝送線路の一部である伝送線路 1 1 5の両端と接地 導体との間に、 それぞれシャントの配置となるようにバイパスコンデン サ 1 1 4および 1 1 7を設けて、 能動素子 1 1 1が増幅する可能性があ るあらゆる周波数成分の高周波信号が短絡処理されるようにしている。
【発明が解決すべき課題】
しかしながら、 上記従来の伝送線路や、 伝送線路を有する通信装置に おいて、 まだまだ解決すべき課題が多い。
たとえば、 第 2 3図に示すモジュール (増幅器） においては、 主信号 回路 1 1 0からバイアス端子 T vd までの間のバイアス供給経路におい て能動素子 1 1 1が増幅する可能性があるあらゆる周波数成分の高周波 信号が十分に短絡処理される条件が満たされているわけではない。 その ために、 伝送線路により接続される各素子間や各端子間の高周波分離特 性が満足でないという課題があった。 具体的には、 数十 M H z程度の低 周波帯域を短絡処理するべく設計された高容量値のチップコンデンサ (例えば第 2 3図に示す第 2バイパスコンデンサ 1 1 7 ) は、 接地容量 などの寄生成分を有するため数 G H z程度以上の高周波帯域を短絡処理 することは困難である。 そのために、 たとえば、 後段の能動素子と前段 の能動素子が同じバイアス供給回路に接続されるような一般的な多段直 列接続された増幅素子構造においては、 正帰還による寄生発振の恐れが 生じる。 これは、 後段の能動素子において増幅された高周波信号の中で 出力側のバイアス供給回路へと漏洩し、 短絡処理されなかった成分が、 前段の能動素子へとバイアス供給回路を介して正帰還となる位相条件で 入力されると、 寄生発振が生じるものである。
また、 たとえば第 1のバイパスコンデンサ 1 1 4のキャパシタンスと バイアス供給回路の伝送線路 1 1 5、 1 1 6が有するインダクタンスに よって共振が生じることがある。 そのとき、 伝送線路 1 1 5に定在波が 立って放射が起きるため、 共振周波数においては周辺回路と意図しない 結合が起きるおそれがある。 また、 短絡スタブ 1 1 3に接続される主信 号回路 1 1 0における信号の通過特性は、 共振周波数において意図せず 改善されてしまう。 このため、 増幅器全体の特性としても、 共振周波数 において不要な利得のピークが発生することになる。
第 2 4図は、 第 2の従来例である、 上記共振の Q値低減のための構造 を付加した高周波増幅器 （モジュール） 中の出力側の回路構成を示す回 路図である。 第 2 4図に示すように、 この M M I Cは、 バイアス供給回 路 1 2 0 Bの伝送線路 1 1 5 aと伝送線路 1 1 5 bとの間に、 抵抗値 R 1の抵抗体 1 1 9を介在させることにより、 低周波数成分を減衰させて 不安定性を改善するように構成されている。
しかし、 第 2 4図に示す構成では、 低周波数成分を除去するためには 抵抗体 1 1 9の電気抵抗値を大きく設定する必要があり、その場合には、 バイアス端子 T vd から供給される電源電圧の電圧降下が大きくなる。 すなわち、 M M I Cの駆動電圧を低下させるために、 M M I Cにおける 増幅効率を悪化させる等の不具合を招くおそれがある。 TJP2003/009784
5 第 2 5図は、 第 3の従来例である、 共振の Q値低減のための別の構造 を付加した高周波増幅器 （モジュール） 中の出力側の回路構成を示すブ ロック回路図である。 この高周波増幅器は、 文献 （チェン他著 ： " One Watt Q-Band Class A Pseudomorphic HEMT MMIC Amplifier" 、 1 9 9 4年 I E E E MTT— S ダイジェスト p.p.805-808 参照） に開 示されている。 この回路構成例では、 バイアス供給回路 1 2 0 Cを、 R C直列回路 1 2 3によって該バイアス供給回路 1 2 0 Cに並列に短絡処 理する方法がとられている。 第 2 5図の高周波増幅器の出力回路におい て、 第 2 3図の高周波増幅器の出力回路と相違する点は、 第 2 3図の高 周波増幅器の出力回路において、 両端にシャントの容量 （第 1のバイパ スコンデンサ 1 1 4と第 2のバイパスコンデンサ 1 1 7 ) を接続してい た伝送線路 1 1 5は、 第 2 5図の高周波増幅器の出力回路においては、 伝送線路 1 1 5 a、 1 1 5 bに分割され、 両伝送線路 1 1 5 a、 1 1 5 bの接続点において、 第 3のバイパスコンデンサ 1 2 2が追加されてシ ヤントの配置で接続されることにある。 また、 両伝送線路 1 1 5 a、 1 1 5 bの接続点と第 3のバイパスコンデンサ 1 2 2との間には、 抵抗値 R 2の抵抗体 1 2 1が配置されている点も、 第 2 3図の高周波増幅器の 出力回路とは異なる点である。 言い換えると、 第 2 5図の高周波増幅器 の出力回路には、 安定化回路として機能する R C直列回路 1 2 3がバイ ァス供給回路 1 2 0 Cの一部位と接地導体との間に新たに挿入されてい る。
ここで、 第 3のバイパスコンデンサ 1 2 2の容量値 C 3は、 第 1、 第 2のバイパスコンデンサ 1 1 4、 1 1 7によって短絡されない中間周波 数帯域の高周波信号が短絡されるよう設定される。 また、 抵抗体 1 2 1 を設けているのは、 設計周波数帯域よりも低い低周波帯域の高周波信号 における不要利得を低減し、 高周波増幅器の安定度を向上させるベく、 中間周波数帯域の高周波信号に損失を与えて短絡処理するためであ ¾。 しかしながら、 第 2 5図に示す高周波増幅器においては、 中間周波数 帯域の高周波信号を短絡処理するために十分な容量値のパイパスコンデ ンサ 1 2 2と、 抵抗体 1 2 1 とを第 2 3図に示す高周波増幅器に追加し て配置する必要が生じ、 モジュール全体の回路面積の増大を招く ことか ら好ましくない。
また、 マイクロストリツプ線路を伝送線路として用いる高周波増幅器 においては、接地回路としてバイァホ一ルをも追加配置する必要が生じ、 回路面積をさらに増大させることになり、 好ましくない。
また、 第 2 5図に示す高周波増幅器において、 R C直列回路 1 2 3を 他の回路素子に近接して配置すると、 隣接する他の回路 （例えば主信号 回路 1 1 0 ) との電磁気的結合が生じ、 高周波増幅器が不安定になると いう不具合も生じるおそれがあった。 これを回避すべく、 R C直列回路 1 2 3を主信号回路 1 1 0から遠ざけて配置する方法も考えられるが、 そうすると、 回路面積をさらに増大させることになり、 好ましくない。
上述のような不具合は、 増幅器だけでなく、 ミキサ （混合器） 、 周波 数遁倍器、 スィッチ、 アツテネー夕、 分周器、 直交変調器等の半導体集 積回路装置全般に共通する不具合である。
〔発明の開示〕
本発明の目的は、 伝送線路に接続される端子同士の間の高周波分離特 性を改善可能な伝送線路及び半導体集積回路装置を提供することにある, これらの目的を達成するために、 本発明に係る伝送線路は、 信号配線 と、 誘電体層を挟んで前記信号配線に対向する抵抗層と、 前記抵抗層に 電気的に接続された接地用導体とを備え、 前記信号配線を所定周波数の 高周波信号が伝送される際に、 前記誘電体層によって前記信号配線と前 記抵抗層との間に形成された容量を介して前記抵抗層に誘起される高周 波電流が、 前記抵抗層、 及び前記抵抗層と前記接地用導体との間を流れ る際に発生する単位長さあたりの抵抗を付加抵抗と定義し、 前記高周波 電流が前記接地用導体を流れる際に発生する単位長さあたりの抵抗を接 地抵抗とした定義した場合に、 前記付加抵抗が前記接地抵抗よりも大き い。 ここで、 単位長さの長さ方向は、 信号の伝送方向を意味している。 このような構成とすると、 伝送線路において、 信号配線及び抵抗層の誘 電体層を挟んで互いに対向する部分によって、 容量と抵抗とからなる多 数の R. C直列成分が並列に配置された回路が形成されるので、 伝送線路 を流れる信号の高周波数成分が減衰する。 したがって、 この伝送線路を 通じてバイアスを供給するバイアス供給回路を、 高周波信号を処理する 回路に接続した場合に、 当該回路からバイアス供給回路に漏洩する高周 波電力を効率よく低減することができる。 換言すれば、 伝送線路が接続 される端子間の高周波分離特性を向上させることができる。
前記抵抗層の長さが前記高周波信号の上限周波数の信号の実効波長 λ の 1 / 1 6以上であってもよい。 このような構成とすると、 信号配線と 抵抗層との間に形成される容量と付加抵抗とを分布定数的に扱うことが できる。
前記抵抗層を構成する材料の導電率が前記接地用導体の導電率より小 さくてもよい。 このような構成とすると、 この条件を採用することによ り、 本発明の伝送線路へ付加される単位長さあたりの付加抵抗を、 伝送 線路における単位長さあたりの接地用導体により生じている抵抗よりも 大きく設定することができる。
前記抵抗層を構成する材料の導電率が 1 X 1 0 3 S Z m以上 1 X 1 0 7 S /m以下であることが好ましい。
前記抵抗層を構成する材料の導電率が 1 X 1 0 3 S Z m以上 1 X 1 0 5 S / m以下であることがより好ましい。
前記抵抗層が、 クロム、 ニッケルクロム合金、 鉄—クロム合金、 タリ ゥム、 クロム一酸化珪素複合体、 チタン、 不純物含有半導体、 及びポリ シリコンの多結晶又は非晶質半導体の中から選択された少なくとも 1つ の材料で構成されていてもよい。 このような構成とすると、 抵抗層にお いて生じる付加抵抗の値を高く設定せしめることが可能である。
前記抵抗層の幅が前記信号配線の幅より大きくてもよい。
前記抵抗層はその全幅に渡って前記信号配線に対向するよう形成され ていてもよい。 このような構成とすると、 信号配線が幅方向において全 面的に抵抗層と対向するため、 信号配線から接地導体層へ漏れる電界分 布が抑制され、 その結果、 伝送線路が接続される端子間の高周波分離特 性の向上効果がより大きくなる。
前記誘電体層の上面に前記信号配線が形成され、 前記基板と前記誘電 体層との間に前記抵抗層が形成され、 前記基板の下面に前記接地用導体 が形成され、 前記抵抗層が前記基板を貫通する貫通導体によって前記接 地用導体に接続されていてもよい。 このような構成とすると、 マイクロ ストリツプ線路構造を有する高周波回路に適した伝送線路を得ることが できる。
前記貫通導体が前記抵抗層の縁部に形成されていてもよい。 このよう な構成とすると、抵抗層に誘起される高周波電流の流路が長くなるので、 単位長さあたりの付加抵抗を大きくすることができる。
複数の前記貫通導体が前記抵抗層の長さ方向に間隔を有して形成され ていてもよい。 このような構成とすると、 信号配線と抵抗層との間に形 成される容量と付加抵抗とをより分布定数的に配置することができる。 前記誘電体層の上面に前記信号配線が形成され、 前記基板と前記誘電 体層との間に前記抵抗層が形成され、 前記誘電体層の上面に前記接地用 導体が形成され、 前記抵抗層が前記誘電体層を貫通する貫通導体によつ て前記接地用導体に接続されていてもよい。 このような構成とすると、 コプレーナ線路構造を有する高周波回路に適した伝送線路を得ることが できる。 前記基板と前記誘電体層との間に前記信号配線が形成され、 前記誘電 体層の上面に前記抵抗層が形成され、 前記誘電体層の上面に前記接地用 導体が前記抵抗層に接続されるように形成されていてもよい。 このよう な構成とすると、 貫通導体を省略することができる。
また、 本発明に係る半導体集積回路装置は、 1以上の能動素子が配置 された主信号回路と、 伝送線路を有し該伝送線路を通じて前記主信号回 路にバイアスを供給するためのバイアス供給回路とを備え、 前記伝送線 路の少なく とも一部が、 請求の範囲第 8項記載の伝送線路で構成されて いる。 このような構成とすると、 主信号回路からバイアス供給回路に漏 洩する不要な （周波数帯域の） 高周波電力を効率よく低減することがで き、 その結果、 半導体集積回路装置の安定動作が可能となる。 また、 こ の伝送線路により、 大きなキャパシ夕を設けることなく上述の効果を発 揮し得るので、 半導体集積回路装置の小型化を図ることができる。
前記伝送線路が、 前記主信号回路に接続された第 1の伝送線路と該第 1の伝送線路に接続された第 2の伝送線路とを有し、 前記第 1の伝送線 路がコプレーナ線路又はマイクロストリップ線路で構成され、 前記第 1 の伝送線路が前記伝送線路の少なくとも一部で構成され、 前記第 1の伝 送線路の前記主信号回路側の端がバイパスコンデンサを介して接地端子 に接続されていてもよい。 このような構成とすると、 より好適に、 回路 面積の増大を抑制しつつ、 主信号回路からバイアス供給回路に漏洩する 不要な （周波数帯域の） 高周波電力を効率よく低減することができる。 前記半導体集積回路装置は、 前記 1以上の能動素子として 1つの増幅 用トランジスタを有する 1段の高周波増幅器であり、 前記バイアス供給 回路は、 前記主信号回路の前記能動素子よりも前段側である入力側回路 と、 前記主信号回路の前記能動素子よりも後段側である出力側回路との うちの少なくとも 1つのバイアス供給回路であってもよい。 このような 構成とすると、 主信号回路からバイアス供給回路に漏洩する不要な周波 数帯域の高周波電力を低減して、 安定動作を行うことができる。
前記半導体集積回路装置は、 前記 1以上の能動素子として複数の増幅 用トランジスタを有する複数段の高周波増幅器であり、 前記バイアス供 給回路は、 前記主信号回路の前記能動素子よりも前段側である入力側回 路と、前記主信号回路の前記能動素子よりも後段側である出力側回路と、 前記複数の増幅用トランジスタ間の段間回路とのうちの少なくとも 1つ のバイアス供給回路であってもよい。 このような構成とすると、 主信号 回路からバイアス供給回路に漏洩する高周波電力の前段への正帰還によ る寄生発振を抑制することができる。
なお、 ここでは能動素子は増幅用トランジスタであるものと限定した が、 増幅に限らず、 高周波信号の振幅、 位相の制御、 等を目的として使 用される全てのトランジス夕が該当することはいうまでもない。
本発明の上記目的、他の目的、特徴、及び利点は、添付図面参照の下、 以下の好適な実施態様の詳細な説明から明らかにされる。
〔図面の簡単な説明〕
第 1図は、 本発明の第 1の実施形態に係る伝送線路の構造を示す断面 図である。
第 2図は第 1図の伝送線路の平面構造を示す平面図である。
第 3図は、 本発明の第 1の実施形態における実施例 1の伝送線路の通 過損失の周波数依存性を示すグラフである。
第 4図 （ a ) は従来の伝送線路の等価回路図、 第 4図 （b ) は本発明 の伝送線路の等価回路図である。
第 5図は、 本発明の第 2の実施形態に係る伝送線路の構成を概略的に 示す断面図である。
第 6図は第 5図の伝送線路の平面構造を示す平面図である。
第 7図は、 本発明の第 2の実施形態 2における実施例 2の伝送線路の 通過損失の周波数依存特性を示すグラフである。
第 8図は、 本発明の第 2の実施形態 2における実施例 3の伝送線路の 通過損失の周波数依存性を示すグラフである。
第 9図は、 本発明の第 2の実施形態 2における実施例 4の伝送線路の 通過損失の周波数依存性を示すグラフである。
第 1 0図は、 本発明の第 2の実施形態 2における実施例 5における伝 送線路の通過損失の周波数依存性を示すグラフである。
第 1 1図は、 本発明の第 3の実施形態に係る伝送線路の構成を概略的 に示す断面図である。
第 1 2図は、 第 3の実施形態における実施例 6の伝送線路の通過損失 の周波数依存性を示すグラフである。
第 1 3図は、 本発明の第 4の実施形態に係る、 高周波増幅器として機 能する半導体集積回路中の出力回路及びバイアス回路の構成を示す回路 図である。
第 1 4図は、 本実施形態に係る G a A s系 M M I Cである 1段の増幅 器全体の平面構造の一例を概略的に示すブロック図である。
第 1 5図は、 第 2 5図に示す従来の M M I C全体の平面構造の一例を 概略的に示すブロック図である。
第 1 6図は、 本発明の第 4の実施形態における実施例 7の高周波増幅 器と比較例 2の高周波増幅器とを安定係数 Kの周波数依存性について比 較するグラフである。
第 1 7図は、 本発明の第 4の実施形態における実施例 7の高周波増幅 器と比較例 2の高周波増幅器とを小信号利得の周波数依存性について比 較するグラフである。
第 1 8図は、 本発明の第 4の実施形態における実施例 7の高周波増幅 器と比較例 3の高周波増幅器とを安定係数 Kの周波数依存性について比 較するグラフである。 第 1 9図は、 本発明の第 4の実施形態における実施例 7の高周波増幅 器と比較例 3の高周波増幅器とを小信号利得の周波数依存性について比 較するグラフである。
第 2 0図は、 本発明の第 4の実施形態における実施例 7の高周波増幅 器と比較例 4の高周波増幅器とを安定係数 Kの周波数依存性について比 較するグラフである。
第 2 1図は、 本発明の第 4の実施形態における実施例 7の高周波増幅 器と比較例 4の高周波増幅器とを小信号利得の周波数依存性について比 較するグラフである。
第 2 2図 （ a ) は、 従来のマイクロストリツプ線路の構造を概略的に 示す断面図、 第 2 2図 （b ) は、 従来のコプレ一ナ線路の構造を概略的 に示す断面図である。
第 2 3図は、 第 1の従来例である、 高周波増幅器として機能するモジ ユール中の出力側の回路構成を示す回路図である。
第 2 4図は、 第 2の従来例である、 共振の Q値低減のための構造を付 加した高周波増幅器中の出力側の回路構成を示す回路図である。
第 2 5図は、 第 3の従来例である、 共振の Q値低減のための別の構造 を付加した高周波増幅器中の出力側の回路構成を示すブロック回路図で ある。
〔発明を実施するための最良の形態〕
以下、 本発明の実施の形態について、 図面を参照しながら説明する。 (第 1の実施形態）
第 1図は、 本発明の第 1の実施形態に係る伝送線路の構造を示す断面 図、 第 2図は第 1図の伝送線路の平面構造を示す平面図である。
第 1図に示すように、 本実施形態の伝送線路は、 誘電体基板 1 と、 誘 電体基板 1の上面に設けられた誘電体膜 2と、 誘電体膜 2の上面に設け T/JP2003/009784
13 られた信号配線 3と、 誘電体基板 1 と誘電体膜 2との間に介在し、 信号 配線 3とは誘電体膜 2を挟んで対向する、 抵抗層 4と、 誘電体膜 2の下 面に設けられた接地導体層 1 1 と、 誘電体膜 2を貫通して抵抗層 4と接 地導体層 1 1 とを互いに接続する貫通導体 6とを備え ている。
第 2図に示すように、 信号線 3及び抵抗層 4は、 共に、 帯状に形成さ れ、 平面視において、 信号線 3が抵抗層 4の幅内に位置するように形成 されている。 貫通導体 6は、 円柱形状を有し、 抵抗層 4の縁部に該抵抗 層 4の長さ方向に所定のピッチで形成されている。
信号配線 3は外部回路に接続されている。そして、接地導体層 1 1は、 はんだ 1 2を介して外部高周波グラウンド 1 3にその全面において接 続されており、 接地導体層 1 1の高周波接地機能が強化されている 次に、本発明を特徴付ける抵抗層 4及び貫通導体 6を詳しく説明する。 本発明では、 抵抗層 4と信号配線 3 との間に形成される容量の値 （以 下、 これを伝送線路の単位長さあたりの値で表して C a d dという） と、 抵抗層 4に誘起される電流が貫通導体 6を通じて接地導体層 1 1 に流 れる際の電気抵抗 （付加抵抗 ： 以下、 これを伝送線路の単位長さあたり の値で表して R a d dという） が分布定数的に配置されることが好まし く、 より詳しくは抵抗層 4の長さは、 C a d dおよび R a d dが伝送さ れる信号に対して分布定数的に配置されているとみなせる長さに設定 されることが好ましい。 すなわち、 この抵抗層 4の長さは、 この伝送線 路を伝送する可能性がある高周波信号の上限周波数の信号の、 誘電体膜 2の誘電率を考慮した実効波長を λとした場合、 下限値が λ / 1 6以上 であることが好ましい。 なお、 上限値は伝送線路の長さに等しい長さで ある。 伝送線路の長さは、 本実施形態では、 実質的に信号配線 3の長さ を意味している。 ここで、 高周波とは増幅器が増幅することが可能な周 波数なので、 使用するトランジスタによって値は異なるが、 1 M H z以 上 1 T H z以下の周波数の電磁波の総称をいう。 貫通電極 6の数は最低 1つでも構わないが、 複数の場合は、 できる限 りそのピッチを小さくすることが好ましい。 C a d d及び R a d dがよ り分布定数的に配置されたことになるからである。
R a d dは、 接地導体層 1 1の抵抗 （接地抵抗） より大きいことが必 要である。 これは、 接地導体層 1 1及び貫通導体 6の導電率及び形状を 適宜設定することにより実現できる。
導電率の設定による場合には、抵抗層 4を構成する抵抗体の導電率が、 接地導体層 1 1の導電率より低く設定される。 具体的には、 抵抗層 4を 構成する抵抗体の導電率は、 l X 1 0 3 S/m以上 1 X 1 0 7 S/m以下 が好ましく、 1 X 1 03 S Zm以上 1 X 1 05 S Zm以下がより好ましい 具体的には、 接地導体層 1 1を、 金等の高導電率の材料で構成し、 抵 抗層 4を、低導電率の抵抗体、すなわち、 クロム、ニッケルクロム合金、 鉄一クロム合金、 タリウム、 クロム一酸化珪素複合体、 チタン、 不純物 含有半導体、 ポリシリコン等の多結晶半導体膜や非晶質半導体膜等の低 導電率の材料からなる抵抗体で構成することが好ましい。
また、 貫通導体 6の導電率を同様に設定してもよい。
形状の設定による場合は、 例えば、 抵抗体容量層 4の厚みが薄くされ る。 また、 貫通導体 6が抵抗層 4のなるベく縁の方に位置するように設 けられる。
また、 貫通導体 6の断面積を小さく設定してもよい。 また、 貫通導体 6の長さを長くしてもよい。
[実施例 1 ]
本発明の第 1の実施形態における実施例 1 として、 第 1図に示す構造 の伝送線路を以下の条件で作成した。 誘電体基板 1を厚さ 5 0 0 ^m、 誘電率 1 3のガリウム砒素 （G a A s ) 基板により構成し、 誘電体膜 2 を厚さ 1 m、 誘電率 7の窒化珪素 （S i N) 膜により構成し、 信号配 線 3 と接地導体層 5 とを導電率 3 X 1 07 S Zm、 厚さ 5 i mの金によ り構成した。 また、 ガリウム砒素からなる誘電体基板 1の表面の直下に 厚さ 0. 2 zm、 導電率 4 X 1 04 S/mの不純物拡散層を形成し、 こ の不純物拡散層を抵抗層 4として用いた。 信号配線 3の幅は 2 0 と し、 抵抗層 4の幅を 1 0 0 mとし、 平面視において信号配線 3の中心 線と抵抗層 4の中心線とがー致するように配置した。 誘電体基板 1を貫 通する半径 5 mの貫通導体 6を金により形成し、 1 0 のピッチ で接地導体層 1 1 と抵抗層 4との間を接続し、 抵抗層 4を短絡処理した。
第 3図は、 実施例 1の伝送線路の通過損失の周波数依存性を示すグ ラフである。 第 3図における縦軸は、 高周波信号の通過時に伝送線路に おいて生じる実効的な損失を示しており、 最大有能電力利得に一 1を乗 じた値になっている。
第 3図に示すように、 本実施例の伝送線路 5 mm長あたりの通過損失 は、 1 GH zで 1. 4 d B、 5 GH zで 1 5. 0 d B、 1 0 GH zで 3 0. 6 d Bであった。 一方、 一般的なマイクロストリップ線路では、 1 GH z〜 1 0 GH z の周波数帯においてはほとんど損失が変化しない ので、 本実施例の伝送線路が、 特に高周波信号を選択的に減衰しうるこ とが確認された。
よって、 本実施形態の伝送線路により、 直流電力を減衰させることな く、 高周波電力を減衰させることができる。 つまり、 本実施形態の伝送 線路をバイアス回路に配置することにより、 能動素子が配置される主信 号回路から周辺回路へ漏洩する高周波電力を減衰させることが可能にな るので、 高周波分離特性が優れたバイアス供給回路を備え、 高周波特性 に優れた半導体集積回路の構成が可能となるものである。
[本発明の原理]
次に、 本発明の伝送線路における高周波信号が減衰する原理について 説明する。 第 4図 （ a) は従来の伝送線路の等価回路図、 第 4図 （b) は本発明の伝送線路の等価回路図である。 第 4図 （ a ) に示すように、 従来の伝送線路の高周波領域における等 価回路は、 単位長さあたりの信号配線 （第 2 2図に示す信号配線 1 0 2 ) と接地導体層 （第 2 2図に示す接地導体層 1 0 3 ) との間のキャパ シタンス C dと、 信号伝送時の単位長さあたりの信号位相変化を表すィ ンダクタンス L dとがそれぞれ分布して存在する回路となる。
一方、 第 1図に示すように、 本発明の伝送線路においては、 信号配線 3と接地導体層 1 1 との間に導電率の低い抵抗体からなる抵抗層 4が 介在している。 第 2図に示す伝送線路の長さ方向において、 抵抗層 4及 び信号配線 3の相対向する部分同士の間に単位長さあたり C add のキ ャパシ夕ンスが生じ、 信号配線 3に単位長さあたり L dのインダクタン スが生じ、 抵抗層 4に単位長さあたり R addの抵抗が生じている。 そし て、 伝送線路の長さ方向においては、 この抵抗 R add が接地導体 （接 地導体層 1 1 ) とキャパシタンス C add との間に介在するので、 信号 の減衰機能が向上することになる。 この場合、 信号配線 3と抵抗層 4と の相対向する部分は、 明確に区画されているわけではなく、 連続してい る。 ただし、 第 1図に示すように貫通導体 6が所定のピッチで設けられ ている場合には、 貫通導体 6ごとに、 第 4図 （b ) に示す L d、 C a d d、 及び R a d dの等価直列回路で表される部分が存在していると考え ることができる。
ここで、 信号配線 3と抵抗層 4との間のキャパシタンス C addはシャ ントのキャパシタンスとして機能している。 キャパシタンスは、 その容 量に応じて定まる特定の周波数 （力ッ トオフ周波数と呼ばれる） よりも 低い周波数の信号を遮断し、 カツ トオフ周波数以上の高周波数帯域の信 号を通過させる高域通過フィル夕として機能することを考慮すれば、 本 発明の効果である電力減衰効果を低周波帯域まで維持させるには、 キヤ パシタンス C a d dの値を高く設定することが有効であることが分か る。 そして、 キャパシタンス C add の値を高く設定するためには、 誘電体 膜 2を構成する材料の誘電率を高く設定すること、 誘電体膜 2の厚さを 薄く設定すること、 信号配線 3および抵抗層 4の幅を広く設定すること が有効である。
一方、 抵抗値 R add は、 抵抗層 4のシート抵抗、 すなわち抵抗層 4 を構成する材料の導電率、 および抵抗層 4の厚さに依存する。 また、 信 号配線 3 と抵抗層 4との間のキャパシタとして機能している領域から 接地導体層 1 1に接続される領域までの距離にも大きく依存する。 また. 貫通導体 6の抵抗値にも依存する。 さらに、 貫通導体 6の長さにも依存 する。
(第 2の実施形態）
第 5図は、 本発明の第 2の実施形態に係る伝送線路の構成を概略的に 示す断面図、 第 6図は第 5図の伝送線路の平面構造を示す平面図である < 第 5図に示すように、 本実施形態の伝送線路は、 誘電体基板 1 と、 誘 電体基板 1の上面に設けられた誘電体膜 2と、 誘電体膜 2の上面に設け られた信号配線 3と、 誘電体基板 1 と誘電体膜 2との間に介在し信号配 線 3とは誘電体膜 2を挟んで対向する、 抵抗層 4と、 誘電体膜 2の上面 に設けられ、 信号配線 3と所定の間隔でその幅方向において対向する 1 対の接地導体層 5 と、 誘電体膜 2を貫通して抵抗層 4と接地導体層 5と を互いに接続する貫通導体 6とを備えている。
第 6図に示すように、 信号線 3及び抵抗層 4は、 共に、 帯状に形成さ れ、 平面視において、 信号線 3が抵抗層 4の幅内に位置するように形成 されている。 貫通導体 6は、 抵抗層 4の縁部に該抵抗層 4の長さ方向に 所定のピッチで形成されている。 接地導体層 5は信号配線 3に平行に形 成されている。
これ以外の点は、 第 1の実施形態と同様である。 [実施例 2 ]
第 2の実施形態における実施例 2として、 第 5図の構成による伝送線 路を作成した。 本実施例では、 信号配線 3、 誘電体膜 2、 誘電体基板 1 及び接地導体層 1 1の厚みや材質を第 1の実施形態の実施例 1 と同じ とし、 貫通導体 6の径、 材料及びピッチを第 1の実施形態の実施例 1 と 同じとした。 そして、 信号配線 3の両側に長さ 5 mmに亘つて幅 2 0 m mの接地導体層 5を形成した。 信号配線 3と接地導体層 5との間の距離 は 3 0 mとしている。また、接地導体層 5と外部高周波グラウンド（図 示せず） との間は、 多数のワイヤボンディングにより 2 0 O m間隔ご とに電気的に接続し、 接地導体層 5の高周波接地機能を強化した。
第 7図は、 実施例 2の伝送線路の通過損失の周波数依存特性を示すグ ラフである。 第 7図における縦軸は、 高周波信号の通過時に伝送線路に おいて生じる実効的な損失を示しており、 最大有能電力利得に一 1を乗 じた値になっている。
第 7図に示すように、 実施例 1の伝送線路の通過損失は、 1 GH zで 1. l d B、 5 GH zでは 1 4. 2 d B、 1 0 GH zでは 3 0. 4 d B であった。
[比較例 1 ]
実施例 1 との通過損失の比較のために、 比較例 1の伝送線路を作成し た。 比較例 1の伝送線路においては、 第 5図に示す抵抗層 4や貫通導体 6は設けずに、 つまり、 第 2 2図に示す一般的なコプレーナ線路のみの 構造とし、 他の部材の材質や寸法は、 実施例 2と同様としている。 比較 例 1の伝送線路 5 mm長あたりの損失は、 1 GH zで 0. l d B、 5 G H zで 0. 2 d B、 1 0 GH zで 0. 3 d Bであった。
この比較例 1 と実施例 2との比較の結果から、 実施例 2は高周波信号 を減衰させることが確認された。 また、 実施例 2と比較例 1の各伝送線 路との間において、 直流抵抗値に変化がなかったことはいうまでもない, このように、 本実施例においては、 第 1の実施形態の実施例 1 とほぼ 同様の高周波減衰特性が得られ、 抵抗層 4と接地導体層 5 との接続方法 の変化によっても本発明の作用効果が維持されていることが示された。 次に、 実施の形態 1で述べた本発明の原理に基づきキャパシタンス C add と抵抗値 R add との値を実効的に変化させて、 本実施形態の伝送 線路の有利な効果を得た各実施例を以下に示す。
[実施例 3 ]
第 2の実施形態における実施例 3として、 実施例 2における信号配 線 3の幅を 5 0 mに、 抵抗層 4の幅を l O O mとした伝送線路を作 成した。 信号配線 2と接地導体層 5との間の距離は 1 5 zmとしている。 その他の条件は、 実施例 2と同様である。
第 8図は、 実施例 3の伝送線路の通過損失の周波数依存性を示すグラ フである。 第 8図における縦軸は、 高周波信号の通過時に伝送線路にお いて生じる実効的な損失を示しており、 最大有能電力利得に一 1を乗じ た値になっている。
第 8図に示すように、 実施例 3の伝送線路 5 mm長あたりの伝送損失 は、 1 GH zで 2. l d B、 5 GH zで 1 5. 2 d B、 1 0 GH zで 2 9. 2 d Bであった。 ここで、 1 GH zに対する伝送損失が増加したの は、 信号配線 3の幅の増大により抵抗層 4との間に生じるキャパシ夕ン スが増加し、 低周波帯域の信号に対しても本発明による作用効果が強く 発揮されたからである。 一方、 1 0 GH zに対する伝送損失が実施例 1 と比較して若干減少したのは、 信号配線 3の幅の増加に伴い信号配線 3 と抵抗層 4とが対向する領域の面積が増えたことにより、 該対向領域と 抵抗層 4のうちの対向領域を除く領域の幅が減少し、 短絡処理される前 に高周波信号に印加される抵抗値が減少したことによるものである。
[実施例 4]
第 2の実施形態における実施例 4として、 実施例 2における誘電体膜 2の厚みを信号配線 3と抵抗層 4とが相対向する領域のみ、 1 から 0. 2 mへと薄く した伝送線路を作成した。 実施例 2における信号配 線 3の幅を 5 0 mに、 抵抗層 4の幅を 1 0 0 とした。 信号配線 2 と接地導体層 5との間の距離は 1 5 /imとしている。 その他の条件は、 実施例 2と同様である。
第 9図は、 実施例 4の伝送線路の通過損失の周波数依存性を示すダラ フである。 第 9図における縦軸は、 高周波信号の通過時に伝送線路にお いて生じる実効的な損失を示しており、 最大有能電力利得に一 1を乗じ た値になっている。
第 9図に示すように、 実施例 4の伝送線路 5 mm長あたりの伝送損失 は、 1 GH zで 2. 8 d B、 5 GH zで 1 8. 2 d B、 1 0 GH zで 3 3. 2 d Bであった。 ここで、 本実施例における伝送損失が増加したの は、 信号配線 3 と抵抗層 4との間の距離の低減により、 信号配線 3と抵 抗層 4との間に生じるキャパシタンスが増加し、 本発明の作用効果が増 大したからである。
[実施例 5 ]
第 2の実施形態における実施例 5として、 実施例 2における誘電体膜 2を窒化珪素膜からチタン酸スト口ンチウム膜へと変更した伝送線路 を作成した。 その他の条件は実施例 2と同様である。
第 1 0図は、 実施例 5の伝送線路の通過損失の周波数依存性を示すグ ラフである。 第 1 0図における縦軸は、 高周波信号の通過時に伝送線路 において生じる実効的な損失を示しており、 最大有能電力利得に一 1を 乗じた値になっている。
第 1 0図に示すように、 実施例 5の伝送線路 5 mm長あたりの伝送損 失は、 1 GH zで 1 8. 2 d B、 5 GH zで 3 6. l d B、 1 0 GH z で 5 0 d B以上であった。 ここで、 本実施例の伝送線路において、 特に 1 GH zに対する伝送損失が増加したのは、 誘電体膜 2の誘電率が実施 2003/009784
21 例 2では 7であったのに比べ、 本実施例では 1 5 0に増大し、 信号配線 3 と抵抗層 4との間に生じるキャパシタンスが増大したことに起因し ている。
以上の実施例 3〜 5の結果から明らかなように、 キャパタンス C a d dを増加させるほど、 伝送線路における高周波信号の伝送損失が増加す るという本発明の効果が増大することが実証された。
(第 3の実施形態）
第 1 1図は、 本発明の第 3の実施形態に係る伝送線路の構成を概略的 に示す断面図である。
第 1 1図に示すように、 本実施形態の伝送線路は、 誘電体基板 1 と、 誘電体基板 1の上面に設けられた信号配線 3と、 誘電体基板 2の上面及 び信号配線 3を覆う誘電体膜 2と、 誘電体膜 2の上面に該誘電体膜 2を 挟んで信号配線 3 と対向するように設けられた抵抗層 2 1と、 誘電体膜 2の上面に抵抗層 2 1 に接続するように設けられた第 1 の接地導体層 2 2と、 誘電体基板 1の下面に設けられた第 2の接地導体層 2 3とを備 えている。 つまり、 本実施形態の伝送線路は、 信号配線 3を誘電体膜 2 の上面に抵抗層 4を誘電体膜 2の下面に設けていた第 2の実施形態の 伝送線路の構造をいわば逆転し、 誘電体膜 2の下面に信号配線 3を設け. 誘電体膜 2の上面に抵抗層 2 1を設けたものと捉えることができる。 本実施形態では、 抵抗層 2 1を形成した後に接地導体層 2 2を形成す ることにより、 接地導体層 2 2と抵抗層 2 1がオーバーラップして配置 される領域 R ov が誘電体膜 2の上面に形成される。 本実子形態では、 このオーバ一ラップ領域 R ov の幅は例えば 1 0 mとされる。 このォ 一パーラップ領域 R ov において抵抗層 2 1 と接地導体 2 2との間の電 気的接続が行なわれる。 従って、 本実施形態においては、 高周波接地の ための貫通導体は不要となる。 2003/009784
22 また、 第 1の接地導体層 2 2と第 2の接地導体層 2 3 とは図示されな いスルーホール等で接続されている。 第 2の接地導体層 2 3は、 本発明 の構成上、 必須の要素ではない。 しかし、 本実施形態の伝送線路が用い られる高周波増幅器においては、 一般に誘電体基板 1の下面に接地導体 層が設けられているので、 本実施形態のように、 第 2の接地導体層 2 3 を設けることにより、 本実施形態の伝送線路を容易に高周波増幅器に適 用することができる。
これ以外の点は、 第 1の実施形態と同様である。
[実施例 6 ]
第 3の実施形態における実施例 6として、 第 1 1図の構成による伝送 線路を作成した。 本実施例では、 誘電体基板 1及び誘電体膜 2の材料を 第 1の実施形態の実施例 1 と同じとした。 また、 信号配線 3を厚さ 0 . 2 m、 導電率 2 X 1 0 7 S / mの金膜により構成し、 抵抗層 2 1を厚 さ 2 0 n m、 導電率 1 . 5 X 1 0 5 S Z mのニッケルクロム合金膜で構 成した。 ニッケルクロム合金膜の形成は、 例えば、 ニッケル 7 0 %、 ク ロム 3 0 %の組成比の合金を電子ビーム蒸着し、 毎分 1 0 0 0オングス トロ一ムの成長速度で成膜することにより行なった。 信号配線 3及び抵 抗層 2 1の幅は第 1の実施形態の実施例 1 と同じである。 接地導体 2 2 の材料や誘電体膜 2の上面における配置は、 第 2の実施形態の実施例 2 と同じである。 ただし、 高周波特性の測定のためには、 外部回路と信号 配線 3とを接続する必要があるため、 誘電体膜 2を貫通して信号配線 3 に接続される貫通導体を形成し、 信号配線 3の信号を誘電体膜 2の下面 から上面に取り出して測定を行なった。
第 1 2図は、 第 3の実施形態のける実施例 6の伝送線路の通過損失の 周波数依存性を示すグラフである。 第 1 2図における縦軸は、 高周波信 号の通過時に伝送線路において生じる実効的な損失を示しており、 最大 有能電力利得に一 1を乗じた値になっている。 第 1 2図に示すように、 本実施例の伝送線路 5 mm長あたりの通過損 失は、 1 GH zで 1. 0 d B、 5 GH zで 1 2. 0 d B、 1 0 GH zで 2 0. 6 d Bであった。 本実施例では、 第 1の実施形態の実施例 1 とほ ぼ同様の高周波減衰特性が得られ、 抵抗層と接地導体の接続方法の変化 や、 信号配線と抵抗層と誘電体膜との関係の変化によっても本発明の効 果が失われないことが示された。
なお、 第 1の実施形態の実施例 1や第 3の実施形態の実施例 5の構造 の伝送線路において、 誘電体膜のさらに上面や誘電体基板の下面に任意 の総数の誘電体層が配置された場合においても、 本発明の効果が失われ ていない。
また、 第 1〜第 3の実施形態に係る伝送線路を通信装置内で使用する 増幅器 （半導体集積回路装置） へのバイアス供給回路に適用することに より、 各増幅器のバイアス端子間の分離特性が向上したことを確認した ( また、 寄生発振の低減、 増幅器のより安定な動作が確認された。
(第 4の実施形態）
第 1 3図は、 本発明の第 4の実施形態に係る、 高周波増幅器として機 能する半導体集積回路 （MM I C) 中の出力回路及びバイアス回路の構 成を示す回路図である。 第 1 3図において第 1図と同一符号は同一又は 相当する部分を示す。
第 1 3図において、 MM I Cは、能動素子 3 1 と、出力端子 T out と、 能動素子 3 1 と出力端子 T out とを互いに電気的に接続する主信号線 路 3 2 a、 3 2 bと、 主信号線路 3 2 bと出力端子 T out との間に介設 された D C阻止キャパシタ 3 8と、 主信号線路 3 2 a、 3 2 bの中間部 位から分岐する短絡スタブ 3 3と、 短絡スタブ 3 3と接地との間に介設 された第 1のバイパスコンデンサ 3 4と、 D Cの電源電圧を供給するた めのバイアス端子 T vd と、 第 1及び第 2の伝送線路 3 5、 3 6 と、 第 2の伝送線路 3 6とバイアス端子 T vd との間の部位と接地との間に介 設され低周波数領域の信号を短絡するための第 2のバイパスコンデン サ 3 7 とを備えている。 また、 M M I Cの外部には、 バイアス端子 T vd に供給するバイアスを制御するための外部バイアス供給回路 3 9 と、 外 部バイアス端子 T voとが設けられている。
ここで、 能動素子 3 2、 主信号線路 3 2 a、 3 2 b及び D C阻止キヤ パシタ 3 8等により、 M M I Cの主信号回路 1 0が構成されている。 ま た、 主信号回路 1 0から分岐する短絡スタブ 3 3は、 R F整合回路とバ ィァス供給回路とを兼ねている。 そして、 短絡スタブ 3 3、 第 1及び第 2の伝送線路 3 5、 3 6、 第 1及び第 2のバイパスコンデンサ 3 4、 3 7により、 バイアス供給回路 4 0が構成されている。 また、 第 1 3図に は、 図示されていないが、 主信号線路 3 2 a、 3 2 b等は、 さらに任意 の数の分岐する短絡スタブや D C阻止キャパシタ等の整合回路群を経 て、 出力端子 T out に接続されている。 第 1 3図に示されている第 1の バイパスコンデンサ 3 4は M I Mキャパシタである。 この M I Mキャパ シ夕が短絡スタブ 3 3と接地との間に挿入され、 設計周波数帯域に対し て R F短絡となるように、 その容量値が設定されることにより、 第 1の バイパスコンデンサ 3 4として機能している。
バイアス供給回路 4 0の第 1の伝送線路 3 5は、 一般的なマイクロス トリップ線路の構造を有しており、 第 2の伝送線路 3 6は、 第 1図、 第 5図又は第 1 1図に示される本発明の伝送線路の構造を有している。 そ して、 第 2の伝送線路 3 6の等価回路は、 第 4図 （b ) に示す分布定数 回路で表される。
例えば、 第 1 3図の下部に示すように、 第 2の伝送線路 3 6は、 第 1 の実施形態の第 1図に示す伝送線路の構造を有している。 そして、 第 1 の伝送線路 3 5は、 例えば第 2の伝送線路 3 6 と共通の誘電体基板 1 (例えば G a A s基板） 、 信号配線 3及び接地導体層 1 1によって構成 され、 第 1及び第 2の伝送線路 3 5、 3 6が共にはんだ 1 2によって外 部高周波グラウンド 1 3に全面で接続されている。 なお、 第 1の伝送線 路 3 5において、 誘電体基板 1 と信号配線 3との間に誘電体膜が設けら れていてもよい。
なお、 第 2の伝送線路 3 6が第 5図又は第 9図に示す構造を有してい てもよい。 第 2の伝送線路が第 5図に示す構造を有している場合には、 第 1の伝送線路 3 5がコプレーナ線路構造を有している方が好ましい。 第 2の伝送線路 3 6が第 9図に示す構造を有している場合には、 第 2の 伝送線路 3 6においても、 誘電体基板 1の上に直接信号配線 3を形成し た後、誘電体膜 2、抵抗層 2 1及び接地導体 2 2を形成することになる。 本実施形態の半導体集積回路装置によると、 高周波電力の減衰機能の 高い第 2の伝送線路 6を組み込むことにより、 従来、 寄生発振を防止す るために必要とされていたコンデンサを設ける必要がなくなり、 M M I Cの小型化を図ることができる。
なお、 第 2のバイパスコンデンサ 3 7を増幅器内に組み込むのではな く、 増幅器の外部の外部バイアス供給回路 3 9に配置してもよい。
また、 バイアス端子 T vd における増幅器の内部と外部との間の電気 的接続には、 ワイヤボンディ ング、 バンプなどを用いた接続方法を採用 することができる。
多段増幅器の場合には、 同電位で駆動する各段の能動素子へのバイァ ス供給回路を共用する場合には、 バイアス端子 T vd が増幅器内部で共 用される場合もありうる。
従来の技術においては、 設計周波数帯域より低い周波数での不要利得 の低減や、 安定度の向上などのために、 第 2 5図に示すような、 第 1の バイパスコンデンサ 1 1 4と R C直列回路 1 2 3 とを並列配置する回 路構造が広く使用されている。 ここで、 R C直列回路 1 2 3において、 抵抗 1 2 1 と第 3のバイパスコンデンサ 1 2 2 とを分布定数回路とし 3 009784
26 て機能させ、 抵抗とコンデンサの配置順を逆転させることにより、 第 4 図 （b ) に示すような本発明の伝送線路の等価回路を得ることができ、 両者が回路的には同一の効果を奏しうることがわかる。
よって、 本発明の増幅器によると、 第 1のバイパスコンデンサ 3 4に よっては終端されない低周波帯域の信号が、 バイアス供給回路 4 0の第 2の伝送線路 3 6において減衰するため、 安定度の向上、 不要利得の低 減、 増幅器の外部回路へ漏洩する信号の強度の低減が可能となることが 理解しうる。
第 1 4図は、 本実施形態に係る G a A s系 M M I Cである 1段の増幅 器全体の平面構造の一例を概略的に示すブロック図である。
第 1 4図に示すように、 この M M I Cは、 能動素子 （増幅用 M E S F E T ) 3 1と、 出力端子 T out と、 主信号線路 3 2と、 D C阻止キャパ シタ 3 8と、 短絡スタブ 3 3と、 第 1のバイパスコンデンサ 3 4と、 バ ィァス端子 T vd と、 第 1、 第 2伝送線路 3 5、 3 6 とを有する第 1 3 図に対応する回路を備え、 これに加えて入力回路を備えている。 入力回 路には、 入力端子 T in と、 D C阻止キャパシタ 4 9と、 主信号線路 4 2と、 主信号線路 4 2の途中から分岐する入力側バイアス供給回路 5 0 とが設けられている。 入力側バイアス供給回路 5 0には、 短絡スタブ 4 3と、入力側バイパスコンデンサ 4 4と、第 1及び第 2の伝送線路 4 5 、 4 6と、 バイアス端子 T vd とを備えている。 そして、 第 2の伝送線路 4 6は、 第 1 3図に示す第 2の伝送線路 3 6と同じ構造を有している。 なお、 H biは短絡スタブ 3 3 , 4 3を高周波において短絡処理するため のバイァホールを、 符号 5 1 、 5 2は開放スタブをそれぞれ示す。
第 1 5図は、 第 2 5図に示す従来の M M I C全体の平面構造の一例を 概略的に示すブロック図である。
第 1 5図に示すように、 この M M I Cは、 能動素子 （増幅用 M E S F E T ) 1 1 1 と、 出力端子 T out と、 主信号線路 1 1 2 と、 D C阻止キ ャパシ夕 1 1 8と、 短絡スタブ 1 1 3と、 第 1のパイパスコンデンサ 1 1 4と、 バイアス端子 T vd と、 伝送線路 1 1 5 a、 1 1 5 bと、 R C 直列回路 1 2 3 (安定化回路） の抵抗体 1 2 1及び第 3のパイパスコン デンサ 1 2 2とを有する第 2 5図に対応する回路を備え、 これに加えて 入力回路を備えている。 入力回路には、 入力端子 T in と、 D C阻止キ ャパシタ 1 3 8と、 主信号線路 1 3 2と、 主信号線路 1 3 2の途中から 分岐する入力側バイアス供給回路 1 3 0とが設けられている。 入力側バ ィァス供給回路 1 3 0には、 短絡スタブ 1 3 3 と、 入力側パイパスコン デンサ 1 3 4と、 伝送線路 1 3 5と、 安定化回路の抵抗体 1 4 1及び第 3のバイパスコンデンサ 1 4 2とバイァス端子 T vd とが設けられてい る。 なお、 H biは短絡スタブ 1 1 3、 1 3 3を高周波において短絡処理 するためのバイァホールを、 符号 1 5 1、 1 5 2は開放スタブをそれぞ れ示す。
第 1 5図と第 1 4図とを比べるとわかるように、 本発明の伝送線路 (第 2の伝送線路 3 6、 5 6 ) をバイアス供給回路 4 0に用いることに より、 寄生発振や高周波電力の漏洩を抑制しつつ、 MM I C (集積回路 装置） 全体の占有面積の低減つまり小型化を実現することができる。 第 1 4図に示す構成例では、 第 1 3図に示す第 2のバイパスコンデン サ 3 7は、 MM I C内に組み込まれていないが、 第 2のバイパスコンデ ンサ 3 7を MM I C内に組み込んでもよい。
なお、 多段増幅器においては、 入力回路、 段間回路、 出力回路のいず れにおいても、 本発明の伝送線路 （第 5図、 第 1図及び第 9図参照） を 使用することが可能である。
また、 本発明の半導体集積回路装置は、 本実施形態で説明した高周波 増幅器に限定されるものではなく、 広く、 ミキサ （混合器） 、 周波数通 倍器、 スィッチ、 アツテネー夕、 分周器、 直交変調器などの高周波信号 を使用するデバイスに適用することができる。 また、 能動素子としては、 電界効果トランジスタ、 ヘテロ接合バイポ ーラトランジスタなどが使用可能である。
[実施例 7 ]
第 4の実施形態の実施例 7として、 第 1 3図の MM I Cの構成による 1段増幅器を以下の条件で作成した。
能動素子 3 1には、 ゲ一ト長 0. 2 / mの T型ゲート A 1 G a A s Z
1 n G a A sヘテロ接合 F E T (ゲート幅 W g = 1 0 0 ^ m) を用い た。 誘電体膜 2を厚さ 1 xmの窒化珪素膜によって構成し、 誘電体基板 1は厚さ 1 0 0 mのガリゥム砒素基板によって構成した。 信号配線 3 として、 厚さ 3 mの金膜をメツキにより形成した。 抵枋層 4としてガ リゥム砒素基板 1の上面の表層部に厚さ 0. 2 mの不純物拡散層を形 成した。 伝送線路として、 信号配線 3を信号線路とするマイクロストリ ップ線路を用い、 ガリウム砒素基板の下面には、 接地導体層 1 1 として 厚さ 1 0 mの Au S n膜を形成した。
そして、 設計周波数を 2 5 GH zから 2 7 GH z として本実施例の増 幅器の設計を行なった。 増幅器のドレイン側回路 （出力回路） には、 短 絡スタブ整合回路を使用し、 スタブ 3 3の先端を 0. 5 p Fのバイパス コンデンサ 3 4を介してバイァホールへ接続し短絡処理した。 該バイァ ホールは、 ガリウム砒素基板 1を貫通しており、 下面の接地導体層 1 1 と接続されている。 また、 バイパスコンデンサ 3 4の上部電極の一部は
2 0 mの幅で分岐し、 バイアス供給回路 4 0の伝送線路の信号配線に 接続した。 バイパスコンデンサ 3 4の容量値 0. 5 p Fは設計周波数帯 域の信号を R F短絡とするに十分な値なので、 設計帯域においては増幅 器からバイァス供給回路 40はオープンとなっている。 信号配線 3の長 さ、 抵抗層 4の長さはともに 3 0 0 mとし、 信号配線 3の幅、 抵抗層 4の幅はそれぞれ 3 0 m、 8 0 とした。 抵抗層 4の片側に貫通導 体 6 としてのバイァホールを一箇所設けて接地導体層 1 1 と接続し、 抵 抗層 4を短絡処理した。 なお、 抵抗層 4と接続されたパイァホールと、 短絡スタブ 3 3を短絡処理したバイァホールとは同一とした。 バイアス 供給回路 4 0は、 一辺 8 0 mの正方形状のバイアス端子 T vd で終端 され、 多層セラミック基板上に形成された増幅器外部の外部バイアス供 給回路 3 9とはワイヤボンディングで接続した。 増幅器の外部の外部バ ィァス供給回路 3 9では 1 0 0 p Fのチップコンデンサにより低周波 帯域を短絡処理した。 増幅器は、 2 5 G H zから 2 7 G H zで 9 . 2 d Bの小信号利得を得た。 また、 全周波数帯域で安定係数 Kが 1を超え、 安定動作が確認された。 さらに、 増幅器の外部のバイアス供給回路 3 9 において電源からバイアス端子 T vd までの配線の電気長、 特性インピ 一ダンス、 接続するワイヤの長さ、 本数を変更しても安定係数 Kに変化 は無かった。
[比較例 2 ]
一方、 比較例 2として、 実施例 7の高周波増幅器から抵抗層 4を除い た構造を有する高周波増幅器を作成した。
第 1 6図は、 実施例 7の高周波増幅器と比較例 2の高周波増幅器とを 安定係数 Kの周波数依存性について比較するグラフである。 第 1 6図に いて、 破線は実施例 7の高周波増幅器の特性を、 実線は比較例 2の高周 波増幅器の特性を示している。 第 1 6図からわかるように、 本発明の構 造を採用した実施例 7の増幅器では、 0〜 2 0 G H zの周波数に渡って 安定係数 Kが 1以上となり、 安定した特性が得られているのに対し、 比 較例 2の増幅器では、 安定係数 Kが、 1 6 G H zでは 0 . 9 1、 2 0 G H zでは 0 . 6 1 と 1未満の値となり、 安定動作を保証することが困難 であった。
そして、 比較例 2の増幅器について、 多層セラミック基板上に形成さ れた外部バイアス供給回路上における、 ワイヤから電源までの配線長を 2 m m , 配線線路の特性インピーダンスを 7 5 Ωとして、 発振動作の有 無を調べた。 そして、 このときに発振しなかった 8 0個の増幅器につい て、 配線長を 5 m mに変更したところ、 8 0個の増幅器のうち、 3 2個 の増幅器が発振を起こした。 また、 上記発振しなかった 8 0個の増幅器 について、 配線の特性インピーダンスを 4 0 Ωへと変更したところ、 9 個の増幅器が発振を起こした。
さらに、 比較例 2の増幅器について、 バイアス端子の接続のために使 用したボンディングワイヤの長さを 0 . 5 mmに設定し、 各端子につき 直径 5 0 /i mのワイヤー本で接続を行なった状態で発振しなかった 8 0個の増幅器について、 ボンディングワイヤ長を l m mに変更したとこ ろ、 4 0個の増幅器が発振した。 また、 上記発振しなかった 8 0個の増 幅器について、 ワイヤの接続本数を 2本に変更したところ、 1 2個の増 幅器が発振した。
また、 増幅器の 3 G H zから 6 . 5 G H z程度の低周波帯域における 安定係数 Kを比較すると、 実施例 7の増幅器では 6以上の値が得られて 安定動作しているのに比べ、 比較例 2の増幅器では 1未満の値となり不 安定であった。 さらに、 比較例 2の増幅器では、 1 0 0個製造したうち の 2 0 %が能動素子の特性ばらつきにより、 5 G H z付近の周波数帯域 で発振を起こした。
以上の比較より、 本実施形態の M M I Cでは、 短絡スタブ回路 3 3か らパイァス供給回路 4 0へ漏洩する高周波信号を減衰させることが可 能となったため、 バイアス供給回路 4 0の外部に接続される外部パイァ ス供給回路 3 9のィンピーダンス変化が増幅器の特性に与える影響を 低減することが可能となり、 増幅器を安定動作させるという有利な効果 が得られたことが分かる。
第 1 7図は、 実施例 7の高周波増幅器と比較例 2の高周波増幅器とを 小信号利得の周波数依存性について比較するグラフである。 第 1 7図に おいて、 破線は実施例 7の増幅器の特性を、 実線は比較例 2の増幅器の 特性を示している。
第 1 7図に示すように、 比較例 2の増幅器では不要帯域である 4 GH zから 7 GH zの帯域で不要な利得が得られたが、 実施例 7の増幅器で は 1 9. 5 GH z未満の低周波帯域 （不要帯域） における利得は正の値 をとらず、 本実施形態の構造の採用により、 低周波帯域の不要利得の低 減という有利な効果が得られたことが分かる。 また、 比較例 2の増幅器 では 2 0 GH z付近の周波数で設計周波数帯域 （ 2 5〜 2 7 GH z ) に おける利得を上回る 1 0 d B以上の利得が得られたが、 実施例 7の増幅 器では 2 0 GH zの利得は 0 d Bであり、 この帯域においても、 本構造 の採用により不要利得の低減という有利な効果が得られたことが分か る。
[比較例 3 ]
本実施形態における比較例 3として、 バイアス供給経路中に抵抗体 1 1 9が直列に挿入されたバイァス供給回路を有する第 2 4図の構成に よる高周波増幅器を作成した。 この比較例では、 能動素子の駆動電圧を 極端に低下させないために、 抵抗体 1 1 9の抵抗値 R 1を 2 0 Ωとした < 第 1 8図は、 実施例 7の高周波増幅器と比較例 3の高周波増幅器とを 安定係数 Kの周波数依存性について比較するグラフ、 第 1 9図は、 実施 例 Ίの高周波増幅器と比較例 3の高周波増幅器とを小信号利得の周波 数依存性について比較するグラフである。
第 1 8図に示すように、 比較例 3の増幅器の安定係数 Kは、 5 GH z から 1 0 GH z付近の低周波帯域、 および、 2 0 GH z以上の帯域で、 実施例 7の増幅器の特性を大きく下回り、 安定度が劣化した。 ここで、 比較例 3の増幅器の安定係数 Kは、 5 GH zから 1 0 GH zにおいては 1を上回っているため大きな不具合は生じないが、 2 0 GH z以上の帯 域では 1を下回っており安定動作に大きな不具合が生じてしまった。
比較例 3の増幅器では、 バイアス供給回路を通過して外部回路へ漏洩 する高周波信号は、 バイアス供給経路に直列に揷入された抵抗体 1 1 9 によって広帯域に一定量に近い減衰を受ける。 これに対し、 実施例 7の 増幅器内のバイアス供給回路 4 0においては、 高周波信号の漏洩信号に 対して減衰を与える要素は、 信号配線 3と抵抗層 4 (第 1図参照） とが 相対向している領域に沿って空間的に分布した分布定数回路 （第 4図 ( b ) 参照） なので、 漏洩信号の中でも高周波になればなるほど減衰量 が増加する。 よって、 第 2 4図に示す第 1のバイパスコンデンサ 1 1 4 により完全に短絡されない漏洩信号のうち最も高い周波数成分に対し て安定度の向上を図ることは比較例 3の増幅器では困難であるが、 実施 例 7の増幅器では容易である。
また、 比較例 3の増幅器でも、 低周波帯域での不要利得の低減の効果 はある程度得られるが、 6 G H zでの小信号利得は一 1 d Bあった。 実 施例 7の増幅器におけるこの帯域での小信号利得は一 8 d B程度であ り、 挿入される抵抗体 1 1 9の抵抗値を大きく設定できない条件下での 比較例 3の増幅器では、 不要利得を効果的に抑制することが困難なこと が分かった。 また、 第 2 4図に示される比較例 3の増幅器においては、 不要利得の低減の効果を得るために挿入される抵抗体 1 1 9の抵抗値 を大きく設定すると、 バイアス端子 T vdから能動素子 1 1 1へ印加さ れる電圧が低下してしまい、 出力低下を招いてしまうことはいうまでも ない。 比較例 3の増幅器の 2 5 G H zにおける飽和出力は 1 6 . 2 d B mであって、 実施例 7の増幅器の 2 5 G H zでの飽和出力 1 6 . 6 d B mと比較すると 0 . 4 d Bだけ低くなつている。 これは、 比較例 3の増 幅器においては、 バイアス供給回路への抵抗体 1 1 9の挿入によって能 動素子 1 1 1の駆動電圧が降下したためである。
以上のように、 比較例 3の増幅器と実施例 7の増幅器の特性比較より 本発明の伝送線路の採用により、 能動素子の駆動電圧を低下させること なく、 不要利得低減、 安定度向上という有利な効果を得ることが可能で あることが示された。
[比較例 4 ]
本実施形態における比較例 4として、 R C直列回路 1 2 3によって高 周波信号を並列に短絡処理したバイアス供給回路 1 2 0 Cを有する第 2 5図の構成による高周波増幅器を作成した。
第 2 0図は、 実施例 7の高周波増幅器と比較例 4の高周波増幅器とを 安定係数 Kの周波数依存性について比較するグラフ、 第 2 1図は、 実施 例 Ίの高周波増幅器と比較例 4の高周波増幅器とを小信号利得の周波 数依存性について比較するグラフである。 この比較例では、 R C直列回 路 1 2 3の回路定数を R = 1 0 Ω、 C = 1 0 p Fに選択した。
第 2 1図に示すように、 比較例 4においても、 低周波領域における利 得の大きな抑制効果が得られた。 また、 第 2 0図及び第 2 1図に示すよ うに、 比較例 4の増幅器においては、 数 G H z程度の低周波帯域におけ る不要利得抑制及び安定度向上の双方について、 実施例 7の増幅器と同 程度の効果が得られている。 しかし、 M I Mキャパシ夕で 1 0 p Fの容 量値を得るために 2 1 0 m角の面積が必要となり （第 1 5図に示すキ ャパシ夕 1 2 2 ) 、 さらに短絡処理回路にバイァホール （第 1 5図に示 すバイァホール H bi 1 ) が必要となり、 さらに 1 0 Ωの抵抗をメサ抵抗 (第 1 5図に示す抵抗体 1 2 1 ) によって実現するためにもそれ相応の 回路面積が必要となり、 回路レイアウトを大きく制限することになつた, 一方、 実施例 7の増幅器のレイアウトにおいては、 比較例 2の増幅器の レイアウトと比較して、 誘電体膜 2を介して信号配線 3の直下に抵抗層 4を設け、 その近辺にバイァホールを配置するだけでよく、 レイアウト に対する制限は緩和されて同様の効果が得られている。
以上の比較より、 本発明の伝送線路の採用により、 増幅器を構成する 半導体集積回路装置の回路面積を増大することなく、 不要利得の低減、 安定度の向上という有利な効果が得られることが示された。 また、 比較例 4の増幅器においては、 バイパスコンデンサ間や、 バイ ァス供給回路 1 2 0 Cを構成する伝送線路は、 誘電体基板及び誘電体膜 から構成される回路基板を基板とする通常のマイクロストリ ップ線路 であり、 基板上面の空気層への電界の分布が多く、 周辺回路との結合が 起こりやすいという難点もあり、 回路コンポーネントの配置によっては、 意図せぬ回路同士の間の電磁的結合に起因するものと考えられる発振 が生じるおそれがある。
これに対し、 本発明の特徴であるバイアス供給回路の第 2の伝送線路 3 6 (第 1 3図参照） においては、 信号配線 3と抵抗層 4との間の間隔 が短く設定されているので、 伝送線路 3 6の特性インピーダンスが低く なっており、 電界分布は誘電体膜 2に集中し、 周辺回路との電磁的結合 を大きく低減することが可能となる。 よって、 実施例 7の増幅器におい ては、 回路コンポーネントの配置を変更しても、 高周波特性に変化を生 じないという有利な効果も得られた。
以上の比較より、 本発明の伝送線路を採用することにより、 能動素子 の駆動電圧を低下させることなく、 不要利得低減、 安定度向上という有 利な効果を、 回路面積を余り増加させることなく得ることが可能である ことが明らかとなった。
[実施例 Ί b及び比較例 2 b〜 4 b ]
本実施形態における実施例 7 bとして、 実施例 7の増幅器の構成を 2 段増幅器において採用し、 前後段の能動素子を駆動するためのバイアス 供給回路を実施例 7のバイアス供給回路で構成した増幅器を作成した。 また、 本実施形態における比較例 2 b〜 4 bとして、 比較例 2〜 4の 増幅器の構成を 2段増幅器において採用し、 前後段の能動素子を駆動す るためのバイァス供給回路をそれぞれ比較例 2 〜 4のバイアス供給回 路で構成した増幅器をそれぞれ作成した。
この場合、 比較例 2 b、 3 bの増幅器においては 2 0 G H zで発振が 起こったが、 実施例 7 b及び比較例 4 bの増幅器においては発振が生じ なかった。 2段増幅器の後段能動素子から出力された信号が増幅器内部 で共有されたバイアス供給回路を介して前段能動素子へ帰還する帰還 信号の位相は、 前後段の各短絡スタブの電気長の和と、 各段のバイアス 供給回路の伝送線路の電気長の和に依存する。 作成した実施例 7 b及び 比較例 2 b〜 4 bの増幅器においては、 この電気長の和が、 2 0 G H z に対して半波長に近い値になっており、 後段の能動素子からの出力が前 段の能動素子へ正帰還の位相で入力する条件になっていた。 比較例 2 b の増幅器で生じた発振現象は、 正帰還信号に全く減衰が生じなかったこ とに起因するものと理解することができる。 また、 比較例 3 bの増幅器 においても、 バイアス供給回路において正帰還信号が受ける減衰量が不 足していたために発振が起こったものと理解される。
一方、 実施例 7 bの増幅器と比較例 4 bの増幅器とは、 構造こそ互い に異なるものの、 バイアス供給回路へ漏洩する不要周波数帯域の信号に 対して損失を与える機能はいずれも有しているので、 後段能動素子から 前段能動素子への帰還信号が減衰したために発振が起こらなかったも のと理解される。 また、 回路が占有する面積という視点から実施例 7 b の増幅器と比較例 4 bの増幅器を比較すると、 比較例 4 bの増幅器は 1 0 p Fの大容量なバイパスコンデンサが前段と後段とに別個に必要と なり、 大きな回路面積を必要とするが、 実施例 7 bの増幅器においては 大容量のバイパスコンデンサは不要であり、 占有面積の削減を図りつつ. 安定動作を確保することができるという本発明の有利な効果が明らか となっている。
したがって、 本発明の伝送線路を、 増幅器等の半導体集積回路装置内 のバイアス供給回路の用いることにより、 能動素子の駆動電圧を降下さ せることなく、 かつ、 半導体集積回路装置の占有面積の増大を抑制しつ つ、 バイアス供給回路が接続される半導体集積回路装置の外部のバイァ ス供給回路のィンピーダンス変化による特性変化を抑制し、 不要利得の 低減、 安定度の向上といった有利な効果を得ることができる。
特に、 本発明の半導体集積回路装置は、 ミリ波通信システムへと半導 体集積回路装置の用途を拡大する上で寄与するところが大である。
なお、 実施例 1〜 7を含む第 1〜第 3の実施形態においては、 誘電体 基板として G a A s基板を用いたが、 本発明はかかる実施形態に限定さ れるものではなく、 G a N基板、 I n P基板を用いてもよい。 また、 誘 電体基板として、 酸化物などからなる絶縁体基板を用いてもよい。 さら に、 「誘電体基板」 や 「半導体基板」 という語句は、 必ずしも厳密な意 味で用いられていない。 G a A s基板は、 「半絶縁性基板」 といわれる こともあり、不純物をドープすると半導体基板として機能する。よって、 本発明の基板としては、 高周波線路の基本構造に応じて各種の基板を用 いることができる。
上記説明から、 当業者にとっては、 本発明の多くの改良や他の実施形 態が明らかである。 従って、 上記説明は、 例示としてのみ解釈されるべ きであり、 本発明を実行する最良の態様を当業者に教示する目的で提供 されたものである。 本発明の精神を逸脱することなく、 その構造及び/ 又は機能の詳細を実質的に変更できる。 〔産業上の利用の可能性〕
本発明に係る伝送線路は、 半導体集積回路に用いられる伝送線路とし て有用である。
本発明に係る半導体集積回路は、 増幅器、 ミキサ、 周波数通倍器、 ス イッチ、 アツテネ一夕、 分周器、 直交変調器等を構成する半導体集積回 路として有用である。

Claims

請 求 の 範 囲
1. 信号配線と、
誘電体層を挟んで前記信号配線に対向する抵抗層と、
前記抵抗層に電気的に接続された接地用導体とを備え、
前記信号配線を所定周波数の高周波信号が伝送される際に、 前記誘電 体層によって前記信号配線と前記抵抗層との間に形成された容量を介し て前記抵抗層に誘起される高周波電流が、 前記抵抗層、 及び前記抵抗層 と前記接地用導体との間を流れる際に発生する単位長さあたりの抵抗を 付加抵抗と定義し、 前記高周波電流が前記接地用導体を流れる際に発生 する単位長さあたりの抵抗を接地抵抗とした定義した場合に、 前記付加 抵抗が前記接地抵抗よりも大きい、 伝送線路。
2. 前記抵抗層の長さが前記高周波信号の上限周波数の信号の実効波 長 λの 1 Z 1 6以上である、 請求の範囲第 1項記載の伝送線路。
3. 前記抵抗層を構成する材料の導電率が前記接地用導体の導電率よ り小さい、 請求の範囲第 1項記載の伝送線路。
4. 前記抵抗層を構成する材料の導電率が l X l O S S Zm以上 I X 1 07 S/m以下である、 請求の範囲第 1項記載の伝送線路。
5. 前記抵抗層を構成する材料の導電率が 1 X 1 03 S Zm以上 1 X 1 05 S/m以下である、 請求の範囲第 4項記載の伝送線路。
6. 前記抵抗層が、 クロム、 ニッケルクロム合金、 鉄一クロム合金、 タリウム、 クロム一酸化珪素複合体、 チタン、 不純物含有半導体、 及び ポリシリコンの多結晶又は非晶質半導体の中から選択された少なくとも 1つの材料で構成されている、 請求の範囲第 1項記載の伝送線路。
7 . 前記抵抗層の幅が前記信号配線の幅より大きい、 請求の範囲第 1 項記載の伝送線路。
8 . 前記抵抗層はその全幅に渡って前記信号配線に対向するよう形成 されている、 請求の範囲第 7項記載の伝送線路。
9 . 前記誘電体層の上面に前記信号配線が形成され、
前記基板と前記誘電体層との間に前記抵抗層が形成され、
前記基板の下面に前記接地用導体が形成され、
前記抵抗層が前記基板を貫通する貫通導体によって前記接地用導体に 接続されている、 請求の範囲第 8項記載の伝送線路。
1 0 . 前記貫通導体が前記抵抗層の縁部に形成されている、 請求の範 囲第 9項記載の伝送線路。
1 1 . 複数の前記貫通導体が前記抵抗層の長さ方向に間隔を有して形 成されている、 請求の範囲第 9項記載の伝送線路。
1 2 . 前記誘電体層の上面に前記信号配線が形成され、
前記基板と前記誘電体層との間に前記抵抗層が形成され、
前記誘電体層の上面に前記接地用導体が形成され、
前記抵抗層が前記誘電体層を貫通する貫通導体によって前記接地用導 体に接続されている、 請求の範囲第 8項記載の伝送線路。
1 3 . 前記基板と前記誘電体層との間に前記信号配線が形成され、 前記誘電体層の上面に前記抵抗層が形成され、
前記誘電体層の上面に前記接地用導体が前記抵抗層に接続されるよう に形成されている、 請求の範囲第 8項記載の伝送線路。
1 4 . 1以上の能動素子が配置された主信号回路と、 伝送線路を有 し該伝送線路を通じて前記主信号回路にバイアスを供給するためのバイ ァス供給回路とを備え、
前記伝送線路の少なくとも一部が、 請求の範囲第 8項記載の伝送線路 で構成されている、 半導体集積回路装置。
1 5 . 前記伝送線路が、 前記主信号回路に接続された第 1の伝送線 路と該第 1の伝送線路に接続された第 2の伝送線路とを有し、 前記第 1 の伝送線路がコプレーナ線路又はマイクロストリツプ線路で構成され、 前記第 1の伝送線路が前記伝送線路の少なく とも一部で構成され、 前記 第 1の伝送線路の前記主信号回路側の端がバイパスコンデンサを介して 接地端子に接続されている、 請求の範囲第 1 4項記載の半導体集積回路
1 6 . 前記半導体集積回路装置は、 前記 1以上の能動素子として 1つ の増幅用トランジス夕を有する 1段の高周波増幅器であり、
前記バイアス供給回路は、 前記主信号回路の前記能動素子よりも前段 側である入力側回路と、 前記主信号回路の前記能動素子よりも後段側で ある出力側回路とのうちの少なくとも 1つのバイアス供給回路である、 請求の範囲第 1 4項記載の半導体集積回路装置。
1 7 . 前記半導体集積回路装置は、 前記 1以上の能動素子として複数 の増幅用トランジス夕を有する複数段の高周波増幅器であり、
前記バイアス供給回路は、 前記主信号回路の前記能動素子よりも前段 側である入力側回路と、 前記主信号回路の前記能動素子よりも後段側で ある出力側回路と、 前記複数の増幅用トランジスタ間の段間回路とのう ちの少なくとも 1つのバイアス供給回路である、 請求の範囲第 1 6項記 載の半導体集積回路装置。
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