WO2004008623A1 - Umrichter zum drehzahlvariablen betreiben eines kondensatormotors und verfahren zum steuern eines kondensatormotors - Google Patents

Umrichter zum drehzahlvariablen betreiben eines kondensatormotors und verfahren zum steuern eines kondensatormotors Download PDF

Info

Publication number
WO2004008623A1
WO2004008623A1 PCT/DK2003/000467 DK0300467W WO2004008623A1 WO 2004008623 A1 WO2004008623 A1 WO 2004008623A1 DK 0300467 W DK0300467 W DK 0300467W WO 2004008623 A1 WO2004008623 A1 WO 2004008623A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
voltage
capacitor
phase shift
converter
capacitor motor
Prior art date
Application number
PCT/DK2003/000467
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Florin Lungeanu
Original Assignee
Danfoss Drives A/S
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Danfoss Drives A/S filed Critical Danfoss Drives A/S
Priority to AU2003236825A priority Critical patent/AU2003236825A1/en
Publication of WO2004008623A1 publication Critical patent/WO2004008623A1/de

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/04—Single phase motors, e.g. capacitor motors

Definitions

  • Inverter for variable-speed operation of a capacitor motor and method for controlling a capacitor motor
  • the invention relates to a converter for variable-speed operation of a capacitor motor, which has a main winding and an auxiliary circuit which has an auxiliary winding with an upstream capacitor, the converter supplying the main winding with a first AC voltage and the auxiliary circuit with a second AC voltage which is one of the desired frequency corresponding frequency, and to a method for controlling a capacitor motor, which has a main winding and an auxiliary circuit with an auxiliary winding and a capacitor connected in series with the auxiliary winding, by means of a control device which provides a first alternating voltage to the main winding and a to the auxiliary circuit second AC voltage.
  • a converter and a method of this type are known from US Pat. No. 6,121,749.
  • the capacitor remains switched on throughout the entire speed range.
  • the first and second AC voltages always remain in phase. If the speed is to be reduced below the nominal value, the amplitude and frequency of the first AC voltage on the main winding are reduced, while the amplitude of the second AC voltage is kept constant at the maximum value (approximately at the value of the mains AC voltage). This is supposed to increase the capacitive resistance of the capacitor at low speeds to improve the operating behavior of the motor. Because the capacitor remains switched on, it is avoided that the second voltage on the auxiliary winding has to be selected to be greater than the mains alternating voltage. At the same time, the starting torque is increased.
  • a reversal of the direction of rotation is also not possible.
  • the starting or starting torque is not high when the second voltage is kept in phase with the first voltage at a low frequency.
  • the torque of the motor pulsates because the current flowing through the auxiliary winding increases, but its phase position is out of control.
  • the capacitor motor has poor efficiency at low speeds.
  • the disadvantage of this method occurs at speeds above the nominal speed if both AC voltages are limited to the nominal value and have to remain in phase.
  • the resistance of the capacitor is lower at these high speeds (frequencies) than at the nominal frequency, and the current flowing through the auxiliary winding can reach an impermissibly high value at high speeds. Since the phase shift of the currents flowing through the main winding and the auxiliary winding is also out of control here, the pulsating torque increases in direct proportion to the frequency, and the maximum continuous torque drops sharply above the nominal speed.
  • the invention is based on the object of converting a converter and a method of the type mentioned at the beginning. admit, in which the influence of the changing resistance (the reactance) of the capacitor in the auxiliary circuit due to the frequency change on the operating behavior of the capacitor motor is largely balanced.
  • this object is achieved in that the converter can be controlled in such a way that the AC voltages on the main winding and the auxiliary circuit have a phase shift with respect to one another, the sign of which, at operating frequencies above a frequency threshold, is opposite to that at below the frequency threshold Is operating frequencies, and in terms of method, the control device causes a phase shift between the first and the second AC voltage as a function of the frequency of the AC voltage.
  • the frequency threshold value determines when the phase shift between the two alternating voltages changes its sign.
  • the frequency threshold is a practical measure for describing the course of the phase shift ⁇ as a function of the frequency f.
  • the two AC voltages can be in phase at the frequency threshold. This is preferred in order to achieve a continuous transition from one sign to the opposite.
  • the alternative would be a sudden transition, e.g. from -15 ° to + 15 °.
  • An optimal phase shift ⁇ of the two alternating voltages with regard to the highest possible efficiency of the motor and / or its load can be created with knowledge of the motor and / or load parameters, i.e. using a model. For example, In a system of capacitor motor and pump, a ⁇ -f characteristic curve is stored in the converter before commissioning, which ensures that the optimum efficiency is always used during operation. Several characteristic curves for different loads can be saved. Alternatively, the converter can calculate the efficiency-optimal phase shift ⁇ during operation, so to speak in real time.
  • An advantageous embodiment of the converter can be that it has an inverter operated with a DC voltage with three series circuits connected in parallel to the DC voltage, each of which has two controllable switching elements connected in series, with the connections of the switching elements of the first and the second series - hensciens the first AC voltage and between the connections of the switching elements of the second and third series circuit, the second AC voltage is removable, and that the inverter has a control device by which the switching elements can be controlled such that the phase shift ⁇ of the two AC voltages in the by the equation
  • the phase shift ⁇ between the first and the second AC voltage can be used for the capacitor motor by means of a conventional pulse-controlled inverter in a bridge circuit, as is usually used for a three-phase asynchronous motor.
  • the modulation indices m and a can be chosen within the limits of 0 to 1. It is preferably ensured that the first alternating voltage can be reduced when the capacitor motor is started and is phase-shifted with respect to the second alternating voltage and that the second alternating voltage can be set constant to its maximum value. This ensures that the starting torque is increased when it is needed.
  • the second AC voltage can be reduced when the capacitor motor is started.
  • the result of this is that the starting current is reduced, which protects the engine, but while maintaining an acceptable starting torque. Protection is particularly desirable when an unknown motor is connected.
  • the capacitor can be short-circuited by a controllable switching element when starting, that the first AC voltage has the same amplitude as the AC voltage on the auxiliary winding and that the phase shift ⁇ is close to 90 °. This ensures that the starting torque is increased significantly. Although no starting torque is achieved that is comparable to that of a capacitorless motor, a considerable increase compared to known capacitor motors driven by converters is nevertheless achieved.
  • FIG. 1 shows a schematic circuit diagram of a control device in the form of an inverter with a converter according to the invention and a capacitor motor connected to it,
  • Fig. 2 is a vector diagram of the voltages and currents in a known capacitor motor without
  • FIG. 3 shows a vector diagram of the voltages and currents in a capacitor motor according to the invention
  • FIG. 7 is a flowchart for determining the duty cycle and the dead time of switching pulses of the switching elements of the bridge circuit according to FIG. 1 as a function of the selected frequency (speed) and the choice of the modulation indices m and a,
  • Fig. 10 shows a possible dependence of the phase shift ⁇ on the desired frequency to achieve maximum efficiency of the capacitor motor and / or its connected load
  • FIG 11 shows the dependency of the starting torque of the capacitor motor according to the invention on the frequency (speed) in comparison to the known capacitor motors.
  • a capacitor motor 1 is connected to a control device 2, which controls its AC operating voltages with a variable frequency in accordance with its desired speed.
  • the stator of the capacitor motor has a main winding 3 and an auxiliary circuit 4, which has an auxiliary winding 5 in series with a capacitor 6, but the capacitor 6 is not arranged inside the stator.
  • a controllable switching element 7 is located parallel to the capacitor 6.
  • the switching element 7 can be a semiconductor switching element, for example a transistor.
  • the control device 2 contains a converter 8, which converts the frequency of the alternating voltage of an alternating voltage source 9 into a first alternating voltage x (the underlining of individual electrical variables is intended to indicate a pointer representation) on the main winding 3 and a second alternating voltage U 2 on the auxiliary circuit 4 converts for the operation of the capacitor motor 1.
  • the converter 8 contains a rectifier 10 (with a smoothing circuit which has a smoothing capacitor and possibly a smoothing coil), which rectifies the AC voltage of the AC voltage source 9 into a DC voltage U, and an inverter 11, which converts the DC voltage U into the two AC voltages Ui and U 2 formed .
  • the inverter 11 contains three series circuits 12, 13 and 14 which are connected in parallel to the DC voltage U and each have two controllable switching elements 15 and 16 connected in series. A free-wheeling diode is antiparallel to each switching element 15, 16 connected.
  • the inverter 11 also has a control device 24, by means of which the switching elements 15, 16 can be controlled in such a way that the two alternating voltages U_ ⁇ and U 2 are phase-shifted relative to one another.
  • control device 24 controls the switching elements 15 and 16 in such a way that the alternating voltages Ui and U 2 both have the frequency f corresponding to the desired speed of the capacitor motor 1.
  • FIG. 2 illustrates a known case of controlling the speed of a capacitor motor as shown in FIG. 1.
  • the two AC voltages Ui and U 2 are not phase-shifted relative to one another, regardless of their frequency f. If the frequency f changes (as shown) when the switching element 7 is open, the reactivities of the windings 3 and 5 and of the capacitor 6 also change, while the amount of current I_ ⁇ flowing through the main winding 3 changes when the frequency changes - ll -
  • a phase shift ⁇ is provided between the two AC voltages U x and U 2 according to FIG. 3 as a function of the frequency of the two AC voltages.
  • phase shift ⁇ ⁇ of the two currents I_ ⁇ and I_ 2 is almost about 90 °, the currents in both windings taking into account the turn ratio N, ie their flooding, are almost the same. This leads to a lower pulsation of the torque and a higher efficiency of the capacitor motor 1.
  • phase shift ⁇ should be negative at frequencies below a frequency threshold, preferably the nominal frequency (to compensate for an increase in capacitor resistance) and positive at frequencies above the frequency threshold (to compensate for the decrease in capacitor resistance).
  • the absolute value of the phase shift ⁇ depends on the parameters of the motor and the properties or characteristics of the load on its shaft.
  • the second alternating voltage U 2 should preferably have a much larger amplitude than the (maximum) nominal value which results, for example, from the mains alternating voltage. But even by adjusting the phase shift ⁇ and
  • the second AC voltage U 2 need not be kept at the maximum value. Rather, it can be somewhat smaller in some frequency ranges. This improves the operating behavior of the capacitor motor at low speeds, in particular the starting torque.
  • the capacitor 6 can be short-circuited in a low frequency range by the switching element 7, the switching element 7 being closed by a switching signal from the control device 24.
  • the omission of the capacitor 6 is realistic at low speeds because the required auxiliary alternating voltage U (which is then equal to the second alternating voltage U 2 ) is normally lower than the mains voltage, given the usual winding conditions of the respective capacitor motor.
  • the main advantage is a significantly higher starting torque.
  • the bidirectinal switching element 7 can remain closed up to the maximum permissible frequency (if the required auxiliary alternating voltage U H is selected to be greater than the mains voltage or due to other restrictions).
  • the direction of rotation can be reversed in a simple manner, for example by reversing the second AC voltage U 2 .
  • the embodiment of the control device 2 shown in FIG. 1 has the advantage that a conventional one for three-phase motors for controlling the single-phase capacitor motor 1 can largely be adopted.
  • the currents I_ and I_ 2 flowing through the main winding 3 and the auxiliary winding 5 are different, other nominal values of the switching elements 15, 16 can be selected in each series circuit 12, 13 and 14, so that the costs can be reduced.
  • the smoothing circuit in the rectifier 10 can be of simple construction: normally a smoothing capacitor is sufficient to keep the costs low, and it is possible to use a conventional pulse duration modulation method to control the switching elements 15, 16 in such a way that that the desired AC voltages Ui and U 2 in the transverse branches of the bridge circuit between the connections 21 and 22 of the switching elements 15, 16 of the first series circuit 12 and the switching elements 15, 16 of the second series circuit 13 and between the connections 22 and 23 of the
  • phase shift ⁇ is possible with any amplitudes of the first AC voltage U x and / or the second AC voltage U 2 .
  • the modulation method according to the invention described below is based on a suitable choice of the modulation indices of the first AC voltage U x and the second AC voltage U 2 , ie the ratio of their peak value (their amplitude) to the DC voltage U.
  • the modulation index of the first voltage Ui is therefore denoted by m and the modulation index of the second AC voltage U 2 with a, then applies
  • the character "" denotes the peak or maximum value (the amplitude) of the respective AC voltage and U the DC voltage at the output of the rectifier 10.
  • each series circuit 12, 13 and 14 the switching elements 15, 16 have their own duty cycle, with which the ratio of their duty cycle to the respective switching period is designated.
  • This duty cycle n is can change between 0 and 1 for pulse duration modulation.
  • the pulse duty factor in the second series circuit 13 the voltage U 22 between the connection 22 and the line 25 corresponds to db
  • Ui and u 2 are the voltages Ui and U 2 related to U, ie dimensionless quantities.
  • Equation G15 must apply to all angles ⁇ «t. Dissolve it after ⁇ , then you get for the phase shift
  • FIG. 4 shows in graphical form the relationship between the phase shift ⁇ and the modulation indices when both modulation indices m and a change between 0 and 1. 4 shows that with a phase shift of less than 60 ° all values for both modulation indices are possible. If the phase shift is greater than 60 °, up to an upper limit of 180 °, the modulation indices m and a must be reduced in order to remain in the restricted range determined by equation G14. In general, therefore, the further the modulation indices are reduced, the greater the phase shift ⁇ can be.
  • a three-phase inverter therefore limits the possible value for the phase shift ⁇ in relation to the Size of the first AC voltage Ui, but in practice this is not a real disadvantage.
  • the reason for this can be seen in the fact that with most single-phase induction motors and their loads, the optimal value of the phase shift ⁇ lies in the inner region, which is shown in FIG. 5.
  • a larger capacitance of the capacitor 6 is selected (compared to the nominal value of an operating capacitor), then the second AC voltage U 2 need not have the maximum value at some frequencies.
  • modulation index m Since the relationship between phase shift ⁇ , modulation index m and also the modulation index a strongly depends on the motor impedances and the load characteristic on the motor shaft, a generally applicable modulation method is required, according to which it is possible to generate a two-phase voltage system if the Restriction according to equation G14 is taken into account. This modulation method is shown in Fig. 7 and is explained in more detail below.
  • the alternating voltages Ui and U 2 required for the operation of the capacitor motor can be put together in the form of the mean value of the pulse-duration-modulated voltage pulses according to the algorithm shown in FIG. 7.
  • FIG. 8 An example of the result of this algorithm is shown in Fig. 8, which illustrates all three duty cycles in order to achieve a phase shift of 50 °.
  • the curve shapes of these duty cycles are rather complicated, but sinusoidal alternating voltages with the desired phase shift result, as is shown in FIG. 9.
  • the sine curves in FIG. 9 correspond to the fundamental wave of the pulse-duration-modulated voltages.
  • FIG. 11 shows an example of the dependency of the starting torque M of a capacitor motor 1 controlled according to the invention as a function of the frequency of its operating alternating voltages or its rotational speed if the capacitor 6 is short-circuited during the start and the second alternating voltage U 2 is the same Value of how the first AC voltage Ui is regulated down, in comparison to the course of the starting torques Mi, M 2 and M 3 in known controls of capacitor motors, with M x being the course of the starting torque of a conventional capacitor motor, with M 2 being the course of the Starting torque in a capacitor motor according to US Pat. No. 6,121,749 and M 3 denotes the course for a motor without a capacitor.
  • the course M 3 can be achieved, for example, in that the capacitor of a conventional capacitor motor is short-circuited when starting, that is to say put out of operation.
  • the control torque according to the invention according to the curve course M does not result in the same starting torque as with M 3 , but the operating alternating voltage of the capacitor motor is considerably lower in the control according to the invention. This protects the motor and does not expose it to high voltages. This is particularly advantageous if a motor that is already in use is to be retrofitted with a converter according to the invention and the nominal data of the motor are not all known. Because the "soft start" prevents an overload of the motor.

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Steuern eines Kondensatormotors und einen Umrichter (8) zum drehzahlvariablen Betreiben eines Kondensatormotors (1), der eine Hauptwicklung (3) und eine Hilfsschaltung enthalt (4). Der Umrichter (8) fuehrt der Hauptwicklung (3) eine erste Wechselspannung (U1) und der Hilfsschaltung (4) eine zweite Wechselspannung (U2) mit einer der gewuenschten Drehzahl entsprechenden Frequenz zu. Der Umrichter (8) ist derart steuerbar, dass die an der Hauptwicklung (3) und der Hilfsschaltung (4) liegenden Wechselspannungen (U1, U2) eiee Phasenverschiebung (PSI) aufweisen, deren Vorzeichen bei Betriebsfrequenzen oberhalb eines Frequenz-Schwellwerts entgegengesetzt zu dem bei unterhalb des Frequenz-Schwellwerts liegenden Betriebsfrequenzen ist.

Description

Umrichter zum drehzahlvariablen Betreiben eines Kondensator- motors und Verfahren zum Steuern eines Kondensatormotors
Die Erfindung bezieht sich auf einen Umrichter zum drehzahlvariablen Betreiben eines Kondensatormotors, der eine Hauptwicklung und eine Hilfsschaltung aufweist, die eine Hilfswicklung mit vorgeschaltetem Kon- densator aufweist, wobei der Umrichter der Hauptwicklung eine erste Wechselspannung und der Hilfsschaltung eine zweite WechselSpannung zuführt, die eine der gewünschten Drehzahl entsprechende Frequenz aufweisen, und auf ein Verfahren zum Steuern eines Kondensatormo- tors, der eine Hauptwicklung und eine Hilfsschaltung mit einer Hilfswicklung und einem zur Hilfswicklung in Reihe geschalteten Kondensator aufweist, mittels einer Steuervorrichtung, die der Hauptwicklung eine erste Wechselspannung und der Hilfsschaltung eine zweite WechselSpannung zuführt.
Ein Umrichter und ein Verfahren dieser Art sind aus der US 6 121 749 bekannt. Dort bleibt der Kondensator im gesamten Drehzahlbereich stets eingeschaltet. Ferner bleiben die erste und zweite WechselSpannung stets in Phase. Wenn die Drehzahl unter den Nennwert abgesenkt werden soll, werden die Amplitude und Frequenz der ersten WechselSpannung an der Hauptwicklung verringert, während die Amplitude der zweiten WechselSpannung auf dem Maximalwert (etwa bei dem Wert der Netzwechselspannung) konstant gehalten wird. Dadurch soll der Anstieg des kapazitiven Widerstands des Kondensators bei niedrigen Drehzahlen ausgeglichen werden, um das Betriebs- verhalten des Motors zu verbessern. Dadurch, daß der Kondensator eingeschaltet bleibt, wird vermieden, daß die zweite Spannung an der Hilfswicklung größer als die NetzwechselSpannung gewählt werden muß. Gleichzeitig wird das Anlaufdrehmoment erhöht. Eine Drehrichtungsumkehr ist ebenfalls nicht möglich. Das Anlaß- oder Anlaufdrehmoment ist jedoch nicht hoch, wenn die zweite Spannung mit der ersten Spannung bei niedriger Frequenz in Phase gehalten wird. Das Drehmoment des Motors pulsiert, weil der durch die Hilfswicklung fließende Strom ansteigt, seine Phasenlage jedoch außer Kontrolle ist. Außerdem hat der Kondensatormotor bei niedrigen Dreh- zahlen einen schlechten Wirkungsgrad. Ein weiterer
Nachteil dieses Verfahrens tritt bei oberhalb der Nenndrehzahl liegenden Drehzahlen auf, wenn beide Wechsel- Spannungen auf den Nennwert begrenzt und in Phase bleiben müssen. Der Widerstand des Kondensators ist bei diesen hohen Drehzahlen (Frequenzen) kleiner als bei der Nennfrequenz, und der durch die Hilfswicklung fließende Strom kann bei hohen Drehzahlen einen unzulässigen hohen Wert erreichen. Da die Phasenverschiebung der durch die Hauptwicklung und die Hilfswicklung fließenden Ströme auch hierbei außer Kontrolle ist, steigt das pulsierende Drehmoment direkt proportional zur Frequenz an, und das maximale kontinuierliche Drehmoment fällt oberhalb der Nenndrehzahl stark ab.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Umrichter und ein Verfahren der eingangs genannten Art an- zugeben, bei denen der Einfluß des sich aufgrund der Frequenzänderung ändernden Widerstands (der Reaktanz) des Kondensators in der Hilfsschaltung auf das Betriebsverhalten des Kondensatormotors weitgehend ausge- glichen ist.
Erfindungsgemäß ist diese Aufgabe dadurch gelöst, daß der Umrichter derart steuerbar ist, daß die an der Hauptwicklung und der Hilfsschaltung liegenden Wechsel- Spannungen eine Phasenverschiebung gegeneinander aufweisen, deren Vorzeichen bei Betriebsfrequenzen oberhalb eines Frequenz-Schwellwerts entgegengesetzt zu dem bei unterhalb des Frequenz-Schwellwerts liegenden Betriebsfrequenzen ist, und daß verfahrensmäßig die Steu- ervorrichtung eine Phasenverschiebung zwischen der ersten und der zweiten WechselSpannung in Abhängigkeit von der Frequenz der WechselSpannung bewirkt.
Bei dieser Lösung läßt sich die durch die frequenzab- hängige Änderung des Widerstands des Kondensators in der Hilfsschaltung bewirkte Änderung der Phasenverschiebung zwischen den Strömen in der Hauptwicklung und der Hilfsschaltung weitgehend rückgängig machen, so daß ihre Phasenverschiebung zumindest in der Nähe des bei der jeweiligen Drehzahl günstigsten Wertes bleibt, da die Ströme und die durch sie erzeugten magnetischen Felder das jeweilige Drehfeld maßgeblich beeinflussen. Der Frequenz-Schwellwert bestimmt hierbei, wann die Phasenverschiebung zwischen beiden WechselSpannungen ihr Vorzeichen ändert. Der Frequenz-Schwellwert ist ein praktisches Maß zum Beschreiben des Verlaufs der Phasenverschiebung ψ in Abhängigkeit von der Frequenz f.
Die beiden Wechselspannungen können bei dem Frequenz- Schwellwert in Phase sein. Dies wird bevorzugt, um einen kontinuierlichen Übergang von einem Vorzeichen zum Entgegengesetzten zu erreichen. Die Alternative wäre ein sprunghafter Übergang, z.B. von -15° zu +15°.
Eine optimale Phasenverschiebung Ψ der beiden Wechsel- Spannungen im Hinblick auf einen möglichst hohen Wirkungsgrad des Motors und/oder dessen Last kann bei Kenntnis der Motor- und/oder Last-Parameter erstellt werden, d.h. unter Verwendung eines Modells. So kann z.B. in einem System von Kondensatormotor und Pumpe eine Ψ-f-Kennlinie vor Inbetriebnahme im Umrichter gespeichert werden, wodurch sichergestellt wird, daß während des Betriebs immer der optimale Wirkungsgrad benutzt wird. Es können mehrere Kennlinien für verschie- dene Lasten gespeichert werden. Alternativ kann der Umrichter während des Betriebs, sozusagen in Echtzeit, die wirkungsgradoptimale Phasenverschiebung Ψ errechnen.
Eine vorteilhafte Ausgestaltung des Umrichters kann darin bestehen, daß er einen mit einer Gleichspannung betriebenen Wechselrichter mit drei parallel an der Gleichspannung liegenden Reihenschaltungen aufweist, die jeweils zwei in Reihe geschaltete, steuerbare Schaltelemente aufweisen, wobei zwischen den Verbindungen der Schaltelemente der ersten und der zweiten Rei- henschaltung die erste WechselSpannung und zwischen den Verbindungen der Schaltelemente der zweiten und der dritten Reihenschaltung die zweite Wechselspannung abnehmbar ist, und daß der Wechselrichter eine Steuereinrichtung aufweist, durch die die Schaltelemente derart steuerbar sind, daß die Phasenverschiebung Ψ der beiden WechselSpannungen in dem durch die Gleichung
Figure imgf000007_0001
bestimmten Bereich liegt, wobei m der ModulationsIndex der ersten WechselSpannung und a der Modulationsindex der zweiten WechselSpannung ist und die Modulationsin- dices jeweils das Verhältnis des Spitzenwertes der betreffenden WechselSpannung zur Betriebsgleichspannung des Wechselrichters darstellen. Auf diese Weise kann die Phasenverschiebung Ψ zwischen der ersten und der zweiten Wechselspannung mittels eines herkömmlichen impulsgesteuerten Wechselrichters in Brückenschaltung, wie er üblicherweise für einen Dreiphasen-Asynchronmotor verwendet wird, für den Kondensatormotor verwendet werden.
Wenn dann die Phasenverschiebung Ψ zwischen +60° und -60° liegt, können die Modulationsindices m und a innerhalb der Grenzen von 0 bis 1 beliebig gewählt werden. Vorzugsweise ist dafür gesorgt, daß die erste Wechsel- Spannung beim Anlassen des Kondensatormotors verringerbar und gegenüber der zweiten WechselSpannung phasenverschoben ist und die zweite Wechselspannung auf ihren Maximalwert konstant einstellbar ist. Dadurch wird erreicht, daß das Anlaßmoment erhöht wird, wenn es benötigt wird.
Wird hingegen kein hohes Anlaßmoment verlangt, so kann die zweite WechselSpannung beim Anlassen des Kondensatormotors verringert werden. Dadurch wird erreicht, daß der Anlaßstrom reduziert wird, wodurch der Motor geschützt wird, aber unter Beibehaltung eines akzeptablen Anlaßmoments. Der Schutz ist besonders dann erwünscht, wenn ein nicht bekannter Motor angeschlossen ist.
Sodann kann dafür gesorgt sein, daß der Kondensator beim Anlassen durch ein steuerbares Schaltelement kurzgeschlossen werden kann, daß die erste Wechselspannung die gleiche Amplitude wie die WechselSpannung an der Hilfswicklung aufweist und daß die Phasenverschiebung Ψ nahe bei 90° liegt. Dadurch wird erreicht, daß das Anlaßmoment wesentlich erhöht wird. Obwohl kein Anlaßmoment erreicht wird, das mit dem eines kondensatorlo- sen Motors vergleichbar ist, so wird doch ein beachtlicher Anstieg gegenüber bekannten, über Umrichter angetriebenen Kondensatormotoren erreicht .
Außerdem kann dafür gesorgt sein, daß beim Anlassen des Kondensatormotors die Amplituden der beiden Wechsel- Spannungen nahezu gleich sind und ihre Phasenverschie- bung 90° oder weniger beträgt. Dadurch wird erreicht, daß ein relativ hohes Anlaßmoment möglich ist .
Die Erfindung und ihre Weiterbildungen werden nachste- hend anhand der beiliegenden Zeichnungen eines bevorzugten Ausführungsbeispiels näher beschrieben. Darin stellen dar:
Fig. 1 ein schematisches Schaltbild einer Steuervor- richtung in Form eines Wechselrichters mit einem erfindungsgemäßen Umrichter und eines daran angeschlossenen Kondensatormotors,
Fig. 2 ein Zeigerdiagramm der Spannungen und Ströme bei einem bekannten Kondensatormotor ohne
Phasenverschiebung zwischen den Wechselspannungen an Hauptwicklung und Hilfsschaltung,
Fig. 3 ein Zeigerdiagramm der Spannungen und Ströme bei einem erfindungsgemäßen Kondensatormotor,
Fig. 4 den Zusammenhang zwischen den Modulationsin- dices m, a und der Phasenverschiebung Ψ der an Hauptwicklung und Hilfsschaltung eines Kondensatormotors bei der erfindungsgemäßen
Art der Steuerung des Motors über einen Drei- phasen-Wechselrichter in Brückenschaltung liegenden Wechselspannungen, die
Fig. 5 und 6 den Zusammenhang zwischen der Phasenverschiebung Ψ und dem einen Modulationsin- dex m bei verschiedenen Werten des anderen Modulationsindex a,
Fig. 7 ein Ablaufdiagramm zur Bestimmung des Tast- verhältnisses und der Totzeit von Schaltimpulsen der Schaltelemente der Brückenschaltung nach Fig. 1 in Abhängigkeit von der gewählten Frequenz (Drehzahl) und der Wahl der Modulationsindices m und a,
Fig. 8 und 9 die Tastverhältnisse und resultierenden WechselSpannungen für einen bestimmten Betriebsfall, wenn die Brückenschaltung nach Fig. 1 nach dem in Fig. 7 darge- stellten Verfahren gesteuert wird,
Fig. 10 eine mögliche Abhängigkeit der Phasenverschiebung Ψ von der gewünschten Frequenz zur Erzielung eines maximalen Wirkungsgrads des Kondensatormotors und/oder seiner angeschlossenen Last, und
Fig. 11 die Abhängigkeit des Anlaufdrehmoments des erfindungsgemäßen Kondensatormotors von der Frequenz (Drehzahl) im Vergleich zu dem bekannter Kondensatormotoren.
Nach Fig. 1 ist ein Kondensatormotor 1 an einer Steuervorrichtung 2 angeschlossen, die seine Betriebs-Wech- selspannungen mit veränderbarer Frequenz entsprechend seiner gewünschten Drehzahl steuert . Der Ständer des Kondensatormotors hat eine Hauptwicklung 3 und eine Hilfsschaltung 4, die eine Hilfswicklung 5 in Reihe mit einem Kondensator 6 aufweist, wobei der Kondensator 6 jedoch nicht innerhalb des Ständers angeordnet ist. Parallel zum Kondensator 6 liegt ein steuerbares Schaltelement 7. Bei dem Schaltelement 7 kann es sich um ein Halbleiter-Schaltelement, zum Beispiel einen Transistor, handeln.
Die Steuervorrichtung 2 enthält einen Umrichter 8, der die Frequenz der WechselSpannung einer Wechselspannungsquelle 9 in eine erste WechselSpannung x (die Unterstreichung einzelner elektrischer Größen soll hier auf eine Zeigerdarstellung hinweisen) an der Hauptwicklung 3 und eine zweite WechselSpannung U2 an der Hilfs- schaltung 4 für den Betrieb des Kondensatormotors 1 umwandelt .
Der Umrichter 8 enthält einen Gleichrichter 10 (mit einer Glättungsschaltung, die einen Glättungskondensator und gegebenenfalls eine Glättungsspule aufweist) , der die Wechselspannung der Wechselspannungsquelle 9 in eine Gleichspannung U gleichrichtet, und einen Wechsel- richter 11, der die Gleichspannung U in die beiden WechselSpannungen Ui und U2 umformt. Zu diesem Zweck enthält der Wechselrichter 11 drei parallel an der Gleichspannung U liegende Reihenschaltungen 12, 13 und 14, die jeweils zwei in Reihe geschaltete, steuerbare Schaltelemente 15 und 16 aufweisen. Zu jedem Schaltelement 15, 16 ist jeweils eine Freilaufdiode antiparallel geschaltet. Zwischen den Verbindungen 21, 22 der Schaltelemente 15, 16 der ersten und der zweiten Reihenschaltung 12, 13 ist die erste Wechselspannung U_ι und zwischen den Verbindungen 22, 23 der Schaltelemente 15, 16 der zweiten und der dritten Reihenschaltung 13, 14 die zweite WechselSpannung U2 abnehmbar. Der Wechselrichter 11 weist ferner eine Steuereinrichtung 24 auf, durch die die Schaltelemente 15, 16 derart steuerbar sind, daß die beiden WechselSpannungen U_ι und U2 relativ zueinander phasenverschoben sind.
Ferner steuert die Steuereinrichtung 24 die Schaltelemente 15 und 16 so, daß die WechselSpannungen Ui und U2 beide die der gewünschten Drehzahl des Kondensatormo- tors 1 jeweils entsprechende Frequenz f aufweisen.
Warum erfindungsgemäß eine Phasenverschiebung Ψ zwischen den beiden WechselSpannungen Ux und U2 bewirkt wird, sei nachstehend anhand der in den Fig. 2 und 3 dargestellten Zeigerdiagramme erläutert.
Fig. 2 stellt einen bekannten Fall der Steuerung der Drehzahl eines Kondensatormotors dar, wie er in Fig. 1 dargestellt ist. Dort sind die beiden WechselSpannungen Ui und U2 unabhängig von ihrer Frequenz f nicht relativ zueinander phasenverschoben. Wenn sich bei geöffnetem Schaltelement 7 (wie dargestellt) die Frequenz f ändert, ändern sich mithin auch die Blindwiderstände der Wicklungen 3 und 5 sowie des Kondensators 6. Während sich der Betrag des durch die Hauptwicklung 3 fließenden Stroms I_ι bei einer Änderung der Frequenz der an - l l -
der Hauptwicklung 3 liegenden ersten WechselSpannung U^ ändert, bleibt seine Phasenverschiebung gegenüber der WechselSpannung Ux weitgehend unverändert, wenn man den ohmschen Widerstand der Hauptwicklung 3 vernachlässigt. Dagegen ändert sich nicht nur der Betrag des durch die Hilfsschaltung 4 fließenden Stromes I_2, sondern auch seine Phasenverschiebung gegenüber der zweiten Wechsel- Spannung U2 im Sinne einer noch stärkeren Voreilung gegenüber der zweiten WechselSpannung U2, weil der kapa- zitive Widerstand des Kondensators 6 in dem zur Anwendung kommenden Frequenzbereich normalerweise sehr viel größer als der induktive Widerstand der Hilfswicklung 5 ist, wenn man beispielsweise eine Kapazität C des Kondensators von 10 μF und eine Induktivität L der Wick- lung 5 von etwa 1 mH bei einer Betriebsfrequenz von etwa 50 Hz, die etwa zwischen 10 Hz und 70 Hz geändert wird, zugrundelegt .
Wenn man davon ausgeht, daß die Ströme Iχ und I_2 im Idealfalle eine Phasenverschiebung φ∑ von etwa 90° aufweisen, vergrößert sich diese Phasenverschiebung bei einer Verringerung der Frequenz f deutlich, je kleiner die Frequenz f wird, wenn man wiederum den ohmschen Widerstand der Hilfswicklung 5 vernachlässigt. Die Folge ist, daß der Kondensatormotor sich nicht gleichmäßig dreht, sondern sein Drehmoment stark pulsiert (mit dem doppelten der jeweils eingestellten Drehzahl) , weil das Drehfeld in Abhängigkeit von seinem Drehwinkel immer weiter in Richtung auf eine Ellipsenform von der idea- len Kreisform abweicht. Zwar läßt sich gegebenenfalls die durch den Anstieg des Widerstands 1/ωC des Konden- sators (ω = 2 πf) bedingte Abnahme des Stroms I_2 bei abnehmender Frequenz f gegebenenfalls dadurch ausgleichen, daß die WechselSpannung U2 entsprechend erhöht wird, doch ist diese Erhöhung der WechselSpannung in der Regel begrenzt, wenn sie aus der Netzwechselspannung gewonnen wird und man aus Kostengründen auf eine Aufwärtstransformation mittels eines Transformators verzichten möchte oder muß. Der niedrige Strom aufgrund des hohen Widerstands bei geringer Frequenz bzw. Dreh- zahl hat darüber hinaus zur Folge, daß das Anlaufdreh- moment gering ist.
Bei der erfindungsgemäßen Lösung wird dagegen eine Phasenverschiebung Ψ zwischen den beiden Wechselspannun- gen Ux und U2 gemäß Fig. 3 in Abhängigkeit von der Frequenz der beiden WechselSpannungen vorgesehen. Dadurch ergibt sich bei verschiedenen Beträgen (Amplituden) der beiden Spannungen U_ι und U2 wie im Falle der Fig. 2 eine höhere Spannung Uc am Kondensator 6, so daß der Win- kel φH,ι zwischen der Spannung UH an der Hilfswicklung 5 und der Spannung U_ι an der Hauptwicklung 3 , im Gegensatz zu dem bekannten Fall nach Fig. 2, nahezu den optimalen Wert von 90° aufweist und die beiden Spannungen UH und Ux nahezu das optimale Verhältnis aufweisen, das gleich dem Verhältnis N der Windungszahlen der beiden Wicklungen 3 und 5 ist. Daher ist auch die Phasenverschiebung φτ der beiden Ströme I_ι und I_2 nahezu etwa 90°, wobei auch die Stromstärken in beiden Wicklungen unter Berücksichtigung des Windungsverhältnisses N, d.h. ihre Durchflutungen, nahezu gleich sind. Dies führt zu einer geringeren Pulsierung des Drehmoments und einem höheren Wirkungsgrad des Kondensatormotors 1.
Es gibt zwar kein allgemeines Verfahren zur Einstellung der Phasenverschiebung Ψ in Abhängigkeit von der Betriebsfrequenz (oder Drehzahl) , weil die Anzahl der Windungen bei den verschiedenen Einphasen-Motoren, die elektrischen Parameter und die Arten ihrer mechanischen Belastungen unterschiedlich sind. In den meisten prak- tischen Fällen sollte die Phasenverschiebung Ψ jedoch bei Frequenzen unterhalb eines Frequenz-Schwellwerts, vorzugsweise der Nennfrequenz, negativ sein (um eine Zunahme des Kondensatorwiderstands auszugleichen) und bei oberhalb des Frequenzschwellwerts positiv sein (um die Abnahme des Kondensatorwiderstands auszugleichen) . Der absolute Wert der Phasenverschiebung Ψ hängt von den Parametern des Motors und den Eigenschaften bzw. Kennlinien der Belastung an seiner Welle ab.
Das Ausmaß der Verbesserung des Betriebsverhaltens des
Motors hängt ebenfalls von seinen Parametern und der Kennlinie der Belastung ab und ist am deutlichsten bei Ventilatoren und Pumpen als Belastung, deren Drehzahl- Drehmoment-Kennlinie einen quadratischen Verlauf auf- weist. Vorzugsweise sollte die zweite WechselSpannung U2 für einen vollständigen Ausgleich der Zunahme des Kondensatorwiderstands eine sehr viel größere Amplitude als den (maximalen) Nennwert aufweisen, der sich beispielsweise aus der NetzwechselSpannung ergibt. Aber selbst durch Einstellung der Phasenverschiebung Ψ und
Einhaltung der verfügbaren Spannung als zweite Wechsel- Spannung U2, ergibt sich eine beachtliche Verbesserung des Betriebsverhaltens des Kondensatormotors hinsichtlich des Antriebs verschiedener Arten von Lasten.
Wenn die Kapazität des Kondensators 6 größer als der für die Nennbelastung berechnete Wert ist und der Kondensatormotor mit dem gleichen Nennwert der Betriebsspannung wie bei einer herkömmlichen Kondensatormotor- Anordnung betrieben wird, braucht die zweite Wechsel- Spannung U2 nicht auf dem Maximalwert gehalten zu werden. Vielmehr kann sie in einigen Frequenzbereichen etwas kleiner sein. Dadurch wird das Betriebsverhalten des Kondensatormotors bei niedrigen Drehzahlen, insbesondere das Anlaufdrehmoment, verbessert.
Bei dem in Fig. 2 dargestellten Ausführungsbeispiel kann der Kondensator 6 in einem niedrigen Frequenzbereich durch das Schaltelement 7 kurzgeschlossen werden, wobei das Schaltelement 7 durch ein Schaltsignal der Steuereinrichtung 24 geschlossen wird. Das Weglassen des Kondensators 6 ist bei niedrigen Drehzahlen realistisch, weil die erforderliche Hilfswechselspannung U (die dann gleich der zweiten WechselSpannung U2 ist) normalerweise - bei den üblichen Windungsverhältnissen des jeweiligen Kondensatormotors - niedriger als die Netzspannung ist. Dadurch ergibt sich als Hauptvorteil ein erheblich höheres Anlaufdrehmoment . Wenn sich der Wirkungsgrad des Kondensatormotors 1 als nicht hinreichend hoch erweist, wenn der Maximalwert der zweiten WechselSpannung U2 eingestellt und sie gleichzeitig gegenüber der ersten Wechselspannung U_ι phasenverschoben wird, dann kann das bidirektinale Schaltelement 7 bis zur maximal zulässigen Frequenz geschlossen bleiben (wenn die erforderliche HilfswechselSpannung UH größer als die Netzspannung gewählt wird, oder aufgrund ande- rer Einschränkungen) .
Die Drehrichtung läßt sich auf einfache Weise umkehren, indem beispielsweise die zweite WechselSpannung U2 umgekehrt wird.
Die in Fig. 1 dargestellte Ausführungsform der Steuervorrichtung 2 hat den Vorteil, daß eine für Drei- Phasen-Motoren übliche zur Steuerung des einphasigen Kondensatormotors 1 weitgehend übernommen werden kann. Da jedoch die durch die Hauptwicklung 3 und die Hilfs- wicklung 5 fließenden Ströme I_ und I_2 unterschiedlich sind, können andere Nennwerte der Schaltelemente 15, 16 in jeder Reihenschaltung 12, 13 und 14 gewählt werden, so daß sich die Kosten verringern lassen. Ein weiterer Vorteil ist, daß die Glättungsschaltung im Gleichrichter 10 einfach aufgebaut sein kann: Normalerweise genügt ein Glättungskondensator, um die Kosten niedrig zu halten, und es ist möglich, ein herkömmliches Pulsdauermodulationsverfahren anzuwenden, um die Schaltelemen- te 15, 16 so zu steuern, daß sich die gewünschten Wechselspannungen Ui und U2 in den Querzweigen der Brückenschaltung zwischen den Verbindungen 21 und 22 der Schaltelemente 15, 16 der ersten Reihenschaltung 12 und der Schaltelemente 15, 16 der zweiten Reihenschaltung 13 sowie zwischen den Verbindungen 22 und 23 der
Schaltelemente 15 und 16 der zweiten Reihenschaltung 13 und der Verbindung 23 der Schaltelemente 15, 16 der dritten Reihenschaltung 14 mit der gewünschten Amplitude und Phasenverschiebung Ψ ergeben.
Hierbei ist allerdings zu beachten, daß nicht jede beliebige Phasenverschiebung Ψ bei beliebigen Amplituden der ersten WechselSpannung Ux und/oder der zweiten WechselSpannung U2 möglich ist.
Das nachstehend beschriebene erfindungsgemäße Modulationsverfahren basiert auf einer passenden Wahl der Modu- lationsindices der ersten WechselSpannung Ux und der zweiten WechselSpannung U2, d.h. das Verhältnis ihres Spitzenwertes (ihrer Amplitude) zur Gleichspannung U. Bezeichnet man mithin den Modulationsindex der ersten Spannung Ui mit m und den Modulationsindex der zweiten WechselSpannung U2 mit a, dann gilt
Figure imgf000018_0001
a = Ü2/U [G2]
wobei das Zeichen " " den Spitzen- oder Maximalwert (die Amplitude) der jeweiligen WechselSpannung und U die Gleichspannung am Ausgang des Gleichrichters 10 be- zeichnet.
In jeder Reihenschaltung 12, 13 und 14 haben die Schaltelemente 15, 16 ihr eigenes Tastverhältnis, mit der das Verhältnis ihrer Einschaltdauer zu der jeweili- gen Schaltperiode bezeichnet wird. Dieses Tastverhält- nis kann sich bei der Pulsdauermodulation zwischen 0 und 1 ändern.
Nachstehend wird das Tastverhältnis in der ersten Rei- henschaltung 12, das der Spannung U2i zwischen der Verbindung 21 und der Leitung 25 entspricht, mit da, das Tastverhältnis in der zweiten Reihenschaltung 13, das der Spannung U22 zwischen der Verbindung 22 und der Leitung 25 entspricht, mit db und das Tastverhältnis in der dritten Reihenschaltung 14, das der Spannung U23 zwischen der Verbindung 23 und der Leitung 25 entspricht, mit de bezeichnet.
Mit diesen Definitionen gilt
U2ι = da«U [G3]
U22 = db«U [G4]
U23 = dc»U [G5]
Mit diesen Gleichungen G3 bis G5 erhält man dann
Ui = U2ι - U22 = ( da - db) «U [G6 ]
U2 = U23 - U22 = ( de - db) «U [G7 ]
Berücksichtigt man ferner, daß die WechselSpannungen Ux und U2 angenähert sinusförmig sein sollen, dann ergibt sich aus den Gleichungen Gl, G2 , G6 und G7
Ui = (da - db) »U = m*U*cos (ω*t) [G8] U2 = (de - db) »U = a«U*cos(ω»t + Ψ) [G9] Darin ist mit ω die Kreisfrequenz 2πf, mit t die Zeit und mit Ψ die gewünschte Phasenverschiebung zwischen den beiden WechselSpannungen Ui und U2 bezeichnet, wobei f die gewünschte Frequenz ist .
Dividiert man beide Gleichungen G8 und G9 durch U, dann erhält man
Ui = (da'- db) = m«cos(ω*t) [G10] u2 = (de - db) = a»cos(ω*t + Ψ) [Gll]
wobei Ui und u2 jeweils die auf U bezogenen Spannungen Ui und U2, also dimensionslose Größen sind.
Die Schwierigkeit besteht nun darin, die richtigen Werte für das Tastverhältnis db zu finden, so daß seine Änderung zwischen 0 und 1 liegt, aber gleichzeitig die beiden anderen Tastverhältnisse da und de zwischen 0 und 1 bleiben, wobei für da und de die nachstehenden Gleichungen gelten:
da = db + m«cos (ω«t) = db + Ui [G12] de = db + a»cos (ωt + Ψ) = db + u2 [G13]
Durch Umformung der Gleichungen G12 und G13 läßt sich zeigen, daß ein direkter Zusammenhang zwischen dem Modulationsindex m, dem Modulationsindex a und der Phasenverschiebung Ψ besteht, bei denen die Gleichungen G12 und G13 immer erfüllt sind: Subtrahiert man Gleichung G 13 von Gleichung G12 , so erhält man:
Uι-u2 = m*cos (ω*t) -a»cos (ω«t + Ψ) = da-dc [G14]
Da die Tastverhältnisse da, db und de immer zwischen 0 und 1 liegen, liegt Uι-u2 theoretisch zwischen -2 und +2, während der Term da-dc wegen dieser Grenzen der Tastverhältnisse zwischen -1 und +1 liegen muß.
Es sei unterstellt, daß der mittlere Term der Gleichung G14 die Schnittfläche dieser beiden Bereiche ist, dann gilt die nachstehende Gleichung:
|m»cos(ω»t) -a*cos (ω*t - Ψ) | < 1 [G15]
Gleichung G15 muß für alle Winkel ω«t gelten. Löst mach sie nach Ψ auf, dann erhält man für die Phasenverschiebung
Figure imgf000021_0001
Mit anderen Worten, bei vorbestimmten Werten von m und a gibt es einen Grenzwert für die Phasenverschiebung ψ gemäß Gleichung G 16.
Fig. 4 stellt in grafischer Form den Zusammenhang zwischen der Phasenverschiebung Ψ und den Modulationsin- dices dar, wenn sich beide Modulationsindices m und a zwischen 0 und 1 ändern. Aus Fig. 4 ergibt sich, daß bei einer Phasenverschiebung von weniger als 60° alle Werte für beide Modulationsindices möglich sind. Wenn die Phasenverschiebung größer als 60° ist, bis zu einer oberen Grenze von 180°, müssen die Modulationsindices m und a verringert werden, um in dem durch die Gleichung G14 bestimmten eingeschränkten Bereich zu bleiben. Generell gilt daher, je weiter die Modulationsindices verringert werden, um so größer kann die Phasenver- Schiebung Ψ sein.
In der Praxis sind viele Kombinationen der Modulationsindices m und a, unter Einhaltung des eingeschränkten Bereiches für die Phasenverschiebung Ψ, möglich. Fig. 5 veranschaulicht jedoch den für die Erfindung repräsentativen Fall. So stellt Fig. 5 den Grenzwert für die Phasenverschiebung Ψ in Abhängigkeit von dem Modulationsindex m der ersten WechselSpannung Ui dar, wenn die zweite WechselSpannung U2 auf dem Maximalwert (a = 1) gehalten wird. Auch hier zeigt sich, daß bei einer kleineren Phasenverschiebung Ψ als 60° jeder Wert für die erste WechselSpannung Ui (der gleichbedeutend mit dem Wert m ist) möglich ist, während bei Phasenverschiebungen oberhalb von 60° der Modulationsindex m fortlaufend verringert werden muß. Die maximale Phasenverschiebung Ψ beträgt 90°, wenn die erste Wechselspannung Ui = 0 ist (bei m = 0) .
Ein Dreiphasenwechselrichter schränkt daher den für die Phasenverschiebung Ψ möglichen Wert in Bezug auf die Größe der ersten WechselSpannung Ui ein, doch ist dies in der Praxis kein echter Nachteil . Der Grund dafür ist darin zu sehen, daß bei den meisten Einphasen-Induktionsmotoren und ihren Belastungen der optimale Wert der Phasenverschiebung Ψ in dem inneren Bereich liegt, der in Fig. 5 dargestellt ist. Wenn darüber hinaus eine größere Kapazität des Kondensators 6 (im Vergleich zu dem Nennwert eines Betriebskondensators) gewählt wird, dann braucht die zweite WechselSpannung U2 bei einigen Frequenzen nicht den Maximalwert aufzuweisen. Selbst wenn dieser Fall nicht die Regel ist, so veranschaulicht Fig. 6 was geschieht, wenn die zweite Wechsel- Spannung U2 bei 90 % ihres Maximalwertes (a = 0,9) gehalten wird. So zeigt Fig. 6, wie die maximal mögli- ehe Phasenverschiebung allmählich bis auf 180° geändert werden kann, wenn gleichzeitig die erste Wechselspannung Ui verringert wird.
Da der Zusammenhang zwischen Phasenverschiebung Ψ, Mo- dulationsIndex m und auch dem Modulationsindex a stark von den Motorimpedanzen und der Lastkennlinie an der Motorwelle abhängt, ist ein allgemein gültiges Modulationsverfahren erforderlich, nach dem es möglich ist, ein Zweiphasen-Spannungssystem zu erzeugen, wenn die Einschränkung gemäß Gleichung G14 berücksichtigt wird. Dieses Modulationsverfahren ist in Fig. 7 dargestellt und wird nachstehend ausführlicher erläutert.
Ausgehend von der gewünschten Frequenz f , werden die Werte für m, a und Ψ so gewählt, daß sich der maximale
Wirkungsgrad des Motors (in den meisten Fällen) , die geringste Pulsation des Drehmoments oder andere Kriterien ergeben. Dann werden die Koeffizienten DM und DA berechnet, bei denen es sich praktisch um die erste und zweite WechselSpannung in normierter (bezogener) Form handelt. Ein Entscheidungsblock vergleicht die Vorzeichen dieser Koeffizienten, und dann werden alle vier möglichen Fälle das Tastverhältnis db berechnet. Dann werden die beiden anderen Tastverhältnisse nach den Gleichungen G12 und G13 berechnet. Schließlich werden die Tastverhältnisse in Schaltimpulse für die Schaltelemente 15, 16 in an sich bekannter Weise umgeformt. Die Berechnungen und Umformungen bewirkt die Steuereinrichtung 24.
Wenn die Phasenverschiebung Ψ in den durch die Gleichung G16 definierten Grenzen gehalten wird, können nach dem in Fig. 7 dargestellten Algorithmus die erforderlichen WechselSpannungen Ui und U2 für den Betrieb des Kondensatormotors in Form des Mittelwerts der puls- dauermodulierten SpannungsImpulse zusammengesetzt werden. Ein Beispiel für das Ergebnis dieses Algorithmus ist in Fig. 8 dargestellt, die alle drei Tastverhältnisse veranschaulicht, um eine Phasenverschiebung von 50° zu erreichen. Im Gegensatz zum Stand der Technik sind die Kurvenformen dieser Tastverhältnisse zwar ziemlich kompliziert, dennoch ergeben sich sinusförmige WechselSpannungen mit der gewünschten Phasenverschiebung, wie es in Fig. 9 dargestellt ist. Die Sinuskurven in Fig. 9 entsprechen der Grundwelle der pulsdauermodu- lierten Spannungen. Der in Fig. 10 dargestellte Verlauf der Phasenverschiebung Ψ in Abhängigkeit von der Frequenz der Wechsel- Spannungen Ux und U2 veranschaulicht, daß der Wechsel des Vorzeichens der Phasenverschiebung Ψ auch bei ei- ner anderen Frequenz als der Nennfrequenz, hier 60 Hz, erfolgen kann, um beispielsweise einen möglichst hohen Wirkungsgrad des Kondensatormotors und/oder seiner Last, eines Ventilators oder einer Pumpe, zu erzielen. Im dargestellten Fall wechselt das Vorzeichen bei etwa 52 Hz.
Fig. 11 zeigt ein Beispiel für die Abhängigkeit des Anlauf-Drehmoments M eines erfindungsgemäß gesteuerten Kondensatormotors 1 in Abhängigkeit von der Frequenz seiner Betriebs-Wechselspannungen bzw. seiner Drehzahl, wenn der Kondensator 6 während des Anlaufs kurzgeschlossen und die zweite WechselSpannung U2 auf den gleichen Wert wie die erste WechselSpannung Ui heruntergeregelt wird, im Vergleich zum Verlauf der Anlauf- Drehmomente Mi, M2 und M3 bei bekannten Steuerungen von Kondensatormotoren, wobei mit Mx der Verlauf des Anlauf-Drehmoments eines herkömmlichen Kondensatormotors, mit M2 der Verlauf des Anlauf-Drehmoments bei einem Kondensatormotor gemäß der US-PS 6 121 749 und mit M3 der Verlauf für einen Motor ohne Kondensator bezeichnet ist. Der Verlauf M3 kann z.B. dadurch erreicht werden, daß der Kondensator eines herkömmlichen Kondensatormotors beim Anlauf kurzgeschlossen, d.h. außer Betrieb gesetzt wird. Bei der erfindungsgemäßen Steuerung gemäß dem Kurvenverlauf M ergibt sich zwar nicht das gleich große Anlaufdrehmoment wie bei M3, doch ist die Betriebswechselspannung des Kondensatormotors bei der erfindungsge- mäßen Steuerung erheblich kleiner. Der Motor wird dadurch geschont und keiner hohen Spannungsbeanspruchung ausgesetzt. Dies ist besonders dann von Vorteil, wenn ein bereits im Einsatz befindlicher Motor mit einem erfindungsgemäßen Umrichter nachgerüstet werden soll und die Nenndaten des Motors nicht alle bekannt sind. Denn durch den "weichen Anlauf" wird eine Überlastung des Motors verhindert .
Zur Ermittlung der drei Drehmoment-Kennlinien nach Fig. 11 ist jeweils der gleiche Motor, der gleiche Kondensator und die gleiche Betriebsgleichspannung verwendet worden.

Claims

Patentansprüche
1. Umrichter (8) zum drehzahlvariablen Betreiben ei- nes Kondensatormotors (1) , der eine Hauptwicklung
(3) und eine Hilfsschaltung (4) aufweist, die eine Hilfswicklung (5) mit vorgeschaltetem Kondensator
(6) aufweist, wobei der Umrichter (8) der Haupt- wicklung (3) eine erste WechselSpannung (Ux) und der Hilfsschaltung (4) eine zweite Wechselspannung
(U2) zuführt, die eine der gewünschten Drehzahl entsprechende Frequenz aufweisen, dadurch gekennzeichnet, daß der Umrichter (8) derart steuerbar ist, daß die an der Hauptwicklung (3) und der Hilfsschaltung (4) liegenden WechselSpannungen
(Ui, U2) eine Phasenverschiebung Ψ gegeneinander aufweisen, deren Vorzeichen bei Betriebsfrequenzen oberhalb eines Frequenz-Schwellwerts entgegengesetzt zu dem bei unterhalb des Frequenz-Schwel1- werts liegenden Betriebsfrequenzen ist.
2. Umrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden WechselSpannungen (UX/ u2) bei dem Frequenz-Schwellwert in Phase sind.
3. Umrichter nach Anspruch 1 oder 2 , dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenverschiebung ψ so steuerbar ist, daß ein optimaler oder möglichst optimaler Wirkungsgrad des Kondensatormotors und/oder einer angeschlossenen Last erreicht wird. Umrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Umrichter (8) einen mit einer Gleichspannung (U) betriebenen Wechselrichter (11) mit drei parallel an der Gleichspan- nung (U) liegenden Reihenschaltungen (12, 13, 14) aufweist, die jeweils zwei in Reihe geschaltete, steuerbare Schaltelemente (15, 16) aufweisen, wobei zwischen den Verbindungen (21, 22) der Schaltelemente (15, 16) der ersten und der zweiten Rei- henschaltung (12, 13) die erste WechselSpannung (Ui) und zwischen den Verbindungen (22, 23) der Schaltelemente (15, 16) der zweiten und der dritten Reihenschaltung (13, 14) die zweite Wechsel- Spannung (U2) abnehmbar ist, und daß der Wechsel- richter (11) eine Steuereinrichtung (24) aufweist, durch die die Schaltelemente (15, 16) derart steuerbar sind, daß die Phasenverschiebung Ψ der beiden WechselSpannungen (U_ι, U2) in dem durch die Gleichung
Figure imgf000028_0001
bestimmten Bereich liegt, wobei m der Modulationsindex der ersten Wechselspannung (Ux) und a der Modulationsindex der zweiten WechselSpannung (U2) ist und die Modulationsindices jeweils das Verhältnis des Spitzenwertes der betreffenden Wechselspannung (Ui; U2) zur Betriebsgleichspannung (U) des Wechselrichters (11) darstellen.
5. Umrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenverschiebung Ψ zwischen +60° und -60° liegt.
6. Umrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Wechselspannung (Ui) beim Anlassen des Kondensatormotors (1) verringerbar und gegenüber der zweiten Wechsel- Spannung (U2) phasenverschoben ist und die zweite WechselSpannung (U2) auf ihren Maximalwert konstant einstellbar ist.
7. Umrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Wechselspan- nung (U2) beim Anlassen des Kondensatormotors (1) verringerbar ist.
8. Umrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (6) beim Anlassen durch ein steuerbares Schaltelement (7) kurzgeschlossen werden kann, daß die erste WechselSpannung (Ux) die gleiche Amplitude wie die WechselSpannung (UH) an der Hilfswicklung (5) aufweist und daß die Phasenverschiebung Ψ nahe bei 90° liegt.
9. Verfahren zum Steuern eines Kondensatormotors (1) , der eine Hauptwicklung (3) und eine Hilfsschaltung
(4) mit einer Hilfswicklung (5) und einem zur Hilfswicklung (5) in Reihe geschalteten Kondensa- tor (6) aufweist, mittels einer Steuervorrichtung (2) , die der Hauptwicklung (3) eine erste Wechsel- spannung (Ui) und der Hilfsschaltung (4) eine zweite Wechselspannung (U2) zuführt, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuervorrichtung (2) eine Phasenverschiebung (Ψ) zwischen der ersten und der zweiten WechselSpannung (U_ι, U2) in Abhängigkeit von der Frequenz der Wechselspannungen (Ui, U2) bewirkt.
10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß beim Anlassen des Kondensatormotors (1) die Amplituden der beiden WechselSpannungen (U_ι, U2) nahezu gleich sind und ihre Phasenverschiebung 90° oder weniger beträgt .
PCT/DK2003/000467 2002-07-13 2003-07-03 Umrichter zum drehzahlvariablen betreiben eines kondensatormotors und verfahren zum steuern eines kondensatormotors WO2004008623A1 (de)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
AU2003236825A AU2003236825A1 (en) 2002-07-13 2003-07-03 Converter for rotational speed variable operation of a capacitor motor and method for controlling a capacitor motor

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE10231773.9 2002-07-13
DE2002131773 DE10231773B4 (de) 2002-07-13 2002-07-13 Umrichter zum drehzahlvariablen Betreiben eines Kondensatormotors und Verfahren zum Steuern eines Kondensatormotors

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2004008623A1 true WO2004008623A1 (de) 2004-01-22

Family

ID=30009955

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/DK2003/000467 WO2004008623A1 (de) 2002-07-13 2003-07-03 Umrichter zum drehzahlvariablen betreiben eines kondensatormotors und verfahren zum steuern eines kondensatormotors

Country Status (3)

Country Link
AU (1) AU2003236825A1 (de)
DE (1) DE10231773B4 (de)
WO (1) WO2004008623A1 (de)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1691476A1 (de) * 2005-02-11 2006-08-16 Grundfos Management A/S Zweiphasenpermanentmagnetmotor
RU2682242C1 (ru) * 2018-03-19 2019-03-18 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Липецкий государственный технический университет" Способ управления двухфазным электроприводом переменного тока с помощью трехфазного мостового инвертора

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8337166B2 (en) 2001-11-26 2012-12-25 Shurflo, Llc Pump and pump control circuit apparatus and method
US8540493B2 (en) 2003-12-08 2013-09-24 Sta-Rite Industries, Llc Pump control system and method
US7686589B2 (en) 2004-08-26 2010-03-30 Pentair Water Pool And Spa, Inc. Pumping system with power optimization
US8043070B2 (en) 2004-08-26 2011-10-25 Pentair Water Pool And Spa, Inc. Speed control
US8480373B2 (en) 2004-08-26 2013-07-09 Pentair Water Pool And Spa, Inc. Filter loading
US8469675B2 (en) 2004-08-26 2013-06-25 Pentair Water Pool And Spa, Inc. Priming protection
US7845913B2 (en) 2004-08-26 2010-12-07 Pentair Water Pool And Spa, Inc. Flow control
US8602745B2 (en) 2004-08-26 2013-12-10 Pentair Water Pool And Spa, Inc. Anti-entrapment and anti-dead head function
US7874808B2 (en) 2004-08-26 2011-01-25 Pentair Water Pool And Spa, Inc. Variable speed pumping system and method
US8019479B2 (en) 2004-08-26 2011-09-13 Pentair Water Pool And Spa, Inc. Control algorithm of variable speed pumping system
DE102005004061A1 (de) * 2005-01-21 2006-07-27 E.G.O. Elektro-Gerätebau GmbH Vorrichtung zur Steuerung eines Kondensatormotors und Lüftungsvorrichtung mit einer solchen Vorrichtung
ES2688385T3 (es) 2008-10-06 2018-11-02 Pentair Water Pool And Spa, Inc. Método para operar un sistema de seguridad de liberación de vacío
US9556874B2 (en) 2009-06-09 2017-01-31 Pentair Flow Technologies, Llc Method of controlling a pump and motor
US8564233B2 (en) 2009-06-09 2013-10-22 Sta-Rite Industries, Llc Safety system and method for pump and motor
US8436559B2 (en) 2009-06-09 2013-05-07 Sta-Rite Industries, Llc System and method for motor drive control pad and drive terminals
SG191067A1 (en) 2010-12-08 2013-08-30 Pentair Water Pool & Spa Inc Discharge vacuum relief valve for safety vacuum release system
CA2854162C (en) 2011-11-01 2019-12-24 Pentair Water Pool And Spa, Inc. Flow locking system and method
US9885360B2 (en) 2012-10-25 2018-02-06 Pentair Flow Technologies, Llc Battery backup sump pump systems and methods
CN111130420B (zh) * 2018-10-30 2021-11-09 辽宁开普医疗系统有限公司 一种数字化x线球管单相旋转阳极电机的双速控制方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3758837A (en) * 1969-05-28 1973-09-11 Oswald E Fa Circuit arrangement for infinite speed regulation of induction motors
US5218283A (en) * 1991-02-15 1993-06-08 York International Corporation AC motor drive system with a two phase power supply
US5796234A (en) * 1996-01-19 1998-08-18 Gas Research Institute Variable speed motor apparatus and method for forming same from a split capacitor motor
US20030043606A1 (en) * 2001-08-30 2003-03-06 Lipo Thomas A. Adjustable speed drive for single-phase induction motors

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6121749A (en) * 1998-05-11 2000-09-19 Work Smart Energy Enterprises, Inc. Variable-speed drive for single-phase motors
DE19843106B4 (de) * 1998-09-21 2005-08-18 Ebm-Papst Mulfingen Gmbh & Co. Kg System zur Drehzahlsteuerung von Wechselstrom-Motoren

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3758837A (en) * 1969-05-28 1973-09-11 Oswald E Fa Circuit arrangement for infinite speed regulation of induction motors
US5218283A (en) * 1991-02-15 1993-06-08 York International Corporation AC motor drive system with a two phase power supply
US5796234A (en) * 1996-01-19 1998-08-18 Gas Research Institute Variable speed motor apparatus and method for forming same from a split capacitor motor
US20030043606A1 (en) * 2001-08-30 2003-03-06 Lipo Thomas A. Adjustable speed drive for single-phase induction motors

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1691476A1 (de) * 2005-02-11 2006-08-16 Grundfos Management A/S Zweiphasenpermanentmagnetmotor
WO2006084566A1 (de) * 2005-02-11 2006-08-17 Grundfos Management A/S Zweiphasenpermanentmagnetmotor
US7821221B2 (en) 2005-02-11 2010-10-26 Grundfos Management A/S Two-phase permanent magnet motor
RU2682242C1 (ru) * 2018-03-19 2019-03-18 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Липецкий государственный технический университет" Способ управления двухфазным электроприводом переменного тока с помощью трехфазного мостового инвертора

Also Published As

Publication number Publication date
DE10231773B4 (de) 2005-02-24
DE10231773A1 (de) 2004-02-19
AU2003236825A1 (en) 2004-02-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2004008623A1 (de) Umrichter zum drehzahlvariablen betreiben eines kondensatormotors und verfahren zum steuern eines kondensatormotors
EP1305876B1 (de) Verfahren zur regelung einer elektrischen maschine mit pulswechselrichter
DE60001275T2 (de) Steuerung für einen matrix-gleichstromumrichter
DE112008001796B4 (de) Wechselrichtersystem und Steuerverfahren
DE60120664T2 (de) Pwm-frequenzwandler
DE1488096B2 (de) Wechselrichterschaltung
DE10326077A1 (de) Verfahren in Verbindung mit Umrichterbrücken
EP1199794A2 (de) Verfahren zum Betrieb eines Matrixkonverters sowie Matrixkonverter zur Durchführung des Verfahrens
DE2305251B2 (de) Erreger-einrichtung fuer einen selbsterregten asynchron-generator
EP1561273B1 (de) VERFAHREN ZUM BETRIEB EINES MATRIXKONVERTERS SOWIE GENERATOR MIT MATRIXKONVERTER ZUR DURCHFüHRUNG DIESES VERFAHREN
DE102013017654B3 (de) Verfahren zur Regelung einer Drehfeldmaschine mit einem Matrixumrichter
DE10059334A1 (de) Bedämpfung von Resonanzüberhöhhungen bei einem an einem Umrichter mit Spannungszwischenkreis betriebenen elektrischen Motor durch angepasste Impedanz gegen Erde am Motorsternpunkt sowie korrespondierender elektrischer Motor
WO2021160791A1 (de) Bestimmung von filterparametern in einem wechselrichter
DE102016003738A1 (de) Zwischenkreisspannungsabhängige Rückspeiseenergiebegrenzung für elektrische Antriebe
DE102015224586A1 (de) Arbeitspunktbestimmung einer Synchronmaschine
EP1211788A1 (de) Bedämpfung von Resonanzüberhöhungen bei einem an einem Umrichter mit Spannungszwischenkreis betriebenen elektrischen Motor
WO2021018827A1 (de) Steuereinrichtung, wechselrichter, anordnung mit einem wechselrichter und einer elektrischen maschine, verfahren zum betreiben eines wechselrichters sowie computerprogramm
WO2005114830A1 (de) Frequenzumformeinrichtung für einen windenergiepark sowie verfahren zum betrieb einer solchen einrichtung
DE102019002715A1 (de) Umwandlungseinrichtung für elektrische energie und verfahren zum steuern einer umwandlungseinrichtung für elektrische energie
EP1298781B1 (de) Stromrichterschaltungsanordnung sowie Verfahren zur Anpassung einer variablen Gleichspannung
DE102008031268A1 (de) Verfahren und Vorrichtung zum Betreiben einer Asynchronmaschine
DE19500847A1 (de) Verfahren und Schaltungsanordung zum Betreiben eines Drehfelderregten Stromrichtermotors
EP1280267B1 (de) Universeller elektronischer Leistungssteller mit variabler Zwischenkreisspannung
EP2786473B1 (de) Verfahren und schaltung zum austausch von leistung zwischen einem mehrphasigen wechselspannungssystem und einem elektrischen teilnehmer
DE2508374A1 (de) Einphasen-induktionsmotor

Legal Events

Date Code Title Description
AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AM AT AU BA BG BR BY CA CH CN CZ DE DK EE ES FI GB GE HR HU IL IN IS JP KR KZ LT LU LV MD MK MX NO NZ PL PT RO RU SE SG SK TR UA US UZ VN YU ZA

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AM AZ BY KG KZ MD RU TJ TM AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IT LU MC NL PT RO SE SI SK TR

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
DFPE Request for preliminary examination filed prior to expiration of 19th month from priority date (pct application filed before 20040101)
122 Ep: pct application non-entry in european phase
NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: JP

WWW Wipo information: withdrawn in national office

Country of ref document: JP