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Die
Erfindung bezieht sich auf einen Umrichter zum drehzahlvariablen
Betreiben eines Kondensatormotors, der eine Hauptwicklung und eine
Hilfsschaltung aufweist, die eine Hilfswicklung mit vorgeschaltetem Kondensator
aufweist, wobei der Umrichter der Hauptwicklung eine erste Wechselspannung
und der Hilfsschaltung eine zweite Wechselspannung zuführt, die
eine der gewünschten
Drehzahl entsprechende Frequenz aufweisen, und auf ein Verfahren
zum Steuern eines Kondensatormotors, der eine Hauptwicklung und eine
Hilfsschaltung mit einer Hilfswicklung und einem zur Hilfswicklung
in Reihe geschalteten Kondensator aufweist, mittels einer Steuervorrichtung,
die der Hauptwicklung eine erste Wechselspannung und der Hilfsschaltung
eine zweite Wechselspannung zuführt.
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Ein
Umrichter und ein Verfahren dieser Art sind aus der
US 6 121 749 bekannt. Dort bleibt
der Kondensator im gesamten Drehzahlbereich stets eingeschaltet.
Ferner bleiben die erste und zweite Wechselspannung stets in Phase.
Wenn die Drehzahl unter den Nennwert abgesenkt werden soll, werden
die Amplitude und Frequenz der ersten Wechselspannung an der Hauptwicklung
verringert, während
die Amplitude der zweiten Wechselspannung auf dem Maximalwert (etwa
bei dem Wert der Netzwechselspannung) konstant gehalten wird. Dadurch
soll der Anstieg des kapazitiven Widerstands des Kondensators bei
niedrigen Drehzahlen ausgeglichen werden, um das Betriebsverhalten
des Motors zu verbessern. Dadurch, daß der Kondensator eingeschaltet
bleibt, wird vermieden, daß die
zweite Spannung an der Hilfswicklung größer als die Netzwechselspannung
gewählt
werden muß.
Gleichzeitig wird das Anlaufdrehmoment erhöht. Eine Drehrichtungsumkehr
ist ebenfalls nicht möglich.
Das Anlaß-
oder Anlaufdrehmoment ist jedoch nicht hoch, wenn die zweite Spannung
mit der ersten Spannung bei niedriger Frequenz in Phase gehalten
wird. Das Drehmoment des Motors pulsiert, weil der durch die Hilfswicklung
fließende
Strom ansteigt, seine Phasenlage jedoch außer Kontrolle ist. Außerdem hat
der Kondensatormotor bei niedrigen Drehzahlen einen schlechten Wirkungsgrad.
Ein weiterer Nachteil dieses Verfahrens tritt bei oberhalb der Nenndrehzahl
liegenden Drehzahlen auf, wenn beide Wechselspannungen auf den Nennwert
begrenzt und in Phase bleiben müssen.
Der Widerstand des Kondensators ist bei diesen hohen Drehzahlen
(Frequenzen) kleiner als bei der Nennfrequenz, und der durch die
Hilfswicklung fließende
Strom kann bei hohen Drehzahlen einen unzulässigen hohen Wert erreichen.
Da die Phasenverschiebung der durch die Hauptwicklung und die Hilfswicklung
fließenden
Ströme
auch hierbei außer Kontrolle
ist, steigt das pulsierende Drehmoment direkt proportional zur Frequenz
an, und das maximale kontinuierliche Drehmoment fällt oberhalb
der Nenndrehzahl stark ab.
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Aus
der
DE 198 43 106
A1 ist eine Vorrichtung zum drehzahlvariablen Betreiben
eines Kondensatormotors bekannt, bei der eine Hauptwicklung und
eine Hilfsschaltung, bestehend aus einer Reihenschaltung von Hilfswicklung
und Kondensator, mit unabhängig
voneinander steuerbaren Spannungen versorgt werden. Betrag, Frequenz
und Phasenlage dieser Spannungen werden durch die Veränderung
der Zündwinkel
zweier Triacs beeinflußt.
Ergänzend
wird auch auf die Möglichkeit
der Verwendung entsprechend angesteuerter, pulsdauermodulierter
Wechselstromsteller hingewiesen. Die Phasenlage zwischen den Spannungen
an der Hauptwicklung und an der Hilfsschaltung ist über die
Zündwinkel
der Triacs frei einstellbar. Die Zündwinkel können entweder on-line in Abhängigkeit
von der Drehzahl variiert oder vorab zur Optimierung der Drehmoment-Drehzahlkennlinie
ermittelt werden. Da beim Kondensatormotor die Drehzahl direkt von
der Frequenz der Versorgungsspannung abhängt, bewirkt diese drehzahlabhängige Änderung
der Zündwinkel
eine frequenzabhängige Änderung
der Phasenlage zwischen beiden Spannungen.
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Der
Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Umrichter und ein Verfahren
der eingangs genannten Art anzugeben, bei denen der Einfluß des sich
aufgrund der Frequenzänderung ändernden
Widerstands (der Reaktanz) des Kondensators in der Hilfsschaltung
auf das Betriebsver halten des Kondensatormotors weitgehend ausgeglichen
ist.
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Erfindungsgemäß ist diese
Aufgabe dadurch gelöst,
daß der
Umrichter derart steuerbar ist, daß die an der Hauptwicklung
und der Hilfsschaltung liegenden Wechselspannungen eine Phasenverschiebung
gegeneinander aufweisen, deren Vorzeichen bei Betriebsfrequenzen
oberhalb eines Frequenz-Schwellwerts entgegengesetzt zu dem bei
unterhalb des Frequenz-Schwellwerts liegenden Betriebsfrequenzen
ist, und daß verfahrensmäßig die
Steuervorrichtung eine Phasenverschiebung zwischen der ersten und
der zweiten Wechselspannung in Abhängigkeit von der Frequenz der
Wechselspannung bewirkt.
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Bei
dieser Lösung
läßt sich
die durch die frequenzabhängige Änderung
des Widerstands des Kondensators in der Hilfsschaltung bewirkte Änderung
der Phasenverschiebung zwischen den Strömen in der Hauptwicklung und
der Hilfsschaltung weitgehend rückgängig machen,
so daß ihre
Phasenverschiebung zumindest in der Nähe des bei der jeweiligen Drehzahl
günstigsten
Wertes bleibt, da die Ströme
und die durch sie erzeugten magnetischen Felder das jeweilige Drehfeld
maßgeblich
beeinflussen. Der Frequenz-Schwellwert bestimmt hierbei, wann die
Phasenverschiebung zwischen beiden Wechselspannungen ihr Vorzeichen ändert. Der
Frequenz-Schwellwert ist ein praktisches Maß zum Beschreiben des Verlaufs
der Phasenverschiebung Ψ in
Abhängigkeit
von der Frequenz f.
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Die
beiden Wechselspannungen können
bei dem Frequenz-Schwellwert
in Phase sein. Dies wird bevorzugt, um einen kontinuierlichen Übergang
von einem Vorzeichen zum Entgegengesetzten zu erreichen. Die Alternative
wäre ein
sprunghafter Übergang,
z.B. von –15° zu +15°.
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Eine
optimale Phasenverschiebung Ψ der
beiden Wechselspannungen im Hinblick auf einen möglichst hohen Wirkungsgrad
des Motors und/oder dessen Last kann bei Kenntnis der Motor- und/oder
Last-Parameter erstellt werden, d.h. unter Verwendung eines Modells.
So kann z.B. in einem System von Kondensatormotor und Pumpe eine Ψ-f-Kennlinie
vor Inbetriebnahme im Umrichter gespeichert werden, wodurch sichergestellt wird,
daß während des
Betriebs immer der optimale Wirkungsgrad benutzt wird. Es können mehrere
Kennlinien für
verschiedene Lasten gespeichert werden. Alternativ kann der Umrichter
während
des Betriebs, sozusagen in Echtzeit, die wirkungsgradoptimale Phasenverschiebung Ψ errechnen.
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Eine
vorteilhafte Ausgestaltung des Umrichters kann darin bestehen, daß er einen
mit einer Gleichspannung betriebenen Wechselrichter mit drei parallel
an der Gleichspannung liegenden Reihenschaltungen aufweist, die
jeweils zwei in Reihe geschaltete, steuerbare Schaltelemente aufweisen,
wobei zwischen den Verbindungen der Schaltelemente der ersten und
der zweiten Reihenschaltung die erste Wechselspannung und zwischen
den Verbindungen der Schaltelemente der zweiten und der dritten
Reihenschaltung die zweite Wechselspannung abnehmbar ist, und daß der Wechselrichter
eine Steuereinrichtung aufweist, durch die die Schaltelemente derart
steuerbar sind, daß die
Phasenverschiebung Ψ der
beiden Wechselspannungen in dem durch die Gleichung
bestimmten Bereich liegt,
wobei m der Modulationsindex der ersten Wechselspannung und a der
Modulationsindex der zweiten Wechselspannung ist und die Modulationsindices
jeweils das Verhältnis
des Spitzenwertes der betreffenden Wechselspannung zur Betriebsgleichspannung
des Wechselrichters darstellen. Auf diese Weise kann die Phasenverschiebung Ψ zwischen
der ersten und der zweiten Wechselspannung mittels eines herkömmlichen
impulsgesteuerten Wechselrichters in Brückenschaltung, wie er üblicherweise
für einen
Dreiphasen-Asynchronmotor verwendet wird, für den Kondensatormotor verwendet
werden.
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Wenn
dann die Phasenverschiebung Ψ zwischen
+60° und –60° liegt, können die
Modulationsindices m und a innerhalb der Grenzen von 0 bis 1 beliebig
gewählt
werden.
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Vorzugsweise
ist dafür
gesorgt, daß die
erste Wechselspannung beim Anlassen des Kondensatormotors verringerbar
und gegenüber
der zweiten Wechselspannung phasenverschoben ist und die zweite
Wechselspannung auf ihren Maximalwert konstant einstellbar ist.
Dadurch wird erreicht, daß das
Anlaßmoment
erhöht
wird, wenn es benötigt
wird.
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Wird
hingegen kein hohes Anlaßmoment
verlangt, so kann die zweite Wechselspannung beim Anlassen des Kondensatormotors
verringert werden. Dadurch wird erreicht, daß der Anlaßstrom reduziert wird, wodurch
der Motor geschützt
wird, aber unter Beibehaltung eines akzeptablen Anlaßmoments.
Der Schutz ist besonders dann erwünscht, wenn ein nicht bekannter
Motor angeschlossen ist.
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Sodann
kann dafür
gesorgt sein, daß der
Kondensator beim Anlassen durch ein steuerbares Schaltelement kurzgeschlossen
werden kann, daß die
erste Wechselspannung die gleiche Amplitude wie die Wechselspannung
an der Hilfswicklung aufweist und daß die Phasenverschiebung Ψ nahe bei
90° liegt.
Dadurch wird erreicht, daß das
Anlaßmoment
wesentlich erhöht
wird. Obwohl kein Anlaßmoment
erreicht wird, das mit dem eines kondensatorlosen Motors vergleichbar
ist, so wird doch ein beachtlicher Anstieg gegenüber bekannten, über Umrichter
angetriebenen Kondensatormotoren erreicht.
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Bei
dem Verfahren ist die genannte Aufgabe dadurch gelöst, daß die Steuervorrichtung
eine Phasenverschiebung zwischen der ersten und der zweiten Wechselspannung
in Abhängigkeit
von der Frequenz der Wechselspannungen bewirkt, wobei das Vorzeichen
der Phasenverschiebung bei Betriebsfrequenzen oberhalb eines Frequenz-Schwellwerts
entgegengesetzt zu dem bei unterhalb des Frequenz-Schwellwerts liegenden
Betriebsfrequenzen ist.
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Außerdem kann
dafür gesorgt
sein, daß beim
Anlassen des Kondensatormotors die Amplituden der beiden Wechselspannungen
nahezu gleich sind und ihre Phasenverschiebung 90° oder weniger
beträgt.
Dadurch wird erreicht, daß ein
relativ hohes Anlaßmoment
möglich
ist.
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Die
Erfindung und ihre Weiterbildungen werden nachstehend anhand der
beiliegenden Zeichnungen eines bevorzugten Ausführungsbeispiels näher beschrieben.
Darin stellen dar:
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1 ein schematisches Schaltbild
einer Steuervorrichtung in Form eines Wechselrichters mit einem erfindungsgemäßen Umrichter
und eines daran angeschlossenen Kondensatormotors,
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2 ein Zeigerdiagramm der
Spannungen und Ströme
bei einem bekannten Kondensatormotor ohne Phasenverschiebung zwischen
den Wechselspannungen an Hauptwicklung und Hilfsschaltung,
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3 ein Zeigerdiagramm der
Spannungen und Ströme
bei einem erfindungsgemäßen Kondensatormotor,
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4 den Zusammenhang zwischen
den Modulationsindices m, a und der Phasenverschiebung Ψ der an
Hauptwicklung und Hilfsschaltung eines Kondensatormotors bei der
erfindungsgemäßen Art
der Steuerung des Motors über
einen Dreiphasen-Wechselrichter in Brückenschaltung liegenden Wechselspannungen,
die
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5 und 6 den Zusammenhang zwischen der Phasenverschiebung Ψ und dem
einen Modulationsindex m bei verschiedenen Werten des anderen Modulationsindex
a,
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7 ein Ablaufdiagramm zur
Bestimmung des Tastverhältnisses
und der Totzeit von Schaltimpulsen der Schaltelemente der Brückenschaltung
nach 1 in Abhängigkeit
von der gewählten
Frequenz (Drehzahl) und der Wahl der Modulationsindices m und a,
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8 und 9 die Tastverhältnisse und resultierenden
Wechselspannungen für
einen bestimmten Betriebsfall, wenn die Brückenschaltung nach 1 nach dem in 7 dargestellten Verfahren
gesteuert wird,
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10 eine mögliche Abhängigkeit
der Phasenverschiebung Ψ von
der gewünschten
Frequenz zur Erzielung eines maximalen Wirkungsgrads des Kondensatormotors
und/oder seiner angeschlossenen Last, und
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11 die Abhängigkeit
des Anlaufdrehmoments des erfindungsgemäßen Kondensatormotors von der
Frequenz (Drehzahl) im Vergleich zu dem bekannter Kondensatormotoren.
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Nach 1 ist ein Kondensatormotor 1 an
einer Steuervorrichtung 2 angeschlossen, die seine Betriebs-Wechselspannungen
mit veränderbarer
Frequenz entsprechend seiner gewünschten
Drehzahl steuert.
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Der
Ständer
des Kondensatormotors hat eine Hauptwicklung 3 und eine
Hilfsschaltung 4, die eine Hilfswicklung 5 in
Reihe mit einem Kondensator 6 aufweist, wobei der Kondensator 6 jedoch
nicht innerhalb des Ständers
angeordnet ist. Parallel zum Kondensator 6 liegt ein steuerbares
Schaltelement 7. Bei dem Schaltelement 7 kann
es sich um ein Halbleiter-Schaltelement, zum Beispiel einen Transistor,
handeln.
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Die
Steuervorrichtung 2 enthält einen Umrichter 8,
der die Frequenz der Wechselspannung einer Wechselspannungsquelle 9 in
eine erste Wechselspannung U 1 (die Unterstreichung einzelner elektrischer Größen soll
hier auf eine Zeigerdarstellung hinweisen) an der Hauptwicklung 3 und
eine zweite Wechselspannung U 2 an der Hilfsschaltung 4 für den Betrieb
des Kondensatormotors 1 umwandelt.
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Der
Umrichter 8 enthält
einen Gleichrichter 10 (mit einer Glättungsschaltung, die einen
Glättungskondensator
und gegebenenfalls eine Glättungsspule
aufweist), der die Wechselspannung der Wechselspannungsquelle 9 in
eine Gleichspannung U gleichrichtet, und einen Wechselrichter 11,
der die Gleichspannung U in die beiden Wechselspannungen U 1 und U 2 umformt. Zu
diesem Zweck enthält
der Wechselrichter 11 drei parallel an der Gleichspannung
U liegende Reihenschaltungen 12, 13 und 14,
die jeweils zwei in Reihe geschaltete, steuerbare Schaltelemente 15 und 16 aufweisen.
Zu jedem Schaltelement 15, 16 ist jeweils eine Freilaufdiode
antiparallel geschaltet. Zwischen den Verbindungen 21, 22 der
Schaltelemente 15, 16 der ersten und der zweiten
Rei henschaltung 12, 13 ist die erste Wechselspannung U 1 und
zwischen den Verbindungen 22, 23 der Schaltelemente 15, 16 der
zweiten und der dritten Reihenschaltung 13, 14 die
zweite Wechselspannung U 2 abnehmbar. Der Wechselrichter 11 weist
ferner eine Steuereinrichtung 24 auf, durch die die Schaltelemente 15, 16 derart
steuerbar sind, daß die
beiden Wechselspannungen U 1 und U 2 relativ zueinander phasenverschoben sind.
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Ferner
steuert die Steuereinrichtung 24 die Schaltelemente 15 und 16 so,
daß die
Wechselspannungen U 1 und U 2 beide die der gewünschten Drehzahl des Kondensatormotors 1 jeweils
entsprechende Frequenz f aufweisen.
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Warum
erfindungsgemäß eine Phasenverschiebung Ψ zwischen
den beiden Wechselspannungen U 1 und U 2 bewirkt wird, sei nachstehend anhand der
in den 2 und 3 dargestellten Zeigerdiagramme
erläutert.
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2 stellt einen bekannten
Fall der Steuerung der Drehzahl eines Kondensatormotors dar, wie
er in 1 dargestellt
ist. Dort sind die beiden Wechselspannungen U 1 und U 2 unabhängig von
ihrer Frequenz f nicht relativ zueinander phasenverschoben. Wenn
sich bei geöffnetem
Schaltelement 7 (wie dargestellt) die Frequenz f ändert, ändern sich
mithin auch die Blindwiderstände
der Wicklungen 3 und 5 sowie des Kondensators 6.
Während
sich der Betrag des durch die Hauptwicklung 3 fließenden Stroms I 1 bei
einer Änderung
der Frequenz der an der Hauptwicklung 3 liegenden ersten
Wechselspannung U 1 ändert, bleibt
seine Phasenverschiebung gegenüber
der Wechselspannung U 1 weitgehend unverändert, wenn man den ohmschen
Widerstand der Hauptwicklung 3 vernachlässigt.
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Dagegen ändert sich
nicht nur der Betrag des durch die Hilfsschaltung 4 fließenden Stromes I 2,
sondern auch seine Phasenverschiebung gegenüber der zweiten Wechselspannung
U2 im Sinne einer noch stärkeren Voreilung
gegenüber
der zweiten Wechselspannung U 2, weil der kapazitive Widerstand des Kondensators 6 in
dem zur Anwendung kommenden Frequenzbereich normalerweise sehr viel
größer als
der induktive Widerstand der Hilfswicklung 5 ist, wenn
man beispielsweise eine Kapazität
C des Kondensators von 10 μF und
eine Induktivität
L der Wicklung 5 von etwa 1 mH bei einer Betriebsfrequenz
von etwa 50 Hz, die etwa zwischen 10 Hz und 70 Hz geändert wird,
zugrundelegt.
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Wenn
man davon ausgeht, daß die
Ströme I 1 und I 2 im
Idealfalle eine Phasenverschiebung φI von
etwa 90° aufweisen,
vergrößert sich
diese Phasenverschiebung bei einer Verringerung der Frequenz f deutlich,
je kleiner die Frequenz f wird, wenn man wiederum den ohmschen Widerstand
der Hilfswicklung 5 vernachlässigt. Die Folge ist, daß der Kondensatormotor
sich nicht gleichmäßig dreht,
sondern sein Drehmoment stark pulsiert (mit dem doppelten der jeweils
eingestellten Drehzahl), weil das Drehfeld in Abhängigkeit
von seinem Drehwinkel immer weiter in Richtung auf eine Ellipsenform
von der idealen Kreisform abweicht. Zwar läßt sich gegebenenfalls die
durch den Anstieg des Widerstands 1/ωC des Kondensators (ω = 2 πf) bedingte
Abnahme des Stroms I 2 bei abnehmender Frequenz f gegebenenfalls
dadurch ausgleichen, daß die
Wechselspannung U 2 entsprechend
erhöht
wird, doch ist diese Erhöhung
der Wechselspannung in der Regel begrenzt, wenn sie aus der Netzwechselspan nung
gewonnen wird und man aus Kostengründen auf eine Aufwärtstransformation mittels
eines Transformators verzichten möchte oder muß. Der niedrige
Strom aufgrund des hohen Widerstands bei geringer Frequenz bzw.
Drehzahl hat darüber
hinaus zur Folge, daß das
Anlaufdrehmoment gering ist.
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Bei
der erfindungsgemäßen Lösung wird
dagegen eine Phasenverschiebung Ψ zwischen
den beiden Wechselspannungen U 1 und U 2 gemäß 3 in Abhängigkeit von der Frequenz der
beiden Wechselspannungen vorgesehen. Dadurch ergibt sich bei verschiedenen
Beträgen
(Amplituden) der beiden Spannungen U 1 und U 2 wie im Falle der 2 eine höhere Spannung U C am Kondensator 6,
so daß der
Winkel φH,l zwischen der Spannung U H an der Hilfswicklung 5 und
der Spannung U 1 an
der Hauptwicklung 3, im Gegensatz zu dem bekannten Fall
nach 2, nahezu den optimalen
Wert von 90° aufweist
und die beiden Spannungen U H und U 1 nahezu das optimale Verhältnis aufweisen,
das gleich dem Verhältnis
N der Windungszahlen der beiden Wicklungen 3 und 5 ist.
Daher ist auch die Phasenverschiebung φI der
beiden Ströme I 1 und I 2 nahezu
etwa 90°,
wobei auch die Stromstärken
in beiden Wicklungen unter Berücksichtigung
des Windungsverhältnisses N,
d.h. ihre Durchflutungen, nahezu gleich sind. Dies führt zu einer
geringeren Pulsierung des Drehmoments und einem höheren Wirkungsgrad
des Kondensatormotors 1.
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Es
gibt zwar kein allgemeines Verfahren zur Einstellung der Phasenverschiebung Ψ in Abhängigkeit von
der Betriebsfrequenz (oder Drehzahl), weil die Anzahl der Windungen
bei den verschiedenen Einphasen-Motoren, die elektrischen Parameter
und die Arten ihrer mechanischen Belastungen unterschiedlich sind. In
den meisten praktischen Fällen
sollte die Phasenverschiebung Ψ jedoch
bei Frequenzen unterhalb eines Frequenz-Schwellwerts, vorzugsweise
der Nennfrequenz, negativ sein (um eine Zunahme des Kondensatorwiderstands
auszugleichen) und bei oberhalb des Frequenzschwellwerts positiv
sein (um die Abnahme des Kondensatorwiderstands auszugleichen).
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Der
absolute Wert der Phasenverschiebung Ψ hängt von den Parametern des
Motors und den Eigenschaften bzw. Kennlinien der Belastung an seiner
Welle ab.
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Das
Ausmaß der
Verbesserung des Betriebsverhaltens des Motors hängt ebenfalls von seinen Parametern
und der Kennlinie der Belastung ab und ist am deutlichsten bei Ventilatoren
und Pumpen als Belastung, deren Drehzahl-Drehmoment-Kennlinie einen quadratischen
Verlauf aufweist. Vorzugsweise sollte die zweite Wechselspannung U 2 für einen
vollständigen
Ausgleich der Zunahme des Kondensatorwiderstands eine sehr viel
größere Amplitude
als den (maximalen) Nennwert aufweisen, der sich beispielsweise
aus der Netzwechselspannung ergibt. Aber selbst durch Einstellung
der Phasenverschiebung Ψ und
Einhaltung der verfügbaren Spannung
als zweite Wechselspannung U 2, ergibt sich eine beachtliche Verbesserung
des Betriebsverhaltens des Kondensatormotors hinsichtlich des Antriebs
verschiedener Arten von Lasten.
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Wenn
die Kapazität
des Kondensators 6 größer als
der für
die Nennbelastung berechnete Wert ist und der Kondensatormotor mit
dem gleichen Nennwert der Betriebsspannung wie bei einer herkömmlichen
Kondensatormotor- Anordnung
betrieben wird, braucht die zweite Wechselspannung U 2 nicht auf dem
Maximalwert gehalten zu werden. Vielmehr kann sie in einigen Frequenzbereichen
etwas kleiner sein. Dadurch wird das Betriebsverhalten des Kondensatormotors
bei niedrigen Drehzahlen, insbesondere das Anlaufdrehmoment, verbessert.
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Bei
dem in 1 dargestellten
Ausführungsbeispiel
kann der Kondensator 6 in einem niedrigen Frequenzbereich
durch das Schaltelement 7 kurzgeschlossen werden, wobei
das Schaltelement 7 durch ein Schaltsignal der Steuereinrichtung 24 geschlossen
wird. Das Weglassen des Kondensators 6 ist bei niedrigen Drehzahlen
realistisch, weil die erforderliche Hilfswechselspannung U H (die dann gleich
der zweiten Wechselspannung U 2 ist) normalerweise – bei den üblichen Windungsverhältnissen
des jeweiligen Kondensatormotors – niedriger als die Netzspannung
ist. Dadurch ergibt sich als Hauptvorteil ein erheblich höheres Anlaufdrehmoment.
Wenn sich der Wirkungsgrad des Kondensatormotors 1 als
nicht hinreichend hoch erweist, wenn der Maximalwert der zweiten
Wechselspannung U 2 eingestellt
und sie gleichzeitig gegenüber
der ersten Wechselspannung U 1 phasenverschoben wird, dann kann das bidirektionale
Schaltelement 7 bis zur maximal zulässigen Frequenz geschlossen
bleiben (wenn die erforderliche Hilfswechselspannung U H größer als
die Netzspannung gewählt
wird, oder aufgrund anderer Einschränkungen).
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Die
Drehrichtung läßt sich
auf einfache Weise umkehren, indem beispielsweise die zweite Wechselspannung U 2 umgekehrt
wird.
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Die
in 1 dargestellte Ausführungsform
der Steuervorrichtung 2 hat den Vorteil, daß eine für Drei-Phasen-Motoren übliche zur
Steuerung des einphasigen Kondensatormotors 1 weitgehend übernommen werden
kann. Da jedoch die durch die Hauptwicklung 3 und die Hilfswicklung 5 fließenden Ströme I 1 und I 2 unterschiedlich
sind, können
andere Nennwerte der Schaltelemente 15, 16 in
jeder Reihenschaltung 12, 13 und 14 gewählt werden,
so daß sich
die Kosten verringern lassen. Ein weiterer Vorteil ist, daß die Glättungsschaltung
im Gleichrichter 10 einfach aufgebaut sein kann: Normalerweise
genügt
ein Glättungskondensator,
um die Kosten niedrig zu halten, und es ist möglich, ein herkömmliches
Pulsdauermodulationsverfahren anzuwenden, um die Schaltelemente 15, 16 so
zu steuern, daß sich
die gewünschten
Wechselspannungen U 1 und U 2 in den Querzweigen der Brückenschaltung
zwischen den Verbindungen 21 und 22 der Schaltelemente 15, 16 der
ersten Reihenschaltung 12 und der Schaltelemente 15, 16 der
zweiten Reihenschaltung 13 sowie zwischen den Verbindungen 22 und 23 der
Schaltelemente 15 und 16 der zweiten Reihenschaltung 13 und
der Verbindung 23 der Schaltelemente 15, 16 der
dritten Reihenschaltung 14 mit der gewünschten Amplitude und Phasenverschiebung Ψ ergeben.
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Hierbei
ist allerdings zu beachten, daß nicht
jede beliebige Phasenverschiebung Ψ bei beliebigen Amplituden
der ersten Wechselspannung U 1 und/oder der zweiten Wechselspannung U 2 möglich ist.
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Das
nachstehend beschriebene erfindungsgemäße Modulationsverfahren basiert
auf einer passenden Wahl der Modulationsindices der ersten Wechselspannung
U1 und der zweiten Wechselspannung U2, d.h. das Verhältnis ihres Spitzenwertes (ihrer
Amplitude) zur Gleichspannung U. Bezeichnet man mithin den Modulationsindex
der ersten Spannung U1 mit m und den Modulationsindex
der zweiten Wechselspannung U2 mit a, dann
gilt m = Û1/U [G1] a = Û2/U [G2]wobei das
Zeichen "^" den Spitzen- oder
Maximalwert (die Amplitude) der jeweiligen Wechselspannung und U die
Gleichspannung am Ausgang des Gleichrichters 10 bezeichnet.
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In
jeder Reihenschaltung 12, 13 und 14 haben
die Schaltelemente 15, 16 ihr eigenes Tastverhältnis, mit
der das Verhältnis
ihrer Einschaltdauer zu der jeweiligen Schaltperiode bezeichnet
wird. Dieses Tastverhältnis
kann sich bei der Pulsdauermodulation zwischen 0 und 1 ändern.
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Nachstehend
wird das Tastverhältnis
in der ersten Reihenschaltung 12, das der Spannung U21 zwischen der Verbindung 21 und
der Leitung 25 entspricht, mit da, das Tastverhältnis in
der zweiten Reihenschaltung 13, das der Spannung U22 zwischen der Verbindung 22 und
der Leitung 25 entspricht, mit db und das Tastverhältnis in
der dritten Reihenschaltung 14, das der Spannung U23 zwischen der Verbindung 23 und
der Leitung 25 entspricht, mit dc bezeichnet.
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Mit
diesen Definitionen gilt U21 = da·U [G3] U22 =
db·U [G4] U23 =
dc·U [G5]
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Mit
diesen Gleichungen G3 bis G5 erhält
man dann U1 = U21 – U22 = (da – db)·U [G6] U2 =
U23 – U22 = (dc – db)·U [G7]
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Berücksichtigt
man ferner, daß die
Wechselspannungen U1 und U2 angenähert sinusförmig sein
sollen, dann ergibt sich aus den Gleichungen G1, G2, G6 und G7 U1 =
(da – db)·U = m·U·cos (ω·t) [G8] U2 =
(dc – db)·U = a·U·cos (ω·t + Ψ) [G9]
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Darin
ist mit ω die
Kreisfrequenz 2πf,
mit t die Zeit und mit Ψ die
gewünschte
Phasenverschiebung zwischen den beiden Wechselspannungen U1 und U2 bezeichnet,
wobei f die gewünschte
Frequenz ist.
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Dividiert
man beide Gleichungen G8 und G9 durch U, dann erhält man u1 =
(da – db)
= m·cos(ω·t) [G10] u2 =
(dc – db)
= a·cos
(ω·t + Ψ) [G11]wobei u1 und u2 jeweils
die auf U bezogenen Spannungen U1 und U2, also dimensionslose Größen sind.
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Die
Schwierigkeit besteht nun darin, die richtigen Werte für das Tastverhältnis db
zu finden, so daß seine Änderung
zwischen 0 und 1 liegt, aber gleichzeitig die beiden anderen Tastverhältnisse
da und dc zwischen 0 und 1 bleiben, wobei für da und dc die nachstehenden
Gleichungen gelten: da
= db + m·cos
(ω·t) = db
+ u1 [G12] dc = db + a·cos (ωt + Ψ) = db +
u2 [G13]
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Durch
Umformung der Gleichungen G12 und G13 läßt sich zeigen, daß ein direkter
Zusammenhang zwischen dem Modulationsindex m, dem Modulationsindex
a und der Phasenverschiebung Ψ besteht,
bei denen die Gleichungen G12 und G13 immer erfüllt sind:
Subtrahiert
man Gleichung G 13 von Gleichung G12, so erhält man: u1 – u2 = m·cos
(ω·t) – a·cos (ω·t + Ψ) = da – dc [G14]
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Da
die Tastverhältnisse
da, db und dc immer zwischen 0 und 1 liegen, liegt u1 – u2 theoretisch zwischen –2 und +2, während der
Term da – dc
wegen dieser Grenzen der Tastverhältnisse zwischen –1 und +1
liegen muß.
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Es
sei unterstellt, daß der
mittlere Term der Gleichung G14 die Schnittfläche dieser beiden Bereiche ist,
dann gilt die nachstehende Gleichung: |m·cos(ω·t) – a·cos(ω·t – Ψ)| ≤ 1 [G15]
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Gleichung
G15 muß für alle Winkel ω·t gelten.
Löst mach
sie nach Ψ auf,
dann erhält
man für
die Phasenverschiebung
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Mit
anderen Worten, bei vorbestimmten Werten von m und a gibt es einen
Grenzwert für
die Phasenverschiebung Ψ gemäß Gleichung
G16.
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4 stellt in grafischer Form
den Zusammenhang zwischen der Phasenverschiebung Ψ und den
Modulationsindices dar, wenn sich beide Modulationsindices m und
a zwischen 0 und 1 ändern.
Aus 4 ergibt sich, daß bei einer
Phasenverschiebung von weniger als 60° alle Werte für beide
Modulationsindices möglich sind.
Wenn die Phasenverschiebung größer als
60° ist,
bis zu einer oberen Grenze von 180°, müssen die Modulationsindices
m und a verringert werden, um in dem durch die Gleichung G14 bestimmten
eingeschränkten Bereich
zu bleiben. Generell gilt daher, je weiter die Modulationsindices
verringert werden, um so größer kann die
Phasenverschiebung Ψ sein.
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In
der Praxis sind viele Kombinationen der Modulationsindices m und
a, unter Einhaltung des eingeschränkten Bereiches für die Phasenverschiebung Ψ, möglich. 5 veranschaulicht jedoch
den für
die Erfindung repräsentativen
Fall. So stellt 5 den
Grenzwert für die
Phasenverschiebung Ψ in
Abhängigkeit
von dem Modulationsindex m der ersten Wechselspannung U1 dar,
wenn die zweite Wechselspannung U2 auf dem Maximalwert
(a = 1) gehalten wird. Auch hier zeigt sich, daß bei einer kleineren Phasenverschiebung Ψ als 60° jeder Wert
für die
erste Wechselspannung U1 (der gleichbedeutend
mit dem Wert m ist) möglich
ist, während bei
Phasenverschiebungen oberhalb von 60° der Modulationsindex m fortlaufend
verringert werden muß.
Die maximale Phasenverschiebung Ψ beträgt 90°, wenn die
erste Wechselspannung U1 = 0 ist (bei m
= 0).
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Ein
Dreiphasenwechselrichter schränkt
daher den für
die Phasenverschiebung Ψ möglichen
Wert in Bezug auf die Größe der ersten
Wechselspannung U1 ein, doch ist dies in
der Praxis kein echter Nachteil. Der Grund dafür ist darin zu sehen, daß bei den
meisten Einphasen-Induktionsmotoren und ihren Belastungen der optimale
Wert der Phasenverschiebung Ψ in
dem inneren Bereich liegt, der in 5 dargestellt
ist. Wenn darüber
hinaus eine größere Kapazität des Kondensators 6 (im
Vergleich zu dem Nennwert eines Betriebskondensators) gewählt wird,
dann braucht die zweite Wechselspannung U2 bei
einigen Frequenzen nicht den Maximalwert aufzuweisen. Selbst wenn
dieser Fall nicht die Regel ist, so veranschaulicht 6 was geschieht, wenn die zweite Wechselspannung
U2 bei 90 % ihres Maximalwertes (a = 0,9)
gehalten wird. So zeigt 6, wie
die maximal mögliche
Phasenverschiebung allmählich
bis auf 180° geändert werden
kann, wenn gleichzeitig die erste Wechselspannung U1 verringert
wird.
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Da
der Zusammenhang zwischen Phasenverschiebung Ψ, Modulationsindex m und auch
dem Modulationsindex a stark von den Motorimpedanzen und der Lastkennlinie
an der Motorwelle abhängt,
ist ein allgemein gültiges
Modulationsverfahren erforderlich, nach dem es möglich ist, ein Zweiphasen-Spannungssystem zu
erzeugen, wenn die Einschränkung
gemäß Gleichung
G14 berücksichtigt
wird. Dieses Modulationsverfahren ist in 7 dargestellt und wird nachstehend ausführlicher
erläutert.
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Ausgehend
von der gewünschten
Frequenz f, werden die Werte für
m, a und Ψ so
gewählt,
daß sich der
maximale Wirkungsgrad des Motors (in den meisten Fällen), die
geringste Pulsation des Drehmoments oder andere Kriterien ergeben.
Dann werden die Koeffizienten DM und DA berechnet, bei denen es
sich praktisch um die erste und zweite Wechselspannung in normierter
(bezogener) Form handelt. Ein Entscheidungsblock vergleicht die
Vorzeichen dieser Koeffizienten, und dann werden alle vier möglichen
Fälle das
Tastverhältnis
db berechnet. Dann werden die beiden anderen Tastverhältnisse
nach den Gleichungen G12 und G13 berechnet. Schließlich werden
die Tastverhältnisse
in Schaltimpulse für
die Schaltelemente 15, 16 in an sich bekannter
Weise umgeformt. Die Berechnungen und Umformungen bewirkt die Steuereinrichtung 24.
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Wenn
die Phasenverschiebung Ψ in
den durch die Gleichung G16 definierten Grenzen gehalten wird, können nach
dem in 7 dargestellten
Algorithmus die erforderlichen Wechselspannungen U1 und
U2 für
den Betrieb des Kondensatormotors in Form des Mittelwerts der puls dauermodulierten
Spannungsimpulse zusammengesetzt werden. Ein Beispiel für das Ergebnis
dieses Algorithmus ist in 8 dargestellt,
die alle drei Tastverhältnisse
veranschaulicht, um eine Phasenverschiebung von 50° zu erreichen.
Im Gegensatz zum Stand der Technik sind die Kurvenformen dieser
Tastverhältnisse
zwar ziemlich kompliziert, dennoch ergeben sich sinusförmige Wechselspannungen
mit der gewünschten
Phasenverschiebung, wie es in 9 dargestellt
ist. Die Sinuskurven in 9 entsprechen
der Grundwelle der pulsdauermodulierten Spannungen.
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Der
in 10 dargestellte Verlauf
der Phasenverschiebung Ψ in
Abhängigkeit
von der Frequenz der Wechselspannungen U1 und
U2 veranschaulicht, daß der Wechsel des Vorzeichens
der Phasenverschiebung Ψ auch
bei einer anderen Frequenz als der Nennfrequenz, hier 60 Hz, erfolgen
kann, um beispielsweise einen möglichst
hohen Wirkungsgrad des Kondensatormotors und/oder seiner Last, eines
Ventilators oder einer Pumpe, zu erzielen. Im dargestellten Fall
wechselt das Vorzeichen bei etwa 52 Hz.
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11 zeigt ein Beispiel für die Abhängigkeit
des Anlauf-Drehmoments M eines erfindungsgemäß gesteuerten Kondensatormotors
1 in
Abhängigkeit
von der Frequenz seiner Betriebs-Wechselspannungen bzw. seiner Drehzahl,
wenn der Kondensator
6 während des Anlaufs kurzgeschlossen
und die zweite Wechselspannung U
2 auf den
gleichen Wert wie die erste Wechselspannung U
1 heruntergeregelt
wird, im Vergleich zum Verlauf der Anlauf-Drehmomente M
1,
M
2 und M
3 bei bekannten
Steuerungen von Kondensatormotoren, wobei mit M
1 der
Verlauf des An lauf-Drehmoments eines herkömmlichen Kondensatormotors,
mit M
2 der Verlauf des Anlauf-Drehmoments
bei einem Kondensatormotor gemäß der
US-PS 6 121 749 und mit
M
3 der Verlauf für einen Motor ohne Kondensator
bezeichnet ist. Der Verlauf M
3 kann z.B.
dadurch erreicht werden, daß der
Kondensator eines herkömmlichen
Kondensatormotors beim Anlauf kurzgeschlossen, d.h. außer Betrieb
gesetzt wird.
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Bei
der erfindungsgemäßen Steuerung
gemäß dem Kurvenverlauf
M ergibt sich zwar nicht das gleich große Anlaufdrehmoment wie bei
M3, doch ist die Betriebswechselspannung
des Kondensatormotors bei der erfindungsgemäßen Steuerung erheblich kleiner.
Der Motor wird dadurch geschont und keiner hohen Spannungsbeanspruchung
ausgesetzt. Dies ist besonders dann von Vorteil, wenn ein bereits
im Einsatz befindlicher Motor mit einem erfindungsgemäßen Umrichter
nachgerüstet
werden soll und die Nenndaten des Motors nicht alle bekannt sind.
Denn durch den "weichen
Anlauf" wird eine Überlastung
des Motors verhindert.
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Zur
Ermittlung der drei Drehmoment-Kennlinien nach 11 ist jeweils der gleiche Motor, der
gleiche Kondensator und die gleiche Betriebsgleichspannung verwendet
worden.
