WO2003073669A1 - Radio communicating method, radio transmitting apparatus, and radio receiving apparatus - Google Patents

Radio communicating method, radio transmitting apparatus, and radio receiving apparatus Download PDF

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Kenichi Miyoshi
Atsushi Matsumoto
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Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication method, a wireless transmission device, and a wireless reception device.
  • antenna diversity transmission in which the same signal is transmitted by switching antennas, or when an error occurs in a signal, the signal is transmitted in response to a request from the receiver.
  • An automatic retransmission request, etc., for retransmitting is performed.
  • antenna diversity transmission it is necessary to prepare a plurality of antennas, so that the size of the device on the transmission side increases.
  • the automatic retransmission request as the error rate increases, the frequency of retransmission increases and the transmission efficiency decreases. Disclosure of the invention
  • An object of the present invention is to provide a radio communication method, a radio transmission device, and a radio reception device that can improve reception quality without performing transmission or retransmission using a plurality of antennas.
  • a multi-carrier signal including a plurality of identical bits having different frequencies is transmitted.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a wireless transmission apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the radio receiving apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram showing mapping of each symbol in QPSK modulation.
  • FIG. 4 is a diagram showing mapping of each symbol in 16Q AM modulation.
  • FIG. 5 is a diagram showing the correspondence between subcarriers and transmission bits in QPSK modulation.
  • FIG. 6 is a diagram showing the correspondence between subcarriers and transmission bits according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram showing faging variation.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating error rate characteristics.
  • FIG. 9 is a diagram showing faging variation.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a radio transmission apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a wireless receiving apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a correspondence relationship between subcarriers and transmission bits according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 13 is a diagram showing a correspondence relationship between subcarriers and transmission bits according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 14 is a diagram showing a correspondence relationship between subcarriers and transmission bits according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of a radio transmission apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of a wireless receiving apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating a correspondence relationship between subcarriers and transmission bits according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 18 shows pairs of subcarriers and transmission bits according to Embodiment 3 of the present invention. 03 02176
  • FIG. 1 A first figure.
  • FIG. 19 is a block diagram showing a configuration of a radio transmission apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 20 is a diagram showing a mapping pattern according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 21 is a diagram showing a mapping pattern according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 22 is a diagram showing the correspondence between subcarriers and transmission bits according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 23 is a block diagram showing a configuration of a radio reception apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 24 is a diagram showing a synthesizing method according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a wireless transmission apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the radio transmitting apparatus shown in FIG. 1 includes a duplicating section 11, a modulating section 12 composed of 16 Q AM sections 12 1 and 16 QA] Vm l 22, an S / P section 13 and It is composed of an SZP section 14, an IFFT section 15, a transmission RF section 16, and an antenna 17, and transmits a multicarrier signal including a plurality of identical bits having different frequencies.
  • the duplication unit 11 duplicates the input bit sequence. As a result, the same bit is duplicated to generate a plurality of the same bits.
  • the original bit sequence is input to the 16 QAM section 122, and the duplicated bit sequence is input to the 16 QAM section 122.
  • Vm l 2 1 uses the 16 Q AM modulation scheme to 4 Modulates the sequence into symbols. Also, the 16 QAM section 122 modulates the duplicated bit sequence into a symbol using the 16 QAM modulation scheme. ⁇ Thus, each of a plurality of identical bits is included in a different symbol. It will be.
  • the S / P section 13 converts the symbol sequence input in series from the 16 QAM section 121 into parallel and inputs the symbol series to the IFFT section 15. Also, SZP section 14 converts the symbol series input in series from 16 QAM section 122 in parallel, and inputs the result to IFFT section 15.
  • the IFFT section 15 performs IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) processing on the input symbol sequence.
  • IFFT Inverse Fast Fourier Transform
  • a multicarrier signal is generated in which each of the plurality of symbols input from SZP section 13 and S / P section 14 is assigned to each of a plurality of subcarriers having different frequencies. Since each of a plurality of identical bits duplicated by the duplication unit 11 is included in a different symbol, this IFFT processing allows each of a plurality of identical bits to have a plurality of subcarriers having different frequencies. Assigned to each. As a result, a multicarrier signal including a plurality of identical bits having different frequencies is generated.
  • IFFT processing is performed to use 0 FDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) as a multicarrier scheme.
  • the OFDM system is a type of multicarrier modulation system in which a plurality of subcarriers constituting a multicarrier signal (a multicarrier signal generated by the OFDM system is particularly referred to as an FDM signal) are orthogonal to each other. . ⁇ ⁇
  • the spectrum of each subcarrier can be overlapped, so that the frequency use efficiency can be improved and improved.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the wireless reception device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the radio receiver shown in FIG. 2 has an antenna 21, a reception RF unit 22, and a? 1: Part 23,? / 3 unit 24, knitting unit 3 25, demodulation unit 26 composed of 16 ⁇ 381 ⁇ [unit 261 and 16 QAM unit 262, and combining unit 27, and the radio shown in FIG.
  • a multi-carrier signal transmitted from a transmitting device is received, and likelihoods of a plurality of identical bits included in the multi-carrier signal are combined.
  • the reception RF unit 22 performs predetermined radio processing (down conversion, AZD conversion, etc.) on the multicarrier signal received via the antenna 2.1.
  • the FFT unit 23 performs an FFT (high-speed Fourier transform) process on the multicarrier signal input from the reception RF unit 22. As a result, the multicarrier signal is divided into a plurality of symbols for each subcarrier. Half of the divided symbols are input to the PZS unit 24 in parallel, and the other half are input to the PZS unit 25 in parallel.
  • FFT high-speed Fourier transform
  • P / S section 24 converts the symbol series input in parallel from FFT section 23 to serial and inputs the serialized symbol series to 16 QAM section 261. Further, the kuzuz 3 unit 25 converts the symbol sequence input in parallel from the FFT unit 23 to serial and inputs the serialized symbol sequence to the 16 QAM unit 262.
  • 16 QAM section 261 calculates the likelihood of each bit after demodulating the symbols using the 16 Q AM demodulation method. Further, 16QAM section 262 calculates the likelihood of each bit after demodulating the symbol using the demodulation method of 16QAM. Each of the demodulated bit sequence and the calculated likelihood are input to the combining unit 27.
  • combining section 27 outputs the plurality of identical bits. Combine likelihoods. By combining in this way, reception quality can be improved.
  • FIG. 3 is a diagram showing mapping of each symbol in QPSK modulation.
  • FIG. 4 is a diagram showing mapping of each symbol in 16 QAM modulation.
  • QP SK has four mapping positions (that is, the number of modulation levels is four), so that two bits can be transmitted in one symbol.
  • 16QAM there are 16 moving positions as shown in Fig. 4 (that is, the number of modulation levels is 16), so that only 4 bits can be transmitted in one symbol. It is.
  • the modulation method from QP SK to 16 QAM the number of bits that can be transmitted in one symbol can be doubled. That is, as the modulation multi-level number increases, the number of bits that can be transmitted in one symbol can be increased.
  • b1, b2, b3, and b4 are bit numbers indicating positions where bits are arranged in the symbol. For example, in FIG. 4, b4 indicates the most significant bit, and b1 indicates the least significant bit.
  • the multicarrier signal is composed of 16 subcarriers f1 to: 16. Also, a case is shown in which a 32-bit bit sequence of bits 1 to 32 is QPSK-modulated and transmitted by 16 subcarriers fl to fl6. Since the 32-bit bit sequence is QPSK-modulated, 16 symbols S 1 to S 16 are generated. The symbols S 1 to S 16 are each assigned to a subcarrier: f 1 to: f 16. Also, each symbol contains 2 bits each.
  • the wireless transmission apparatus shown in FIG. 1 uses 16 QAM as the modulation method.
  • 16QAM can transmit twice as many bits with the same number of symbols as QP SK.
  • QPSK By setting QPSK to 16 QAM, it is possible to transmit 64 bits with 16 symbols and 16 subcarriers. Can be.
  • 32 bits transmitted by 16 subcarriers in QPSK can be transmitted by half of 8 subcarriers in 16 QAM.
  • QP SK to 16 QAM
  • FIG. 6 is a diagram showing the correspondence between subcarriers and transmission bits according to Embodiment 1 of the present invention.
  • a bit sequence of bits 1 to 32 is copied.
  • the bits 1 to 32 of the copy source are modulated by 16 QAM to obtain symbols S 1 to S 8
  • the copied bits 1 to 32 are modulated by 16 QAM to obtain symbols S 9 to S 16.
  • each of the plurality of identical bits is included in a different symbol.
  • bits 1 to 4 are included in both symbols S1 and S9.
  • the modulation scheme is changed from QP SK to 16 QAM (that is, the modulation level is changed from 4 to 16), the same bit is duplicated in two.
  • the modulation method can be changed from QPSK to 64 QAM or 256 QAM.
  • 64QAM that is, when the modulation level is set to 64, three times the number of bits of QPSK can be transmitted with the same number of symbols and subcarriers as QPSK. Therefore, when 64 QAM is used, the same bit is duplicated in three.
  • 256 QAM that is, when the number of modulation levels is 256, four times the number of bits of QPSK can be transmitted with the same number of symbols and subcarriers as QPSK. Therefore, in the case of 256 QAM, the same bit is duplicated into four.
  • symbols S1 to S8 and the symbol series of symbols S9 to S16 are each subjected to serial-to-parallel conversion, and then subjected to IFFT processing.
  • This I FF By the T processing, symbols S1 to S8 are allocated to subcarriers f1 to f8, as shown in FIG. Further, symbols S 9 to S 16 are allocated to subcarriers 9 to f 16 which have a margin by changing the modulation scheme from QPSK to 16 QAM. That is, the original bits 1 to 32 are allocated to the subcarriers f1 to f8, and the duplicated bits 1 to 32 are allocated to the subcarriers f9 to f16. As a result, the same bit is allocated to subcarriers having different frequencies.
  • bit 1 is assigned to both subcarriers f1 and: 9. As a result, bit 1 is transmitted at two frequencies, frequency 1 and frequency f 9.
  • the multicarrier signal composed of subcarriers l to f16 is transmitted to the radio receiving apparatus shown in FIG.
  • the reception level of bit 1 allocated to subcarrier 9 may be high even if the reception level of bit 1 allocated to subcarrier e 1 is low.
  • the radio receiving apparatus shown in FIG. 2 that has received the multicarrier signal combines likelihoods of the same bit allocated to different subcarriers. For example, the likelihood of bit 1 assigned to subcarrier f1 is combined with the likelihood of bit 1 assigned to subcarrier f9. As a result, a frequency diversity gain can be obtained, and the reception quality of bits 1 to 32 included in the bit sequence can be improved.
  • Fig. 8 If the modulation method is changed from QPSK to 16 QAM, it is considered that the error rate characteristics will deteriorate as shown in Fig. 8 as it is.
  • 31 indicates the error rate characteristic of QPSK
  • 32 indicates the error rate characteristic of 16 QAM.
  • the error rate characteristic is shown in 33. And better than QPSK Conceivable.
  • a multicarrier signal including a plurality of identical bits having different frequencies is transmitted, and the likelihood of a plurality of identical bits having different frequencies included in one multicarrier signal is determined.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a radio transmission apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the same parts as those in the configuration of the first embodiment (FIG. 1) are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
  • Interleaving section 18 rearranges the order of the symbol sequence output from modulating section 12. That is, the symbol sequence is interleaved in accordance with a predetermined in-leave period.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a radio receiving apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the same parts as those in the configuration of the first embodiment (FIG. 2) are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
  • Dinning / Leave section 28 rearranges the order of symbol sequences output from P / S 3 ⁇ 4 24 and P / S section 25 in reverse to the order of the In / Leave performed by the radio transmitting apparatus, and The symbol sequence before leave. That is, the symbol sequence is din-leave in accordance with the in-leave performed by the wireless transmission device.
  • the order of the symbol sequence including the copied bit is kept as it is, and the order of the symbol sequence including the copied bit is changed to the symbol sequence including the copied original bit. Reverse the order. Therefore, the symbol S9 assigned to the subcarrier 9 in FIG. 6 is assigned to the subcarrier: 16 in FIG. In addition, the symbol S16 assigned to the subcarrier f16 in FIG. 6 is assigned to the subcarrier f9 in FIG. This makes it possible to prevent the interval between symbols including the same bit from being equal to the periodicity of fusing variation. Thereby, the frequency diversity effect can be enhanced as compared with the first embodiment.
  • the order of the symbol sequence including the source bit is kept as it is, and the order of the symbol sequence including the copied bit is changed to the symbol including the source bit. Rearrange regardless of the order of the series. For example, as shown in FIG. 13, only the symbols S9 to S16 are rearranged. As a result, similarly to FIG. 12 described above, it is possible to prevent the interval between symbols including the same bit from being equal to the periodicity of fading fluctuation. In addition, compared to the in-leave method shown in FIG. 6
  • the symbol sequence including the source bits and the symbol sequence including the copied bits are rearranged together.
  • all the symbols S1 to S16 are rearranged.
  • the interval between symbols including the same bit is equal to the periodicity of the fading fluctuation.
  • the variation in fusing variation received by the same bit is further increased, so that the frequency diversity effect can be further enhanced.
  • the fusing variation received by each of the plurality of same bits in the transmission path is Can be made different, so that the diversity gain in the frequency axis direction can be further improved.
  • a plurality of identical bits are not arranged periodically on the frequency axis. This is achieved by the following configuration.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of a radio transmission apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the in-leave section 19 rearranges the order of the bit sequence output from the duplication section 11. That is, the bit sequence is in-leave in accordance with a predetermined in-leave pattern.
  • the 16 QAM section 122 modulates a bit sequence of the upper 32 bits out of the 64 bits using a 16 QAM modulation method to make a symbol. Further, the 16 QAM section 122 modulates a bit sequence of the lower 32 bits of the 64 bits using the 16 Q AM modulation method to make a symbol. 6
  • FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of a radio receiving apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the din / leave section 29 rearranges the order of the bit sequence output from the demodulation section 26 in reverse to the order of the in / leaves performed by the radio transmitting apparatus, and sets the bit sequence before the in / leaves. That is, the bit sequence is din-leave according to the interleave performed by the wireless transmission device.
  • the bit-in-leave method will be described. In this embodiment, one of the following two methods shown in FIGS. 17 and 18 is performed as the bit-in-leave.
  • the order of the source bit sequence is kept as it is, and the order of the copied bit sequence is rearranged independently of the order of the source bit sequence.
  • the duplicated bits 1 to 32 are rearranged.
  • the frequency diversity effect is increased. Can be increased.
  • the original bit sequence and the duplicated bit sequence are rearranged together. For example, as shown in FIG. 18, all of the original bits 1 to 32 and the duplicated bits 1 to 32 are sorted. As a result, similarly to FIG. 17 described above, it is possible to prevent the interval between symbols including the same bit from being equal to the periodicity of the fusing variation. Further, as compared with the interleaving method shown in FIG. 17, the variation of the fusing variation received by the same bit is further increased, so that the frequency diversity effect can be further enhanced.
  • the likelihood of the upper 2 bits is larger than the likelihood of the lower 2 bits among the 4 bits included in one symbol, due to the relationship between the mapping positions of the 16 symbols.
  • the positions at which each of a plurality of identical bits are arranged are different between a symbol including a source bit and a symbol including a duplicated bit. Modulate. In other words, the mapping is made different between the symbol including the source bit and the symbol including the duplicated bit. This is achieved by the following configuration.
  • FIG. 19 is a block diagram showing a configuration of a radio transmission apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
  • 16QAM section 123 modulates the bit sequence of the duplication source into a symbol using the modulation scheme of 16 QAM according to the mapping pattern given by mapping information 1 shown in FIG. 2.0.
  • 16 QAM section 124 modulates the copied bit sequence into a symbol using a 16 Q AM modulation scheme according to the matching pattern given by mapping information 2 shown in FIG. 21.
  • the upper two bits are “00” and the lower two bits are “11” in FIG. 20, and the upper two bits are FIG. 21 in FIG. "11", the lower 2 bits are "00". Therefore, the same bits as those arranged in the upper two bits of the symbol by the 16 QAM section 123 are arranged in the lower 2 bits of the symbol by the 16 QAM section 124. Also, the same bit as the bit arranged in the lower 2 bits of the symbol by 16 QAM section 123 is arranged in the upper 2 bits of the symbol by 16 QAM section 124.
  • the correspondence between the subcarriers and the transmission bits is shown in FIG.
  • bits 3 and 4 arranged in the upper two bits of symbol S1 are arranged in the lower two bits of symbol S9.
  • Bits 1 and 2 arranged in the lower 2 bits of symbol S1 are arranged in the upper 2 bits in symbol S9.
  • the likelihood of bits 3 and 4 is greater than the likelihood of bits 1 and 2
  • the likelihood of bits 1 and 2 is greater. It is larger than the likelihood of bits 3 and 4.
  • FIG. 23 is a block diagram showing a configuration of a radio receiving apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
  • the 16 QAM section 263 demodulates the symbols into a bit sequence according to the matching pattern given by the mapping information 1 shown in FIG. 20, using the 16 QAM demodulation method.
  • 16QAM section 264 demodulates a symbol into a bit sequence using a 16QAM demodulation scheme according to a mapping pattern given by mapping information 2 shown in FIG.
  • the combining unit 27 combines the likelihoods of a plurality of identical bits, as in the first embodiment. As described above, focusing on the mapping point 41, the same bit as “00” having a high likelihood, which is located in the upper two bits (b4, b3) in FIG. (B2, b1) and the likelihood decreases. In FIG. 20, the same bit as “11” having a small likelihood allocated to the lower 2 bits (b 2, b 1) is allocated to the upper 2 bits (b 4, b 3) in FIG. Becomes larger. Therefore, the combining unit 27 combines likelihoods of a plurality of identical bits as shown in FIG.
  • the likelihood of “0” arranged in b4 and the likelihood of “0” arranged in b2 are combined, and the likelihood of “0” arranged in b3 and the likelihood arranged in b1,
  • the likelihood of "0” is combined with the likelihood of "1” assigned to b2 and the likelihood of "1” assigned to b4, and "1" assigned to b1
  • the likelihood of a plurality of identical bits can be made large and equal by combining the likelihoods of a plurality of identical bits having different likelihoods, so that the reception quality can be further improved. Can be done.
  • the wireless transmission device and the wireless reception device of the present invention are suitable for use in a wireless communication terminal device and a wireless communication base station device used in a mobile communication system or the like. By mounting on a wireless communication terminal device or a wireless communication base station device, it is possible to provide a wireless communication terminal device and a wireless communication base station device having the same operations and effects as described above.
  • the present invention can be applied to multi-carrier CDMA (MC-CDMA) that performs spreading processing in the frequency axis direction. If applied, the variation in the likelihood for each spreading code increases due to the variation in the interference between the spreading codes due to the difference in the fading variation for each subcarrier, so the diversity effect is expected to further increase. it can.
  • MC-CDMA multi-carrier CDMA
  • the present invention can be applied to multi-carrier CDMA (MC / DS-CDMA) that performs spreading processing in the time axis direction.
  • MC / DS-CDMA multi-carrier CDMA
  • reception quality can be improved without performing transmission or retransmission using a plurality of antennas.

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Description

明 細 書 無線通信方法、 無線送信装置および無線受信装置 技術分野
本発明は、 無線通信方法、 無線送信装置および無線受信装置に関する。 背景技術
従来、 無線通信においては、 受信品質を向上させるために、 アンテナを切 り替えて同一の信号を送信するアンテナダイバーシチ送信や、 信号に誤りが 生じた際に受信側からの要求に応じてその信号を再送する自動再送要求等が 行われている。 しかしながら、 アンテナダイバ一シチ送信では、 複数のアン テナを用意する必要があるため送信側の装置規模が大きくなつてしまう。 ま た、 自動再送要求では、 誤り率が大きいほど再送の頻度が増加して伝送効率 が低下してしまう。 発明の開示
本発明の目的は、 複数のアンテナによる送信や再送を行うことなく、 受信' 品質を向上させることができる無線通信方法、 無線送信装置および無線受信 装置を提供することである。
上記目的を達成するために、 本発明では、 周波数が互いに異なる複数の同 ービットを含むマルチキヤリァ信号を送信するようにした。 図面の簡単な説明
図 1は、 本発明の実施の形態 1に係る無線送信装置の構成を示すプロック 図である。
図 2は、 本発明の実施の形態 1に係る無線受信装置の構成を示すプロック 図である。
図 3は、 Q P S K変調での各シンボルのマッピングを示す図である。 図 4は、 1 6 Q AM変調での各シンボルのマッピングを示す図である。 図 5は、 Q P S K変調におけるサブキヤリアと送信ビッ卜との対応関係を 示す図である。
図 6は、 本発明の実施の形態 1に係るサブキャリアと送信ビッ卜との対応 関係を示す図である。
図 7は、 フエ一ジング変動を示す図である。
図 8は、 誤り率特性を示す図である。
図 9は、 フエ一ジング変動を示す図である。
図 1 0は、 本発明の実施の形態 2に係る無線送信装置の構成を示すプロッ ク図である。
図 1 1は、 本発明の実施の形態 2に係る無線受信装置の構成を示すプロッ ク図である。
図 1 2は、 本発明の実施の形態 2に係るサブキャリアと送信ビットとの対 応関係を示す図である。
図 1 3は、 本発明の実施の形態 2に係るサブキャリアと送信ビヅ卜との対 応関係を示す図である。
図 1 4は、 本発明の実施の形態 2に係るサブキャリアと送信ビッ卜との対 応関係を示す図である。
図 1 5は、 本発明の実施の形態 3に係る無線送信装置の構成を示すブロッ ク図である。
図 1 6は、 本発明の実施の形態 3に係る無線受信装置の構成を示すプロッ ク図である。
図 1 7は、 本発明の実施の形態 3に係るサブキャリアと送信ビットとの対 応関係を示す図である。
図 1 8は、 本発明の実施の形態 3に係るサブキャリアと送信ビッ卜との対 03 02176
3 応関係を示す図である。
図 1 9は、 本発明の実施の形態 4に係る無線送信装置の構成を示すブロッ ク図である。
図 2 0は、 本発明の実施の形態 4に係るマッピングパターンを示す図であ る。
図 2 1は、 本発明の実施の形態 4に係るマッピングパターンを示す図であ る。
図 2 2は、 本発明の実施の形態 4に係るサブキヤリアと送信ビットとの対 応関係を示す図である。
図 2 3は、 本発明の実施の形態 4に係る無線受信装置の構成を示すブロッ ク図である。
図 2 4は、 本発明の実施の形態 4に係る合成方法を示す図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
(実施の形態 1 )
図 1は、 本発明の実施の形態 1に係る無線送信装置の構成を示すプロック 図である。 図 1に示す無線送信装置は、 複製部 1 1と、 1 6 Q AM部 1 2 1 および 1 6 Q A]Vm l 2 2から構成される変調部 1 2と、 S/P部 1 3と、 S ZP部 1 4と、 I F F T部 1 5と、 送信 R F部 1 6と、 アンテナ 1 7とか ら構成され、 周波数が互いに異なる複数の同一ビットを含むマルチキャリア 信号を送信するものである。
複製部 1 1は、 入力されるビット系列を複製する。 これにより、 同一ビッ トが複製されて複数の同一ビットが生成される。 複製元のビット系列は 1 6 Q AM部 1 2 1に入力され、 複製されたビヅト系列は 1 6 Q AM部 1 2 2に 入力される。
1 6 Q A]Vm l 2 1は、 1 6 Q AMの変調方式を使用して、 複製元のビッ 4 ト系列を変調してシンボルにする。 また、 1 6 QAM部 122は、 1 6 QA Mの変調方式を使用して、 複製されたビット系列を変調してシンボルにする < これにより、 複数の同一ビヅ卜の各々が異なるシンボルに含まれることにな る。
S/P部 13は、 16 QAM部 12 1から直列に入力されるシンボル系列 を並列に変換して I FFT部 15に入力する。 また、 SZP部 14は、 1 6 QAM部 122から直列に入力されるシンボル系列を並列に変換して I FF T部 15に入力する。
I FFT部 1 5は、 入力されたシンボル系列に対して I F FT (逆高速フ —リエ変換） 処理を施す。 これにより、 SZP部 13および S/P部 14か ら入力された複数のシンボルの各々が、 周波数が異なる複数のサブキヤリア の各々に割り当てられたマルチキャリア信号が生成される。 複製部 1 1によ つて複製された複数の同一ビヅトの各々が異なるシンボルに含まれているた め、 この I FF T処理により、 複数の同一ビッ トの各々が、 周波数が異なる 複数のサブキャリアの各々に割り当てられる。 結果として、 周波数が互いに 異なる複数の同一ビットを含むマルチキヤリア信号が生成される。
ここでは、 マルチキャリア方式として 0 F DM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 方式を使用するため、 I FF T処理を行う。 OF DM方式とはマルチキヤリァ変調方式の一種であり、 マルチキヤリァ信号 (OF DM方式で生成されるマルチキヤリァ信号を特に〇 F DM信号とい う） を構成する複数のサブキャリアが互いに直交関係にある方式である。 〇 F DM方式を使用することにより、 各サブキヤリアのスぺクトルを重ねるこ とができるため、 周波数利用効率を向上向上させることができる。
送信 RF部 16は、 I FFT部 15から入力されるマルチキヤリア信号に 対して所定の無線処理 （D A変換やアップコンバート等） を施した後、 マ ルチキヤリァ信号をアンテナ 17を介して図 2に示す無線受信装置に送信す ο 図 2は、 本発明の実施の形態 1に係る無線受信装置の構成を示すプロック 図である。 図 2に示す無線受信装置は、 アンテナ 21と、 受信 RF部 22と、 ？1：部23と、 ？/3部24と、 卩 3部25と、 16 <3八1\[部261ぉ よび 16 QAM部 262から構成される復調部 26と、 合成部 27とから構 成され、 図 1に示す無線送信装置から送信されたマルチキャリア信号を受信 して、 そのマルチキャリア信号に含まれる複数の同一ビヅトの尤度を合成す るものである。
受信 RF部 22は、 アンテナ 2.1を介して受信されるマルチキャリア信号 に対して所定の無線処理 （ダウンコンバートや AZD変換等） を施す。
F FT部 23は、 受信 RF部 22から入力されたマルチキャリア信号に対 して FFT (高速フ一リエ変換） 処理を施す。 これにより、 マルチキャリア 信号がサブキヤリア毎の複数のシンボルに分割される。 分割後の複数のシン ボルの半数が PZS部 24に並列に入力され、 残りの半数が PZS部 25に 並列に入力される。
P/S部 24は、 FFT部 23から並列に入力されるシンボル系列を直列 に変換して 16 QAM部 261に入力する。 また、 卩ズ3部25は、 FFT 部 23から並列に入力されるシンボル系列を直列に変換して 16 Q AM部 2 62に入力する。
16 QAM部 261は、 16 Q AMの復調方式を使用してシンボルを復調 した後、 ビヅ ト毎の尤度を算出する。 また、 16QAM部 262は、 16Q AMの復調方式を使用してシンボルを復調した後、 ビット毎の尤度を算出す る。 復調後のビット系列および算出された尤度はそれそれ、 合成部 27に入 力される。
16 Q AM部 261から入力されるビヅト系列に含まれるビットと同一の ビットが 16QAM部 262から入力されるビヅト系列にも含まれているの で、 合成部 27は、 それらの複数の同一ビットの尤度を合成する。 このよう に合成することにより、 受信品質を向上させることができる。 次いで、 上記構成を有する無線送信装置および無線受信装置の動作につい て説明する。
図 3は、 QPSK変調での各シンボルのマッピングを示す図である。 また、 図 4は、 16 QAM変調での各シンボルのマッピングを示す図である。 図 3 に示すように、 QP SKでは 4点のマッピング位置がある （すなわち、 変調 多値数が 4である） ため、 1シンボルに含めて送信することができるのは 2 ビットである。 これに対し、 16QAMでは、 図 4に示すように 16点のマ ヅビング位置がある （すなわち、 変調多値数が 16である） ため、 1シンポ ルに含めて送信することができるのは 4ビットである。 このように、 変調方 式を QP SKから 16 QAMに変更することにより、 1シンボルに含めて送 信できるビット数を 2倍にすることができる。 つまり、 変調多値数を大きく するほど、 1シンボルで送信できるビット数を大きくすることができる。 なお、 図 3および図 4において b 1、 b2、 b3、 b 4は、 シンボルにお いてビットが配置される位置を示すビット番号である。 例えば、 図 4では、 b 4が最上位ビッ トを示し、 b 1が最下位ビッ トを示す。
変調方式が QP SKである場合は、 サブキヤリアと送信ビットとの対応関 係は図 5に示すようになる。 図 5では、 マルチキャリア信号は f 1〜： 16 の 16本のサブキャリアで構成される。 また、 ビヅ ト 1〜32の 32ビット のビヅト系列を QP SK変調して、 f l~f l 6の 16本のサブキヤリアで 送信する場合を示す。 32ビットのビット系列を QP SK変調するので、 S 1 ~S 16の 16個のシンボルが生成される。 シンボル S 1〜S 16はそれ それ、 サブキャリア: f 1〜： f 16に割り当てられる。 また、 各シンボルには それそれ 2ビット含まれる。
これに対し、 図 1に示す無線送信装置では、 変調方式に 16 QAMを使用 する。 上述したように、 16QAMでは、 QP SKに比べて、 同じシンボル 数で 2倍の数のビットを送信できる。 つまり、 QPSKを 16 Q AMにする ことにより、 16シンボル、 16サブキャリアで 64ビヅ トを送信すること ができる。 換言すれば、 QPSKにおいて 16本のサブキャリアで送信して いた 32ビヅトを、 16 QAMでは半数の 8本のサブキヤリアで送信するこ とができる。 つまり、 QP SKを 16 QAMにすることにより、 8本のサブ キャリアに余裕が生じる。 そこで、 図 1に示す無線送信装置では、 その余裕 が生じた 8本のサブキャリアで、 複製された同一ビット 1〜32を送信する c 具体的には、 以下のようにする。
図 6は、 本発明の実施の形態 1に係るサブキヤリアと送信ビットとの対応 関係を示す図である。 図 1に示す無線送信装置では、 まず、 ビット 1〜32 のビット系列を複製する。 そして、 複製元のビヅト 1〜32を 16 QAM変 調してシンボル S 1〜S 8とし、 複製されたビヅト 1〜32を 16 QAM変 調してシンボル S 9〜S 16とする。 これにより複数の同一ビヅ卜の各々が 異なるシンボルに含まれる。 例えば、 図 6に示すように、 ビット 1〜4は、 シンボル S 1と S 9の双方に含まれる。
ここで、 本実施の形態では変調方式を QP SKから 16 QAMにした （す なわち、 変調多値数を 4から 16にした） ので、 同一ビヅ トを 2つに複製し た。 しかし、 変調方式を QPSKから 64 QAMや 256 QAMにすること も可能である。 64QAMにした場合、 すなわち変調多値数を 64にした場 合は、 QP SKと同じシンボル数およびサブキャリア数で、 QPSKの 3倍 のビット数を送信することができる。 よって、 64 QAMにした場合には同 —ビヅトを 3つに複製する。 また、 256 QAMにした場合、 すなわち変調 多値数を 256にした場合は、 QPSKと同じシンボル数およびサブキヤリ ァ数で、 QP SKの 4倍のビット数を送信することができる。 よって、 25 6 QAMにした場合には同一ビットを 4つに複製する。 なお、 変調方式を B P SKから QP SKにすることによって、 2倍のビヅト数を送信できるよう にすることも可能である。
シンボル S 1〜 S 8のシンボル系列とシンボル S 9〜 S 16のシンボル系 列はそれぞれ別個に直並列変換された後、 IFFT処理される。 この I FF T処理により、 図 6に示すように、 シンボル S 1〜S 8はサブキャリア f 1 〜f 8に割り当てられる。 また、 シンボル S 9〜S 1 6は、 変調方式を Q P S Kから 1 6 Q AMにすることにより余裕が生じたサブキヤリア 9 ~ f 1 6に割り当てられる。 つまり、 複製元のビット 1〜3 2はサブキャリア f 1 〜： f 8に割り当てられ、 複製されたビヅト 1〜3 2はサブキャリア f 9〜： f 1 6に割り当てられる。 この結果、 周波数が異なるサブキャリアに同一ビヅ トが割り当てられる。 例えば、 ビット 1は、 サブキャリア f 1と： 9の双方 に割り当てられる。 これによりビット 1は、 周波数 1と周波数 f 9の 2つ の周波数で送信されることになる。 サブキヤリア l〜f 1 6で構成される マルチキャリア信号は図 2に示す無線受信装置に送信される。
図 7に示すように、 マルチキャリア信号においては、 マルチパスの影響に より周波数軸方向のフェージング変動が非常に大きくなる。 このため、 サブ キャリア毎に受信レベルが変動する。 よって、 サブキャリア： e 1に割り当て られたビヅト 1の受信レベルが低くても、 サブキヤリア 9に割り当てられ たビット 1の受信レベルが高いこともある。
そこで、 マルチキャリア信号を受信した図 2に示す無線受信装置では、 異 なるサブキヤリアに割り当てられた同一ビットの尤度を合成する。 例えば、 サブキヤリア: f 1に割り当てられたビット 1の尤度と、 サブキヤリア f 9に 割り当てられたビット 1の尤度とを合成する。 これにより、 周波数ダイバ一 シチ利得が得られ、 ビット系列に含まれるビット 1〜3 2の受信品質を向上 させることができる。
なお、 変調方式を Q P S Kから 1 6 Q AMにすることにより、 そのままで は図 8に示すように誤り率特性が劣化すると考えられる。 図 8において、 3 1は Q P S Kの誤り率特性を示し、 3 2は 1 6 Q AMの誤り率特性を示す。 しかし、 本実施の形態では、 マルチキャリア信号に含まれる周波数が互いに 異なる複数の同一ビットの尤度を合成するため、 周波数ダイバ一シチ利得が 得られ、 その結果、 誤り率特性は 3 3に示すように Q P S Kより向上すると 考えられる。
このように本実施の形態によれば、 周波数が互いに異なる複数の同一ビッ トを含むマルチキヤリア信号を送信し、 1つのマルチキヤリァ信号に含まれ る周波数が互いに異なる複数の同一ビッ トの尤度を合成する。 このため、 一 度の送信で周波数軸方向のダイバ一シチ利得を得ることができる。 つまり、 複数のアンテナによる送信や再送を行うことなく受信品質を向上させること ができる。 また、 伝送レートを変更することなくダイバーシチ利得を得て受 信品質を向上させることができる。 また、 変調多値数が大きくなるほどマル チキャリア信号に含まれる同一ビヅトの数が大きくなるため、 変調多値数を 大きくすることによつて周波数軸方向のダイバ一シチ利得をさらに向上させ ることができる。
(実施の形態 2 )
図 9に示すように、 通常、 フェージング変動は周波数軸方向に周期性を有 する。 このため、 上記図 6に示すように、 同一ビットが含まれるシンボルを 周期的に配置したのでは、 複数の同一ビヅトのすべてについて受信レベルが 大きく落ち込んでしまい、 ダイバ一シチ利得が得られないことがある。 そこで、 本実施の形態では、 同一ビットが含まれるシンボルを周波数軸上 において周期的に配置しないようにする。 例えば、 上記図 6において、 シン ボル S 1と S 9の間の周波数軸上における間隔を、 シンボル S 2と S 1 0の 間の周波数軸上における間隔と相違させる。 これは、 以下の構成により達成 される。
図 1 0は、 本発明の実施の形態 2に係る無線送信装置の構成を示すプロッ ク図である。 ただし、 実施の形態 1の構成 （図 1 ) と同一の部には同一の符 号を付し、 説明を省略する。 インタリ一ブ部 1 8は、 変調部 1 2から出力さ れるシンボル系列の順番を並べ替える。 つまり、 所定のイン夕リーブパ夕一 ンに従つてシンボル系列をインタリーブする。 また、 図 1 1は、 本発明の実施の形態 2に係る無線受信装置の構成を示す ブロック図である。 ただし、 実施の形態 1の構成 （図 2 ) と同一の部には同 一の符号を付し、 説明を省略する。 ディン夕リーブ部 2 8は、 P/ S ¾ 2 4 および P/ S部 2 5から出力されるシンボル系列の順番を、 無線送信装置で 行われたイン夕リーブと逆に並べ替えて、 イン夕リーブ前のシンボル系列と する。 つまり、 無線送信装置で行われたイン夕リーブに応じて、 シンボル系 列をディン夕リーブする。
次いで、 シンボルイン夕リーブの方法について説明する。 本実施の形態で は、 シンボルイン夕リーブとして、 以下の図 1 2〜図 1 4に示す 3つの方法 のうちいずれか 1つを行う。
図 1 2に示すィン夕リーブ方法では、 複製元のビヅトが含まれるシンボル 系列の順番をそのままにし、 複製されたビットが含まれるシンボル系列の順 番を複製元めビットが含まれるシンボル系列の順番と逆にする。 よって、 上 記図 6においてサブキヤリア 9に割り当てられていたシンボル S 9は、 図 1 2ではサブキャリア: 1 6に割り当てられる。 また、 上記図 6においてサ ブキャリア f 1 6に割り当てられていたシンボル S 1 6は、 図 1 2ではサブ キャリア f 9に割り当てられる。 これにより、 同一ビットが含まれるシンボ ルの間隔をフヱ一ジング変動の周期性と一致させないようにすることができ る。 これにより、 実施の形態 1に比べて、 周波数ダイバーシチ効果を高める ことができる。
また、 図 1 3に示すイン夕リーブ方法では、 複製元のビットが含まれるシ ンボル系列の順番をそのままにし、 複製されたビヅトが含まれるシンボル系 列の順番を複製元のビットが含まれるシンボル系列の順番とは無関係に並べ 替える。 例えば、 図 1 3に示すようにして、 シンボル S 9〜S 1 6だけを並 ベ替える。 これにより、 上記図 1 2と同様に、 同一ビットが含まれるシンポ ルの間隔をフェージング変動の周期性と一致させないようにすることができ る。 また、 上記図 1 2に示すイン夕リーブ方法に比べ、 同一ビヅ トが受ける 6
11 フエージング変動のばらつきが大きくなるため、 周波数ダイバ一シチ効果を さらに高めることができる。
また、 図 1 4に示すイン夕リーブ方法では、 複製元のビットが含まれるシ ンボル系列と複製されたビットが含まれるシンボル系列とを合わせて並べ替 える。 例えば、 図 1 4に示すようにして、 シンボル S 1〜S 1 6のすベてを 対象として並べ替える。 これにより、 上記図 1 2と同様に、 同一ビットが含 まれるシンボルの間隔をフェージング変動の周期性と一致させないようにす ることができる。 また、 上記図 1 3に示すイン夕リーブ方法に比べ、 同一ビ ットが受けるフエ一ジング変動のばらつきがさらに大きくなるため、 周波数 ダイバーシチ効果をさらに高めることができる。
このように本実施の形態によれば、 この構成によれば、 周波数軸方向での フエ一ジング変動が周期性を有する場合に、 複数の同一ビッ卜の各々が伝送 路において受けるフエ一ジング変動の大きさを相違させることができるため、 周波数軸方向のダイバーシチ利得をさらに向上させることができる。
(実施の形態 3 )
本実施の形態では、 複数の同一ビットを周波数軸上において周期的に配置 しないようにする。 これは、 以下の構成により達成される。
図 1 5は、 本発明の実施の形態 3に係る無線送信装置の構成を示すプロッ ク図である。 ただし、 実施の形態 1の構成 （図 1 ) と同一の部には同一の符 号を付し、 説明を省略する。 イン夕リーブ部 1 9は、 複製部 1 1から出力さ れるビット系列の順番を並べ替える。 つまり、 所定のイン夕リーブパターン に従ってビット系列をィン夕リーブする。
1 6 Q AM部 1 2 1は、 1 6 Q AMの変調方式を使用して、 6 4ビッ トの うち上位 3 2ビットのビヅト系列を変調してシンボルにする。 また、 1 6 Q AM部 1 2 2は、 1 6 Q AMの変調方式を使用して、 6 4ビットのうち下位 3 2ビットのビヅト系列を変調してシンボルにする。 6
12 また、 図 1 6は、 本発明の実施の形態 3に係る無線受信装置の構成を示す ブロック図である。 ただし、 実施の形態 1の構成 （図 2 ) と同一の部には同 一の符号を付し、 説明を省略する。 ディン夕リーブ部 2 9は、 復調部 2 6か ら出力されるビヅト系列の順番を、 無線送信装置で行われたイン夕リーブと 逆に並べ替えて、 イン夕リーブ前のビット系列とする。 つまり、 無線送信装 置で行われたィン夕リーブに応じて、 ビット系列をディン夕リーブする。 次いで、 ビットイン夕リーブの方法について説明する。 本実施の形態では、 ビットイン夕リーブとして、 以下の図 1 7および図 1 8に示す 2つの方法の うちいずれか 1つを行う。
図 1 7に示すイン夕リーブ方法では、 複製元のビット系列の順番をそのま まにし、 複製されたビット系列の順番を複製元のビヅト系列の順番とは無関 係に並べ替える。 例えば、 図 1 7に示すようにして、 複製されたビット 1〜 3 2だけを並べ替える。 これにより、 複数の同一ビットの周波数軸上におけ る間隔をフェージング変動の周期性と一致させないようにすることができる また、 同一ビットが受けるフエ一ジング変動のばらつきが大きくなるため、 周波数ダイバーシチ効果を高めることができる。
. また、 図 1 8に示すイン夕リーブ方法では、 複製元のビット系列と複製さ れたビット系列とを合わせて並べ替える。 例えば、 図 1 8に示すようにして、 複製元のビヅト 1〜3 2と複製されたビヅト 1〜3 2のすベてを対象として 並べ替える。 これにより、 上記図 1 7と同様に、 同一ビットが含まれるシン ボルの間隔をフエ一ジング変動の周期性と一致させないようにすることがで きる。 また、 上記図 1 7に示すインタリーブ方法に比べ、 同一ビットが受け るフエ一ジング変動のばらつきがさらに大きくなるため、 周波数ダイバーシ チ効果をさらに高めることができる。
このように本実施の形態によれば、 周波数軸方向でのフエ一ジング変動が 周期性を有する場合に、 複数の同一ビットの各々が伝送路において受けるフ エージング変動のばらつきが大きくなるため、 周波数軸方向のダイバーシチ 6
13 利得をさらに向上させることができる。 (実施の形態 4)
16QAMでは、 シンボルの 16点のマッピング位置の関係から、 1シン ボルに含まれる 4ビッ トのうち、 上位 2ビッ トの尤度の方が下位 2ビッ トの 尤度よりも大きくなる。 このことを利用し、 本実施の形態では、 複製元のビ ヅトが含まれるシンボルと複製されたビヅトが含まれるシンボルとにおいて、 複数の同一ビッ卜の各々を配置する位置を相違させるように変調する。 換言 すれば、 複製元のビットが含まれるシンボルと複製されたビットが含まれる シンボルとにおいて、 それらのマッピングを相違させて変調する。 これは、 以下の構成により達成される。
図 19は、 本発明の実施の形態 4に係る無線送信装置の構成を示すプロッ ク図である。 ただし、 実施の形態 1の構成 （図 1) と同一の部には同一の符 号を付し、 説明を省略する。 16QAM部 123は、 16 QAMの変調方式 を使用して、 図 2.0に示すマッピング情報 1によって与えられるマッピング パターンに従って、 複製元のビッ ト系列を変調してシンボルにする。 また、 16 QAM部 124は、 16 Q AMの変調方式を使用して、 図 2 1に示すマ ヅビング情報 2によって与えられるマツビングパターンに従って、 複製され たビット系列を変調してシンボルにする。
例えば、 図 20および図 2 1においてマッピング点 41に着目すると、 図 20では上位 2ビヅ トが "00 "、 下位 2ビットが " 1 1 " であり、 図 2 1 では上位 2ビヅ トが " 11 "、 下位 2ビットが " 00 " である。 よって、 1 6 QAM部 123によってシンボルの上位 2ビヅ卜に配置されたビヅトと同 —のビットが、 16 Q AM部 124によってシンボルの下位 2ビットに配置 される。 また、 16 QAM部 123によってシンボルの下位 2ビットに配置 されたビヅトと同一のビヅトが、 16 QAM部 124によってシンボルの上 位 2ビヅトに配置される。 ここで、 サブキャリアと送信ビットとの対応関係を示すと図 22のように なる。 例えば、 同一ビヅ卜が含まれるシンボル S 1と S 9とに着目すると、 シンボル S 1の上位 2ビヅトに配置されたビヅト 3、 4は、 シンボル S 9で は下位 2ビットに配置される。 また、 シンボル S 1の下位 2ビットに配置さ れたビヅト 1、 2は、 シンボル S 9では上位 2ビットに配置される。 よって、 シンボル S 1では、 ビット 3、 4の尤度の方がビヅ ト 1、 2の尤度よりも大 きくなり、 逆に、 シンボル S 9では、 ビット 1、 2の尤度の方がビヅト 3、 4の尤度よりも大きくなる。
次いで、 無線受信装置について説明する。 図 23は、 本発明の実施の形態 4に係る無線受信装置の構成を示すブロック図である。 ただし、 実施の形態 1の構成 （図 2) と同一の部には同一の符号を付し、 説明を省略する。 16 Q AM部 263は、 16 QAMの復調方式を使用して、 図 20に示すマツピ ング情報 1によって与えられるマツビングパターンに従って、 シンボルを復 調してビット系列にする。 また、 16QAM部 264は、 16QAMの復調 方式を使用して、 図 21に示すマッピング情報 2によって与えられるマヅピ ングパターンに従って、 シンボルを復調してビヅト系列にする。
合成部 27は、 実施の形態 1と同様に、 複数の同一ビットの尤度を合成す る。 上述したように、 マッピング点 41に着目すると、 図 20で上位 2ビヅ 卜 （b4、 b 3) に配置された尤度の大きい " 00" と同一のビットは、 図 2 1で下位 2ビット （b2、 b 1) に配置され尤度が小さくなる。 また、 図 20で下位 2ビヅト （b 2、 b 1) に配置された尤度の小さい "11" と同 一のビットは、 図 21で上位 2ビット （b4, b 3) に配置され尤度が大き くなる。 そこで、 合成部 27は、 図 24に示すように、 複数の同一ビヅ卜の 尤度を合成する。 つまり、 b4に配置された "0"の尤度と b2に配置され た " 0"の尤度とを合成し、 b 3に配置された " 0"の尤度と b 1に配置さ れ,た "0"の尤度とを合成し、 b 2に配置された "1"の尤度と b 4に配置 された "1"の尤度とを合成し、 b 1に配置された "1" の尤度と b 3に配 0302176
15 置された " 1" の尤度とを合成する。 これにより、 各ビットの尤度は、 合成 前より大きくかつ等しくなる。
このように本実施の形態によれば、 尤度が相違する複数の同一ビットの尤 度を合成して複数の同一ビッ卜の尤度を大きくかつ等しくすることができる ため、 受信品質をさらに向上させることができる。 なお、 本発明の無線送信装置および無線受信装置は、 移動体通信システム 等で使用される無線通信端末装置や無線通信基地局装置に用いて好適である 本発明の無線送信装置および無線受信装置を無線通信端末装置や無線通信基 地局装置に搭載することにより、 上記同様の作用および効果を有する無線通 信端末装置および無線通信基地局装置を提供することができる。
また、 本発明は、 周波数軸方向に拡散処理を行うマルチキャリア CDMA (MC- CDMA) に適用することが可能である。 適用した場合、 サブキヤ リァ毎のフエージング変動の相違に起因する拡散コード間の干渉のばらつき により、 拡散コード毎に尤度のばらつきが大きくなるので、 ダイバ一シチ効 果がさらに大きくなることが期待できる。
また、 本発明は、 時間軸方向に拡散処理を行うマルチキャリア CDMA (MC/D S-CDMA) に適用することが可能である。 適用した場合、 サ ブキヤリア毎のフェージング変動の相違に起因して特定のサブキヤリアで伝 送している信号が極端に劣化するという問題に対して、 ダイバーシチ効果に より性能を改善することが可能となる。 以上説明したように、 本発明によれば、 複数のアンテナによる送信や再送 を行うことなく、 受信品質を向上させることができる。 本明細書は、 2002年 2月 28日出願の特願 2002— 05283 1に 基づくものである。 この内容はすべてここに含めておく。

Claims

請求の範囲
1 . 無線送信装置が、 複数のサブキャリアで構成されるマルチキャリア信号 を無線受信装置へ送信する無線通信方法であって、
前記無線送信装置が、
変調多値数を大きくすることによって、 前記マルチキャリア信号に含めて 送信できるビットの数を大きくし、
複数の同一ビッ卜の各々を周波数が異なる前記サブキヤリアの各々に割り 当てることによって、 周波数が互いに異なる複数の同一ビットを含む前記マ ルチキヤリア信号を生成し、
前記無線受信装置が、
前記無線送信装置によって複製された複数の同一ビッ トの尤度を合成する、 無線通信方法。
2 . 複数のサブキヤリァで構成されるマルチキヤリァ信号を送信する無線送 信装置であって、
ビット系列を複製して複数の同一ビットを生成する複製手段と、
前記複数の同一ビッ トの各々を異なるシンボルに含める変調を行う変調手 段と、
前記変調手段によって変調されたシンボルの各々を周波数が異なる前記サ ブキヤリアの各々に割り当てて前記マルチキヤリア信号を生成する生成手段 と、
前記生成手段によって生成されたマルチキャリア信号を送信する送信手段 と、
を具備する無線送信装置。
3 . 前記複製手段は、
前記変調手段で使用される変調方式の変調多値数が大きくなるほど同一ビ ットを複製する数を大きくする、
請求項 2記載の無線送信装置。
4 . 前記変調手段から出力されるシンボル系列の順番を並べ替えるシンボル ィン夕リーブ手段、
をさらに具備する請求項 2記載の無線送信装置。
5 . 前記複製手段から出力されるビッ卜系列の順番を並べ替えるビットイン 夕リーブ手段、
をさらに具備する請求項 2記載の無線送信装置。
6 . 前記変調手段は、 前記複数の同一ビッ トの各々を異なるシンボルに含め る際に、 前記異なるシンボルにおいて前記複数の同一ビットの各々を配置す る位置を相違させる、
請求項 2記載の無線送信装置。
7 . 請求項 2記載の無線送信装置を搭載する無線通信端末装置。
8 . 請求項 2記載の無線送信装置を搭載する無線通信基地局装置。
9 . 複数のサブキャリアで構成され、 複数の同一ビットの各々が周波数が異 なる前記サブキヤリァの各々に割り当てられたマルチキヤリァ信号を受信す る受信手段と、
前記複数の同一ビットの尤度を合成する合成手段と、
を具備する無線受信装置。
1 0 . 請求項 9記載の無線受信装置を搭載する無線通信端末装置。
1 1 . 請求項 9記載の無線受信装置を搭載する無線通信基地局装置。
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