WO2001099306A1 - Dispositif de reception et dispositif d'emission - Google Patents

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WO2001099306A1
WO2001099306A1 PCT/JP2001/005180 JP0105180W WO0199306A1 WO 2001099306 A1 WO2001099306 A1 WO 2001099306A1 JP 0105180 W JP0105180 W JP 0105180W WO 0199306 A1 WO0199306 A1 WO 0199306A1
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transmission
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PCT/JP2001/005180
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Mitsuru Uesugi
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Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04L25/03248—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus
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    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals

Definitions

  • the present invention relates to a receiving apparatus that performs signal distortion compensation and error correction due to multipath fading, and a transmitting apparatus that transmits data to the receiving apparatus.
  • An equalizer is effective in overcoming multipath fading, and a method using error correction codes is effective in improving transmission quality, especially a method in which convolutional codes are decoded with a video decoder. .
  • transmitters Conventional receivers and transmitters (hereinafter collectively referred to simply as “transmitters”) are designed to reduce signal distortion caused by multipath fuzzing by using equalizers such as MLSE (Maximum Likelinood Sequence Estimator; DFE (Decision Feedback Equalizer)). , And errors that could not be compensated are corrected by error correction processing such as video decoding to achieve good quality data transmission.
  • equalizers such as MLSE (Maximum Likelinood Sequence Estimator; DFE (Decision Feedback Equalizer)
  • UD MV United Demodulator of MLSE and Viterbi Decoder
  • UD MV United Demodulator of MLSE and Viterbi Decoder
  • This is based on the assumption that a virtual encoder (Virtual Coder) that combines a line model and a convolutional encoder is used, and Viterbi decoding is performed using this.
  • the equalization by SE and the video decoding for the convolutional code are simultaneously performed, thereby improving the error correction capability. That is, the UD MV is a demodulator that combines the MLSE equalizer and the video decoder.
  • equalization is a technique for compensating for signal distortion
  • error correction codes are techniques for mainly correcting random errors.Therefore, burst errors that occur due to concentrated errors due to multipath fuzzing are not generated. If this occurs, burst errors cannot be corrected by equalization and error correction codes, and the error rate characteristics of demodulated data will be degraded.
  • the UD MV constructs a virtual encoder that fuses an equalizer and a convolutional encoder, and performs equalization and error correction simultaneously in the virtual encoder. The reception sequence cannot be rearranged during the error correction, and it is not possible to use the ING MV with UD MV. Disclosure of the invention
  • An object of the present invention is to improve the error rate characteristics of demodulation data by correcting a burst error even when there is faging causing a burst error in a line.
  • a receiver having a demodulator that performs equalization and error correction simultaneously and a transmitter that transmits data to the receiver are provided.
  • the present inventor focuses on faging, which is a phenomenon peculiar to wireless communication. Phases of fading between sequences In a state where the relation is not high, it has been found that the occurrence of burst errors has different characteristics from each other, and the present invention has been made.
  • a transmitting apparatus includes a demodulation unit that simultaneously performs equalization for compensating signal distortion due to multipath fading and error correction for decoding error-corrected encoded data.
  • a transmitting device for communicating with a device comprising: a distributing unit for distributing transmission data into a plurality of streams; and a wireless transmitting unit for wirelessly transmitting data distributed to the plurality of streams by the distributing unit. .
  • a receiving device includes: a wireless receiving unit configured to wirelessly receive a plurality of series of data; a combining unit configured to combine a plurality of series of data wirelessly received by the wireless receiving unit; and the combining unit.
  • a demodulator that simultaneously performs equalization for compensating for signal distortion due to multi-pass fusing and error correction for decoding error-correction-coded data on the result obtained by combining multiple sequences of data by And a step.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a transmitting apparatus and a receiving apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a function block of a combining unit in the receiving apparatus according to the first embodiment
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration of a functional block of the U DMV in the receiving apparatus according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining compensation of signal distortion caused by faging that causes a burst error.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a schematic configuration of a transmitting apparatus and a receiving apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating parallel-to-serial conversion of a baseband signal subjected to fusing
  • FIG. 7 is a block diagram showing a schematic configuration of a transmitting apparatus and a receiving apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a schematic configuration of a transmitting apparatus and a receiving apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a schematic configuration of a transmitting apparatus and a receiving apparatus according to Embodiment 5 of the present invention.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a schematic configuration of a transmitting apparatus and a receiving apparatus according to Embodiment 6 of the present invention.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a schematic configuration of a transmitting apparatus and a receiving apparatus according to Embodiment 7 of the present invention.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a schematic configuration of a transmitting apparatus and a receiving apparatus according to Embodiment 8 of the present invention.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a schematic configuration of a transmitting apparatus and a receiving apparatus according to Embodiment 9 of the present invention.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a schematic configuration of a transmitting apparatus and a receiving apparatus according to Embodiment 10 of the present invention.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating a configuration of a functional block of the UDMV in the receiving apparatus according to the tenth embodiment.
  • This embodiment is an example of frequency diversity, in which the transmitting side distributes transmission data to a plurality of carriers having different frequencies and transmits the same, and the receiving side maximizes the ratio of received signals that have undergone different fading on the line.
  • signal distortion due to faging which causes a burst error, is combined to compensate for the signal distortion, and the signal compensated for the signal distortion due to the fusing is demodulated by UDMV.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a receiving apparatus and a transmitting apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • Transmitting apparatus 100 distributes transmission data to a plurality of carriers having different frequencies and transmits the signals in a plurality of streams distinguished by each frequency.
  • Receiving apparatus 150 performs maximum ratio combining of the received signals, and simultaneously performs equalization and Viterbi decoding by UD MV to obtain received data.
  • transmitting apparatus 100 will be described by taking as an example a case where transmission data is distributed and transmitted in three streams.
  • the convolutional encoder 101 convolutionally encodes the transmission data with a predetermined constraint length to generate a baseband signal, and converts this paceband signal into three wireless transmission sections 10 2 — 1-10 2-3 Output to
  • the radio transmitters 102-1-1 to 102-3 multiply the carrier signals of different frequencies fl to f3 with the paceband signal output from the convolutional encoder 101 to generate radio frequency signals.
  • the adder 103 adds the three series of radio frequency signals output from the radio transmission sections 102-1 to 102-3 and transmits the signals from the antenna 104.
  • Radio receiving section 152-1 receives the transmission signal of transmitting apparatus 100 from antenna 151, and multiplies the received signal by a carrier of frequency: f1 to obtain baseband signal # 1.
  • Radio receiving section 152-2—2 receives a transmission signal of transmitting apparatus 1 ⁇ 0 from antenna 151, and multiplies the received signal by a carrier having a frequency of e2 to obtain baseband signal # 2.
  • Radio receiving section 152-3 receives a transmission signal of transmitting apparatus 100 from antenna 151, multiplies the received signal by a carrier of frequency f3, and generates a paceband signal # 3.
  • the combining section 153 combines the baseband signals # 1 to # 3 output from the wireless receiving sections 152-1-1 to 152-2-3 at the maximum ratio and outputs the combined signals to the UD MV 154.
  • the UD MV 154 is a demodulator that combines an MLSE equalizer and a Viterbi decoder.
  • the UD MV 154 performs equalization and Viterbi decoding on the maximum ratio combined baseband signal output from the combining unit 153 at the same time to perform decoding. Get key data.
  • FIG. 2 shows the configuration of the functional blocks of the synthesizing unit 153.
  • the channel estimator 201-1-210-13 is based on known signals included in baseband signals # 1 to # 3 output from radio receivers 152-1 to 152-13. Then, the received power and the phase rotation amount of each of the baseband signals # 1 to # 3 are estimated. Multipliers 2 0 2 — 1 to 2 0 2 — 3 correspond to baseband signals # 1 to # 3 output from the corresponding radio Estimator 2 0 1— :! The amplitude of the received signal and the amount of phase rotation are compensated for by complex multiplication of the received power and the amount of phase rotation estimated in 220.1-3. Multipliers 20 3 — 1 to 20 3—3 output a corresponding channel estimator 2 0 1— :!
  • weights are given to the multipliers 20 3-1 to 2 0 3-3 in proportion to the received power.
  • the adder 204 adds all the outputs of the multipliers 203-1 to 203-3 and outputs the result to the UDMV 154.
  • FIG. 3 shows the configuration of the functional blocks of the UD MV 154.
  • the virtual convolutional encoder 301 is a digital filter configured to have a state in which the convolutional encoder 101 and a distortion generated in a line are fused.
  • the channel estimating unit 302 estimates the complex gain coefficient using the known signal (unique word) inserted into the received signal and sets it to the virtual convolutional encoder 301.
  • the complex gain coefficient is a coefficient for compensating for distortion generated in the line.
  • State estimation section 303 outputs a candidate signal corresponding to the number of bits of the transmission signal to modulation section 304.
  • Modulating section 304 adds the same modulation as that applied in transmitting apparatus 100 to the candidate signal, and outputs the resultant signal to virtual convolutional encoder 310.
  • the state estimator 303 captures an error signal indicating an error between the replica from the virtual convolutional encoder 301 and the actual received signal from the adder 305, and obtains a candidate having a small error. Is selected, and the data sequence connected by the selected path is output as demodulated data.
  • the virtual convolutional encoder 301 shown in the figure is provided in correspondence with a delay unit row in which delay units are connected in series, a complex gain block of a number corresponding to the wave number of the line, and each complex gain block. Consists of a complex exclusive-OR circuit, a complex gain circuit that multiplies the output of the complex exclusive-OR circuit by a gain that compensates for distortion generated in the line, and a complex adder that adds the output of each complex gain circuit Have been.
  • the delay unit, the complex gain adder, and the complex exclusive OR circuit in the virtual convolutional encoder 301 have the same filter structure as the convolutional encoder 101. Since the convolutional encoder 1001 of the transmitter 100 has a fixed constraint length and complex gain, which are known in advance, the number of delays per complex gain block and each complex gain (c) of the complex gain adder You can decide.
  • the delay group input to each complex gain block is shifted by one delay per block from the top block to the bottom block.
  • the delay, the complex gain adder, and the complex adder have a digital filter structure that compensates for distortion generated in the line by regarding each delay by the delay as a delay in the propagation path.
  • the channel estimating unit 302 estimates a filter coefficient for compensating for distortion according to the current state of each propagation path based on the unique code, and the virtual convolutional encoder 310 Determine the complex gain (p) of the complex gain adder of.
  • transmitting apparatus 100 and receiving apparatus 150 configured as described above will be described.
  • transmission data is convolutionally coded by convolutional encoder 101 to generate a baseband signal.
  • This paceband signal is multiplied by carrier waves of different frequencies f 1 to f 3 in radio transmission sections 102-1 to 102-3 to become radio frequency signals.
  • the radio frequency signals are all added by an adder 103 and transmitted from an antenna 104.
  • the receiving apparatus 150 receives the signal transmitted from the transmitting apparatus 100 plus the distortion generated on the line by the antenna 151. This received signal is sent to the wireless receiver Carriers of different frequencies fl to f3 are multiplied at 1 5 2—1 to 1 5 2—3 to obtain baseband signals # 1 to # 3. The baseband signals # 1 to # 3 are subjected to maximum ratio combining in the combining unit 153. The maximum ratio combined paceband signal is input to the UD MV 154, where the UD MV 154 performs equalization and video decoding simultaneously to obtain demodulated data.
  • the combining unit 153 combines the baseband signals # 1 to # 3 obtained by the radio receiving units 152-1-1 to 152-2-3 at the maximum ratio and distorts the signal due to fading that causes a burst error. To compensate.
  • the baseband signals # 1 to # 3 output from the radio receivers 15 2—1 to 15 2—3 are output to the corresponding channels in the corresponding multipliers 20 2—1 to 20 2—3.
  • the received power and the amount of phase rotation estimated in the estimating unit 201-1-201-3 are complex-multiplied to compensate for the amplitude fluctuation and the amount of phase rotation of the received signal.
  • the corresponding channel estimator 2 0 1—1 to 2 0 1—3 are multiplied by a weight coefficient proportional to the received power and output to the adder 204.
  • the outputs of the multipliers 203-3 to 203-3-3 are added to compensate for signal distortion due to fading that causes a burst error.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining compensation of signal distortion due to fading that causes a burst error in the combining unit 153.
  • the radio frequency signals multiplied by the carrier waves having different frequencies fl to f3 in the transmitting apparatus 100 receive different fencing (frequency-selective faging) on the line, respectively.
  • FIG. 4 shows a characteristic curve which is received by the receiving device 150 and shows the time change of the received power.
  • a characteristic curve a is a characteristic curve showing a time change of the received power of the baseband signal # 1
  • a characteristic curve b is a characteristic curve showing a time change of the received power of the baseband signal # 2
  • a characteristic curve c is a base curve.
  • 9 is a characteristic curve showing a change over time of reception power of band signal # 3.
  • baseband signal # 1 is received at time t1 with low received power due to the effect of fading.
  • the paceband signal # 2 is received at time t2, and the paceband signal # 3 is received at time t3 at low reception power due to the influence of fading.
  • a signal received at such low received power is likely to be erroneously demodulated, causing a burst error.
  • Each of the baseband signals # 1 to # 3 received in this way is multiplied by a weight proportional to the received power in multipliers 203-3 to 203-3-3.
  • the characteristic curve d the signals are added to each other, and the low-power portion becomes a compensated signal.
  • a characteristic curve d is a characteristic curve showing a change over time of the received power of the pace band signals # 1 to # 3 synthesized at the maximum ratio.
  • the maximum ratio-combined signal is output to the UD MV 154, where equalization and Viterbi decoding are simultaneously performed by the UD MV 154 to obtain demodulated data.
  • the UD MV 154 has a state in which the convolutional encoder 101 and the distortion generated in the line are fused, and simultaneously performs equalization by MLSE and error correction by Viterbi decoding.
  • the candidate signal provided from the state estimator 303 is input to the first stage delay unit of the delay unit train provided in the virtual convolutional encoder 301 via the modulator 304. And are sequentially delayed.
  • the delayed candidate signal is first multiplied by a complex gain (c) by a complex gain adder, and then the exclusive OR of the real part and the imaginary part is obtained by a complex exclusive OR circuit.
  • the complex gain adder corresponds to the complex gain adder provided in the convolutional encoder 101, and takes only one of the values 0, 1, and (j + 1).
  • the complex exclusive OR circuit is a complex gain adder Take the complex exclusive OR of the output of The output of the complex exclusive OR circuit is then further multiplied by a gain (P) in a complex gain adder. The outputs of the complex gain adder are all added by the complex adder and become the received signal (replica).
  • transmitting apparatus 100 distributes transmission data to a plurality of carrier waves of different frequencies and transmits the data
  • receiving apparatus 150 In the UD MV 154 provided in the receiving device, the fading is performed by combining the received signals that have undergone different fusing at the maximum and compensating for the signal distortion due to fusing that causes a burst error. Since the signal that compensates for the signal distortion due to the demodulation is demodulated, the error rate characteristics can be improved when there is faging in the line that causes a burst error.
  • transmission data is distributed to three different frequencies f1 to e3.
  • the present invention is not limited to this, and may be distributed to carriers of any different frequencies.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a schematic configuration of a receiving device and a transmitting device according to Embodiment 2 of the present invention.
  • Transmitting apparatus 400 transmits transmission data converted into parallel signals on carrier waves of a plurality of different frequencies.
  • the receiving device 450 converts the received signal into a serial signal, performs equalization and Viterbi decoding simultaneously by the UD MV, and Get.
  • transmitting apparatus 400 will be described by taking as an example a case where transmission data is distributed and transmitted in three streams.
  • the convolutional encoder 410 convolutionally encodes the transmission data with a predetermined constraint length to generate a paceband signal, and outputs this baseband signal to the SZP conversion section 402.
  • the S / P converter 402 converts the serial baseband signal output from the convolutional encoder 410 into a parallel signal in slot units, and converts the converted parallel signal to a radio transmitter 4003-1. Output to 34 0 3—3.
  • the radio transmitters 4 0 3 — 1 to 4 0 3 1 3 multiply the baseband signal output from the SZP converter 4 2 by a carrier having a different frequency f 1 to f 3 to generate a radio frequency signal. I do.
  • the adder 404 adds the radio frequency signals output from the radio transmitters 403-1 to 403-3, and transmits the sum from the antenna 405.
  • the radio receivers 4 5 2—1 to 4 5 2—3 receive the radio frequency signals transmitted from the transmitting device 4 0 0 via the antenna 4 5 1, and transmit carrier waves of different frequencies: 1 to f 3 respectively. Multiply the radio frequency signal to generate baseband signals # 1 to # 3.
  • the PZS converter 453 converts the parallel baseband signals output from the radio receivers 452-1 to 452-3 into serial signals in slot units, and converts the converted series signals to UD MVs. 4 5 Output to 4.
  • the U DMV 454 obtains demodulated data by simultaneously performing equalization and Viterbi decoding on the maximum ratio synthesized baseband signal output from the PZS converter 453.
  • the transmission data is convolutionally encoded by the convolutional encoder 410 to generate a serial baseband signal.
  • the baseband signal is converted into a parallel signal by the S / P converter 402 and output to the wireless transmitters 4003-1 to 4003-13, and the wireless transmitters 4003-1-4 0 3—3 different Frequency 1 to:
  • the carrier wave of f3 is multiplied to be a radio frequency signal.
  • the adder 404 the radio frequency signals output from the radio transmission sections 403-1 to 403-3 are added together and transmitted from the antenna 405.
  • the receiving device 450 receives the signal transmitted from the transmitting device 400 plus the distortion generated in the line by the antenna 451. This received signal is multiplied by carrier waves having different frequencies f 1 to f 3 in the radio receiving sections 45 2-1 to 45 2-3 to obtain baseband signals # 1 to # 3.
  • the baseband signals # 1 to # 3 are converted into serial signals in slot units in the PZS converter 453, output to the UD MV 454, and subjected to equalization and Viterbi decoding at the same time. The demodulation will be over.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining parallel Z-serial conversion of a paceband signal that has undergone fading.
  • Reception processing is performed to obtain baseband signals # 1 to # 3.
  • S4 and S7 included in the baseband signal # 1, which is a parallel signal are symbols that cause errors during demodulation due to the effects of fading.
  • S4 and S7 which cause errors, are separated by two slots in the frame. Therefore, by converting a parallel signal in which symbols causing errors are concentrated into a serial signal, the symbols causing errors become discrete, so that a burst error during demodulation can be prevented.
  • transmitting apparatus 400 converts the transmission data into parallel signals, and then distributes and transmits the parallel signals to a plurality of carriers having different frequencies.
  • the receiving device 450 performs different fading on the line. Since the received signal is converted into a serial signal to make the symbols subjected to fading which causes a burst error discrete, the receiving apparatus is designed to operate in a case where there is fading causing a burst error in the line. Even so, sufficient error rate characteristics can be obtained.
  • This embodiment is a modification of the first embodiment, and differs from the first embodiment in that a transmission signal is subjected to spreading processing and then multiplied by a carrier.
  • a transmission signal is subjected to spreading processing and then multiplied by a carrier.
  • the present embodiment will be described with reference to FIG. Note that the same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals as in the first embodiment, and a detailed description thereof will be omitted.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a schematic configuration of a receiving apparatus and a transmitting apparatus according to Embodiment 3 of the present invention. Although omitted in the figure, it is assumed that the receiving device 550-B and the receiving device 550-C have the same configuration as the receiving device 550-A.
  • the transmitting device 500 performs wireless communication with the receiving devices 550-A to 550-C.
  • convolutional encoders 101-A to 101-C convolutionally encode corresponding transmission data A to C with a predetermined constraint length to generate baseband signals, This baseband signal is output to spreading sections 501-A to 501-C.
  • the spreading section 501-A multiplies the signal convolutionally coded by the convolutional encoder 101-A by the spreading code A, and the radio transmitting section 102-1-1 to 102- Output to 3.
  • the spreading unit 501-1-1B multiplies the signal convolutionally coded by the convolutional encoder 101-B by the spreading code B, and sends the signal to the radio transmitting unit 102-1-1 to 102-3.
  • the spreading section 501-C multiplies the signal convolutionally coded by the convolutional encoder 101-C by the spreading code C, and sends the signal to the radio transmitting section 102-1-1 to 102-3.
  • the radio transmitters 10 2— 1 to 10 2—3 transmit carrier waves of different frequencies f 1 to: f 3, respectively.
  • a spread-spectrum signal output from the spreader 5 0 1—A to 5 1—C Is multiplied to obtain a radio frequency signal.
  • despreading section 551 multiplies the output of combining section 153 by spreading code A and outputs the result to UD MV 154.
  • U DMV 1 5 4 is despread
  • the demodulated data A is obtained by simultaneously performing equalization and Viterbi decoding on the despread signal output from the unit 551.
  • the despreading unit 5 51 multiplies the output of the combining unit 15 3 by the spreading code B and outputs it to the UD MV 15 4 c c UD MV 15 4
  • Equalization and Viterbi decoding are simultaneously performed on the inversely scattered signal output from the spreading section 551 to obtain demodulated data B.
  • despreading section 551 multiplies the output of combining section 153 by spreading code C and outputs the result to UD MV 154.
  • the UD MV 154 performs demodulation data C by simultaneously performing equalization and video decoding on the despread signal output from the despreading unit 551. '
  • the transmission data A is convolutionally coded by the convolutional coder 101-A, multiplied by the spread code A by the spreading unit 501, and transmitted by the radio transmission unit 100. Output to 2—1 to 10 2—3.
  • the transmission data B is convolutionally coded by the convolutional encoder 101-B, multiplied by the spreading code B by the spreading unit 501-B, and sent to the radio transmitting unit 1 2-1 to L 0 2-3 Is output.
  • the transmission data C is convolutionally coded by the convolutional encoder 101-C, is multiplied by the spreading code C by the spreading unit 501-C, and is transmitted by the radio transmission unit 102-1-1 to 102. — Output to 3.
  • the signals output from the spreading sections 501-A to 501-C are multiplied by carrier waves of different frequencies: fl to f3 in the radio transmitting sections 102-1-1 to 102-3. Thus, a radio frequency signal is obtained. These radio frequency signals are all added by an adder 103 and transmitted from an antenna 104.
  • the signal transmitted from the transmitting device 550 plus the distortion generated in the line is received by the antenna 515.
  • This received signal is multiplied by carrier waves of different frequencies f 1 to f 3 in the radio receivers 15 2—1 to 15 2—3 to obtain baseband signals # 1 to # 3.
  • Can be The baseband signals # 1 to # 3 are maximally ratio-combined in the synthesizing section 153, and are combined in the inverse spread section 551.
  • demodulation data A is obtained by performing despreading processing and performing equalization and Viterbi decoding simultaneously in the UD MV154.
  • Demodulated data B and demodulated data C are obtained in the same manner in receiving apparatus 550-B and receiving apparatus 550-C.
  • the transmitting device spreads the transmission signal using the spreading codes A to C unique to each receiving device, and then performs a plurality of processes.
  • Multiplying carriers of different frequencies allows not only obtaining the same effect as in Embodiment 1, but also multiplexing and transmitting signals of a plurality of users in the same frequency band. Also, since the transmission signal is subjected to spreading processing, the same frequency can be used in adjacent cells of the cellular communication. Therefore, the channel capacity can be increased.
  • transmitting apparatus 500 can be used as a base station apparatus of a cellular system.
  • receiving apparatuses 550-A to 550-C according to the present embodiment can be used as mobile station apparatuses in a cellular system.
  • spreading sections 510 A to 501 C transmit a spreading code for identifying the base station apparatus to the spread-processed signal.
  • the scramble code is a spreading code unique to each base station device.
  • the mobile station device that receives the signal multiplied by the scramble code in this way multiplies the received signal by the scramble code of each base station device, thereby knowing the base station device of the signal transmission source, and that base station. Communication with the station device can be established.
  • This embodiment is a modification of the first embodiment, and differs from the first embodiment in that two convolutional encoders are connected in series and a signal with a reduced coding rate is transmitted.
  • the present embodiment will be described with reference to FIG.
  • the same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those in the first embodiment, and detailed description is omitted.
  • FIG. 8 shows a schematic configuration of a receiving apparatus and a transmitting apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
  • the convolutional encoder 602 convolutionally encodes the transmission data with the coding rate R 1 and the constraint length K 1, and outputs the result to the convolutional encoder 602.
  • the convolutional encoder 602 convolutionally encodes the transmission sequence output from the convolutional encoder 601 with a coding rate of R 2, a constraint length K 2, and performs a radio transmission unit 102-1 to Output to 1 0 2—3.
  • the convolutional encoders 601 and 602 connected in series in this way have a coding rate (R 1 XR 2) and a constraint length (K 1 + K 2-1) of 1 Can be considered as two convolutional encoders.
  • the UD MV 651 provided in the receiver 650 is a demodulator that combines an MLSE equalizer and a video decoder, and includes a convolutional encoder 601 and a convolutional encoder connected in series. It is equipped with a digital filter configured to have a state in which the convolutional encoder 602 and the distortion generated in the line are fused.
  • the UD MV 651 performs demodulation by simultaneously performing equalization and a video signal on the baseband signal output from the synthesis unit 153 and subjected to maximum ratio synthesis.
  • the transmission data is convolutionally coded at a coding rate R 1 and a constraint length K 1 at a convolutional encoder 60 1, and then at a coding rate R 2 and a constraint length K 2 at a convolutional encoder 60 2. It is convolutionally coded. That is, the transmission data is convolved with the coding rate (R 1 XR 2) and the constraint length (K 1 + K 2-1) by the convolutional encoders 61 and 62 connected in series. Encoded to generate a baseband signal. This paceband signal is multiplied by carrier waves of different frequencies: f 1 to f 3 in radio transmission sections 102-1 to 102-3 to obtain a radio frequency signal. These radio frequency signals are all added by an adder 103 and transmitted from an antenna 104.
  • the signal transmitted from the transmitting apparatus 600 plus the distortion generated in the line is received by the antenna 15 1.
  • This received signal is multiplied by carrier waves having different frequencies fl to f3 in the wireless receiving units 152-1-1 to 152-2-3 to obtain baseband signals # 1 to # 3.
  • This baseband signal # 1 to # 3 are subjected to maximum ratio combining in the combining unit 153.
  • the baseband signal subjected to the maximum ratio combination is input to the UD MV 651, where the UD MV 651 simultaneously performs equalization and video decoding to obtain a demodulated signal.
  • the transmitting apparatus easily connects the convolutional encoder having a low coding rate by connecting the convolutional encoders in series. Since it can be realized, the error rate performance can be improved with a simple configuration.
  • Embodiment 5 is an example of time diversity for transmitting transmission data in a plurality of time slots.
  • the present embodiment will be described with reference to FIG.
  • the same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals as in the first embodiment, and the description thereof will be omitted.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a schematic configuration of a receiving apparatus and a transmitting apparatus according to Embodiment 5 of the present invention. ⁇
  • the transmitting device 700 performs wireless communication with the receiving device 750.
  • the buffer 701-1-1 delays the output from the convolutional encoder 101 by t1 and outputs it to the multiplexing unit 702.
  • the buffer 70 1-2 delays the output from the convolutional encoder 101 by t 2 and outputs it to the multiplexing unit 70 2.
  • the buffer 700-1-3 delays the output from the convolutional encoder 101 by t3 and outputs it to the multiplexing unit 702.
  • the multiplexing unit 702 adds the delayed paceband signals output from the buffers 7011-11 to 701-1-3 and outputs the result to the radio transmitting unit 703.
  • Radio transmitting section 703 multiplies the output of multiplexing section 702 by the high-frequency carrier to generate a radio frequency signal, and transmits the radio frequency signal via antenna 104 by radio.
  • the radio receiving unit 751 receives a signal transmitted from the transmitting device 700 via the antenna 151, performs a predetermined radio receiving process on the received signal, and performs UD MV752
  • Output to UD MV752 is a demodulator that combines an MLSE equalizer and a Viterbi decoder.
  • the UD MV 752 considers the delay caused by the buffers 701-1-1 to 701-1-3 as a delay in the line, and regards the addition in the multiplexing section as the superposition of the respective delayed waves. It is possible to estimate a transfer function by using a line including the wireless communication section 702, the wireless transmission section 703, the antenna 104, and the antenna 151.
  • the UD MV752 uses the estimated transfer function to compensate for signal distortion due to multipath and equalizes the received signal.
  • transmission data is convolutionally encoded by convolutional encoder 101 to generate a baseband signal.
  • the base-spanned signals are added to each other in the buffers 701-1-1 to 701-1-3 with delays of tl to t3 and added to each other in the multiplexing section 702.
  • the high-frequency carrier is multiplied and transmitted from the antenna 104.
  • Signals transmitted from transmitting apparatus 700 in a plurality of streams are transmitted at different timings. Since phasing varies over time, signals transmitted at different times will experience different phasing on the line.
  • the receiving apparatus 750 receives the signal transmitted from the transmitting apparatus 700 to which distortion generated in the line has been added by the antenna 151.
  • This received signal is subjected to a predetermined radio reception process in a radio reception unit, input to the UD MV 752, and subjected to equalization and Viterbi decoding at the same time by the UD MV 752, thereby obtaining demodulated data. can get.
  • transmission signals may vary in a line.
  • the receiving apparatus 750 compensates the fading which causes a burst error by maximally ratio combining the received signals subjected to the different fading in the line, and outputs a signal which compensates the fading. Fading causing burst errors due to demodulation by UD MV 7 52 Sufficient error rate characteristics can be obtained even if the error exists in the line.
  • This embodiment is an example of spatial diversity in which a transmission signal is transmitted using a plurality of antennas.
  • the present embodiment will be described with reference to FIG.
  • the same parts as in the first embodiment are denoted by the same reference numerals as in the first embodiment, and detailed description is omitted.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a schematic configuration of a receiving apparatus and a transmitting apparatus according to Embodiment 6 of the present invention.
  • the configuration of transmitting apparatus 800 will be described by taking as an example a case where transmission data is distributed and transmitted in three streams.
  • the transmitting device 800 performs wireless communication with the receiving device 150.
  • the convolutional encoder 101 convolves and encodes the transmission data with a predetermined constraint length to generate a baseband signal, and outputs this baseband signal to three wireless transmission units 801-1-1 to 801-1-3 I do.
  • the radio transmitters 8 0 1 1 to 1 to 8 1-3 multiply the carrier signals of different frequencies fl to f 3 by the paceband signal output from the convolutional encoder 101 to obtain a radio frequency signal.
  • Radio transmission sections 800-1 to 800-1-3 transmit radio frequency signals from the corresponding antennas 802-1-800-2-3.
  • the antennas 802-1 to 800-2-3 are provided at positions spatially separated from each other so that the transmission signal receives uncorrelated faging
  • transmitting apparatus 800 and receiving apparatus 150 configured as described above will be described.
  • the transmission data is convolutionally encoded by the convolutional encoder 101 to generate a baseband signal.
  • This paceband signal is multiplied by carrier waves of different frequencies f 1 to f 3 at the radio transmission sections 80 1 to 1 to 80 1 to 3, and the corresponding antennas 80 2 to 1 to 80 are multiplied.
  • signals of a plurality of sequences are transmitted from antennas 802-1 to 800-2-3 which are spatially separated from each other.
  • the transmission signal undergoes different fading on the line and is received by the receiving device 150.
  • the signals of these multiple sequences are combined at the maximum ratio to compensate for signal distortion due to fading. Therefore, occurrence of a burst error can be suppressed.
  • the present embodiment is an example of angle diversity in which signals are transmitted using an adaptive array antenna that adaptively controls directivity by adding weights (weights) to antenna outputs of a plurality of antenna elements.
  • this embodiment will be described with reference to FIG.
  • the same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those in the first embodiment, and the detailed description is omitted.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a schematic configuration of a receiving apparatus and a transmitting apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the transmitting device 850 performs wireless communication with the receiving device 150.
  • the convolutional encoder 101 performs convolutional encoding on the transmission data with a predetermined constraint length to generate a baseband signal, and converts the baseband signal into three radio transmission units 8 5 1 1 1 to 8 5 1— Output to 3.
  • the radio transmitters 8 5 1—1 to 8 5 1—3 multiply the baseband signal output from the convolutional encoder 101 by carrier waves of different frequencies fl to f 3 to generate a radio frequency signal. I do.
  • the wireless transmission units 851-1-1 to 851-1-3 output the wireless frequency signals to the corresponding phase rotation control units 852-1-1 to 852-1-3.
  • the phase rotation control unit 852-1-1 calculates weights for forming directivity based on prior knowledge and the like, and complexly multiplies the calculated weights to the output of the wireless transmission unit 851-1, and multiplies the weights. Adds the result 8 5 3—:! To 8 5 3— Output to 3.
  • As the algorithm for calculating the weight LMS algorithm or RLS algorithm is preferable. Suitable.
  • the phase rotation control unit 852-1 and the phase rotation control unit 852-3 also calculate the weight for forming the directivity based on prior knowledge and the like, and transmit the calculated weight to the corresponding wireless transmission.
  • the output of the unit 851-2 or 85-1-3 is subjected to complex multiplication, and the result of the multiplication is output to the adders 853-1-3 to 853-3.
  • the phase rotation control units 852-1-2 to 852-2-3 transmit the radio frequency signals output from the wireless transmission units 851-1-1 to 851-1-3 with different directivities.
  • the weight is calculated as follows.
  • the phase rotation control section 852-1 generates a weight so as to form directivity in the direction of the direct wave
  • the phase rotation control section 852-2 forms a directionality in the direction of the delayed wave
  • Phase rotation control unit 85-2-3 forms directivity in the direction of a delayed wave arriving from a direction different from the direction in which phase rotation control unit 85-2-2 generates directivity.
  • Generate weights as follows.
  • the adders 8 5 3 1 1 to 8 5 3-3 add up all the outputs of the phase rotation control sections 8 5 2 1 to 8 5 2 3 and add the corresponding antennas 8 5 4 1 to 8 5 Output from 4—3.
  • transmission data is convolutionally coded by convolutional coder 101 to generate a baseband signal.
  • This baseband signal is multiplied by carrier waves of different frequencies: fl to f3 at the radio transmitters 851-1-1 to 851-1-3, and the corresponding phase rotation control unit 852- Output to 1 to 8 5 2—3.
  • the phase rotation control units 8 5 2—1 to 8 5 2—3 have weights so that the radio frequency signals output from the radio transmission units 8 5 1—1 to 8 5 1 13 have different directivities.
  • the result is multiplied and output to the adder 8 5 3— :! to 8 5 3—3.
  • the calo calculator 8 5 3—1 to 8 5 3—3 all the three series of radio frequency signals from the phase rotation control section 85 2—1 to 85 2—3 are added, and the antenna 85 4— Sent from 1 to 8 5 4—3.
  • the transmission signals are transmitted with different directivities in the phase rotation control sections 852-1 to 852-2-3, the signals have substantially no correlation in the line. After aging, it is received by the receiving device 150. Therefore, the received signals of each sequence are subjected to fading that has substantially no correlation with each other. The received signals of each received sequence are subjected to maximum ratio combining in combining section 153 in the same manner as in the first embodiment to compensate for the effect of fusing. The received signal, in which the effect of fusing is compensated, is subjected to equalization and Viterbi decoding at the same time by the UD MV 154 to obtain demodulated data.
  • the receiving apparatus and the transmitting apparatus since transmission signals of a plurality of systems are transmitted with different directivities, the transmission signals have substantially no correlation with each other in the line Receiving device 150 receives fading, and receiving device 150 suppresses the occurrence of burst errors in order to compensate for signal distortion due to fading by combining the signals of these multiple sequences at the maximum ratio. be able to.
  • This embodiment is an example of angle diversity in which signals are received using an adaptive array antenna that adaptively controls directivity by adding weights to the antenna outputs of a plurality of antenna elements.
  • this embodiment will be described with reference to FIGS.
  • the same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those in the first embodiment, and the detailed description is omitted.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a schematic configuration of a receiving apparatus and a transmitting apparatus according to Embodiment 8 of the present invention.
  • the receiving device 900 performs wireless communication with the transmitting device 100.
  • the radio receivers 90 2—1 to 90 2—3 receive the transmission signal from the transmitting device 100 from the corresponding antennas 90 1—1 to 90 1—3, and determine the received signal.
  • the baseband signal is generated by performing a fixed radio reception process, and is output to the phase rotation control sections 9 03 1 to 9 0 3-3.
  • the phase rotation control unit 903-1 calculates a weight for forming directivity based on prior knowledge and the like, and complexly multiplies the calculated weight to the output of the radio reception unit 902-1—1. Then, the multiplication result is output to the adder 9 0 4—1. Al to calculate weight As the algorithm, the LMS algorithm and the RLS algorithm are suitable. Similarly, the phase rotation control section 93-3-2 and the phase rotation control section 93-3-3 calculate weights for forming directivity based on prior knowledge and the like, and correspond to the calculated weights. Complex output is multiplied with the output of the wireless receiving section 902-2 or 92-2-3, and the result of the multiplication is output to the corresponding adder 904-2 or adder-9-3.
  • Each of the phase rotation control sections 93-3-1 to 900-3-3 calculates a different weight.
  • the phase rotation control section 933-1 generates weights so as to form directivity in the direction of the direct wave
  • the phase rotation control section 933-1-2 forms directionality in the direction of the delayed wave.
  • the phase rotation control section 93-3 forms directivity in the direction of the delayed wave arriving from a direction different from the direction in which the phase rotation control section 93-3-2 generates directivity.
  • Adder 9 0 4— :! 9904-4-3 adds all the outputs of the corresponding phase rotation control sections 903-3-1 to 903-3-3, and outputs the addition result to the synthesis section 905.
  • the synthesizing unit 905 includes an adder 904— :! The maximum ratio of the output of ⁇ 904--3 is combined and output to the UD MV154.
  • the UD MV 154 obtains demodulated data by simultaneously performing equalization and Viterbi decoding on the maximum combined baseband signal output from the combining unit 905.
  • the signal transmitted from the transmitting device 100 is received by the antennas 901-1-1 to 901-1-3.
  • the received signals of each series are subjected to predetermined wireless reception processing in wireless receiving sections 902-1 to 902-2-3 to become baseband signals.
  • These baseband signals are multiplied by weights so as to have different directivities in the phase rotation control sections 93-3-1 to 93-3-3, and are added to the adders 904-1-11 to 90-4-3.
  • Output to In the adder 904-1 to 904-3, the phase rotation control section 903-; -9-3—3 are all added and output to the synthesizing unit 905.
  • each series from the adder 9 0 4—1 to 9 0 4—3 is Since the weights are multiplied to form different directivities for each column, the faging of each sequence is substantially uncorrelated with each other.
  • the outputs of the adders 904-1 to 904-4-3 are subjected to the maximum ratio synthesis as in the first embodiment, and the signal distortion due to fading is compensated.
  • the received signal in which the effect of fading has been compensated is input to UD MV154, where equalization and Viterbi decoding are performed simultaneously to obtain demodulated data.
  • the receiving apparatus receives a plurality of sequences of signals transmitted from the transmitting side such that each sequence has a different directivity from each other, Since the signals of these multiple sequences are combined at the maximum ratio to compensate for signal distortion due to fading, the occurrence of burst errors can be suppressed and the error rate characteristics can be improved.
  • This embodiment is an example of spatial diversity in which a transmission signal is received using a plurality of antennas.
  • the present embodiment will be described with reference to FIG.
  • the same parts as in the first embodiment are denoted by the same reference numerals as in the first embodiment, and detailed description is omitted.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a schematic configuration of a receiving apparatus and a transmitting apparatus according to Embodiment 9 of the present invention.
  • the receiving device 950 performs wireless communication with the transmitting device 100.
  • the wireless receiving section 952—1 to 952—3 receives the transmission signal of the transmitting apparatus 100 from the corresponding antenna 951-1—951-3, and outputs a predetermined signal to the received signal.
  • the baseband signal is generated by performing radio reception processing, and output to the combining unit 153.
  • the combining unit 153 combines the outputs of the wireless receiving units 952-1 to 955-2-3 at the maximum ratio and outputs the combined output to the UDMV 154.
  • the UDMV 154 obtains demodulated data by simultaneously performing equalization and Viterbi decoding on the maximum ratio-combined baseband signal output from the combining unit 153.
  • the signal transmitted from the transmitting device 100 is received by the antennas 951-1-1 to 955-1-3 through different paths. Therefore, the received signals of the respective sequences received by the antennas 951-1-1 to 955-1-3 have been subjected to faging that has substantially no correlation with each other on the line.
  • the received signals of each series are subjected to predetermined wireless reception processing in wireless receiving sections 952-1 to 955-2-3, and become the spanned signals # 1 to # 3.
  • the baseband signals # 1 to # 3 are combined at the maximum ratio in the combining unit 153 in the same manner as in the first embodiment, and signal distortion due to fading is compensated.
  • the received signal in which the effect of fusing is compensated is input to UD MV 154, where equalization and Viterbi decoding are simultaneously performed to obtain demodulated data.
  • the receiving apparatuses are substantially mutually separated by antennas 951-1-955-1-3 provided spatially apart from each other.
  • a plurality of sequences of signals that have undergone uncorrelated faging are received, and the signals of these multiple sequences are subjected to maximum ratio combining in the combining unit 153 to compensate for signal distortion due to fusing.
  • This embodiment is a modification of the first embodiment, and is an example of compensating for signal distortion due to fusing by adding error signals generated for each sequence. That is, the present embodiment is different from Embodiment 1 in that an error signal is generated before combining received signals of respective streams.
  • the present embodiment will be described with reference to FIG.
  • the same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those in the first embodiment, and the detailed description is omitted.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a schematic configuration of a receiving apparatus and a transmitting apparatus according to Embodiment 10 of the present invention.
  • the receiving device 1000 performs wireless communication with the transmitting device 100.
  • the wireless receiving units 15 2—1 to 15 2—3 are wireless receiving units 15 2—1 to 15 2—3
  • the UD MV 1001 generates error signals of the baseband signals # 1 to # 3 of each stream, and adds the generated error signals to compensate for signal distortion due to fusing. Also, Viterbi decoding is performed based on the result of adding the error signal, and demodulated data is obtained.
  • FIG. 15 shows the configuration of the function block of the UD MV1001.
  • State estimation section 303 outputs candidate signals corresponding to the number of bits of the transmission signal to virtual convolutional encoder 301 via modulation section 304.
  • the virtual convolutional encoder 310 generates a replica with the candidate signal as an input, and outputs the replica to the error amount detectors 101-1-1 to 1013-1.
  • the error amount detector 1 0 1 1—1 to 1 0 1 1—3 receives the received signal of each sequence from the wireless receiver 1 5 2—1 to 1 5 2—3 and the virtual convolutional encoder 3 0 1
  • An error signal is generated by taking the difference between the error signal and the replica, and the generated error signal is squared and output to the adder 10 12.
  • the adder 101 takes in the squared error signals of each series from the error amount detectors 1011-1-3 to 1011-1-3, and adds all of these error signals.
  • the state estimating unit 303 acquires the sum of the squared error signals of the respective sequences from the adder 11012, and obtains demodulated data by the video algorithm.
  • the receiving apparatus 1000 receives the signal transmitted from the transmitting apparatus 100 plus the distortion generated in the line by the antenna 151. This received signal is multiplied by carrier waves having different frequencies fl to f3 in the wireless receiving units 15 2-:! to 15 2-3 to obtain baseband signals # 1 to # 3. Since each of the paceband signals # 1 to # 3 is transmitted by the transmitting apparatus 100 using a plurality of carrier waves having different frequencies, the paceband signals # 1 to # 3 are subjected to fogging having substantially no correlation with each other.
  • the baseband signals # 1 to # 3 are input to the UD MV 1001, and are subjected to equalization and Viterbi decoding at the UD MV 1001, thereby obtaining demodulated data.
  • the replica generated by the virtual convolutional encoder 310 is output to the error detection units 1011-11-1 to 1011-1-3.
  • the error detection unit 1 0 1 1—1 to 1 0 1 1—3 the received signal of each sequence from the wireless reception unit 1 5 2—;! To 1 5 2—3 and the virtual convolutional encoder 3 0 1
  • An error signal is generated for each stream by taking the difference from the replica from. After the generated error signal is squared, it is output to the adder 101.
  • the adder 101 all the squared error signals of the respective sequences output from the error amount detection units 1011-1-1 to 1011-1-3 are added.
  • the state estimating unit 303 captures the sum of the squared error signals of each sequence from the adder 1102, and obtains a demodulated data by a video algorithm.
  • the receiving apparatus adds the square of the error signal generated for each stream to thereby generate a signal due to fusing which causes a burst error.
  • the error rate characteristics can be improved even when there is faging which causes a burst error in the line.
  • the receiving apparatus generates an error signal for each sequence by taking the difference from the replica before combining the received signals of each sequence, and adds the square of the generated error signal.
  • the value of the error signal used in the video algorithm is larger than when a single-sequence error signal is generated by taking the difference between the received signal and the replica. Therefore, the selection error of the surviving path of the video algorithm is reduced, and the error rate characteristic can be further improved.
  • maximum ratio combining has been described as an example of a method of combining a plurality of reception sequences.
  • the present invention is not limited to this, and other combining methods may be used.
  • equal gain combining may be used in which each baseband signal from which the influence of fading has been removed is added without weighting.
  • the estimated received power is May be used to select only the baseband signal of.
  • the combining section combines signals of respective streams to compensate for signal distortion due to faging.
  • the fading of each stream may be correlated depending on the state of the line and the configuration of the diversity branch.
  • distortion of the signal due to fading may not be compensated for even if the signals of the respective streams are combined. Therefore, the receiving apparatus in each of the above embodiments is provided with a correlation monitoring unit that monitors the correlation of the faging of each sequence. It is also possible to combine the signals of each series only when the value is smaller. By this means, the signals of each sequence are combined only when the correlation of faging of each sequence is small, so that the processing efficiency of the receiving device can be improved.
  • polarization diversity a diversity branch is configured using the difference in the polarization plane.
  • radio waves having different polarization planes are transmitted using the diversity branch.
  • the radio wave transmitted in this way undergoes different fusing on the line for each polarization plane.
  • the receiving side by combining the received signals at the maximum ratio, the distortion of the signal due to fusing which causes a burst error is compensated, and the error rate characteristic is improved.
  • polarization diversity is used as reception diversity, radio waves with different polarization planes are received using diversity branches.
  • the received signal Since the received signal thus received undergoes different fading on the line for each polarization plane, the received signal is subjected to maximum ratio combining to compensate for signal distortion due to fading, which causes a burst error. To improve the error rate characteristics.
  • linear polarization vertical and horizontal polarizations are used, and in the case of circular polarization, right-handed polarization and left-handed polarization are used.
  • the transmission signal is convolutionally encoded using a plurality of error correction encoders, the convolutionally encoded transmission signal is spread, and the spread transmission signal is multiplied by a plurality of carriers of different frequencies. Then, it is possible to apply a different delay for each sequence to the transmission signals of a plurality of sequences, and to transmit the signals with different directivities. On the receiving side, it is possible to receive the signal transmitted in this way, form a different directivity for each sequence, and combine them. That is, frequency diversity, time diversity, space diversity, angle diversity, and polarization diversity can be used in appropriate combination.
  • the burst error can be corrected and the error rate characteristics of demodulated data can be improved.
  • the present invention can be applied to a receiving device that performs signal distortion compensation and error correction due to multipath fading and a transmitting device that transmits data to the receiving device.

Landscapes

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Description

技術分野
本発明は、 マルチパスフェージングによる信号の歪みの補償と誤り訂正とを 行う受信装置およびこの受信装置に対してデータを送信する送信装置に関す る o 明
細
背景技術
移動体通信分野では、 マルチパスフェージングの克服と伝送品質の改善とが 不可欠である。マルチパスフエージングの克服に対しては等ィヒ器が有効であり、 伝送品質の改善に対しては誤り訂正符号による方法、 特に畳み込み符号をビ夕 ビ復号器で復号する方法が有効である。
従来の受信装置および送信装置 （以下、 これらをまとめて単に 「伝送装置」 という） は、 マルチパスフエ一ジングによる信号の歪みを M L S E (Maximum Likelinood Sequence Estimator; や D F E (Decision Feedback Equalizer) などの等化器で補償し、補償しきれなかつた誤りをビ夕ビ復号などの誤り訂正 処理で訂正して良好な品質のデ一夕伝送を実現している。
しかし、 上記従来の伝送装置では、 等化器による信号の歪み補償とビ夕ビ復 号器による誤り訂正処理とが独立に行われていたため、 等化器で一度シンボル の判定を行ってから誤り訂正復号を行うので、 等化器での判定誤りによつて性 能が劣化するという問題があった。
この問題を解決する技術として、 特開平 1 0— 3 2 2 2 5 3号公報に開示さ れた復調器 （UD MV： United Demodulator of MLSE and Viterbi Decoder) がある。 これは、 回線のモデルと畳み込み符号化器とを融合した仮想的な符号 化器 (Virtual Coder)を想定し、 これを用いてビタビ復号を行うことで、 M L S Eによる等化と畳み込み符号に対するビ夕ビ復号とを同時に行い、 これによ つて誤り訂正能力を向上させるようにしたものである。 つまり、 UD MVは、 M L S E等化器とビ夕ビ復号器を融合した復調器である。
しかしながら、 等化は信号の歪みを補償する技術であり、 誤り訂正符号は主 にランダム誤りを訂正するための技術であるから、 マルチパスフエ一ジングに 起因して誤りが集中して起こるバース卜誤りが発生すると、 等化と誤り訂正符 号ではバースト誤りを訂正することができず、 復調データの誤り率特性が劣化 する。
なお、 一般に、 バ一スト誤りに対しては、 信号系列の順序を並び替えて誤り を分散させるィン夕リーブが有効である。ィン夕リーブを等化および誤り訂正 符号と併用する場合の復調は、 等化によって回線で生じる歪みを補償した信号 系列の順序をイン夕リーブの際と逆に並び替えてから、 その並び替えた信号系 列に対して誤り訂正を施して受信デ一夕を得ることにより行う。 しかし、 UD M Vは、 等化器と畳み込み符号化器とを融合した仮想的な符号化器を構築し、 その仮想的な符号化器において等化と誤り訂正とを同時に行うため、 等化と誤 り訂正との間に受信系列の並び替えを行うことができず、 ィン夕リーブを U D MVと併用することはできない。 発明の開示
本発明の目的は、 バースト誤りを引き起こすフエ一ジングが回線に存在する 場合であっても、 バースト誤りを訂正して復調デ一夕の誤り率特性を向上させ ることができる、 例えば U D MVのように等化と誤り訂正を同時に行う復調器 を備えた受信装置およびこの受信装置に対してデータ送信する送信装置を提 供す'ることである。
本発明者は、 例えば U D MVにおけるバースト誤りの訂正方法に関して、 無 線通信に特有の現象であるフエ一ジングに着目し、 回線においてそれぞれの系 列で互いに異なるフエージングを受けた信号は、 各系列間のフェージングの相 関が高くない状態ではバースト誤りの発生についても互いに異なる特性を有 することを見出して本発明をするに至った。
本発明の一形態によれば、 送信装置は、 マルチパスフエージングによる信号 の歪みを補償する等化と誤り訂正符号化されたデ一夕を復号する誤り訂正と を同時に行う復調手段を有する受信装置と通信する送信装置であって、 送信デ —夕を複数の系列に分配する分配手段と、 前記分配手段によって複数の系列に 分配されたデ一夕を無線送信する無線送信手段と、 を有する。
本発明の他の形態によれば、 受信装置は、 複数系列のデータを無線受信する 無線受信手段と、 前記無線受信手段によって無線受信された複数系列のデータ を合成する合成手段と、 前記合成手段によって複数系列のデ一夕を合成して得 られた結果に対して、 マルチパスフエ一ジングによる信号の歪みを補償する等 化と誤り訂正符号化されたデータを復号する誤り訂正とを同時に行う復調手 段と、 を有する。 図面の簡単な説明
図 1は、 本発明の実施の形態 1に係る送信装置および受信装置の概略構成を 示すブロック図、
図 2は、 実施の形態 1の受信装置における合成部の機能プロックの構成を示 す図、
図 3は、 実施の形態 1の受信装置における U D MVの機能プロックの構成を 示す図、
図 4は、 バースト誤りの原因となるフエ一ジングによる信号の歪みの補償に ついて説明する図、
図 5は、 本発明の実施の形態 2に係る送信装置および受信装置の概略構成を 示すブロック図、
図 6は、 フエ一ジングを受けたベースバンド信号の並列 直列変換について 説明する図、 図 7は、 本発明の実施の形態 3に係る送信装置および受信装置の概略構成を 示すブロック図、
図 8は、 本発明の実施の形態 4に係る送信装置および受信装置の概略構成を 示すブロック図、
図 9は、 本発明の実施の形態 5に係る送信装置および受信装置の概略構成を 示すプロック図、
図 1 0は、 本発明の実施の形態 6に係る送信装置および受信装置の概略構成 を示すブロック図、
図 1 1は、 本発明の実施の形態 7に係る送信装置および受信装置の概略構成 を示すプロック図、
図 1 2は、 本発明の実施の形態 8に係る送信装置および受信装置の概略構成 を示すブロック図、
図 1 3は、 本発明の実施の形態 9に係る送信装置および受信装置の概略構成 を示すプロック図、
図 1 4は、 本発明の実施の形態 1 0に係る送信装置および受信装置の概略構 成を示すプロック図、 および
図 1 5は、 実施の形態 1 0の受信装置における U D MVの機能プロックの構 成を示す図である。 発明を実施するための最良の形態 .
以下、 本発明の実施の形態について添付図面を参照しながら詳細に説明する。
(実施の形態 1 )
本実施の形態は、 周波数ダイバーシチの例であり、 送信側で送信デ一夕を周 波数の異なる複数の搬送波に分配して送信し、 受信側では回線において異なる フェージングを受けた受信信号を最大比合成してバースト誤りの要因となる フエ一ジングによる信号の歪みを補償し、 そのフエ一ジングによる信号の歪み を補償した信号を U D M Vで復調する例である。 図 1は、 本発明の実施の形態 1に係る受信装置および送信装置の概略構成を 示すプロック図である。
本実施の形態に係る送信装置 1 0 0は、 送信デ一夕を複数の異なる周波数の 搬送波に分配して、 各周波数で区別される複数の系列で送信する。 受信装置 1 5 0は、 受信信号を最大比合成し、 UD MVで等化とビタビ復号とを同時に行 つて受信データを得る。
まず、 送信装置 1 0 0の構成について、 送信デ一夕が 3つの系列に分配され て伝送される場合を例に説明する。
畳み込み符号化器 1 0 1は、 送信デ一夕を所定の拘束長で畳み込み符号化し てべ一スバンド信号とし、 このペースバンド信号を 3つの無線送信部 1 0 2— 1 - 1 0 2 - 3に出力する。無線送信部 1 0 2— 1〜 1 0 2— 3は、 それそれ 異なる周波数 f l〜f 3の搬送波を畳み込み符号化器 1 0 1から出力された ペースバンド信号に乗算して無線周波数信号とする。加算器 1 0 3は、 無線送 信部 1 0 2— 1〜1 0 2— 3から出力される 3系列の無線周波数信号を加算 し、 アンテナ 1 0 4から送信する。
次いで、 受信装置 1 5 0の構成について説明する。
無線受信部 1 5 2— 1は、 アンテナ 1 5 1から送信装置 1 0 0の送信信号を 受信し、 その受信した信号に周波数: f 1の搬送波を乗算してベースバンド信号 # 1とする。無線受信部 1 5 2— 2は、 アンテナ 1 5 1から送信装置 1◦ 0の 送信信号を受信し、 その受信した信号に周波数： e 2の搬送波を乗算してベース パンド信号 # 2とする。無線受信部 1 5 2— 3は、 アンテナ 1 5 1から送信装 置 1 0 0の送信信号を受信し、 その受信した信号に周波数 f 3の搬送波を乗算 してペースバンド信号 # 3とする。合成部 1 5 3は、 無線受信部 1 5 2— 1〜 1 5 2— 3から出力されるベースバンド信号 # 1〜# 3を最大比合成し、 UD MV 1 5 4に出力する。 UD MV 1 5 4は、 M L S E等化器とビタビ復号器を 融合した復調器である。 UD MV 1 5 4は、 合成部 1 5 3から出力される最大 比合成したベースバンド信号に対して等化とビタビ復号とを同時に行つて復 調データを得る。
図 2は、 合成部 1 5 3の機能ブロックの構成を示している。
チャネル推定部 2 0 1 - 1 - 2 0 1一 3は、 無線受信部 1 5 2— 1〜1 5 2 一 3から出力されるベースバンド信号 # 1〜# 3に含まれる既知信号に基づ いて、 各ベースバンド信号 # 1〜# 3の受信電力と位相回転量とを推定する。 乗算器 2 0 2— 1〜 2 0 2— 3は、 対応する無線受信部 1 5 2— 1〜 1 5 2— 3から出力されるベースバンド信号 # 1〜# 3に対して、 対応するチャネル推 定部 2 0 1—：！〜 2 0 1—3において推定された受信電力および位相回転量 を複素乗算して受信信号の振幅変動と位相回転量とを補償する。乗算器 2 0 3 — 1〜 2 0 3— 3は、 乗算器 2 0 2— 1〜 2 0 2— 3の出力に対して、 対応す るチャネル推定部 2 0 1—：！〜 2 0 1— 3において推定された受信電力に比 例した重み係数を乗算することにより、 乗算器 2 0 3— 1〜2 0 3— 3に対し て受信電力に比例した重みづけをして加算器 2 0 4へ出力する。加算器 2 0 4 は、 乗算器 2 0 3— 1〜2 0 3— 3の出力をすぺて加算して U D MV 1 5 4へ 出力する。
図 3は、 U D MV 1 5 4の機能ブロックの構成を示している。仮想畳み込み 符号化器 3 0 1は、 畳み込み符号化器 1 0 1と回線で生じる歪みとを融合した 状態を持つように構成されるデジタルフィル夕である。チャネル推定部 3 0 2 は、 受信信号中に挿入された既知信号 （ユニークワード） を用いて複素ゲイン 係数を推定して仮想畳み込み符号化器 3 0 1へ設定する。 複素ゲイン係数は、 回線で生じる歪みを補償するための係数である。状態推定部 3 0 3は、 送信信 号のビット数に対応した候補信号を変調部 3 0 4に出力する。変調部 3 0 4は、 候補信号に送信装置 1 0 0において加えられた変調と同じ変調を加えて仮想 畳み込み符号化器 3 0 1へ出力する。 その一方で、 状態推定部 3 0 3は、 仮想 畳み込み符号化器 3 0 1からのレプリカと実際の受信信号との誤差を示す誤 差信号を加算器 3 0 5から取り込んで、 誤差の小さい候補につながるパスを選 択し、 選択パスで連結されたデ一夕列を復調デ一夕として出力する。 同図に示す仮想畳み込み符号化器 3 0 1は、 遅延器が直列接続された遅延器 列と、 回線の波数に応じた数の複素ゲインプロックと、 各複素ゲインブロック に対応して設けられた複素排他的論理和回路と、 複素排他的論理和回路の出力 に回線で生じる歪みを補償するゲインを乗算する複素ゲイン回路と、 各複素ゲ ィン回路の出力を加算する複素加算器とから構成されている。
ここで、 仮想畳み込み符号化器 3 0 1における遅延器、 複素ゲイン付加器、 および複素排他的論理和回路は、 畳み込み符号化器 1 0 1と同じフィル夕構造 になっている。送信装置 1 0 0の畳み込み符号化器 1 0 1は拘束長および複素 ゲインが固定で予め判っているので、 1つの複素ゲインプロックあたりの遅延 個数、 複素ゲイン付加器の各複素ゲイン （c ) を決めることができる。
仮想畳み込み符号化器 3 0 1において、 各複素ゲインブロックに入力する遅 延デ一夕群は最上段のブロックから最下段のプロックにかけてブロック単位 で 1遅延ずっシフトしている。遅延器による各遅延を伝搬経路の遅延とみなす ことにより、 遅延器、 複素ゲイン付加器、 および複素加算器は、 回線で生じる 歪みを補償するデジタルフィルタ構造になっている。 UD MV 1 5 4では、 チ ャネル推定部 3 0 2がユニークヮ一ドに基づいて現在の各伝搬経路の状態に 応じて歪みを補償するフィル夕係数を推定して仮想畳み込み符号化器 3 0 1 の複素ゲイン付加器の複素ゲイン （p ) を決定する。
以上のように構成された送信装置 1 0 0および受信装置 1 5 0の動作につ いて説明する。
まず、 送信装置 1 0 0において、 送信データは畳み込み符号化器 1 0 1で畳 み込み符号化されてベースパンド信号が生成される。 このペースバンド信号は、 無線送信部 1 0 2— 1〜1 0 2— 3でそれそれ異なる周波数 f 1〜： f 3の搬 送波が乗算されて、 無線周波数信号となる。 この無線周波数信号は、 加算器 1 0 3ですベて加算されてアンテナ 1 0 4から送信される。
受信装置 1 5 0では、 送信装置 1 0 0から送信された信号に回線で生じる歪 みが加わったものをアンテナ 1 5 1で受信する。 この受信信号は、 無線受信部 1 5 2— 1〜 1 5 2— 3においてそれそれ異なる周波数 f l〜f 3の搬送波 が乗算され、 ベースバンド信号 # 1〜# 3となる。 このべ一スバンド信号 # 1 〜# 3は、 合成部 1 5 3において最大比合成される。 最大比合成されたペース バンド信号は、 U D MV 1 5 4に入力され、 U D MV 1 5 4で等化とビ夕ビ復 号とが同時に施されて復調データが得られる。
ここで、 合成部 1 5 3の動作について説明する。
合成部 1 5 3は、 無線受信部 1 5 2— 1〜1 5 2— 3で得られたベースバン ド信号 # 1〜# 3を最大比合成してバースト誤りの原因となるフェージング による信号の歪みを補償する。
合成部 1 5 3では、 チャネル推定部 2 0 1— ; L〜 2 0 1— 3において、 無線 受信部 1 5 2—：!〜 1 5 2— 3から出力されるベースバンド信号 # 1〜# 3 に含まれる既知信号に基づいて、 ペースバンド信号 # 1〜# 3の受信電力と位 相回転量とが推定される。無線受信部 1 5 2— 1〜1 5 2— 3から出力される ベースバンド信号 # 1〜# 3は、 対応する乗算器 2 0 2— 1〜 2 0 2— 3にお いて、 対応するチャネル推定部 2 0 1— 1〜2 0 1— 3において推定された受 信電力および位相回転量が複素乗算されて受信信号の振幅変動と位相回転量 とが補償され、 乗算器 2 0 3— 1〜2 0 3— 3において、 対応するチャネル推 定部 2 0 1— 1〜2 0 1— 3において推定された受信電力に比例する重み係 数が乗算されて加算器 2 0 4へ出力される。加算器 2 0 4では、 乗算器 2 0 3 一 1〜2 0 3— 3の出力が加算されてバースト誤りの原因となるフェージン グによる信号の歪みが補償される。
ここで、 合成部 1 5 3で各系列の信号が合成されることによって、 フエ一ジ ングによる信号の歪みが補償されることを図 4を用いて説明する。
図 4は、 合成部 1 5 3におけるバースト誤りの原因となるフェージングによ る信号の歪みの補償について説明する図である。送信装置 1 0 0においてそれ それ異なる周波数 f l〜f 3の搬送波が乗算された無線周波数信号は、 回線に おいてそれぞれ異なったフエ一ジング（周波数選択性フエ一ジング）を受けて、 受信装置 1 5 0で受信され、 その受信電力の時間変化を示す特性曲線は図 4に 示すようになる。特性曲線 aはベースバンド信号 # 1の受信電力の時間変化を 示す特性曲線であり、 特性曲線 bはベースバンド信号 # 2の受信電力の時間変 化を示す特性曲線であり、 特性曲線 cはベースバンド信号 # 3の受信電力の時 間変化を示す特性曲線である。 この図に示すように、 ベースバンド信号 # 1は 時刻 t 1においてフェージングの影響により低い受信電力で受信されている。 また、 ペースバンド信号 # 2は時刻 t 2において、 ペースバンド信号 # 3は時 刻 t 3において、 それそれフエ一ジングの影響により低い受信電力で受信され ている。 このように低い受信電力で受信された信号は誤って復調されやすく、 バースト誤りの要因となる。 このように受信された各ベースバンド信号 # 1〜 # 3は、 乗算器 2 0 3— 1〜2 0 3— 3においてそれぞれの受信電力に比例す る重みが乗算され、 加算器 2 0 4で互いに加算されて特性曲線 dに示すように 受信電力の低い部分が補償された信号となる。特性曲線 dは最大比合成された ペースバンド信号 # 1〜# 3の受信電力の時間変化を示す特性曲線である。 次に、 U D MV 1 5 4の動作を説明する。
上述したように、 最大比合成された信号は、 UD MV 1 5 4へ出力され、 U D MV 1 5 4で等化とビタビ復号とが同時に施されて復調デ一夕が得られる。 UD MV 1 5 4は、 畳み込み符号化器 1 0 1と回線で生じる歪みとを融合した 状態を持って、 M L S Eによる等化とビタビ復号による誤り訂正とを同時に行 う。
UD MV 1 5 4では、 状態推定部 3 0 3から与えられる候補信号が変調器 3 0 4を経由して仮想畳み込み符号化器 3 0 1に備えられた遅延器列の初段の 遅延器に入力し、 順次遅延される。 この遅延された候補信号に対して、 まず複 素ゲイン付加器で複素ゲイン （c ) が乗じられた後に、 複素排他的論理和回路 で実部、 虚部各々の排他的論理和がとられる。複素ゲイン付加器は畳み込み符 号化器 1 0 1に備えられた複素ゲイン付加器に対応しており、 0、 1、 （ j + 1 ) のいずれかの値のみをとる。 複素排他的論理和回路は、 複素ゲイン付加器 の出力に対して、 複素排他的論理和をとる。 複素排他的論理和回路の出力は、 次に複素ゲイン付加器でさらにゲイン （P ) が乗算される。複素ゲイン付加器 の出力はすべて複素加算器で加算されて受信信号 （レプリカ） となる。
このように、 本実施の形態に係る受信装置および送信装置によれば、 送信装 置 1 0 0が送信データを複数の異なる周波数の搬送波に分配して送信し、 受信 装置 1 5 0は、 回線において異なるフエ一ジングを受けた受信信号を最大比合 成してバースト誤りの要因となるフエ一ジングによる信号の歪みを補償し、 受 信装置に備えられた UD MV 1 5 4は、 そのフェージングによる信号の歪みを 補償した信号を復調するため、 バースト誤りを引き起こすフエ一ジングが回線 に存在する場合における誤り率特性を向上させることができる。
なお、 本実施の形態に係る UD MVの動作については、 本発明者が以前に発 明した特開平 1 0— 3 2 2 2 5 3号公報（受信装置及び送信装置並びにこれら を用いた基地局装置及び通信端末装置） に記載の内容をすベてここに含めてお なお、 本実施の形態においては、 送信デ一夕が 3つの異なる周波数 f 1〜： e 3の搬送波に分配される場合を例に説明したが、 本発明はこれに限られず、 い くつの異なる周波数の搬送波に分配しても良い。
(実施の形態 2 )
本実施の形態は、 送信側で並列信号に変換した送信データを周波数の異なる 複数の搬送波に分配して送信し、 受信側では回線において異なるフエ一ジング を受けた受信信号 （並列信号） を直列信号に変換することにより、 バースト誤 りを補償し、 そのバースト誤りを補償した信号を U D MVで復調する例である。 図 5は、 本発明の実施の形態 2に係る受信装置および送信装置の概略構成を 示すプロック図である。
本実施の形態に係る送信装置 4 0 0は、 並列信号に変換した送信データを複 数の異なる周波数の搬送波に乗せて送信する。受信装置 4 5 0は、 受信信号を 直列信号に変換し、 UD MVで等化とビタビ復号とを同時に行って受信データ を得る。
まず、 送信装置 4 0 0の構成について、 送信デ一夕が 3つの系列に分配され て伝送される場合を例に説明する。
畳み込み符号化器 4 0 1は、 送信データを所定の拘束長で畳み込み符号化し てペースバンド信号とし、 このべ一スバンド信号を SZP変換部 4 0 2へ出力 する。 S /P変換部 4 0 2は、 畳み込み符号化器 4 0 1から出力された直列の ベースバンド信号をスロット単位で並列信号に変換し、 変換した並列信号を無 線送信部 4 0 3— 1〜4 0 3— 3へ出力する。無線送信部 4 0 3— 1〜4 0 3 一 3は、 それそれ異なる周波数 f 1〜： f 3の搬送波を SZP変換部 4 0 2から 出力されたベースバンド信号に乗算して無線周波数信号とする。加算器 4 0 4 は、 無線送信部 4 0 3— 1〜4 0 3— 3から出力される無線周波数信号を加算 し、 アンテナ 4 0 5から送信する。
次いで、 受信装置 4 5 0の構成について説明する。
無線受信部 4 5 2— 1〜4 5 2— 3は、 アンテナ 4 5 1を介して送信装置 4 0 0から送信された無線周波数信号を受信し、 それぞれ異なる周波数: 1〜 f 3の搬送波を無線周波数信号に乗算して、 ベースバンド信号 # 1〜# 3を生成 する。 P Z S変換部 4 5 3は、 無線受信部 4 5 2— 1〜4 5 2— 3から出力さ れた並列のベースバンド信号をスロット単位で直列信号に変換し、 変換した直 列信号を U D MV 4 5 4へ出力する。 U D MV 4 5 4は、 PZ S変換部 4 5 3 から出力される最大比合成したべ一スバンド信号に等化とビタビ復号とを同 時に行って復調データを得る。
以上のように構成された送信装置 4 0 0および受信装置 4 5 0の動作につ いて説明する。
まず、 送信装置 4 0 0において、 送信デ一夕は畳み込み符号化器 4 0 1で畳 み込み符号化されて直列のベースバンド信号が生成される。 このべ一スバンド 信号は、 S /P変換部 4 0 2で並列信号に変換されて無線送信部 4 0 3— 1〜 4 0 3一 3へ出力され、 無線送信部 4 0 3— 1〜4 0 3— 3でそれそれ異なる 周波数 1〜： f 3の搬送波が乗算されて無線周波数信号となる。加算器 4 0 4 では、無線送信部 4 0 3—1〜4 0 3— 3から出力された無線周波数信号が互 いに加算されてアンテナ 4 0 5から送信される。
受信装置 4 5 0では、 送信装置 4 0 0から送信された信号に回線で生じる歪 みが加わったものをアンテナ 4 5 1で受信する。 この受信信号は、 無線受信部 4 5 2— 1〜4 5 2— 3においてそれそれ異なる周波数 f 1〜： f 3の搬送波 が乗算され、 ベースバンド信号 # 1〜# 3となる。 このべ一スバンド信号 # 1 〜# 3は、 PZ S変換部 4 5 3においてスロット単位で直列信号に変換され、 UD MV 4 5 4へ出力されて、 等化とビタビ復号とが同時に施されて復調デ一 夕となる。
ここで、 ； PZS変換部 4 5 3で各系列の信号が直列信号に変換されることに よって、 フェージングによる信号の歪みが補償されることを図 6を用いて説明 する。 図 6はフェージングを受けたペースバンド信号の並列 Z直列変換につい て説明する図である。
送信装置 4 0 0においてそれそれ異なる周波数 f 1〜： f 3の搬送波が乗算 された無線周波数信号は、 回線においてそれそれ異なったフェージングを受け て、 受信装置 4 5 0で受信され、 所定の無線受信処理が施されてベースバンド 信号 # 1〜# 3となる。 この図に示すように並列信号であるベースバンド信号 # 1に含まれる S 4と S 7がフェージングの影響により復調の際に誤りを起 こすシンボルである。 この場合、 これらの並列のペースバンド信号 # 1〜# 3 を直列信号に変換すると、 誤りを起こす S 4と S 7はフレーム内で 2スロヅト 分離れる。 したがって、 誤りを起こすシンボルが集中していている並列信号を 直列信号に変換することにより、 誤りを起こすシンボルが離散的になるので、 復調の際のバースト誤りを防く、ことができる。
このように、 本実施の形態に係る受信装置および送信装置によれば、 送信装 置 4 0 0で送信データを並列信号に変換してから周波数の異なる複数の搬送 波に分配して送信し、 受信装置 4 5 0は、 回線において異なるフェージングを 受けた受信信号を直列信号に変換してバースト誤りの要因となるフェージン グを受けたシンボルを離散的にするため、 受信装置は、 バースト誤りを引き起 こすフエ一ジングが回線に存在する場合であっても十分な誤り率特性を得る ことができる。
(実施の形態 3 )
本実施の形態は、 実施の形態 1の変形例であり、 送信信号に拡散処理を施し てから搬送波を乗算する点で実施の形態 1と異なる。 以下、 図 7を参照して本 実施の形態について説明する。 なお、 実施の形態 1と同じ部分については、 実 施の形態 1と同じ符号を付して詳しい説明を省略する。
図 7は、 本発明の実施の形態 3に係る受信装置および送信装置の概略構成を 示すブロック図である。 なお、 図では省略したが、 受信装置 5 5 0— Bおよび 受信装置 5 5 0— Cは、 受信装置 5 5 0— Aと同じ構成を持つものとする。 送信装置 5 0 0は、 受信装置 5 5 0— A〜5 5 0— Cと無線通信を行う。送 信装置 5 0 0において、 畳み込み符号化器 1 0 1— A〜1 0 1— Cは、 対応す る送信デ一夕 A〜Cを所定の拘束長で畳み込み符号化してベースバンド信号 とし、 このべ一スバンド信号を拡散部 5 0 1一 A〜5 0 1— Cへ出力する。拡 散部 5 0 1— Aは、 畳み込み符号化器 1 0 1— Aで畳み込み符号化された信号 に拡散コ一ド Aを乗算して、 無線送信部 1 0 2— 1〜1 0 2— 3へ出力する。 拡散部 5 0 1一 Bは、 畳み込み符号化器 1 0 1一 Bで畳み込み符号化された信 号に拡散コード Bを乗算して、 無線送信部 1 0 2— 1〜1 0 2— 3へ出力する。 拡散部 5 0 1— Cは、 畳み込み符号化器 1 0 1一 Cで畳み込み符号化された信 号に拡散コード Cを乗算して、 無線送信部 1 0 2— 1〜1 0 2— 3へ出力する。 無線送信部 1 0 2— 1〜1 0 2— 3は、 それぞれ異なる周波数 f 1〜： f 3の搬 送波を拡散部 5 0 1— A〜5 0 1—Cから出力されたべ一スパンド信号に乗 算して無線周波数信号とする。
受信装置 5 5 0— Aにおいて、 逆拡散部 5 5 1は、 合成部 1 5 3の出力に拡 散コード Aを乗算して UD MV 1 5 4へ出力する。 U DMV 1 5 4は、 逆拡散 部 5 5 1から出力される逆拡散処理された信号に等化とビタビ復号とを同時 に行って復調データ Aを得る。 受信装置 5 5 0—; Bにおいて、 逆拡散部 5 5 1 は、 合成部 1 5 3の出力に拡散コード Bを乗算して UD MV 1 5 4へ出力する c UD MV l 5 4は、 逆拡散部 5 5 1から出力される逆 ¾散処理された信号に等 化とビタビ復号とを同時に行って復調データ Bを得る。受信装置 5 5 0— Cに おいて、 逆拡散部 5 5 1は、 合成部 1 5 3の出力に拡散コード Cを乗算して U D MV 1 5 4へ出力する。 UD MV 1 5 4は、 逆拡散部 5 5 1から出力される 逆拡散処理された信号に等化とビ夕ビ復号とを同時に行って復調データ Cを 得る。 '
以上のように構成された送信装置 5 0 0および受信装置 5 5 0の動作につ いて説明する。
まず、 送信装置 5 0 0において、 送信デ一夕 Aは畳み込み符号化器 1 0 1― Aで畳み込み符号化され、 拡散部 5 0 1一 で¾散コード Aが乗算され、 無線 送信部 1 0 2— 1〜1 0 2— 3へ出力される。送信データ Bは畳み込み符号化 器 1 0 1— Bで畳み込み符号化され、 拡散部 5 0 1一 Bで拡散コード Bが乗算 され、 無線送信部 1◦ 2— 1〜： L 0 2— 3へ出力される。送信デ一夕 Cは畳み 込み符号化器 1 0 1—Cで畳み込み符号化され、 拡散部 5 0 1—Cで拡散コー ド Cが乗算され、 無線送信部 1 0 2— 1〜1 0 2— 3へ出力される。拡散部 5 0 1— A〜5 0 1—Cから出力された信号は、 無線送信部 1 0 2— 1〜1 0 2 一 3において、 それそれ異なる周波数： f l〜f 3の搬送波が乗算されて、 無線 周波数信号が得られる。 この無線周波数信号は、 加算器 1 0 3ですベて加算さ れてアンテナ 1 0 4から送信される。
受信装置 5 5 0— Aでは、 送信装置 5 0 0から送信された信号に回線で生じ る歪みが加わったものをアンテナ 1 5 1で受信する。 この受信信号は、 無線受 信部 1 5 2— 1〜 1 5 2— 3においてそれそれ異なる周波数: f 1〜： f 3の搬 送波が乗算され、 ベースバンド信号 # 1〜# 3が得られる。 このベースバンド 信号 # 1〜# 3は、 合成部 1 5 3において最大比合成され、 逆挞散部 5 5 1に おいて逆拡散処理され、 UD MV l 5 4で等化とビタビ復号とが同時に施され て復調データ Aが得られる。受信装置 5 5 0— Bおよび受信装置 5 5 0— Cで も同様にして復調データ Bおよび復調データ Cが得られる。
このように、 本実施の形態に係る受信装置およ 送信装置によれば、 送信装 置は、 送信信号を、 各受信装置に固有の拡散コード A〜Cを用いて拡散処理し てから複数の異なる周波数の搬送波を乗算するため、 実施の形態 1と同様の効 果を得ることができるとともに、 複数のユーザの信号を同じ周波数帯で多重し て送信することができる。 また、 送信信号に拡散処理を施しているので、 セル ラ通信の隣接セルにおいて同一周波数を利用することができる。 したがって、 チャネル容量を増加させることができる。
なお、 本実施の形態に係る送信装置 5 0 0は、 セルラシステムの基地局装置 として用いることが可能である。 また、 本実施の形態に係る受信装置 5 5 0— A〜5 5 0— Cは、 セルラシステムの移動局装置として用いることが可能であ る。 このように送信装置 5 0 0を基地局装置として用いる場合、 拡散部 5 0 1 一 A〜 5 0 1一 Cにおいては、拡散処理された信号に対して基地局装置の識別 のための拡散コード （スクランブルコード） を乗算する。 スクランブルコード は、 各基地局装置に固有の拡散コードである。 このようにスクランブルコード が乗算された信号を受信する移動局装置は、 受信信号に各基地局装置のスクラ ンプルコードを乗算することにより、 信号の送信元の基地局装置を知って、 そ の基地局装置との通信を確立することができる。
(実施の形態 4 )
本実施の形態は、 実施の形態 1の変形例であり、 2つの畳み込み符号化器を 直列に接続して、 符号化率を低くした信号を送信する点で実施の形態 1と異な る。 以下、 図 8を参照して本実施の形態について説明する。 なお、 実施の形態 1と同じ部分については、 実施の形態 1と同じ符号を付して詳しい説明を省略 する。
図 8は、 本発明の実施の形態 4に係る受信装置および送信装置の概略構成を 示すブロック図である。畳み込み符号化器 6 0 1は、 送信データを符号化率 R 1、 拘束長 K 1で畳み込み符号化して畳み込み符号化器 6 0 2へ出力する。 畳 み込み符号化器 6 0 2は、 畳み込み符号化器 6 0 1から出力された送信系列を 符号化率; R 2、 拘束長 K 2で畳み込み符号化して無線送信部 1 0 2— 1〜 1 0 2— 3へ出力する。 このように直列に接続された畳み込み符号化器 6 0 1およ び畳み込み符号化器 6 0 2は、 符号化率 （R 1 X R 2 ) 、 拘束長 （K 1 + K 2 - 1 ) の 1つの畳み込み符号化器とみなすことができる。
受信装置 6 5 0に備えられた UD MV 6 5 1は、 M L S E等化器とビ夕ビ復 号器を融合した復調器であり、 直列に接続された畳み込み符号化器 6 0 1およ び畳み込み符号化器 6 0 2と、 回線で生じる歪みとを融合した状態を持つよう に構成されるデジタルフィル夕を備えている。 UD MV 6 5 1は、 合成部 1 5 3から出力される最大比合成したベースバンド信号に等化とビ夕ビ 号とを 同時に行って復調デ一夕を得る。
以上のように構成された送信装置および受信装置の動作について説明する。 送信データは、 畳み込み符号化器 6 0 1において符号化率 R 1、 拘束長 K 1 で畳み込み符号化されたのち、 畳み込み符号化器 6 0 2において符号化率 R 2、 拘束長 K 2でさらに畳み込み符号化される。 すなわち、 送信データは、 直列に 接続された畳み込み符号化器 6 0 1および畳み込み符号化器 6 0 2で符号化 率 （R 1 X R 2 )、 拘束長 （K 1 +K 2— 1 ) で畳み込み符号化されて、 ベ一 スバンド信号が生成される。 このペースバンド信号は、 無線送信部 1 0 2— 1 〜1 0 2— 3でそれそれ異なる周波数: f 1〜： f 3の搬送波が乗算されて、 無線 周波数信号が得られる。 この無線周波数信号は、 加算器 1 0 3ですベて加算さ れてアンテナ 1 0 4から送信される。
受信装置 6 5 0では、 送信装置 6 0 0から送信された信号に回線で生じる歪 みが加わったものをアンテナ 1 5 1で受信する。 この受信信号は、 無線受信部 1 5 2— 1〜1 5 2— 3においてそれぞれ異なる周波数 f l〜f 3の搬送波 が乗算され、 ベースバンド信号 # 1〜# 3が得られる。 このべ一スバンド信号 # 1〜# 3は、 合成部 1 5 3において最大比合成される。最大比合成されたべ —スバンド信号は、 UD MV 6 5 1に入力され、 UD MV 6 5 1で等化とビ夕 ビ復号とが同時に施されて復調デ一夕が得られる。
このように、 本実施の形態に係る受信装置および送信装置によれば、 送信装 置は、 畳み込み符号化器を直列に接続することにより、 符号化率が低い畳み込 み符号化器を容易に実現することができるため、 簡単な構成で誤り率特性を向 上することができる。
(実施の形態 5 )
本実施の形態 5は、 送信データを複数の時間スロヅ卜で送信する時間ダイバ —シチの例である。 以下、 図 9を参照して本実施の形態について説明する。 な お、 実施の形態 1と同じ部分については、 実施の形態 1と同じ符号を付してそ の説明を省略する。
図 9は、 本発明の実施の形態 5に係る受信装置および送信装置の概略構成を 示すブロック図である。 ―
まず、 送信装置 7 0 0の構成について説明する。送信装置 7 0 0は、 受信装 置 7 5 0と無線通信を行う。 バッファ 7 0 1— 1は、 畳み込み符号化器 1 0 1 からの出力を t 1だけ遅延させて多重部 7 0 2へ出力する。バヅファ 7 0 1— 2は、 畳み込み符号化器 1 0 1からの出力を t 2だけ遅延させて多重部 7 0 2 へ出力する。バッファ 7 0 1—3は、 畳み込み符号化器 1 0 1からの出力を t 3だけ遅延させて多重部 7 0 2へ出力する。 多重部 7 0 2は、 バッファ 7 0 1 一 1〜7 0 1— 3から出力されるそれそれ遅延されたペースバンド信号を加 算して無線送信部 7 0 3へ出力する。無線送信部 7 0 3は、 高周波の搬送波を 多重部 7 0 2の出力に乗算して無線周波数信号とし、 その無線周波数信号をァ ンテナ 1 0 4を介して無線送信する。
次いで、 受信装置 7 5 0の構成について説明する。
無線受信部 7 5 1は、 アンテナ 1 5 1を介して送信装置 7 0 0から送信され た信号を受信し、 受信した信号に所定の無線受信処理を施して UD MV 7 5 2 へ出力する。 UD MV 7 5 2は、 M L S E等化器とビタビ復号器を融合した復 調器である。 UD MV 7 5 2は、 バッファ 7 0 1— 1〜7 0 1—3による遅延 を回線における遅延とみなし、 多重部における加算を各遅延波の重ね合わせと みなすことにより、 各バッファから多重部 7 0 2、 無線送信部 7 0 3、 アンテ ナ 1 0 4、 アンテナ 1 5 1までを 1つの回線として伝達関数を推定することが できる。 U D MV 7 5 2は、 推定した伝達関数を用いてマルチパスによる信号 の歪みを補償し受信信号を等化する。
以上のように構成された送信装置 7 0 0および受信装置 7 5 0の動作につ いて説明する。
まず、 送信装置 7 0 0において、 送信データは畳み込み符号化器 1 0 1で畳 み込み符号化されてベースバンド信号が生成される。 このべ一スパンド信号は、 バッファ 7 0 1— 1〜7 0 1— 3において、 それそれ t l〜t 3の遅延を加え られて多重部 7 0 2で互いに加算され、 無線送信部 7 0 3で高周波の搬送波が 乗算されてアンテナ 1 0 4から送信される。送信装置 7 0 0から複数系列で送 信される信号は、それぞれ異なったタイミングで送信される。フエージングは、 時間的に変動するので、 異なったタイミングで送信された信号は、 回線におい てそれそれ異なったフヱージングを受ける。
受信装置 7 5 0は、 送信装置 7 0 0から送信された信号に回線で生じる歪み が加わったものをアンテナ 1 5 1で受信する。 この受信信号は、 無線受信部に おいて所定の無線受信処理が施されて、 UD MV 7 5 2に入力され、 UD MV 7 5 2で等化とビタビ復号とが同時に施されて復調データが得られる。
このように、 本実施の形態の受信装置および送信装置によれば、 送信装置 7 0 0が、 送信データに互いに異なる遅延を加えたものを多重して送信するため、 送信信号は回線においてそれそれ異なったフェージングを受け、 受信装置 7 5 0は、 回線において異なるフヱージングを受けた受信信号を最大比合成してバ —スト誤りの要因となるフェージングを補償し、 そのフエ一ジングを補償した 信号を UD MV 7 5 2で復調するため、 バースト誤りを引き起こすフェージン グが回線に存在する場合であっても、 十分な誤り率特性を得ることができる。
(実施の形態 6 )
本実施の形態は、送信信号を複数のアンテナを用いて送信する空間ダイバー シチの例である。 以下、 図 1 0を参照して本実施の形態について説明する。 な お、 実施の形態 1と同じ部分については、 実施の形態 1と同じ符号を付して詳 しい説明を省略する。
図 1 0は、 本発明の実施の形態 6に係る受信装置および送信装置の概略構成 を示すブロック図である。送信装置 8 0 0の構成について、 送信デ一夕が 3つ の系列に分配されて伝送される場合を例にとって説明する。送信装置 8 0 0は、 受信装置 1 5 0と無線通信を行う。 畳み込み符号化器 1 0 1は、 送信データを 所定の拘束長で畳み込み符号化してベースバンド信号とし、 このべ一スバンド 信号を 3つの無線送信部 8 0 1— 1〜8 0 1— 3へ出力する。無線送信部 8 0 1一 1〜8 0 1— 3は、 それそれ異なる周波数 f l〜f 3の搬送波を畳み込み 符号化器 1 0 1から出力されたペースバンド信号に乗算して無線周波数信号 とする。 無線送信部 8 0 1— 1〜8 0 1— 3は、 無線周波数信号を対応するァ ンテナ 8 0 2 - 1 - 8 0 2— 3から送信する。 アンテナ 8 0 2— 1〜 8 0 2— 3は、送信信号が無相関のフエ一ジングを受けるように互いに空間的に離れた 位置に設けられる。
以上のように構成された送信装置 8 0 0および受信装置 1 5 0の動作につ いて説明する。
まず、 送信装置 8 0 0において、 送信デ一夕は畳み込み符号化器 1 0 1で畳 み込み符号化されてベースバンド信号が生成される。 このペースバンド信号は、 無線送信部 8 0 1— 1〜8 0 1— 3でそれぞれ異なる周波数 f 1〜： f 3の搬 送波が乗算されて、 対応するアンテナ 8 0 2— 1〜8 0 2— 3から送信される。 そして、 各アンテナ 8 0 2— 1〜8 0 2— 3から送信された信号は、 回線に おいて異なった経路を通るので、 それぞれ略相関の無いフェージングを受けて
5 1で受信される。 このように受信された各系列の信号は、 合成部 1 5 3において実施の形態 1と同様に最大比合成されて、 U D MV 1 5 4で等 化とビ夕ビ復号とが同時に施されて復調データが得られる。
このように、 本実施の形態に係る受信装置および送信装置によれば、 互いに 空間的に離れて設けられたアンテナ 8 0 2— 1〜8 0 2— 3から複数系列の 信号が送信されるため、 送信信号は回線において異なったフェージングを受け て受信装置 1 5 0で受信され、 受信装置 1 5 0では、 これらの複数系列の信号 が最大比合成されてフエージングによる信号の歪みが補償されるため、 バース ト誤りの発生を抑えることができる。
(実施の形態 7 )
本実施の形態は、 複数のアンテナ素子のアンテナ出力に重み （ウェイ ト） を 加えて指向性を適応的に制御するァダプティプアレイアンテナを用いて信号 を送信する角度ダイバーシチの例である。 以下、 図 1 1を参照して本実施の形 態について説明する。 なお、 実施の形態 1と同じ部分については、 実施の形態 1と同じ符号を付して詳しい説明を省略する。
図 1 1は、 本発明の実施の形態 Ίに係る受信装置および送信装置の概略構成 を示すブロック図である。送信装置 8 5 0は、 受信装置 1 5 0と無線通信を行 う。畳み込み符号化器 1 0 1は、 送信デ一夕を所定の拘束長で畳み込み符号化 してベースバンド信号とし、 このべ一スバンド信号を 3つの無線送信部 8 5 1 一 1〜8 5 1—3へ出力する。無線送信部 8 5 1— 1〜8 5 1— 3は、 それそ れ異なる周波数 f l〜f 3の搬送波を畳み込み符号化器 1 0 1から出力され たベースバンド信号に乗算して無線周波数信号とする。無線送信部 8 5 1 - 1 〜 8 5 1— 3は、 無線周波数信号を対応する位相回転制御部 8 5 2— 1〜 8 5 2一 3へ出力する。
位相回転制御部 8 5 2— 1は、 事前知識等に基づいて指向性を形成するため のウェイ卜を算出し、 算出したウェイトを無線送信部 8 5 1—1の出力に複素 乗算し、 乗算結果を加算器 8 5 3— :！〜 8 5 3— 3へ出力する。 ウェイトを算 出するァルゴリズムとしては、 L M Sァルゴリズムや R L Sァルゴリズムが好 適である。 また、 位相回転制御部 8 5 2一 2および位相回転制御部 8 5 2 - 3 も、 事前知識等に基づいて、 指向性を形成するためのウェイトを算出し、 算出 したウェイトを対応する無線送信部 8 5 1—2または 8 5 1—3の出力に複 素乗算し、 乗算結果を加算器 8 5 3— 1〜8 5 3— 3へ出力する。 位相回転制 御部 8 5 2— 1〜8 5 2— 3は、 無線送信部 8 5 1— 1〜 8 5 1— 3から出力 された各無線周波数信号がそれそれ異なる指向性で送信されるようにウェイ トを算出する。例えば、 位相回転制御部 8 5 2 - 1は直接波の方向に指向性を 形成するようにウェイトを生成し、 位相回転制御部 8 5 2— 2は遅延波の方向 に指向性を形成するようにウェイトを生成し、 位相回転制御部 8 5 2— 3は位 相回転制御部 8 5 2— 2が指向性を生成する方向とは異なる方向から到来す る遅延波の方向に指向性を形成するようにウェイトを生成する。加算器 8 5 3 一 1〜 8 5 3— 3は、 位相回転制御部 8 5 2— 1〜8 5 2— 3の出力をすベて 加算して、 対応するアンテナ 8 5 4— 1〜8 5 4— 3から出力する。
以上のように構成された送信装置 8 5 0および受信装置 1 5 0の動作につ いて説明する。
まず、 送信装置 8 5 0において、 送信データは畳み込み符号化器 1 0 1で畳 み込み符号化されてベースバンド信号が生成される。 このべ一スバンド信号は、 無線送信部 8 5 1— 1〜8 5 1— 3でそれそれ異なる周波数： f l〜f 3の搬 送波が乗算されて、 対応する位相回転制御部 8 5 2— 1 ~ 8 5 2— 3へ出力さ れる。位相回転制御部 8 5 2— 1〜 8 5 2— 3では、 無線送信部 8 5 1— 1〜 8 5 1一 3から出力された無線周波数信号がそれそれ異なる指向性を持つよ うにウェイトが乗算されて、 加算器 8 5 3— :!〜 8 5 3— 3へ出力される。カロ 算器 8 5 3— 1〜8 5 3— 3では、位相回転制御部 8 5 2— 1〜8 5 2— 3か らの 3系列の無線周波数信号がすべて加算されてアンテナ 8 5 4— 1〜8 5 4— 3から送信される。
送信信号は、 位相回転制御部 8 5 2— 1〜8 5 2— 3においてそれぞれ異な る指向性を形成されて送信されたので、 回線においてそれぞれ略相関の無いフ エージングを受けて、 受信装置 1 5 0で受信される。 したがって、 各系列の受 信信号は、 互いに略相関の無いフェージングを受けている。 受信された各系列 の受信信号は、 合成部 1 5 3において実施の形態 1と同様に最大比合成されて フヱ一ジングの影響が補償される。 フヱージングの影響が補償された受信信号 は、 U D MV 1 5 4で等化とビタビ復号とが同時に施され、 復調デ一夕が得ら れる。
このように、 本実施の形態に係る受信装置および送信装置によれば、 複数系 列の送信信号を、 互いに異なる指向性を形成して送信するため、 送信信号は回 線において互いに略相関の無いフェージングを受けて受信装置 1 5 0で受信 され、 受信装置 1 5 0では、 これらの複数系列の信号を最大比合成してフエ一 ジングによる信号の歪みを補償するため、 バースト誤りの発生を抑えることが できる。
(実施の形態 8 )
本実施の形態は、 複数のアンテナ素子のアンテナ出力に重み （ウェイト） を 加えて指向性を適応的に制御するァダプティブアレイアンテナを用いて信号 を受信する角度ダイバーシチの例である。 以下、 図 1 2を参照して本実施の形 態について説明する。 なお、 実施の形態 1と同じ部分については、 実施の形態 1と同じ符号を付して詳しい説明を省略する。
図 1 2は、 本発明の実施の形態 8に係る受信装置および送信装置の概略構成 を示すプロック図である。 受信装置 9 0 0は、 送信装置 1 0 0と無線通信を行 う。無線受信部 9 0 2— 1〜 9 0 2— 3は、 対応するアンテナ 9 0 1— 1〜9 0 1—3から送信装置 1 0 0からの送信信号を受信し、 その受信した信号に所 定の無線受信処理を施してベースバンド信号を生成し、 位相回転制御部 9 0 3 一 1〜9 0 3— 3へ出力する。
位相回転制御部 9 0 3— 1は、 事前知識等に基づいて、 指向性を形成するた めのウェイトを算出し、算出したウェイ トを無線受信部 9 0 2— 1の出力に複 素乗算し、 乗算結果を加算器 9 0 4— 1へ出力する。 ウェイトを算出するアル ゴリズムとしては、 L M Sァルゴリズムや R L Sァルゴリズムが好適である。 また、 位相回転制御部 9 0 3— 2および位相回転制御部 9 0 3— 3も同様に、 事前知識等に基づいて、 指向性を形成するためのウェイトを算出し、 算出した ウェイトを対応する無線受信部 9 0 2— 2または無線受信部 9 0 2— 3の出 力に複素乗算し、 乗算結果を対応する加算器 9 0 4— 2または加算器 9 0 4 - 3へ出力する。 各位相回転制御部 9 0 3— 1 ~ 9 0 3— 3は、 それぞれ異なつ たウェイトを算出する。例えば、 位相回転制御部 9 0 3— 1は直接波の方向に 指向性を形成するようにウェイトを生成し、 位相回転制御部 9 0 3— 2は遅延 波の方向に指向性を形成するようにウェイトを生成し、 位相回転制御部 9 0 3 一 3は位相回転制御部 9 0 3— 2が指向性を生成する方向とは異なる方向か ら到来する遅延波の方向に指向性を形成するようにウェイ トを生成する。 加算器 9 0 4—：！〜 9 0 4— 3は、 対応する位相回転制御部 9 0 3— 1〜 9 0 3— 3の出力をすベて加算し、 加算結果を合成部 9 0 5へ出力する。合成部 9 0 5は、 加算器 9 0 4— :！〜 9 0 4— 3の出力を最大比合成して、 U D MV 1 5 4へ出力する。 UD MV 1 5 4は、 合成部 9 0 5から出力される最大比合 成したベースバンド信号に等化とビタビ復号とを同時に行って復調データを 得る。
以上のように構成された送信装置 1 0 0および受信装置 9 0 0の動作につ いて説明する。
受信装置 9 0 0では、 送信装置 1 0 0から送信された信号が、 アンテナ 9 0 1— 1〜 9 0 1— 3で受信される。 この各系列の受信信号は、 無線受信部 9 0 2— 1〜 9 0 2— 3において所定の無線受信処理が施されてベースバンド信 号となる。 これらのベースバンド信号は、 位相回転制御部 9 0 3— 1〜9 0 3 —3で互いに異なる指向性を持つようにウェイトが乗算されて、加算器 9 0 4 一 1〜9 0 4— 3へ出力される。加算器 9 0 4— 1〜9 0 4— 3では、 位相回 転制御部 9 0 3—；！〜 9 0 3— 3からの出力がすべて加算されて合成部 9 0 5へ出力される。加算器 9 0 4— 1〜9 0 4— 3からの各系列の出力は、 各系 列毎に異なる指向性を形成するようにウェイトが乗算されているので、 各系列 のフエ一ジングは互いに略無相関である。合成部 9 0 5では、 加算器 9 0 4 - 1〜9 0 4— 3の出力が実施の形態 1と同様に最大比合成され、 フエージング による信号の歪みが補償される。 フェージングによる影響が補償された受信信 号は、 U D MV 1 5 4に入力され、 等化とビタビ復号とが同時に施されて復調 デ一夕が得られる。
このように、 本実施の形態に係る受信装置および送信装置によれば、 受信装 置は、 送信側から送信された複数系列の信号を、 各系列が互いに異なる指向性 を持つように受信し、 これらの複数系列の信号を最大比合成してフェージング による信号の歪みを補償するため、 バースト誤りの発生を抑えて誤り率特性を 向上させることができる。
(実施の形態 9 )
本実施の形態は、 送信信号を複数のアンテナを用いて受信する空間ダイバー シチの例である。 以下、 図 1 3を参照して本実施の形態について説明する。 な お、 実施の形態 1と同じ部分については、 実施の形態 1と同じ符号を付して詳 しい説明を省略する。
図 1 3は、 本発明の実施の形態 9に係る受信装置および送信装置の概略構成 を示すブロック図である。 受信装置 9 5 0は、 送信装置 1 0 0と無線通信を行 う。無線受信部 9 5 2— 1〜9 5 2— 3は、 対応するアンテナ 9 5 1— 1〜9 5 1—3から送信装置 1 0 0の送信信号を受信し、 その受信した信号に所定の 無線受信処理を施してベースバンド信号を生成し、 合成部 1 5 3へ出力する。 合成部 1 5 3は、 無線受信部 9 5 2— 1〜9 5 2— 3の出力を最大比合成して、 U D MV 1 5 4へ出力する。 U D MV 1 5 4は、 合成部 1 5 3から出力される 最大比合成したベースバンド信号に等化とビタビ復号とを同時に行って復調 データを得る。
以上のように構成された送信装置 1 0 0および受信装置 9 5 0の動作につ いて説明する。 受信装置 9 5 0では、 送信装置 1 0 0から送信された信号が、 それぞれ異な つたパスを通ってアンテナ 9 5 1— 1〜9 5 1— 3で受信される。 したがって、 各アンテナ 9 5 1— 1〜 9 5 1— 3で受信された各系列の受信信号は、 回線に おいて互いに略相関の無いフエ一ジングを受けている。 この各系列の受信信号 は、 無線受信部 9 5 2— 1〜9 5 2— 3において所定の無線受信処理が施され てべ一スパンド信号 # 1〜# 3となる。 このベースバンド信号 # 1〜# 3は、 合成部 1 5 3において、 実施の形態 1と同様に最大比合成され、 フェージング による信号の歪みが補償される。 フヱージングの影響が補償された受信信号は、 UD MV 1 5 4に入力され、 等化とビタビ復号とが同時に施されて復調データ が得られる。
このように、 本実施の形態に係る受信装置および送信装置によれば、 受信装 置は、 互いに空間的に離れて設けられたアンテナ 9 5 1 - 1 - 9 5 1—3で互 いに略相関の無いフエ一ジングを受けている複数系列の信号を受信し、 これら の複数系列の信号は、 合成部 1 5 3において最大比合成されてフエ一ジングに よる信号の歪みが補償されるため、 バースト誤りの発生を抑えて誤り率特性を 向上させることができる。
(実施の形態 1 0 )
本実施の形態は、 実施の形態 1の変形例であり、 各系列毎に生成した誤差信 号を加算することによりフエ一ジングによる信号の歪みを補償する例である。 すなわち、 本実施の形態は、 各系列の受信信号を合成する前に誤差信号を生成 する点で実施の形態 1と異なる。 以下、 図 1 4を参照して本実施の形態につい て説明する。 なお、 実施の形態 1と同じ部分については、 実施の形態 1と同じ 符号を付して詳しい説明を省略する。
図 1 4は、 本発明の実施の形態 1 0に係る受信装置および送信装置の概略構 成を示すブロック図である。 受信装置 1 0 0 0は、 送信装置 1 0 0と無線通信 を行う。 受信装置 1 0 0 0において、 無線受信部 1 5 2— 1〜 1 5 2— 3は、
5 1から送信装置 1 0 0から送信された送信信号を受信し、 その受 信した信号に周波数 f 1〜： e 3の搬送波を乗算してベースバンド信号 # ι〜
# 3とする。 UD MV 1 0 0 1は、 各系列のベースバンド信号 # 1 ~# 3の誤 差信号をそれそれ生成し、 生成した誤差信号を加算することでフエ一ジングに よる信号の歪みを補償する。 また、 誤差信号の加算結果に基づいてビタビ復号 を行い、 復調デ一夕を得る。
図 1 5は、 UD MV 1 0 0 1の機能プロックの構成を示している。状態推定 部 3 0 3は、 送信信号のビヅト数に対応した候補信号を変調部 3 0 4を介して 仮想畳み込み符号化器 3 0 1へ出力する。仮想畳み込み符号化器 3 0 1は、 候 補信号を入力としてレプリカを生成し、 誤差量検出部 1 0 1 1— 1〜1 0 1 1 一 3へ出力する。誤差量検出部 1 0 1 1— 1〜 1 0 1 1— 3は、 無線受信部 1 5 2— 1〜1 5 2— 3からの各系列の受信信号と仮想畳み込み符号化器 3 0 1からのレプリカとの差をとつて誤差信号を生成し、 生成した誤差信号を自乗 して加算器 1 0 1 2へ出力する。加算器 1 0 1 2は、 誤差量検出部 1 0 1 1 - 1〜1 0 1 1— 3から各系列の自乗された誤差信号を取り込んで、 これらの誤 差信号をすベて加算する。状態推定部 3 0 3は、 各系列の自乗された誤差信号 の和を加算器 1 0 1 2から取り込んで、 ビ夕ビアルゴリズムにより復調データ を得る。
次に、 上記構成の受信装置 1 0 0 0の動作について説明する。
受信装置 1 0 0 0では、 送信装置 1 0 0から送信された信号に回線で生じる 歪みが加わったものをアンテナ 1 5 1で受信する。 この受信信号は、 無線受信 部 1 5 2—：!〜 1 5 2— 3においてそれそれ異なる周波数 f l〜f 3の搬送 波が乗算され、 ベースバンド信号 # 1〜# 3となる。各ペースバンド信号 # 1 〜# 3は、 送信装置 1 0 0において複数の異なる周波数の搬送波で送信されて いるので、 互いに略相関の無いフエ一ジングを受けている。 このベースバンド 信号 # 1 ~# 3は、 UD MV 1 0 0 1に入力され、 U D MV 1 0 0 1で等化と ビタビ復号とが同時に施されて復調デ一夕が得られる。
ここで、 U D MV 1 0 0 1の動作について説明する。 UD MV 1 0 0 1では、 仮想畳み込み符号化器 3 0 1で生成されたレプリカ が、 誤差量検出部 1 0 1 1— 1〜 1 0 1 1— 3へ出力される。誤差量検出部 1 0 1 1— 1〜1 0 1 1—3では、 無線受信部 1 5 2—；!〜 1 5 2— 3からの各 系列の受信信号と仮想畳み込み符号化器 3 0 1からのレプリカとの差がとら れて各系列毎に誤差信号が生成される。 生成された誤差信号は自乗された後、 加算器 1 0 1 2へ出力される。加算器 1 0 1 2では、 誤差量検出部 1 0 1 1— 1〜1 0 1 1—3から出力された各系列の自乗された誤差信号がすべて加算 される。 状態推定部 3 0 3は、 各系列の自乗された誤差信号の和を加算器 1 0 1 2から取り込んで、 ビ夕ビアルゴリズムにより復調デ一夕を得る。
このように、 本実施の形態に係る受信装置および送信装置によれば、 受信装 置は、 各系列毎に生成した誤差信号の自乗を加算することにより、 バースト誤 りの要因となるフヱージングによる信号の歪みを補償するため、 バースト誤り を引き起こすフエ一ジングが回線に存在する場合であっても、 誤り率特性を向 上することができる。
また、 本実施の形態に係る受信装置は、 各系列の受信信号を合成する前にレ プリカとの差をとつて各系列毎に誤差信号を生成し、生成した誤差信号の自乗 を加算するため、 受信信号を合成した後にレプリカとの差をとつて単一系列の 誤差信号を生成する場合と比較してビ夕ビアルゴリズムに用いる誤差信号の 値が大きくなる。 したがって、 ビ夕ビアルゴリズムの残存パスの選択の誤りを 少なくなるため、 さらに誤り率特性を向上することができる。
なお、 上記各実施の形態においては、 送信系列または受信系列が 3系列の場 合を例に説明したが、 本発明はこれに限られず、 送信系列または受信系列は何 通りであっても良い。
上記各実施の形態においては、 複数の受信系列の合成方法として最大比合成 を例に説明したが、 本発明はこれに限られずその他の合成方法を用いても良い。 例えば、 フエージングの影響を除去した各ベースバンド信号を重みづけせずに そのまま加算する等利得合成を用いても良い。 また、 推定した受信電力が最大 のベースバンド信号のみを選択する選択合成を用いても良い。
上記各実施の形態においては、 合成部において各系列の信号を合成してフエ 一ジングによる信号の歪みを補償する場合について説明した。 しかし、 回線の 状態や、 ダイバーシチブランチの構成によっては、 各系列のフェージングに相 関がある場合がある。 かかる場合には、 各系列の信号を合成してもフェージン グによる信号の歪みが補償されないことがある。 したがって、 上記各実施の形 態における受信装置に、 各系列のフエ一ジングの相関を監視する相関監視部を 設け、 相関監視部が監視した結果、 各系列のフヱージングの相関が所定の値よ りも小さい場合にのみ、 各系列の信号を合成するようにしても良い。 これによ り、 各系列のフエ一ジングの相関が小さい場合にのみ各系列の信号を合成する ので、 受信装置の処理効率を高めることができる。
上記各実施の形態においては、 周波数ダイバーシチ、 時間ダイバ一シチ、 空 間ダイバーシチ、 および角度ダイバーシチを例に挙げて説明したが、 本発明は これに限られず、 偏波ダイバーシチを用いても良い。偏波ダイバ一シチは、 偏 波面の違いを利用してダイバ一シチブランチを構成する。偏波ダイバ一シチを 送信ダイバーシチとして用いる場合は、 ダイバ一シチブランチを用いて偏波面 の異なる電波を送信する。 このように送信された電波は、 回線において偏波面 毎に異なるフヱ一ジングを受ける。 受信側では、 受信信号を最大比合成するこ とにより、 バースト誤りの要因となるフヱージングによる信号の歪みを補償し て誤り率特性を向上させる。偏波ダイバ一シチを受信ダイバーシチとして用い る場合は、 ダイバーシチブランチを用いて偏波面の異なる電波を受信する。 こ のように受信された受信信号は、 偏波面毎に回線において異なるフェージング を受けているので、 受信信号を最大比合成することにより、 バースト誤りの要 因となるフェージングによる信号の歪みを補償して誤り率特性を向上させる。 なお、 直線偏波の場合には垂直偏波と水平偏波を用い、 円偏波の場合には右旋 偏波と左旋偏波を用いる。
また、 上記各実施の形態は、 適宜組み合わせて実施することができる。 例え ば、送信側で、送信信号を複数の誤り訂正符号化器を用いて畳み込み符号化し、 その畳み込み符号化した送信信号を拡散処理し、 その拡散処理した送信信号に 複数の異なる周波数の搬送波を乗算して複数系列の送信信号としたものを各 系列毎に異なる遅延をかけ、 さらに互いに異なる指向性を形成して送信するこ とが可能である。 受信側では、 このようにして送信された信号を受信して各系 列毎に異なる指向性を形成して合成することが可能である。 すなわち、 周波数 ダイバーシチ、 時間ダイバ一シチ、 空間ダイバーシチ、 角度ダイバ一シチ、 お よび偏波ダイバーシチは、 適宜組み合わせて用いることができる。
以上説明したように、 本発明によれば、 バースト誤りを引き起こすフェージ ングが回線に存在する場合であっても、 バースト誤りを訂正して復調データの 誤り率特性を向上させることができる。
本明細書は、 2 0 0 0年 6月 2 1日出願の特願 2 0 0 0— 1 8 6 5 0 1に基 づく。 この内容はすべてここに含めておく。 産業上の利用可能性
本発明は、 マルチパスフエ一ジングによる信号の歪みの補償と誤り訂正とを 行う受信装置およびこの受信装置に対してデータ送信する送信装置に適用す ることができる。

Claims

請求の範囲
1 . マルチパスフエージングによる信号の歪みを補償する等化と誤り訂正符 号化されたデータを復号する誤り訂正とを同時に行う復調手段を有する受信 装置と通信する送信装置であって、
送信データを複数の系列に分配する分配手段と、
前記分配手段によって複数の系列に分配されたデータを無線送信する無線 送信手段と、
を有する送信装置。
2 . 前記分配手段は、 送信データを直列ノ並列変換して複数の系列に分配す る請求項 1記載の送信装置。
3 . 前記無線送信手段は、 複数の系列に分配されたデ一夕をダイバ一シチプ ランチで無線送信する請求項 1記載の送信装置。
4 . 前記ダイバーシチプランチは、 周波数ダイバーシチを利用して各系列の データにそれそれ異なる周波数の搬送波を乗算して無線周波数信号とするこ とによって構成される請求項 3記載の送信装置。
5 . 前記ダイバーシチブランチは、 時間ダイバーシチを利用して各系列のデ —夕をそれそれ異なるタイミングで送信することによって構成される請求項 3記載の送信装置。
6 . 前記ダイバーシチブランチは、 空間ダイバーシチを利用して各系列のデ 一夕をそれそれ互いに所定の距離だけ離れて配置されたアンテナを用いて送 信することによつて構成される請求項 3記載の送信装置。
7 . 前記ダイバーシチブランチは、 角度ダイバーシチを利用して各系列のデ 一夕をそれそれ異なる指向性で送信することによつて構成される請求項 3記 載の送信装置。
8 . 前記ダイバーシチブランチは、 偏波ダイバーシチを利用して各系列のデ 一夕をそれそれ偏波面が異なる電波を用いて送信することによって構成され る請求項 3記載の送信装置。
9 . マルチパスフエ一ジングによる信号の歪みを補償する等化と誤り訂正符 号化されたデータを復号する誤り訂正とを同時に行う復調手段を有する受信 装置と通信する送信装置におけるデータ送信方法であって、
送信データを複数の系列に分配するステップと、
複数の系列に分配されたデ一夕を無線送信するステップと、
を有するデ一夕送信方法。
1 0 . 複数系列のデータを無線受信する無線受信手段と、
前記無線受信手段によって無線受信された複数系列のデ一夕を合成する合 成手段と、
前記合成手段によって複数系列のデ一夕を合成して得られた結果に対して、 マルチパスフェージングによる信号の歪みを補償する等化と誤り訂正符号化 されたデータを復号する誤り訂正とを同時に行う復調手段と、
を有する受信装置。
1 1 . 前記無線受信手段は、 ダイバーシチブランチで複数系列のデータを無 線受信する請求項 1 0記載の受信装置。
1 2 . 前記合成手段は、 無線受信された複数系列のデータを並列 Z直列変換 して合成する請求項 1 0記載の受信装置。
1 3 . 無線受信された複数系列のデータに対するマルチパスフヱ一ジングに よる信号の歪みの相関を監視する相関監視手段を有し、 前記合成手段は、 前記 相関監視手段による監視結果に応じて、 無線受信された複数系列のデータを合 成する請求項 1 0記載の受信装置。
1 4 . 複数系列のデータを無線受信するステップと、
無線受信された複数系列のデータを合成するステップと、
複数系列のデ一夕を合成して得られた結果に対して、 マルチパスフヱ一ジン グによる信号の歪みを補償する等化と誤り訂正符号化されたデ一夕を復号す る誤り訂正とを同時に行って、 復調デ一夕を取得するステップと、 を有するデータ受信方法。
1 5 . 請求項 1から請求項 8のいずれかに記載の送信装置を有する基地局装
1 6 . 請求項 1 0から請求項 1 3のいずれかに記載の受信装置を有する基地 局装置。
1 7 . 請求項 1から請求項 8のいずれかに記載の送信装置を有する通信端末
8 . 請求項 1 0から請求項 1 3のいずれかに記載の受信装置を有する通信
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