WO2001086791A1 - Generateur de rayons x et appareil de tomodensitometrie (ct) a rayons x dans lequel il est integre - Google Patents

Generateur de rayons x et appareil de tomodensitometrie (ct) a rayons x dans lequel il est integre Download PDF

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Hiroshi Takano
Jun Takahashi
Takuya Domoto
Hirokazu Iijima
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Hitachi Medical Corporation
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to an X-ray generator and an X-ray computed tomography apparatus (hereinafter referred to as an X-ray CT apparatus).
  • the present invention relates to an X-ray CT apparatus which can be applied to an X-ray CT apparatus to speed up scanning, reduce maintenance man-hours and reduce installation space.
  • this X-ray CT system has features such as “scanning a wide range in a short time” and “obtaining continuous data in the body axis direction, thereby enabling generation of three-dimensional images”.
  • spiral CT called helical scan or spiral scan has become widespread.
  • the X-ray tube and the X-ray detector are continuously rotated, and at the same time, the bed on which the subject is placed is continuously moved in the body axis direction of the subject, and the X-ray tube and the X-ray detector are detected.
  • the device makes a helical movement relatively to the subject. As described above, during the spiral scan, the shooting position is changed in parallel with the continuous rotation scan, so that the entire shooting time is reduced. In addition, since scanning is continuously performed in the body axis direction during imaging, three-dimensional data is being collected.
  • a scan supporting the X-ray tube and X-ray detector is required. It is necessary to rotate the scanner rotating disk continuously, and for that purpose, a means for continuously supplying power to the X-ray tube mounted on the scanner rotating disk is required.
  • a power transmission mechanism including a slip ring and a brush is used, and a high voltage (hereinafter, this voltage is referred to as a tube voltage) is applied to the X-ray tube together with the X-ray tube on the scanner rotating disk.
  • a high voltage generator for applying voltage is mounted, and power for generating required X-rays from the X-ray tube is supplied to the high voltage generator via the power transmission mechanism.
  • the high-voltage generator is mounted on the scanner turntable and rotates at high speed, it is desirable that the weight be as light as possible. For this reason, an inverter type X-ray high-voltage device that can reduce the size and weight of the high-voltage transformer of the high-voltage generator and reduce the pulsation of the tube voltage is used as the X-ray high-voltage device.
  • This inverter type X-ray high-voltage device converts a commercial AC power supply into a DC voltage with a converter, converts this DC voltage into an AC voltage having a frequency higher than the commercial power supply frequency with an inverter, and The voltage is boosted by a high-voltage transformer, and the boosted AC high voltage is rectified to a DC high voltage by a high-voltage rectifier, and this DC high voltage is applied to an X-ray tube to generate X-rays.
  • the scanner rotating disk is equipped with a circuit after the high-voltage transformer, that is, a high-voltage generator, and outputs the output of the inverter by the power transmission mechanism including the slip ring and the brush. Is configured to supply required power to the power supply.
  • the operating frequency of the inverter is higher than 20 kHz.
  • the scanner in order to correspond to 0.5 seconds per scan, the scanner must be rotated once in 0.5 seconds, so it is inversely proportional to the scanner rotation time as compared to the conventional device which is slower than that. And increase the X-ray dose per unit time.
  • a large amount of current hereinafter referred to as “tube current” flowing between the cathode and cathode of the X-ray tube flows in inverse proportion to the scanner rotation speed.
  • X-rays must be emitted to the subject to generate a dose, and the tube current will be larger than before.
  • an X-ray high-voltage device that can continuously output 60 kW for 1 minute or more is required, and naturally the output current of the inverter also increases. For this reason, if the power is supplied to the high-voltage generator mounted on the scanner rotating disk via the power transmission mechanism consisting of the slip ring and the brush, the following problems occur as in the past. That is, the above-mentioned slip ring must supply a large amount of current while sliding at high speed to the brush. Therefore, the contact surfaces of both slip rings generate heat and are likely to be roughened or burned. For this reason, maintenance such as periodically polishing the surface of the slip ring or replacing the brush is required, making it difficult to maintain reliability.
  • the inverter is composed of a power semiconductor switching element.
  • This switching element is a turn-on operation for switching the switching element from a non-conductive state to a conductive state, and a switching element from the conductive state to a non-conductive state.
  • a switching loss occurs due to a product of a voltage applied to the switching element and a current flowing in the switching element.
  • a conduction loss occurs due to the product of the current flowing and the voltage drop of the switching element.
  • the inverter loses the switching loss when operating with a DC voltage of about 200 V to 450 V obtained by full-wave rectification of a commercial AC power supply voltage of 200 V or 400 V, as in the conventional converter described above.
  • a DC voltage of about 200 V to 450 V obtained by full-wave rectification of a commercial AC power supply voltage of 200 V or 400 V, as in the conventional converter described above.
  • the DC input voltage of the impeller in order to operate the high-voltage transformer and the inverter that supplies the power efficiently, the DC input voltage of the impeller must be increased. The current flowing through the inverter must be reduced. For this purpose, it is necessary to increase the DC input voltage to about 600V to 800V.
  • Japanese Patent Laid-Open Publication No. Hei 6-22551 discloses a switching method in which the voltage applied to the switch is made substantially zero and switching is performed. This is referred to as a soft-switching method based on the open-circuit voltage turn-on and turn-off). This method can greatly reduce the switching loss.
  • auxiliary inductor since the auxiliary current is supplied from the DC input power supply of the impeller through an inductor (hereinafter, this inductor is referred to as an auxiliary inductor), a large output In the inverter type X-ray high-voltage device of the above, the current of the inverter also increases, so that the current flowing through the auxiliary inductor also increases, and the loss of the auxiliary inductor cannot be ignored. Therefore, as a method of solving this, there is a method disclosed in the literature (RW De Doncker, et al: "The Auxiliary Resonant Commutated Pole Converter, IEEE-IAS (1990), pp. 1228-1235).
  • a bidirectional semiconductor switch is connected in series with the auxiliary inductor (hereinafter, this bidirectional switch is referred to as an auxiliary switch), and the auxiliary switch is opened and closed to supply the auxiliary current only when necessary, that is, the inverter.
  • this bidirectional switch is referred to as an auxiliary switch
  • the auxiliary switch is opened and closed to supply the auxiliary current only when necessary, that is, the inverter.
  • auxiliary switch If the auxiliary switch is turned off while current is flowing through the auxiliary inductor when the inverter stops operating or the device stops unexpectedly, a large voltage is generated in the auxiliary circuit, and the auxiliary switch and In some cases, there is a concern that the switching elements of the inverter and related circuit components will be damaged, and if the reliability of the equipment is reduced, problems will occur.
  • the number of units of the X-ray CT device be composed of only three units: a scanner, a table, and a console with a built-in image processing unit.
  • a scanner a scanner
  • a table a console with a built-in image processing unit.
  • the X-ray generator which consists of a converter, an inverter, a high-voltage transformer, a high-voltage rectifier, and an X-ray tube mounted on the rotating part, is 6 to 15 times the gravity due to the rotation of the scanner rotating unit. Subject to moderate centrifugal force. Operates in such harsh conditions X-ray generators are designed to be small and light enough to have sufficient mechanical strength.However, as described above, with the conventional technology, the rotation speed is further increased and the rotation time is inversely proportional to the rotation time. It is difficult to achieve higher output. In addition to this, a rotary drive type anode is adopted as the anode of the X-ray tube in order to efficiently diffuse the ripening generated on the anode by radiation.
  • an induction motor type stator coil and a rotor that is driven at high speed integrally with the anode in the vacuum of the X-ray tube are placed at a predetermined distance to ensure dielectric strength.
  • the driving efficiency is low, and the voltage supplied to the stator coil needs to be as high as 500V to 850V.
  • the voltage supplied to the stator coil needs to be as high as 500V to 850V.
  • the voltage in order to operate with a 200 V AC power supply, the voltage must be increased separately before supplying a driving voltage to a high-voltage DC power supply or a stator coil. Transformers, which are another factor that hinders downsizing and weight reduction.
  • the X-ray generator is miniaturized and mounted on the scanner unit, it will be effective as a solution to the above-mentioned problems of wear of the slip ring and brush and induction noise as well as reduction of installation space. Therefore, the present invention
  • the X-ray generator described above is small and lightweight, and is mounted on a scanner turntable to reduce the installation space of the X-ray CT device.
  • the X-ray generator provides power from an AC power supply.
  • Power transmitting means for receiving and transmitting the power, a converter for converting the AC voltage transmitted from the power transmitting means to a DC voltage, an inverter for converting the DC voltage converted by the converter to an AC voltage, A high-voltage transformer that boosts the AC voltage converted by the inverter, a rectifier that rectifies the AC voltage boosted by the high-voltage transformer to a DC voltage, and an X-ray that is applied with a DC high voltage rectified by the rectifier.
  • the converter comprises a full-wave rectifier circuit including a self-extinguishing semiconductor switching element, an AC input terminal of the full-wave rectifier circuit, and an output terminal of the power transmission means.
  • the inductor and the switching element capable of self-extinguishing are connected in series between the phase current and the phase voltage of the AC power supply, and the full-wave rectifier circuit is connected to the inductor.
  • a converter control circuit for controlling the output voltage of the inverter to coincide with the target voltage, wherein the inverter sets the voltage of the semiconductor switching element constituting the inverter to substantially zero when turning on and off the semiconductor switching element.
  • Zero voltage switching means for turning on and off the switching element; and current circulating means for circulating the current flowing through the zero voltage switching means when the zero voltage switching means is cut off, and applying the current to the X-ray tube.
  • the turn-on and turn-off timings of the switching element of the inverter are controlled in accordance with a voltage to be applied and a setting signal of a current flowing through the X-ray tube.
  • the X-ray generator configured as described above is a converter for receiving an electric power from an AC power supply and converting the AC voltage from a power transmission means for transmitting the DC power to a DC voltage, as disclosed in JP-A-7-65987. Use the disclosed converter.
  • an inductor is connected to each phase of the AC power supply between a three-phase AC power supply and a full-wave rectifier circuit for converting the AC power supply to DC
  • the full-wave rectifier circuit comprises: Self-isolatable switching elements connected in a forward direction between a positive output terminal of a rectifier circuit and the inductor, and between a negative output terminal of the full-wave rectifier circuit and the inductor, respectively; A diode connected in anti-parallel to the switching element, and a capacitor between the positive output terminal and the negative output terminal of the full-wave rectifier circuit for smoothing the DC voltage rectified by the full-wave rectifier circuit.
  • the switching element is controlled by pulse width modulation (hereinafter abbreviated as PWM) to make the phase of the phase current of the AC power supply coincide with the phase voltage and to control the output voltage of the smoothing capacitor to a set value.
  • PWM pulse width modulation
  • the phase of the phase current and the phase voltage of the AC power supply can be matched, so that the power factor is improved, the apparent power is reduced, and the current flowing through the converter circuit is reduced. I can do it.
  • the switching element capable of self-extinguishing is subjected to pulse width modulation control to store electromagnetic energy in the inductor, and the electromagnetic energy is released to the smoothing capacitor.
  • the above voltage is charged. That is, it also has a step-up function to raise the voltage to be higher than the voltage of the AC power supply.
  • this boosted voltage as the DC power supply of the inverter, the current after the inverter can be reduced, and the switch of the inverter can be reduced.
  • the loss of the switching element and the loss of the high voltage transformer are greatly reduced.
  • the inverter uses zero voltage switching means called so-called soft switching by turning on and off the switching element by setting the voltage applied to the switching element of the inverter to zero.
  • Current circulating means for circulating the current flowing through the zero-voltage switching means when the switching means is cut off, to reduce the switching loss of the inverter, and at the same time, when the switching element of the zero-voltage switching means is cut off. Since the occurrence of overvoltage generated in the voltage switching means can be suppressed, the reliability of the X-ray generator improves.
  • the output voltage (DC voltage) of the converter of the X-ray generator having such a configuration is converted into an AC voltage by a second inverter, and this AC voltage is supplied to a circuit for driving the anode of the X-ray tube to rotate.
  • the anode rotation drive circuit is mounted on the scanner rotating unit of the X-ray CT device together with the X-ray generator, and the mounted X-ray generator is connected to the mounted X-ray generator via power transmission means including a brush and a slip ring. And transmitting power from the AC power supply.
  • the X-ray CT apparatus is composed of a scanner equipped with an X-ray generator, a table on which a subject is placed, and a console including an image processing apparatus and an image display apparatus.
  • Unit configuration reduces installation space. Further, the current flowing through the power transmission means comprising the brush and the slip ring has a small value and its frequency is as low as 50 Hz or 60 Hz for commercial use, so that the heat generated in the power transmission means can be suppressed, and Since sticking is less likely to occur, it is possible to greatly reduce the number of maintenance steps such as polishing the surface of the slip ring and replacing the brush.
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram of an X-ray CT apparatus according to the present invention
  • Fig. 2 is a circuit diagram of an X-ray generator using a soft switching inverter according to the present invention
  • Fig. 3 is a normal operation of the zero voltage switching means of Fig. 2.
  • Fig. 4 shows the relationship between the timing diagram of each switching element and the current flowing through the auxiliary inductor at the time of operation.
  • Fig. 4 shows the timing diagram of each switching element and the current flowing through the auxiliary inductor when the zero voltage switching means in Fig. 2 operates abnormally.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating the relationship between currents
  • FIG. 5 is a diagram illustrating the circulating operation of the current circulating means according to the present invention in FIG. 2, FIG.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a modification of the circuit in FIG. 2 and its operation
  • FIG. FIG. 8 is a circuit diagram showing another embodiment of the X-ray generator using the soft switching inverter according to the present invention
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing another embodiment of the soft switching inverter of the present invention
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing another embodiment of the soft switching inverter of the present invention
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing another embodiment of the soft switching inverter of the present invention
  • FIG. 11 is a configuration of the bidirectional switch used in FIG.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining the operation of the soft switching inverter of the present invention shown in FIG. 10,
  • FIG. 13 is a circuit diagram showing another embodiment of the soft switching inverter of the present invention.
  • FIG. 1 shows, as an embodiment of the present invention, a power transmission mechanism including a slip ring and a brush for supplying the AC power of the power supply through an AC power supply, and a pulse width modulation control AC / DC having a boosting and a high power factor function.
  • An X-ray generator consisting of a DC converter (hereinafter referred to as a step-up high power factor AC-DC converter), a soft-switching inverter equipped with zero-voltage turn-on and Z-turn-off means, a high-voltage transformer, and an X-ray tube is used as a scanner.
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration of an X-ray CT apparatus mounted on a unit.
  • reference numeral 1 denotes a three-phase AC power supply having a frequency of 50 Hz or 60 Hz.
  • Reference numerals 102a, 102b, and 102c denote brushes connected to the AC power supply 1 for transmitting this AC voltage to a rotating unit 108 of the scanner.
  • lb and 111c are slip rings that rotate together with the scanner rotating unit 108 while contacting the brushes 102a, 102b and 102c, and constitute a power transmission mechanism with the brushes 102a, 102b and 102c and the slip rings ll la, 111b and 111c. ing.
  • 30a to 30c are capacitors connected to each phase of AC supplied from the slip rings ll la, 111b and 111c to prevent high frequency voltage pulsation from being transmitted to the AC power supply side
  • 31a to 31c are capacitors of the AC power supply 1
  • Inductors inserted in series in each phase 4 is a step-up high power factor AC / DC converter connected to inductors 31a to 31c
  • 5 is soft switching that converts the output DC voltage of AC / DC converter 4 into high-frequency AC.
  • an auxiliary circuit 21 for supplying an auxiliary current and capacitors 32 and 33 are connected to the soft switching inverter 5, and the capacitors 32 and 33 are connected to the DC side of the AC / DC converter 4, respectively. I have.
  • a capacitor 6 is connected to the output side of the soft-switching filter 5, and an inductor 7 is connected in series to the capacitor 6, and a resonance circuit is formed by the capacitance of the capacitor 6 and the inductance of the inductor 7. Is composed.
  • a high-voltage transformer 8 is connected to the capacitor 6 and the inductor 7, and the transformer 8 boosts the output voltage from the inverter 5 and insulates the output.
  • the high-voltage rectifier 9 performs full-wave rectification on the output voltage from the transformer 8 and converts it to DC.
  • An X-ray tube 11 for generating X-rays is connected to the output side as a load.
  • Reference numeral 12 controls the AC / DC converter 4 while detecting the current supplied to the step-up high power factor AC / DC converter 4 and the DC output voltage of the converter 4 via the slip rings llla, 111b and 111c.
  • the converter control circuit 13 detects the DC high voltage (tube voltage) to be supplied to the X-ray tube 11 and inputs it.
  • the soft switching inverter converts the detected tube voltage to the desired voltage.
  • 5 is an inverter control circuit.
  • 14 is connected to the output side of the step-up type high power factor AC / DC converter 4, generates an alternating current of about 50 Hz to 200 Hz from this DC voltage Vdc, and drives the anode of the X-ray tube 11 to rotate the anode.
  • the circuit has the same configuration and function as a normal induction motor inverter.
  • the X-ray generator 80 is configured as described above, and the X-rays emitted from the X-ray tube 11 are transmitted through the subject 109, detected by the detector 116 included in the X-ray detection unit 107, and further amplified by the amplifier 117. Amplified. llld is the slip ring mounted on the rotating part 108 of the scanner, 102d is the amplifier 117 that contacts the slip ring llld and transmits the output X-ray detection signal, and 112 is the X-ray detection transmitted from the brush.
  • An image processing device 110 that generates a tomographic image from a signal is an image display device that is connected to the image processing device 112 and displays the generated tomographic image.
  • the X-ray generation device 80 and the X-ray detection unit 107 are mounted on a scanner rotation unit 108.
  • the X-ray CT apparatus is composed of three units including a console (not shown) including the display device 110.
  • the current flowing through the slip rings llla, 111b, 111c can be minimized.
  • the ratio of the active power and the apparent power input from the AC power supply by the rectifier circuit, that is, the power factor is It is about 0.4 to 0.6.
  • the step-up high power factor AC / DC converter 4 used in the present invention has inductors 31a to 31c between the AC power output from the slip rings 111a and 111b and the converter 4 and the converter 4.
  • a self-extinguishing switching element such as an insulated gate bipolar transistor (IGBT) between these inductors and the positive and negative sides of the DC output of the converter 4.
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • the input current taken from the AC power source 1 to the converter 4 is 1 2.5 to 1 / 1.67 is good, and the input current waveform is a sine wave. Therefore, only a small amount of current flows through the slip ring and the brush, and heat generation due to power loss occurring at the contact surface can be reduced.
  • the frequency of the current flowing through the slip ring is 50 Hz or 60 Hz, which is much lower than that of the conventional 20 kHz, so that the loss due to the eddy current generated in the slip ring is also reduced.
  • the power loss of the power transmission mechanism including the slip ring and the brush is greatly reduced, and a highly reliable X-ray generator can be configured.
  • the capacity of the AC power supply may be 60 to 70% of the conventional capacity.
  • the step-up high power factor AC / DC converter 4 shown in FIG. 1 can store electromagnetic energy in the inductors 31a to 31c by controlling the self-extinguishing switching element by PWM. Electromagnetic energy The energy is discharged to the smoothing capacitors 32 and 33 so that the smoothing capacitors can be charged with a voltage higher than the peak voltage of the AC power supply 1.
  • the soft switching inverter 5 connected to the output side of the step-up type high power factor AC / DC converter 4 is used. It is possible to operate at high voltage, effectively reduce the stray capacitance of the secondary winding of the high voltage transformer 8 as viewed from the primary side, and accordingly the current of the soft switching inverter 5 and the high voltage The primary winding current of the transformer 8 is reduced, and the loss occurring in these circuits can be significantly reduced.
  • Cp the stray capacitance of the secondary winding converted to the secondary side (F)
  • ⁇ the dielectric constant of vacuum (F / m)
  • ⁇ e the relative dielectric constant of oil-impregnated paper
  • r2 secondary Average radius of winding (m)
  • h2 Primary and secondary winding height (m)
  • n High voltage transformer turns ratio
  • d Secondary winding interlayer distance (m)
  • mLayer Secondary The number of layers of the next winding
  • m2nd the number of divisions of the secondary winding per leg
  • mLeg the number of legs.
  • the input voltage of the inverter is reduced to about 360 V, considering the voltage drop of the AC voltage when the X-ray generator takes in power. Therefore, the turns ratio of the high voltage transformer needs to be about 490.
  • the stray capacitance Cp of the secondary winding converted to the primary side obtained by equation (1) is about 2.5 zF.
  • the current flowing through the primary winding reaches 100 to 200 A even when the tube current flowing through the X-ray tube is small, and when the tube current is large.
  • the reactive power that flows through the stray capacitance of the secondary winding is always superimposed on the effective power.
  • the soft switching inverter 5 will be described.
  • Conventional inverters generate a large switching loss due to switching while voltage is applied to the switching element of the inverter.
  • the inverter used in this embodiment shown in FIG. This is a soft switching inverter that can reduce the switching loss to almost zero.
  • Soft-switching jumpers are used to reduce the loss generated by switching of the switching elements that make up an inverter by applying inductors and capacitors. It should be almost zero.
  • Various soft-switching impatas have been proposed, but in the present invention, they are described in the literature (RW De Doncker, et al: "The Auxiliary Resonant Commutated Pole Converter", IEEE-IAS (1990), pp. 1228-1235).
  • the problem with the disclosed soft switching technology is solved, and this problem is solved by using a resonant inverter type X-ray height using phase shift PWM (Puis Width Modulation) control disclosed in JP-A-63-190556.
  • the present invention is applied to a voltage device and constitutes an X-ray generator of the X-ray CT device of the present invention shown in FIG.
  • Fig. 2 shows the details of the circuit from the soft switching impeller 5 to the X-ray tube 11 in Fig. 1. Among them, the operation of the resonant inverter type X-ray high voltage device using phase shift PWM control is described. Since it is described in detail in the above-mentioned Japanese Patent Application Laid-Open No. 63-190556, its description is omitted.
  • the DC power supply voltage Vdc is the voltage across capacitors 32 and 33 for smoothing the output voltage of the step-up high power factor AC-DC converter 4 in FIG.
  • a first auxiliary circuit 27a and a second auxiliary circuit 27b are connected to the neutral point of the power supply Vdc, respectively.
  • the phase control circuit 19 determines the operation phase, and the phase control circuit 19 controls the phase at which the IGBTs 20a to 20d operate according to the output signal S3 from the phase determination circuit 18 and the IGBTs 24al, 24a2, 24b1, A signal for controlling the on / off timing of 24b2 is output when an X-ray irradiation signal S4 input from a controller (not shown) is input.
  • Reference numerals 21a to 21h denote drive circuits that drive the IGBTs 20a to 20d as switches and the IGBTs 24al, 24a2, 24b1, and 24b2 as switches in accordance with the control signals output from the phase control circuit 19.
  • connection point between the inductor 23a and the bidirectional switch 26a in the first auxiliary circuit 27a is connected to the anode side of the first protection diode 28a and the force side of the second protection diode 28b.
  • the cathode side of the first protection diode 28a is connected to the positive electrode of the DC power supply Vdc
  • the anode side of the second protection diode 28b is connected to the negative electrode of the DC power supply Vdc
  • the anode side of the third protection diode 28c and the power source side of the fourth protection diode 28d are both connected to the connection point between the inductor 23b and the bidirectional switch 26b in the second auxiliary circuit 27b.
  • the power source side of the third protection diode 28c is connected to the positive electrode of the DC power supply Vdc, and the anode side of the fourth protection diode 28d is connected to the negative electrode of the DC power supply Vdc.
  • the operation of the soft switching inverter 5 configured as described above will be described.
  • the normal (basic) operation in which the IGBTs 24al, 24a2, 24bl, and 24b2 as the auxiliary switches of the circuit system according to the present invention perform zero-voltage switching is described in the circuit (RW De Doncker, et al: "The Auxiliary Resonant Commutated Pole Converter ' ⁇ Similar to IEEE-IAS (1990), pp.
  • IGBT24al, 24a2 as auxiliary switches, 24bl and 24b2 are controlled in accordance with their operating conditions so as to supply the minimum auxiliary current capable of realizing soft switching to the IGBTs 20a to 20d as switches, and the waveform of each part in this operation is shown in FIG.
  • the on / off timing of the IGBTs 24al, 24a2, 24bl, and 24b2 as the auxiliary switches is based on the on / off timing of the IGBTs 20a to 20d as the switches determined by the phase determination circuit 18. (Minimum period required for soft switching) is provided, and soft switching is enabled by turning on IGBTs 24al, 24a2, 24b1, and 24b2 as auxiliary switches only during this ⁇ period.
  • the operation of the left auxiliary circuit 27a will be considered.
  • the auxiliary switches 24al and 24a2 cannot realize zero current switching, and cut off a certain value of current, and the auxiliary current is extremely low as shown in FIG. Has a fast slope. Then, a very high voltage is generated between both ends of the inductor 23a. For example, if the inductance value of the inductor 23a is 10 // H, the breaking current value is 50 A, and the turn-off time of the auxiliary switch is 0.5 / S, the voltage Va generated across the inductor 23a is
  • the high voltage generates a high voltage across the bidirectional switches 26a and 26b, which is the auxiliary switch 24al, 24a2, 24bl, 24b2 or the diode 25al, 25a2, 25bl, 25b2. If they exceeded the withstand voltage, they would be destroyed.
  • the IGBTs 20a to 20d as the fourth switch and the auxiliary switches are used when X-ray irradiation is stopped or when abnormalities of the equipment are dealt with.
  • the current may be cut off when the auxiliary current reaches its peak value.
  • a higher voltage is generated in the inductors 23a and 23b, and the auxiliary switches 24al, 24a2, 24bl and 24b2 and the diodes are destroyed, and the first to fourth switches IGBT20a It is also feared that the electric components around 20d and those around them will break down.
  • the IGBTs 24al, 24a2, 24a2 Even if the current is cut off when the auxiliary current value is not zero as described above, the IGBTs 24al, 24a2, 24a2, The high voltage applied to 24bl, 24b2 or the diodes 25al, 25a2, 25b1, 25b2 can be suppressed, and the reliability of the device can be improved.
  • the auxiliary circuit 27a on the left side first, consider the case where the current is cut off when a current flows to the right in the auxiliary inductor 23a as shown in the figure.
  • connection point P the potential of the connection point between the diode 28a and the diode 28b
  • the protection diode 28a is forward-biased and conducts, and its current is regenerated to the DC power supply Vdc as shown in Fig. 5 (a). Therefore, a voltage is applied to both ends of the bidirectional switch 27a for a short period during which the voltage between both ends of the inductor 23a rises, that is, for a period during which Ep ⁇ Vdc from when the auxiliary current is cut off.
  • the value of the voltage applied to both ends will at most be the same as the DC power supply voltage Vdc. The same applies to the case where the direction of the auxiliary current is opposite (leftward).
  • the protection diode 28b becomes conductive, and as shown in FIG. 2 (b), it becomes possible to suppress the overvoltage of the bidirectional switch 27a.
  • FIG. 7 is a modification of the circuit of FIG. 2, in which diodes 28a and 28c for circulating the current flowing through the auxiliary inductor are rearranged, and diodes 28 and 28d 'are newly provided. Note that the circuit connected to the output of the impeller 5 is the same as that of FIG. In the circuit of FIG. 7, the auxiliary circuit 27a on the left side and the current circulating circuit will be described.
  • the diode 28a of the circuit of FIG. 2 is connected to the connection point between the diodes 25al and 25a2 of the bidirectional switch 26a and the positive electrode of the DC power supply Vdc.
  • a diode 28b ' is newly connected between the connection point of the bidirectional switch 26a connected to the connection point of the first arm 15a and the second arm 15b and the negative electrode of the DC power supply Vdc.
  • the normal operation and the operation of circulating the current flowing through the auxiliary inductor are the same as those in FIG. 2 described above.
  • the current flowing in the inductance (hereinafter simply referred to as the wiring inductance) included in the wiring between the connection point between the 15a and the second arm 15b and the bidirectional switch 26a can also be circulated. That is,
  • Auxiliary inductor 23a Diode 25al ⁇ Diode 28a ⁇ DC power supply Vdc / 2 ⁇ Auxiliary inductor 23a
  • the inductance of the wiring between the neutral point of the DC power supply Vdc and the bidirectional switch was not particularly mentioned, this may be considered by including it in the auxiliary inductor 23a. Since the current flows through the paths described in (2) and (3), the arrangement of the inductor and the bidirectional switch in the auxiliary circuit may be switched.
  • FIG. 8 shows an example of a modification of the circuit shown in FIG. As described above, since the auxiliary circuit operates in the same manner on both the right and left sides, only the right auxiliary circuit is shown here.
  • FIG. 8 shows that a free-wheeling diode 28a ⁇ 28b 'is provided between a connection point between the first arm 15a and the second arm 15b of the circuit of FIG. 2 and the bidirectional switch 26a, and the first diode is provided by these diodes.
  • the current flowing through the inductance existing in the wiring of the circuit through which the auxiliary current including the wiring inductance 29a flows can also be circulated.
  • 9 (a) shows the wiring of the wiring existing between the connection point between the first arm 15a and the second arm 15b and the bidirectional switch 26a in the circuit of FIG.
  • the inductance 29a is taken into consideration, and with such a configuration, the current flowing through the inductance 29a of the wiring can be circulated.
  • 9B is a modification of the circuit shown in FIG. 9A, and the two-way switches 26a of the circuit are opposite in polarity to the IGBTs 24al and 24a2 and the diodes 25al and 25a2 of the two switches shown in FIG.
  • a two-way switch is formed by connecting the IGBTs 24al and 24a2 of the two-way switch 26a and the negative electrode of the DC power supply, and a reflux diode 28b is connected between the two ends of the two-way switch 26a and the positive electrode of the DC power supply.
  • a reflux diode 28b is connected between the two ends of the two-way switch 26a and the positive electrode of the DC power supply.
  • the operation is the same as that of the circuit in FIG.
  • the diode 28b ' can be omitted in FIG. 9A
  • the diode 28a' can be omitted in FIG. 9B.
  • the auxiliary inductor 23a is connected between the connection point between the first arm 15a and the second arm 15b and the bidirectional switch 26a. Has the same effect as described above.
  • the means for circulating the current flowing through the auxiliary inductor when the auxiliary switch is cut off that is, in the above-described embodiment, the diodes 28a, 28a ⁇ 28b, 28b ⁇
  • the overvoltage generated by the interruption of the auxiliary switch is suppressed to prevent the IGBT 24al, 24a2, 24bl, 24b2 or the diode 25al, 25a2, 25bl, 25b2 as the auxiliary switch from being destroyed. can do.
  • FIG. 10 shows another embodiment in which a bidirectional switch different from the bidirectional switch of the auxiliary circuit shown in FIGS. 2 and 7 to 9 is used to configure the auxiliary circuit.
  • This embodiment is the same as the above embodiment except for the auxiliary circuit, and therefore, only different parts will be described here.
  • a bidirectional switch shown in FIG. 11 is used as a bidirectional switch of the auxiliary circuit, and diodes 28a and 28a are connected so as to conduct from the positive electrodes of the bidirectional switches 42a and 42b in the direction of the positive electrode of the DC power supply Vdc. 28c, and diodes 28b and 28d are connected so as to conduct from the negative electrode of the DC power supply Vdc to the negative electrode of the bidirectional switch.
  • the bidirectional switch 42a is a self-extinguishing switch for flowing a current from the positive electrode to the negative electrode between the positive electrode and the negative electrode of a full-wave rectifier circuit composed of four diodes 41al to 41a4. It is configured by connecting two switching elements 40al.
  • the bidirectional switch 42a thus configured forms a current path as shown in FIG. 11 (b), and operates as a bidirectional switch.
  • the same configuration applies to the bidirectional switch 42b.
  • auxiliary inductor 23a 10 as a first auxiliary circuit 43a
  • one end of an auxiliary inductor 23a is connected to a neutral point of a DC power supply Vdc, and the other end of the inductor 23a is connected to an IGBT 40al as an auxiliary switch and a full bridge.
  • the other end of the bidirectional switch 42a (diodes 41a3, 41a4 and 41a4) is connected to the connection point between the diodes 41al and 41a2 of the bidirectional switch 42a combining the diodes 41al, 41a2, 41a3 and 41a4. Is connected to the connection point between the first arm 15a and the second arm 15b.
  • the second auxiliary circuit 43b is also configured in the same manner as the first auxiliary circuit.
  • auxiliary inductor 23b One end of the auxiliary inductor 23b is connected to the neutral point of the DC power supply Vdc, and the other end of the inductor 23b is connected to the auxiliary end.
  • the other end of the bidirectional switch 42b (the connection point between the diodes 41b3 and 41b4) is connected to the connection point between the diodes 41bl and 41b2 of the switch 42b and the third arm 15a and the fourth arm 152b. Connect to the connection point.
  • 29a is the inductance of the wiring existing between the connection point between the first arm 15a and the second arm 15b and the bidirectional switch 26a
  • 29b is the connection point between the third arm 15c and the fourth arm 15d. This is the inductance of the wiring that exists between the bidirectional switch 26b and the bidirectional switch 26b.
  • a current flows rightward as shown in Fig. 12 (a) to the inductor 29a due to the inductance of the auxiliary inductor 23a and the wiring between the bidirectional switch 42a and the first series-connected body. If the current is interrupted while flowing, the protection diode 28a and the diode 41al of the bidirectional switch 42a become forward-biased and become conductive, and the inductor 23a ⁇ the diode 41al ⁇ the diode 28a ⁇ the DC power supply Vdc / 2. A first recirculation circuit of the path is formed, and the current of the inductor 23a recirculates.
  • the diodes 28b, 41a4, and 3a become forward-biased and conduct, and the inductor 29a ⁇ diode 3a ⁇ DC power supply Vdc ⁇ —DC power supply Vdc, 2 ⁇ diode 28b ⁇ diode 41a4 A circuit is formed and the current of the inductor 29a circulates.
  • the diodes 28a, 3b, and 41a3 become forward-biased and conduct, and the inductor 29a ⁇ diode 41a3 ⁇ diode 28a ⁇ DC power supply Vdc 2 ⁇ DC power supply Vdc / 2 ⁇ diode 3b A circulating circuit is formed, and the current of the inductor 29a circulates.
  • the first to fourth recirculation circuits are formed, and the current flowing in each inductor of the auxiliary circuit is recirculated through the above circuits, so that no high voltage is generated in the auxiliary circuit. Therefore, it is possible to prevent the auxiliary circuit components from being damaged.
  • FIG. 13 shows a modification of FIG.
  • the auxiliary circuit operates in the same manner on both the right and left sides, so only the right auxiliary circuit is shown here.
  • the reflux diode is provided at the AC end of the bidirectional switch 42a. That is, the reflux diodes 28a and 28b are connected between the connection point between the auxiliary inductor 23a and the bidirectional switch 42a and the positive and negative electrodes of the DC power supply Vdc, and the connection point between the first arm 15a and the second arm 15b is connected to the bidirectional switch 42a.
  • the free-wheeling diodes 28a 'and 28b' are provided between the connection point to the other AC terminal and the positive and negative electrodes of the DC power supply Vdc.
  • the current flowing in the inductance of the wiring between the connection point between the 15a and the second arm 15b and the bidirectional switch 42a can also be circulated.
  • the reflux diodes 28a, 28b ' can be omitted, and the auxiliary inductor 23a is connected to the connection point between the first arm 15a and the second arm 15b with the bidirectional switch.
  • the reflux diodes 28a and 28b can be omitted by connecting to the AC terminal of 42a.
  • the means for returning the current flowing through the auxiliary inductor when the auxiliary switch is cut off that is, in the above-described embodiment, the diodes 28a, 28a ⁇ 28b, 28b ⁇ 28c , 28c ', 28d, 28d' suppresses the overvoltage generated by the interruption of the auxiliary switch and prevents the IGBTs 40al, 40b1 or the diodes 41al-41a4, 41bl-41b4 as the auxiliary switch from being damaged. Can be prevented.
  • an inductor and a bidirectional switch connected in series are provided for both the first and second series-connected bodies as an auxiliary circuit for realizing soft switching.
  • one of them may be an auxiliary circuit consisting of only inductor 23a or 23b, or soft switching is possible even if one of the auxiliary circuits is removed. If that is the case, you may do so.
  • IGBTs were used for 40al, 40bl, etc.
  • other switching elements such as M0SFETs, bipolar transistors, thyristors, etc. can be used here according to the specifications of the applicable equipment.
  • resonance by phase shift PWM control disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 63-190556 is used.
  • An example in which the present invention is applied to a type inverter type X-ray high voltage device has been described.
  • the present invention is not limited to this, and the above first type is set according to the voltage applied to the load and the current setting signal applied to the load.
  • the present invention can be applied to a method of controlling the operating frequency of the fourth switch, a method of controlling using both frequency and phase, and a non-resonant type in which the resonance capacitor 6 and the inductor 7 are unnecessary.
  • the soft-switching inverter according to the present invention is intended to reduce the switching loss that increases in the inverter part due to the high-voltage operation when the step-up high-power AC / DC converter is operated at a high voltage.
  • the use of soft switching inverters for the purpose does not limit the circuit system.
  • the current flowing through the power transmission mechanism consisting of a slip ring and a brush that supplies power from the commercial power supply to the X-ray high-voltage device is reduced, and the frequency is also reduced Since it is as low as 50 Hz or 60 Hz, it is possible to provide an X-ray CT apparatus capable of reducing the number of maintenance steps and increasing the reliability of the power transmission mechanism.

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Description

明 細 書
X線発生装置及びこれを用いた X線 C T装置 技術分野
本発明は、 X線発生装置及び X線コンピュータ断層撮影装置 （以下、 X線 C T装置と呼ぶ） に関し、 特に X線発生装置を高効率なものにして大出力化を図 り、 この X線発生装置を X線 C T装置に適用してスキャンの高速化、 保守工数 及び設置スペースの低減を可能とする X線 C T装置に関する。 背景技術
X線 C T装置は、 X線管から扇状の X線ビームを被検体に照射し、 該被検体 を透過した X線を前記 X線管と対向する位置に配置した X線検出器で検出し、 この検出したデータを画像処理して前記被検体の断層像を得るものである。 前記 X線検出器は、円弧状に配列された数百にも及ぶ検出素子群で構成され、 被検体を挟んで X線管に対向して配置されており、 検出器素子の数に対応した 数の放射状に分布する X線通路を形成し、 X線管と X線検出器が一体となって 被検体の周りを回転して一定角度ごとに被検体の透過 X線を検出する。
この X線 C T装置において、 近年、 "短時間で広い範囲のスキャンが可能"、 "体軸方向に連続したデータが得られ、 これによつて三次元画像の生成が可能 になる" 等の特徴により、 ヘリカルスキャンやスパイラルスキャンと呼ばれる ら旋 C Tが普及している。
このら旋 C Tは、 X線管と X線検出器を連続して回転させる同時に、 被検体 を載置した寝台を前記被検体の体軸方向に連続移動させて、 X線管と X線検出 器を被検体に対し相対的にら旋運動をさせるものである。 このように、 ら旋ス キャンの撮影中は、 連続回転スキャンと並行して撮影位置も変えているため、 全体の撮影時間が短縮される。 また、 撮影中に体軸方向にも連続走査している ため、 三次元データを収集していることになる。
このら旋スキャンを実現するためには、 X線管と X線検出器を支持したスキ ャナ回転盤を連続して回転させる必要があり、 そのためにはスキャナ回転盤に 搭載した X線管に連続して電力を供給するための手段が必要となる。 この手段 として、 スリップリングとブラシから成る電力伝達機構が用いられ、 前記スキ ャナ回転盤に X線管と共に該 X線管に高電圧 （以下、 この電圧を管電圧と呼ぶ ことにする） を印加するための高電圧発生装置を搭載し、 この高電圧発生装置 に前記電力伝達機構を介して前記 X線管から所要の X線を発生するための電力 を供給する。
このように、 高電圧発生装置は、 スキャナ回転盤に搭載されて高速に回転さ れるために、 その重量はできるだけ軽い方が望ましい。 このため、 X線高電圧 装置には、 前記高電圧発生装置の高電圧変圧器を小型、 軽量化でき、 かつ管電 圧の脈動を小さくできるインバータ式 X線高電圧装置が用いられている。
このインパータ式 X線高電圧装置は、 商用の交流電源をコンバータで直流電 圧に変換し、 この直流電圧をインバータで前記商用電源周波数よりも高い周波 数の交流電圧に変換して、 この高周波の交流電圧を高電圧変圧器で昇圧し、 こ の昇圧した交流高電圧を高電圧整流器で直流の高電圧に整流して、 この直流高 電圧を X線管に印加して X線を発生するように構成されており、 スキャナ回転 盤には高電圧変圧器以降の回路、 すなわち高電圧発生装置が搭載され、 前記ィ ンバータの出力を前記スリップリングとブラシから成る電力伝達機構により前 記高電圧変圧器に所要の電力を供給するように構成されている。
そして、 高電圧変圧器の小型化と管電圧波形の脈動低減及びのために、 イン バータの動作周波数は 20kHz以上に高周波化されたものを用いている。
このように、 ら旋 C Tはスキャンを連続して行うために撮影時間が長くなり、 さらに、 近年においては、 モーションアーチファクトがなく、 心臓の診断も可 能とするためにスキャン時間はますます高速化する傾向にあり、 1スキャン時 間が 0. 5秒以下のものが要望されるようになってきた。
したがって、 1スキャン時間が 0. 5秒に対応するためには、 前記スキャナを 0. 5秒で 1回転させなければならないので、 それよりも低速の従来の装置に比 ベてスキャナ回転時間に反比例して単位時間当たりの X線量を多くしなければ ならない。 すなわち、 粒状ノイズの少ない良好な断層画像を得るためには、 X線管の陽 極と陰極間に流す電流 （以下、 管電流と呼ぶ） をスキャナ回転速度に反比例し て多く流し、 十分な X線量を発生させて被検体に X線を放射する必要があり、 管電流は従来のものよりも大きくなる。 このために、 スキャン時間の高速化に よる管電流の増大とら旋スキャンによる撮影時間の長時間化とにより、 X線管 には大容量のものが必要となり、 この X線管に電力を供給するインバータ式 X 線高電圧装置も大出力のものが必要となってきた。
具体的には、 60kWを連続して 1分以上出力できる X線高電圧装置が必要とな り、 当然インバ一タの出力電流も大きくなる。 このため、 従来と同じようにス キヤナ回転盤に搭載された高電圧発生装置にスリップリングとブラシから成る 電力伝達機構を介して供給すると以下の問題が発生する。 すなわち、 上記スリ ップリングは、 ブラシに対して高速で、 しかも滑りながら大電流を供給しなけ ればならないという性質から、 両者の接触面が発熱し、 荒れや焼きつきが生じ やすい。 このため定期的にスリップリングの表面を磨いたり、 ブラシを交換す るなどという保守が必要で、 信頼性を保つことが困難となる。
また、 ィンバータとスキャナ回転盤に搭載された高電圧発生装置が離れた位 置にある場合は、 これらを接続する電気導体線には 20kHzの大電流が流れるこ とになり、 これによつて誘導ノイズが発生し、 このノイズが周辺の機器に入り 込む可能性があるので、 この対策も大がかりなものとなる。 このようなスリツ プリングとブラシの摩耗の問題と誘導ノイズの問題の程度は、 伝達する電流が 小さく、 その電流の周波数が低いほど小さい。
そこで、 各回路の損失を低減して X線発生装置全体の効率を高くし、 かつ上 記電力伝達機構で伝達する電流の周波数を低くする方策が必要となる。 このよ うなことから、 前記インバータ式 X線高電圧装置における 20kHzの大電流を発 生させるための手段、 すなわち商用の交流電源を直流電圧に変換するコンパ一 タと、 このコンバータの直流出力電圧を 20kHzの交流電圧に変換するインバー タを高効率なものにする必要がある。 先ず、 コンバータにおいては、 従来は周 知のダイォード又はサイリスタなどの電力用半導体素子を用いて全波整流する 方式であるために、 該コンバータに入力する商用電源の相電圧と相電流との位 相に差が生じ、 これによつて無効電力が大きくなり、 電力変換効率は悪いもの であった。 そのために、 コンバータ、 インパータに流れる電流は大きく、 前記 商用電源設備容量も大きくせざるを得なかつた。
次に、 インバータは電力用半導体スイッチング素子で構成されているが、 こ のスイッチング素子は、 該スイッチング素子を非導通状態から導通状態にスィ ツチング動作させるターンオン動作、 及びスィツチング素子を導通状態から非 導通状態にスィツチング動作させるターンオフ動作のときは、 スィツチング素 子に印加されている電圧と該スイッチング素子に流れている電流との積により スイッチング損失が生じ、 また、 導通状態においては、 スイッチング素子に流 れている電流とこのスィツチング素子の電圧降下との積によって導通損失が発 生する。 この場合、 インバータは、 上記した従来のコンバータのように、 200V や 400Vの商用の交流電源電圧を全波整流して得られる 200V〜450V程度の直流 電圧で動作しているときの上記スィツチング損失はある範囲の大きさであるた めに大きな問題とはならないが、 高電圧変圧器とこれに電力を供給するインパ ータを効率良く動作させるためには、 インパータの直流入力電圧を高くして該 インバータに流れる電流を小さくしなければならない。 このためには、 前記直 流入力電圧を 600V〜800V程度まで高くする必要がある。 し力 し、インバータ回 路の直流入力電圧を高くして該インバータを動作させると、 導通状態での電流 が小さくなった分だけ導通損失は低減するが、 スィツチング損失はその動作電 圧にほぼ比例して増加するので、 特別な工夫を施してこのスイッチング損失を 抑制する必要性がある。 このスィツチング損失を低減するィンバータ式 X線高 電圧装置として、 特開平 6- 22551号公報に開示されたものがある。 インバータ を構成する各スィツチング素子には、 定格以上の逆電圧が印加されないように するために、 ダイオードをその極 14が逆になるように前記スィッチング素子と 並列に接続している。 そこで、 前記スイッチング素子をターンオン、 ターンォ フさせる時は、 前記ダイオードに電流を流して （以下、 この電流を補助電流と 呼び、 この補助電流を流す回路を補助回路と呼ぶことにする）、 スイッチング素 子に印加される電圧を略ゼロにしてスィツチングさせるスィツチング方法が前 記特開平 6-22551号公報に記載されている （以下、 このスイッチング方式をゼ 口電圧ターンオン ターンオフによるソフトスィツチング方式と呼ぶことにす る）。 この方法により、 スィッチグ損失を大幅に低減させることができるが、 前 記補助電流はインパータの直流入力電源からインダクタ （以下、 このインダク タを補助インダクタと呼ぶ） を介して供給されるので、 大出力のインパータ式 X線高電圧装置においては、 インバ一タの電流も大きくなるので、 前記補助ィ ンダクタに流れる電流も大きくなり、 該補助インダクタの損失も無視できない ものとなる。そこで、これを解決する方法として、文献（R. W. De Doncker、 et al： "The Auxiliary Resonant Commutated Pole Converter 、 IEEE - IAS (1990)、 pp. 1228-1235) に開示されたものがある。 これは、 前記補助インダクタと直列 に双方向の半導体スィッチを接続し （以下、 この双方向スィッチを補助スイツ チと呼ぶ)、 この補助スィッチを開閉して前記補助電流を必要な時にのみ、すな わちインパータのスィツチング素子をターンオン、 ターンオフさせる時にのみ 流すようにするものである。 このように補助回路を動作させることにより、 補 助インダクタには常時電流を流す必要がなくなるので、 該補助インダクタの損 失は大幅に低減する。 しかし、 このような補助スィッチを用いたゼロ電圧ター ンオンによるソフトスィツチング方式を採用した場合、 X線曝射終了によるィ ンバータの動作停止や装置の不意の停止時に、 前記補助ィンダクタに電流が流 れている状態で前記補助スィツチがターンオフすると、 前記補助回路に大きな 電圧が発生して、 前記補助スィッチや、 場合によってはインバータのスィッチ ング素子や関連する回路部品を破損することが懸念され、 装置の信頼性を低下 させるとレ、う問題が発生する。
一方、設置スペースの縮減のために X線 C T装置のュニッ卜数を、 スキャナ、 テーブル及ぴ画像処理ュニットを内蔵した操作卓の 3つのュニットのみで構成 されるものが望まれている。 この要望に応えるためには、 上記した大出力の X 線高電圧装置を小型、 軽量化して、 これをスキャナ回転部に搭载できるように する必要がある。
また、 回転部分に搭載されるコンバータ、 インバータ、 高電圧変圧器、 高電 圧整流器、 及び X線管からなる X線発生装置は、 スキャナ回転部の回転によつ て重力の 6倍〜 15倍ほどの遠心力を受ける。 このような過酷な条件で動作する X線発生装置は、 十分な機械的強度をもつように小型、 軽量なものに設計され ているが、 上記したように、 従来の技術では回転速度のさらなる高速化と、 回 転時間に反比例したさらなる高出力化は困難な情況にある。 この外に、 X線管 の陽極は、 該陽極上で発生した熟を輻射によって効率良く放散させるために、 回転駆動型陽極が採用されている。 この陽極駆動には、 誘導モータ型のステー タコイル、 X線管の真空中で陽極と一体になつて高速駆動されるロータとが、 絶縁耐圧をとるため所定の距離を置いて配置されているため駆動効率が低く、 ステータコイルへ供給する電圧としては通常 500V〜850V もの高電圧が必要で ある。 ところが従来の X線 C T装置では、 上記したように、 200V系統の交流電 源でも動作するようにするために、 別途、 高電圧直流電源か、 ステータコイル へ駆動電圧を供給する前に電圧を高くするための変圧器を設けており、 これも 小型、 軽量化を阻害する一因になっている。
なお、 X線発生装置を小型化してスキャナ部に搭載すれば、 設置スペースの 縮減と共に上記したスリップリングとブラシの摩耗の問題と誘導ノイズの問題 の解決策としても有効である。 そこで、 本発明は、
(1) X線発生装置を構成する上記コンバータ及ぴィンバータ等の各要素の高効 率化を図り、 スキャン時間の高速化に対応するための X線管に流す電流の大電 流化及ぴこの大電流で長時間のら旋スキャンに対応できる大出力の X線発生装 置を提供する、
(2) 上記 X線発生装置の高効率化により、商用電源から該 X線発生装置への電 力を供給するスリップリングとブラシから成る電力伝達機構に流れる電流の低 減と、 この電流の周波数を低くして、 該電力伝達機構の保守工数を低減し、 X 線 C T装置の信頼性向上を図る、
(3) 上記 X線発生装置を小型、軽量のものとして、 これをスキャナ回転盤に搭 載し、 X線 C T装置の設置スペースを縮減する、
ことを目的とする。 発明の開示
上記目的を達成するために、 本発明の X線発生装置は、 交流電源から電力を 受電してこれを伝達する電力伝達手段と、 この電力伝達手段から伝達された交 流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、 このコンバータで変換された直流 電圧を交流電圧に変換するインバータと、 このィンバータで変換された交流電 圧を昇圧する高電圧変圧器と、 この高電圧変圧器で昇圧した交流電圧を直流電 圧に整流する整流器と、 この整流器で整流した直流の高電圧が印加されて X線 を放射する X線管とから成り、 上記コンバータは、 自己消弧可能な半導体スィ ッチング素子を含む全波整流回路と、 この全波整流回路の交流入力端と前記電 力伝達手段の出力端との間にそれぞれ直列に接続されたインダクタと、 上記自 己消弧可能なスィツチング素子を上記交流電源の相電流と相電圧の位相を一致 させ、 かつ上記全波整流回路の出力電圧が目標電圧に一致するように制御する コンバータ制御回路とを有し、 上記インバータは、 該インバータを構成する半 導体スィツチング素子のターンオン及ぴターンオフ時に該スィツチング素子の 電圧を略ゼロにして上記スィツチング素子をターンオン及びターンオフさせる ゼロ電圧スィツチング手段と、 このゼロ電圧スィツチング手段の遮断時に該ゼ 口電圧スィツチング手段に流れている電流を環流させる電流環流手段とを有し、 上記 X線管に印加する電圧及び該 X線管に流す電流の設定信号に応じて上記ィ ンバータのスィツチング素子のターンオン及ぴターンオフのタイミングを制御 する。
こ.のように構成された X線発生装置は、 交流電源から電力を受電してこれを 伝達する電力伝達手段からの交流電圧を直流電圧に変換するコンバータに、 特 開平 7-65987号公報に開示されているコンバータを用いる。このコンバータは、 三相の交流電源とこの交流電源を直流に変換する全波整流回路との間に前記交 流電源の各々の相にインダクタを接続し、 前記全波整流回路は、 この全波整流 回路の正側出力端と前記ィンダクタとの間、 及び前記全波整流回路の負側出力 端と前記ィンダクタとの間に各々順方向に接続された自己消孤可能なスィツチ ング素子とこれらのスイッチング素子に各々逆並列に接続されたダイオードと、 前記全波整流回路の正側出力端と負側出力端との間に該全波整流回路で整流さ れた直流電圧を平滑するコンデンサとで構成され、 前記交流電源の相電流と相 電圧の位相差及び前記平滑コンデンザの出力電圧の設定値との誤差に応じて前 記スイッチング素子をパルス幅変調 （Puis Width Modulation 以下、 PWMと 略称） 制御し、 前記交流電源の相電流と相電圧の位相を一致させると共に前記 平滑コンデンサの出力電圧を設定値に制御するものである。 上記のように、 こ のコンバータを用いることによって交流電源の相電流と相電圧の位相を一致さ せることができるので、 力率が改善されて皮相電力が小さくなり、 コンバータ 回路に流れる電流は小さくて済む。
また、 このコンバータは、 自己消孤可能なスイッチング素子をパルス幅変調 制御によって、 上記インダクタに電磁エネルギが蓄えられ、 その電磁エネルギ を上記平滑コンデンサに放出することによって該平滑コンデンサには交流電源 の電圧以上の電圧が充電される。 すなわち、 交流電源の電圧以上に高くする昇 圧機能も有しており、 この昇圧された電圧をインパータの直流電源とすること によって、 インバ一タ以降の電流を小さくすることができ、 インバータのスィ ッチング素子の損失及ぴ高電圧変圧器の損失は大幅に低減する。
また、 インバータには、 このインパータのスイッチング素子に印加される電 圧をゼロにして前記スイツンチング素子をターンオン、 ターンオフさせる、 い わゆるソフトスィツチングと呼ばれるゼロ電圧スィツチング手段を用いると共 にこのゼロ電圧スィツチング手段の遮断時に該ゼロ電圧スィツチング手段に流 れている電流を環流させる電流環流手段とを用いて、 インバータのスィッチン グ損失の低減を図ると共に前記ゼロ電圧スィツチング手段のスィツチング素子 の遮断時に該ゼロ電圧スィツチング手段に発生する過電圧の発生を抑制できる ので、 X線発生装置の信頼性が向上する。 このような構成の X線発生装置のコ ンバータの出力電圧 （直流電圧） を第二のインバータで交流電圧に変換して、 この交流電圧を前記 X線管の陽極を回転駆動する回路に供給するように構成し、 この陽極回転駆動回路を前記 X線発生装置と共に X線 C T装置のスキャナ回転 部に搭載し、 この搭載した X線発生装置にブラシとスリップリングから成る電 力伝達手段を介して前記交流電源からの電力を伝達する。 このように構成する ことによって、 X線 C T装置は、 X線発生装置を搭載したスキャナと、 被検体 を載置するテーブルと、 画像処理装置及び画像表示装置を含む操作卓とから成 る三つのユニット構成となり、 設置スペースが縮減する。 また、 前記ブラシとスリップリングから成る電力伝達手段に流れる電流は、 その値が小さくなると共にその周波数も商用の 50Hz又は 60Hzと低いので、 この電力伝達手段に発生する発熱を抑制でき、 荒れや焼きつきが生じにくくな るので、 スリップリングの表面を磨いたり、 ブラシを交換するなどという保守 工数の大幅な低減が可能となる。 図面の簡単な説明
図 1は本発明による X線 C T装置の全体構成図、 図 2は本発明によるソフト スィッチングィンバータを用いた X線発生装置の回路図、 図 3は図 2のゼロ電 圧スイッチング手段の正常動作時における各スイッチング素子のタイミング線 図と補助インダクタに流れる電流の関係を示す図、 図 4は図 2のゼロ電圧スィ ツチング手段の異常動作時における各スイッチング素子のタイミング線図と補 助インダクタに流れる電流の関係を示す図、 図 5は図 2の本発明による電流環 流手段の環流動作を説明する図、 図 6は図 2の回路の変形例とその動作を説明 する図、 図 7は本発明によるソフトスイッチングインパータを用いた X線発生 装置の別の実施例を示す回路図、 図 8は本発明のソフトスイツチングインバー タの別の実施例を示す回路図、 図 9は本発明のソフトスィッチングィンパータ の別の実施例を示す回路図、図 10は本発明のソフトスィッチングインバ一タの 別の実施例を示す回路図、 図 11は図 10に用いた双方向スィツチの構成とその 動作の説明図、 図 12は図 10の本発明のソフトスイッチングインパータの動作 を説明する図、図 13は本発明のソフトスイツチングインバータの別の実施例を 示す回路図である。 発明を実施するための最良の形態
図 1は、 本発明の実施例として、 交流電源を介して該電源の交流電力を給電 するスリップリングとブラシから成る電力伝達機構、 昇圧と高力率機能を備え たパルス幅変調制御型 AC/DCコンバータ （以下、 昇圧型高力率 AC- DCコンバー タと呼ぶ）、ゼロ電圧ターンオン Zターンオフ手段を備えたソフトスィツチング インバータ、 高電圧変圧器、 X線管などからなる X線発生装置をスキャナ回転 部に搭載した X線 C T装置の構成示す図である。
図 1において、 1は周波数が 50Hz又は 60Hzの三相交流電源、 102a, 102b, 102cは前記交流電源 1に接続されこの交流電圧をスキャナの回転部 108へ伝達 するためのブラシ、 l l la、 l l lb、 111cは前記ブラシ 102a、 102b、 102cに接触 しながらスキャナ回転部 108 と共に回転するスリップリングで、 前記ブラシ 102a, 102b, 102c と前記スリップリング l l la、 111b, 111cで電力伝達機構を 構成している。 30a〜30cはスリップリング ll la、 111b, 111cから供給される 交流の各相に接続され交流電源側へ高周波の電圧脈動が伝達されないようにす るためのコンデンサ、 31a〜31cは交流電源 1の各相に直列に挿入したィンダク タ、 4はィンダクタ 31a〜31cに接続された昇圧型高力率 AC/DCコンバータ、 5 は AC/DCコンバータ 4の出力直流電圧を高周波の交流に変換するソフトスィッ チングィンバータで、 このソフトスイッチングインバータ 5には補助電流を流 す補助回路 21とコンデンサ 32、 33が接続されており、このコンデンサ 32と 33 はそれぞれ前記 AC/DCコンバータ 4の直流側に接続されている。 上記ソフトス イツチングィンパータ 5の出力側にはコンデンサ 6が接続されると共に、 この コンデンサ 6にはィンダクタ 7が直列接続されて、 これらのコンデンサ 6のキ ャ シタンスとインダクタ 7のインダクタンスとで共振回路を構成している。 上記コンデンサ 6及びィンダクタ 7には高電圧変圧器 8が接続されており、 こ の変圧器 8で前記インバータ 5からの出力電圧を昇圧すると共に、 その出力を 絶縁している。 高電圧整流器 9は、 上記変圧器 8からの出力電圧を全波整流し て直流に変換するもので、その出力側には X線を発生する X線管 11が負荷とし て接続されている。
また、 符号 10は、 上記整流器 9の出力電圧を X線管 11に印加するための高 電圧ケーブルの静電容量を示しており、 上記整流器 9からの出力を平滑する作 用がある。 なお、 高電圧変圧器 8の漏れインダクタンスとコンデンサ 6のキヤ パシタンスみで共振動作が可能であればインダクタ 7は必ずしも必要ではない。 さらにコンデンサ 6は高電圧変圧器 8の漏れインダクタンスの影響で高周波の 電流が上記高電圧変圧器 8の卷線に十分に流れないことを改善する目的で挿入 してあり、 その必要のない場合は挿入しなくてもよい。 また、 12はスリップリング llla、 111b, 111cを介して昇圧型高力率 AC/DC コンパータ 4に供給される電流と該コンパータ 4の直流出力電圧を検出しなが ら AC/DCコンバータ 4を制御するコンバータの制御回路、 13は X線管 11に供給 する直流高電圧 （管電圧） を検出してこれを入力し、 この検出した管電圧が所 望の電圧になるようにソフトスイツチングィンバータ 5を制御するインバータ 制御回路である。 14は、 昇圧型高力率 AC/DCコンバータ 4の出力側に接続され、 この直流電圧 Vdcから 50Hz〜200Hz程度の交流を発生させ、 X線管 11の陽極を 回転駆動するための陽極回転駆動回路で、 通常のインダクションモータ用イン パータと同様の構成と機能を有している。以上により X線発生装置 80を構成し、 X線管 11から放射された X線は、 被検体 109を透過したのち、 X線検出部 107 を構成する検出器 116で検出され、 さらに増幅器 117で増幅される。 llldはス キヤナの回転部 108に搭載されたスリップリング、 102dはスリップリング llld に接触しながら前記増幅器 117力 出力される X線検出信号を伝達するブラシ、 112はブラシから伝達された X線検出信号から断層像を生成する画像処理装置、 110は画像処理装置 112に接続され生成された断層像を表示する画像表示装置 である。上記 X線発生装置 80と X線検出部 107はスキャナ回転部 108に搭載さ れ、 このスキャナ回転部 108と、 図示省略の被検体 109を載置する寝台と、 前 記画像処理装置 112と画像表示装置 110を含む図示省略の操作卓との 3つのュ ニットで X線 C T装置は構成される。
次に、 このように構成された X線 C T装置に用いられる X線発生装置の動作 について説明する。
《昇圧型高力率 AC-DCコンバータ》
昇圧型高力率 AC- DCコンバータ 4は、 スリップリング llla、 111b, 111cへの 入力電流が正弦波で、 該スリップリングに入力される電圧との位相を一致させ て力率をほぼ 1にし、 かつ直流出力電圧 Vdcを交流電源 1の電圧のピーク値よ り高くなるように動作する。 すなわち、 力率及び電圧を高くする機能を有し ている。 これらの機能を持つ AC/DCコンバータを X線高電圧装置に適用した場 合の構成及ぴ動作は、 特開平 7- 65987号公報などに開示されており、 その説明 の詳細は省略するが、 このような高力率 AC/DCコンバータを X線発生装置に適 用すると、 スリップリング llla、 111b, 111cに流れる電流を最小限にすること が可能である。 すなわち、 従来のダイオード又はサイリスタを用いたフルブリ ッジ構成の三相全波整流回路を用いた場合は、 その整流回路が交流電源から入 力する有効電力と皮相電力の比、 すなわち、 力率は 0. 4〜0. 6程度である。 これ に対して、 上記の本発明に用いた昇圧型高力率 AC/DCコンパータ 4は、 スリッ プリング l lla、 111b, 111cから出力される交流電源と前記コンバータ 4との間 にインダクタ 31a〜31cを接続し、これらのインダクタと前記コンバータ 4の直 流出力の正側、 負側の各間に、 自己消孤可能なスイッチング素子、 例えば絶縁 ゲート型バイポーラトランジスタ （Insulated Gate Bipolar Transistor, 以下、 IGBTと略称する） を接続してフルブリッジ型 3相全波整流回路を構成し、 かつ これらの自己消孤可能なスィツチング素子に各々逆並列にダイォードを接続し て AC/DCコンパ一タ 4を構成する。 そして、 このコンバータ 4に入力する電流 を検出して、 該コンバータの入力電流と入力電圧との位相を一致させ、 かつ前 記コンバータ 4の直流出力電圧が所定の電圧になるように前記コンバータ制御 回路 11で前記スイッチング素子をパルス幅変調 （Puis Width Modulation, 以 下、 PWMと略称） 制御する。
このような、 力率 1で電力を取り込める前記昇圧型高力率 AC/DCコンバータ の場合、 従来のダイオード又はサイリスタによる全波整流回路に対して、 交流 電源 1からコンバータ 4に取り込む入力電流は 1 2. 5〜 1 /1. 67程度で良い ことになり、 かつその入力電流の波形は正弦波となる。 したがって、 スリップ リングとブラシに流れる電流が小さくて済み、 接触面で発生する電力損失によ る発熱を低減することができる。 また、 スリ ップリングに流れる電流の周波数 も 50Hz又は 60Hzと、 従来の 20kHzに比べて格段に低いので、 スリップリング に発生していた渦電流による損失も低減する。 この結果、 スリップリングとブ ラシから成る電力伝達機構の電力損失が大幅に低減し、 信頼性の高い X線発生 装置を構成することが可能になる。さらに、交流電源の容量も、従来の 60〜70% で良いという効果もある。 また、 図 1に示した昇圧型高力率 AC/DCコンバータ 4は、 自己消孤可能なスイッチング素子を PWM制御することによって、 上記ィ ンダクタ 31a〜31cに電磁エネルギを蓄えることができるので、この電磁エネル ギを上記平滑コンデンサ 32、 33へ放出して該平滑コンデンサに交流電源 1のピ ーク電圧以上の電圧を充電することができる。
すなわち、 直流出力電圧 Vdcを交流入力電圧のピーク値よりも高くする昇圧 機能を有しており、 昇圧型高力率 AC/DCコンバータ 4の出力側に接続されてい るソフトスィッチングィンパータ 5を高電圧で動作させることが可能で、 一次 側からみた高電圧変圧器 8の二次卷線の浮遊容量を効果的に低減させることが 可能で、 それだけソフトスイッチングインパータ 5の電流と、 高電圧変圧器 8 の一次卷線電流は低減し、 これら回路内に生じる損失を大幅に低減することが 可能となる。 前記高電圧変圧器 8の一次卷線側からみた二次卷線の浮遊静電 容量 Cpは、 文献 （高野博司、 他 ： "トランス共振形大容量 DC- DC コンパ一タ の医用 X線高電圧装置への応用"、 電気学会産業応用部門論文誌、 Vol. 117- D、 No. 2、 pp. 133-141 (1997-2) ) に記載されているように、 卷数比の二乗に比例 することが知られている。
C = 8 7c ee go r2 h2 n , リ
3 d (m Layer - 1)
Figure imgf000015_0001
ここで、 Cp ：—次側に換算した二次卷線の浮遊容量 (F)、 ε ο：真空の誘電率 (F/m)、 ε e：油浸紙の比誘電率、 r2：二次卷線の平均半径 (m)、 h2：一次、 二次 卷線の高さ（m)、 n：高電圧トランスの卷数比、 d：二次卷線の層間距離 (m)、 mLayer：二次卷線の層数、 m2nd：一脚当たりの二次卷線の分割数、 mLeg：脚数 である。 200Vの交流電源から X線 CT装置用に 140kVの高電圧を得ようとする と、 X線発生装置が電力を取り込むときの交流電圧の電圧降下を見込むと、 ィ ンバータの入力電圧は 360V程度になり、 そのために高電圧変圧器の卷数比は 490ほどが必要になる。
この場合、例えば、 （1)式で求められる一次側に換算した二次卷線の浮遊静電 容量 Cpは 2. 5 z F程度である。 このとき、 一次卷線に流れる電流は、 X線管に 流れる管電流が小さい場合であっても 100〜200Aにも達し、 管電流が大きい場 合にも常に有効な電力にこの二次卷線の浮遊容量に流れる無効電流が重畳され ることになる。
この無効電流によってィンバータゃ高圧変圧器で損失による熱が発生するた め、 短時間でスキャンする X線 C T装置用 X線発生装置に必要な十分な管電流 を流すことができないばかり力、、 発生した熱の放散のために、 冷却フィンや冷 却用ファンを設けるなどの処置が必要となり、 装置が大型化してしまう。
これに対して、 図 1で示した本発明の実施例では、 ソフトスイッチングイン バータ 5の直流入力側に昇圧型高力率 AC/DCコンパ一タ 4を備えているために、 この直流電圧を例えば 600V〜800V程度まの高めることができ、 高電圧変圧器 8 の卷数比が小さくても、たとえば n=180〜200でも十分な高電圧出力を得ること ができるようになる。
この場合、 高電圧変圧器 8の一次卷線電流と、 ソフトスィッチングィンバー タ 5に流れる電流は、 卷数比が従来の 490に比べて 1 / 5〜1 4程度に低減 し、 高電圧変圧器 8の一次卷線の銅損と、 ソフトスイッチングインバータ 5の 導通損失、 特に管電流が小さいときは大幅に低減する。 昇圧機能を持たない従 来のダイオード又はサイリスタ式のコンバータに対して、 昇圧機能をもった本 コンバータを用いることは、 上述のように X線発生装置の損失を低減するため に非常に有効である。 昇圧型高力率 AC/DCコンバータ 4は単相交流電源用、 三 相交流電源用それぞれにいくつかの方式があるが、 本実施例の趣旨は、 昇圧機 能があることと高力率であることが必要な条件であって、 その回路方式、 制御 方式には限定されない。
《ソフトスイツチングインバータ》
次に、 ソフトスイッチングインパータ 5について説明する。 従来のインバー タはこのインパータのスィツチング素子に電圧が印加されている状態でスィッ チングするために大きなスイッチング損失を発生させるものであつたが、 図 1 に示した本実施例に用いたインパータは、 スィツチング損失をほぼゼロにでき るソフトスィッチングインパータである。
ソフトスイツチングィンパータとは、 インダクタやコンデンサを応用してィ ンバータを構成するスィツチング素子のスィツチングによって発生する損失を ほぼゼロにするものである。 種々のソフトスィッチングィンパータが提案され ているが、本発明では、文献 (R. W. De Doncker, et al： "The Auxiliary Resonant Commutated Pole Converter", IEEE— IAS (1990)、 pp. 1228-1235) に開示され ているソフトスイッチング技術の有する問題点を解決して、 これを特開昭 63 - 190556号公報に開示されている位相シフト PWM (Puis Width Modulation) 制御 を用いた共振型インバータ式 X線高電圧装置に適用して、 図 1に示す本発明の X線 C T装置の X線発生装置を構成するものである。
図 2に、図 1のソフトスィッチングインパータ 5から X線管 11までの回路の 詳細を示すが、 この中で位相シフト PWM制御を用いた共振型インバータ式 X線 高電圧装置の動作については、 上記特開昭 63-190556号公報に詳細に記載され ているので、 その説明は省略する。 図 2において、 直流電源電圧 Vdcは図 1の 昇圧型高力率 AC— DCコンパータ 4の出力電圧を平滑するコンデンサ 32と 33の 両端の電圧で、 Vdc/2の直流電源はそれぞれ前記コンデンサ 32と 33の電圧で あり、 これによつて直流電源 Vdcを中性点を持つ二つの直流電源電圧 Vdc/2に 分圧し、 これらの電圧をソフトスイッチングインパータ 5の直流電源電圧とす る。 ソフトスイッチングインバータ 5は以下のように構成されている。 すなわ ち、 上記直流電源 Vdcの正極に接続された第一のスィツチとしての IGBT20a及 びその負極に接続された第二のスィツチとしての IGBT20bから成る第一の直列 接続体と上記正極に接続された第三のスィツチとしての IGBT20C及びその負極 に接続された第四のスィツチとしての IGBT20dとから成る上記第一の直列接続 体に並列接続された第二の直列接続体とを有し、これらの各 IGBT20a〜20dには それぞれ逆並列に第一〜第四のダイォード 3a〜3dが接続されている。そして、 第一の IGBT20aと第一のダイォード 3aとで第一のアーム 15aを、第二の IGBT20b と第二のダイォード 3bとで第二のアーム 15bを、第三の IGBT20cと第三のダイ ォード 3cとで第三のアーム 15cを、 第四の IGBT20dと第四のダイォード 3dと で第四のアーム 15dを各々構成し、上記第 第四の IGBT20a〜20dには、 ロス レススナバ回路として用いるコンデンサ 22a〜22d がそれぞれ並列に接続され ると共に、第一及び第二の IGBT20aと 20bの接続点と直流電源 Vdcの中性点（電 位が Vdc/2) との間、 並びに第三及ぴ第四の IGBT20Cと 20dの接続点と上記直 流電源 Vdcの中性点との間のそれぞれに第一の補助回路 27a及び第二の補助回 路 27bとが接続されている。
上記第一の補助回路 27aとしては、 直流電源 Vdcの中性点にィンダクタ 23a の一端が接続され、 そのインダクタ 23aのもう一方の一端には補助スィッチと しての IGBT24al、 24a2とこれに逆並列接続したダイオード 25al、 25a2との組 を二つ逆向きに直列接続した双方向スィツチ 26aを直列接続すると共にその双 方向スィツチ 26aのもう片方の一端を第一及び第二の IGBT20a、 20bの接続点に 接続している。第二の補助回路 27bの構成も第一の補助回路 27aと同様である。 上記インパータ 5の出力側から X線管 11までは図 1と同様であるので、その説 明は省略する。 ただし、 高電圧整流器 9は 4個のダイオード 9a〜9dで構成され ている。位相決定回路 18と位相制御回路 19は図 1のィンパータ制御回路 13で あり、 上記 X線管 11の管電圧設定信号 S1及ぴ X線管 11の管電流設定信号 S2 に応じて上記第 第四の IGBT20a〜20dのオン Zオフのタイミングを制御す る信号を生成する手段となるもので、 位相決定回路 18は管電圧設定信号 S1及 び管電流設定信号 S2によって各スィッチとしての IGBT20a〜20dの動作位相を 決めるものであり、 位相制御回路 19は上記位相決定回路 18からの出力信号 S3 に応じて上記 IGBT20a〜20d が動作する位相を制御する信号及び補助スィッチ としての IGBT24al、 24a2、 24b 1, 24b2のオンノオフのタイミングを制御する信 号を、図示省略のコントローラから入力する X線曝射信号 S4が入力された際に 出力するものである。 なお、 符号 21a〜21hは、 上記位相制御回路 19から出力 される各制御信号に従ってそれぞれスィッチとしての IGBT20a〜20d及ぴ補助 スィッチとしての IGBT24al、 24a2、 24b 1, 24b2を駆動する駆動回路である。 ここで、 本発明においては、 上記第一の補助回路 27a中のインダクタ 23aと 双方向スィツチ 26aとの接続点に第一の保護ダイォード 28aのアノード側と第 二の保護ダイォード 28bの力ソード側とを共に接続し、 上記第一の保護ダイォ 一ド 28aのカソード側を直流電源 Vdcの正極に接続し且つ上記第二の保護ダイ ォ一ド 28bのアノード側を直流電源 Vdcの負極に接続し、 さらに第二の補助回 路 27b中のィンダクタ 23bと双方向スィツチ 26bとの接続点に第三の保護ダイ オード 28cのアノード側と第四の保護ダイオード 28dの力ソード側とを共に接 続し、 上記第三の保護ダイォード 28cの力ソード側を直流電源 Vdcの正極に接 続し且つ上記第四の保護ダイォード 28dのアノード側を直流電源 Vdcの負極に 接続した構成としている。 続いて、 このように構成されたソフトスイッチング インバータ 5の動作について説明する。 本発明による回路方式の補助スィッチ としての IGBT24al、 24a2、 24bl、 24b2がゼロ電圧スィツチングを行う通常の（基 本的）動作については、上記文献の回路（R. W. De Doncker、 et al： "The Auxiliary Resonant Commutated Pole Converter'\ IEEE- IAS (1990)、 pp. 1228-1235) と 同様であり、上述した保護ダイォード 28a〜28dは通常動作に影響を与えない。 ここで、補助スィッチとしての IGBT24al、 24a2、 24bl、 24b2は、 その動作条件 に応じてソフトスィツチングが実現可能な最小限の補助電流をスィツチとして の IGBT20a〜20dに供給するよう制御される。この動作における各部の波形を図 3に示す。
補助スィツチとしての IGBT24al、 24a2、 24bl、 24b2のオンノオフのタイミン グは、 位相決定回路 18によって決定されたスィツチとしての IGBT20a〜20dの オン/オフのタイミングを基準として、その前後にある一定の期間 At (ソフト スイッチングするために必要な最小限の期間）を設け、この Δΐの期間のみに補 助スィッチとしての IGBT24al、 24a2、 24b 1, 24b2をオンさせることによりソフ トスィツチングを可能とする。
ここで、 何らかの原因、 例えば直流電源 Vdcの変動によりその中性点の電位 が正確に Vdc/2ではなくなり、補助電流の増加時と減少時とでその傾き （時間 変化率） の絶対値が異なった場合を想定し、 左側の補助回路 27aの動作につい て考察する。上記図 2の回路動作によれば図 3に示すような、補助スィツチ 24al、 24a2はゼロ電流スィツチングは実現できず、 ある値の電流を遮断するすること となり、 補助電流は図 4のように非常に早い傾きを持つ。 そうすると、 インダ クタ 23aの両端には非常に高い電圧が発生する。 例えばィンダク 23aのィンダ クタンスの値が 10 // H、 遮断電流値が 50A、 補助スィッチのターンオフ時間を 0. 5 / Sとすれば、 インダクタ 23aの両端に発生する電圧 Vaは、
Va=La X dIa/dt
= 10 X 10— 6 [H] X 50 [A]ノ 0. 5 X 10— 6 [s] = 1000 [V]
となる。 このような場合、 ィンダクタ 23aの一方の接続点である直流電源 Vdc の中性点の電位は比較的安定した電位であると見なすと、 もう一方の接続点、 すなわちインダクタ 23aと双方向スィッチ 26aとの接続点の電位が非常に高く (あるいは非常に低く） なってしまう。 これによつて、 保護ダイオード 28a〜
28dを設けていない従来の回路では、上記高電圧によって、双方向スィッチ 26a、 26bの両端には高い電圧が発生し、 これが補助スイツ 24al、 24a2、 24bl、 24b2 あるいはダイオード 25al、 25a2、 25bl、 25b2の耐圧を越える場合にはそれらが 破壊されるものであった。 さらに、 X線曝射停止時や装置の異常処理時等にお いて第 第四のスィツチとしての IGBT20a〜20d及び補助スィツチとして
IGBT24al、 24a2、 24b 1, 24b2を遮断しなければならなくなった際、 最悪の場合 には、 補助電流がピーク値となった時にその電流を遮断する場合があり得る。 このような場合には、 さらに高い電圧がインダクタ 23a、 23bに発生してしまい、 やはり補助スィッチ 24al、 24a2、 24bl、 24b2やダイオードが破壊されてしまい、 この影響によって第一〜第四のスィッチ IGBT20a〜20dやこれらの周辺の電気 部品も故障することも懸念される。
しかしながら、 本発明の図 2の実施例によれば、 上記のように補助電流値が ゼ口でない時にその電流を遮断したとしても、保護ダイォード 28a〜28dの効果 により補助スィツチとしての IGBT24al、 24a2、 24bl、 24b2あるいはダイォード 25al、 25a2、 25b 1, 25b2にかかる高電圧を抑制することが可能となり、 装置の 信頼性を高めることができるので、 これについて図 5を用いて説明する。 ここ では、 左側の補助回路 27aについて、 まず補助インダクタ 23aに図示のように 右方向に電流が流れている時にその電流を遮断する場合について考える。 ィン ダクタ 23aの電流値（すなわち補助電流値） が laの時にこの電流が遮断されて、 インダクタ 23aの両端には Vaという高電圧が発生したとすると、 直流電源 Vdc の中性点の電位はほぼ固定された電位と考えると、 ダイオード 28a とダイォー ド 28bとの接続点 （以下接続点 Pとする） の電位 Epはほぼ、
Ep= (Vdc/2) +Va
となる。 この時 Vaが十分大きく、 Ep>Vdc
となった時、 保護ダイオード 28aに順バイアスがかかって導通し、 その電流は 図 5 (a) に示すように直流電源 Vdcに回生される。 従って、 インダクタ 23aの 両端の電圧が上昇する僅かな期間、 すなわち補助電流遮断時から Ep≤Vdc とな つている期間だけ双方向スィッチ 27aの両端に電圧がかかることとなるが、 双 方向スィツチ 27aの両端にかかる電圧の値はせいぜい直流電源電圧 Vdcと同程 度の電圧しか発生しないことになる。 また補助電流の方向が逆 （左向き） の場 合もこれと同様であり、 接続点 Pの電位である Epが、
Figure imgf000021_0001
となった時点で保護ダイオード 28bが導通することになり、 図 2 (b) に示すよ うに双方向スイッチ 27aの過電圧を抑制することが可能となる。
また、 上記補助回路のィンダクタと双方向スィツチの配置を入れ替えたとし ても、 補助電流の遮断時には図 6に示すような経路で電流が流れることで補助 スィツチ等の破壊は防止でき、 本発明の目的は達せられる。
図 7は、 図 2の回路の変形例で、 補助ィンダクタに流れている電流を環流さ せるダイオード 28a、 28cを配置替えし、 新たにダイオード 28 、 28d' を設け たものである。 なお、 インパータ 5の出力に接続される回路は図 2と同じであ るので、 これについては省略してある。 図 7の回路において、 左側の補助回路 27a及び電流環流回路について説明すると、 図 2の回路のダイォード 28aを双 方向スィッチ 26aのダイォード 25alと 25a2の接続点と直流電源 Vdcの正極に 接続し、 第一のアーム 15aと第二のアーム 15bとの接続点に接続された双方向 スィッチ 26aとの接続点と直流電源 Vdcの負極間に新たにダイォード 28b' を 接続したものである。 このような構成の回路においも、 通常の動作及び補助ィ ンダクタに流れている電流を環流される動作は上記図 2 と同じで、 これに加え て、 さらに図 7の実施例では第一のアーム 15aと第二のアーム 15bとの接続点 と双方向スィッチ 26a間の配線に含まれているインダクタンス （以下、 単に配 線インダクタンスと呼ぶ） に流れている電流も還流させることができる。 すな わち、
(1) 補助インダクタに流れている電流の環流経路 1) 図 7の右方向に流れている場合
補助ィンダクタ 23a→ダイォード 25al→ダイォード 28a→直流電源 Vdc/2→ 補助ィンダクタ 23a
2) 図 7の左方向に流れている場合
補助ィンダクタ 23a→直流電源 Vdc/2→ダイォード 28b→補助ィンダクタ 23a
(2) 配線インダクタンスに流れている電流の環流経路
1) 図 7の右方向に流れている場合
配線ィンダクタンス→ダイォード 3a—直流電源 Vdc/2→ダイォード 28 → 配線ィンダクタンス
2) 図 7の左方向に流れている場合
配線ィンダクタンス→ダイォード 25a2—ダイォード 28a→直流電源 Vdc→ ダイォード 3b→配線ィンダクタンス
となる。 なお、 直流電源 Vdcの中性点と双方向スィツチ間の配線のィンダクタ ンスについては特に言及しなかったが、 これは補助インダクタ 23aに含めて考 えれば良く、 また補助電流の遮断時には上記 （1)、 (2) で説明したような経路 で電流が流れるので、 補助回路のィンダクタと双方向スィツチの配置を入れ替 えても良い。
右側の補助回路 27b及ぴ電流環流回路についても上記左側の回路と同様であ るので、 これについては省略する。 上記図 2回路の変形例の一例を図 8に示す。 なお、 上記したように、 補助回路は右側、 左側共に同様に動作するので、 ここ では右側の補助回路のみについて示す。図 8は、図 2の回路の第一のアーム 15a と第二のアーム 15bとの接続点と双方向スィッチ 26aとの間に環流ダイオード 28a \ 28b' を設け、 これらのダイオードによって前記第一のアーム 15aと第二 のアーム 15bとの接続点と双方向スィッチ 26a間に存在する配線のインダクタ ンス 29aに流れている電流を環流させる経路を形成した回路である。 このよう に構成することによって、 配線のインダクタンス 29aを含む補助電流が環流す る回路の配線に存在するィンダクタンスに流れている電流も環流させることが できる。
この回路において、 補助電流が環流する回路の配線に存在するインダクタン スが問題とならない場合は、 ネ甫助インダクタ 23aを第一のアーム 15aと第二の アーム 15bとの接続点と双方向スィッチ 26aとの間に接続して、 環流ダイォー ド 28a、 28bを省略することができる。 また、 上記図 2及び図 8の双方スィッチ は、 IGBT24al、 24a2 とダイオード 25al、 25a2の極性を逆向きとしてこれらを 接続して双方スィッチを構成しても補助回路は上記と同様に動作する。図 9は、 図 7の変形例で、 同図 （a) は図 7の回路における第一のアーム 15aと第二のァ ーム 15bとの接続点と双方向スィッチ 26a間に存在する配線のインダクタンス 29a を考慮したもので、 このように構成することによって配線のインダクタン ス 29aに流れている電流を環流させることができる。 また、 同図 （b) は上記図 9 (a) の回路を変形したもので、 該回路の双方.向スィツチ 26aを図 2の双方ス ィツチの IGBT24al、 24a2とダイォード 25al、 25a2の極性を逆向き接続して双 方スィツチを構成し、 この双方向スィツチ 26aの IGBT24alと 24a2の接続点と 直流電源の負極間に環流ダイォード 28bを接続し、 前記双方向スィツチ 26aの 両端と直流電源の正極間にそれぞれ環流ダイオード 28a、 28a' を接続したもの である。 このように構成してもその動作は図 9 (a) の回路と同じである。 さら に、 環流回路の配線インダクタンスが問題とならない場合は、 図 9 (a) におい てはダイオード 28b' を省略することができ、 図 9 (b) においてはダイオード 28a' を省略しても良い。 その他、 上記図 9 (a)、 (b) 及ぴその変形例において、 補助インダクタ 23aを第一のアーム 15aと第二のアーム 15bとの接続点と双方 向スィッチ 26aとの間に接続しても上記と同様の効果が得られる。
このように、 上記図 2を基本とした実施例によれば、 補助スィツチの遮断時 に補助インダクタに流れていた電流を還流させる手段、 すなわち上記実施例で はダイオード 28a、 28a \ 28b、 28b \ 28c、 28d、 28d， を設けることによって、 前記補助スィツチの遮断によって発生する過電圧を抑制して補助スィツチとし ての IGBT24al、 24a2、 24bl、 24b2、あるいはダイォード 25al、 25a2、 25bl、 25b2 の破壊を防止することができる。
そして、 このソフトスィッチングインバータを用いた D C— D Cコンバータ を負荷範囲の非常に広い （負荷抵抗にして 104倍も変化する） X線高電圧装置 に用いることによって、 全ての負荷条件において常にスィツチングノイズ及び スィツチング損失の少ない効率のよい動作が可能になるという点で大きなメリ ッ卜力 sある。
図 10は、 上記図 2、 図 7〜図 9の補助回路の双方向スィッチと異なる双方向 スィツチを用いて補助回路を構成した別の実施形態である。 この実施形態は、 補助回路以外は上記実施の形態と同一であるので、 ここでは異なる部分につい てのみ説明する。
図 10において、 補助回路の双方向スィツチには、 図 11に示す双方向スィッ チを用い、 この双方向スィッチ 42a、 42bの正極から前記直流電源 Vdcの正極の 方向に導通するようにダイォード 28a、 28cを接続し、前記直流電源 Vdcの負極 から前記双方向スィツチの負極の方向に導通するようにダイォード 28b、 28dを 接続したものである。
先ず、図 10の回路を説明する前に図 11の双方向スィツチについて説明する。 双方向スィツチ 42aは、図 11 (a)に示すように 4つのダイォード 41al〜41a4 から成る全波整流回路の正極と負極間に、 前記正極から負極に電流を流すため の自己消弧可能な一つのスイッチング素子 40al を接続して構成されたもので ある。 このように構成された双方向スィツチ 42aは、 図 11 (b) に示すような 電流経路を形成し、 双方向スィッチとして動作する。 双方向スィッチ 42bにつ いても同様の構成であり、 このような双方向スィツチを設けることによって、 双方向スィッチのスイッチング素子は一つとなり、 回路を簡素化できる。 図 10 において、 第 1の補助回路 43aとしては、 直流電源 Vdcの中性点に補助ィンダ クタ 23aの一端が接続され、 そのインダクタ 23aのもう一方の一端には、 補助 スィツチとしての IGBT40al とフルブリッジに組んだダイォード 41al、 41a2、 41a3、41a4とを組み合わせた双方向スィツチ 42aの前記ダイォード 41alと 41a2 との接続点に接続すると共にその双方向スィツチ 42aのもう一方の一端 （ダイ オード 41a3 と 41a4との接続点） を第一のアーム 15aと第二のアーム 15bとの 接続点に接続する。 一方、 第二の補助回路 43b も前記第一の補助回路と同様に 構成され、 直流電源 Vdcの中性点に補助インダクタ 23bの一端が接続され、 そ のィンダクタ 23bのもう一方の一端には補助スィツチとしての IGBT40blとフル プリッジに組んだダイオード 41bl、 41b2、 41b3、 41b4とを組み合わせた双方向 スィッチ 42bの前記ダイオード 41blと 41b2との接続点に接続すると共にその 双方向スィッチ 42bのもう一方の一端 （ダイオード 41b3と 41b4との接続点） を第三のアーム 15aと第四のアーム 152bとの接続点に接続する。 なお、 29aは 第一のアーム 15aと第二のアーム 15bとの接続点と双方向スィッチ 26a間に存 在する配線のインダクタンス、 29bは第三のアーム 15c と第四のアーム 15dと の接続点と双方向スィツチ 26b間に存在する配線のィンダクタンスである。 このような補助回路を用いて構成されたソフトスィッチングインパータの動 作について説明する。 この図 10 に示す回路方式の補助スィッチとしての IGBT40al、 40b 1がゼロ電圧スイッチングを行う通常の動作は、 上記図 2、 図 7 〜図 9に示した回路動作と同様に、補助回路のインダクタ 23a、 23b及び配線の インダクタンス 29a、 29bに流れている電流を環流させる保護ダイォ一ド 28a〜 28d は通常動作に影響を与えない。 ここで、 このように構成された補助回路に 発生する過電圧を抑制する動作について図 12を用いて説明する。
先ず、 左側の補助回路 43aについて、 補助ィンダクタ 23a及び双方向スィッ チ 42aと第一の直列接続体間の配線のィンダクタンスによるインダクタ 29aに、 図 12 (a) に示すように右方向に電流が流れている時にその電流を遮断した場 合は、保護ダイォード 28aと双方向スィツチ 42aのダイォード 41alは順バイァ ス状態となって導通し、 インダクタ 23a→ダイオード 41al→ダイオード 28a→ 直流電源 Vdc/2の経路の第一の環流回路が形成されて前記ィンダクタ 23aの電 流は環流する。
これと同時に、 ダイオード 28b、 41a4、 3aが順バイアス状態となって導通し、 ィンダクタ 29a→ダイォード 3a→直流電源 Vdc ^—直流電源 Vdc,2→ダイォー ド 28b→ダイォード 41a4の経路の第二の環流回路が形成されて前記ィンダクタ 29aの電流は環流する。
同様に、 補助ィンダクタ 23a及び双方向スィツチ 42aと第一の直列接続体間 の配線のインダクタンスによるインダクタ 29aに、 図 12 (b) に示すように左 方向に電流が流れている時にその電流を遮断した場合は、 保護ダイオード 28b と双方向スィツチ 42aのダイォード 41a2は順バイアス状態となって導通し、ィ ンダクタ 23a→直流電源 Vdc_/2—ダイォード 28b→ダイォード 41a2の経路の第 三の環流回路が形成されて前記インダクタ 23aの電流は環流する。 これと同時 に、 ダイオード 28a、 3b、 41a3が順バイアス状態となって導通し、 インダクタ 29a→ダイォード 41a3→ダイォード 28a→直流電源 Vdcノ 2→直流電源 Vdc/2→ ダイォード 3bの経路の第四の環流回路が形成されて前記ィンダクタ 29aの電流 は環流する。
以上のように、 第一〜第四の環流回路が形成されて補助回路の各ィンダクタ に流れていた電流は上記回路を環流することになるので、 補助回路には高電圧 は発生することがなくなり、 したがって補助回路部品の破損を未然に防ぐこと ができる。
上記図 10の変形例を図 13に示す。 なお、 補助回路は右側、 左側共に同様に 動作するので、 ここでは右側の補助回路のみを示す。 図 13の変形例は、 環流ダ ィォードを双方向スィツチ 42aの交流端に設けたものである。 すなわち、 補助 ィンダクタ 23aと双方向スィツチ 42aの接続点と直流電源 Vdcの正極、 負極間 に環流ダイォード 28a、 28bを、第一のアーム 15aと第二のアーム 15bとの接続 点と双方向スィツチ 42aのもう一方の交流端との接続点と直流電源 Vdcの正極、 負極間に環流ダイオード 28a'、 28b' を設けたもので、 このように構成しても 図 10と同様に、 第一のアーム 15aと第 二のアーム 15bとの接続点と双方向ス ィツチ 42aとの間の配線のィンダクタンスに流れる電流も環流させることがで さる。
なお、配線のィンダクタンスが省略できる場合は、環流ダイォード 28a，、 28b' を省略することができ、 また補助インダクタ 23a を第一のアーム 15aと第二の アーム 15bとの接続点と双方向スィツチ 42aの交流端に接続して、 環流ダイォ ード 28a、 28bを省略することもできる。 このように、 上記図 10を基本とした 回路によれば、 補助スィツチの遮断時に補助インダクタに流れていた電流を還 流させる手段、 すなわち、 上記実施例ではダイオード 28a、 28a \ 28b、 28b \ 28c、 28c'、 28d、 28d' を設けることによって、 前記補助スィッチの遮断によつ て発生する過電圧を抑制して補助スィツチとしての IGBT40al、 40b 1あるいはダ ィォード 41al〜41a4、 41bl〜41b4の破損を防止することができる。
そして、 このソフトスィッチングインバータを用いた D C— D Cコンバータ を負荷範囲の非常に広い （負荷抵抗にして 104倍も変化する） X線高電圧装置 に用いることによって、 全ての負荷条件において常にスィツチングノイズ及び スィツチング損失の少ない効率のよい動作が可能になるという点で大きなメリ ッ卜; 0ある。
なお、 上記実施例においては、 ソフトスイッチングを実現するための補助回 路としてィンダクタと双方向スィツチとを直列接続したものを第一の直列接続 体及び第二の直列接続体の両方に対して設けたが、各アーム 15a〜15dの電流波 形に応じて、 どちらか片方をインダクタ 23aあるいは 23bだけの補助回路とし てもよいし、 またどちらか一方の補助回路を取り除いてもソフトスィツチング が可能な場合にはそのようにしても構わない。 さらに、上記実施例においては、 第 第四のスィッチ 20a〜20d及び補助スィッチ 24al、 24a2、 24b 1, 24b2、
40al、 40bl 等に IGBT を用いたが、 ここには適用する装置の仕様に合わせて M0SFETやバイポーラトランジスタ、 サイリスタ等他のスイッチング素子を利用 することも可能である。 また、 上記した実施の形態では、 第一から第四のスィ ツチのオン、 オフのタイミングを制御する手段として、 特開昭 63- 190556号公 報に開示されている位相シフト P WM制御による共振型ィンバータ式 X線高電 圧装置に適用した例について説明したが、 本発明はこれに限定するものではな く、 負荷に印加する電圧及ぴ負荷に流す電流の設定信号に応じて上記第一から 第四のスィッチの動作周波数を制御する方法、 あるいは周波数と位相を併用し て制御する方法や、 共振用のコンデンサ 6及ぴィンダクタ 7が不要な非共振形 などにも適用できる。 すなわち、 本発明によるソフトスイッチングインバータ は、 昇圧型高力 AC/DCコンバータを高電圧で動作させる場合に、 その高電圧動 作化によってインバータ部分で増加するスィッチング損失を低減しょうとする もので、 その趣旨でソフトスイッチングインバータを用いるために、 その回路 方式を限定するものではない。
《X線管の陽極回転駆動回路》
図 1では、 昇圧型高力率 AC/DCコンパータで高電圧化された直流電圧を X線 管 11の陽極駆動回路 14に接続して、 X線管の陽極を駆動している。 これは、 昇圧型スタータの電圧として十分な高電圧を作り出せることを利用したもので、 このように構成することによって、 従来のように特別に高電圧の直流電源を設 ける必要がないので、 X線発生装置全体を小型化するのに役立つ。 この陽極回 転駆動回路 14の構成と動作は、特開 2000-150193号公報に等に詳述されている ので、 ここでは詳しい説明は省略する。
以上説明した如く、 本発明によれば、
(1) X線高電圧装置の効率向上により、 スキャン時間の高速化による X線管に 流す電流の大電流化及びこの大電流で長時間のら旋スキヤンに対応できる大出 力の X線高電圧装 置を提供できる。
(2) 上記 X線高電圧装置の効率向上により、 商用電源から該 X線高電圧装置へ の電力を供給するスリップリングとブラシから成る電力伝達機構に流れる電流 が低減し、 かつその周波数も商用の 50Hz又は 60Hzと低いので、 該電力伝達機 構の保守工数の低減と高信頼性化が可能な X線 C T装置を提供できる。
(3) 上記 X線高電圧装置と X線管の陽極回転駆動回路を小型、軽量化して、 こ れらをスキャナ回転盤に搭載できるようにしたので、 スキャナ、 テーブル及び 画像処理ユニットを内蔵した操作卓の 3つのユニットの構成となり、 設置スぺ ースが小さくなると共に上記電力伝達機構のスリップリングと X線高電圧装置 との距離の短縮化によって誘導ノイズの影響を受けない高画質の X線 C T装置 を提供できる。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 交流電源から電力を受電してこれを伝達する電力伝達手段と、 この電力伝 達手段から伝達された交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、 このコン パータで変換された直流電圧を交流電圧に変換するインパータと、 このインバ 一タで変換された交流電圧を昇圧する高電圧変圧器と、 この高電圧変圧器で昇 圧した交流電圧を直流電圧に整流する整流器と、 この整流器で整流した直流の 高電圧が印加されて X線を放射する X線管とから成り、 上記コンバータは、 自 己消弧可能な半導体スィツチング素子を含む全波整流回路と、 この全波整流回 路の交流入力端と前記電力伝達手段の出力端との間にそれぞれ直列に接続され たィンダクタと、 上記自己消弧可能なスィツチング素子を上記交流電源の相電 流と相電圧の位相を一致させ、 かつ上記全波整流回路の出力電圧が目標電圧に 一致するように制御するコンバータ制御回路とを有し、 上記インバータは、 該 インバータを構成する半導体スィツチング素子のターンオン及びターンオフ時 に該スィツチング素子の電圧を略ゼロにして上記スィツチング素子をターンォ ン及ぴターンオフさせるゼロ電圧スィツチング手段と、 このゼロ電圧スィツチ ング手段の遮断時に該ゼロ電圧スィツチング手段に流れている電流を環流させ る電流環流手段とを有し、 上記 X線管に印加する電圧及び該 X線管に流す電流 の設定信号に応じて上記ィンバータのスィツチング素子のターンオン及びター ンオフのタイミングを制御する制御手段とを有して成る X線発生装置。
2 . X線管と、 この X線管から放射され被検体を透過した透過 X線量分布を検 出すると共にその検出信号を増幅する X線検出部と、 上記 X線管と X線検出部 とを対向させて被検体の周りに回転させるスキャナ回転部と、 このスキャナ回 転部の X線検出部からの出力信号を処理して診断部位の断層像を再構成する画 像処理装置と、 この画像処理装置からの出力信号を入力して断層像を表示する 画像表示装置とを有して成る X線 C T装置において、 上記スキャナ回転部に請 求項 1に記載の X線発生装置を搭載して成る X線 C T装置。
3 . 上記コンバータの出力電圧を第二のインパータで交流に変換し、 この第二 のィンパータの出力を上記 X線管の陽極回転駆動手段に入力して成る請求項 2 に記載の X線 C T装置。
4 . 上記電力伝達手段は接触式電力伝達手段であることを特徴とする請求項 2 に記載の X線発生装置。
5 . 交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、 このコンパ ータで変換された直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、 このインパー タで変換された交流電圧を昇圧する高電圧変圧器と、 この高電圧変圧器で昇圧 した交流電圧を直流電圧に整流する整流器と、 この整流器で整流した直流の高 電圧が印加されて X線を放射する X線管とから成り、 上記コンバータは、 自己 消弧可能な半導体スィツチング素子を含む全波整流回路と、 この全波整流回路 の交流入力端と前記電力伝達手段の出力端との間にそれぞれ直列に接続された インダクタと、 上記自己消弧可能なスィツチング素子を上記交流電源の相電流 と相電圧の位相を一致させ、 かつ上記全波整流回路の出力電圧が目標電圧に一 致するように制御するコンバータ制御回路とを有し、 上記インパータは、 該ィ ンパータを構成する半導体スィツチング素子のターンオン及びターンオフ時に 該スィツチング素子の電圧を略ゼロにして上記スィツチング素子をターンオン 及ぴターンオフさせるゼロ電圧スィツチング手段と、 このゼロ電圧スィッチン グ手段の遮断時に該ゼロ電圧スィツチング手段に流れている電流を環流させる 電流環流手段とを有し、 上記 X線管に印加する電圧及び該 X線管に流す電流の 設定信号に応じて上記ィンパータのスィツチング素子のターンオン及ぴターン オフのタイミングを制御する制御手段とを有して成る X線発生装置。
6 . 上記コンバータの出力電圧を第三のインバータで交流に変換し、 この第三 のィンパ一タの出力を前記 X線管の陽極回転駆動手段に入力して成る請求項 5 に記載の X線発生装置。
7 . 直流電源の電圧を交流電圧に変換するインバータであって、 このインバー タの出力側に接続された負荷の電圧及ぴ電流の設定信号に応じて上記ィンバー タのスィツチング素子のターンオン及ぴターンオフのタイミングを制御する手 段と、 上記インバータのスイッチング素子のターンオン、 ターンオフ時に該ス ィツチング素子の電圧を略ゼロにして上記スィツチング素子をターンオン及び ターンオフさせるゼロ電圧スィツチング手段と、 上記ゼロ電圧スィツチング手 段の遮断時にこのゼロ電圧スィツチング手段に流れている電流を環流させる電 流環流手段とを備えて成るィンパータ。
8 . 上記ゼロ電圧スイッチング手段を備えたインバータは、 上記直流電源の正 極に接続された第一のスィツチング素子及びその負極に接続された第二のスィ ツチング素子から成る第一の直列接続体と上記正極に接続された第三のスィッ チング素子及びその負極に接続された第四のスィツチング素子から成る上記第 一の直列接続体に並列接続された第二の直列接続体とを有し且つ上記第一から 第四のスィツチング素子にそれぞれ逆並列接続された第一から第四のダイォー ド及ぴコンデンサを有すると共に上記第一及び第二のスイツチング素子のタ一 ンオン及びターンオフ時に上記第一及び第二のダイォードの順方向に電流を供 給する第一の補助電流供給手段と、 上記第三及び第四のスィツチング素子のタ ーンオン及びターンオフ時に上記第三及び第四のダイオードの順方向に電流を 供給する第二の補助電流供給手段とを備えて成り、 上記電流環流手段は上記第 一及び第二の補助電流供給手段に流れている電流の遮断時に該電流を還流させ る手段であることを特徴とする請求項 6に記載のィンバータ。
9 . 上記直流電源は、 第一と第二の二つの直流電源を直列に接続してその接続 点を中性点とする直流電源であって、 上記第一の補助電流供給手段は、 上記第 一及び第二のスィツチング素子の接続点と上記直流電源の中性点との間に第一 のィンダクタと第一の双方向スィツチとの直列接続体を接続して成り、 上記第 二の補助電流供給手段は、 上記第三及ぴ第四のスイッチング素子の接続点と上 記直流電源の中性点との間に第二のィンダクタと第二の双方向スィツチの直列 接続体を接続して成り、 上記電流環流手段は、 上記第一及ぴ第二の双方向スィ ツチを導通状態から非導通状態にした時に上記第一及び第二の補助電流供給手 段に流れている電流を還流させる手段であることを特徴とする請求項 8に記載 のインパータ。
1 0 . 上記電流還流手段は、 上記第一のインダクタと上記第一の双方向スイツ チとの接続点に第一のダイォードのアノードと第二のダイォードのカソードと の直列接続体の接続点を接続し、 上記第一のダイォードのカソードを上記第一 の直流電源の正極に接続し、 上記第二のダイォードのアノードを上記第二の直 流電源の負極に接続して成る第一の電流環流手段と、 上記第二のィンダクタと 上記第二の双方向スィツチとの接続点に第三のダイオードのアノードと第四の ダイォードのカソードとの直列接続体の接続点を接続し、 上記第三のダイォー ドのカソードを上記第一の直流電源の正極に接続し、 上記第四のダイォードの アノードを上記第二の直流電源の負極に接続して成る第二の電流環流手段とを 有する請求項 9に記載のィンバータ。
1 1 . 上記電流還流手段は、 上記第一の双方向スィッチの一端に第一のダイォ ードのアノードと第二のダイォードのカソードとの直列接続体の接続点を接続 し、 上記第一のダイォードのカソードを上記第一の直流電源の正極に接続し、 上記第二のダイォードのアノードを上記第二の直流電源の負極に接続して成る 第一の電流環流手段と、 上記第一の双方向スィツチのもう一方の一端に第三の ダイオードのアノードと第四のダイオードの力ソードとの直列接続体の接続点 を接続し、 上記第三のダイォードのカソードを上記第一の直流電源の正極に接 続し、 上記第四のダイォードのアノードを上記第二の直流電源の負極に接続し て成る第二の電流環流手段と、 上記第二の双方向スィッチの一端に第五のダイ ォ一ドのアノードと第六のダイォードのカソードとの直列接続体の接続点を接 続し、上記第五のダイォードのカソ一ドを上記第一の直流電源の正極に接続し、 上記第六のダイォードのアノードを上記第二の直流電源の負極に接続して成る 第三の電流環流手段と、 上記第二の双方向スィツチのもう一方の一端に第七の ' ダイオードのアノードと第八のダイオードの力ソードとの直列接続体の接続点 を接続し、 上記第七のダイォードのカソードを上記第一の直流電源の正極に接 続し、 上記第八のダイォードのアノードを上記第二の直流電源の負極に接続し て成る第四の電流環流手段とを有する請求項 9に記載のィンバータ。
1 2 . 上記第一及び第二の双方向スィッチは、 それぞれ、 半導体スイッチング 素子とこのスィツチング素子に逆並列に接続されたダイォ一ドから成る二組み の接続体をこの接続体のスィツチング素子の導通方向が互いに逆になるように 直列に接続された接続体で構成して成る請求項 9、 1 0、 1 1に記載のインバ ータ。 .
1 3 . 上記第一及び第二の双方向スィッチは、 それぞれ、 4つのダイオードか ら成る全波整流回路とこの全波整流回路の正極と負極との間に半導体スィッチ ング素子を設け、 こめ素子の正極を前記全波整流回路の正極に接続し、 該スィ ツチング素子の負極を前記全波整流回路の負極に接続して成る請求項 9、 1 0、 1 1に記載のィンバータ。
1 4 . 上記双方向スィツチは請求項 1 2に記載の双方向スィツチであって、 上 記電流還流手段は、 第一から第三までの三つのダイォードを含む第一の電流環 流手段と、 第四から第六までの三つのダイオードを含む第二の電流環流手段か ら成り、 上記第一の電流環流手段は、 上記第一のダイオードを上記第一の双方 向スィッチの二組みの接続体の接続点から上記第一の直流電源の正極に導通す るように接続し、 上記第二のダイオードを上記第二の直流電源の負極から上記 第一の双方向スィツチの一端に導通するように接続し、 上記第三のダイォード を上記第二の直流電源の負極から上記第一の双方向スィツチのもう一方の一端 に導通するように接続して成り、 上記第二の電流環流手段は、 上記第四のダイ ォードを上記第二の双方向スィツチの二組みの接続体の接続点から上記第一の 直流電源の正極に導通するように接続し、 上記第五のダイォ一ドを上記第二の 直流電源の負極から上記第二の双方向スィツチの一端に導通するように接続し、 上記第六のダイォードを上記直流電源の負極から上記第二の双方向スィツチの もう一方の一端に導通するように接続して成る請求項 9に記載のィンバータ。
1 5 . 上記双方向スィッチは請求項 1 2に記載の双方向スィッチであって、 上 記電流還流手段は、 第一と第二のダイオードを含む第一の電流環流手段と、 第 三と第四のダイォードを含む第二の電流環流手段とから成り、 上記第一の電流 環流手段は、 上記第一のダイォードを上記第一の双方向スィツチの二組みの接 続体の接続点から上記直流電源の正極に導通するように接続し、 上記第二のダ ィォードを上記直流電源の負極から上記第一の双方向スィツチの一端に導通す るように接続し、 上記第二の電流環流手段は、 上記第三のダイオードを上記第 二の双方向スィッチの二組みの接続体の接続点から上記直流電源の正極に導通 するように接続し、 上記第四のダイォードを上記直流電源の負極から上記第二 の双方向スィツチの一端に導通するように接続して成る請求項 9に記載のイン バ—タ。
1 6 . 上記双方向スィッチは請求項 1 2に記載の双方向スィッチであって、 上 記電流還流手段は、 第一から第三までの三つのダイォードを含む第一の電流環 流手段と、 第四から第六までの三つのダイオードを含む第二の電流環流手段か ら成り、 上記第一の電流環流手段は、 上記第一と第二のダイオードをそれぞれ 上記第一の双方向スィツチの両端から上記直流電源の正極に導通するように接 続し、 上記第三のダイォードを上記直流電源の負極から上記双方向スィツチの 二組みの接続体の接続点に導通するように接続し、上記第二の電流環流手段は、 上記第四と第五のダイォードをそれぞれ上記第二の双方向スィツチの両端から 直流電源の正極に導通するように接続し、 上記第六のダイォードを上記直流電 源の負極から上記双方向スィツチの二組みの接続体の接続点に導通するように 接続して成る請求項 9に記載のインバータ。
1 7 . 上記双方向スィッチは請求項 1 2に記載の双方向スィッチであって、 上 記電流還流手段は、第一と第二の二つダイォードを含む第一の電流環流手段と、 第三と第四の二つのダイオードを含む第二の電流環流手段から成り、 上記第一 の電流環流手段は、 上記第一のダイオードを上記第一の双方向スィッチの一端 から上記直流電源の正極に導通するように接続し、 上記第二のダイォードを上 記直流電源の負極から上記双方向スィッチの二組みの接続体の接続点に導通す るように接続し、 上記第二の電流環流手段は、 上記第三のダイオードを上記第 二の双方向スィツチの一端から上記直流電源の正極に導通するように接続し、 上記第四のダイォードを上記直流電源の負極から上記双方向スィツチの二組み の接続体の接続点に導通するように接続して成る請求項 9に記載のィンバータ。
1 8 . 上記双方向スィッチは請求項 1 3に記載の双方向スィッチであって、 上 記電流還流手段は、第一と第二の二つダイォードを含む第一の電流環流手段と、 第三と第四の二つのダイォードを含む第二の電流環流手段から成り、 上記第一 の電流環流手段は、 上記第一のダイオードを上記第一の双方向スィッチの正極 から上記直流電源の正極に導通するように接続し、 上記第二のダイォードを上 記直流電源の負極から上記双方向スィッチの負極に導通するように接続し、 上 記第二の電流環流手段は、 上記第三のダイォードを上記第二の双方向スィツチ の正極から上記直流電源の正極に導通するように接続し、 上記第四のダイォー ドを上記直流電源の負極から上記双方向スィツチの負極に導通するように接続 して成る請求項 9に記載のィンパータ。
1 9 . 上記双方向スィッチは請求項 1 3に記載の双方向スィッチであって、 上 記電流還流手段は、第一と第四の四つダイォードを含む第一の電流環流手段と、 第五と第八の四つのダイオードを含む第二の電流環流手段から成り、 上記第一 の電流環流手段は上記第一の双方向スィツチの一端に第一のダイォードのァノ 一ドと第二のダイォードのカソードとの直列接続体の接続点を接続し、 上記第 一のダイォードのカソードを上記第一の直流電源の正極に接続し、 上記第二の ダイォードのアノードを上記第二の直流電源の負極に接続し、 上記第一の双方 向スィツチのもう一方の一端に第三のダイォードのアノードと第四のダイォー ドのカソードとの直列接続体の接続点を接続し、 上記第三のダイォードのカソ 一ドを上記第一の直流電源の正極に接続し、 上記第四のダイォードのアノード を上記第二の直流電源の負極に接続して成り、 上記第二の電流環流手段は、 上 記第二の双方向スィツチの一端に第五のダイォードのアノードと第六のダイォ 一ドのカソードとの直列接続体の接続点を接続し、 上記第五のダイオードの力 ソードを上記第一の直流電源の正極に接続し、 上記第六のダイォードのァノ一 ドを上記第二の直流電源の負極に接続し、 上記第二の双方向スィツチのもう一 方の一端に第七のダイォードのアノードと第八のダイォ一ドのカソードとの直 列接続体の接続点を接続し、 上記第七のダイォードのカソードを上記第一の直 流電源の正極に接続し、 上記第八のダイオードのアノードを上記第二の直流電 源の負極に接続して成る請求項 9に記載のインバータ。
2 0 . 上記双方向スィッチは請求項 1 3に記載の双方向スィッチであって、 上 記電流還流手段は、第一と第二の二つダイォードを含む第一の電流環流手段と、 第三と第四の二つのダイォードを含む第二の電流環流手段から成り、 上記第一 の電流環流手段は上記第一の双方向スィツチの一端に第一のダイォードのァノ 一ドと第二のダイォードのカソードとの直列接続体の接続点を接続し、 上記第 —のダイォードのカソードを上記第一の直流電源の正極に接続して成り、 上記 第二の電流環流手段は、 上記第二の双方向スィツチの一端に第三のダイォード のアノードと第四のダイオードの力ソードとの直列接続体の接続点を接続し、 上記第三のダイォードのカソードを上記第一の直流電源の正極に接続し、 上記 第四のダイオードのアノードを上記第二の直流電源の負極に接続し成る請求項 9に記載のインバータ。
2 1 . 上記請求項 7から 2 0に記載のインバータの出力側に接続された変圧器 と、 この変圧器の出力を直流に変換する整流器と、 この整流器の出力側に接続 された負荷とで構成される D C— D Cコンバータ。
2 2 . 上記 D C— D Cコンバータの負荷は X線管であることを特徴とする X線 発生装置。
2 3 . 上記直流電源の電圧を第四のインパータで交流に変換し、 この第四のィ ンバ一タの出力を上記 X線管の陽極回転駆動手段に入力して成る請求項 2 0に 記載の X線発生装置。
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