WO2001045207A1 - Antenne microruban - Google Patents

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WO2001045207A1
WO2001045207A1 PCT/JP2000/007821 JP0007821W WO0145207A1 WO 2001045207 A1 WO2001045207 A1 WO 2001045207A1 JP 0007821 W JP0007821 W JP 0007821W WO 0145207 A1 WO0145207 A1 WO 0145207A1
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WO
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conductor
dielectric substrate
radiation conductor
radiation
microstrip antenna
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PCT/JP2000/007821
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English (en)
French (fr)
Inventor
Norimasa Ishitobi
Nobutaka Misawa
Original Assignee
Tdk Corporation
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/08—Radiating ends of two-conductor microwave transmission lines, e.g. of coaxial lines, of microstrip lines
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H01Q9/045—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with particular feeding means
    • H01Q9/0457—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with particular feeding means electromagnetically coupled to the feed line
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/30—Arrangements for providing operation on different wavebands
    • H01Q5/307—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way
    • H01Q5/342—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way for different propagation modes
    • H01Q5/357—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way for different propagation modes using a single feed point
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    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
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    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H01Q9/0442—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with particular tuning means

Definitions

  • the present invention relates to a microstrip antenna used as a built-in antenna of a mobile phone or a mobile terminal, for example.
  • a typical example of a microstrip antenna built in a mobile terminal such as a mobile phone or a GPS is a ⁇ -no 2 patch antenna.
  • ⁇ represents the wavelength at the operating frequency.
  • This antenna has a rectangular or circular radiating conductor (patch conductor) with a side length of about ⁇ 2 on one side, and is mainly made of a dielectric substrate with a ground plane conductor provided on the other side. It is configured.
  • a general method of physically miniaturizing such a patch antenna having a patch conductor dimension of about ⁇ / 2 is to use a dielectric substrate having a high dielectric constant.
  • a known technique for reducing the size of a microstrip antenna is disclosed in Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 5-152830 (Patent Gazette). No.
  • two degenerate separation elements are used to form two resonance modes that are orthogonal to each other and have different phases, and are orthogonal to the direction of the resonance mode at ⁇ 45 degrees. It is disclosed that a feed point is provided in a linear direction and cuts are provided at both ends of the radiation conductor in the linear direction. By providing such a notch, the electrical length of the two resonance modes can be equivalently increased and the resonance frequency can be reduced, so that the size of the antenna element can be reduced to some extent.
  • Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 6-276015 discloses a known technique related to a microstrip antenna.
  • a degenerate separation element formed in a radiation conductor a crossing element having different lengths is used. It is disclosed that two slots are formed, and a notch or a stub is provided on the periphery of the radiating conductor in order to further adjust the inductance component of the radiating conductor.
  • Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 9-326666 discloses another known technique related to microstrip antennas, in which a square radiating plate is provided so that its two diagonal lines have their symmetry axes coincident with each other. It is disclosed that two modes having different path lengths are generated by providing a cross-shaped notch having different lengths of the two arms to obtain two resonance characteristics.
  • Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 6-276015 discloses that two slots having different lengths and intersecting each other are formed as degenerate separation elements. There is no disclosure of technology for miniaturization. Further, since the notch or the stub is provided on the periphery of the radiation conductor, the limited surface area of the dielectric substrate cannot be effectively used to increase the radiation efficiency.
  • an object of the present invention is to provide a microstrip antenna that can be further miniaturized.
  • Another object of the present invention is to make efficient use of the limited surface area of the dielectric substrate.
  • An object of the present invention is to provide a microstrip antenna that can be used to improve radiation efficiency.
  • Still another object of the present invention is to provide a microstrip antenna having a feed point at a position where mounting is easy.
  • a microstrip antenna includes a rectangular dielectric substrate, a ground plane conductor formed on one surface of the dielectric substrate, and a ground plate conductor formed on the other surface of the dielectric substrate. And a cross-shaped slot provided on the radiating conductor and extending along the mutually orthogonal sides of the radiating conductor and having two arms having different lengths. And at least one feed point on the diagonal line of the radiation conductor or an extension thereof and different from the center point of the radiation conductor.
  • the length of at least one arm of the slot is obtained by subtracting the value of four times the thickness of the dielectric substrate from the length of the side of the radiation conductor along the arm. Is greater than or equal to the value.
  • At least one arm of the cross-shaped slot composed of the two arms parallel to the sides orthogonal to each other of the radiation conductor has a length corresponding to the direction of the radiation conductor. It is set to be equal to or greater than the value obtained by subtracting the value of four times the thickness of the dielectric substrate from the length of the side of. That is, assuming that the center point of each arm is located at the center point of the radiation conductor, at least the distance between the leading end of one arm and the edge of the radiation conductor is the thickness of the dielectric substrate. It is set to be less than twice the value of.
  • the portion between the tip of the slot and the edge of the radiation conductor is a position that becomes a current antinode of a current flow path at the time of resonance. Therefore, by narrowing this part, the magnetic field concentrates and the inductance of that part increases, and the area becomes smaller. As a result, the capacitance of that part decreases. As described above, by making the portion having a lower potential more inductive, the resonance frequency is reduced. As a result, the size of the microstrip antenna is further reduced.
  • the distance between at least one end of the slot and the edge of the radiation conductor in other words, the path width of the current antinode of the current path at the time of resonance is determined by the dielectric substrate. Since the thickness is set to be equal to or less than twice the thickness of the antenna, the reduction of the resonance frequency is large, and as a result, the antenna can be further downsized.
  • the feed point is located on the diagonal line or its extension line excluding the center point of the radiation conductor and located at the corner of the radiation conductor, wiring and mounting for power supply are easy. Becomes
  • each arm of the slot should be greater than or equal to the length of the side of the radiation conductor along each arm minus the value of 4 times the thickness of the dielectric substrate. Is more preferable.
  • the ends of the slots have a rounded shape.
  • the current does not concentrate on a part of the end and the conductor loss does not increase. That is, the flow of current at the end becomes smooth, the conductor loss can be reduced without increasing the size of the pattern, and the Q caused by this can be increased.
  • At least one notch or stub at the intersection of the slots.
  • at least one notch or a groove is provided on a diagonal line of the radiation conductor.
  • the radiation conductor has a square shape and the slot arm forms an angle of ⁇ 45 ° with respect to the diagonal line where the feed point exists.
  • the thickness of the dielectric substrate is one to four wavelengths or less at the operating frequency.
  • the length of the side of the dielectric substrate is equal to or less than the length obtained by adding the thickness of the dielectric substrate to the length of the side of the radiation conductor along this side of the dielectric substrate.
  • the side fringing electric field becomes weaker as the distance from the edge of the radiation conductor increases, and decreases by about 1 Z 2 at a position 1 Z 2 away from the thickness of the dielectric substrate.
  • a radiating conductor may be formed up to the edge of the dielectric substrate, but most of the side fringing electric field is leaked to the outside of the substrate.
  • the distance between the edge of the dielectric substrate and the edge of the radiating conductor is set to be less than or equal to 12 or less of the thickness of the dielectric substrate in consideration of both the end capacitance effect and the effective use of the dielectric substrate surface. ing.
  • Feed points are provided at two points symmetrical with respect to the center point of the radiation conductor. I prefer to be there. This makes it possible to directly connect the feed point of the antenna to an active circuit such as a differential amplifier, and directly feed a signal having a 180 ° phase difference.
  • FIG. 1A is a perspective view schematically showing the configuration of an embodiment of the microstrip antenna of the present invention.
  • Fig. 1b is a plan view showing the radiation conductor pattern of the microstrip antenna of Fig. 1a.
  • Figure 2 is an experimental characteristic diagram showing the ratio of miniaturization to the current path width expressed using the experimental results in Table 1.
  • FIG. 3 is a characteristic diagram of actually measured frequency characteristics of an example of the microstrip antenna in the embodiment of FIGS. 1a and 1b.
  • FIG. 4A is a perspective view schematically showing the configuration of another embodiment of the microstrip antenna of the present invention.
  • Fig. 4b is a plan view showing the radiation conductor pattern of the microstrip antenna of Fig. 4a.
  • FIG. 5a is a perspective view schematically showing a configuration of a microstrip antenna of the present invention in still another embodiment.
  • Fig. 5b is a plan view showing the radiation conductor pattern of the microstrip antenna of Fig. 5a.
  • Fig. 6a shows the microstrip antenna of the present invention and other components. It is a perspective view which shows roughly the structure in embodiment.
  • Fig. 6b is a plan view showing the radiation conductor pattern of the microstrip antenna of Fig. 6a.
  • FIG. 7A is a perspective view schematically showing a configuration of a microstrip antenna of the present invention in still another embodiment.
  • Fig. 7b is a plan view showing the radiation conductor pattern of the microstrip antenna of Fig. 7a.
  • FIG. 8A is a perspective view schematically showing a configuration of a microstrip antenna of the present invention in still another embodiment.
  • Fig. 8b is a plan view showing the radiation conductor pattern of the microstrip antenna of Fig. 8a.
  • FIG. 9a is a perspective view schematically showing a configuration of a microstrip antenna of the present invention in still another embodiment.
  • Fig. 9b is a plan view showing the radiation conductor pattern of the microstrip antenna of Fig. 9a.
  • FIG. 10a is a perspective view schematically showing a configuration of a microstrip antenna of the present invention in still another embodiment.
  • FIG. 10b is a plan view showing a radiation conductor pattern of the microstrip antenna of FIG. 10a.
  • FIG. 11a is a perspective view schematically showing a configuration of a microstrip antenna according to the present invention in still another embodiment.
  • Fig. 11b is a plan view showing the radiation conductor pattern of the microstrip antenna of Fig. 11a.
  • FIG. 12a is a perspective view schematically showing a configuration of a microstrip antenna of the present invention in still another embodiment.
  • Fig. 12b is a plan view showing the radiation conductor pattern of the microstrip antenna of Fig. 12a.
  • FIGS. 1a and 1b schematically show the configuration of an embodiment of the microstrip antenna of the present invention
  • FIG. 1a is a perspective view thereof
  • FIG. 1b is a radiation conductor pattern thereof. It is a top view.
  • 10 is a square or rectangular dielectric substrate 11 is a ground plane conductor (ground electrode) formed on the entire back surface of the dielectric substrate 10, and 12 is a dielectric substrate 10 on the surface of the dielectric substrate 10.
  • the formed square or rectangular radiating conductor (patch electrode), 13 indicates a feed terminal.
  • the thickness is set to 1 Z 4 wavelength or less at the working frequency.
  • the ground plane conductor 11 and the radiation conductor 12 are formed on the back and front surfaces of the dielectric substrate 10 by patterning a metal conductor layer of copper, silver, or the like. Specifically, for example, a method such as pattern printing and baking a metal paste such as silver, forming a metal pattern layer, or patterning a thin metal film by etching is applied. .
  • the power supply terminal 13 is provided at one point on the diagonal line of the radiation conductor 12 and different from the center point of the radiation conductor 12, and is electrically connected to the radiation conductor 12.
  • a power supply line (not shown) is connected to the power supply terminal 13, and the power supply line passes through the dielectric substrate 10. It is guided to the lower surface and connected to a transmission / reception circuit and the like.
  • the power supply line and the ground plane conductor 11 are electrically insulated from each other.
  • a cross-shaped slot 16 consisting of two arms 14 and 15 parallel to the mutually orthogonal sides 12a and 12b is formed. If the shape of the radiation conductor 12 is a square, these arms 14 and 15 will make an angle of ⁇ 45 ° with respect to the diagonal line where the feed point exists.
  • the arms 14 and 15 have different lengths, and both ends 14a and 14b and 15a and 15b terminate in an arcuate round shape.
  • the lengths of the arms 14 and 15 are L 14 and L 15 , respectively, it is set such that L 15 ⁇ L 14 .
  • the resonance frequencies of the two orthogonal resonance modes are shifted from each other to obtain the multiple resonance characteristics.
  • the operating band of the antenna expands.
  • the arm 1 The lengths L 14 and L 15 of 4 and 15 are set as L 15 ⁇ L 14 ⁇ L 1 2 3 — 4 or 1 ⁇ 1 5 ⁇ 1 ⁇ 1 2 13 — 4 You. That is, the length L i 4 or L i 5 of the arm 14 or 15 is determined from the length L 12 a or L 12 b of the side 12 a or 12 b of the radiation conductor along this arm. It is set to a value equal to or greater than the value obtained by subtracting 4 T, which is four times the thickness T of the dielectric substrate 10.
  • the center point of arms 14 and 15 is the center point of radiating conductor 1 2 If the distance between the tip of the arm 14 or 15 and the edge of the radiation conductor 12 is 2T or less, which is twice the thickness T of the dielectric substrate 10 This means that The portion between the tip of the slot and the edge of the radiation conductor is a position corresponding to the current antinode in the current path at the time of resonance. Therefore, by reducing the width of this current path, the magnetic field is reduced. Is concentrated and the inductance of the portion increases, and the capacitance of the portion decreases because the area decreases. Thus, the portion having a lower potential is made more inductive. As a result, the resonance frequency decreases. As a result, the dimensions of the micro strip antenna are further reduced. In particular, if the current path width is set to be 2 T or less, the rate of decrease in the resonance frequency increases, and the effect of miniaturization increases.
  • Table 1 shows the experimental results of the relationship between the current path width (W) and the resonance frequency (fQ) when a radiating conductor is provided on the entire surface of a 6 x 6 x lmm dielectric substrate.
  • the distance (current path width W) between the tip of the slot arm 14 or 15 and the edge of the radiation conductor 12 is twice the thickness T of the dielectric substrate 10. If T or less, in other words, the length of the arm 14 or 15 is four times the thickness T of the dielectric substrate 10 from the length of the side of the radiating conductor 12 along this arm.
  • the value is equal to or greater than the value obtained by subtracting 4 T, it is very advantageous for miniaturizing the antenna.
  • the feed point 13 is located near the corner of the radiation conductor 12
  • mounting is easy even when the antenna is miniaturized and the terminal interval is reduced.
  • ends 14a and 14b and 15a and 15b of the respective arms of the slot are rounded, current concentrates on a part of these ends. Conductor loss does not increase. That is, the current flow at the end becomes smooth, and the conductor loss can be reduced without increasing the size of the pattern, so that the Q caused by this can be increased.
  • the lengths of the sides 10 a and 10 13 of the dielectric substrate 10 are 1 . 1 and 1 ; 13, this to the length L 1 2 a and L 1 2 b thereof sides 1 0 a and 1 0 b respectively along the radiation conductor 1 2 sides 1 2 a and 1 2 b of the dielectric substrate 1 0
  • the length is set to be equal to or less than the length obtained by adding the thickness T of the dielectric substrate 10. That is set to L 1 Q a ⁇ L 1? . A + T or L 1 C) b ⁇ L 1 2 b + T.
  • the radiation conductor 12 may be formed up to the edge of the dielectric substrate 10. In this case, most of the side fringing electric field is reduced to the dielectric substrate 10. It will be leaked to the outside of 10. Therefore, the distance between the edge of the dielectric substrate 10 and the edge of the radiating conductor 12 is determined by the thickness T of the dielectric substrate 10 because of the balance between the end capacitance effect and the effective use of the dielectric substrate surface. It is set to be less than Z2.
  • Figure 3 is a characteristic diagram of the measured frequency characteristics of this microstrip antenna.
  • the horizontal axis represents the resonance frequency (GHz), and the vertical axis represents the reflection loss (dB). .
  • GHz resonance frequency
  • dB reflection loss
  • FIG. 4a and 4b schematically show the configuration of another embodiment of the microstrip antenna of the present invention.
  • FIG. 4a is a perspective view thereof
  • FIG. 4b is a radiation conductor pattern thereof.
  • FIG. 4a is a perspective view thereof
  • FIG. 4b is a radiation conductor pattern thereof.
  • reference numeral 40 denotes a dielectric substrate
  • 41 denotes a ground plane conductor (ground electrode) formed on the entire surface of the dielectric substrate 40 except for the power supply electrode on the rear surface
  • 42 denotes a surface of the dielectric substrate 40.
  • the square or rectangular radiating conductor (patch electrode) formed in Fig. 4 shows a feed terminal, respectively.
  • the dielectric substrate 40 is made of, for example, a high-frequency ceramic dielectric material having a relative dielectric constant of about ⁇ 90.
  • the thickness is set to be equal to or less than 1/4 wavelength at the operating frequency.
  • the ground conductor 41 and the radiation conductor 42 are formed on the back and front surfaces of the dielectric substrate 40 by patterning a metal conductor layer of copper, silver, or the like. Specifically, for example, a method such as pattern printing and baking a metal paste such as silver, forming a metal pattern layer, or patterning a thin metal film by etching is applied. .
  • the power supply terminal 4 3 is formed on a diagonal line of the radiation conductor 4 2, and a part of the radiation conductor 4 2 is cut into a triangle at one corner of the radiation conductor 4 2. It is formed in a shape, and is electrically coupled to the radiation conductor 42 as an electrostatic coupling pattern.
  • the power supply terminal 43 is electrically connected to a power supply electrode (not shown) formed on the back surface of the dielectric substrate 40 via a power supply conductor 47 passing through a side surface of the dielectric substrate 40. This power supply electrode is electrically It is electrically insulated and connected to a transmission / reception circuit and the like.
  • the power supply terminal 43 is formed as an electrostatic coupling pattern in which a part of the radiation conductor 42 is cut out, the structure becomes very simple, and if only the manufacture becomes easy. However, connection to other circuits can be performed only on the surface, making mounting easy. Further, by providing the radiation conductor 42 as large as possible within the limited surface area of the dielectric substrate 40, the area efficiency can be increased and the radiation efficiency can be improved.
  • the radiating conductor 42 is formed with a cross-shaped slot 46 composed of two arms 44 and 45 parallel to the mutually orthogonal sides 42a and 42b, respectively. If the shape of the radiation conductor 42 is square, these arms 44 and 45 will make an angle of ⁇ 45 ° with respect to the diagonal where the feed point exists.
  • the arms 44 and 45 have different lengths, and their ends 44a and 44b and 45a and 45b terminate in a circular arc shape. Thus, by making the lengths of the arms 44 and 45 different from each other, the resonance frequencies of two orthogonal resonance modes are shifted from each other to obtain a multi-resonance characteristic.
  • the operating band of the antenna expands.
  • the length of the arm 44 or 45 is four times the thickness T of the dielectric substrate 40 from the length of the side 42 a or 42 b of the radiation conductor along this arm. Is set to a value equal to or less than 4 T that is This is the distance between the tip of the arm 44 or 45 and the edge of the radiation conductor 42, assuming that the center point of the arms 44 and 45 is located at the center point of the radiation conductor 42. Is twice the thickness T of the dielectric substrate 40. It means that it is T or less.
  • the portion between the tip of the slot and the edge of the radiating conductor is a position corresponding to the current antinode in the current path at the time of resonance, and therefore, the width of this current path is reduced.
  • the magnetic field concentrates and the inductance of the part increases, and the capacitance of the part decreases because the area decreases.
  • the resonance frequency is reduced.
  • the size of the microstrip antenna is further reduced. In particular, if the current path width is set to be 2 T or less, the reduction rate of the resonance frequency increases, and the effect of miniaturization increases.
  • FIG. 5a and 5b schematically show the configuration of a microstrip antenna according to a further embodiment of the present invention
  • FIG. 5a is a perspective view thereof
  • FIG. It is a top view showing a radiation conductor pattern.
  • This embodiment is an example in which another circuit element such as an active circuit and / or a plurality of antennas are formed on the same dielectric substrate.
  • 50 is a dielectric substrate
  • 51 is a ground plane conductor (grounding conductor) formed on the entire surface of the antenna area on the back surface of the dielectric substrate 50.
  • 5 a square or rectangular radiation conductor (patch electrode) formed on the surface of the dielectric substrate 50, and 53 a feed terminal.
  • the thickness is set to 1 Z 4 wavelength or less at the working frequency.
  • the ground plane conductor 51 and the radiation conductor 52 are formed on the back and front surfaces of the dielectric substrate 50 by patterning a metal conductor layer of copper, silver, or the like. Specifically, for example, a method such as pattern printing and baking a metal paste such as silver, forming a metal pattern layer, or patterning a thin metal film by etching is applied. .
  • the power supply terminal 53 is formed such that a part of the radiation conductor 52 is formed in a triangular shape on a diagonal line of the radiation conductor 52 and at a corner of the radiation conductor 52 facing the inside of the substrate. It is formed in a notched shape, and is electrically coupled to the radiation conductor 52 as an electrostatic coupling pattern.
  • the power supply terminal 53 is electrically connected to a transmission / reception circuit on the dielectric substrate 50 via a power supply conductor 57 formed on the dielectric substrate 50.
  • the power supply terminal 53 is formed as an electrostatic coupling pattern in which a part of the radiation conductor 52 is cut out, the structure is very simple, and only the manufacturing becomes easy. Instead, the connection to other circuits can be performed only on the surface, making mounting easy. Further, by providing the radiation conductor 52 as large as possible within the limited surface area of the dielectric substrate 50, the area efficiency can be increased and the radiation efficiency can be improved.
  • the radiating conductor 52 is formed with a cross-shaped slot 56 composed of two arms 54 and 55 parallel to sides 52 a and 52 b perpendicular to each other. If the shape of the radiation conductor 52 is square, the arms 54 and 55 will make an angle of ⁇ 45 ° with respect to the diagonal where the feed point exists.
  • These arms 54 and 55 have different lengths, and their ends 54 a and 54 b and 55 a and 55 b terminate in a circular arc shape. In this way, by making the lengths of the arms 54 and 55 different from each other, the antennas are obtained by shifting the resonance frequencies of the two orthogonal resonance modes to each other to obtain the multiple resonance characteristics. Operating band is widened.
  • the length of the arm 54 or 55 is four times the thickness T of the dielectric substrate 50 from the length of the side 52 a or 52 b of the radiation conductor along this arm. Is set to a value equal to or less than 4 T that is This is the distance between the tip of the arm 54 or 55 and the edge of the radiation conductor 52, assuming that the center point of the arms 54 and 55 is located at the center point of the radiation conductor 52. Is set to 2 T or less, which is twice the value of the thickness T of the dielectric substrate 50.
  • the portion between the tip of the slot and the edge of the radiating conductor is a position corresponding to the current antinode in the current path at the time of resonance, and therefore, the width of this current path is reduced.
  • the magnetic field concentrates and the inductance of the part increases, and the capacitance of the part decreases because the area decreases.
  • the resonance frequency decreases.
  • the dimensions of the microstrip antenna are further reduced.
  • the current path width should be 2 T or less. If it is set so that the ratio of the resonance frequency decreases, the effect of miniaturization increases.
  • the ends 54a and 54b and 55a and 55b of the respective arms of the slot are rounded, a part of these ends is used.
  • the current does not concentrate and the conductor loss does not increase. That is, the current flow at the end becomes smooth, and the conductor loss can be reduced without increasing the size of the pattern, so that the Q caused by this can be increased.
  • FIG. 6a and 6b schematically show the configuration of a microstrip antenna according to the present invention in still another embodiment
  • FIG. 6a is a perspective view thereof
  • FIG. It is a top view which shows a radiation conductor pattern.
  • 60 is a dielectric substrate
  • 61 is a ground plane conductor (grounding electrode) formed on the entire surface of the dielectric substrate 60 excluding the power supply electrode
  • 62 is a front surface of the dielectric substrate 60.
  • the square or rectangular radiating conductor (patch electrode) formed in Fig. 3 shows a feeding terminal, respectively.
  • the thickness is set to 1/4 wavelength or less at the operating frequency. Have been.
  • the ground conductor 61 and the radiation conductor 62 are formed by patterning a metal conductor layer of copper, silver, or the like on the back and front surfaces of the dielectric substrate 60, respectively. Have been. Specifically, for example, a method such as pattern printing and baking a metal paste such as silver, forming a metal pattern layer, or patterning a thin metal film by etching is applied. .
  • the power supply terminal 6 3 is formed by cutting a part of the radiation conductor 6 2 into a rectangular shape on one diagonal line of the radiation conductor 62 and at one corner of the radiation conductor 62. It is formed in a shape and is electrically coupled to the radiation conductor 62 as an electrostatic coupling pattern.
  • the power supply terminal 63 is electrically connected to a power supply electrode (not shown) formed on the back surface of the dielectric substrate 60 via a power supply conductor 67 passing through a side surface of the dielectric substrate 60. This power supply electrode is electrically insulated from the ground plane conductor 61 and is connected to a transmission / reception circuit or the like.
  • the power supply terminal 63 is formed as an electrostatic coupling pattern in which a part of the radiation conductor 62 is cut out, the structure is very simple, and only the manufacturing becomes easy. Instead, the connection to other circuits can be performed only on the surface, making mounting easy. Further, by providing the radiation conductor 62 as large as possible within the limited surface area of the dielectric substrate 60, the area efficiency can be increased and the radiation efficiency can be improved.
  • the radiation conductor 62 is formed with a cross-shaped slot 66 composed of two arms 64 and 65 that are parallel to the mutually orthogonal sides 62a and 62, respectively. If the shape of the radiation conductor 62 is square, these arms 64 and 65 will form an angle of ⁇ 45 ° with respect to the diagonal where the feed point exists.
  • These arms 64 and 65 have different lengths, and Their ends 64a and 64b and 65a and 65b terminate in an arcuate round shape. In this way, by making the lengths of the arms 64 and 65 different from each other, the resonance frequencies of two orthogonal resonance modes are shifted from each other to obtain a multi-resonance characteristic.
  • the operating band of the antenna expands.
  • the length of the arm 64 or 65 is four times the thickness T of the dielectric substrate 60 from the length of the side 62 a or 62 b of the radiating conductor along this arm. Is set to a value equal to or less than 4 T that is This is the distance between the tip of the arm 64 or 65 and the edge of the radiation conductor 62, assuming that the center of the arms 64 and 65 is located at the center of the radiation conductor 62. Is 2T or less, which is twice the value of the thickness T of the dielectric substrate 60. The portion between the end of the slot and the edge of the radiation conductor is a position corresponding to the current antinode in the current path at the time of resonance, and therefore, the width of this current path is reduced.
  • the magnetic field concentrates and the inductance of the portion increases, and the capacitance of the portion decreases because the area decreases.
  • the resonance frequency is reduced.
  • the size of the microstrip antenna is further reduced. In particular, if the current path width is set to be 2 T or less, the reduction rate of the resonance frequency increases, and the effect of miniaturization increases.
  • ends 64a and 64b and 65a and 65b of the respective arms of the slot are rounded, current concentrates on a part of these ends.
  • the conductor loss does not increase. In other words, the current flow at the end becomes smooth, and the pattern becomes larger. Since the conductor loss can be reduced without causing the problem, the Q caused by this can be increased.
  • FIG. 7a and 7b schematically show the configuration of a microstrip antenna according to the present invention in still another embodiment
  • FIG. 7a is a perspective view thereof
  • FIG. FIG. 4 is a plan view showing the radiation conductor pattern.
  • 70 is a dielectric substrate
  • 71 is a ground plane conductor (ground electrode) formed on the entire surface of the dielectric substrate 70 excluding the power supply electrode
  • 72 is a front surface of the dielectric substrate 70.
  • the square or rectangular radiating conductor (patch electrode) formed in Fig. 7 shows a feed terminal.
  • the dielectric substrate 70 is formed of, for example, a high-frequency ceramic dielectric material having a relative dielectric constant of about ⁇ 90. Its thickness is set to one to four wavelengths or less at the operating frequency.
  • the ground plate conductor 71 and the radiation conductor 72 are formed on the back and front surfaces of the dielectric substrate 70 by patterning a metal conductor layer of copper, silver, or the like. Specifically, for example, a method of pattern printing a metal paste such as silver and baking it, forming a metal pattern layer, or etching a thin metal film by etching is used. Applied.
  • the power supply terminal 73 is located on a diagonal line of the radiating conductor 72 and at one corner of the radiating conductor 72. A part of 2 is formed in a triangular shape, and is electrically coupled to the radiation conductor 72 as an electrostatic coupling pattern.
  • the power supply terminal 73 is electrically connected to a power supply electrode (not shown) formed on the back surface of the dielectric substrate 70 via a power supply conductor 77 passing through a side surface of the dielectric substrate 70.
  • the power supply electrode is electrically insulated from the ground plane conductor 71 and is connected to a transmission / reception circuit or the like.
  • the power supply terminal 73 is formed as an electrostatic coupling pattern in which a part of the radiation conductor 72 is cut out, the structure is very simple, and only the manufacturing becomes easy. Instead, the connection to other circuits can be performed only on the surface, making mounting easy. Further, by providing the radiation conductor 72 as large as possible within the limited surface area of the dielectric substrate 70, the area efficiency can be increased and the radiation efficiency can be improved.
  • the radiating conductor 72 has a cross-shaped slot 76 composed of two arms 74 and 75 parallel to the mutually orthogonal sides 72a and 72, respectively. If the shape of the radiation conductor 72 is square, these arms 74 and 75 make an angle of ⁇ 45 ° with respect to the diagonal where the feed point exists.
  • the arms 74 and 75 have different lengths, and both ends 74a and 74b and 75a and 75b terminate in a circular arc shape. As described above, by making the lengths of the arms 74 and 75 different from each other, the antennas are obtained by shifting the resonance frequencies of the two orthogonal resonance modes to each other to obtain the multiple resonance characteristics. Operating band is widened.
  • the length of arm 74 or 75 must be The length is set to a value obtained by subtracting 4 T, which is four times the thickness T of the dielectric substrate 70, from the length of the side 72 a or 72 b of the radiation conductor. This is the distance between the tip of the arm 74 or 75 and the edge of the radiating conductor 72, assuming that the center of the arms 74 and 75 is located at the center of the radiating conductor 72. Is set to 2T or less, which is twice the value of the thickness T of the dielectric substrate 70. The portion between the end of the slot and the edge of the radiation conductor is a position corresponding to the current antinode in the current path at the time of resonance, and therefore, the width of this current path is reduced.
  • the magnetic field concentrates and the inductance of the portion increases, and the capacitance of the portion decreases because the area decreases.
  • the resonance frequency is reduced.
  • the dimensions of the microstrip antenna are further reduced. In particular, if the current path width is set to be 2 T or less, the reduction rate of the resonance frequency increases, and the effect of miniaturization increases.
  • two notches 78 and 79 are provided at the intersection of the slots 76 and on the diagonal where the feed terminal 73 of the radiation conductor 72 exists.
  • These cutouts 78 and 79 are used to adjust the impedance characteristics and frequency characteristics.
  • the cutouts 78 and 79 are orthogonal due to the degenerate separation. It is possible to correct the asymmetrical distortion of the current in the resonance mode. That is, by providing such a notch, the voltage standing wave ratio (VSWR) can be brought close to 1 to improve the radiation efficiency.
  • VSWR voltage standing wave ratio
  • these notches 78 and 79 are radiated. Since it is provided not at the outer edge of the conductor 72 but at the intersection of the slot 76, it is possible to provide the radiation conductor 72 as large as possible within the limited surface area of the dielectric substrate 70. By increasing the area effective rate, it is possible to further improve the radiation efficiency in that sense.
  • ends 74a and 74b and 75a and 75b of the respective arms of the slot are rounded, current concentrates on a part of these ends.
  • the conductor loss does not increase. That is, the current flow at the end becomes smooth, and the conductor loss can be reduced without increasing the size of the pattern, so that Q caused by this can be increased.
  • FIG. 8a and 8b schematically show the configuration of a microstrip antenna of the present invention in still another embodiment
  • FIG. 8a is a perspective view thereof
  • FIG. It is a top view which shows a radiation conductor pattern.
  • reference numeral 80 denotes a dielectric substrate
  • 81 denotes a ground plane conductor (ground electrode) formed on the entire surface of the dielectric substrate 80 excluding the power supply electrode
  • 82 denotes a front surface of the dielectric substrate 80.
  • the square or rectangular radiating conductor (patch electrode) formed on the substrate is shown, and reference numeral 83 is a feed terminal.
  • the thickness is set to 1 Z 4 wavelength or less at the working frequency.
  • the ground conductor 81 and the radiation conductor 82 are formed by patterning a metal conductor layer of copper, silver or the like on the back and front surfaces of the dielectric substrate 80, respectively. Specifically, for example, a method such as pattern printing and baking a metal paste such as silver, forming a metal pattern layer, or patterning a thin metal film by etching is applied. .
  • the power supply terminal 8 3 is formed by cutting a part of the radiation conductor 8 2 into a triangular shape at one corner of the diagonal line of the radiation conductor 8 2 and at one corner of the radiation conductor 8 2. It is formed in a shape, and is electrically coupled to the radiation conductor 82 as an electrostatic coupling pattern.
  • the power supply terminal 83 is electrically connected to a power supply electrode (not shown) formed on the back surface of the dielectric substrate 80 via a power supply conductor 87 passing through a side surface of the dielectric substrate 80. This power supply electrode is electrically insulated from the ground conductor 81 and is connected to a transmission / reception circuit or the like.
  • the power supply terminal 83 is formed as an electrostatic coupling pattern in which a part of the radiation conductor 82 is cut away, the structure is very simple, and only the manufacturing becomes easy. Instead, the connection to other circuits can be performed only on the surface, making mounting easy. Furthermore, by providing the largest possible radiation conductor 82 within the limited surface area of the dielectric substrate 80, the area efficiency can be increased and the radiation efficiency can be improved.
  • the radiating conductor 82 is formed with a cross-shaped slot 86 composed of two arms 84 and 85 that are parallel to the mutually orthogonal sides 82a and 82, respectively. If the shape of the radiating conductor 82 is square, these arms 84 and 85 are connected to the diagonal line where the feed point exists. This makes an angle of ⁇ 45 °.
  • the arms 84 and 85 have different lengths, and their ends 84a and 84b and 85a and 85b terminate in an arcuate round shape. As described above, by making the lengths of the arms 84 and 85 different from each other, the antennas are obtained by shifting the resonance frequencies of the two orthogonal resonance modes to each other to obtain the multiple resonance characteristics. Operating band is widened.
  • the length of the arm 84 or 85 is four times the thickness T of the dielectric substrate 80 from the length of the side 82 a or 82 b of the radiation conductor along this arm. Is set to a value equal to or less than 4 T that is This is the distance between the tip of arm 84 or 85 and the edge of radiating conductor 82, assuming that the center of arms 84 and 85 is located at the center of radiating conductor 82. Is set to 2T or less, which is twice the value of the thickness T of the dielectric substrate 80. The portion between the tip of the slot and the edge of the radiating conductor is a position corresponding to the current antinode in the current path at the time of resonance, and therefore, the width of this current path is reduced.
  • the magnetic field concentrates and the inductance of that part increases, and the capacitance of that part decreases because the area decreases.
  • the resonance frequency is reduced.
  • the size of the microstrip antenna is further reduced. In particular, if the current path width is set to be 2 T or less, the reduction rate of the resonance frequency increases, and the effect of miniaturization is enhanced.
  • two notches are provided at the intersection of the slots 86 and on the diagonal where the power supply terminal 83 of the radiation conductor 82 does not exist.
  • 88 and 89 are provided. These cutouts 88 and 89 are used to adjust the impedance characteristics and frequency characteristics.
  • the quadrature resonance occurs due to the degenerate separation. It is possible to correct the asymmetrical distortion of the mode current. That is, by providing such a notch, the voltage standing wave ratio (VSWR) can be made closer to 1 to improve the radiation efficiency.
  • VSWR voltage standing wave ratio
  • the notches 88 and 89 are provided not at the outer edges of the radiation conductors 82 but at the intersections of the slots 86, so that the dielectric substrate 80 is limited.
  • FIG. 9a and 9b schematically show the configuration of a microstrip antenna of the present invention in still another embodiment
  • FIG. 9a is a perspective view thereof
  • FIG. It is a top view showing a radiation conductor pattern.
  • 90 is a dielectric substrate
  • 91 is a dielectric substrate 9
  • 92 is a square or rectangular radiation conductor (patch electrode) formed on the surface of the dielectric substrate 90
  • 9 3 is Each power supply terminal is shown.
  • the ground conductor 91 and the radiation conductor 92 are formed by patterning a metal conductor layer of copper, silver, or the like on the back and front surfaces of the dielectric substrate 90, respectively. Specifically, for example, a method such as pattern printing and baking a metal paste such as silver, forming a metal pattern layer, or patterning a thin metal film by etching is applied. .
  • the power supply terminal 9 3 is formed by cutting a part of the radiation conductor 9 2 into a triangular shape at one corner of the diagonal line of the radiation conductor 9 2. It is formed in a shape, and is electrically coupled to the radiation conductor 92 as an electrostatic coupling pattern.
  • the power supply terminal 93 is electrically connected to a power supply electrode (not shown) formed on the back surface of the dielectric substrate 90 via a power supply conductor 97 passing through a side surface of the dielectric substrate 90.
  • the power supply electrode is electrically insulated from the ground conductor 91 and is connected to a transmission / reception circuit or the like.
  • the power supply terminal 93 is formed as an electrostatic coupling pattern in which a part of the radiation conductor 92 is notched, the structure is very simple, and the manufacturing becomes easy. Not only the surface but also other circuits The connection can be made, and the mounting becomes easy. Furthermore, by providing the radiation conductor 92 as large as possible within the limited surface area of the dielectric substrate 90, the area efficiency can be increased and the radiation efficiency can be improved.
  • the radiating conductor 92 has a cross-shaped slot 96 made up of two arms 94 and 95 that are parallel to the mutually orthogonal sides 92a and 92, respectively. If the shape of the radiation conductor 92 is a square, the arms 94 and 95 will make an angle of ⁇ 45 ° with respect to the diagonal line where the feed point exists.
  • the arms 94 and 95 have different lengths, and their ends 94a and 94b and 95a and 95b terminate in a circular arc shape.
  • the antennas are obtained by shifting the resonance frequencies of the two orthogonal resonance modes to each other to obtain a multi-resonance characteristic. Operating band is widened.
  • the length of the arm 94 or 95 is four times the thickness T of the dielectric substrate 90 from the length of the side 92 a or 92 b of the radiation conductor along this arm. Is set to a value equal to or less than 4 T that is This is the distance between the tip of the arm 94 or 95 and the edge of the radiating conductor 92, assuming that the center of the arms 94 and 95 is located at the center of the radiating conductor 92. Means 2T or less, which is twice the value of the thickness T of the dielectric substrate 90. The portion between the tip of the slot and the edge of the radiating conductor is a position corresponding to the current antinode in the current path at the time of resonance, and therefore, the width of this current path is reduced.
  • the magnetic field concentrates and the inductance of the part increases, and the capacitance of the part decreases because the area decreases.
  • the resonance frequency is lowered by making the low potential portion more inductive.
  • the size of the microstrip antenna is further reduced.
  • the current path width is set to be 2 T or less, the reduction rate of the resonance frequency increases, and the effect of miniaturization is enhanced.
  • two stubs 98 and 99 are provided at the intersection of the slots 96 and on the diagonal where the feed terminal 93 of the radiation conductor 92 exists.
  • These stubs 98 and 99 are used to adjust impedance characteristics and frequency characteristics.
  • the stubs 98 and 99 are orthogonally degenerated and separated. It is possible to correct asymmetrical distortion of the current in the resonance mode. That is, by providing such a stub, the voltage standing wave ratio (VSWR) can be brought close to 1 to improve the radiation efficiency.
  • VSWR voltage standing wave ratio
  • the stubs 98 and 99 are provided not at the outer edge of the radiation conductor 92 but at the intersection of the slots 96, the stubs 98 and 99 are limited to the dielectric substrate 90.
  • the effective area ratio is increased, and from that point of view, the radiation efficiency can be further improved.
  • FIG. 10a and 10b schematically show the configuration of a microstrip antenna of the present invention in still another embodiment.
  • FIG. 10a is a perspective view thereof
  • FIG. b is a plan view showing the radiation conductor pattern.
  • 100 is a dielectric substrate
  • 101 is a ground plane conductor (grounding electrode) formed on the entire surface of the dielectric substrate 100 except for the feed electrode on the back surface
  • 102 is a dielectric substrate.
  • the ground plane conductor 101 and the radiation conductor 102 are formed on the back and front surfaces of the dielectric substrate 100 by patterning a metal conductor layer of copper, silver, or the like. Specifically, for example, a metal paste such as silver is printed and baked, a metal pattern layer is formed, or a thin metal film is patterned by etching. The method is applied.
  • the power supply terminal 103 is provided on a diagonal line of the radiation conductor 102 and at one corner of the radiation conductor 102, a part of the radiation conductor 102 is formed in a triangular shape. It is formed in a notched shape and is electrically coupled to the radiation conductor 102 as an electrostatic coupling pattern. You.
  • the power supply terminal 103 is electrically connected to a power supply electrode (not shown) formed on the back surface of the dielectric substrate 100 via a power supply conductor 107 passing through a side surface of the dielectric substrate 100. Have been.
  • the power supply electrode is electrically insulated from the ground conductor 101 and is connected to a transmission / reception circuit or the like.
  • the power supply terminal 103 is formed as an electrostatic coupling pattern in which a part of the radiation conductor 102 is cut out, the structure is very simple, and the manufacturing is easy. In addition to this, mounting to other circuits can be performed only on the surface, making mounting easy. Furthermore, by providing the radiation conductor 102 as large as possible within the limited surface area of the dielectric substrate 100, the area efficiency can be increased and the radiation efficiency can be improved.
  • the radiating conductor 102 has a cross-shaped slot 106 composed of two arms 104 and 105 parallel to the mutually orthogonal sides 102a and 102b, respectively. Is formed. If the shape of the radiation conductor 102 is square, these arms 104 and 105 make an angle of ⁇ 45 ° with respect to the diagonal line where the feed point exists.
  • the arms 104 and 105 have different lengths, and their ends 104a and 104b and 105a and 105b have a circular arc shape. Terminated. In this way, by making the lengths of the arms 104 and 105 different from each other, the resonance frequencies of the two orthogonal resonance modes are shifted from each other to obtain a multiple resonance characteristic.
  • the operating band of the antenna expands.
  • the length of the arm 104 or 105 is determined by the length of the side 102 a or 102 b of the radiating conductor along this arm. It is set to a value greater than the value obtained by subtracting 4 T, which is four times the thickness T of 0. This means that if the center point of arms 104 and 105 is located at the center point of radiating conductor 102, then the tip of arm 104 or 105 and the edge of radiating conductor 102 This means that the distance from the end is set to 2 T or less, which is twice the thickness T of the dielectric substrate 100.
  • the portion between the tip of this slot and the edge of the radiation conductor is a position corresponding to the current antinode in the current path at the time of resonance, and therefore, by reducing the width of this current path
  • the magnetic field concentrates, increasing the inductance of that part, and the area becomes smaller, so the capacitance of that part decreases.
  • the resonance frequency is reduced.
  • the dimensions of the microstrip antenna are further reduced.
  • the current path width is set to be 2 T or less, the rate of decrease in the resonance frequency increases, and the effect of miniaturization increases.
  • two stubs 108 and 109 are provided on the diagonal where the feeder terminal 103 of the radiation conductor 102 does not exist at the intersection of the slots 106. Have been. These stubs 108 and 109 are used to adjust impedance characteristics and frequency characteristics. Especially, when the radiation conductor 100 is cut out to form the power supply terminal 103, the stubs 108 and 109 are formed.
  • the current in quadrature resonance mode can be asymmetrically distorted due to degenerate separation. That is, by providing such a stub, the voltage standing wave ratio (VSWR) can be brought close to 1 to improve radiation efficiency.
  • VSWR voltage standing wave ratio
  • the stubs 108 and 109 are provided not at the outer edge of the radiation conductor 102 but at the intersection of the slots 106. Therefore, by providing the largest possible radiation conductor 102 within the limited surface area of the dielectric substrate 100, the area effective rate is increased, and in that sense, the radiation efficiency is further improved.
  • the ends 104a and 104b of each arm of the slot and 105a and 105b are rounded, The current does not concentrate on a part of the end, and the conductor loss does not increase. That is, the flow of current at the end becomes smooth and the conductor loss can be reduced without increasing the size of the pattern, so that the Q caused by this can be increased.
  • FIGS. 11a and 1 lb schematically show the configuration of a microstrip antenna of the present invention in still another embodiment
  • FIG. 11a is a perspective view thereof
  • FIG. FIG. 3 is a plan view showing a radiation conductor pattern.
  • 110 is a dielectric substrate
  • 111 is a ground plane conductor (grounding electrode) formed on the entire surface of the dielectric substrate 110 except for the power supply electrode on the rear surface
  • 112 is a dielectric substrate.
  • Square or rectangular radiating conductors (patch electrodes) formed on the surface of the substrate 110 and 113 represent feed terminals, respectively.
  • the thickness is set to one to four wavelengths or less at the operating frequency.
  • the ground conductor 1 1 1 and the radiating conductor 1 1 2 are located on the back of the dielectric substrate 1 10.
  • a metal conductor layer of copper, silver or the like is patterned on the surface and the surface, respectively. Specifically, for example, a method such as pattern printing and baking a metal paste of silver or the like, forming a metal pattern layer by plating, or patterning a thin metal film by etching, etc. Is applied.
  • the power supply terminal 113 is provided on a diagonal line of the radiation conductor 112 and at one corner of the radiation conductor 112, a part of the radiation conductor 111 is formed in a triangular shape. It is formed in a notched shape and is electrically coupled to the radiation conductors 112 as an electrostatic coupling pattern.
  • the power supply terminal 113 is electrically connected to a power supply electrode (not shown) formed on the back surface of the dielectric substrate 110 through a power supply conductor 117 passing through the side surface of the dielectric substrate 110. Have been.
  • the power supply electrode is electrically insulated from the ground conductor 111 so as to be connected to a transmission / reception circuit or the like.
  • the power supply terminals 113 are formed as an electrostatic coupling pattern in which a part of the radiation conductor 112 is cut out, the structure is very simple, and only the manufacturing becomes easy. Instead, connection to other circuits can be performed only on the surface, making mounting easy. Further, by providing the largest possible radiation conductor 112 within the limited surface area of the dielectric substrate 110, the area effective rate can be increased and radiation efficiency can be improved.
  • the radiating conductor 1 12 has a cross-shaped slot 1 16 consisting of two arms 1 1 4 and 1 1 5 parallel to its mutually orthogonal sides 1 1 2 a and 1 1 2 b, respectively. Is formed. If the shape of the radiating conductor 1 1 2 is square, these arms 1 1 4 and 1 1 5 It forms an angle of ⁇ 45 ° with respect to the diagonal line where The arms 114 and 115 have different lengths, and their ends 114a and 114b and 115a and 115b have a circular arc shape. Terminated. In particular, in the present embodiment, the diameters of the arcs of these ends 114a and 114b and 115a and 115b are set to be larger than the widths of the arms 114 and 115. . By making the lengths of the arms 114 and 115 different from each other, the resonance frequencies of the two orthogonal resonance modes are shifted from each other to obtain a multi-resonance characteristic, whereby the operating band of the antenna is obtained. Spreads.
  • the length of the arm 114 or 115 is determined by the length of the radiation conductor side 112a or 112b along this arm and the thickness T of the dielectric substrate 110. It is set to a value equal to or greater than the value obtained by subtracting 4 T, which is four times the value of. This means that, assuming that the center point of arms 114 and 115 is located at the center point of radiation conductor 112, the tip of arm 114 or 115 and the edge of radiation conductor 112 This means that the distance from the end is set to 2 T or less, which is twice the thickness T of the dielectric substrate 110.
  • the portion between the tip of this slot and the edge of the radiation conductor is a position corresponding to the current antinode in the current path at the time of resonance, and therefore, by reducing the width of this current path
  • the magnetic field concentrates, increasing the inductance in that part, and the area becomes smaller, so that the capacitance in that part decreases.
  • the resonance frequency is reduced.
  • the size of the microtrip antenna is further reduced.
  • the current path width is set to be 2 T or less, the rate of decrease in the resonance frequency increases, and the effect of miniaturization increases.
  • ends 114a and 114b and 115a and 115b of each slot of the slot have a large rounded shape, a part of these ends is used.
  • the current does not concentrate on the conductor and the conductor loss does not increase. In other words, the current flow at the end becomes smoother, and the conductor loss can be reduced without increasing the size of the pattern, so that Q caused by this can be increased.
  • FIGS. 12a and 12b schematically show the configuration of a microstrip antenna of the present invention in still another embodiment, and FIG. 12a is a perspective view thereof, and FIG. 2b is a plan view showing the radiation conductor pattern.
  • 120 is a dielectric substrate
  • 121 is a ground plane conductor (grounding electrode) formed on the entire surface of the dielectric substrate 120 except for the power supply electrode on the rear surface
  • 122 is a dielectric substrate.
  • Square or rectangular radiation conductors (patch electrodes) formed on the surface of the substrate 120, 123a and 123b indicate two mutually independent power supply terminals, respectively.
  • the thickness is set to 1 Z 4 wavelength or less at the operating frequency.
  • the ground conductors 122 and the radiation conductors 122 are formed on the back and front surfaces of the dielectric substrate 120 by patterning a metal conductor layer of copper, silver, or the like. Specifically, for example, a metal paste of silver or the like is printed and printed, or a metal pattern layer is formed. Or a method of patterning a thin metal film by etching.
  • the feeding terminals 1 2 3 a and 1 2 3 b are formed on diagonal lines of the radiating conductor 1 22 and at point-symmetric positions with respect to the center point of the radiating conductor 1 2 2, respectively. In addition, it is electrically connected to the radiation conductors 122.
  • a power supply line (not shown) is connected to each of the power supply terminals 1 2 3a and 1 2 3b. It is made to be done. Of course, these power supply lines and the ground plane conductors 121 are electrically insulated from each other.
  • the two power supply terminals 12 3 a and 12 3 b are formed at point-symmetric positions with respect to the center point of the radiation conductor 122, these are connected to, for example, a differential amplifier. It is possible to directly supply a signal having a phase difference of 180 ° by directly connecting to the active circuit such as the radiating conductor. , And a cross-shaped slot 126 composed of two arms 122 and 125 parallel to each other is formed. If the shape of the radiating conductor 122 is square, these arms 124 and 125 will make an angle of ⁇ 45 ° with respect to the diagonal where the feed point exists.
  • the arms 124 and 125 have different lengths, and both ends 124a and 124b and 125a and 125b have a circular arc shape. Terminated. In this way, by making the lengths of the arms 124 and 125 different from each other, the resonance frequencies of the two orthogonal resonance modes are shifted from each other to obtain a multiple resonance characteristic.
  • the operating band of the antenna expands.
  • the length of the arm 124 or 125 is determined by the length of the side 122 a or 122 b of the radiating conductor along this arm and the thickness T of the dielectric substrate 120. It is set to a value equal to or greater than the value obtained by subtracting 4 T, which is four times the value of.
  • the resonance frequency is reduced.
  • the size of the microstrip antenna is further reduced.
  • the current path width is set to be 2 T or less, the rate of decrease in the resonance frequency increases, and the effect of miniaturization increases.
  • ends 124a and 124b of the slot and the ends 125a and 125b are rounded, a part of these ends Current does not concentrate and conductor loss does not increase. That is, the flow of current at the end becomes smooth and the conductor loss can be reduced without increasing the size of the pattern, so that the Q caused by this can be increased.
  • the shape of the power supply terminal by the electrostatic coupling pattern is shown in Fig. 5a and 5b to 11a and 11b as in the embodiment shown in FIGS. 11A and 11B, the shape is not limited to a triangular shape or a rectangular shape. Any shape may be used as long as the shape is appropriate.
  • notch and stub shapes are not limited to triangular or rectangular shapes as in the embodiment of FIGS. 7a and 7b to FIGS. 10a and 10b, but rather. You may.
  • At least one of the cross-shaped slots composed of two arms parallel to the mutually orthogonal sides of the radiating conductor has a length corresponding to that of the radiating conductor. It is set to be equal to or more than the value obtained by subtracting the value of four times the thickness of the dielectric substrate from the length of the side in the direction. That is, assuming that the center point of each arm is located at the center point of the radiating conductor, the distance between the tip of at least one arm and the edge of the radiating conductor is the thickness of the dielectric substrate. It is set to be less than twice the value of.
  • the portion between the tip of the slot and the edge of the radiation conductor is a position that becomes a current antinode of a current flow path at the time of resonance. Therefore, by narrowing this portion, the magnetic field concentrates and the inductance of that portion increases, and the area becomes small, so that the capacitance of that portion decreases. As described above, by making the portion having a lower potential more inductive, the resonance frequency is reduced, and as a result, the size of the microstrip antenna is further reduced in size.
  • the distance between at least one end of the slot and the edge of the radiation conductor in other words, the path width of the current antinode of the current path at the time of resonance is determined by the dielectric substrate. Since the thickness is set to be equal to or less than twice the thickness of the antenna, the reduction of the resonance frequency is large, and as a result, the antenna can be further downsized.

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Description

明 細 書 マイ ク ロス ト リ ッ プアンテナ 技術分野
本発明は、 例えば、 携帯電話機や移動端末等の内蔵アンテナと して用い られるマイ ク ロス ト リ ップアンテナに関する。 背景技術
携帯電話機や G P S等の移動端末に内蔵されるマイ ク ロス ト リ ッ プアンテナと して、 代表的なものが λ ノ 2 パッチアンテナであ る。 ただし、 λ は使用周波数における波長を表している。
このアンテナは、 一辺の長さが約 λ Ζ 2 の矩形又は円形の放射 導体 （パッチ導体） を一方の面に有し、 他方の面に地板導体が設 けられた誘電体基板から主と して構成されている。
近年、 このような携帯電話機や移動端末はよ り小型化する こ と が要求されてお り 、 それに伴って内蔵アンテナのさ らなる小型化 が求め られている。 このような約 λ / 2 のパッチ導体寸法を有す るパッチアンテナを物理的に小型化する一般的な方法は、 誘電率 の高い誘電体基板を使用する こ とである。
しかしながら、 高周波に適した低温度係数を有する誘電体材料 の比誘電率は、 ε r = 1 1 0 程度が限界で り 、 誘電体材料の高 誘電率化によるアンテナの小型化には限度がある。 また、 誘電体 材料は、 高誘電率化する と高価となるので、 マイ ク ロス ト リ ッ プ アンテナの製造コス ト も高く なつてしまう。 誘電体材料を高誘電率化する ことは別にマイ ク ロス ト リ ッ プア ンテナの小型化を図ろ う とする公知技術と して、 特開平 5 — 1 5 2 8 3 0号公報 （特許公報第 2 8 2 6 2 2 4号） には、 縮退分離 素子によって互いに直交しかつ位相の異なる 2 つの共振モ一 ドを 形成し、 その共振モー ドの方向に対して ± 4 5 度で直交する直線 方向に給電点を設ける と共にその直線方向の放射導体両端に切 り 込みを設ける こ とが開示されている。 このような切り込みを設け る こ とによ り 、 2 つの共振モー ドの電気長を等価的に長く し、 共 振周波数を下げる こ とができるのでアンテナ素子の小型化がある 程度図れる。
また、 マイ ク ロス ト リ ッ プアンテナに関する公知技術と して、 特開平 6 — 2 7 6 0 1 5 号公報には、 放射導体に形成される縮退 分離素子と して、 長さが互いに異なる交差する 2 つのス ロ ッ ト を 形成し、 さ らに放射導体のイ ンダク夕ンス成分を調整するために 放射導体の周縁部に切り欠き又はスタブを設ける こ とが開示され ている。
マイ ク ロス ト リ ッ プアンテナに関するさ らなる公知技術と して 特開平 9 一 3 2 6 6 2 8号公報には、 正方形の放射板に、 その 2 つの対角線にそれぞれ対称軸が一致するよう に 2 つの腕の長さが 互いに異なる十字形の切り 欠きを設ける こ とによって、 経路長の 異なる 2 つのモー ドを発生させ 2共振特性を得る こ とが開示され ている。
しかしながら、 特開平 5 — 1 5 2 8 3 0 号公報 （特許公報第 2 8 2 6 2 2 4号） に記載された公知技術による と、 放射導体の給 電点と一致した方向の両端のみに切り込みが設けられてお り共振 時に流れる電流の電流腹に相当する放射導体の中心部については 電流経路幅の変化がない構造であるため、 共振周波数の大幅な低 減効果を期待する こ とはできない。 さ らに、 共振時の電圧腹に相 当する放射導体両端部では切り込みを入れる こ とで対地キャパシ 夕 ンスが逆に減少してしま う ので、 その意味でも共振周波数の大 幅な低減効果は期待できない。 従って、 マイ ク ロス ト リ ッ プアン テナの大幅な小型化は難しい。
また、 特開平 6 — 2 7 6 0 1 5号公報には、 縮退分離素子と し て長さが互いに異なる交差する 2 つのスロ ッ 卜を形成する こ とが 記載されているものの、 アンテナ素子の小型化を図るための技術 に関しては何等開示されていない。 さ らに、 放射導体の周縁部に 切り欠き又はスタブを設けているため、 放射効率を高めるべく 誘 電体基板の限られた表面積を有効に利用する こ とができない。
特開平 9 - 3 2 6 6 2 8 号公報には、 放射板の対角線に対称軸 がー致するよう に 2 つの腕の長さが互いに異なる十字形の切 り 欠 きを設ける こ とによ り 2 共振特性を得る こ とが記載されている も のの、 アンテナ素子の小型化を図るための技術に関しては何等開 示されていない。 また、 給電点の位置が辺の中央を通る垂直な線 上となるため、 アンテナ素子が小型化されてその端子間隔が狭く なる と実装が非常に難しく なる。 発明の開示
従って本発明の目的は、 よ り一層の小型化を図る こ とのできる マイ ク ロス ト リ ッ プアンテナを提供する こ とにある。
本発明の他の目的は、 誘電体基板の限られた表面積を有効に使 用 して放射効率の向上を図る こ とのできるマイ ク ロス ト リ ッ プア ンテナを提供する こ とにある。
本発明のさ らに他の目的は、 実装が容易な位置に給電点が存在 するマイ ク ロス ト リ ップアンテナを提供する こ とにある。
本発明のマイ ク ロス ト リ ッ プアンテナは、 矩形形状の誘電体基 板と、 この誘電体基板の一方の面上に形成された地板導体と、 こ の誘電体基板の他方の面上に形成された矩形形状の放射導体と、 放射導体に設けられてお り 、 放射導体の互いに直交する辺に沿つ てそれぞれ伸長しかつ長さが互いに異なる 2 つのアームを有する 十字形状のスロ ッ 卜 と、 放射導体の対角線又はその延長線上であ り放射導体の中心点とは異なる少なく とも 1 点に設けられた給電 点とを備えている。 特に、 本発明では、 スロ ッ トの少なく と も一 方のアームの長さが、 このアームに沿った放射導体の辺の長さか ら この誘電体基板の厚さの 4倍の値を差し引いた値以上である。
このよう に、 本発明では、 放射導体の互いに直交する辺にそれ ぞれ平行な 2 つのアームからなる十字形状のスロ ッ 卜の少なく と もその一方のアームの長さが、 放射導体のその方向の辺の長さか ら誘電体基板の厚さの 4倍の値を差し引いた値以上となるよう に 設定されている。 即ち、 各アームの中心点が放射導体の中心点に 位置している とすれば、 スロ ッ 卜の少なく とも一方のアームの先 端と放射導体の縁端との距離が誘電体基板の厚さの 2 倍の値以下 となるよ う に設定されている。 このスロ ッ トの先端と放射導体の 縁端との間の部分は、 共振時に電流の流れる経路の電流腹となる 位置である。 従って、 この部分を狭くする こ とによって磁界が集 中 しその部分のイ ンダクタ ンスが増大し、 また、 面積が小さ く な るのでその部分のキャパシタ ンスが低下する。 このよう に、 電位 の低い部分をよ りイ ンダクティ ブとする こ とによ り、 共振周波数 が低下する。 その結果、 マイ ク ロス ト リ ッ プアンテナの寸法がよ り小型化される。
特に、 本発明では、 スロ ッ トの少なく とも一方のアームの先端 と放射導体の縁端との距離、 換言すれば、 共振時の電流経路の電 流腹となる位置の経路幅が誘電体基板の厚さの 2倍の値以下とな るよう に設定されているので、 共振周波数の低下が大きく 、 その 結果、 アンテナのよ り一層の小型化を図る こ とができる。
また、 給電点が放射導体の中心点を除く その対角線又はその延 長線上に位置してお り 、 この放射導体の隅の方に位置しているた め、 給電のための配線や実装が容易となる。
スロ ッ 卜のいずれのアームの長さ も、 それぞれのアームに沿つ た放射導体の辺の長さから誘電体基板の厚さの 4倍の値を差し引 いた値以上である こ とがよ り好ましい。
ス ロ ッ トの端部が丸みを帯びた形状'である こ とが好ま しい。 端 部に丸みを持たせる こ とによ り 、 端部の一部に電流が集中 して導 体損失が大きく なる こ とがない。 即ち、 その端部における電流の 流れがスムーズとな り 、 パターンの大型化を招く こ となく 、 導体 損失を低減できるから これに起因する Qを高める こ とができる。
スロ ッ 卜の交差部に少なく とも 1 つの切り欠き部又はスタブを 設ける こ とが好ま しい。 イ ンピーダンス特性、 周波数特性を調整 するための切り欠き部又はスタブをスロ ッ トに設ける こ とによ り 誘電体基板の限られた表面積内にできるだけ大きな放射導体を設 ける こ とによ りその面積有効率を高めて放射効率の向上を図る こ とができる。 この場合、 その少なく とも 1 つの切り欠き部又はス 夕ブが放射導体の対角線上に設けられている こ とが本発明の一実 施態様である。
放射導体の形状が正方形であ り 、 ス ロ ッ トのアームが給電点の 存在する対角線に対して ± 4 5 ° の角度をなしている こ とも好ま しい。
放射導体と給電点とを結合するべく 放射導体の一部を切り欠い て構成した静電結合パターンをさ らに備えている こ とも好ま しい 放射導体の一部を切り欠いて静電結合パターンを形成し、 給電点 を設けているので、 放射導体の利用効率をよ り 向上する こ とがで さる。
誘電体基板の厚さが、 使用周波数における 1 ノ 4波長以下であ る こ とも好ま しい。
誘電体基板の辺の長さが、 誘電体基板のこの辺に沿った放射導 体の辺の長さ に誘電体基板の厚さを加えた長さ以下である こ と も 好ましい。 一般に、 放射導体の縁端から離れれば離れるほどサイ ドフ リ ンジング電界は弱く な り、 誘電体基板の厚さの 1 Z 2 離れ た位置では約 1 Z 2 の減少する とされている。 誘電体基板の表面 積を有効に使用するには、 誘電体基板の縁端まで放射導体を形成 すればよいが、 その場合、 サイ ドフ リ ンジング電界のほとんどが 基板の外部へ漏失されてしまうため、 端容量効果及び誘電体基板 表面の有効利用の両方の兼ね合いから誘電体基板の縁端と放射導 体の縁端との距離が誘電体基板の厚さの 1 2以下となるよう に 設定している。
給電点が放射導体の中心点に関して点対称の 2 点に設けられて いる こ とが好ま しい。 これによ り、 アンテナの給電点を例えば差 動アンプ等のアクティ ブ回路に直接接続し、 1 8 0 ° の位相差を 有する信号を直接的に給電する ことが可能となる。
本発明の他の目的及び効果は、 添付図面で説明される本発明の 好ま しい実施態様に関する以下の記載から明らかとなるであろ う 図面の簡単な説明
図 1 a は本発明のマイ ク ロス ト リ ップアンテナの一実施形態に おける構成を概略的に示す斜視図である。
図 1 b は図 1 a のマイ ク ロス ト リ ップアンテナの放射導体パ夕 ーンを示す平面図である。
図 2 は表 1 の実験結果を用いて表した電流経路幅に対する小型 化の割合を示す実験特性図である。
図 3 は図 1 a及び 1 b の実施形態におけるマイ ク ロス ト リ ッ プ アンテナの一例における周波数特性を実際に測定した特性図であ る。
図 4 a は本発明のマイ ク ロス ト リ ップアンテナの他の実施形態 における構成を概略的に示す斜視図である。
図 4 b は図 4 a のマイ ク ロス ト リ ッ プアンテナの放射導体パ夕 ーンを示す平面図である。
図 5 a は本発明のマイ ク ロス ト リ ッ プアンテナのさ らに他の実 施形態における構成を概略的に示す斜視図である。
図 5 b は図 5 a のマイ ク ロス ト リ ップアンテナの放射導体パタ ーンを示す平面図である。
図 6 a は本発明のマイ ク ロス ト リ ッ プアンテナのまたさ らに他 の実施形態における構成を概略的に示す斜視図である。 図 6 b は図 6 a のマイ ク ロス ト リ ッ プアンテナの放射導体パ夕 ーンを示す平面図である。
図 7 a は本発明のマイ ク ロス ト リ ッ プアンテナのまたまたさ ら に他の実施形態における構成を概略的に示す斜視図である。
図 7 b は図 7 a のマイ ク ロス ト リ ッ プアンテナの放射導体パ夕 —ンを示す平面図である。
図 8 a は本発明のマイ ク ロス ト リ ッ プアンテナのまたさ らに他 の実施形態における構成を概略的に示す斜視図である。
図 8 b は図 8 a のマイ ク ロス ト リ ッ プアンテナの放射導体パ夕 ーンを示す平面図である。
図 9 a は本発明のマイ ク ロス ト リ ップアンテナのさ らに他の実 施形態における構成を概略的に示す斜視図である。
図 9 b は図 9 a のマイ ク ロス ト リ ップアンテナの放射導体パタ ーンを示す平面図である。
図 1 0 a は本発明のマイ ク ロス ト リ ッ プアンテナのまたさ ら に 他の実施形態における構成を概略的に示す斜視図である。
図 1 0 b は図 1 0 a のマイ ク ロス ト リ ッ プアンテナの放射導体 パターンを示す平面図である。
図 1 1 a は本発明のマイ ク ロス ト リ ッ プアンテナのまたまたさ らに他の実施形態における構成を概略的に示す斜視図である。 図 1 1 b は図 1 1 a のマイ ク ロス ト リ ッ プアンテナの放射導体 パターンを示す平面図である。
図 1 2 a は本発明のマイ ク ロス ト リ ップアンテナのまたさ らに 他の実施形態における構成を概略的に示す斜視図である。 図 1 2 b は図 1 2 a のマイ ク ロス ト リ ップアンテナの放射導体 パターンを示す平面図である。 発明を実施するための最良の形態
図 1 a及び 1 b は本発明のマイ ク ロス ト リ ップアンテナの一実 施形態における構成を概略的に示してお り 、 図 1 a はその斜視図 同図 1 b はその放射導体パターンを示す平面図である。
これらの図において、 1 0 は正方形又は矩形形状の誘電体基板 1 1 は誘電体基板 1 0 の裏面の全面に形成された地板導体 （接地 電極）、 1 2 は誘電体基板 1 0 の表面に形成された正方形又は矩 形形状の放射導体 （パッチ電極）、 1 3 は給電端子をそれぞれ示 している。
誘電体基板 1 0 は、 例えば比誘電率が ε r = 9 0程度の高周波 用セラ ミ ッ ク誘電体材料で形成されている。 その厚さは、 使用周 波数における 1 Z 4波長以下に設定されている。
地板導体 1 1 及び放射導体 1 2 は、 誘電体基板 1 0 の裏面及び 表面に、 銅、 銀等の金属導体層をパターニングしてそれぞれ形成 されている。 具体的には、 例えば銀等の金属ペース ト をパターン 印刷して焼き付けるか、 金属パターン層をめつ きで形成するか、 又は薄い金属膜をエッチングによ りパターニングする等の方法が 適用される。
給電端子 1 3 は、 放射導体 1 2 の対角線上であって放射導体 1 2 の中心点とは異なる 1 点に設けられてお り、 この放射導体 1 2 に電気的に接続されている。 この給電端子 1 3 には図示しない給 電線が接続されてお り 、 この給電線は誘電体基板 1 0 を貫通して その下面に導かれて送受信回路等に接続されるよ う になされてい る。 もちろん、 この給電線と地板導体 1 1 とは、 互いに電気的に 絶縁されている。
放射導体 1 2 の中央部には、 その互いに直交する辺 1 2 a及び 1 2 b にそれぞれ平行な 2 つのアーム 1 4及び 1 5 からなる十字 形状のスロ ッ ト 1 6 が形成されている。 放射導体 1 2 の形状が正 方形であれば、 これらアーム 1 4及び 1 5 は、 給電点の存在する 対角線に対して ± 4 5 ° の角度をなすこ ととなる。
これらアーム 1 4及び 1 5 はその長さが互いに異なってお り 、 それらの両端 1 4 a及び 1 4 b並びに 1 5 a及び 1 5 b は、 円弧 状の丸い形状で終端している。 本実施形態においては、 アーム 1 4及び 1 5 の長さをそれぞれ L 1 4及び L 1 5とする と、 L 1 5 < L 1 4 となるよう に設定されている。 このよう に、 アーム 1 4 及 び 1 5 の長さを互いに異ならせるこ とによ り 、 2 つの直交する共 振モー ドの共振周波数を互いにずら して複共振特性を得る こ とに よ り ァンテナの動作帯域が広がる。
さ ら に、 放射導体 1 2 の辺 1 2 a及び 1 2 b の長さをそれぞれ L 1 2 a及び L 1 2 bと し、 誘電体基板 1 0 の厚さ を T とする と、 アーム 1 4及び 1 5 の長さ L 1 4及び L 1 5は、 L 1 5 < L 1 4≤ L 1 2 3 — 4 丁又は 1^ 1 5 ≤ 1^ 1 2 13 — 4 丁に設定されてぃる。 即ち、 アーム 1 4又は 1 5 の長さ L i 4又は L i 5は、 このアームに沿つ た放射導体の辺 1 2 a又は 1 2 bの長さ L 1 2 a又は L 1 2 bから 誘電体基板 1 0 の厚さ Tの 4倍の値である 4 Tを差し引いた値以 上に設定されている。
これは、 アーム 1 4及び 1 5 の中心点が放射導体 1 2 の中心点 に位置している とすれば、 アーム 1 4又は 1 5 の先端と放射導体 1 2 の縁端との距離を、 誘電体基板 1 0 の厚さ Tの 2 倍の値であ る 2 T以下とする こ とを意味している。 このスロ ッ 卜の先端と放 射導体の縁端との間の部分は、 共振時の電流経路における電流腹 に相当する位置であ り 、 従って、 この電流経路の幅を狭く する こ とによって磁界が集中 しその部分のィ ンダク夕 ンスが増大し、 ま た、 面積が小さ く なるのでその部分のキャパシタ ンスが低下する このよう に、 電位の低い部分をよ りイ ンダクティ ブとする こ とに よ り 、 共振周波数が低下する。 その結果、 マイ ク ロス ト リ ツ プア ンテナの寸法がよ り小型化される。 特に、 電流経路幅を 2 T以下 となるよ う に設定すれば、 共振周波数の低下する割合が大きく な るので、 小型化の効果が高く なる。
表 1 は、 6 X 6 X l m mの誘電体基板上の全面に放射導体を設 けた場合において、 電流経路幅 （ W ) に対する共振周波数 （ f Q ) の関係を実験的に求めた結果である。
Figure imgf000013_0001
図 2 は、 表 1 の実験結果を用いて表した電流経路幅に対する小 型化の割合を示す実験特性図であ り 、 横軸が電流経路幅 Z誘電体 基板の厚さ （WZ T、 T = l mm)、 縦軸が共振周波数 f 。の低 下率をそれぞれ表している。
同図から明らかのよ う に、 W / Tが 2 以下となる と、 共振周波 数 f 。が急激に低下し始める。 従って、 スロ ッ トのアーム 1 4又 は 1 5 の先端と放射導体 1 2 の縁端との距離 （電流経路幅 W) を 誘電体基板 1 0 の厚さ Tの 2 倍の値である 2 T以下とする と、 換 言すれば、 アーム 1 4又は 1 5 の長さをこのアームに沿った放射 導体 1 2 の辺の長さか ら誘電体基板 1 0 の厚さ Tの 4倍の値であ る 4 Tを差し引いた値以上とする と、 アンテナの小型化に非常に 有利となる。
本実施形態では、 給電点 1 3 が放射導体 1 2 の隅の方に位置し ているため、 アンテナが小型化されてその端子間隔が狭く なつた 場合にも実装が容易となる。
さ ら に、 スロ ッ 卜の各アームの端部 1 4 a及び 1 4 b並びに 1 5 a及び 1 5 bが丸みを帯びた形状であるため、 これら端部の一 部に電流が集中して導体損失が大きく なる こ とがない。 即ち、 そ の端部における電流の流れがスムーズとなり 、 パターンの大型化 を招く こ となく 、 導体損失を低減できるから これに起因する Qを 高める こ とができる。
本実施形態のごときチップアンテナでは、 誘電体基板 1 0 の辺 1 0 a及び 1 0 13 の長さ し 1 。 ；1及びし 1。 13が、 誘電体基板 1 0 のそれら辺 1 0 a及び 1 0 b にそれぞれ沿った放射導体 1 2 の辺 1 2 a及び 1 2 b の長さ L 1 2 a及び L 1 2 bに こ の誘電体基板 1 0 の厚さ Tを加えた長さ以下に設定されている。 即ち、 L 1 Q a ≤ L 1 ?. a + T又は L 1 C) b≤ L 1 2 b + Tに設定されている。 一般に、 放射導体 1 2 の縁端から離れれば離れるほどサイ ド フ リ ンジング電界は弱く な り 、 その縁端から T / 2離れた位置では サイ ドフ リ ンジング電界が約 1 ノ 2 の減少する とされている。 誘 電体基板 1 0 の表面積を有効に使用するには、 誘電体基板 1 0 の 縁端まで放射導体 1 2 を形成すればよいが、 その場合、 サイ ドフ リ ンジング電界のほとんどが誘電体基板 1 0 の外部へ漏失されて しまう。 そこで、 端容量効果及び誘電体基板表面の有効利用の両 方の兼ね合いから誘電体基板 1 0 の縁端と放射導体 1 2 の縁端と の距離が誘電体基板 1 0 の厚さ Tの 1 Z 2 以下となるよう に設定 してレ るのである。
本実施形態のマイ ク ロス ト リ ップアンテナの具体的な一例と し て、 比誘電率が ε r = 9 0 の誘電体材料を 6 X 6 X l m mの大き さ に成形した誘電体基板 1 0 と し、 その裏面全面に地板導体 1 1 を、 表面に放射導体 1 2 をそれぞれ厚膜で形成した。 放射導体 1 2 の寸法は、 L 1 2 a X L 1 2 h = 5 . 4 X 5 . 4 mmであ り 、 その 中央に十字型のス ロ ッ ト 1 6 を設けた。 ス ロ ッ ト 1 6 のアーム 1 4及び 1 5 の幅は、 0 . 7 7 l mmであ り 、 これは放射導体 1 2 の辺の長さの 1 / 7 に相当 している。 アーム 1 4 の長さは L 1 4 = 4 . 6 2 8 mmであ り 、 アーム 1 4 の長さは L 1 5 = 4. 4 2 8 mmである。 各アームの端部は、 曲率半径 R = 0 . 3 8 5 5 m mの円弧をなしている。
図 3 はこのマイ ク ロス ト リ ッ プアンテナの周波数特性を実際に 測定した特性図であ り 、 横軸は共振周波数 （ G H z )、 縦軸は反 射損失 （ d B ) をそれぞれ表している。 このよう に、 2 つの直交 する共振モー ドの共振周波数が互いにずれて複共振特性が得られ てお り 、 アンテナの広帯域化が図られている。
図 4 a及び 4 b は本発明のマイ ク ロス ト リ ッ プアンテナの他の 実施形態における構成を概略的に示してお り 、 図 4 a はその斜視 図、 図 4 b はその放射導体パターンを示す平面図である。
これら の図において、 4 0 は誘電体基板、 4 1 は誘電体基板 4 0 の裏面の給電電極を除く全面に形成された地板導体 （接地電 極）、 4 2 は誘電体基板 4 0 の表面に形成された正方形又は矩形 形状の放射導体 （パッチ電極）、 4 3 は給電端子をそれぞれ示し ている。
誘電体基板 4 0 は、 例えば比誘電率が ε 9 0 程度の高周波 用セラミ ッ ク誘電体材料で形成されている。 その厚さは、 使用周 波数における 1 Ζ 4波長以下に設定されている。
地板導体 4 1 及び放射導体 4 2 は、 誘電体基板 4 0 の裏面及び 表面に、 銅、 銀等の金属導体層をパターニングしてそれぞれ形成 されている。 具体的には、 例えば銀等の金属ペース ト をパターン 印刷して焼き付けるか、 金属パターン層をめつ きで形成するか、 又は薄い金属膜をエッチングによ りパターニングする等の方法が 適用される。
給電端子 4 3 は、 本実施形態では、 放射導体 4 2 の対角線の延 長線上であっ て この放射導体 4 2 の 1 つの角部にこの放射導体 4 2 の一部を三角形状に切り欠いた形状に形成されてお り 、 静電結 合パターンと して放射導体 4 2 に電気的に結合されている。 この 給電端子 4 3 は、 誘電体基板 4 0 の側面を通る給電導体 4 7 を介 して誘電体基板 4 0 の裏面に形成された図示されてない給電電極 に電気的に接続されている。 この給電電極は地板導体 4 1 とは電 気的に絶縁されてお り 、 送受信回路等に接続されるよう になされ ている。
このよう に、 給電端子 4 3 が放射導体 4 2 の一部を切り欠いた 静電結合パターンと して形成されているため、 その構造が非常に 簡単とな り 、 製造が容易となるのみならず、 表面だけで他の回路 との接続等が行えるため実装が容易となる。 さ らに、 誘電体基板 4 0 の限られた表面積内にできるだけ大きな放射導体 4 2 を設け る こ とによ りその面積有効率を高めて放射効率の向上が図れる。
放射導体 4 2 には、 その互いに直交する辺 4 2 a及び 4 2 b に それぞれ平行な 2 つのアーム 4 4及び 4 5 からなる十字形状のス ロ ッ ト 4 6 が形成されている。 放射導体 4 2 の形状が正方形であ れば、 これらアーム 4 4及び 4 5 は、 給電点の存在する対角線に 対して ± 4 5 ° の角度をなすこととなる。
これらアーム 4 4及び 4 5 はその長さが互いに異なってお り 、 それらの両端 4 4 a及び 4 4 b並びに 4 5 a及び 4 5 b は、 円弧 状の丸い形状で終端している。 このよう に、 アーム 4 4及び 4 5 の長さを互いに異ならせる こ とによ り 、 2 つの直交する共振モ一 ドの共振周波数を互いにずら して複共振特性を得る こ とによ り ァ ンテナの動作帯域が広がる。
さ らに、 アーム 4 4又は 4 5 の長さは、 このアームに沿った放 射導体の辺 4 2 a又は 4 2 b の長さから誘電体基板 4 0 の厚さ T の 4倍の値である 4 Tを差し引いた値以上に設定されている。 こ れは、 アーム 4 4及び 4 5 の中心点が放射導体 4 2 の中心点に位 置している とすれば、 アーム 4 4又は 4 5 の先端と放射導体 4 2 の縁端との距離を、 誘電体基板 4 0 の厚さ Tの 2 倍の値である 2 T以下とする こ とを意味している。 このスロ ッ トの先端と放射導 体の縁端との間の部分は、 共振時の電流経路における電流腹に相 当する位置であ り 、 従って、 この電流経路の幅を狭く する こ とに よって磁界が集中 しその部分のイ ンダク夕 ンスが増大し、 また、 面積が小さ く なるのでその部分のキャパシタ ンスが低下する。 こ のよう に、 電位の低い部分をよ りイ ンダクティ ブとする こ とによ り 、 共振周波数が低下する。 その結果、 マイ ク ロス ト リ ッ プアン テナの寸法がよ り 小型化される。 特に、 電流経路幅を 2 T以下と なるよ う に設定すれば、 共振周波数の低下する割合が大きく なる ので、 小型化の効果が高く なる。
さ らに、 スロ ッ 卜の各アームの端部 4 4 a及び 4 4 b並びに 4 5 a及び 4 5 bが丸みを帯びた形状であるため、 これら端部の一 部に電流が集中して導体損失が大き く なる こ とがない。 即ち、 そ の端部における電流の流れがスムーズとな り 、 パターンの大型化 を招く こ となく 、 導体損失を低減できるから これに起因する Qを 高める こ とができる。
本実施形態におけるその他の構成、 変更態様及び作用効果は、 図 1 a及び 1 b の実施形態の場合と全く 同様である。
図 5 a及び 5 b は本発明のマイ ク ロス ト リ ッ プアンテナのさ ら に他の実施形態における構成を概略的に示してお り 、 図 5 a はそ の斜視図、 図 5 b はその放射導体パターンを示す平面図である。
本実施形態は、 アクティ ブ回路等の他の回路素子及び/又は複 数のアンテナが同一の誘電体基板上に形成されている例である。
これらの図において、 5 0 は誘電体基板、 5 1 は誘電体基板 5 0 の裏面のアンテナ領域の全面に形成された地板導体 （接地電 極）、 5 2 は誘電体基板 5 0 の表面に形成された正方形又は矩形 形状の放射導体 （パッチ電極）、 5 3 は給電端子をそれぞれ示し ている。
誘電体基板 5 0 は、 例えば比誘電率が ε r = 9 0 程度の高周波 用セラミ ッ ク誘電体材料で形成されている。 その厚さは、 使用周 波数における 1 Z 4波長以下に設定されている。
地板導体 5 1 及び放射導体 5 2 は、 誘電体基板 5 0 の裏面及び 表面に、 銅、 銀等の金属導体層をパターニングしてそれぞれ形成 されている。 具体的には、 例えば銀等の金属ペース ト をパターン 印刷して焼き付けるか、 金属パターン層をめつ きで形成するか、 又は薄い金属膜をエッチングによ りパターニングする等の方法が 適用される。
給電端子 5 3 は、 本実施形態では、 放射導体 5 2 の対角線の延 長線上であってこの放射導体 5 2 の基板内側に面する角部にこの 放射導体 5 2 の一部を三角形状に切 り欠いた形状に形成されてお り 、 静電結合パターンと して放射導体 5 2 に電気的に結合されて いる。 この給電端子 5 3 は、 誘電体基板 5 0 上に形成された給電 導体 5 7 を介して誘電体基板 5 0上の送受信回路に電気的に接続 されている。
このよ う に、 給電端子 5 3 が放射導体 5 2 の一部を切り欠いた 静電結合パターンと して形成されているため、 その構造が非常に 簡単とな り 、 製造が容易となるのみならず、 表面だけで他の回路 との接続等が行えるため実装が容易となる。 さ らに、 誘電体基板 5 0 の限られた表面積内にできるだけ大きな放射導体 5 2 を設け る こ とによ りその面積有効率を高めて放射効率の向上が図れる。 放射導体 5 2 には、 その互いに直交する辺 5 2 a及び 5 2 b に それぞれ平行な 2 つのアーム 5 4及び 5 5 からなる十字形状のス ロ ッ ト 5 6 が形成されている。 放射導体 5 2 の形状が正方形であ れば、 これらアーム 5 4及び 5 5 は、 給電点の存在する対角線に 対して ± 4 5 ° の角度をなすこ ととなる。
これらアーム 5 4及び 5 5 はその長さが互いに異なってお り 、 それらの両端 5 4 a及び 5 4 b並びに 5 5 a及び 5 5 b は、 円弧 状の丸い形状で終端している。 このよう に、 アーム 5 4及び 5 5 の長さを互いに異ならせる こ とによ り 、 2 つの直交する共振モー ドの共振周波数を互いにずら して複共振特性を得る こ とによ り ァ ンテナの動作帯域が広がる。
さ らに、 アーム 5 4又は 5 5 の長さは、 このアームに沿った放 射導体の辺 5 2 a又は 5 2 b の長さから誘電体基板 5 0 の厚さ T の 4倍の値である 4 Tを差し引いた値以上に設定されている。 こ れは、 アーム 5 4及び 5 5 の中心点が放射導体 5 2 の中心点に位 置している とすれば、 アーム 5 4又は 5 5 の先端と放射導体 5 2 の縁端との距離を、 誘電体基板 5 0 の厚さ Tの 2 倍の値である 2 T以下とする ことを意味している。 このスロ ッ トの先端と放射導 体の縁端との間の部分は、 共振時の電流経路における電流腹に相 当する位置であ り 、 従って、 この電流経路の幅を狭く する こ とに よって磁界が集中 しその部分のイ ンダク夕 ンスが増大し、 また、 面積が小さ く なるのでその部分のキャパシタ ンスが低下する。 こ のよ う に、 電位の低い部分をよ りイ ンダクティ ブとする こ とによ り 、 共振周波数が低下する。 その結果、 マイ ク ロス ト リ ップアン テナの寸法がよ り 小型化される。 特に、 電流経路幅を 2 T以下と なるよう に設定すれば、 共振周波数の低下する割合が大きく なる ので、 小型化の効果が高く なる。
また本実施形態では、 ス ロ ッ 卜の各アームの端部 5 4 a及び 5 4 b並びに 5 5 a及び 5 5 bが丸みを帯びた形状であるため、 こ れら端部の一部に電流が集中して導体損失が大き く なる こ とがな い。 即ち、 その端部における電流の流れがスムーズとな り 、 パ夕 ーンの大型化を招く こ となく 、 導体損失を低減できるから これに 起因する Qを高める こ とができる。
本実施形態におけるその他の構成、 変更態様及び作用効果は、 図 1 a及び 1 b、 図 4 a及び 4 bの実施形態の場合と全く 同様で ある。
図 6 a及び 6 b は本発明のマイ ク ロス ト リ ッ プアンテナのまた さ らに他の実施形態における構成を概略的に示してお り 、 図 6 a はその斜視図、 図 6 b はその放射導体パターンを示す平面図であ る。
これらの図において、 6 0 は誘電体基板、 6 1 は誘電体基板 6 0 の裏面の給電電極を除く 全面に形成された地板導体 （接地電 極）、 6 2 は誘電体基板 6 0 の表面に形成された正方形又は矩形 形状の放射導体 （パッチ電極）、 6 3 は給電端子をそれぞれ示し ている。
誘電体基板 6 0 は、 例えば比誘電率が ε 「 = 9 0程度の高周波 用セラ ミ ッ ク誘電体材料で形成されている。 その厚さは、 使用周 波数における 1 / 4波長以下に設定されている。
地板導体 6 1 及び放射導体 6 2 は、 誘電体基板 6 0 の裏面及び 表面に、 銅、 銀等の金属導体層をパターエングしてそれぞれ形成 されている。 具体的には、 例えば銀等の金属ペース ト をパターン 印刷して焼き付けるか、 金属パターン層をめつ きで形成するか、 又は薄い金属膜をエッチングによ りパターニングする等の方法が 適用される。
給電端子 6 3 は、 本実施形態では、 放射導体 6 2 の対角線の延 長線上であってこの放射導体 6 2 の 1 つの角部にこの放射導体 6 2 の一部を矩形形状に切り欠いた形状に形成されてお り 、 静電結 合パターンとして放射導体 6 2 に電気的に結合されている。 この 給電端子 6 3 は、 誘電体基板 6 0 の側面を通る給電導体 6 7 を介 して誘電体基板 6 0 の裏面に形成された図示されてない給電電極 に電気的に接続されている。 この給電電極は地板導体 6 1 とは電 気的に絶縁されてお り 、 送受信回路等に接続されるよう になされ ている。
このよう に、 給電端子 6 3 が放射導体 6 2 の一部を切 り欠いた 静電結合パターンと して形成されているため、 その構造が非常に 簡単とな り 、 製造が容易となるのみならず、 表面だけで他の回路 との接続等が行えるため実装が容易となる。 さ らに、 誘電体基板 6 0 の限られた表面積内にできるだけ大きな放射導体 6 2 を設け る こ とによ りその面積有効率を高めて放射効率の向上が図れる。
放射導体 6 2 には、 その互いに直交する辺 6 2 a及び 6 2 に それぞれ平行な 2 つのアーム 6 4及び 6 5 からなる十字形状のス ロ ッ ト 6 6 が形成されている。 放射導体 6 2 の形状が正方形であ れば、 これらアーム 6 4及び 6 5 は、 給電点の存在する対角線に 対して ± 4 5 ° の角度をなすこ ととなる。
これらアーム 6 4及び 6 5 はその長さが互いに異なってお り 、 それらの両端 6 4 a及び 6 4 b並びに 6 5 a及び 6 5 b は、 円弧 状の丸い形状で終端している。 このよう に、 ァ一ム 6 4及び 6 5 の長さ を互いに異ならせる こ とによ り 、 2 つの直交する共振モー ドの共振周波数を互いにずら して複共振特性を得る こ とによ り ァ ンテナの動作帯域が広がる。
さ らに、 アーム 6 4又は 6 5 の長さは、 このアームに沿った放 射導体の辺 6 2 a又は 6 2 b の長さから誘電体基板 6 0 の厚さ T の 4倍の値である 4 Tを差し引いた値以上に設定されている。 こ れは、 アーム 6 4及び 6 5 の中心点が放射導体 6 2 の中心点に位 置している とすれば、 アーム 6 4又は 6 5 の先端と放射導体 6 2 の縁端との距離を、 誘電体基板 6 0 の厚さ Tの 2倍の値である 2 T以下とする ことを意味している。 このスロ ッ 卜の先端と放射導 体の縁端との間の部分は、 共振時の電流経路における電流腹に相 当する位置であ り 、 従って、 この電流経路の幅を狭く する こ とに よって磁界が集中しその部分のイ ンダク夕 ンスが増大し、 また、 面積が小さ く なるのでその部分のキャパシタンスが低下する。 こ のよう に、 電位の低い部分をよ りイ ンダクティ ブとする こ とによ り 、 共振周波数が低下する。 その結果、 マイ ク ロス ト リ ッ プアン テナの寸法がよ り小型化される。 特に、 電流経路幅を 2 T以下と なるよ う に設定すれば、 共振周波数の低下する割合が大きく なる ので、 小型化の効果が高く なる。
さ ら に、 スロ ッ 卜の各アームの端部 6 4 a及び 6 4 b並びに 6 5 a及び 6 5 bが丸みを帯びた形状であるため、 これら端部の一 部に電流が集中して導体損失が大き く なる ことがない。 即ち、 そ の端部における電流の流れがスムーズとな り、 パターンの大型化 を招く こ となく 、 導体損失を低減できるから これに起因する Qを 高める こ とができる。
本実施形態におけるその他の構成、 変更態様及び作用効果は、 図 1 a及び 1 b、 図 4 a及び 4 bの実施形態の場合と全く 同様で ある。
図 7 a 及び 7 b は本発明のマイ ク ロス ト リ ッ プアンテナのまた またさ ら に他の実施形態における構成を概略的に示してお り 、 図 7 a はその斜視図、 図 7 b はその放射導体パターンを示す平面図 である。
これらの図において、 7 0 は誘電体基板、 7 1 は誘電体基板 7 0 の裏面の給電電極を除く 全面に形成された地板導体 （接地電 極）、 7 2 は誘電体基板 7 0 の表面に形成された正方形又は矩形 形状の放射導体 （パッチ電極）、 7 3 は給電端子をそれぞれ示し ている。
誘電体基板 7 0 は、 例えば比誘電率が ε 9 0程度の高周波 用セラ ミ ッ ク誘電体材料で形成されている。 その厚さは、 使用周 波数における 1 ノ 4波長以下に設定されている。
地板導体 7 1 及び放射導体 7 2 は、 誘電体基板 7 0 の裏面及び 表面に、 銅、 銀等の金属導体層をパ夕一ニングしてそれぞれ形成 されている。 具体的には、 例えば銀等の金属ペース ト をパターン 印刷して焼き付けるか、 金属パターン層をめつ きで形成するか、 又は薄い金属膜をエッチングによ りパ夕一ニングする等の方法が 適用される。
給電端子 7 3 は、 本実施形態では、 放射導体 7 2 の対角線の延 長線上であってこの放射導体 7 2 の 1 つの角部にこの放射導体 7 2 の一部を三角形状に切り欠いた形状に形成されてお り 、 静電結 合パターンと して放射導体 7 2 に電気的に結合されている。 この 給電端子 7 3 は、 誘電体基板 7 0 の側面を通る給電導体 7 7 を介 して誘電体基板 7 0 の裏面に形成された図示されてない給電電極 に電気的に接続されている。 この給電電極は地板導体 7 1 とは電 気的に絶縁されてお り 、 送受信回路等に接続されるよう になされ ている。
このよ う に、 給電端子 7 3 が放射導体 7 2 の一部を切り欠いた 静電結合パターンと して形成されているため、 その構造が非常に 簡単とな り 、 製造が容易となるのみならず、 表面だけで他の回路 との接続等が行えるため実装が容易となる。 さ らに、 誘電体基板 7 0 の限られた表面積内にできるだけ大きな放射導体 7 2 を設け る こ とによ りその面積有効率を高めて放射効率の向上が図れる。
放射導体 7 2 には、 その互いに直交する辺 7 2 a及び 7 2 に それぞれ平行な 2 つのアーム 7 4 及び 7 5 からなる十字形状のス ロ ッ ト 7 6 が形成されている。 放射導体 7 2 の形状が正方形であ れば、 これらアーム 7 4及び 7 5 は、 給電点の存在する対角線に 対して ± 4 5 ° の角度をなすこ ととなる。
これらアーム 7 4及び 7 5 はその長さが互いに異なってお り 、 それらの両端 7 4 a及び 7 4 b並びに 7 5 a及び 7 5 b は、 円弧 状の丸い形状で終端している。 このよう に、 アーム 7 4及び 7 5 の長さ を互いに異ならせる こ とによ り 、 2 つの直交する共振モー ドの共振周波数を互いにずら して複共振特性を得る こ とによ り ァ ンテナの動作帯域が広がる。
さ らに、 アーム 7 4又は 7 5 の長さは、 このアームに沿った放 射導体の辺 7 2 a又は 7 2 bの長さから誘電体基板 7 0 の厚さ T の 4倍の値である 4 Tを差し引いた値以上に設定されている。 こ れは、 アーム 7 4及び 7 5 の中心点が放射導体 7 2 の中心点に位 置している とすれば、 アーム 7 4又は 7 5 の先端と放射導体 7 2 の縁端との距離を、 誘電体基板 7 0 の厚さ Tの 2 倍の値である 2 T以下とする こ とを意味している。 このスロ ッ 卜の先端と放射導 体の縁端との間の部分は、 共振時の電流経路における電流腹に相 当する位置であ り 、 従って、 この電流経路の幅を狭く する こ とに よって磁界が集中しその部分のイ ンダク夕 ンスが増大し、 また、 面積が小さ く なるのでその部分のキャパシタ ンスが低下する。 こ のよう に、 電位の低い部分をよ りイ ンダクティ ブとする こ とによ り 、 共振周波数が低下する。 その結果、 マイ ク ロス ト リ ップアン テナの寸法がよ り小型化される。 特に、 電流経路幅を 2 T以下と なるよ う に設定すれば、 共振周波数の低下する割合が大きく なる ので、 小型化の効果が高く なる。
本実施形態では、 特に、 スロ ッ ト 7 6 の交差部であって放射導 体 7 2 の給電端子 7 3 が存在する対角線上に、 2 つの切り欠き 7 8 及び 7 9 が設けられている。 これら切り欠き 7 8及び 7 9 は、 イ ンピーダンス特性、 周波数特性を調整するためのものであ り 、 特に、 放射導体 7 0 を切り欠いて給電端子 7 3 を形成した場合に その縮退分離によって直交共振モー ドの電流が非対称に歪むのを 補正可能とするものである。 即ち、 このよ うな切り欠きを設ける こ とによって、 電圧定在波比 （ V S W R ) を 1 に近づけて放射効 率の向上を図る こ とができる。
しかも、 本実施形態では、 これら切り欠き 7 8及び 7 9 が放射 導体 7 2 の外縁部ではなく 、 スロ ッ ト 7 6 の交差部に設けられて いるため、 誘電体基板 7 0 の限られた表面積内にできるだけ大き な放射導体 7 2 を設ける こ とによ りその面積有効率を高め、 その 意味から も放射効率の一層の向上を図る こ とができる。
さ ら に、 スロ ッ 卜の各アームの端部 7 4 a及び 7 4 b並びに 7 5 a及び 7 5 bが丸みを帯びた形状であるため、 これら端部の一 部に電流が集中 して導体損失が大き く なる こ とがない。 即ち、 そ の端部における電流の流れがスムーズとな り 、 パターンの大型化 を招く こ となく 、 導体損失を低減できるから これに起因する Qを 高める こ とができる。
本実施形態におけるその他の構成、 変更態様及び作用効果は、 図 1 a 及び 1 b 、 図 4 a及び 4 bの実施形態の場合と全く 同様で ある。
図 8 a及び 8 b は本発明のマイ ク ロス ト リ ッ プアンテナのまた さ らに他の実施形態における構成を概略的に示してお り 、 図 8 a はその斜視図、 図 8 b はその放射導体パターンを示す平面図であ る。
これらの図において、 8 0 は誘電体基板、 8 1 は誘電体基板 8 0 の裏面の給電電極を除く 全面に形成された地板導体 （接地電 極）、 8 2 は誘電体基板 8 0 の表面に形成された正方形又は矩形 形状の放射導体 （パッチ電極）、 8 3 は給電端子をそれぞれ示し ている。
誘電体基板 8 0 は、 例えば比誘電率が ε r = 9 0 程度の高周波 用セラミ ッ ク誘電体材料で形成されている。 その厚さは、 使用周 波数における 1 Z 4波長以下に設定されている。 地板導体 8 1 及び放射導体 8 2 は、 誘電体基板 8 0 の裏面及び 表面に、 銅、 銀等の金属導体層をパターニングしてそれぞれ形成 されている。 具体的には、 例えば銀等の金属ペース ト をパターン 印刷して焼き付けるか、 金属パターン層をめつ きで形成するか、 又は薄い金属膜をエッチングによ りパターニングする等の方法が 適用される。
給電端子 8 3 は、 本実施形態では、 放射導体 8 2 の対角線の延 長線上であってこの放射導体 8 2 の 1 つの角部にこの放射導体 8 2 の一部を三角形状に切り欠いた形状に形成されてお り 、 静電結 合パターンと して放射導体 8 2 に電気的に結合されている。 この 給電端子 8 3 は、 誘電体基板 8 0 の側面を通る給電導体 8 7 を介 して誘電体基板 8 0 の裏面に形成された図示されてない給電電極 に電気的に接続されている。 この給電電極は地板導体 8 1 とは電 気的に絶縁されてお り 、 送受信回路等に接続されるよう になされ ている。
このよ う に、 給電端子 8 3 が放射導体 8 2 の一部を切り欠いた 静電結合パターンと して形成されているため、 その構造が非常に 簡単とな り 、 製造が容易となるのみならず、 表面だけで他の回路 との接続等が行えるため実装が容易となる。 さ らに、 誘電体基板 8 0 の限られた表面積内にできるだけ大きな放射導体 8 2 を設け る こ とによ りその面積有効率を高めて放射効率の向上が図れる。
放射導体 8 2 には、 その互いに直交する辺 8 2 a及び 8 2 に それぞれ平行な 2 つのアーム 8 4及び 8 5 からなる十字形状のス ロ ッ ト 8 6 が形成されている。 放射導体 8 2 の形状が正方形であ れば、 これらアーム 8 4及び 8 5 は、 給電点の存在する対角線に 対して ± 4 5 ° の角度をなすこ ととなる。
これらアーム 8 4及び 8 5 はその長さが互いに異なってお り 、 それらの両端 8 4 a及び 8 4 b並びに 8 5 a及び 8 5 b は、 円弧 状の丸い形状で終端している。 このよう に、 アーム 8 4及び 8 5 の長さ を互いに異ならせる こ とによ り 、 2 つの直交する共振モー ドの共振周波数を互いにずら して複共振特性を得る こ とによ り ァ ンテナの動作帯域が広がる。
さ らに、 アーム 8 4又は 8 5 の長さは、 このアームに沿った放 射導体の辺 8 2 a又は 8 2 bの長さから誘電体基板 8 0 の厚さ T の 4倍の値である 4 Tを差し引いた値以上に設定されている。 こ れは、 アーム 8 4及び 8 5 の中心点が放射導体 8 2 の中心点に位 置している とすれば、 アーム 8 4又は 8 5 の先端と放射導体 8 2 の縁端との距離を、 誘電体基板 8 0 の厚さ Tの 2 倍の値である 2 T以下とする ことを意味している。 このスロ ッ トの先端と放射導 体の縁端との間の部分は、 共振時の電流経路における電流腹に相 当する位置であ り 、 従って、 この電流経路の幅を狭く する こ とに よって磁界が集中しその部分のイ ンダクタ ンスが増大し、 また、 面積が小さ く なるのでその部分のキャパシタ ンスが低下する。 こ のよう に、 電位の低い部分をよ りイ ンダクティ ブとする こ とによ り 、 共振周波数が低下する。 その結果、 マイ ク ロス ト リ ッ プアン テナの寸法がよ り小型化される。 特に、 電流経路幅を 2 T以下と なるよう に設定すれば、 共振周波数の低下する割合が大きく なる ので、 小型化の効果が高く なる。
本実施形態では、 特に、 スロ ッ ト 8 6 の交差部であって放射導 体 8 2 の給電端子 8 3 が存在しない対角線上に、 2 つの切 り欠き 8 8 及び 8 9 が設けられている。 これら切り欠き 8 8 及び 8 9 は イ ンピーダンス特性、 周波数特性を調整するためのものであ り 、 特に、 放射導体 8 0 を切り欠いて給電端子 8 3 を形成した場合に その縮退分離によって直交共振モー ドの電流が非対称に歪むのを 補正可能とするものである。 即ち、 このよ うな切り欠きを設ける こ とによって、 電圧定在波比 （ V S W R ) を 1 に近づけて放射効 率の向上を図る こ とができる。
しかも、 本実施形態では、 これら切 り 欠き 8 8及び 8 9 が放射 導体 8 2 の外縁部ではなく 、 スロ ッ ト 8 6 の交差部に設けられて いるため、 誘電体基板 8 0 の限られた表面積内にできるだけ大き な放射導体 8 2 を設ける こ とによ りその面積有効率を高め、 その 意味から も放射効率の一層の向上を図る こ とができる。
さ らに、 ス ロ ッ 卜の各アームの端部 8 4 a及び 8 4 b並びに 8 5 a及び 8 5 bが丸みを帯びた形状であるため、 これら端部の一 部に電流が集中 して導体損失が大きく なる こ とがない。 即ち、 そ の端部における電流の流れがスムーズとな り 、 パターンの大型化 を招く こ となく 、 導体損失を低減できるから これに起因する Qを 高める こ とができる。
本実施形態におけるその他の構成、 変更態様及び作用効果は、 図 1 a及び 1 b 、 図 4 a及び 4 bの実施形態の場合と全く 同様で ある。
図 9 a及び 9 b は本発明のマイ ク ロス ト リ ッ プアンテナのさ ら に他の実施形態における構成を概略的に示してお り 、 図 9 a はそ の斜視図、 図 9 b はその放射導体パターンを示す平面図である。
これらの図において、 9 0 は誘電体基板、 9 1 は誘電体基板 9 0 の裏面の給電電極を除く 全面に形成された地板導体 （接地電 極）、 9 2 は誘電体基板 9 0 の表面に形成された正方形又は矩形 形状の放射導体 （パッチ電極）、 9 3 は給電端子をそれぞれ示し ている。
誘電体基板 9 0 は、 例えば比誘電率が ε r = 9 0程度の高周波 用セラ ミ ッ ク誘電体材料で形成されている。 その厚さは、 使用周 波数における 1 ノ 4波長以下に設定されている。
地板導体 9 1 及び放射導体 9 2 は、 誘電体基板 9 0 の裏面及び 表面に、 銅、 銀等の金属導体層をパターニングしてそれぞれ形成 されている。 具体的には、 例えば銀等の金属ペース トをパターン 印刷して焼き付けるか、 金属パターン層をめつ きで形成するか、 又は薄い金属膜をエッチングによ りパターニングする等の方法が 適用される。
給電端子 9 3 は、 本実施形態では、 放射導体 9 2 の対角線の延 長線上であってこの放射導体 9 2 の 1 つの角部にこの放射導体 9 2 の一部を三角形状に切り欠いた形状に形成されてお り 、 静電結 合パターンと して放射導体 9 2 に電気的に結合されている。 この 給電端子 9 3 は、 誘電体基板 9 0 の側面を通る給電導体 9 7 を介 して誘電体基板 9 0 の裏面に形成された図示されてない給電電極 に電気的に接続されている。 この給電電極は地板導体 9 1 とは電 気的に絶縁されてお り 、 送受信回路等に接続されるよ う になされ ている。
このよ う に、 給電端子 9 3 が放射導体 9 2 の一部を切 り 欠いた 静電結合パターンと して形成されているため、 その構造が非常に 簡単とな り 、 製造が容易となるのみならず、 表面だけで他の回路 との接続等が行えるため実装が容易となる。 さ らに、 誘電体基板 9 0 の限られた表面積内にできるだけ大きな放射導体 9 2 を設け る こ とによ りその面積有効率を高めて放射効率の向上が図れる。
放射導体 9 2 には、 その互いに直交する辺 9 2 a及び 9 2 に それぞれ平行な 2 つのアーム 9 4及び 9 5 からなる十字形状のス ロ ッ ト 9 6 が形成されている。 放射導体 9 2 の形状が正方形であ れば、 これらアーム 9 4及び 9 5 は、 給電点の存在する対角線に 対して ± 4 5 ° の角度をなすこととなる。
これらアーム 9 4及び 9 5 はその長さが互いに異なってお り 、 それらの両端 9 4 a及び 9 4 b並びに 9 5 a及び 9 5 b は、 円弧 状の丸い形状で終端している。 このよう に、 アーム 9 4及び 9 5 の長さ を互いに異ならせる こ とによ り 、 2 つの直交する共振モー ドの共振周波数を互いにずら して複共振特性を得る こ とによ り ァ ンテナの動作帯域が広がる。
さ ら に、 アーム 9 4又は 9 5 の長さは、 このアームに沿った放 射導体の辺 9 2 a又は 9 2 bの長さから誘電体基板 9 0 の厚さ T の 4倍の値である 4 Tを差し引いた値以上に設定されている。 こ れは、 アーム 9 4及び 9 5 の中心点が放射導体 9 2 の中心点に位 置している とすれば、 アーム 9 4又は 9 5 の先端と放射導体 9 2 の縁端との距離を、 誘電体基板 9 0 の厚さ Tの 2 倍の値である 2 T以下とする こ とを意味している。 このスロ ッ トの先端と放射導 体の縁端との間の部分は、 共振時の電流経路における電流腹に相 当する位置であ り 、 従って、 この電流経路の幅を狭く する こ とに よって磁界が集中 しその部分のィ ンダク夕 ンスが増大し、 また、 面積が小さ く なるのでその部分のキャパシタ ンスが低下する。 こ のよう に、 電位の低い部分をよ りィ ンダクティ ブとする こ とによ り 、 共振周波数が低下する。 その結果、 マイ ク ロス ト リ ッ プアン テナの寸法がよ り 小型化される。 特に、 電流経路幅を 2 T以下と なるよう に設定すれば、 共振周波数の低下する割合が大きく なる ので、 小型化の効果が高く なる。
本実施形態では、 特に、 スロ ッ ト 9 6 の交差部であって放射導 体 9 2 の給電端子 9 3 が存在する対角線上に、 2 つのスタブ 9 8 及び 9 9 が設けられている。 これらスタブ 9 8 及び 9 9 は、 イ ン ピーダンス特性、 周波数特性を調整するためのものであ り 、 特に 放射導体 9 0 を切り欠いて給電端子 9 3 を形成した場合にその縮 退分離によって直交共振モー ドの電流が非対称に歪むのを補正可 能とするものである。 即ち、 このよ うなスタブを設ける こ とによ つて、 電圧定在波比 （ V S W R ) を 1 に近づけて放射効率の向上 を図る こ とができる。
しかも、 本実施形態では、 これらスタブ 9 8 及び 9 9 が放射導 体 9 2 の外縁部ではなく 、 スロ ッ ト 9 6 の交差部に設けられてい るため、 誘電体基板 9 0 の限られた表面積内にできるだけ大きな 放射導体 9 2 を設ける こ とによ りその面積有効率を高め、 その意 味から も放射効率の一層の向上を図る こ とができる。
さ ら に、 スロ ッ 卜の各アームの端部 9 4 a及び 9 4 b並びに 9 5 a及び 9 5 bが丸みを帯びた形状であるため、 これら端部の一 部に電流が集中して導体損失が大きく なる こ とがない。 即ち、 そ の端部における電流の流れがスムーズとな り 、 パターンの大型化 を招く こ となく 、 導体損失を低減できるから これに起因する Qを 高める こ とができる。 本実施形態におけるその他の構成、 変更態様及び作用効果は、 図 1 a及び 1 b、 図 4 a及び 4 bの実施形態の場合と全く 同様で ある。
図 1 0 a及び 1 0 b は本発明のマイ ク ロス ト リ ップアンテナの またさ らに他の実施形態における構成を概略的に示してお り 、 図 1 0 a はその斜視図、 図 1 0 bはその放射導体パターンを示す平 面図である。
これらの図において、 1 0 0 は誘電体基板、 1 0 1 は誘電体基 板 1 0 0 の裏面の給電電極を除く全面に形成された地板導体 （接 地電極）、 1 0 2 は誘電体基板 1 0 0 の表面に形成された正方形 又は矩形形状の放射導体 （パッチ電極）、 1 0 3 は給電端子をそ れぞれ示している。
誘電体基板 1 0 0 は、 例えば比誘電率が ε = 9 0 程度の高周 波用セラ ミ ッ ク誘電体材料で形成されている。 その厚さは、 使用 周波数における 1 4波長以下に設定されている。
地板導体 1 0 1 及び放射導体 1 0 2 は、 誘電体基板 1 0 0 の裏 面及び表面に、 銅、 銀等の金属導体層をパターニングしてそれぞ れ形成されている。 具体的には、 例えば銀等の金属ペース ト をパ ターン印刷して焼き付けるか、 金属パターン層をめつ きで形成す るか、 又は薄い金属膜をエッチングによ りパ夕一ニングする等の 方法が適用される。
給電端子 1 0 3 は、 本実施形態では、 放射導体 1 0 2 の対角線 の延長線上であってこの放射導体 1 0 2 の 1 つの角部にこの放射 導体 1 0 2 の一部を三角形状に切り欠いた形状に形成されてお り 静電結合パターンと して放射導体 1 0 2 に電気的に結合されてい る。 この給電端子 1 0 3 は、 誘電体基板 1 0 0 の側面を通る給電 導体 1 0 7 を介して誘電体基板 1 0 0 の裏面に形成された図示さ れてない給電電極に電気的に接続されている。 この給電電極は地 板導体 1 0 1 とは電気的に絶縁されてお り 、 送受信回路等に接続 されるよう になされている。
このよ う に、 給電端子 1 0 3 が放射導体 1 0 2 の一部を切り欠 いた静電結合パターンと して形成されているため、 その構造が非 常に簡単とな り、 製造が容易となるのみならず、 表面だけで他の 回路との接続等が行えるため実装が容易となる。 さ らに、 誘電体 基板 1 0 0 の限られた表面積内にできるだけ大きな放射導体 1 0 2 を設ける こ とによ りその面積有効率を高めて放射効率の向上が 図れる。
放射導体 1 0 2 には、 その互いに直交する辺 1 0 2 a及び 1 0 2 b にそれぞれ平行な 2 つのアーム 1 0 4及び 1 0 5 からなる十 字形状のス ロ ッ ト 1 0 6 が形成されている。 放射導体 1 0 2 の形 状が正方形であれば、 これらアーム 1 0 4及び 1 0 5 は、 給電点 の存在する対角線に対して ± 4 5 ° の角度をなすこ と となる。
これらアーム 1 0 4及び 1 0 5 はその長さが互いに異なってお り 、 それらの両端 1 0 4 a及び 1 0 4 b並びに 1 0 5 a及び 1 0 5 b は、 円弧状の丸い形状で終端している。 このよ う に、 アーム 1 0 4及び 1 0 5 の長さ を互いに異ならせる こ とによ り 、 2 つの 直交する共振モー ドの共振周波数を互いにずら して複共振特性を 得る こ とによ り アンテナの動作帯域が広がる。
さ らに、 アーム 1 0 4又は 1 0 5 の長さは、 このアームに沿つ た放射導体の辺 1 0 2 a又は 1 0 2 b の長さから誘電体基板 1 0 0 の厚さ Tの 4倍の値である 4 Tを差し引いた値以上に設定され ている。 これは、 アーム 1 0 4及び 1 0 5 の中心点が放射導体 1 0 2 の中心点に位置しているとすれば、 アーム 1 0 4又は 1 0 5 の先端と放射導体 1 0 2 の縁端との距離を、 誘電体基板 1 0 0 の 厚さ Tの 2 倍の値である 2 T以下とする こ とを意味している。 こ のスロ ッ トの先端と放射導体の縁端との間の部分は、 共振時の電 流経路における電流腹に相当する位置であ り 、 従って、 この電流 経路の幅を狭くする こ とによって磁界が集中しその部分のィ ンダ クタンスが増大し、 また、 面積が小さ く なるのでその部分のキヤ パシタ ンスが低下する。 このよう に、 電位の低い部分をよ りイ ン ダクティ ブとする こ とによ り 、 共振周波数が低下する。 その結果 マイ ク ロス ト リ ッ プアンテナの寸法がよ り 小型化される。 特に、 電流経路幅を 2 T以下となるよう に設定すれば、 共振周波数の低 下する割合が大きく なるので、 小型化の効果が高く なる。
本実施形態では、 特に、 スロ ッ ト 1 0 6 の交差部であって放射 導体 1 0 2 の給電端子 1 0 3 が存在しない対角線上に、 2 つのス タブ 1 0 8 及び 1 0 9 が設けられている。 これらスタブ 1 0 8 及 び 1 0 9 は、 イ ンピーダンス特性、 周波数特性を調整するための ものであ り 、 特に、 放射導体 1 0 0 を切り欠いて給電端子 1 0 3 を形成した場合にその縮退分離によって直交共振モー ドの電流が 非対称に歪むのを補正可能とするものである。 即ち、 このような スタブを設ける こ とによって、 電圧定在波比 （ V S W R ) を 1 に 近づけて放射効率の向上を図る ことができる。
しかも、 本実施形態では、 これらスタブ 1 0 8 及び 1 0 9 が放 射導体 1 0 2 の外縁部ではなく 、 スロ ッ ト 1 0 6 の交差部に設け られているため、 誘電体基板 1 0 0 の限られた表面積内にできる だけ大きな放射導体 1 0 2 を設ける こ とによ りその面積有効率を 高め、 その意味から も放射効率の一層の向上を図る こ とができる さ らに、 スロ ッ 卜の各アームの端部 1 0 4 a及び 1 0 4 b並び に 1 0 5 a及び 1 0 5 bが丸みを帯びた形状であるため、 これら 端部の一部に電流が集中して導体損失が大きく なる こ とがない。 即ち、 その端部における電流の流れがスムーズとなり 、 パターン の大型化を招く こ となく 、 導体損失を低減できるから これに起因 する Qを高める こ とができる。
本実施形態におけるその他の構成、 変更態様及び作用効果は、 図 1 a及び 1 b、 図 4 a及び 4 bの実施形態の場合と全く 同様で める。
図 1 1 a及び 1 l b は本発明のマイ ク ロス ト リ ップアンテナの さ らに他の実施形態における構成を概略的に示してお り 、 図 1 1 a はその斜視図、 図 1 l b はその放射導体パターンを示す平面図 である。
これらの図において、 1 1 0 は誘電体基板、 1 1 1 は誘電体基 板 1 1 0 の裏面の給電電極を除く全面に形成された地板導体 （接 地電極）、 1 1 2 は誘電体基板 1 1 0 の表面に形成された正方形 又は矩形形状の放射導体 （パッチ電極）、 1 1 3 は給電端子をそ れぞれ示している。
誘電体基板 1 1 0 は、 例えば比誘電率が ε r = 9 0 程度の高周 波用セラ ミ ック誘電体材料で形成されている。 その厚さは、 使用 周波数における 1 ノ 4波長以下に設定されている。
地板導体 1 1 1 及び放射導体 1 1 2 は、 誘電体基板 1 1 0 の裏 面及び表面に、 銅、 銀等の金属導体層をパターニングしてそれぞ れ形成されている。 具体的には、 例えば銀等の金属ペース ト をパ ターン印刷して焼き付けるか、 金属パターン層をめつきで形成す るか、 又は薄い金属膜をエッチングによ りパ夕一ニングする等の 方法が適用される。
給電端子 1 1 3 は、 本実施形態では、 放射導体 1 1 2 の対角線 の延長線上であってこの放射導体 1 1 2 の 1 つの角部にこの放射 導体 1 1 2 の一部を三角形状に切り欠いた形状に形成されてお り 静電結合パターンと して放射導体 1 1 2 に電気的に結合されてい る。 この給電端子 1 1 3 は、 誘電体基板 1 1 0 の側面を通る給電 導体 1 1 7 を介して誘電体基板 1 1 0 の裏面に形成された図示さ れてない給電電極に電気的に接続されている。 この給電電極は地 板導体 1 1 1 とは電気的に絶縁されてお り 、 送受信回路等に接続 されるよう になされている。
このよう に、 給電端子 1 1 3 が放射導体 1 1 2 の一部を切 り欠 いた静電結合パターンと して形成されているため、 その構造が非 常に簡単となり、 製造が容易となるのみな らず、 表面だけで他の 回路との接続等が行えるため実装が容易となる。 さ らに、 誘電体 基板 1 1 0 の限られた表面積内にできるだけ大きな放射導体 1 1 2 を設ける こ とによ りその面積有効率を高めて放射効率の向上が 図れる。
放射導体 1 1 2 には、 その互いに直交する辺 1 1 2 a及び 1 1 2 b にそれぞれ平行な 2 つのアーム 1 1 4及び 1 1 5 からなる十 字形状のス ロ ッ ト 1 1 6 が形成されている。 放射導体 1 1 2 の形 状が正方形であれば、 これらアーム 1 1 4及び 1 1 5 は、 給電点 の存在する対角線に対して ± 4 5 ° の角度をなすこ と となる。 これらアーム 1 1 4及び 1 1 5 はその長さが互いに異なってお り 、 それらの両端 1 1 4 a及び 1 1 4 b並びに 1 1 5 a及び 1 1 5 b は、 円弧状の丸い形状で終端している。 特に本実施形態では これら端部 1 1 4 a及び 1 1 4 b並びに 1 1 5 a及び 1 1 5 b の 円弧の直径がアーム 1 1 4及び 1 1 5 の幅よ り も大きく 設定され ている。 アーム 1 1 4及び 1 1 5 の長さを互いに異ならせる こ と によ り 、 2 つの直交する共振モー ドの共振周波数を互いにずら し て複共振特性を得る こ とによ り アンテナの動作帯域が広がる。
さ らに、 アーム 1 1 4又は 1 1 5 の長さは、 このアームに沿つ た放射導体の辺 1 1 2 a又は 1 1 2 b の長さから誘電体基板 1 1 0 の厚さ Tの 4倍の値である 4 Tを差し引いた値以上に設定され ている。 これは、 アーム 1 1 4及び 1 1 5 の中心点が放射導体 1 1 2 の中心点に位置しているとすれば、 アーム 1 1 4又は 1 1 5 の先端と放射導体 1 1 2 の縁端との距離を、 誘電体基板 1 1 0 の 厚さ Tの 2倍の値である 2 T以下とする こ とを意味している。 こ のスロ ッ 卜の先端と放射導体の縁端との間の部分は、 共振時の電 流経路における電流腹に相当する位置であ り 、 従って、 この電流 経路の幅を狭くする こ とによって磁界が集中しその部分のイ ンダ クタ ンスが増大し、 また、 面積が小さ く なるのでその部分のキヤ パシ夕 ンスが低下する。 このよう に、 電位の低い部分をよ りイ ン ダクティ ブとする こ とによ り 、 共振周波数が低下する。 その結果 マイ ク ロス ト リ ッ プアンテナの寸法がよ り小型化される。 特に、 電流経路幅を 2 T以下となるよう に設定すれば、 共振周波数の低 下する割合が大きく なるので、 小型化の効果が高く なる。 さ ら に、 スロ ッ 卜の各アームの端部 1 1 4 a及び 1 1 4 b並び に 1 1 5 a及び 1 1 5 bが大きな丸みを帯びた形状であるため、 これら端部の一部に電流が集中して導体損失が大きく なる こ とが ない。 即ち、 その端部における電流の流れがよ り スムーズとな り パターンの大型化を招く こ となく 、 導体損失を低減できるから こ れに起因する Qを高める こ とができる。
本実施形態におけるその他の構成、 変更態様及び作用効果は、 図 1 a及び 1 b、 図 4 a及び 4 bの実施形態の場合と全く 同様で ある。
図 1 2 a及び 1 2 b は本発明のマイ ク ロス ト リ ッ プアンテナの またさ らに他の実施形態における構成を概略的に示してお り 、 図 1 2 a はその斜視図、 図 1 2 b はその放射導体パターンを示す平 面図である。
これらの図において、 1 2 0 は誘電体基板、 1 2 1 は誘電体基 板 1 2 0 の裏面の給電電極を除く全面に形成された地板導体 （接 地電極）、 1 2 2 は誘電体基板 1 2 0 の表面に形成された正方形 又は矩形形状の放射導体 （パッチ電極）、 1 2 3 a及び 1 2 3 b は 2 つの互いに独立した給電端子をそれぞれ示している。
誘電体基板 1 2 0 は、 例えば比誘電率が ε r = 9 0 程度の高周 波用セラ ミ ック誘電体材料で形成されている。 その厚さは、 使用 周波数における 1 Z 4波長以下に設定されている。
地板導体 1 2 1 及び放射導体 1 2 2 は、 誘電体基板 1 2 0 の裏 面及び表面に、 銅、 銀等の金属導体層をパターニングしてそれぞ れ形成されている。 具体的には、 例えば銀等の金属ペース ト をパ 夕一ン印刷して焼き付けるか、 金属パターン層をめつ きで形成す るか、 又は薄い金属膜をエッチングによ りパターニングする等の 方法が適用される。
給電端子 1 2 3 a及び 1 2 3 b は、 本実施形態では、 放射導体 1 2 2 の対角線上であってこの放射導体 1 2 2 の中心点に対して 点対称の位置にそれぞれ形成されてお り、 この放射導体 1 2 2 に 電気的に接続されている。 各給電端子 1 2 3 a及び 1 2 3 b には 図示しない給電線が接続されてお り 、 この給電線は誘電体基板 1 2 0 を貫通してその下面に導かれて送受信回路等に接続されるよ う になされている。 もちろん、 これら給電線と地板導体 1 2 1 と は、 互いに電気的に絶縁されている。
こ のよ う に、 2 つの給電端子 1 2 3 a及び 1 2 3 bが放射導体 1 2 2 の中心点に対して点対称の位置に形成されているため、 こ れら を例えば差動アンプ等のアクティ ブ回路に直接接続し、 1 8 0 ° の位相差を有する信号を直接的に給電する こ とが可能となる , 放射導体 1 2 2 には、 その互いに直交する辺 1 2 2 a及び 1 2 2 b にそれぞれ平行な 2 つのアーム 1 2 4及び 1 2 5 からなる十 字形状のス ロ ッ ト 1 2 6 が形成されている。 放射導体 1 2 2 の形 状が正方形であれば、 これらアーム 1 2 4及び 1 2 5 は、 給電点 の存在する対角線に対して ± 4 5 ° の角度をなすこと となる。
これらアーム 1 2 4及び 1 2 5 はその長さが互いに異なってお り 、 それらの両端 1 2 4 a及び 1 2 4 b並びに 1 2 5 a及び 1 2 5 b は、 円弧状の丸い形状で終端している。 このよう に、 アーム 1 2 4及び 1 2 5 の長さ を互いに異ならせる こ とによ り 、 2 つの 直交する共振モー ドの共振周波数を互いにずら して複共振特性を 得る こ とによ り アンテナの動作帯域が広がる。 さ ら に、 アーム 1 2 4又は 1 2 5 の長さは、 このアームに沿つ た放射導体の辺 1 2 2 a又は 1 2 2 b の長さから誘電体基板 1 2 0 の厚さ Tの 4倍の値である 4 Tを差し引いた値以上に設定され ている。 これは、 アーム 1 2 4及び 1 2 5 の中心点が放射導体 1 2 2 の中心点に位置している とすれば、 アーム 1 2 4又は 1 2 5 の先端と放射導体 1 2 2 の縁端との距離を、 誘電体基板 1 2 0 の 厚さ Tの 2 倍の値である 2 T以下とする こ とを意味している。 こ のス ロ ッ 卜の先端と放射導体の縁端との間の部分は、 共振時の電 流経路における電流腹に相当する位置であ り 、 従って、 この電流 経路の幅を狭くする こ とによって磁界が集中しその部分のィ ンダ クタ ンスが増大し、 また、 面積が小さ く なるのでその部分のキヤ パシ夕 ンスが低下する。 このよう に、 電位の低い部分をよ り イ ン ダクティ ブとする こ とによ り 、 共振周波数が低下する。 その結果 マイ ク ロス ト リ ップアンテナの寸法がよ り小型化される。 特に、 電流経路幅を 2 T以下となるよう に設定すれば、 共振周波数の低 下する割合が大きく なるので、 小型化の効果が高く なる。
さ ら に、 スロ ッ 卜の各アームの端部 1 2 4 a及び 1 2 4 b並び に 1 2 5 a及び 1 2 5 bが丸みを帯びた形状であるため、 これら 端部の一部に電流が集中して導体損失が大きく なる こ とがない。 即ち、 その端部における電流の流れがスムーズとなり 、 パターン の大型化を招く こ となく 、 導体損失を低減できるから これに起因 する Qを高める こ とができる。
本実施形態におけるその他の構成、 変更態様及び作用効果は、 図 1 a及び 1 bの実施形態の場合と全く 同様である。
なお、 静電結合パターンによる給電端子の形状は、 図 5 a及び 5 b〜図 1 1 a及び 1 1 b の実施形態のよう に、 三角形状、 矩形 形状に限定されるものではなく 、 放射導体に静電結合しかっこの 放射導体の角部を切り欠いて形成される形状であればいかなもの であってもよい。
また、 切 り欠き及びスタブ形状も図 7 a 及び 7 b〜図 1 0 a及 び 1 0 b の実施形態のよう に、 三角形状、 矩形形状に限定される ものではなく 、 いかなものであってもよい。
図 l a及び l b、 図 4 a及び 4 b 〜図 1 0 a及び 1 0 b、 並び に図 1 2 a及び 1 2 b の各実施形態において、 ス ロ ッ 卜の各ァー ムの端部の形状を、 図 1 1 a及び 1 1 b の実施形態のごとき形状 と してもよいこ とも明らかである。
以上述べた実施形態は全て本発明を例示的に示すものであって 限定的に示すものではなく 、 本発明は他の種々の変形態様及び変 更態様で実施する こ とができる。 従って本発明の範囲は特許請求 の範囲及びその均等範囲によってのみ規定されるものである。
以上詳細に説明したよ う に本発明では、 放射導体の互いに直交 する辺にそれぞれ平行な 2 つのアームからなる十字形状のスロ ッ 卜の少なく ともその一方のアームの長さが、 放射導体のその方向 の辺の長さから誘電体基板の厚さの 4倍の値を差し引いた値以上 となるよ う に設定されている。 即ち、 各アームの中心点が放射導 体の中心点に位置している とすれば、 スロ ッ トの少なく とも一方 のアームの先端と放射導体の縁端との距離が誘電体基板の厚さの 2 倍の値以下となるよう に設定されている。 このスロ ッ 卜の先端 と放射導体の縁端との間の部分は、 共振時に電流の流れる経路の 電流腹となる位置である。 従って、 この部分を狭く する こ とによって磁界が集中しその部 分のイ ンダク夕 ンスが増大し、 また、 面積が小さ く なるのでその 部分のキャパシタ ンスが低下する。 このよう に、 電位の低い部分 をよ りイ ンダクティ ブとする こ とによ り 、 共振周波数が低下する その結果、 マイ ク ロス ト リ ッ プアンテナの寸法がよ り小型化され る。
特に、 本発明では、 スロ ッ トの少なく とも一方のアームの先端 と放射導体の縁端との距離、 換言すれば、 共振時の電流経路の電 流腹となる位置の経路幅が誘電体基板の厚さの 2 倍の値以下とな るよう に設定されているので、 共振周波数の低下が大きく 、 その 結果、 アンテナのよ り一層の小型化を図る こ とができる。

Claims

請求の範囲
1 . 矩形形状の誘電体基板と、 該誘電体基板の一方の面上に形 成された地板導体と、 該誘電体基板の他方の面上に形成された矩 形形状の放射導体と、 該放射導体に設け られてお り 、 該放射導体 の互いに直交する辺に沿ってそれぞれ伸長しかつ長さが互いに異 なる 2 つのアームを有する十字形状のス ロ ッ ト と、 前記放射導体 の対角線又はその延長線上であ り該放射導体の中心点とは異なる 少な く と も 1 点に設け られた給電点と を備えたマイ ク ロス ト リ ッ プア ンテナであっ て、 前記ス ロ ッ 卜 の少な く と も一方のアームの 長さが、 該アームに沿った前記放射導体の辺の長さか ら前記誘電 体基板の厚さ の 4 倍の値を差し引いた値以上である こ と を特徴と するマイ ク ロス 卜 リ ッ プア ンテナ。
2 . 前記ス ロ ッ ト のいずれのアームの長さ も、 該アームに沿つ た前記放射導体の辺の長さか ら前記誘電体基板の厚さの 4 倍の値 を差し引いた値以上である こ と を特徴とする請求項 1 に記載のマ イ ク ロス ト リ ッ プア ンテナ。
3 . 前記ス ロ ッ ト の端部が丸みを帯びた形状である こ と を特徴 とする請求項 1 に記載のマイ ク ロス ト リ ッ プア ンテナ。
4 . 前記ス ロ ッ 卜 の交差部に少な く と も 1 つの切 り 欠き部又は スタ ブを設け られている こ とを特徴とする請求項 1 に記載のマイ ク ロス ト リ ッ プア ンテナ。
5 . 前記少なく と も 1 つの切 り 欠き部又はスタブが前記放射導 体の対角線上に設け られている こ と を特徴とする請求項 4 に記載 のマイ ク ロス ト リ ッ プア ンテナ。
6 . 前記放射導体の形状が正方形であ り 、 前記ス ロ ッ ト の前記 アームが前記給電点の存在する対角線に対して ± 4 5 ° の角度を な している こ と を特徴とする請求項 1 に記載のマイ ク ロス ト リ ッ プア ンテナ。
7 . 前記放射導体と前記給電点と を結合するべく 該放射導体の 一部を切 り 欠いて構成した静電結合パターンをさ らに備えている こ と を特徴とする請求項 1 に記載のマイ ク ロス ト リ ッ プア ンテナ
8 . 前記誘電体基板の厚さが、 使用周波数における 1 / 4 波長 以下である こ と を特徴とする請求項 1 に記載のマイ ク ロス ト リ ッ プア ンテナ。
9 . 前記誘電体基板の辺の長さが、 該誘電体基板の該辺に沿つ た前記放射導体の辺の長さ に該誘電体基板の厚さ を加えた長さ以 下である こ と を特徴とする請求項 1 に記載のマイ ク ロス ト リ ッ プ アンテナ。
1 0 . 前記給電点が前記放射導体の中心点に関して点対称の 2 点 に設け られている こ と を特徴とする請求項 1 に記載のマイ ク ロス 卜 リ ッ プア ンテナ。
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