WO2001043275A2 - Schaltungsanordnung zur direktmodulation - Google Patents

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WO2001043275A2
WO2001043275A2 PCT/DE2000/004251 DE0004251W WO0143275A2 WO 2001043275 A2 WO2001043275 A2 WO 2001043275A2 DE 0004251 W DE0004251 W DE 0004251W WO 0143275 A2 WO0143275 A2 WO 0143275A2
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Werner Veit
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Infineon Technologies Ag
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/16—Multiple-frequency-changing
    • H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
    • H03D7/166—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature using two or more quadrature frequency translation stages

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for direct modulation, comprising: an oscillator with an output for a high-frequency signal; a first phase shifting device which is coupled on the input side to the output of the oscillator and which each has an output for signals which are phase-shifted with respect to one another; a first mixer and a second mixer, which are connected on the input side to one of the outputs of the phase shifting device and to connections for phase-shifted signal components of a useful signal and each have an output for a modulated signal; a logic device which is connected on the input side to the outputs of the mixers and which has an output for tapping a high-frequency signal modulated with the useful signal.
  • the baseband signal of a high-frequency carrier frequency containing the useful information is modulated in the transmitter in order to be emitted via the antenna after suitable amplification.
  • a large number of different modulators are known for converting the useful signal to the carrier frequency.
  • the useful signal is provided in quadrature components and mixed with the respective quadrature components of the carrier frequency.
  • the summation of the modulated quadrature components results in the high-frequency signal to be radiated.
  • the carrier frequency is supplied by an oscillator. Its output signal is converted by means of a phase shifter into signal components that are 90 ° out of phase with each other. split up. If necessary, dividers are inserted in the signal path.
  • Direct modulation is used in particular in the case of digital cellular mobile radio devices. The use of only a single oscillator and thus the simple and inexpensive implementation is advantageous. Noise and frequency components in the transmission signal that are outside the permitted frequency band are suppressed by filters in front of the antenna.
  • the oscillator oscillates at the same frequency as the emitted signal or at an integral multiple thereof.
  • the problem here is that the signal emitted by the modulator on the output side is parasitically fed back into the oscillator located on the input side.
  • Various effects are involved, which are particularly effective when integrated on a single semiconductor chip. It is common to implement the oscillator as a resonant circuit with a bond wire led out of the chip. On the one hand, the bonding wire can act as a receiving antenna for high-frequency signals emitted elsewhere, so that the output signal of the modulator is fed back into the circuit.
  • the bond wire of the modulator can act as a transmission antenna, the radiation of which is received by bond wires, which are used to supply supply potentials, so that this results in feedback into the modulator.
  • resonance circuits with integrated, planar coils are also common, which also act as transmitters or receivers.
  • the currents flowing in the substrate of the semiconductor chip containing the modulator bring about feedback of the signal on the output side on the input-side oscillator.
  • the oscillator is very selective so that it is extremely borrowed for coupling in its tunable frequency range.
  • the modulated output signal of the direct modulator is fed back to the oscillator on the input side, this interference is in turn modulated; a so-called remodulation effect arises.
  • the output spectrum is broadened.
  • the permissible frequency band for the mobile radio systems is limited.
  • the respective transmitter is limited to one or more transmission channels within the permitted frequency band. Due to the widening of the frequency spectrum due to the remodulation effects, there is a risk that frequency components of the useful signal can lie outside the permissible transmission channel and that specified spectral transmission masks are violated. Adjacent channels are thereby disturbed. Remodulation effects should therefore be avoided.
  • the object of the invention is to provide a circuit arrangement for direct modulation which is simple to implement but which avoids remodulation effects with sufficient certainty.
  • a circuit arrangement for direct modulation which comprises: an oscillator with an output for a high-frequency signal; a first phase shifting device which is coupled on the input side to the output of the oscillator and which each has an output for signals which are phase-shifted with respect to one another; a first mixer and a second mixer, each of which is connected on the input side to one of the outputs of the phase shifting device and to connections for signal components of a useful signal which are phase-shifted with respect to one another and which each have an output for a modulated signal; a link tion device, the input side with the outputs of the
  • Mixer is connected and has an output for tapping a high-frequency signal modulated with the useful signal; a second phase shifting device which is coupled on the input side to the output of the oscillator and which has an output on the output side for signals which are phase-shifted with respect to one another; a second phase shifter which is connected on the input side to one of the outputs of the second phase shifter and which has an output for signals which are phase-shifted with respect to one another; a third and a fourth mixer which are connected on the input side to the outputs of the second and third phase shifting devices and which each have an output for a modulated signal, and a further logic device which is connected on the input side to the outputs of the third and fourth mixers and is connected on the output side to the first phase shifting device.
  • the oscillator just does not vibrate on an integral multiple of the transmission frequency. Rather, the oscillation frequency of the oscillator is only a fractionally rational multiple of the carrier frequency on the output side, ie the frequency of the oscillator is shifted with respect to the output frequency.
  • the feedback is reduced because the carrier frequency is outside the range of the highest sensitivity of the oscillator, namely its instantaneous resonance frequency.
  • the output signal of the direct modulator is coupled to an antenna and emitted.
  • the phase shifters can be designed as all-passes that do not change the frequency of the processed signal.
  • master-slave flip-flops can be used which divide by 2 of the input signal.
  • the tap at the output of the slave of the MS flip-flop supplies one of the output signals of the phase shifter, for example the output signal which is in phase with the input signal and is halved in frequency.
  • the tap at the output of the master of the MS flip-flop supplies the phase shifted output signal of the phase shifter.
  • the output signals are quadrature components and out of phase with each other by 90 °.
  • all phase shifters can be designed as dividers or as all-passes or as a combination of both.
  • the combination of the second and third phase shifters with the second and third mixers and the further linking device cause the frequency of the oscillator to be shifted to the output-side carrier frequency in such a way that these frequencies are in a ratio of a fractionally rational multiple to one another.
  • a mirror frequency generated by the mixers is suppressed again by the link. If the mixers each have quadrature Components are fed that are related to the outputs of the
  • Phase shifters are similar in terms of phase position, the lower sideband is suppressed in the summing element, the upper sideband is let through. If quadrature components are supplied to the mixers that are uneven in phase with respect to the outputs of the phase shifters, the upper sideband is suppressed and the lower sideband is let through. The combination mentioned therefore purely shifts the spectrum supplied to it on the input side.
  • the quadrature components generated by the second and third phase shifters are 90 ° out of phase with one another. Depending on the connection of the outputs of the phase shifters on the mixers, one of the two side bands behind the summing point is suppressed. If you switch the connection of an output between the mixers, the other side band is suppressed.
  • the components additionally required for the invention are conventional all-passports or master-slave flip-flops and mixers and a summing element.
  • the additional circuitry outlay can therefore be realized with standard components at a reasonable outlay.
  • the circuit is therefore particularly suitable for use in a cellular digital mobile radio device.
  • FIG. 1 shows a direct modulator according to the invention
  • 2 shows an exemplary embodiment of a direct modulator in a triple band transmitter for a cellular mobile radio device
  • FIG. 3 shows a direct modulator according to the prior art.
  • a conventional direct modulator comprises a high-frequency oscillator 1 which oscillates on the same carrier frequency as an output signal OUT of the direct modulator.
  • the oscillator 1 is a voltage-controlled oscillator (VCO) which can be tuned to one of the carrier frequencies of the available transmission channels in the permissible frequency band.
  • VCO voltage-controlled oscillator
  • the oscillator 1 is integrated on a semiconductor chip, a bond wire which is led out on one pad of the integrated circuit and fed back again on another pad serves as a resonator.
  • planar coils in the form of metal conductor tracks are conceivable as resonators.
  • a phase shifter 2 generates quadrature components LOI and LOQ from the output signal of the VCO 1.
  • the quadrature components are signals that are phase-shifted from one another by 90 ° and have a phase angle of 0 ° or 90 ° compared to the input phase.
  • the phase shifter can be implemented as an all-pass, so that the output and input frequency of the phase shifter are the same.
  • a master-slave flip-flop can be implemented in which the output signal is half the frequency of the input signal. If necessary, dividers with any integer division ratio are possible. In these cases, the output frequency of the direct modulator and the oscillation frequency of the VCO differ from one another by an integer multiple.
  • the one quadrature component LOI of the carrier signal is mixed with the one quadrature component I of the useful signal.
  • the other quadrature component LOQ of the carrier signal is mixed with the other quadrature component Q of the useful signal mixed.
  • I, Q are provided at respective connections 7, 8.
  • the modulation products are added in a summer 5 and result in the modulated output signal OUT.
  • a divider 6 with a divider factor 1 / R is connected between VCO 1 and phase shifter 2, where R can assume the values 2, 4, etc.
  • the carrier frequency of the output signal OUT is yet another multiple of the oscillation frequency of the VCO 1.
  • the direct modulator according to FIG. 1 has a circuit block 10.
  • the circuit block 10 contains a second phase shifter 11, which is connected to the divider 6 - or can also be connected directly to the VCO 1.
  • the phase shifter 11 generates quadrature components S1I and SIQ.
  • a third phase shifter 12 is fed by one of the output signals of the second phase shifter 11, in FIG. 1 by the signal SIQ.
  • the third phase shifter 12 in turn generates quadrature components S2I and S2Q.
  • the phase shifter 12 is always a divider by N. It contains master-slave flip-flops.
  • the zero-phase quadrature components S1I and S2I are fed to a third mixer 13.
  • the output signals SIQ, S2Q which are phase-shifted by 90 ° with respect to the respective input signals of the phase shifters 11, 12 become a fourth
  • Mixer 14 supplied.
  • the mixed products present at the outputs of the mixers 13, 14 are added in a summer 15, the output signal of which forms the input signal of the phase shift element 2.
  • the mixed products of the mixer 13, 14 contain upper and lower sidebands, one of which is suppressed by the sum in the link 15.
  • Circuit block 10 can therefore be seen as a kind of mirror suppression mixer, so-called IMR mixer (IMR - i age reject). Since only one sideband is emitted from circuit block 10, the carrier frequency of the output signal of block 10 is shifted with respect to the carrier frequency of its input signal.
  • the relationship between the frequency f 0 u ⁇ of the output signal OUT and the frequency f V co of the oscillator VCO 1 is obtained if the phase shifter 2 is a pure phase shifter, for example an all-pass filter, and the phase shifter 11 is a divider by 2 is the following formula:
  • mixers 13, 14 have both I- and Q-
  • the lower sideband is generated at the output of the circuit block 10.
  • the signals S1 and S2Q are fed to the mixer 13 and the signals SIQ and S2I to the mixer 14.
  • the phase shifter 2 is a phase shifter implemented as an all-pass, the following formula results for the relationship of the output frequency f 01 _ ⁇ to the frequency f VC o of the VCO 1:
  • the frequency of the VCO 1 is increased again by a factor of 2 compared to the frequency fou ⁇ of the output signal. It is noteworthy that the output frequency is a fractionally rational multiple in relation to the oscillation frequency of the oscillator, namely proportional to N / (N + 1) or proportional to N / (Nl).
  • the phase shifters 2 and 11 can be implemented differently. Either an all-pass or a divider by 2 in the form of a master-slave flip-flop is possible.
  • the phase shifter 12 is always a divider in the form of a master-slave flip-flop with the partial factor 1 / N, where N can assume the values 2, 4, 8, etc.
  • the divider 6 is optional depending on the desired frequency ratio.
  • a variety of fractionally rational frequency relationships between the carrier frequencies of the output signal OUT and the oscillation frequency of the oscillator 1 can be generated by various combinations of all-passes or master-slave flip-flops for the phase shifters 2, 11 and division factors of the dividers 12, 6.
  • the combination is to be chosen so that signal components fed back from the output signal OUT to the VCO during remodulation by the mixers 3, 4 are not again in a useful channel of the frequency band permitted for the mobile radio service. Remodulation products outside of this frequency band are suppressed with sufficient damping by filters provided for this purpose anyway.
  • FIG. 3 An exemplary embodiment of a triple band transmitter which is suitable for the transmission frequencies of the mobile radio standards GSM900, DCS1800 and DCS1900 is shown in FIG. 3.
  • a pair of I, Q modulators for GSM900 are provided, and because of the frequency bands that are close which is a single pair of I, Q modulators for DCS1800 and
  • Circuit block 10 has two master-slave
  • VCOs la, lb and lc are provided for each frequency band.
  • a divider designated by 21 is switched by 2 into the signal path via a multiplexer 20, with DCS1800 / DCS1900 the divider is bypassed.
  • the respectively assigned high-frequency oscillator la, lb or lc and the assigned I, Q modulators are activated.
  • the transmission frequency band is between 880 ... 915 MHz, ie has a bandwidth of 35 MHz.
  • the channels are arranged in a grid of 200 kHz.
  • the VCO la can be tuned in the range 4693, 3 ... 4880, 0 MHz. Resulting remodulation products and also mixed products not suppressed by the IMR circuit 10 do not fall into the transmission band and lie outside the 35 MHz broad transmission bandwidth.
  • the VCOs are expediently integrated as voltage-controllable HF oscillators with the other circuit components of the direct modulator on a single semiconductor chip.
  • the inductive resonators are implemented as bond wires or planar coils, for example as wide aluminum or copper tracks. In order to keep the tuning range and thus the noise of each VCO to a minimum, a separate Os- zillator selected, a single oscillator with a correspondingly large tuning range would also be conceivable.

Landscapes

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  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Abstract

Eine Schaltungsanordnung zur Direktmodulation umfaßt einen Oszillator (1), dessen Ausgangssignal zur Modulation mit dem Nutzsignal in Quadraturkomponenten (LOI, LOQ) aufgespaltet wird. Eine Schaltung (10) zur Frequenzverschiebung bewirkt, daß die Ausgangsfrequenz und die Frequenz des Oszillators (1) gebrochen rationale Vielfache zueinander sind. Diese Schaltung (10) umfaßt einen Phasenschieber (11) zur Erzeugung erster weiterer Quadraturkomponenten (S1I, S1Q) sowie einen Teiler (12) zur Erzeugung zweiter weiterer Quadraturkomponenten (S21, S2Q). Die Quadraturkomponenten (S1I, S2I; S1Q, S2Q) werden miteinander gemischt (13, 14). Durch den Frequenzversatz wird die Schwingfrequenz des Oszillators (1) nach außerhalb des Nutzfrequenzbands verschoben. Remodulationseffekte beeinflussen die Nachbarkanäle nicht. Die Schaltung ist einfach und kostengünstig realisierbar, benötigt insbesondere nur einen Oszillator (1).

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung zur Direktmodulation
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Direktmodulation, die umfaßt: einen Oszillator mit einem Ausgang für ein Hochfrequenzsignal; eine erste Phasenschiebeeinrichtung, die eingangsseitig mit dem Ausgang des Oszillators gekoppelt ist und die je einen Ausgang für zueinander phasenverschobene Signale aufweist; einen ersten Mischer und einen zweiten Mischer, die eingangsseitig mit je einem der Ausgänge der Phasenschiebeeinrichtung verbunden sind sowie mit Anschlüssen für zueinander phasenverschobene Signalkomponenten eines Nutzsignals und die je einen Ausgang für ein moduliertes Si- gnal aufweisen; eine Verknüpfungseinrichtung, die eingangsseitig mit den Ausgängen der Mischer verbunden ist und die einen Ausgang zum Abgriff eines mit dem Nutzsignal modulierten Hochfrequenzsignals aufweist.
In einem Mobilfunksystem wird im Sender das die Nutzinformation enthaltende Basisbandsignal einer hochfrequenten Trägerfrequenz aufmoduliert, um nach geeigneter Verstärkung über die Antenne abgestrahlt zu werden. Zur Umsetzung des Nutzsignals auf die Trägerfrequenz sind eine Vielzahl von unter- schiedlichen Modulatoren bekannt.
Bei der Direktmodulation wird das Nutzsignal in Quadraturkomponenten bereitgestellt und mit jeweiligen Quadraturkomponenten der Trägerfrequenz gemischt. Die Summierung der modulier- ten Quadraturkomponenten ergibt das abzustrahlende Hochfrequenzsignal. Die Trägerfrequenz wird von einem Oszillator geliefert. Dessen Ausgangssignal wird mittels eines Phasenschiebers in um 90° zueinander phasenverschobene Signalkompo- nenten aufgespaltet. Gegebenenfalls sind Teiler in den Signalpfad eingefügt. Die Direktmodulation wird insbesondere bei digitalen zellularen Mobilfunkgeräten angewandt. Vorteilhaft ist die Verwendung nur eines einzigen Oszillators und damit die einfache und kostengünstige Realisierung. Rauschen und außerhalb des erlaubten Frequenzbands liegende Frequenzanteile im Sendesignal werden durch Filter vor der Antenne unterdrückt.
Der Oszillator schwingt abgesehen von der Nutzsignalmodulation auf derselben Frequenz wie das abgestrahlte Signal oder auf einem ganzzahligen Vielfachen davon. Problematisch dabei ist, daß das ausgangsseitig vom Modulator abgegebene Signal in den eingangsseitig liegenden Oszillator parasitär rückge- koppelt wird. Hierbei sind verschiedene Effekte beteiligt, die insbesondere bei Integration auf einem einzigen Halbleiterchip in erhöhtem Maße wirksam sind. Es ist üblich, den Oszillator als Resonanzkreis mit einem aus dem Chip herausgeführten Bonddraht zu realisieren. Der Bonddraht kann einer- seits als Empfangsantenne für an anderer Stelle abgestrahlte Hochfrequenzsignale wirken, so daß das Ausgangssignal des Modulators wieder in die Schaltung rückgekoppelt wird. Andererseits kann der Bonddraht des Modulators als Sendeantenne wirken, deren Abstrahlung von Bonddrähten, die zur Zuführung von Versorgungspotentialen dienen, empfangen wird, so daß hierüber eine Rückkopplung in den Modulator erfolgt. Darüber hinaus sind auch Resonanzkreise mit integrierten, planaren Spulen üblich, die genauso als Sender oder Empfänger wirken. Weiterhin bewirken die im Substrat des den Modulator enthal- tenden Halbleiterchips fließende Ströme eine Rückkopplung des ausgangsseitigen Signals auf dem eingangsseitigen Oszillator. Der Oszillator ist sehr selektiv, so daß er äußerst empfang- lieh für eine Einkopplung in seinem durchsti mbaren Frequenzbereich ist.
Wenn das modulierte Ausgangssignal des Direktmodulators auf den eingangsseitigen Oszillator rückgekoppelt wird, wird diese Störung wiederum moduliert; es entsteht ein sog. Remodula- tionseffekt. Dies hat zur Folge, daß das ausgangsseitige Spektrum verbreitert wird. Das zulässige Frequenzband für die Mobilfunksysteme ist jedoch begrenzt. Innerhalb des erlaubten Frequenzbands ist der jeweilige Sender auf eine oder mehrere Sendekanäle beschränkt. Durch die Aufweitung des Frequenz- spektrums aufgrund der Remodulationseffekte besteht die Gefahr, daß Frequenzanteile des Nutzsignals außerhalb des zulässigen Sendekanals liegen können und spezifizierte spektra- le Sendemasken verletzt werden. Nachbarkanäle werden dadurch gestört. Remodulationseffekte sind daher zu vermeiden.
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Schaltungsanordnung zur Direktmodulation anzugeben, die einfach reali- sierbar ist, aber Remodulationseffekte ausreichend sicher vermeidet .
Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe gelöst durch eine Schaltungsanordnung zur Direktmodulation, die umfaßt: einen Oszillator mit einem Ausgang für ein Hochfrequenzsignal; eine erste Phasenschiebeeinrichtung, die eingangsseitig mit dem Ausgang des Oszillators gekoppelt ist und die je einen Ausgang für zueinander phasenverschobene Signale aufweist; einen ersten Mischer und einen zweiten Mischer, die eingangsseitig mit je einem der Ausgänge der Phasenschiebeeinrichtung verbunden sind sowie mit Anschlüssen für zueinander phasenver- schobene Signalkomponenten eines Nutzsignals und die je einen Ausgang für ein moduliertes Signal aufweisen; eine Verknüp- fungseinrichtung, die eingangsseitig mit den Ausgängen der
Mischer verbunden ist und die einen Ausgang zum Abgriff eines mit dem Nutzsignal modulierten Hochfrequenzsignals aufweist; wobei eine zweite Phasenschiebeeinrichtung, die eingangssei- tig mit dem Ausgang des Oszillators gekoppelt ist und die ausgangsseitig je einen Ausgang für zueinander phasenverschobene Signale aufweist; eine zweite Phasenschiebeeinrichtung, die eingangsseitig mit einem der Ausgänge der zweiten Phasenschiebeeinrichtung verbunden ist und die je einen Ausgang für zueinander phasenverschobene Signale aufweist; einen dritten und einen vierten Mischer, die eingangsseitig mit den Ausgängen der zweiten und dritten Phasenschiebeeinrichtung verbunden sind und die je einen Ausgang für ein moduliertes Signal aufweisen, und eine weitere Verknüpfungseinrichtung, die ein- gangsseitig mit den Ausgängen der dritten und vierten Mischer verbunden ist und ausgangsseitig an die erste Phasenschiebeeinrichtung angeschlossen ist.
Bei der Direktmodulationsanordnung gemäß der Erfindung schwingt der Oszillator gerade nicht auf einem ganzzahligen Vielfachen der Sendefrequenz. Die Schwingfrequenz des Oszillators ist vielmehr nur ein gebrochen rational Vielfaches der ausgangsseitigen Trägerfrequenz, d.h. die Frequenz des Oszillators ist gegenüber der Ausgangsfrequenz verschoben. Die Rückkopplung ist reduziert, da die Trägerfrequenz außerhalb des Bereichs der höchsten Empfindlichkeit des Oszillators, nämlich dessen momentaner Resonanzfrequenz, liegt. Bei geeigneter Dimensionierung des Frequenzversatzes kann sichergestellt werden, daß trotzdem erzeugte Remodulationsprodukte oder Mischprodukte außerhalb der benachbarten Sendekanäle des Frequenzbandes des Mobilfunksystems liegen. Solche Remodulationsprodukte können problemlos durch die entsprechend gut wirksamen Bandbegrenzungsfilter des Mobilfunkgeräts unter- drückt werden, die ohnehin vorgesehen sind und Frequenzanteile außerhalb des für den Mobilfunkdienst reservierten Frequenzbands unterdrücken. Bei der Herstellung werden die Kosten wesentlich durch den Oszillator bestimmt. Da bei der Schaltung gemäß der Erfindung weiterhin nur ein einziger Oszillator erforderlich ist, bleibt die Herstellung der Direkt- modulationsschaltung kostengünstig. Das Ausgangssignal des Direktmodulators wird nach geeigneter Verstärkung an eine Antenne gekoppelt und abgestrahlt.
Die Phasenschieber können als Allpässe ausgeführt werden, die die Frequenz des verarbeiteten Signals nicht ändern. Alternativ können Master-Slave-Flipflops verwendet werden, die eine Teilung durch 2 des Eingangssignals durchführen. Der Abgriff am Ausgang des Slaves des MS-Flipflops liefert eines der Ausgangssignale des Phasenschiebers, beispielsweise das zum Eingangssignal gleichphasige, und in der Frequenz halbierte Ausgangssignal. Der Abgriff am Ausgang des Masters des MS- Flipflops liefert das dazu phasenverschobene Ausgangssignal des Phasenschiebers. Die Ausgangssignale sind Quadraturkomponenten und um 90° zueinander phasenverschoben. Je nach Frequenzbeziehung zwischen Oszillator und Ausgangsträgerfrequenz können alle Phasenschieber als Teiler oder als Allpässe oder als eine Kombination aus beiden ausgeführt werden.
Die Kombination der zweiten und dritten Phasenschieber mit den zweiten und dritten Mischern und der weiteren Verknüpfungseinrichtung bewirken die Verschiebung der Frequenz des Oszillators zur ausgangsseitigen Trägerfrequenz derart, daß diese Frequenzen im Verhältnis eines gebrochen rationalen Vielfachen zueinander liegen. Eine von den Mischern selbst erzeugte Spiegelfrequenz wird durch das Verknüpfungsglied wieder unterdrückt. Wenn den Mischern jeweils Quadraturkompo- nenten zugeführt werden, die bezogen auf die Ausgänge der
Phasenschieber bezüglich der Phasenlage gleichartig sind, wird das untere Seitenband im Summierglied unterdrückt, das obere Seitenband durchgelassen. Wenn den Mischern jeweils Quadraturkomponenten zugeführt werden, die bezogen auf die Ausgänge der Phasenschieber bezüglich der Phasenlage ungleichartig sind, wird das obere Seitenband unterdrückt und das untere Seitenband durchgelassen. Die genannte Kombination bewirkt daher rein eine Verschiebung des ihm eingangsseitig zugeführten Spektrums. Die von den zweiten und dritten Phasenschiebern erzeugten Quadraturkomponenten sind um 90° zueinander phasenverschoben. Je nach Verschaltung der Ausgänge der Phasenschieber an den Mischern wird eines der beiden Seitenbänder hinter dem Summierpunkt unterdrückt. Vertauscht man die Verschaltung einer Ausgänge zwischen den Mischern, so wird das andere Seitenband unterdrückt.
Die für die Erfindung zusätzlich benötigten Bauelemente sind herkömmliche Allpässe oder Master-Slave-Flipflops und Mischer sowie ein Summierglied. Der zusätzliche schaltungstechnische Aufwand ist daher mit standardgemäßen Komponenten bei vertretbarem Aufwand realisierbar. Die Schaltung bietet sich daher insbesondere zur Verwendung in einem zellularen digitalen Mobilfunkgerät an.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Entsprechende Elemente sind mit gleichen Bezugszeichen versehen. Es zeigen:
Figur 1 einen Direktmodulator gemäß der Erfindung, Figur 2 ein Ausführungsbeispiel für einen Direktmodulator in einem Tripple-Band-Sender für ein zellulares Mobilfunkgerät und Figur 3 einen Direktmodulator nach dem Stand der Technik.
Ein herkömmlicher Direktmodulator gemäß Figur 3 umfaßt einen Hochfrequenzoszillator 1, der auf der gleichen Trägerfrequenz schwingt wie ein Ausgangssignal OUT des Direktmodulators . Der Oszillator 1 ist ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) , der im zulässigen Frequenzband auf eine der Trägerfrequenzen der verfügbaren Sendekanäle abstimmbar ist. Der Oszillator 1 ist auf einem Halbleiterchip integriert, wobei ein Bonddraht, der an einem Pad der integrierten Schaltung herausgeführt wird und an einem anderen Pad wieder zurückgeführt wird, als Resonator dient. Darüber hinaus sind planare Spulen in Form von Metalleiterbahnen als Resonatoren denkbar. Ein Phasenschieber 2 erzeugt aus dem Ausgangssignal des VCO 1 Quadraturkomponenten LOI und LOQ. Die Quadraturkomponenten sind um 90° zueinander phasenverschobene Signale und weisen im Ver- gleich zur eingangsseitigen Phase eine Phasenlage von 0° bzw. 90° auf. Der Phasenschieber kann als Allpaß realisiert werden, so daß Ausgangs- und Eingangsfrequenz des Phasenschiebers gleich sind. Alternativ bietet sich eine Realisierung als Master-Slave-Flipflop an, bei der das Ausgangssignal die Hälfte der Frequenz des Eingangssignals beträgt. Gegebenenfalls sind Teiler mit beliebigem ganzzahligem Teilerverhältnis möglich. In diesen Fällen sind die Ausgangsfrequenz des Direktmodulators und die Schwingfrequenz des VCO um ein ganz- zahliges Vielfaches voneinander verschieden. In einem Mi- scher 3 wird die eine Quadraturkomponente LOI des Trägersignals mit der einen Quadraturkomponente I des Nutzsignals gemischt. In einem anderen Mischer 4 wird die andere Quadraturkomponente LOQ des Trägersignals mit der anderen Quadratur- komponente Q des Nutzsignals gemischt. Die Signalkomponenten
I, Q werden an jeweiligen Anschlüssen 7, 8 bereitgestellt. Die Modulationsprodukte werden in einem Summierer 5 addiert und ergeben das modulierte Ausgangssignal OUT. Gegebenenfalls ist zwischen VCO 1 und Phasenschieber 2 ein Teiler 6 mit einem Teilerfaktor 1/R geschaltet, wobei R die Werte 2, 4, etc. annehmen kann. In diesem Fall ist die Trägerfrequenz des Ausgangssignals OUT ein wiederum anderes Vielfaches der Schwingfrequenz des VCO 1.
Zusätzlich zu der in Figur 3 gezeigten Schaltung weist der Direktmodulator nach Figur 1 einen Schaltungsblock 10 auf. Eingangsseitig enthält der Schaltungsblock 10 einen zweiten Phasenschieber 11, der mit dem Teiler 6 verbunden ist - oder auch direkt an den VCO 1 angeschlossen werden kann. Der Phasenschieber 11 erzeugt Quadraturkomponenten S1I und SIQ. Ein dritter Phasenschieber 12 wird von einem der Ausgangssignale des zweiten Phasenschiebers 11 gespeist, in Figur 1 vom Signal SIQ. Der dritte Phasenschieber 12 erzeugt wiederum Qua- draturkomponenten S2I und S2Q. Der Phasenschieber 12 ist stets ein Teiler durch N. Er enthält Master-Slave-Flipflops . Die null-phasigen Quadraturkomponenten S1I und S2I werden einem dritten Mischer 13 zugeführt. Die bezüglich der jeweiligen Eingangssignale der Phasenschieber 11, 12 um 90° phasen- verschobenen Ausgangssignale SIQ, S2Q werden einem vierten
Mischer 14 zugeführt. Die an den Ausgängen der Mischer 13, 14 anliegenden Mischprodukte werden in einem Summierer 15 addiert, dessen Ausgangssignal das Eingangssignal des Phasen- schiebeglieds 2 bildet.
Die Mischprodukte der Mischer 13, 14 enthalten obere und untere Seitenbänder, von denen eines durch die Sum ation im Verknüpfungsglied 15 unterdrückt wird. Der Schaltungsblock 10 kann daher als eine Art Spiegelunterdrückungsmischer angesehen werden, sogenannten IMR-Mischer (IMR - i age reject) . Da nur ein Seitenband vom Schaltungsblock 10 abgegeben wird, ist die Trägerfrequenz des Ausgangssignals des Blocks 10 in Bezug auf die Trägerfrequenz seines Eingangssignals verschoben.
Entsprechendes gilt dann für die Frequenz des Ausgangssignals OUT des Modulators bezogen auf die Frequenz des VCO 1. Je nach Verschaltung der Leitungen für SlI, SIQ bzw. S2I, S2Q an den Mischern 13, 14 wird eines der Seitenbänder unterdrückt. Wenn man SlI mit SIQ oder S2I mit S2Q vertauscht, wird das andere Seitenband unterdrückt.
Bei der gezeigten Anordnung ergibt sich für die Beziehung zwischen der Frequenz f0uτ des Ausgangssignals OUT und der Frequenz fVco des Oszillators VCO 1, wenn der Phasenschieber 2 als reiner Phasenschieber, beispielsweise als Allpaß, und der Phasenschieber 11 als Teiler durch 2 ausgeführt ist, folgende Formel :
2 x R x N
N+l
Wenn den Mischern 13, 14 sowohl I- als auch Q-
Signalkomponenten zugeführt werden, wird das untere Seitenband am Ausgang des Schaltungsblocks 10 erzeugt. Beispielsweise werden dem Mischer 13 die Signale SlI und S2Q zugeführt, dem Mischer 14 die Signale SIQ und S2I. Wenn der Pha- senschieber 2 ein als Allpaß realisierter Phasenschieber ist, ergibt sich für die Beziehung der Ausgangsfrequenz f01_τ zur Frequenz fVCo des VCOs 1 folgende Formel:
_2 x R x N
Jvco — »r , J OUT
N -l Wenn der Phasenschieber 2 kein Allpaß, sondern ein Teiler durch 2 ist, wird die Frequenz des VCO 1 gegenüber der Frequenz fouτ des Ausgangssignals nochmals um den Faktor 2 erhöht. Bemerkenswert ist, daß die Ausgangsfrequenz in Bezug zur Schwingfrequenz des Oszillators ein gebrochen rationales Vielfaches ist, nämlich proportional zu N/(N+1) oder proportional zu N/ (N-l) .
In Ausgestaltung der Erfindung können die Phasenschieber 2 und 11 unterschiedlich realisiert werden. Es ist entweder ein Allpaß oder ein Teiler durch 2 in Form eines Master-Slave- Flipflops möglich. Der Phasenschieber 12 ist stets ein Teiler in Form eines Master-Slave-Flipflops mit dem Teilfaktor 1/N, wobei N die Werte 2, 4, 8, etc. annehmen kann. Der Teiler 6 ist je nach gewünschtem Frequenzverhältnis optional. Durch verschiedene Kombinationen von Allpässen oder Master-Slave- Flipflops für die Phasenschieber 2, 11 und Teilerfaktoren der Teiler 12, 6 können eine Vielzahl von gebrochen rationalen Frequenzbeziehungen zwischen den Trägerfrequenzen des Aus- gangsignals OUT und der Schwingfrequenz des Oszillators 1 erzeugt werden. Die Kombination ist so zu wählen, daß vom Ausgangssignal OUT auf den VCO ruckgekoppelte Signalanteile bei der Remodulation durch die Mischer 3, 4 nicht wieder in einem Nutzkanal des für den Mobilfunkdienst zulassigen Frequenz- bands liegen. Remodulationsprodukte außerhalb dieses Frequenzbands werden durch hierzu ohnehin vorgesehene Filter mit ausreichender Dampfung unterdruckt.
Ein Ausfuhrungsbeispiel für einen Tripple-Band-Sender, der für die Sendefrequenzen der Mobilfunkstandard GSM900, DCS1800 und DCS1900 geeignet ist, ist m Figur 3 dargestellt. Ausgangsseitig sind ein Paar I, Q-Modulatoren für GSM900 vorgesehen sowie wegen der nahe beieinander liegenden Frequenzban- der ein einziges Paar I, Q-Modulatoren für DCS1800 und
DCS1900. Der Schaltungsblock 10 weist zwei Master-Slave-
Flipflops 10, 11 auf. In den Mischern 13, 14 werden jeweils
I- bzw. Q-Signalanteile gemischt. Eingangsseitig sind für je- des Frequenzband VCOs la, lb und lc vorgesehen. Bei GSM900 wird über einen Multiplexer 20 ein mit 21 bezeichneter Teiler durch 2 in den Signalpfad geschaltet, bei DCS1800/DCS1900 wird der Teiler umgangen. Je nach gewünschtem Frequenzband werden der jeweils zugeordnete Hochfrequenzoszillator la, lb oder lc und die zugeordneten I, Q-Modulatoren aktiviert. Die gebrochen rationale Frequenzbeziehung der Trägerfrequenz des jeweiligen Ausgangssignals fouTGSM bzw. fouTDcs und der jeweils zugeordneten Schwingfrequenz des eingangsseitigen VCO beträgt fvco = 2 x 2 x 4/3 x fouGSM für GSM900 bzw. fVCo = 2 x 4/3 x fouTDcs für DCS1800/DCS1900. Sämtliche relevante Re odulations- produkte, die sich aus der Rückkopplung der Ausgangssignale OUTGSM und OUTDCS auf die jeweils zugeordneten VCOs la, lb bzw. lc ergeben, liegen außerhalb der für diese Mobilfunkstandards zulässigen Frequenzbänder. Für GSM900 beispielswei- se liegt das Sendefrequenzband zwischen 880...915 MHz, weist also eine Bandbreite von 35 MHz. Die Kanäle sind im Raster von 200 kHz angeordnet. Der VCO la ist im Bereich 4693, 3...4880, 0 MHz durchstimmbar . Sich ergebende Remodulati- onsprodukte und auch durch die IMR-Schaltung 10 nicht unter- drückte Mischprodukte fallen nicht in das Sendeband und liegen außerhalb der 35 MHz breiten Sendebandbreite. Zweckmäßigerweise sind die VCOs als spannungssteuerbare HF- Oszillatoren mit den übrigen Schaltungskomponenten des Direktmodulators auf einem einzigen Halbleiterchip integriert. Die induktiven Resonatoren sind als Bonddrähte oder planare Spulen realisiert, z.B. als breite Aluminium- oder Kupferbahnen. Um den Durchstimmbereich und damit das Rauschen jedes VCO minimal zu halten wurde für jedes Band ein separater Os- zillator gewählt, denkbar wäre auch ein einzelner Oszillator it entsprechend großem Durchstimmbereich.

Claims

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung zur Direktmodulation, die umfaßt: - einen Oszillator (1) mit einem Ausgang für ein Hochfrequenzsignal,
- eine erste Phasenschiebeeinrichtung (2) , die eingangsseitig mit dem Ausgang des Oszillators (1) gekoppelt ist und die je einen Ausgang für zueinander phasenverschobene Signale (LOI, LOQ) aufweist,
- einen ersten Mischer (3) und einen zweiten Mischer (4), die eingangsseitig mit je einem der Ausgänge der Phasenschiebeeinrichtung (2) verbunden sind sowie mit Anschlüssen für zueinander phasenverschobene Signalkomponenten (I, Q) eines Nutzsignals und die je einen Ausgang für ein moduliertes Signal aufweisen,
- eine Verknüpfungseinrichtung (5) , die eingangsseitig mit den Ausgängen der Mischer (3, 4) verbunden ist und die einen Ausgang zum Abgriff eines mit dem Nutzsignal modulier- ten Hochfrequenzsignals ( OUT ) aufweist , g e k e n n z e i c h n e t d u r c h
- eine zweite Phasenschiebeeinrichtung (11), die eingangsseitig mit dem Ausgang des Oszillators (1) gekoppelt ist und die ausgangsseitig je einen Ausgang für zueinander phasen- verschobene Signale (SlI, SIQ) aufweist,
- eine zweite Phasenschiebeeinrichtung (12) , die eingangsseitig mit einem der Ausgänge der zweiten Phasenschiebeeinrichtung (11) verbunden ist und die je einen Ausgang für zueinander phasenverschobene Signale (S2I, S2Q) aufweist, - einen dritten und einen vierten Mischer (13, 14) , die eingangsseitig mit den Ausgängen der zweiten und dritten Phasenschiebeeinrichtung (11, 12) verbunden sind und die je einen Ausgang für ein moduliertes Signal aufweisen, und - eine weitere Verknüpfungseinrichtung (15), die eingangsseitig mit den Ausgängen der dritten und vierten Mischer (13, 14) verbunden ist und ausgangsseitig an die erste Phasenschiebeeinrichtung (2) angeschlossen ist.
2. Schaltungsanordnung zur Direktmodulation nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß zwischen dem Ausgang des Oszillators (1) und dem Eingang der ersten Phasenschiebeeinrichtung (2) ein Teiler (6, 21) ge- schaltet ist.
3. Schaltungsanordnung zur Direktmodulation nach Anspruch 1 oder 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Phasenschiebeeinrichtungen (2, 11, 12) ausgebildet sind, Ausgangssignale zu erzeugen, die um eine Phase von 90° zueinander phasenverschoben sind.
4. Schaltungsanordnung zur Direktmodulation nach Anspruch 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß mindestens eine der Phasenschiebeeinrichtungen (2, 11, 12) ein Master-Slave-Flipflop umfaßt und daß einer der Ausgänge dieser Phasenschiebeeinrichtung durch den Ausgang des Masters gebildet ist und ein anderer der Ausgänge dieser Phasenschie- beeinrichtung durch den Ausgang des Slaves gebildet ist.
5. Schaltungsanordnung zur Direktmodulation nach Anspruch 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß mindestens eine der Phasenschiebeeinrichtungen (2, 11) ein Allpaß ist.
6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die dritte Phasenschiebeeinrichtung (12) ein Teiler ist.
7. Schaltungsanordnung zur Direktmodulation nach einem der Ansprüche 1 bis 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der dritte und vierte Mischer (13, 14) eingangsseitig jeweils mit einem Ausgang der zweiten Phasenschiebeeinrichtung (11) und mit einem Ausgang der dritten Phasenschiebeeinrichtung (12) verbunden sind.
8. Schaltungsanordnung zur Direktmodulation nach Anspruch 7, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die zweite und dritte Phasenschiebeeinrichtung (11, 12) je einen gleichphasigen Ausgang aufweist, dessen Ausgangssignal zum jeweiligen Eingangssignal gleiche Phasenlage aufweist, und einen phasenverschobenen Ausgang, dessen Ausgangssignal zum jeweiligen Eingangssignal um 90° verschobene Phasenlage aufweist, und daß der dritte Mischer (13) eingangsseitig mit den gleichphasigen Ausgängen der zweiten und dritten Phasen- Schiebeeinrichtungen (11, 12) verbunden ist und daß der vierte Mischer (14) eingangsseitig mit den phasenverschobenen Ausgängen der zweiten und dritten Phasenschiebeeinrichtungen (11, 12) verbunden ist.
9. Schaltungsanordnung zur Direktmodulation nach Anspruch 7, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die zweite und dritte Phasenschiebeeinrichtung (11, 12) je einen gleichphasigen Ausgang aufweist, dessen Ausgangssignal zum Eingangssignal jeweils gleiche Phasenlage aufweist, und einen phasenverschobenen Ausgang, dessen Ausgangssignal zum jeweiligen Eingangssignal um 90° verschobene Phasenlage aufweist, und daß der dritte und der vierte Mischer (13, 14) eingangsseitig jeweils mit einem gleichphasigen Ausgang und einem gegenphasigen Ausgang der zweiten und dritten Phasenschiebeeinrichtungen (11, 12) verbunden ist.
10. Schaltungsanordnung zur Direktmodulation nach einem der
Ansprüche 1 bis 9, g e k e n n z e i c h n e t d u r c h
Verwendung in einem zellularen digitalen Mobilfunkgerät, bei dem der Ausgang der Verknüpfungseinrichtung (5) über eine
Verstärkereinrichtung an eine Antenne gekoppelt ist.
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