JPH07283842A - 位相変調器集積回路 - Google Patents
位相変調器集積回路Info
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- JPH07283842A JPH07283842A JP7457794A JP7457794A JPH07283842A JP H07283842 A JPH07283842 A JP H07283842A JP 7457794 A JP7457794 A JP 7457794A JP 7457794 A JP7457794 A JP 7457794A JP H07283842 A JPH07283842 A JP H07283842A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ディジタルマイクロ波無線通信器の位相変調
器において、簡単な構成で入出力間の信号絶縁状態を良
好とする。 【構成】 搬送波入力ｆLOを分周器１でｎ分周し、この
分周出力とデータ入力とをアナログ乗算器２で乗算して
変調する。この変調出力をｆLOと周波数変換器３で混合
して周波数変換する。周波数変換用の局発が不要とな
り、また入出力間の周波数が簡単に変えられるので、入
出力間の信号絶縁が良好となる。
器において、簡単な構成で入出力間の信号絶縁状態を良
好とする。 【構成】 搬送波入力ｆLOを分周器１でｎ分周し、この
分周出力とデータ入力とをアナログ乗算器２で乗算して
変調する。この変調出力をｆLOと周波数変換器３で混合
して周波数変換する。周波数変換用の局発が不要とな
り、また入出力間の周波数が簡単に変えられるので、入
出力間の信号絶縁が良好となる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は位相変調器集積回路に関
し、特に１．５〜３ＧＨｚの準マイクロ波帯で動作する
移動通信ディジタルマイクロ波無線通信装置に用いられ
る位相変調器集積回路装置に関するものである。
し、特に１．５〜３ＧＨｚの準マイクロ波帯で動作する
移動通信ディジタルマイクロ波無線通信装置に用いられ
る位相変調器集積回路装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】この種の通信装置に用いられる直交位相
変調器の例としては、ダイオード等の個別半導体部品と
トランスまたはスロット線路とコプレーナ線路等の分布
定数線路とからなるバランス変換回路構成のバランス型
ミキサがある。
変調器の例としては、ダイオード等の個別半導体部品と
トランスまたはスロット線路とコプレーナ線路等の分布
定数線路とからなるバランス変換回路構成のバランス型
ミキサがある。
【０００３】また、他の例として、ハイブリッドトラン
スや分布定数線路、例えばエッジ結合、平行線路カプ
ラ、ランゲカプラ等を９０度位相器として付加し、直交
位相変調器を構成したものがある。
スや分布定数線路、例えばエッジ結合、平行線路カプ
ラ、ランゲカプラ等を９０度位相器として付加し、直交
位相変調器を構成したものがある。
【０００４】これらの位相変調器は、その電気特性上、
扱う信号周波数の波長で決まる物理的な大きさを必要と
することから、小型化には適さず、また広帯域に亘り良
好な特性を得ることが困難なために狭帯域となり、しか
も所要特性を満足するには、微妙な調整を要する等、量
産性にも乏しいものであった。
扱う信号周波数の波長で決まる物理的な大きさを必要と
することから、小型化には適さず、また広帯域に亘り良
好な特性を得ることが困難なために狭帯域となり、しか
も所要特性を満足するには、微妙な調整を要する等、量
産性にも乏しいものであった。
【０００５】一方、近年の半導体技術の進歩により、ト
ランジスタ差動増幅器を基本とするアナログ乗算器すな
わちいわゆるギルバートセルを用いた平衡変調器集積回
路の高周波化も可能となってきている。半導体集積回路
とすることにより、小型で原理的に広帯域で良好な特性
の位相変調器の実現が可能となり、量産性の高い表面実
装用の小型形状パッケージの適用が可能となる。
ランジスタ差動増幅器を基本とするアナログ乗算器すな
わちいわゆるギルバートセルを用いた平衡変調器集積回
路の高周波化も可能となってきている。半導体集積回路
とすることにより、小型で原理的に広帯域で良好な特性
の位相変調器の実現が可能となり、量産性の高い表面実
装用の小型形状パッケージの適用が可能となる。
【０００６】一般に高周波になる程、一定長の信号線路
から空間に放射される電磁波の量は増加し、二本の線路
間においてはその距離が短くなる程電磁界の結合が強く
なることから、小型パッケージに高周波の回路を搭載し
た場合、その入出力信号間の絶縁性は劣化する。位相変
調器では入力する搬送波が出力に漏れ出した場合、その
主要な特性項目である位相誤差、振幅誤差が増大すると
いう問題が発生する。
から空間に放射される電磁波の量は増加し、二本の線路
間においてはその距離が短くなる程電磁界の結合が強く
なることから、小型パッケージに高周波の回路を搭載し
た場合、その入出力信号間の絶縁性は劣化する。位相変
調器では入力する搬送波が出力に漏れ出した場合、その
主要な特性項目である位相誤差、振幅誤差が増大すると
いう問題が発生する。
【０００７】この問題の解決のため、入力する搬送周波
数に対し出力変調波が別の周波数となる様、その内部に
周波数変換手段を有する位相変調集積回路が特開平２−
２３７３４２号公報に開示されている。
数に対し出力変調波が別の周波数となる様、その内部に
周波数変換手段を有する位相変調集積回路が特開平２−
２３７３４２号公報に開示されている。
【０００８】図３，４にその各例を示しており、先ず図
３を参照すると、搬送波ｆLOを分周器１でｎ分周して、
この分周出力とデータ入力ＤＡＴＡとをアナログ乗算器
２で乗算することにより、入力搬送波の１／ｎ（ｎは整
数）に周波数変換することで、入出力信号間の絶縁劣化
の問題を解決している。
３を参照すると、搬送波ｆLOを分周器１でｎ分周して、
この分周出力とデータ入力ＤＡＴＡとをアナログ乗算器
２で乗算することにより、入力搬送波の１／ｎ（ｎは整
数）に周波数変換することで、入出力信号間の絶縁劣化
の問題を解決している。
【０００９】図４を参照すると、搬送波ｆLOとデータ入
力ＤＡＴＡとを先ずアナログ乗算器２で乗算して、この
乗算出力を第２の局部発振信号ｆLO2 と周波数混合器３
で混合し、周波数変換することで、同様に入出力信号間
の絶縁劣化の問題を解決している。
力ＤＡＴＡとを先ずアナログ乗算器２で乗算して、この
乗算出力を第２の局部発振信号ｆLO2 と周波数混合器３
で混合し、周波数変換することで、同様に入出力信号間
の絶縁劣化の問題を解決している。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】この従来の位相変換器
集積回路では、１．５〜３ＧＨｚ帯の比較的高周波の位
相変調器集積回路として用いる場合、その内蔵する周波
数変換手段に応じて、外部より入力する搬送波信号ｆLO
や局部発振信号ｆLO2 に対する要求性能や回路構成の複
雑化は避けられず、位相変調器自体は小型化がなされた
としても、搬送波信号源や局部発振信号源の大きさも含
めると、全体としては大きくなってしまい、またコスト
高になるとという問題点がある。
集積回路では、１．５〜３ＧＨｚ帯の比較的高周波の位
相変調器集積回路として用いる場合、その内蔵する周波
数変換手段に応じて、外部より入力する搬送波信号ｆLO
や局部発振信号ｆLO2 に対する要求性能や回路構成の複
雑化は避けられず、位相変調器自体は小型化がなされた
としても、搬送波信号源や局部発振信号源の大きさも含
めると、全体としては大きくなってしまい、またコスト
高になるとという問題点がある。
【００１１】すなわち、図３に示した搬送波信号ｆLO分
周して入力波の１／ｎにして周波数変換する方法におい
ては、出力周波数１．５〜３ＧＨｚ帯の整数倍の周波数
を持つ信号源が必要になる。１．５〜３ＧＨｚ帯の変調
出力周波数を得るために、２分周では３〜６ＧＨｚ帯、
４分周では６〜１２ＧＨｚ帯の信号源が必要になるた
め、一般に周波数が高くなる程構成部品も高性能のもの
が必要となり、また周波数、位相等の安定性を得ること
も困難となることから、回路が複雑化すると共に高価と
なる。
周して入力波の１／ｎにして周波数変換する方法におい
ては、出力周波数１．５〜３ＧＨｚ帯の整数倍の周波数
を持つ信号源が必要になる。１．５〜３ＧＨｚ帯の変調
出力周波数を得るために、２分周では３〜６ＧＨｚ帯、
４分周では６〜１２ＧＨｚ帯の信号源が必要になるた
め、一般に周波数が高くなる程構成部品も高性能のもの
が必要となり、また周波数、位相等の安定性を得ること
も困難となることから、回路が複雑化すると共に高価と
なる。
【００１２】一方、図４の周波数混合器を用いて周波数
変換する方法においては、搬送波ｆLOと局部発振ｆLO2
との二個の信号源が必要となることから、同様に複雑化
し、高価となる。
変換する方法においては、搬送波ｆLOと局部発振ｆLO2
との二個の信号源が必要となることから、同様に複雑化
し、高価となる。
【００１３】本発明の目的は、簡単な構成で入出力間の
周波数を変えて入出力絶縁を可能とした位相変調器集積
回路を提供することである。
周波数を変えて入出力絶縁を可能とした位相変調器集積
回路を提供することである。
【００１４】本発明の他の目的は、簡単な構成で特性の
良いディジタルマイクロ波無線通信装置の直交位相変調
器集積回路を提供することである。
良いディジタルマイクロ波無線通信装置の直交位相変調
器集積回路を提供することである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明による位相変調器
集積回路は、搬送波入力とデータ入力とをアナログ乗算
することにより位相変調出力を得るようにした位相変調
器集積回路であって、前記搬送波を分周する分周手段
と、この分周出力と前記データ入力とをアナログ乗算す
るアナログ乗算手段と、この乗算出力と前記搬送波入力
とを周波数混合して周波数変換する周波数変換手段とを
含むことを特徴としている。
集積回路は、搬送波入力とデータ入力とをアナログ乗算
することにより位相変調出力を得るようにした位相変調
器集積回路であって、前記搬送波を分周する分周手段
と、この分周出力と前記データ入力とをアナログ乗算す
るアナログ乗算手段と、この乗算出力と前記搬送波入力
とを周波数混合して周波数変換する周波数変換手段とを
含むことを特徴としている。
【００１６】本発明による直交位相変調器集積回路は、
前記データ入力は互いに位相が９０度ずれた第１及び第
２のデータ信号からなり、前記分周手段は前記搬送波を
分周して互いに９０ど位相がずれた第１及び第２の分周
出力を生成する分周回路を有し、前記アナログ乗算手段
は前記第１及び第２のデータ信号と前記第１及び第２の
分周出力とを夫々アナログ乗算する第１及び第２の乗算
回路と、これ等第１及び第２の乗算回路の乗算出力をア
ナログ加算する加算器とを有し、前記周波数変換手段は
この加算出力と前記搬送波入力とを周波数混合するよう
にしたことを特徴としている。
前記データ入力は互いに位相が９０度ずれた第１及び第
２のデータ信号からなり、前記分周手段は前記搬送波を
分周して互いに９０ど位相がずれた第１及び第２の分周
出力を生成する分周回路を有し、前記アナログ乗算手段
は前記第１及び第２のデータ信号と前記第１及び第２の
分周出力とを夫々アナログ乗算する第１及び第２の乗算
回路と、これ等第１及び第２の乗算回路の乗算出力をア
ナログ加算する加算器とを有し、前記周波数変換手段は
この加算出力と前記搬送波入力とを周波数混合するよう
にしたことを特徴としている。
【００１７】
【作用】搬送波入力ｆLOをｎ分周し、この分周出力とデ
ータ入力ＤＡＴＡとをアナログ乗算し、しかる後にこの
乗算出力と搬送波入力ｆLOとを周波数混合して周波数変
換することで、周波数変換用の局部発振源が不要とな
り、また搬送波ｆLOもｎ倍のものを必要としなくなる
ータ入力ＤＡＴＡとをアナログ乗算し、しかる後にこの
乗算出力と搬送波入力ｆLOとを周波数混合して周波数変
換することで、周波数変換用の局部発振源が不要とな
り、また搬送波ｆLOもｎ倍のものを必要としなくなる
【００１８】
【実施例】以下、本発明の実施例について図面を用いて
説明する。
説明する。
【００１９】図１は本発明の一実施例のブロック図であ
り、図３，４と同等部分は同一符号にて示している。搬
送波入力ｆLOはｎ分周器１（ｎは正の整数）にてｎ分周
され、アナログ乗算器２の１入力となる。この乗算器２
の他入力にはデータ入力ＤＡＴＡが印加されている。
り、図３，４と同等部分は同一符号にて示している。搬
送波入力ｆLOはｎ分周器１（ｎは正の整数）にてｎ分周
され、アナログ乗算器２の１入力となる。この乗算器２
の他入力にはデータ入力ＤＡＴＡが印加されている。
【００２０】この乗算出力は周波数変換器３にて搬送波
入力ｆLOと周波数混合されて周波数変換され、 ｆRF＝ｆLO（１±１／ｎ） ………（１） なる周波数を有する変調出力が得られることになる。
入力ｆLOと周波数混合されて周波数変換され、 ｆRF＝ｆLO（１±１／ｎ） ………（１） なる周波数を有する変調出力が得られることになる。
【００２１】尚、上記（１）式の±のいずれの周波数を
選択するかは、システムにて適宜定められるものであ
り、バンドパスフィルタ等を用いて必要に応じて抽出さ
れる。
選択するかは、システムにて適宜定められるものであ
り、バンドパスフィルタ等を用いて必要に応じて抽出さ
れる。
【００２２】図２は本発明の他の実施例を示すブロック
図であり、本例では直交位相変調器の例を示している。
本図において、図１と同等部分は同一符号により示して
いる。
図であり、本例では直交位相変調器の例を示している。
本図において、図１と同等部分は同一符号により示して
いる。
【００２３】本例では、分周器１として４分周器を用い
ており、ＤＦＦ（Ｄタイプフリツプフロップ）１１，１
２により４分周器１が構成されている。すなわち、ＤＦ
Ｆ１１のＱ出力（非反転出力）はＤＦＦ１２のデータ入
力となっており、このＤＦＦ１２の反転Ｑ出力がＤＦＦ
１１のデータ入力となっている。これ等両ＤＦＦの各ク
ロック入力に搬送波ｆLOが供給されており、ＤＦＦ１
１，１２の各Ｑ出力から、互いに９０度位相差を有する
一対の４分周出力が導出されることになる。
ており、ＤＦＦ（Ｄタイプフリツプフロップ）１１，１
２により４分周器１が構成されている。すなわち、ＤＦ
Ｆ１１のＱ出力（非反転出力）はＤＦＦ１２のデータ入
力となっており、このＤＦＦ１２の反転Ｑ出力がＤＦＦ
１１のデータ入力となっている。これ等両ＤＦＦの各ク
ロック入力に搬送波ｆLOが供給されており、ＤＦＦ１
１，１２の各Ｑ出力から、互いに９０度位相差を有する
一対の４分周出力が導出されることになる。
【００２４】この様なＤＦＦ１１による分周器の構成で
は、特開平３−１３１１７号公報にて公知の如く、常に
クロック入力（搬送波入力）の立上りタイミングによっ
てＱ出力の位相が決まることから、搬送波入力の１／４
の周波数のＱ出力信号同士の位相差は極めて精度良く９
０度となり、精度の良い直交位相差を有する一対の搬送
波信号が生成されるものである。
は、特開平３−１３１１７号公報にて公知の如く、常に
クロック入力（搬送波入力）の立上りタイミングによっ
てＱ出力の位相が決まることから、搬送波入力の１／４
の周波数のＱ出力信号同士の位相差は極めて精度良く９
０度となり、精度の良い直交位相差を有する一対の搬送
波信号が生成されるものである。
【００２５】この一対の搬送波信号の各々はアナログ乗
算器２１，２２へ夫々印加され、各他入力である互いに
９０度位相がずれたデータ入力Ｑ，Ｉの各ＤＡＴＡと乗
算される。これ等乗算出力はアナログ加算器で加算合成
され、周波数変換器３の一入力となる。
算器２１，２２へ夫々印加され、各他入力である互いに
９０度位相がずれたデータ入力Ｑ，Ｉの各ＤＡＴＡと乗
算される。これ等乗算出力はアナログ加算器で加算合成
され、周波数変換器３の一入力となる。
【００２６】この周波数変換器３にて搬送波入力ｆLOと
混合されて周波数変換され、 ｆRF＝ｆLO（１±１／４） ………（２） なる周波数を有する直交変調出力が得られるのである。
この場合も、（２）式の±のいずれかの周波数である５
ｆLO／４，３ｆLO／４を選択するためには、フィルタを
用いれば良いものである。
混合されて周波数変換され、 ｆRF＝ｆLO（１±１／４） ………（２） なる周波数を有する直交変調出力が得られるのである。
この場合も、（２）式の±のいずれかの周波数である５
ｆLO／４，３ｆLO／４を選択するためには、フィルタを
用いれば良いものである。
【００２７】尚、図２において、ｎ＝４としたが、ｎ＝
２として２分周のＤＦＦを用いても９０度位相差を有す
る一対の２分周出力を得ることができる。
２として２分周のＤＦＦを用いても９０度位相差を有す
る一対の２分周出力を得ることができる。
【００２８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
変調出力信号周波数を変調器集積回路内部で周波数変換
して生成することにより、本集積回路に入力する局部発
振信号が出力端に漏れ出してもフィルタ等で容易に妨害
波を除くことができる。
変調出力信号周波数を変調器集積回路内部で周波数変換
して生成することにより、本集積回路に入力する局部発
振信号が出力端に漏れ出してもフィルタ等で容易に妨害
波を除くことができる。
【００２９】本発明を構成する各機能回路部分はいずれ
も半導体集積回路化が容易であり、１チップ上に搭載す
ることで回路構成が多少複雑であっても、コスト上昇要
因はほとんど無い。
も半導体集積回路化が容易であり、１チップ上に搭載す
ることで回路構成が多少複雑であっても、コスト上昇要
因はほとんど無い。
【００３０】また、ｎ＝４として直交位相変調とした場
合、局部発振信号源も出力周波数の４／５または４／３
のものが１個あれば良いため全体として構成も簡素化さ
れ安価で小型、高性能の直交位相変調器が得られる。
合、局部発振信号源も出力周波数の４／５または４／３
のものが１個あれば良いため全体として構成も簡素化さ
れ安価で小型、高性能の直交位相変調器が得られる。
【００３１】また、位相変調器の性能は集積回路上に作
り込めるトランジスタの性能に依存し、高周波となる程
移相誤差、振幅誤差が増大する等性能が劣化するが、本
発明では出力周波数の１／５または１／３の周波数の搬
送波周波数であることから、同一性能のトランジスタで
も直接変調の場合より高精度、高性能のものが得られ
る。また、低周波であることから消費電力も比較的少な
くて済むという効果もある。
り込めるトランジスタの性能に依存し、高周波となる程
移相誤差、振幅誤差が増大する等性能が劣化するが、本
発明では出力周波数の１／５または１／３の周波数の搬
送波周波数であることから、同一性能のトランジスタで
も直接変調の場合より高精度、高性能のものが得られ
る。また、低周波であることから消費電力も比較的少な
くて済むという効果もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例のブロック図である。
【図２】本発明の他の実施例のブロック図である。
【図３】従来の位相変調器の一例のブロック図である。
【図４】従来の位相変調器の他の例のブロック図であ
る。
る。
１ ｎ分周器 ２，２１，２２ アナログ乗算器 ３ 周波数変換器 ４ アナログ加算器 １１，１２ ＤＦＦ
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成６年９月７日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１６
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１６】本発明による直交位相変調器集積回路は、
前記データ入力は第１及び第２のデータ信号からなり、
前記分周手段は前記搬送波を分周して互いに９０度位相
がずれた第１及び第２の分周出力を生成する分周回路を
有し、前記アナログ乗算手段は前記第１及び第２のデー
タ信号と前記第１及び第２の分周出力とを夫々アナログ
乗算する第１及び第２の乗算回路と、これ等第１及び第
２の乗算回路の乗算出力をアナログ加算する加算器とを
有し、前記周波数変換手段はこの加算出力と前記搬送波
入力とを周波数混合するようにしたことを特徴としてい
る。
前記データ入力は第１及び第２のデータ信号からなり、
前記分周手段は前記搬送波を分周して互いに９０度位相
がずれた第１及び第２の分周出力を生成する分周回路を
有し、前記アナログ乗算手段は前記第１及び第２のデー
タ信号と前記第１及び第２の分周出力とを夫々アナログ
乗算する第１及び第２の乗算回路と、これ等第１及び第
２の乗算回路の乗算出力をアナログ加算する加算器とを
有し、前記周波数変換手段はこの加算出力と前記搬送波
入力とを周波数混合するようにしたことを特徴としてい
る。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２５
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２５】この一対の搬送波信号の各々はアナログ乗
算器２１，２２へ夫々印加され、各他入力であるデータ
入力Ｑ，Ｉの各ＤＡＴＡと乗算される。これ等乗算出力
はアナログ加算器で加算合成され、周波数変換器３の一
入力となる。
算器２１，２２へ夫々印加され、各他入力であるデータ
入力Ｑ，Ｉの各ＤＡＴＡと乗算される。これ等乗算出力
はアナログ加算器で加算合成され、周波数変換器３の一
入力となる。
Claims (4)
- 【請求項１】 搬送波入力とデータ入力とをアナログ乗
算することにより位相変調出力を得るようにした位相変
調器集積回路であって、前記搬送波を分周する分周手段
と、この分周出力と前記データ入力とをアナログ乗算す
るアナログ乗算手段と、この乗算出力と前記搬送波入力
とを周波数混合して周波数変換する周波数変換手段とを
含むことを特徴とする位相変調器集積回路。 - 【請求項２】 前記データ入力は互いに位相が９０度ず
れた第１及び第２のデータ信号からなり、前記分周手段
は前記搬送波を分周して互いに９０度位相がずれた第１
及び第２の分周出力を生成する分周回路を有し、前記ア
ナログ乗算手段は前記第１及び第２のデータ信号と前記
第１及び第２の分周出力とを夫々アナログ乗算する第１
及び第２の乗算回路と、これ等第１及び第２の乗算回路
の乗算出力をアナログ加算する加算器とを有し、前記周
波数変換手段はこの加算出力と前記搬送波入力とを周波
数混合するようにしたことを特徴とする請求項１記載の
位相変調器集積回路。 - 【請求項３】 前記分周手段は４分周機能を有すること
を特徴とする請求項２記載の位相変調器集積回路。 - 【請求項４】 前記分周手段は、第１のＤタイプフリッ
プフロップと、このフリップフロップの出力をデータ入
力とし反転出力が前記第１のＤタイプフリツプフロップ
のデータ入力とされた第２のＤタイプフリツプフロップ
とからなり、前記第１及び第２のＤタイプフリツプフロ
ップのクロック入力に前記搬送波入力を印加し、前記第
１及び第２のＤタイプフリツプフロップの各非反転出力
を前記第１及び第２の分周出力としてなることを特徴と
する請求項３記載の位相変調器集積回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7457794A JPH07283842A (ja) | 1994-04-13 | 1994-04-13 | 位相変調器集積回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7457794A JPH07283842A (ja) | 1994-04-13 | 1994-04-13 | 位相変調器集積回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07283842A true JPH07283842A (ja) | 1995-10-27 |
Family
ID=13551181
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7457794A Pending JPH07283842A (ja) | 1994-04-13 | 1994-04-13 | 位相変調器集積回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07283842A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US6931237B2 (en) | 2001-02-21 | 2005-08-16 | Asahi Kasei Microsystems Co., Ltd. | Communication device |
| US6983131B2 (en) | 1999-12-07 | 2006-01-03 | Infineon Technologies Ag | Circuit configuration for direct modulation |
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-
1994
- 1994-04-13 JP JP7457794A patent/JPH07283842A/ja active Pending
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