WO2001033719A1 - Dispositif et procede de communication - Google Patents

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WO2001033719A1
WO2001033719A1 PCT/JP2000/007312 JP0007312W WO0133719A1 WO 2001033719 A1 WO2001033719 A1 WO 2001033719A1 JP 0007312 W JP0007312 W JP 0007312W WO 0133719 A1 WO0133719 A1 WO 0133719A1
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WO
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bits
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turbo
redundant
soft decision
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PCT/JP2000/007312
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Wataru Matsumoto
Yoshikuni Miyata
Original Assignee
Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
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    • H03M13/258—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM] with turbo codes, e.g. Turbo Trellis Coded Modulation [TTCM]
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    • H03M13/2957—Turbo codes and decoding
    • H03M13/296—Particular turbo code structure
    • H03M13/2966—Turbo codes concatenated with another code, e.g. an outer block code

Definitions

  • the present invention relates to a communication apparatus and a communication method employing a multi-carrier modulation / demodulation method, and in particular, to an existing communication line using a DMT (Discrete Multi Tone) modulation / demodulation method, an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) modulation / demodulation method, or the like.
  • the present invention relates to a communication device and a communication method capable of realizing data communication using the communication device.
  • the present invention is not limited to communication devices that perform data communication using the DMT modulation / demodulation method, and all communication devices that perform wired communication and wireless communication using a multicarrier modulation / demodulation method and a single carrier modulation / demodulation method via a normal communication line. Applicable to Background art
  • turbo code In wideband CDMA (Code Division Multiple Access) using the SS (Spread Spectrum) method, a turbo code has been proposed as an error correction code that greatly exceeds the performance of convolutional codes.
  • This turbo code encodes a sequence obtained by interleaving an information sequence in parallel with a known encoded sequence, and is said to have characteristics close to the Shannon limit.
  • One of the correction codes In the above W-CDMA, the performance of the error correction code greatly affects the transmission characteristics in voice transmission and data transmission. Therefore, the transmission characteristics can be greatly improved by applying the turbo code.
  • FIG. 8 shows the configuration of the turbo encoder used in the transmission system.
  • 101 is a first recursive systematic convolutional encoder that convolutionally codes an information sequence and outputs redundant bits
  • 102 is an interleaver
  • Reference numeral 3 denotes a second recursive systematic convolutional encoder that convolutionally encodes the information sequence after replacement by the interleaver 102 and outputs redundant bits.
  • FIG. 8 (b) is a diagram showing an internal configuration of the first recursive tissue convolutional encoder 101 and the second recursive tissue convolutional encoder 103.
  • the systematic convolutional encoder is an encoder that outputs only redundant bits.
  • the interleaver 102 used in the turbo encoder performs a process of randomly exchanging information bit sequences.
  • the turbo encoder constituted as described above, at the same time, information bits based ⁇ IJ: and X l, the information bit sequence turned into code by a first recursive systematic convolutional encoder 1 0 1 processing redundancy
  • a bit sequence: X 2 and a redundant bit sequence: X 3 obtained by encoding the information bit sequence after the interleave processing by the processing of the second recursive systematic convolutional encoder 103 are output.
  • FIG. 9 is a diagram showing a configuration of a turbo decoder used in the receiving system.
  • 1 1 1 is a first decoder for calculating a log likelihood ratio from the received signal: y
  • the received signal: y 2 , 1 1 2 and 1 16 are adders
  • 1 1 3 and 1 1 4 are interleavers
  • 1 1 5 is a second decoder for calculating the log likelihood ratio from the received signal: yi and the received signal: y 3
  • 1 18 is a determiner that determines the output of the second decoder 1 15 and outputs an estimated value of the original information bit sequence.
  • the reception signals: yi, y 2, y 3, respectively the information bit sequence: X have redundant bit sequence: chi 2, a signal influenced by noise and Fuwejingu the transmission path chi 3.
  • the first decoder 111 receives a log likelihood ratio: L (U k ) from a received signal: y lk and a received signal: y 2k. (K represents time). Then, the log likelihood ratio: L (U k ) can be expressed as (
  • Pr (x 1k ' 0
  • the adder 112 calculates external information for the second decoder 115 from the log likelihood ratio that is the calculation result.
  • External information L e (U k ) can be expressed as follows based on the above (1).
  • the interleavers 1 13 and 1 14 rearrange the signals so that the received signal: y lk and the external information: Le (U k ) are adjusted to the time of the received signal: y 3 .
  • first decoder 1 1 1 in the same manner as, the received signal: y, the received signal: y 3, and the external information had been previously calculated: L e (U
  • the log likelihood ratio: L (U k ) is calculated based on k ).
  • the adder 116 calculates the external information: L e (U k ) by using the equation (2) in the same manner as the adder 112.
  • the external information rearranged at the interleave 1 17 is the prior information: L a (as UJ It is fed back to the first decoder 111.
  • the turbo decoder repeats the above process a predetermined number of times to calculate a more accurate log likelihood ratio, and then determines a decision unit 118 based on the log likelihood ratio. It makes a decision and estimates the original information bit sequence. Specifically, for example, if the log likelihood ratio is “L (U k )> 0”, the estimation information bit: x lk ′ is determined to be 1 and “L (U k ) ⁇ 0” If so, the estimated information bit: x mecanicis determined to be 0.
  • turbo coding is performed on all information sequences on the transmitting side, and codec is performed on the receiving side. All the hit signals are decoded, and then soft decisions are made. More specifically, for example, if it is 16 QAM, it is 256 QAM for all 4-bit data (0000 to 1111: 4-bit constellation). For example, judgment is performed for all 8-bit data. Therefore, when the conventional communication method for determining all data is implemented as described above, the communication device has a problem that the amount of calculation of the encoder and the decoder increases in accordance with the multi-level coding. there were.
  • the present invention can be applied to all communications using the multi-carrier modulation and demodulation method and the single-carrier modulation and demodulation method. Further, even when the constellation increases due to the multi-level modulation, the calculation amount can be reduced and It is an object of the present invention to provide a communication device and a communication method capable of realizing the same good transmission characteristics as those of the related art. Disclosure of the invention
  • a turbo code is adopted as an error correction code, and turbo coding is performed on a predetermined number of lower bits in transmission data, so that information corresponding to the predetermined number is obtained.
  • Turbo encoding means (corresponding to a turbo encoder 1 of an embodiment described later) for outputting bits, first and second redundant bits convolutionally encoded by different procedures, and the predetermined number of information Using the bits and each of the redundant bits, an operation for equalizing the error correction capability for each information bit is performed, and the operation result and the other bits in the transmission data are output as an encoding result.
  • An information bit and a first redundant bit are extracted from a calculating means (corresponding to conversion 2) and a predetermined number of lower bits in the received signal, and the extraction result is obtained.
  • first decoding means (corresponding to the first decoder 11 and the adder 12) for performing soft decision based on the previous soft decision output (including the case where there is no previous soft decision) given as prior information and Further extracting an information bit and a second redundant bit, performing a soft decision based on the extraction result and a soft decision output from the first decoding means, and comparing the result with the immediately preceding soft decision
  • a second decoding means (corresponding to a second decoder 15, an interleaver 13, 14, an adder 16, and a dinari 17) for notifying the first decoding means as an output; After repeatedly executing the soft decision by the decoding means and the second decoding means a predetermined number of times, the first information bit estimating the original information bits based on the soft decision output of the second decoding means Determining means (corresponding to the first determining unit 18), and hard-deciding other bits in the received signal Accordingly, a second determination unit (corresponding to the second determination unit 19) for estimating the original information bits is provided.
  • the turbo encoding unit includes a deinterleave processing unit (corresponding to a Dinterleaver 25) that performs a Dinterleave process on one of the redundant bits encoded after the Interleave process, It is characterized in that the time of each information bit and the time of each of the redundant bits are output together.
  • a deinterleave processing unit corresponding to a Dinterleaver 25
  • a Reed-Solomon code and a turbo code are used.
  • the transmission side performs turbo coding after Reed-Solomon encoding, and the reception side decodes turbo code and then decodes Reed-Solomon code.
  • the communication apparatus has a configuration including an encoder that employs a turbo code that incorporates interleaving processing into encoding, and the encoder receives transmission data including a plurality of bits.
  • turbo coding on a predetermined number of lower-order bits in the transmission data to obtain an information bit corresponding to the predetermined number, a first redundant bit obtained by convolution-coding each of the information bits, and interleaving A second redundant bit obtained by convolutionally encoding each information bit after the processing, a turbo encoding means (corresponding to a turbo encoder 1) for outputting the information bit, and the predetermined number of information bits and each of the redundant bits
  • an operation means (corresponding to conversion 2) for performing an operation for equalizing the error correction capability for each information bit, using the operation result and the transmission data.
  • definitive other bits the you and outputs as coding results.
  • the turbo encoding means includes a dint-leave processing means (corresponding to a dint-leaver 25) for performing a dint-leave processing on the second redundant bit, and the information bits;
  • the first redundant bit and the second redundant bit after the dint re-live processing are output at the same time.
  • the communication device has a configuration including an encoder that employs a turbo code that incorporates interleaving processing, and the encoder receives transmission data including a plurality of bits.
  • turbo coding By performing turbo coding on a predetermined number of lower bits in the transmission data, information bits corresponding to the predetermined number, first redundant bits obtained by convolutionally coding the information bits, A second redundant bit obtained by convolutionally encoding the information bit, and a turbo encoding means for outputting a second redundant bit, wherein, in addition to the information bits and the first and second redundant bits, It is characterized in that other bits in the transmission data are output as encoding results.
  • a communication apparatus is characterized in that a Reed-Solomon code and a Turbo code are used in combination, and turbo coding is performed after Reed-Solomon encoding.
  • the communication device is configured to include a decoder that decodes the turbo-coded received signal by soft decision, wherein the decoder starts with a predetermined number of lower bits in the received signal.
  • the information bits, and the first convolutionally encoded redundant bit are extracted, and based on the extraction result and the previous soft-decision output given as a priori information (including the case where none exist)
  • a first decoding means (corresponding to a first decoder 11 and an adder 12) for soft-decision of the information bits, and a predetermined number of lower bits in the received signal, And information bits according to the number of outputs of the first and second redundant bits convolutionally encoded by a method different from that of the first redundant bits, and thereafter, the extraction result and the first decoding means Based on the soft decision output from A second decoding means (second decoder 15, interleavers 13, 14, adder 16) for making a decision and notifying the first decoding means of the result as the previous soft decision output And Dintaliba 17).
  • a first determining means (corresponding to a first determining unit 18) for estimating the information bits of the first and second bits, and a second determining means for estimating the original information bits by hard-deciding other bits in the received signal.
  • Determination means (corresponding to the second determination device 19);
  • the communication apparatus is characterized in that, when the transmitting side uses both the lead Solomon code and the Turbo code, the turbo code is decoded and then the Reed-Solomon code is decoded.
  • a predetermined number of lower-order bits in the transmission data are set.
  • turbo coding that outputs information bits corresponding to the predetermined number and first and second redundant bits convolutionally coded by different procedures is output.
  • the predetermined number of information bits and each of the redundant bits to perform an operation for equalizing the error correction capability for each information bit, and performing the operation result and the other bits in the transmission data.
  • An information step and a first redundant bit are extracted from a predetermined number of lower bits in the received signal, and the extraction result and the immediately preceding information given as prior information are extracted.
  • a first decoding step of performing a soft decision based on the soft decision output (including the case of no soft decision output); further extracting an information bit and a second redundant bit; Performing a soft decision based on the soft decision output in the step, and using the result as the soft decision output immediately before, a second decoding step, and a soft decision in the first decoding step and the second decoding step.
  • a first decision step for estimating original information bits based on the soft decision output in the second decoding step, and a hard decision on other bits in the received signal And a second determining step of estimating the original information bits.
  • the turbo encoding step includes a dint-leaving process of performing a dint-leaving process on one of the redundant bits encoded after the interleaving process. It is characterized in that the output is synchronized with the time of each redundant bit.
  • the Reed-Solomon code and the Turbo code are used in combination.
  • the transmitting side performs the Reed-Solomon coding and then performs the turbo coding, and the receiving side decodes the Turbo code. Thereafter, the Reed-Solomon code is decoded.
  • FIG. 1 shows the configuration of an encoder and a decoder used in a communication device according to the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of a transmission system of the communication device according to the present invention
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of a reception system of the communication device according to the present invention
  • FIG. 4 is a diagram showing a tone configuration in a multicarrier modulation / demodulation system and a configuration of an encoder applicable to a 4-bit constellation
  • FIG. 5 is a diagram showing a signal point arrangement of various digital modulations.
  • FIG. 6 is a diagram showing a circuit configuration of the turbo encoder 1
  • FIG. 7 is a diagram showing a difference in bit error rate
  • FIG. 8 is a diagram showing a configuration of a conventional turbo encoder.
  • FIG. 9 is a diagram showing a configuration of a conventional turbo decoder.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an encoder (a combination of a turbo encoder and a conversion) and a decoder (a combination of a turbo decoder and a hard decision unit) used in the communication apparatus according to the present invention.
  • FIG. 1 (a) is a diagram showing a configuration of an encoder according to the present embodiment
  • FIG. 1 (b) is a diagram showing a configuration of a decoder.
  • the communication device according to the present embodiment has both the encoder and the decoder, and has excellent transmission characteristics in data communication and voice communication by having high-precision data error correction capability. obtain.
  • both of the above configurations are provided.
  • a transmitter including only one of the two encoders may be assumed. It is possible to imagine a receiver equipped only with
  • Fig. 1 1 is a turbo encoder that can obtain performance close to the Canon limit by adopting a turbo code as an error correction code.
  • This conversion converts received data.
  • turbo encoder 2 two bits of information bits Conversion 2 outputs information bits and two redundant bits, and in conversion 2, the receiver has the same correction capability for each information bit for the received 4-bit data. Perform the operation.
  • 1 1 is the received signal: L ey (described later of the reception signal: v 0, v "w 0 , the equivalent)
  • first decoding for calculating a log likelihood ratio from 12 and 16 are adders
  • 13 and 14 are interleavers
  • 15 is a received signal: Ley (corresponding to a received signal described later: v., V effetw 0 ,)
  • Ley corresponding to a received signal described later: v., Vêtw 0
  • 17 is a dinter liver
  • 18 is the output of the second decoder 15 and outputs the estimated value of the original information bit sequence.
  • the first decision unit 19 performs hard decision on Ley (corresponding to a received signal described later: ⁇ 2 ⁇ , w 2 ′ ”) and outputs an estimated value of the original information bit sequence.
  • 2 is a decision unit.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a transmission system of the communication device according to the present invention.
  • the transmission data is multiplexed by the multiplex Z sync control (corresponding to the MUX / SYNC CONTROL shown) 41, and the multiplexed transmission data is cyclically added to the transmission data.
  • Redundancy check (CRC: equivalent to Cyclic redundancy check) 4 2 and 4 3 add error detection code, and forward error correction (corresponds to SCRAM & FEC) 4 4 and 4 5 FEC code Addition and Performs a scrambling process.
  • CRC Cyclic redundancy check
  • interleaved data buffer
  • interleave interleave
  • a RLEAVE interleave
  • fast data buffer route that does not include interleave 46.
  • the delay of the interleaved data buffer route that performs the interleave processing is larger.
  • the transmission data is subjected to rate conversion processing at the rate converters (equivalent to RATE-C0NVERT0R) 47 and 48, and tone ordering processing (equivalent to TONE 0RDERRING) 49 is performed.
  • rate conversion processing at the rate converters (equivalent to RATE-C0NVERT0R) 47 and 48
  • tone ordering processing equivalent to TONE 0RDERRING
  • the constellation encoder Z gain scaling equivalent to CONSTELLATION AND GAIN SCALLNG
  • IFFT 5 Equivalent to Inverse Fast Fourier transform.
  • an input parallel serial buffer (equivalent to INPUT PARALLEL / SERIAL BUFFER) 5 Converts the parallel data after Fourier transform into serial data in 2 and performs analog processing.
  • Z digital-to-analog converter (equivalent to ANALOG PROCESSING AND DAC) 5 In step 3, the digital waveform is converted to an analog waveform, and after performing filtering processing, the transmission data is transmitted over the telephone line.
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration of a receiving system of the communication device according to the present invention.
  • the receiving system filters the received data (transmitted data described above) using an analog processing analog-to-digital converter (corresponding to the ANALOG PROCESSING AND ADC shown in the figure). Then, the analog waveform is converted to a digital waveform, and the time domain equalizer (equivalent to TEQ) 142 performs the time domain adaptive equalization.
  • the input serial Non-parallel buffer (corresponding to INPUT SERIAL I PARALLEL BUFFER) 1 4 3 Converts serial data to parallel data and converts the parallel data to a high-speed Fourier transform unit (corresponding to FFT: Fast Fourier transform) 1 4
  • FFT Fast Fourier transform
  • the high-speed Fourier transform is performed in 4 and then the frequency domain equalizer (corresponding to FEQ) 14.5 performs adaptive equalization in the frequency domain.
  • the constellation decoder gain scaling (corresponding to CONSTELLATION DECODER AND GAIN SCALLNG) 1 4 6 and toning (corresponding to TONE 0 RDERRING) 1
  • the data is converted into serial data by the compound processing (maximum likelihood compound method) and tone ordering processing performed in 47.
  • a rate converter (equivalent to RATE-C0 VERT0R) 148, 149, rate conversion processing, dinterleaving (equivalent to DEINTERLEAVE) 150, dinterleaving processing, forward error correction (equivalent to DESCRAM & FEC) 1 5
  • Processing such as FEC processing and descrambling processing according to 1, 152 and cyclic redundancy check (corresponding to cyclic redundancy check) 153, 154 and the like are performed, and finally multi Plex sync control (equivalent to MUX / SYNC CONTROL) Received data is reproduced from 155.
  • two paths are provided for each of the receiving system and the transmitting system, and by using these two paths properly or by operating these two paths simultaneously, low transmission delay and high transmission It enables data communication at a rate.
  • the encoder shown in FIG. 1 (a) replaces the constellation encoder gain scaling in the transmission system.
  • FIG. 4 is a diagram showing a tone configuration (see (a)) and a configuration of an encoder applicable to a 4-bit constellation (see (b)) in a multicarrier modulation / demodulation system.
  • a 16-QAM system is adopted as the multi-valued quadrature amplitude modulation (QAM), and two of the multi-carriers are used.
  • QAM quadrature amplitude modulation
  • Encode one tone in the encoder according to the present embodiment, unlike the prior art in which turbo encoding is performed on all input data, as shown in FIG. Turbo coding is applied to the other bits, and the other upper bits are output with the input data unchanged.
  • Fig. 5 is a diagram showing the signal point arrangement of various digital modulations. More specifically, Fig. 5 (a) shows the signal point arrangement of the 4-phase PSK (Phase Shift Keying) system. (B) is the signal point constellation of the 16 QAM method, and (c) is the signal point constellation of the 64 QAM method.
  • PSK Phase Shift Keying
  • the receiving side usually determines the most probable data bit sequence (transmitted data) by soft decision. Is estimated. That is, the signal point closest to the reception signal point is determined as transmission data.
  • the received signal points It can be seen that the lower two bits of the four closest points are (0, 0) (0, 1) (1, 0) (1, 1).
  • a turbo code having excellent error correction capability is provided for the lower two bits of four signal points (the four points having the closest distance between signal points) whose characteristics may be degraded. And make a soft decision on the receiving side.
  • the other upper bits that are unlikely to degrade are output as they are, and The configuration is such that a hard decision is made.
  • the present embodiment it is possible to improve the characteristic that may be degraded due to multi-leveling, and further perform turbo coding only on the lower two bits of the received signal. Therefore, the amount of computation can be significantly reduced as compared with the conventional technology in which all bits are subjected to turbo coding.
  • FIG. 6 is a diagram showing a circuit configuration of the turbo encoder 1.
  • 21 is a first recursive tissue convolutional encoder
  • 22 and 23 are interleavers
  • 24 is a second recursive tissue convolutional encoder
  • 2 5 is Dintaripa.
  • the transmission data corresponding to the information sequence are processed by the first recursive tissue convolutional encoder 21 .
  • Data obtained by coding the data: u ak and the transmission data after the interleave processing are encoded by the processing of the second recursive systematic convolutional encoder 24, and then the redundancy adjusted to the original time is performed by the dinterleaving processing Data: ubk and are output.
  • the configuration is such that the ding block 25 is added at the subsequent stage of the second recursive systematic convolutional encoder 24, so that the times of the transmission data and the redundant data can be reduced. It becomes possible to perform the operation processing by the following Comparition 2 efficiently.
  • the transmission data u !, u 2 and redundant data: u a
  • the received signal u, u b '(one transmission line Represents the received signal affected by the noise and fusing of the original). It will be used to estimate the u ,, u 2: transmission data.
  • the received data corresponding to the output of the first recursive systematic convolutional encoder 21 u a ′, each interleaver, the second recursive systematic convolutional encoder 24, and each deinterleaver Since the error correction capability differs between the received data output via u and u, as shown in Fig. 7, there is a difference in the probability of bit errors. Therefore, in the present embodiment, the following formula is executed to make the bit error rate uniform on the receiving side.
  • v and w correspond to the tones shown in Fig. 4 (a), respectively.
  • the turbo encoder 1 and the conversion 2 are provided in the encoder, so that the encoder can be applied to communication using the multicarrier modulation / demodulation scheme. Even if the constellation increases along with the development, it is possible to reduce the amount of calculation and achieve the same good transmission characteristics as before.
  • the turbo encoder 1 and the conversion 2 are provided in the encoder.
  • the present invention is not limited to this. For example, if the difference in the bit error rate is allowed, Conversion 2 can be deleted, and the amount of computation can be further reduced. Further, in the present embodiment, the 16 QAM method has been described as an example of the modulation method. Can be obtained.
  • 16QAM is adopted as multi-level quadrature amplitude modulation (QAM), and decoding processing is performed on two tones of a multicarrier.
  • QAM multi-level quadrature amplitude modulation
  • turbo decoding is performed on the lower two bits of the received data, the original transmission data is estimated by soft decision, and the reception is performed on the other upper bits.
  • the original transmission data is estimated by hard-decision of the data by the second decision unit 19.
  • the received signal Ley V.
  • V 1 ( V 2 , V 3 , W 0 , W réelleW 2 , W 3 are the outputs of the transmitting side: v 0 , v supplement v 2 , v 3 , w 0 , w felicitw 2 , w 3 Is a signal that has been affected by transmission line noise and fading.
  • the first decoder 11 outputs the log likelihood of the estimated information bits: u lk1 , u 2k ′ estimated from these received signals.
  • Degree ratio Calculate L (u lk '), L (u 2k ') (k represents time)
  • MAP algorithm Maximum A-Posteriori
  • Viterbi decoder may be used.
  • L (u 2k ') L cy + La (u 2k ) + Le (u 2k )
  • L e (u lk), L e (u 2k) represent external information
  • L a (u lk) L a (u 2k) is the previous extrinsic information pre Represents information
  • the adder 12 calculates external information for the second decoder 15 from the log likelihood ratio that is the calculation result.
  • External information L e (u lk ) and L e (u 2k ) can be expressed as follows based on the above equations (7) and (8).
  • the received signal L cy and the previously calculated prior information: L a (u lk ), L a (u 2k ), Log likelihood ratios: L (u lk ') and L (u 2k ') are calculated.
  • the adder 16 calculates the external information: Le (u lk ) and Le (u 2k ) using the equations (9) and (10), as in the case of the adder 12. This and can, external information rearranged in Dintaribu 1 7, prior information: L a (u lk), as L a (u 2k), is fed back to the first decoder 1 1.
  • the turbo decoder repeats the above processing a predetermined number of times. By performing the calculation, a more accurate log likelihood ratio is calculated.
  • the first determiner 18 determines a signal based on the log likelihood ratio, and estimates the original transmission data. Set. Specifically, for example, if the log likelihood ratio is "L ( ulk ')>0", then ulk ' is determined to be 1 and if "L ( ulk ') ⁇ 0", then u Ik , is determined to be 0, and similarly, if the log likelihood ratio is "L (u 2k ')>0", u 2k ' is determined to be 1, and "L (u 2k ') ⁇ 0" , U 2k ′ is determined to be 0.
  • the received signals L cy: V 2 , V 3 , W 2 , and W 3 received at the same time are hard-decided using the second decision unit 19.
  • the soft decision is performed on the lower two bits of the received signal that may have characteristic degradation.
  • a turbo decoder and a decision unit that makes a hard decision on other bits in the received signal, it is possible to reduce the number of soft decision parts that require a large amount of computation, achieve good transmission characteristics as before, and Can be realized.
  • an RS code that performs error correction on a symbol basis or another known error correction code is used. In addition, even better transmission characteristics can be obtained.
  • the present invention can be applied to communication using a multi-carrier modulation / demodulation scheme, and further includes turbo encoding means and arithmetic means, thereby accommodating multi-level modulation schemes. Therefore, even when the constellation is increased, it is possible to obtain a communication device capable of reducing the amount of calculation and realizing the same good transmission characteristics as before. In addition, the soft decision is performed on the lower 2 bits of the received signal, which may degrade the characteristics, and the hard decision is performed on the other bits of the received signal. Even when the number of Yon increases, it is possible to obtain a communication device capable of reducing the soft-decision portion requiring a large amount of calculation and realizing the same good transmission characteristics as before. It has a ray effect.
  • the turbo encoding means by adding a dint-leave processing means to the turbo encoding means, it becomes possible to synchronize the time of the transmission data with the time of the redundant data, and to efficiently perform the arithmetic processing by the subsequent arithmetic means. It is possible to obtain an executable communication device.
  • the present invention is applicable to communication using a multi-carrier modulation and demodulation method, and further includes turbo encoding means and arithmetic means, thereby increasing the constellation with multi-level modulation. Also in this case, there is an effect that it is possible to reduce the amount of calculation and to obtain a communication device capable of realizing the same good transmission characteristics as before.
  • the dinary processing means is added to the turbo encoding means, it is possible to synchronize the time of the transmission data with the time of the redundant data, and to efficiently perform the arithmetic processing by the subsequent arithmetic means.
  • the dinary processing means is added to the turbo encoding means
  • a communication device capable of further reducing the amount of calculation can be obtained by eliminating the calculation means. To play.
  • a soft decision is performed on the lower two bits of a received signal that may have characteristic degradation, and a hard decision is performed on the other bits of the received signal. Therefore, even when the constellation increases due to the increase in the number of modulation schemes, a communication device capable of reducing the soft decision portion requiring a large amount of calculation and achieving the same good transmission characteristics as in the past. The effect is that it can be obtained.
  • the present invention is applicable to communication using a multi-carrier modulation / demodulation method, and further includes a turbo coding step and an operation step, thereby increasing a constellation with a multi-level modulation method. Also in this case, there is an effect that a communication method capable of reducing the amount of calculation and realizing the same good transmission characteristics as the conventional one can be obtained.
  • the constellation is increased with the modulation scheme becoming multi-valued. Even when the number of applications increases, it is possible to obtain a communication method capable of reducing a soft decision portion requiring a large amount of calculation and achieving a good transmission characteristic as in the related art.
  • the time of the transmission data and the time of the redundant data can be synchronized by adding the ternary processing step to the turbo encoding step, and the arithmetic processing by the subsequent arithmetic steps can be efficiently performed. It is possible to obtain an executable communication method.
  • the communication device is useful for data communication using a DMT (Discrete Multi Tone) modulation method or an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) modulation and demodulation method, and particularly uses an existing telephone line. It is suitable for XDSL communication systems such as ADSL communication system and HDSL communication system that perform high-speed digital communication of several megabits second.
  • DMT Discrete Multi Tone
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplex

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Description

明 細 書 通信装置および通信方法 技術分野
本発明は、 マルチキヤリァ変復調方式を採用する通信装置および通信方法に関 するものであり、 特に、 D M T (Discrete Multi Tone) 変復調方式や O F D M (Orthogonal Frequency Division Multiplex) 変復調方式等により、 既存の通信 回線を用いたデータ通信を実現可能とする通信装置、 および通信方法に関するも のである。 ただし、 本発明は、 DMT変復調方式によりデータ通信を行う通信装 置に限らず、 通常の通信回線を介して、 マルチキャリア変復調方式およびシング ルキヤリァ変復調方式により有線通信および無線通信を行うすべての通信装置に 適用可能である。 背景技術
以下、 従来の通信方法について説明する。 たとえば、 S S (Spread Spectrum) 方式を用いた広帯域 C DMA (W- C D MA： Code Division Multiple Access) においては、 畳込み符号の性能を大きく上回る誤り訂正符号として、 ターボ符号 が提案されている。 このターボ符号は、 情報系列にインタリーブを施した系列を 既知の符号化系列と並列に符号化するもので、 シャノン限界に近い特性が得られ ると言われており、 現在最も注目されている誤り訂正符号の 1つである。 上記 W — C DMAにおいては、 誤り訂正符号の性能が、 音声伝送やデータ伝送における 伝送特性を大きく左右するため、 ターボ符号の適用により伝送特性を大幅に向上 させることができる。
ここで、 上記ターボ符号を用いた従来の通信装置の送信系および受信系の動作 を具体的に説明する。 第 8図は、 送信系において使用されるターボ符号器の構成 を示す図である。 第 8図 （a ) において、 1 0 1は情報系列を畳込み符号化して 冗長ビットを出力する第 1の再帰的組織畳込み符号化器であり、 1 0 2はインタ リーバであり、 1 0 3はインタリーバ 1 0 2により入れ替え後の情報系列を畳込 み符号化して冗長ビットを出力する第 2の再帰的組織畳込み符号化器である。 第 8図 （ b ) は、 第 1の再帰的組織畳込み符号化器 1 0 1および第 2の再帰的組織 畳込み符号化器 1 0 3の内部構成を示す図であり、 2つの再帰的組織畳込み符号 化器は、 それぞれ冗長ビットのみを出力する符号化器である。 また、 上記ターボ 符号器で用いられるインタリーバ 1 0 2では、 情報ビット系列をランダムに入れ 替える処理を行う。
上記のように構成されるターボ符号器では、 同時に、 情報ビット系歹 IJ： X lと、 第 1の再帰的組織畳込み符号化器 1 0 1の処理により前記情報ビット系列を符号 化した冗長ビット系列： X 2と、第 2の再帰的組織畳込み符号化器 1 0 3の処理に よりインタリーブ処理後の情報ビット系列を符号化した冗長ビット系列： X 3と、 を出力する。
第 9図は、 受信系において使用されるターボ復号器の構成を示す図である。 第 9図において、 1 1 1は受信信号： y ,と受信信号： y 2とから対数尤度比を算出 する第 1の復号器であり、 1 1 2および 1 1 6は加算器であり、 1 1 3ぉょび1 1 4はインタリーバであり、 1 1 5は受信信号： y iと受信信号： y3とから対数 尤度比を算出する第 2の復号器であり、 1 1 7はディンタリーバであり、 1 1 8 は第 2の復号器 1 1 5の出力を判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する 判定器である。 なお、受信信号： y i， y 2， y 3は、 それぞれ前記情報ビット系列： Xい 冗長ビット系列： χ 2， χ 3に伝送路のノイズやフヱージングの影響を与えた 信号である。
上記のように構成されるタ一ボ復号器では、 まず、 第 1の復号器 1 1 1が、 受 信信号： y lkと受信信号： y 2kから、 対数尤度比： L (Uk) を算出する （kは時 刻を表す） 。 このとき、 対数尤度比： L (Uk) は、 以下のように表すことができ る (
L(uk)=y1k+La(uk)+Le(uk)
Pr(x1k'=1|jY})
(1 )
Pr(x1k'=0|{Y}) なお、 L e (Uk) は外部情報を表し、 L a (Uk) は 1つ前の外部情報である 事前情報を表し、 Pr (xlk' = l I {Y} ) は、 受信信号の全系列 {Υ} を受け 取った状態で推定される推定情報ビット： xlk一が 1である確率を表し、 Pr (xlk ' =0 I {Y} ) は、 全系列 {Υ} を受け取った状態で推定される推定情報ビッ ト ： xlk 'が 0である確率を表す。 すなわち、 （1) 式では、 推定情報ビット ： xlk,が 0である確率に対する推定情報ビット： xlk,が 1である確率を求めるこ ととなる。
つぎに、 加算器 1 12では、 前記算出結果である対数尤度比から、 第 2の復号 器 1 1 5に対する外部情報を算出する。 外部情報： L e (Uk) は、 上記 （1) に 基づいて、 以下のように表すことができる。
L e (Uk) =L (Uk) -yIk-L a (Uk) "- (2)
ただし、 1回目の復号においては、事前情報が求められていないため、 L a (U k) =0である。
つぎに、 インタリーバ 1 1 3および 1 14では、 受信信号： ylkと外部情報： L e (Uk) を、 受信信号： y3の時刻にあわせるために、 信号の並べ替えを行う。 そして、 第 2の復号器 1 15では、 第 1の復号器 1 1 1と同様に、 受信信号： y, と受信信号： y3、 および先に算出しておいた外部情報： L e (Uk) に基づいて、 対数尤度比： L (Uk) を算出する。 その後、 加算器 1 16では、 加算器 1 12と 同様に、 （2) 式を用いて、 外部情報： L e (Uk) を算出する。 このとき、 ディ ンタリーブ 1 1 7にて並べ替えられた外部情報は、 事前情報： L a (UJ として 前記第 1の復号器 1 1 1にフィードバックされる。
最後に、 ターボ復号器では、 上記処理を、 所定の回数にわたって繰り返し実行 することにより、 より精度の高い対数尤度比を算出し、 そして、判定器 1 1 8力 この対数尤度比に基づいて判定を行い、 もとの情報ビット系列を推定する。 具体 的にいうと、 たとえば、 対数尤度比が " L (Uk) 〉 0 " であれば、 推定情報ビッ ト ： x lk 'を 1と判定し、 " L (Uk) ≤0 " であれば、 推定情報ビット ： x„ を 0と判定する。
このように、 従来の通信方法においては、 誤り訂正符号として、 ターボ符号を 適用することにより、 変調方式の多値化に応じて信号点間距離が近くなるような 場合においても、 音声伝送やデータ伝送における伝送特性を大幅に向上させるこ とが可能となり、 既知の畳込み符号よりも優れた特性を得ていた。
しかしながら、 上記、 従来の通信方法においては、 高精度な誤り訂正を行うた め、 送信側にて、 すべての情報系列に対してターボ符号化を実施し、 さらに、 受 信側にて、 符号ィヒされたすべての信号を復号し、 その後、 軟判定を行っている。 具体的にいうと、 たとえば、 1 6 Q AMであれば 4ビットのすべてのデータ （0 0 0 0〜1 1 1 1 ： 4ビッ トコンスタレ一シヨン） に対して、 2 5 6 Q AMであ れば 8ビットのすべてのデータに対して、 判定を行うことになる。 したがって、 上記のように、 すべてのデータの判定を行う従来の通信方法を実施した場合、 通 信装置では、 多値化に応じて符号器および復号器の計算量が増大する、 という問 題があった。
従って、 本発明は、 マルチキャリア変復調方式およびシングルキャリア変復調 方式を用いたすべての通信に適用可能とし、 さらに、 多値化に伴ってコンスタレ —シヨンが増大する場合においても、 計算量の削減と、 従来と同様の良好な伝送 特性と、 を実現可能な通信装置、 および通信方法を提供することを目的としてい る。 発明の開示
本発明にかかる通信装置にあっては、 誤り訂正符号として、 ターボ符号を採用 する構成とし、 送信データにおける所定数の下位ビットに対してターボ符号化を 行うことにより、 前記所定数に応じた情報ビットと、 異なる手順で畳込み符号化 された第 1および第 2の冗長ビットと、 を出力するターボ符号化手段 （後述する 実施の形態のターボ符号器 1に相当） と、 前記所定数の情報ビットと前記各冗長 ビットとを用いて、 各情報ビッ 卜に対する誤り訂正能力を均一にするための演算 を行い、 その演算結果と、 前記送信データにおけるその他のビットと、 を符号化 結果として出力する演算手段 （コンバージョン 2に相当） と、 受信信号における 所定数の下位ビットから、 情報ビッ卜と第 1の冗長ビットとを抽出し、 その抽出 結果と、 事前情報として与えられた 1つ前の軟判定出力 （ない場合も含む） に基 づいて軟判定を行う第 1の復号手段 （第 1の復号器 1 1、加算器 1 2に相当） と、 さらに、 情報ビットと第 2の冗長ビットとを抽出し、 その抽出結果と、 前記第 1 の復号手段からの軟判定出力に基づいて軟判定を行い、 その結果を前記 1つ前の 軟判定出力として前記第 1の復号手段に通知する第 2の復号手段 （第 2の復号器 1 5、 インタリーバ 1 3， 1 4、 加算器 1 6、 ディンタリ一バ 1 7に相当） と、 前記第 1の復号手段と前記第 2の復号手段による軟判定を所定回数にわたつて繰 り返し実行後、 前記第 2の復号手段の軟判定出力に基づいて、 もとの情報ビット を推定する第 1の判定手段 （第 1の判定器 1 8に相当） と、 前記受信信号におけ る他のビットを硬判定することにより、 もとの情報ビットを推定する第 2の判定 手段 （第 2の判定器 1 9に相当） と、 を備えることを特徴とする。
つぎの発明にかかる通信装置において、 前記ターボ符号化手段は、 インタリー ブ処理後に符号化された一方の冗長ビットに対してディンタリーブ処理を行うデ インタリーブ処理手段 （ディンタリーバ 2 5に相当） を備え、 前記各情報ビット と前記各冗長ビッ卜との時刻を合わせて出力することを特徴とする。
つぎの発明にかかる通信装置にあっては、 リードソロモン符号とターボ符号と を併用することとし、 送信側では、 リードソロモン符号化後、 ターボ符号化を実 施し、 受信側では、 ターボ符号を復号後、 リードソロモン符号を復号することを 特徴とする。
つぎの発明にかかる通信装置にあっては、 インタリ一ブ処理を符号化に取り入 れたターボ符号を採用する符号器を備える構成とし、 前記符号器が、 複数ビット で構成される送信データを受け取り、 前記送信データにおける所定数の下位ビッ トに対してターボ符号化を行うことにより、 前記所定数に応じた情報ビットと、 前記各情報ビットを畳込み符号化した第 1の冗長ビットと、 インタリーブ処理後 の各情報ビットを畳込み符号化した第 2の冗長ビットと、 を出力するターボ符号 化手段 （ターボ符号器 1に相当） と、 前記所定数の情報ビットと前記各冗長ビッ トとを用いて、 各情報ビットに対する誤り訂正能力を均一にするための演算を行 う演算手段 （コンバージョン 2に相当） と、 を備え、 前記演算結果と、 前記送信 データにおけるその他のビットと、 を符号化結果として出力することを特徴とす る。
つぎの発明にかかる通信装置において、 前記ターボ符号化手段は、 前記第 2の 冗長ビットに対してディンタリーブ処理を行うディンタリーブ処理手段 （ディン タリーバ 2 5に相当） を備え、 前記各情報ビットと、 前記第 1の冗長ビットと、 前記ディンタリ一ブ処理後の第 2の冗長ビッ卜と、 の時刻を合わせて出力するこ とを特徴とする。
つぎの発明にかかる通信装置にあっては、 インタリーブ処理を符号化に取り入 れたターボ符号を採用する符号器を備える構成とし、 前記符号器が、 複数ビット で構成される送信データを受け取り、 前記送信データにおける所定数の下位ビッ トに対してターボ符号化を行うことにより、 前記所定数に応じた情報ビットと、 前記情報ビットを畳込み符号化した第 1の冗長ビットと、 インタリーブ処理後の 情報ビットを畳込み符号化した第 2の冗長ビットと、 を出力するターボ符号化手 段を備え、 前記各情報ビットと、 前記第 1および第 2の冗長ビットに加えて、 前 記送信データにおけるその他のビットを符号化結果として出力することを特徴と する。
つぎの発明にかかる通信装置にあっては、 リードソロモン符号とターボ符号と を併用することとし、 リードソロモン符号化後、 ターボ符号化を実施することを 特徴とする。
つぎの発明にかかる通信装置にあっては、 ターボ符号化された受信信号を軟判 定により復号する復号器を備える構成とし、 前記復号器が、 前記受信信号におけ る所定数の下位ビットから、 情報ビットと、 畳込み符号化された第 1の冗長ビッ トと、 を抽出し、 その抽出結果と、 事前情報として与えられた 1つ前の軟判定出 力 （ない場合も含む） に基づいて、 前記情報ビッ トの軟判定を行う第 1の復号手 段 （第 1の復号器 1 1、 加算器 1 2に相当） と、 前記受信信号における所定数の 下位ビットから、 前記符号器側の出力数に応じた情報ビットと、 前記第 1の冗長 ビットと異なる方法で畳込み符号化された第 2の冗長ビットと、 を抽出し、 その 後、 抽出結果と、 前記第 1の復号手段からの軟判定出力に基づいて、 前記情報ビ ットの軟判定を行い、 その結果を前記 1つ前の軟判定出力として前記第 1の復号 手段に通知する第 2の復号手段 （第 2の復号器 1 5、 インタリーバ 1 3， 1 4、 加算器 1 6、 ディンタリーバ 1 7に相当） と、 前記第 1の復号手段と第 2の復号 手段による軟判定を所定回数にわたつて繰り返し実行後、 前記第 2の復号手段の 軟判定出力に基づいて、 もとの情報ビットを推定する第 1の判定手段 （第 1の判 定器 1 8に相当） と、前記受信信号における他のビットを硬判定することにより、 もとの情報ビットを推定する第 2の判定手段 （第 2の判定器 1 9に相当） と、 を 備えることを特徴とする。
つぎの発明にかかる通信装置にあっては、 送信側がリ一ドソロモン符号とター ボ符号とを併用している場合、 ターボ符号を復号後、 リードソロモン符号を復号 することを特徴とする。
つぎの発明にかかる通信方法にあっては、 送信デ一タにおける所定数の下位ビ ッ卜に対してターボ符号化を行うことにより、前記所定数に応じた情報ビットと、 異なる手順で畳込み符号化された第 1および第 2の冗長ビットと、 を出力するタ —ボ符号化ステップと、前記所定数の情報ビットと前記各冗長ビットとを用いて、 各情報ビットに対する誤り訂正能力を均一にするための演算を行い、 その演算結 果と、 前記送信データにおけるその他のビットと、 を符号化結果として出力する 演算ステップと、 受信信号における所定数の下位ビットから、 情報ビットと第 1 の冗長ビットとを抽出し、 その抽出結果と、 事前情報として与えられた 1つ前の 軟判定出力 （ない場合も含む） に基づいて軟判定を行う第 1の復号ステップと、 さらに、 情報ビットと第 2の冗長ビットとを抽出し、 その抽出結果と、 前記第 1 の復号ステップにおける軟判定出力に基づいて軟判定を行い、 その結果を前記 1 つ前の軟判定出力とする第 2の復号ステツプと、 前記第 1の復号ステツプと前記 第 2の復号ステップによる軟判定を所定回数にわたって繰り返し実行後、 前記第 2の復号ステップによる軟判定出力に基づいて、 もとの情報ビットを推定する第 1の判定ステツプと、前記受信信号における他のビットを硬判定することにより、 もとの情報ビットを推定する第 2の判定ステップと、 を含むことを特徴とする。 つぎの発明にかかる通信方法において、前記ターボ符号化ステップにあっては、 インタリーブ処理後に符号化された一方の冗長ビットに対してディンタリーブ処 理を行うディンタリーブ処理ステップを含み、 前記各情報ビットと前記各冗長ビ ットとの時刻を合わせて出力することを特徴とする。
つぎの発明にかかる通信方法にあっては、 リードソロモン符号とターボ符号と を併用することとし、 送信側では、 リードソロモン符号化後、 ターボ符号化を実 施し、 受信側では、 ターボ符号を復号後、 リードソロモン符号を復号することを 特徴とする。 図面の簡単な説明
第 1図は、 本発明にかかる通信装置で使用される符号器および復号器の構成を 示す図であり、 第 2図は、 本発明にかかる通信装置の送信系の構成を示す図であ り、 第 3図は、 本発明にかかる通信装置の受信系の構成を示す図であり、 第 4図 は、 マルチキヤリァ変復調方式におけるトーン構成と 4ビットコンスタレーショ ンに適用可能な符号器の構成を示す図であり、 第 5図は、 各種ディジタル変調の 信号点配置を示す図であり、 第 6図は、 ターボ符号器 1の回路構成を示す図であ り、 第 7図は、 ビット誤り率の差を示す図であり、 第 8図は、 従来のターボ符号 器の構成を示す図であり、第 9図は、従来のターボ復号器の構成を示す図である。 発明を実施するための最良の形態
以下に、 本発明にかかる通信装置および通信方法の実施の形態を図面に基づい て詳細に説明する。 なお、 この実施の形態によりこの発明が限定されるものでは ない。
第 1図は、 本発明にかかる通信装置で使用される符号器 （ターボ符号器とコン バージョンの組み合わせ） 、 および復号器 （ターボ復号器と硬判定器の組み合わ せ） の構成を示す図であり、 詳細には、 第 1図 （a ) が本実施の形態における符 号器の構成を示す図であり、 第 1図 （b ) が復号器の構成を示す図である。 本実 施の形態における通信装置においては、 上記符号器および復号器の両方の構成を 備えることとし、 高精度なデータの誤り訂正能力をもつことにより、 データ通信 および音声通信において優れた伝送特性を得る。なお、本実施の形態においては、 説明の便宜上、 上記両方の構成を備えることとしたが、 たとえば、 2つのうちの 符号器だけを備える送信機を想定することとしてもよいし、 一方、 復号器だけを 備える受信機を想定することとしてもよレ、。
また、 第 1図 （a ) の符号器において、 1は誤り訂正符号としてターボ符号を 採用することによりシヤノン限界に近い性能を得ることが可能なターボ符号器で あり、 2はターボ符号器 1から受け取るデータを転換するコンバージョンであり、 たとえば、 ターボ符号器 2では、 2ビットの情報ビットの入力に対して、 2ビッ トの情報ビッ トと 2ビッ トの冗長ビッ トを出力し、 コンバージョン 2では、 受け 取った 4ビッ卜のデータに対して、 受信側において各情報ビッ卜に対する訂正能 力が均一になるような演算を行う。
一方、 第 1図 （a ) の復号器において、 1 1は受信信号： L e y (後述の受信 信号： v 0， v„ w0, に相当） から対数尤度比を算出する第 1の復号器であり、 1 2および 1 6は加算器であり、 1 3および 1 4はインタリーバであり、 1 5は 受信信号： L e y (後述の受信信号： v。， v„ w0, に相当） から対数尤度比 を算出する第 2の復号器であり、 1 7はディンタリーバであり、 1 8は第 2の復 号器 1 5の出力を判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する第 1の判定器 であり、 1 9は L e y (後述の受信信号： ν 2·· ·， w2'"に相当） を硬判定して元 の情報ビット系列の推定値を出力する第 2の判定器である。
ここで、 上記符号器および復号器の動作を説明する前に、 本発明にかかる通信 装置の基本動作を図面に基づいて簡単に説明する。 たとえば、 DMT (Discrete Mult i Tone) 変復調方式を用いて、 データ通信を行う有線系ディジタル通信方式 としては、 既設の電話回線を使用して数メガビット 秒の高速ディジタル通信を 行う AD S L (Asymmetric Digital Subscriber Line) 通信方式、 および H D S L (high-bit-rate Digital Subscriber Line) 通信方式等の x D S L通信方式カ ある。 なお、 この方式は、 A N S Iの T 1 . 4 1 3等において標準化されている。 以降、 本実施の形態の説明については、 たとえば、 上記 A D S Lに適応可能な通 信装置を用いることとする。
第 2図は、 本発明にかかる通信装置の送信系の構成を示す図である。 第 2図に おいて、 送信系では、 送信データをマルチプレックス Zシンクコントロール （図 示の MUX/SYNC CONTROLに相当） 4 1にて多重化し、 多重化された送信データに対 してサイタリ ックリダンダンシィチェック （CRC ： Cyclic redundancy check に 相当） 4 2、 4 3にて誤り検出用コードを付加し、 さらに、 フォワードエラ一コ レクシヨン （SCRAM&FEC に相当） 4 4、 4 5にて F E C用コードの付加およびス クランブル処理を行う。
なお、 マノレチプレックス /シンクコント口一^^ 4 1から、 トーンオーダリング 4 9に至るまでには 2つの経路があり、 一つはインタリーブ （INTERLEAVE) 4 6 が含まれるインタリ一ブドデータバッファ （Interleaved Data Buffer) 経路であ り、 もう一方はインタリーブ 4 6を含まないファース トデータバッファ （Fast Data Buffer) 経路であり、 たとえば、 インタリーブ処理を行うインタリーブド データバッファ経路の方の遅延が大きくなる。
その後、 送信データは、 レートコンバータ （RATE- C0NVERT0Rに相当） 4 7、 4 8にてレートコンバート処理を行い、 トーンオーダリング （TONE 0RDERRINGに相 当） 4 9にてトーンオーダリング処理を行う。 そして、 トーンオーダリング処理 後の送信データに基づいて、 コンスタレ一ションエンコーダ Zゲインスケーリン グ （CONSTELLATION AND GAIN SCALLNGに相当） 5 0にてコンスタレーションデ一 タを作成し、 逆高速フーリエ変換部 （IFFT ： Inverse Fast Fourier transformに 相当） 5 1にて逆高速フーリエ変換を行う。
最後に、 インプッ トパラレル シリアルバッファ （INPUT PARALLEL/SERIAL BUFFERに相当） 5 2にてフーリエ変換後のパラレルデータをシリアルデータに変 換し、 アナログプロセッシング Zディジタル一アナログコンバータ （ANALOG PROCESSING AND DACに相当） 5 3にてディジタル波形をアナ口グ波形に変換し、 フィルタリング処理を実行後、 送信データを電話回線上に送信する。
第 3図は、 本発明にかかる通信装置の受信系の構成を示す図である。 第 3図に おいて、 受信系では、 受信データ （前述の送信データ） に対し、 アナログプロセ ッシングノアナ口グ一ディジタルコンバータ （図示の ANALOG PROCESSING AND ADC に相当） 1 4 1にてフィルタリング処理を実行後、 アナログ波形をディジタル波 形に変換し、 タイムドメインイコライザ （TEQ に相当） 1 4 2にて時間領域の適 応等化処理を行う。
時間領域の適応等化処理が実行されたデータについては、 インプットシリアル ノパラレルバッファ （INPUT SERIAL I PARALLEL BUFFERに相当） 1 4 3にてシリ アルデータからパラレルデータに変換され、 そのパラレルデータに対して高速フ 一リェ変換部 （FFT： Fast Fourier transform に相当） 1 4 4にて高速フ一リェ 変換を行い、 その後、 周波数ドメインイコライザ （FEQ に相当） 1 4 5にて周波 数領域の適応等化処理を行う。
そして、 周波数領域の適応等化処理が実行されたデータについては、 コンスタ レーションデコーダノゲインスケーリング （CONSTELLATION DECODER AND GAIN SCALLNGに相当） 1 4 6およびト一ンォ一ダリング （TONE 0RDERRINGに相当） 1
4 7にて行われる複合処理（最尤複合法）およびトーンオーダリング処理により、 シリアルデータに変換される。 その後、 レートコンバータ （RATE- C0 VERT0Rに相 当） 1 4 8， 1 4 9によるレ一トコンバート処理、ディンタリープ（DEINTERLEAVE に相当） 1 5 0によるディンタリーブ処理、 フォワードエラーコレクション (DESCRAM&FEC に相当） 1 5 1， 1 5 2による F E C処理およぴデスクランブル 処理、 およびサイクリックリダンダンシイチエック (cyclic redundancy check に相当） 1 5 3， 1 5 4による巡回冗長検査等の処理が行われ、 最終的にマルチ プレックス シンクコントロール（MUX/SYNC CONTROLに相当） 1 5 5から受信デ一 タが再生される。
上記に示すような通信装置においては、 受信系と送信系においてそれぞれ 2つ の経路を備え、 この 2つの経路を使い分けることにより、 またはこの 2つの経路 を同時に動作させることにより、 低伝送遅延および高レートのデータ通信を実現 可能としている。
なお、 上記のように構成される通信装置においては、 第 1図 （a ) に示す符号 器が、 上記送信系におけるコンスタレーションエンコーダノゲインスケ一リング
5 0に位置付けられ、 第 1図 （b ) に示す復号器が、 上記受信系におけるコンス タレ一ションデコーダ ゲインスケーリング 1 4 6に位置付けられる。
以下、 本実施の形態における符号器 （送信系） および復号器 （受信系） の動作 を図面にしたがって詳細に説明する。 まず、 第 1図 （a) に示す符号器の動作に ついて説明する。第 4図は、マルチキヤリァ変復調方式におけるトーン構成（（a) 参照） と、 4ビットコンスタレーシヨンに適用可能な符号器の構成 （ （b) 参照） を示す図である。 なお、 本実施の形態では、 第 4図 （a) に示すように、 多値直 交振幅変調 (QAM： Quadrature Amplitude Modulation) として、 たとえば、 1 6 QAM方式を採用し、 さらにマルチキヤリァのうちの 2つのトーンについて符 号化を行う。 また、 本実施の形態の符号器においては、 すべての入力データに対 してターボ符号化を実行する従来技術と異なり、 第 4図 （b) に示すように、 下 位 2ビットの入力データに対してターボ符号化を実施し、 他の上位ビットについ ては入力データをそのままの状態で出力する。
ここで、 下位 2ビッ卜の入力データについてのみターボ符号化を実行する理由 を説明する。 第 ·5図は、 各種ディジタル変調の信号点配置を示す図であり、 具体 的にいうと、 第 5図 （a) が 4相 P SK (Phase Shift Keying) 方式の信号点配 置であり、 （b) が 16 QAM方式の信号点配置であり、 （c) が 64QAM方 式の信号点配置である。
たとえば、 上記すベての変調方式の信号点配置において、 受信信号点が aまた は bの位置である場合、 通常、 受信側では、 軟判定により情報ビット系列 （送信 データ） として最も確からしいデータを推定する。 すなわち、 受信信号点との距 離が最も近い信号点を送信データとして判定することになる。 しかしながら、 こ のとき、 たとえば、 第 5図を用いて受信信号点 aおよび bに着目すると、 いずれ の場合 （第 5図 （a) (b) (c) に相当） においても、 受信信号点に最も近い 4点の下位 2ビットが、 （0， 0) (0， 1) (1， 0) (1， 1) であること がわかる。 そこで、 本実施の形態においては、 特性が劣化する可能性のある 4つ の信号点 （信号点間距離が最も近い 4点） の下位 2ビットに対して、 優れた誤り 訂正能力をもつターボ符号化を実施し、 受信側で軟判定を行う。 一方、 特性が劣 化する可能性の低いその他の上位ビットは、 そのままの状態で出力し、 受信側で 硬判定を行う構成とした。 ただし、 情報ビット系列 u3, u4， u5， u6については、 それぞれ V 2， v3， w2, w3〖こ対応する。
これにより、 本実施の形態においては、 多値化に伴って劣化する可能性のある 特性を向上させることができ、 さらに、 受信信号の下位 2ビットに対してのみタ —ボ符号化を実施するため、 すべてのビットをターボ符号化の対象とする従来技 術と比較して、 演算量を大幅に削減することができる。
続いて、 入力された下位 2ビッ トの送信データ ： u,, u2に対してターボ符号 化を実施する第 4図 （b) に示すターボ符号器 1の動作について説明する。 第 6 図は、 ターボ符号器 1の回路構成を示す図である。 第 6図において、 2 1は第1 の再帰的組織畳込み符号化器であり、 2 2および 2 3は、 インタリーバであり、 2 4は第 2の再帰的組織畳込み符号化器であり、 2 5はディンタリーパである。 ターボ符号器 1では、 同時に、 情報系列に相当する送信データ ： ulk， u2kと （k は時刻を表す） 、 第 1の再帰的組織畳込み符号化器 2 1の処理により前記送信デ ータを符号化した冗長データ ： uakと、 第 2の再帰的組織畳込み符号化器 24の 処理によりインタリーブ処理後の送信データを符号化し、 その後、 ディンタリー ブ処理により元の時刻に合わせた冗長データ ： ubkと、 を出力する。
このように、 本実施の形態においては、 第 2の再帰的組織畳込み符号化器 2 4 の後段に、 ディンタリ一バ 2 5を追加する構成とすることにより、 送信データと 冗長データの時刻を合わせることが可能となり、 後続のコンパ一ジョン 2による 演算処理を効率的に実行することができるようになる。
つぎに、 ターボ符号器 1から 2ビッ卜の送信デ一タ ： up u2と 2ビットの冗 長デ一タ ： ua, ubを受け取ったコンバージョン 2では、 受信側において各送信 データに対する訂正能力が均一になるような演算処理を行う。
たとえば、 コンバージョン 2がない状態で、 送信データ ： u!, u2 と冗長デー タ ： ua， ubを送信した場合、 受信側においては、 受信信号： u ， ub ' (一は 伝送路のノイズやフユ一ジングの影響を受けた受信信号を表す） を用いて、 元の 送信データ ： u,， u2を推定することになる。 しかしながら、 この場合、 第 1の 再帰的組織畳込み符号化器 21の出力に相当する受信データ： ua 'と、 各インタ リーバと第 2の再帰的組織畳込み符号化器 24と各デインタリーバを経由して出 力された受信データ ： u とでは、 それぞれの誤り訂正能力が異なるため、 第 7 図に示すように、 ビット誤りの確率に差がでてしまう。 そこで、 本実施の形態に おいては、 以下の計算式を実行することで、 受信側におけるビット誤り率の均一 化を図る。
Figure imgf000017_0001
v0= u2 (4)
w[= u2+ u ua+ ub (5)
w0= u2+ u, (6)
なお、 上記 vおよび wは、 それぞれが第 4図 （a) に示す各トーンに対応する。 このように、 本実施の形態においては、 符号器内に上記ターボ符号器 1とコン バージョン 2とを備えることにより、 マルチキャリア変復調方式を用いた通信に 適用可能とし、 さらに、 変調方式の多値化に伴ってコンスタレーシヨンが増大す る場合においても、 計算量の削減と、 従来と同様の良好な伝送特性と、 を実現す ることが可能となる。 なお、 本実施の形態においては、 符号器内に上記ターボ符 号器 1とコンバージョン 2とを備える構成としたが、 これに限らず、 たとえば、 上記ビット誤り率の差を許容した場合には、 コンバージョン 2を削除し、 さらに 演算量を削減させることが可能となる。 また、 本実施の形態においては、 変調方 式として、 16 QAM方式を一例として説明を行ったが、 これに限らず、 その他 の変調方式 （256 QAM等） を用いた場合においても、 同様の効果を得ること ができる。
つぎに、 第 1図 （b) に示す復号器の動作について説明する。 なお、 本実施の 形態では、 多値直交振幅変調 （QAM) として、 たとえば、 1 6QAM方式を採 用し、 さらにマルチキャリアのうちの 2つのトーンについて復号処理を行う場合 について説明する。 また、 本実施の形態の符号器においては、 受信デ一タの下位 2ビッ卜に対してターボ復号を実施し、 軟判定により元の送信データを推定し、 他の上位ビッ卜については、 受信データを第 2の判定器 1 9で硬判定することに より、 元の送信デ一タを推定する。 ただし、 受信信号 L e y ： V。， V1( V2， V3， W0, W„ W2, W3は、 それぞれ前記送信側の出力： v0， v„ v2, v3, w0, w„ w2, w3に伝送路のノイズやフェージングの影響を与えた信号である。
まず、 受信信号 L e y ： V。， V„ W0, W,を受け取ったターボ復号器では、 ま ず、 第 1の復号器 1 1が、 これらの受信信号から推定される推定情報ビット ： u lk一， u2k 'の対数尤度比： L (ulk') ， L (u2k') を算出する （kは時刻を表 す） 。 なお、 対数尤度比を算出する復号器としては、 たとえば、 既知の最大事後 確率復号器 （MA Pァルゴリズム： Maximum A- Posteriori) が用いられることと が多いが、 たとえば、 既知のビタビ復号器を用いることとしてもよい。
このとき、 対数尤度比： L ( u lk ' ) ， L (u2k') は、 以下のように表すこと ができる。
L(u1k ,)=Lcy +La(u1k)+Le(u1k) Pr(ulk'=1|{Lcy|)
=Ln (7)
Pr(u1k'=0||Lcy})
L(u2k')=Lcy+La(u2k)+Le(u2k)
Figure imgf000018_0001
なお、 本実施の形態において、 L e (ulk) , L e (u2k) は外部情報を表し、 L a (ulk) ， L a (u2k) は 1つ前の外部情報である事前情報を表し、 Pr (ulk '= 1 I {L e y} ) は、 受信信号の全系列： {L e y} を受け取った状態で推 定される推定情報ビット： ulk 'が 1である事後確率を表し、 Pr(ulk' = 0 I {L c y } ) は ulk 'が 0である事後確率を表し、 Pr (u2 = 1 I {L e y} ) は、 受信信号の全系列： {L e y} を受け取った状態で推定される推定情報ビット ： u2 が 1である事後確率を表し、 Pr (u2k' = 0 | {L c y } ) は u2k 'が◦で ある事後確率を表す。 すなわち、 （7) (8) 式では、 u2k 'が 0である確率に 対する u2k 'が 1である確率と、 ulk 'が 0である確率に対する ulk 'が 1である 確率と、 を求めることとなる。
つぎに、 加算器 12では、 前記算出結果である対数尤度比から、 第 2の復号器 1 5に対する外部情報を算出する。 外部情報： L e (ulk) , L e (u2k) は、 上 記 （7) (8) 式に基づいて、 以下のように表すことができる。
e (ulk) = L (ulk ) — L e y— L a (ulk) ··· (9)
L e (u2k) =L (u2k') — L e y— L a (u2k) ··· (10) ただし、 1回目の復号においては、事前情報が求められていないため、 L a (u lk) =0， L a (u2k) = 0である。
つぎに、 インタリーバ 13および 14では、 受信信号 L c yと外部情報： L e (ulk) ， L e (u2k) に対して信号の並べ替えを行う。 そして、 第 2の復号器 1 5では、 第 1の復号器 1 1と同様に、 受信信号 L c y、 および先に算出しておい た事前情報： L a (ulk) ， L a (u2k) に基づいて、 対数尤度比： L (ulk ') ， L (u2k') を算出する。 その後、 加算器 16では、 加算器 1 2と同様に、 （9) (10) 式を用いて、 外部情報： L e (ulk) , L e (u2k) を算出する。 このと き、 ディンタリーブ 1 7にて並べ替えられた外部情報は、 事前情報： L a (ulk) ， L a (u2k) として、 前記第 1の復号器 1 1にフィードバックされる。
その後、 上記ターボ復号器では、 上記処理を、 所定の回数にわたって繰り返し 実行することにより、 より精度の高い対数尤度比を算出し、 最後に、 第 1の判定 器 1 8が、 この対数尤度比に基づいて信号の判定を行い、 もとの送信データを推 定する。 具体的にいうと、 たとえば、 対数尤度比が "L ( u lk ' ) > 0" であれ ば、 ulk 'を 1と判定し、 "L (ulk ') ≤0 " であれば、 uIk,を 0と判定し、 同様に、 対数尤度比が "L (u2k ') 〉0" であれば、 u2k 'を 1と判定し、 "L (u2k') ≤0" であれば、 u2k 'を 0と判定する。 なお、 同時に受信する受信信 号 L c y ： V2， V3, W2, W3については、 第 2の判定器 1 9を用いて硬判定され る。
このように、 本実施の形態においては、 変調方式の多値化に伴ってコンスタレ —シヨンが増大する場合においても、 特性劣化の可能性がある受信信号の下位 2 ビットに対して軟判定を行うタ一ボ復号器と、 受信信号におけるその他のビット に対して硬判定を行う判定器と、 を備えることにより、 計算量の多い軟判定部分 の削減と、 従来と同様の良好な伝送特性と、 を実現することが可能となる。 なお、 本実施の形態のようなランダム誤りとバースト誤りが混在するような伝送路にお いては、 シンボル単位での誤り訂正を行う R—S符号 （リードソロモン） や他の 既知の誤り訂正符号等との併用により、 さらに優れた伝送特性を得ることができ る。
以上、 説明したとおり、 本発明によれば、 マルチキャリア変復調方式を用いた 通信に適用可能とし、 さらに、 ターボ符号化手段と演算手段とを備えることによ り、 変調方式の多値化に伴ってコンスタレ一シヨンが増大する場合においても、 計算量の削減、 および従来と同様の良好な伝送特性を実現することが可能な通信 装置を得ることができる、 という効果を奏する。 また、 特性劣化の可能性がある 受信信号の下位 2ビットに対して軟判定を行い、 受信信号におけるその他のビッ トに対して硬判定を行うことにより、 変調方式の多値化に伴ってコンスタレーシ ヨンが増大する場合においても、 計算量の多い軟判定部分の削減、 および従来と 同様の良好な伝送特性を実現することが可能な通信装置を得ることができる、 と レヽぅ効果を奏する。
つぎの発明によれば、 ターボ符号化手段にディンタリーブ処理手段を追加する 構成とすることにより、 送信データと冗長データの時刻を合わせることが可能と なり、 後続の演算手段による演算処理を効率的に実行することが可能な通信装置 を得ることができる、 という効果を奏する。
つぎの発明によれば、 ランダム誤りとバースト誤りが混在するような伝送路に おいても、 シンボル単位での誤り訂正を行う R— S符号との併用により、 さらに 優れた伝送特性を得ることが可能な通信装置を得ることができる、 という効果を 奏する。
つぎの発明によれば、マルチキヤリァ変復調方式を用いた通信に適用可能とし、 さらに、 ターボ符号化手段と演算手段とを備えることにより、 変調方式の多値化 に伴ってコンスタレーシヨンが増大する場合においても、 計算量の削減、 および 従来と同様の良好な伝送特性を実現することが可能な通信装置を得ることができ る、 という効果を奏する。
つぎの発明によれば、 ターボ符号化手段にディンタリ一ブ処理手段を追加する 構成とすることにより、 送信データと冗長データの時刻を合わせることが可能と なり、 後続の演算手段による演算処理を効率的に実行することが可能な通信装置 を得ることができる、 という効果を奏する。
つぎの発明によれば、各情報ビットに対するビット誤り率の差を許容した場合、 演算手段を削除することにより、 さらに演算量を削減させることが可能な通信装 置を得ることができる、 という効果を奏する。
つぎの発明によれば、 ランダム誤りとバースト誤りが混在するような伝送路に おいても、 シンボル単位での誤り訂正を行う R—S符号との併用により、 さらに 優れた伝送特性を得ることができる、 という効果を奏する。
つぎの発明によれば、 特性劣化の可能性がある受信信号の下位 2ビットに対し て軟判定を行い、 受信信号におけるその他のビットに対して硬判定を行うことに より、変調方式の多値化に伴ってコンスタレーシヨンが増大する場合においても、 計算量の多い軟判定部分の削減、 および従来と同様の良好な伝送特性を実現する ことが可能な通信装置を得ることができる、 という効果を奏する。
つぎの発明によれば、 ランダム誤りとバースト誤りが混在するような伝送路に おいても、 シンボル単位での誤り訂正を行う R— S符号との併用により、 さらに 優れた伝送特性を得ることができる、 という効果を奏する。
つぎの発明によれば、マルチキヤリァ変復調方式を用いた通信に適用可能とし、 さらに、 ターボ符号化ステップと演算ステップとを含むことにより、 変調方式の 多値化に伴ってコンスタレ一ションが増大する場合においても、 計算量の削減、 および従来と同様の良好な伝送特性を実現することが可能な通信方法を得ること ができる、 という効果を奏する。 また、 特性劣化の可能性がある受信信号の下位 2ビットに対して軟判定を行い、 受信信号におけるその他のビットに対して硬判 定を行うことにより、 変調方式の多値化に伴ってコンスタレ一ションが増大する 場合においても、 計算量の多い軟判定部分の削減、 および従来と同様の良好な伝 送特性を実現することが可能な通信方法を得ることができる、 という効果を奏す る。
つぎの発明によれば、 ターボ符号化ステップにディンタリ一ブ処理ステップを 追加することにより、 送信データと冗長データの時刻を合わせることが可能とな り、 後続の演算ステツプによる演算処理を効率的に実行することが可能な通信方 法を得ることができる、 という効果を奏する。
つぎの発明によれば、 ランダム誤りとバースト誤りが混在するような伝送路に おいても、 シンボル単位での誤り訂正を行う R— S符号との併用により、 さらに 優れた伝送特性を得ることが可能な通信方法を得ることができる、 という効果を 奏する。 産業上の利用可能性 以上のように、 本発明にかかる通信装置は、 DMT (Discrete Multi Tone) 変 復 方式や O F DM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) 変復調方式を 用いたデータ通信に有用であり、 特に既設の電話回線を使用して数メガビットノ 秒の高速ディジタル通信を行う A D S L通信方式および H D S L通信方式等の X D S L通信方式に適している。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 誤り訂正符号として、 ターボ符号を採用する通信装置において、
送信データにおける所定数の下位ビットに対してターボ符号化を行うことによ り、 前記所定数に応じた情報ビットと、 異なる手順で畳込み符号化された第 1お よび第 2の冗長ビットと、 を出力するターボ符号化手段と、
前記所定数の情報ビットと前記各冗長ビットとを用いて、 各情報ビットに対す る誤り訂正能力を均一にするための演算を行い、 その演算結果と、 前記送信デー タにおけるその他のビットと、 を符号化結果として出力する演算手段と、 受信信号における所定数の下位ビットカゝら、 情報ビットと第 1の冗長ビットと を抽出し、 その抽出結果と、 事前情報として与えられた 1つ前の軟判定出力 （な い場合も含む） に基づいて軟判定を行う第 1の復号手段と、
さらに、 情報ビットと第 2の冗長ビットとを抽出し、 その抽出結果と、 前記第 1の復号手段からの軟判定出力に基づいて軟判定を行い、 その結果を前記 1つ前 の軟判定出力として前記第 1の復号手段に通知する第 2の復号手段と、
前記第 1の復号手段と前記第 2の復号手段による軟判定を所定回数にわたって 繰り返し実行後、 前記第 2の復号手段の軟判定出力に基づいて、 もとの情報ビッ トを推定する第 1の判定手段と、
前記受信信号における他のビットを硬判定することにより、 もとの情報ビット を推定する第 2の判定手段と、
を備えることを特徴とする通信装置。
2 . 前記ターボ符号化手段は、
インタリーブ処理後に符号化された一方の冗長ビットに対してディンタリ一プ 処理を行うディンタリ一ブ処理手段を備え、
前記各情報ビットと前記各冗長ビットとの時刻を合わせて出力することを特徴 とする請求の範囲第 1項に記載の通信装置。
3 . リードソロモン符号とターボ符号とを併用することとし、
送信側では、 リードソロモン符号化後、 ターボ符号化を実施し、
受信側では、 ターボ符号を復号後、 リードソロモン符号を復号することを特徴 とする請求の範囲第 1項に記載の通信装置。
4 .インタリーブ処理を符号化に取り入れたターボ符号を採用する符号器を備え、 その符号化結果を送信する通信装置において、
前記符号器は、
複数ビットで構成される送信データを受け取り、 前記送信データにおける所定 数の下位ビットに対してターボ符号化を行うことにより、 前記所定数に応じた情 報ビットと、 前記各情報ビットを畳込み符号化した第 1の冗長ビットと、 インタ リーブ処理後の各情報ビットを畳込み符号化した第 2の冗長ビットと、 を出力す るターボ符号化手段と、
前記所定数の情報ビットと前記各冗長ビットとを用いて、 各情報ビッ卜に対す る誤り訂正能力を均一にするための演算を行う演算手段と、
を備え、
前記演算結果と、 前記送信データにおけるその他のビットと、 を符号化結果と して出力することを特徴とする通信装置。
5 . 前記ターボ符号化手段は、
前記第 2の冗長ビットに対してディンタリ一ブ処理を行うディンタリーブ処理 手段を備え、
前記各情報ビットと、 前記第 1の冗長ビットと、 前記ディンタリーブ処理後の 第 2の冗長ビットと、 の時刻を合わせて出力することを特徴とする請求の範囲第 4項に記載の通信装置。
6 . リードソロモン符号とターボ符号とを併用することとし、 リードソロモン符 号化後、 ターボ符号化を実施することを特徴とする請求の範囲第 4項に記載の通 信装置。
7 .インタリーブ処理を符号化に取り入れたターボ符号を採用する符号器を備え、 その符号化結果を送信する通信装置において、
前記符号器は、
複数ビットで構成される送信データを受け取り、 前記送信データにおける所定 数の下位ビットに対してターボ符号化を行うことにより、 前記所定数に応じた情 報ビットと、 前記情報ビットを畳込み符号化した第 1の冗長ビットと、 インタリ ーブ処理後の情報ビットを畳込み符号化した第 2の冗長ビットと、 を出力するタ ーボ符号化手段を備え、
前記各情報ビットと、 前記第 1および第 2の冗長ビットに加えて、 前記送信デ —タにおけるその他のビットを符号化結果として出力することを特徴とする通信
8 . リードソロモン符号とターボ符号とを併用することとし、 リードソロモン符 号化後、 ターボ符号化を実施することを特徴とする請求の範囲第 7項に記載の通
9 . ターボ符号化された受信信号を軟判定により復号する復号器を備える通信装 置において、
Bリ記復号器は、
前記受信信号における所定数の下位ビットから、 情報ビットと、 畳込み符号化 された第 1の冗長ビットと、 を抽出し、 その抽出結果と、 事前情報として与えら れた 1つ前の軟判定出力 （ない場合も含む） に基づいて、 前記情報ビットの軟判 定を行う第 1の復号手段と、
前記受信信号における所定数の下位ビットから、 前記符号器側の出力数に応じ た情報ビットと、 前記第 1の冗長ビットと異なる方法で畳込み符号化された第 2 の冗長ビットと、 を抽出し、 その後、 抽出結果と、 前記第 1の復号手段からの軟 判定出力に基づいて、 前記情報ビッ トの軟判定を行い、 その結果を前記 1つ前の 軟判定出力として前記第 1の復号手段に通知する第 2の復号手段と、
前記第 1の復号手段と第 2の復号手段による軟判定を所定回数にわたって繰り 返し実行後、 前記第 2の復号手段の軟判定出力に基づいて、 もとの情報ビットを 推定する第 1の判定手段と、
前記受信信号における他のビットを硬判定することにより、 もとの情報ビット を推定する第 2の判定手段と、
を備えることを特徴とする通信装置。
1 0 . 送信側がリードソロモン符号とターボ符号とを併用している場合、 ターボ 符号を復号後、 リ一ドソロモン符号を復号することを特徴とする請求の範囲第 9 項に記載の通信装置。
1 1 . 送信データにおける所定数の下位ビットに対してターボ符号化を行うこと により、 前記所定数に応じた情報ビットと、 異なる手順で畳込み符号化された第
1および第 2の冗長ビットと、 を出力するターボ符号化ステップと、
前記所定数の情報ビットと前記各冗長ビットとを用いて、 各情報ビットに対す る誤り訂正能力を均一にするための演算を行い、 その演算結果と、 前記送信デー タにおけるその他のビットと、 を符号化結果として出力する演算ステップと、 受信信号における所定数の下位ビットから、 情報ビットと第 1の冗長ビットと を抽出し、 その抽出結果と、 事前情報として与えられた 1つ前の軟判定出力 （な レ、場合も含む） に基づいて軟判定を行う第 1の復号ステップと、 さらに、 情報ビットと第 2の冗長ビットとを抽出し、 その抽出結果と、 前記第 1の復号ステップにおける軟判定出力に基づいて軟判定を行い、 その結果を前記 1つ前の軟判定出力とする第 2の復号ステップと、
前記第 1の復号ステップと前記第 2の復号ステップによる軟判定を所定回数に わたって繰り返し実行後、前記第 2の復号ステップによる軟判定出力に基づいて、 もとの情報ビットを推定する第 1の判定ステップと、
前記受信信号における他のビットを硬判定することにより、 もとの情報ビット を推定する第 2の判定ステップと、
を含むことを特徴とする通信方法。
1 2 . 前記ターボ符号化ステップにあっては、
インタリーブ処理後に符号化された一方の冗長ビットに対してディンタリ一ブ 処理を行うディンタリーブ処理ステップを含み、
前記各情報ビッ卜と前記各冗長ビットとの時刻を合わせて出力することを特徴 とする請求の範囲第 1 1項記載の通信方法。
1 3 . リードソロモン符号とターボ符号とを併用することとし、
送信側では、 リードソロモン符号化後、 ターボ符号化を実施し、
受信側では、 ターボ符号を復号後、 リードソロモン符号を復号することを特徴 とする請求の範囲第 1 1項に記載の通信方法。
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