WO2000027017A1 - Frequenzumrichter mit bedämpftem gleichspannungszwischenkreis - Google Patents

Frequenzumrichter mit bedämpftem gleichspannungszwischenkreis Download PDF

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WO2000027017A1
WO2000027017A1 PCT/DE1999/003539 DE9903539W WO0027017A1 WO 2000027017 A1 WO2000027017 A1 WO 2000027017A1 DE 9903539 W DE9903539 W DE 9903539W WO 0027017 A1 WO0027017 A1 WO 0027017A1
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current
inverter
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voltage intermediate
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Hans-Joachim Pöss
Original Assignee
Vacuumschmelze Gmbh
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
    • H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
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    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H9/00—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection
    • H02H9/005—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection avoiding undesired transient conditions

Definitions

  • the invention relates to a frequency converter with an input-side rectifier and an output-side inverter and a DC voltage intermediate circuit connected between the rectifier and the inverter.
  • a disadvantage of the known chokes with ferrite cores is their large volume, which is necessary because of the low permeability of ferrite cores in order to achieve an effective suppression of interference voltages. As a result, the interference suppression chokes with ferrite cores are not in the housing of
  • Frequency converters can be integrated or that the housing of frequency inverters must be chosen to be large enough so that the interference suppression chokes with ferrite cores can be accommodated in the housing of the frequency converter.
  • the ferrite cores are sensitive to temperature changes in their magnetic properties. For this reason, the ferrite cores in the form of toroidal cores should be designed as large as possible so that cables with a large cable cross-section can be passed through the interior of the toroidal core in order to limit the cable resistance and thus the temperature rise during operation of the current-compensated choke.
  • the invention has for its object to provide a frequency converter of small design with good interference suppression.
  • This object is inventively achieved in that the DC voltage intermediate circuit includes at least one choke with egg ⁇ nem magnetic core made of a soft magnetic nanocrystalline material.
  • the soft magnetic nanocrystalline materials used according to the invention have a four times higher permeability than magnetic cores made of ferrite.
  • the saturation induction of the nanocrystalline materials is also higher than the saturation induction of ferrites by the same factor.
  • the use of soft magnetic nanocrystalline cores in comparison to ferrite cores enables the same inductance to be achieved with a smaller number of turns and a smaller core cross section.
  • the chokes When using soft magnetic nanocrystalline magnetic cores, small designs are possible for the chokes. These chokes can be arranged in the DC voltage intermediate circuit without the need for a particularly large housing for the frequency converter. The arrangement of the chokes in the DC link also dampens the interference from the inverter close to where it occurs. As a result, however, the electromagnetic emission from the frequency converter is suppressed much better than in the prior art, in which the chokes are arranged on the input side in the power lines.
  • Another advantage of the soft magnetic nanocrystalline materials is the temperature resistance of the magnetic properties. While the saturation induction for ferrites drops sharply in the temperature range from 20 ° C to 100 ° C, the saturation induction for soft magnetic nanocrystalline materials remains essentially constant in this temperature range. This means that chokes with magnetic cores made of soft magnetic nanocrystalline material work reliably even with a large temperature rise. In this respect let use wires with a small cross-section for the windings, which further reduces the size of the design.
  • FIG. 1 shows a first embodiment of a frequency converter with vaporized DC link
  • FIG. 2 shows a further exemplary embodiment of a frequency converter with a vaporized direct voltage intermediate circuit
  • FIG. 3 is an equivalent circuit diagram for the frequency converter
  • FIG. 4 shows another equivalent circuit diagram for the frequency converter from FIG. 2; and FIG. 5 measured interference voltage curves when using a
  • Frequency converter without damped DC link and when using a frequency converter with steamed DC link Frequency converter without damped DC link and when using a frequency converter with steamed DC link.
  • FIG. 1 shows a frequency converter 1 which is connected to a network 3 via network lines 2.
  • the power lines 2 lead to a rectifier 4 on the input side, which is connected to an inverter 6 via a DC voltage intermediate circuit 5.
  • the inverter 6 can be, for example, an isolated gate bipolar transistor (IGBT).
  • IGBT isolated gate bipolar transistor
  • motor cables 7 lead from the inverter 6 to an asynchronous motor 8.
  • the rectifier 4 and the inverter 6 are arranged in a housing 9 which is connected to a ground 11 via a ground line 10.
  • a motor cable shield 12 is connected to ground 11 via a ground line 13.
  • the frequency converter 1 now serves to set the frequency and phase of the drive currents for the asynchronous motor 8 in accordance with the desired speed of the asynchronous motor 8.
  • the phases offset by 120 ° are rectified by the rectifier 4 and fed into the DC voltage intermediate circuit 5 having a positive nominal current line 14 and a negative nominal current line 15.
  • the inverter 6 now converts the DC voltage into drive currents with the desired phase and frequency for driving the asynchronous motor 8.
  • the drive current in each of the three motor cables 7 does not have a sinusoidal shape, but is approximated by a bipolar triangular voltage.
  • the triangular voltage is also superimposed by high-frequency rectangular pulses, the frequency of which is usually in the range of 100 kHz.
  • Symmetrical disturbances are disturbances in which potential fluctuations occur between the positive nominal current line 14 and the negative nominal current line 15. Symmetrical interference occurs, for example, when the speed frequency of the asynchronous motor 8 is changed. Then the current intensity in the positive nominal current line 14 and the negative nominal current line 15 changes and potential fluctuations occur between the positive nominal current line 14 and the negative nominal current line 15.
  • the high-frequency pulses generated by the inverter 6 in the frequency range of 100 kHz on the nominal current line 14 " and the nominal current line 15 lead to asymmetrical disturbances, which occur as potential fluctuations between the nominal current line 14 and the ground 11 or the nominal current line 15 and the ground 11 are measured. If the symmetrical and asymmetrical disturbances are not damped, they propagate into the network 3 via the network lines 2. In addition, such a frequency converter emits a considerable amount of interference radiation. For the latter reason in particular, it is necessary to attenuate the interference signals as close as possible to the place where they originated.
  • a compensation capacitor 16 is arranged in the DC voltage intermediate circuit 5 between the positive nominal current line 14 and the negative nominal current line 15 for damping symmetrical interference signals.
  • a star capacitor 17 is also provided between the power lines 2 for further attenuation of symmetrical interference signals.
  • the inductors 20 and 21 are connected to the nominal current lines 14 and 15 so that the magnetic fluxes generated by the inductors 20 and 21 in the magnetic core 19 compensate for zero at the same current strength of the nominal currents flowing through the inductors 20 and 21. If a part of the nominal currents is now diverted through the capacitive coupling of the inverter 6 to the ground 11, an asymmetrical disturbance arises on the nominal current lines 14 and 15, which the current-compensated choke
  • the magnetic core is
  • the soft magnetic nanocrystalline material is, for example, the iron-based alloys described in EP 0 271 657 B1, in particular an alloy of the composition Fe 3 , 5CU ⁇ Nb 3 Si ⁇ 5 , 5B7. These alloys on egg Due to the high saturation induction and the large temperature range, sen bases are particularly suitable for use in chokes 18. Magnetic cores with this composition have a saturation induction of 1.2 T. The permeabilities of this material are between 20,000 and 70,000 at band thicknesses of 20 ⁇ m and operating frequencies of 10 kHz and between 20,000 and 30,000 at operating frequencies of 100 kHz.
  • the saturation induction and permeability also remain essentially in the temperature range between room temperature and a temperature of 120 ° C unchanged. Since there are temperatures in the range from 60 ° C to 80 ° C when the frequency converter 1 is operating in the interior of the housing 5, the line cross section of the lines forming the inductor 20 and 21 can be chosen so small that during operation of the current-compensated inductor 18 a temperature rise of occurs up to 60 ° C. With a small line cross section, however, the inside diameter of a ring core used as a magnetic core 19 can also be selected to be small. The use of nanocrystalline alloys for the magnetic core 19 thus enables small designs for the current-compensated choke 18.
  • the housing 9 of the frequency converter 1 is consequently only slightly larger than a housing of an undamped frequency converter.
  • the use of a soft magnetic nanocrystalline magnetic core 19 has the advantage that the vibration resistance of nanocrystalline materials is significantly greater than the vibration resistance of ferrites. This is particularly important for traction applications.
  • blocking capacitors 22 and 23 are further provided between the nominal current lines 14 and 15 and the ground 11, which together with the inductors 20 and 21 form a parallel resonant circuit.
  • the blocking capacitors 22 and 23 in the DC voltage intermediate circuit 5 are each arranged between the inverter 6 and the current-compensated choke 18.
  • discharge capacitors 24 and 25 are arranged in the DC voltage intermediate circuit 5 between the current-compensated inductor 18 and the rectifier 4 from the rated current lines 14 and 15 to ground 11, which together with the inductors 20 and 21 each form a series resonant circuit .
  • the function of the blocking capacitors 22 and 23 and the leakage capacitors 24 and 25 is explained below with reference to the equivalent circuit diagrams shown in FIGS. 3 and 4.
  • FIG. 3 shows a first equivalent circuit diagram for the exemplary embodiment of the frequency converter 1 shown in FIG. 1, the interference sources VI and V2 representing the interference signals coming from the inverter 6.
  • the ohmic resistors R1 and R2 represent the internal resistance of the inverter 6, while the terminating resistors R3 and R4 illustrate the network 3.
  • the inductors L1 and L2 which represent the inductors 20 and 21, together with the associated blocking capacitors 22 and 23, which are indicated in FIG. 3 by the capacitors C1 and C2, form a parallel resonant circuit.
  • the impedances of the parallel resonant circuits formed by the inductors L1 and L2 and the capacitors C1 and C2 have a maximum.
  • the inductors L1 and L2 and the capacitors C1 and C2 are expediently designed such that the resonance frequency comes to lie on the fundamental frequency of the inverter 6, so that the fundamental frequency and the associated harmonics of the interference signals are effectively attenuated.
  • This arrangement has the advantage that the interference signals are suppressed in close proximity to the place where they originated and that their propagation into the network is effectively prevented.
  • FIG. 4 now shows a further equivalent circuit diagram for the modified exemplary embodiment of FIG Frequency converter 1, the capacitances C3 and C4 standing for the leakage capacitors 24 and 25.
  • the capacitors C3 and C4 together with the inductors L1 and L2 form a series resonant circuit, the impedance of which has a minimum at the resonance frequency. Accordingly, in this exemplary embodiment, individual strong frequency components in the interference spectrum of the inverter 6 can be vaporized in an effective manner, since these are short-circuited via the series resonant circuits.

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Abstract

Ein Frequenzumformer (1) weist in einem Gleichspannungszwischenkreis (5) eine stromkompensierte Drossel (18) mit einem Magnetkern (19) aus einem nanokristallinen Material auf. Die Drossel (18) dient dazu, von einem Wechselrichter (6) erzeugte asymmetrische Störungen zu dämpfen und zu verhindern, dass diese in ein Netz (3) eingespeist werden.

Description

Beschreibung
Frequenzumrichter mit bedampftem Gleichspannungszwischenkreis
Die Erfindung betrifft einen Frequenzumrichter mit einem ein- gangsseitigen Gleichrichter und einem ausgangsseitigen Wechselrichter und einem zwischen Gleichrichter und Wechselrichter geschalteten Gleichspannungszwischenkreis.
Zur Entstörung von Frequenzumformern ist es allgemein bekannt, in die Netzleitungen vor den Gleichrichter stromkom- pensierte Drosseln mit Ferritkernen zu schalten. Diese stromkompensierten Drosseln dienen dazu, asymmetrische Störungen auf den Netzleitungen wirksam zu unterdrücken.
Ein Nachteil der bekannten Drosseln mit Ferritkernen ist deren großes Volumen, das wegen der niedrigen Permeablität von Ferritkernen zum Erzielen einer wirksamen Unterdrückung von Störspannungen erforderlich ist. Dies hat zur Folge, daß die Entstördrosseln mit Ferritkernen nicht in das Gehäuse von
Frequenzumrichtern integriert werden können oder daß das Gehäuse von Frequenzumrichtern entsprechend groß gewählt werden muß, damit die Entstördrosseln mit Ferritkernen in das Gehäuse des Frequenzumrichters aufgenommen werden können. Hinzu kommt, daß die Ferritkerne in ihren magnetischen Eigenschaften empfindlich auf Temperaturänderungen reagieren. Deshalb sind die in der Form von Ringkernen vorliegenden Ferritkerne möglichst groß auszulegen, so daß Leitungen mit großem Leitungsquerschnitt durch den Innenraum des Ringkerns hindurch- geführt werden können, um den Leitungswiderstand und damit den Temperaturhub beim Betrieb der stromkompensierten Drossel zu begrenzen.-
Ausgehend von diesem Stand der Technik liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen Frequenzumrichter kleiner Bauform mit guter Störungsunterdrückung zu schaffen. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Gleichspannungszwischenkreis wenigstens eine Drossel mit ei¬ nem Magnetkern aus einem weichmagnetischen nanokristallinen Material umfaßt.
Die gemäß der Erfindung verwendeten weichmagnetischen nanokristallinen Materialien weisen im Vergleich zu Magnetkernen aus Ferrit eine viermal höhere Permeabilität auf. Auch die Sättigungsinduktion der nanokristallinen Materialien liegt um den gleichen Faktor höher als die Sättigungsinduktion von Ferriten. Insofern läßt sich durch die Verwendung von weichmagnetischen nanokristallinen Kernen im Vergleich zu Ferritkernen die gleiche Induktivität mit einer kleineren Windungszahl und kleinerem Kernquerschnitt erzielen.
Bei Verwendung weichmagnetischer nanokristalliner Magnetkerne sind somit für die Drosseln kleine Bauformen möglich. Diese Drosseln lassen sich im Gleichspannungszwischenkreis anordnen, ohne daß ein besonders großes Gehäuse für den Frequen- zumformer erforderlich wird. Durch die Anordnung der Drosseln im Gleichspannungszwischenkreis werden die vom Wechselrichter ausgehenden Störungen außerdem nahe ihrem Entstehungsort bedämpft. Dadurch wird aber die von dem Frequenzumformer ausgehende elektromagnetische Emission wesentlich besser unter- drückt als beim Stand der Technik, bei dem die Drosseln ein- gangsseitig in den Netzleitungen angeordnet sind.
Ein weiterer Vorteil der weichmagnetischen nanokristallinen Materialien ist die Temperaturbeständigkeit der magnetischen Eigenschaften. Während bei Ferriten die Sättigungsinduktion im Temperaturbereich von 20°C bis 100°C stark absinkt, bleibt die Sättigungsinduktion bei weichmagnetischen nanokristallinen Materialien in diesem Temperaturbereich im wesentlichen konstant. Dies bedeutet, daß Drosseln mit Magnetkernen aus weichmagnetischem nanokristallinem Material auch bei einem großen Temperaturhub zuverlässig arbeiten. Insofern lassen sich für die Wicklungen Drähte mit kleinem Querschnitt verwenden, wodurch die Größe der Bauform weiter verringert wird.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen und Ausführungsformen sind in den Unteransprüchen enthalten.
Nachfolgend wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung im einzelnen anhand der beigefügten Zeichnung erläutert. Es zeigen:
Figur 1 ein erstes Ausführungsbeispiel eines Frequenzumformers mit bedampftem Gleichspannungszwischenkreis; Figur 2 ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Frequenzumformers mit bedampftem Gleichspannungszwischen- kreis;
Figur 3 ein Ersatzschaltbild für den Frequenzumformer aus
Figur 1; Figur 4 ein weiteres Ersatzschaltbild für den Frequenzumformer aus Figur 2; und Figur 5 gemessene Störspannungskurven bei Einsatz eines
Frequenzumformers ohne bedämpften Gleichspannungszwischenkreis und bei Einsatz eines Frequenzumformers mit bedampftem Gleichspannungszwischenkreis.
Figur 1 stellt einen Frequenzumformer 1 dar, der über Netzleitungen 2 an ein Netz 3 angeschlossen ist. Die Netzleitungen 2 führen zu einem eingangsseitigen Gleichrichter 4, der über einen Gleichspannungszwischenkreis 5 mit einem Wechselrichter 6 verbunden ist. Der Wechselrichter 6 kann beispiels- weise ein Isolated Gate Bipolar Transistor (IGBT) sein. Vom Wechselrichter 6 führen ausgangsseitig Motorkabel 7 zu einem Asynchronmotor 8. Der Gleichrichter 4 sowie der Wechselrichter 6 sind in einem Gehäuse 9 angeordnet, das über eine Masseleitung 10 an eine Masse 11 angeschlossen ist. In gleicher Weise ist eine Motorkabelabschirmung 12 über eine Masseleitung 13 an die Masse 11 angeschlossen. Der Frequenzumformer 1 dient nun dazu, die Frequenz und Phase der Antriebsströme für den Asynchronmotor 8 entsprechend der gewünschten Drehzahl des Asynchronmotors 8 einzustellen. Zu diesem Zweck werden die um 120° versetzten Phasen vom Gleich- richter 4 gleichgerichtet und in den eine positive Nennstromleitung 14 und eine negative Nennstromleitung 15 aufweisenden Gleichspannungszwischenkreis 5 eingespeist. Der Wechselrichter 6 formt nun die Gleichspannung in Antriebsströme mit der gewünschten Phase und Frequenz für den Antrieb des Asynchron- motors 8 um. Der Antriebsstrom in jedem der drei Motorkabel 7 weist dabei keinen sinusförmigen Verlauf auf, sondern wird durch eine bipolare Dreiecksspannung angenähert. Bei Belastung des Asynchronmotors 8 wird darüber hinaus die Dreiecksspannung durch hochfrequente Rechteckpulse überlagert, deren Frequenz üblicherweise im Bereich von 100 kHz liegt.
Durch den Betrieb des Wechselrichters 6 entstehen im Gleichspannungszwischenkreis 5 symmetrische und asymmetrische Störungen. Symmetrische Störungen sind dabei solche Störungen, bei denen Potentialschwankungen zwischen der positiven Nennstromleitung 14 und der negativen Nennstromleitung 15 auftreten. Symmetrische Störungen entstehen beispielsweise wenn die Drehzahlfrequenz des Asynchronmotors 8 geändert wird. Dann ändert sich die Stromstärke in der positiven Nennstromleitung 14 und der negativen Nennstromleitung 15 und es treten Potentialschwankungen zwischen der positiven Nennstromleitung 14 und der negativen Nennstromleitung 15 auf.
Aufgrund der kapazitiven Kopplung des Wechselrichters 6 mit dem über die Masseleitung 10 mit der Masse 11 verbundenen Gehäuse 9 führen die vom Wechselrichter 6 erzeugten hochfrequenten Pulse im Frequenzbereich von 100 kHz auf der Nennstromleitung 14" und der Nennstromleitung 15 zu asymmetrischen Störungen, die als Potentialschwankungen zwischen der Nenn- Stromleitung 14 und der Masse 11 oder der Nennstromleitung 15 und der Masse 11 gemessen werden. Falls die symmetrischen und asymmetrischen Störungen nicht gedämpft werden, pflanzen sie sich über die Netzleitungen 2 ins Netz 3 fort. Außerdem sendet ein derartiger Frequenzumformer ein beträchtliches Maß an Störstrahlung aus. Insbeson- dere aus letzterem Grund ist es erforderlich, die Störsignale möglichst in der Nähe des Ortes ihrer Entstehung zu dämpfen.
Zur Dämpfung symmetrischer Störsignale ist im Gleichspan- nungszwischenkreis 5 zwischen der positiven Nennstromleitung 14 und der negativen Nennstromleitung 15 ein Ausgleichskon- densator 16 angeordnet. Zur weiteren Dämpfung symmetrischer Störsignale ist zwischen den Netzleitungen 2 außerdem ein Sternkondensator 17 vorgesehen.
Zur Dämpfung asymmetrischer Störungen ist im Gleichspannungszwischenkreis 5 eine stromkompensierte Drossel 18 angeordnet, die zwei auf einen Magnetkern 19 aufgewickelte Drosselspulen 20 und 21 aufweist. Die Drosselspulen 20 und 21 sind dabei so an die Nennstromleitungen 14 und 15 angeschlossen, daß sich die von den Drosselspulen 20 und 21 im Magnetkern 19 erzeugten magnetischen Flüsse bei gleicher Stromstärke der durch die Drosselspulen 20 und 21 fließenden Nennströme zu Null kompensieren. Wenn nun ein Teil der Nennströme durch die kapazitive Kopplung des Wechselrichters 6 an die Masse 11 abge- leitet wird, entsteht auf den Nennstromleitungen 14 und 15 eine asymmetrische Störung, die die stromkompensierte Drossel
18 aussteuert. Falls die Induktivität der stromkompensierten Drossel 18 ausreichend hoch ist, wird die asymmetrische Störung nun entsprechend gedämpft.
Um den Frequenzumformer 1 klein zu halten, ist der Magnetkern
19 der stromkompensierten Drosselspule 18 aus einem weichmagnetischen nanokristallinen Material hergestellt. Bei dem weichmagnetischen nanokristallinen Material handelt es sich beispielsweise um die in der EP 0 271 657 Bl beschriebenen Legierungen auf Eisenbasis, insbesondere eine Legierung der Zusammensetzung Fe3,5CUιNb3Siι5,5B7. Diese Legierungen auf Ei- senbasis eignen sich aufgrund der hohen Sättigungsinduktion und des großen Temperatureinsatzbereichs besonders für den Einsatz in den Drosseln 18. Magnetkerne mit dieser Zusammensetzung weisen eine Sättigungsinduktion von 1,2 T auf. Die Permeabilitäten dieses Werkstoffes liegen bei Banddicken von 20 μm und Betriebsfrequenzen von 10 kHz zwischen 12000 und 70000 und bei Betriebsfrequenzen von 100 kHz zwischen 20000 bis 30000. Die Sättigungsinduktion und die Permeabilität bleiben außerdem im Temperaturbereich zwischen Raumtemperatur und einer Temperatur von 120°C im wesentlichen unverändert. Da bei Betrieb des Frequenzumformers 1 im Inneren des Gehäuses 5 Temperaturen im Bereich von 60°C bis 80°C herrschen, kann der Leitungsquerschnitt der die Drosselspule 20 und 21 bildenden Leitungen so klein gewählt werden, daß beim Betrieb der stromkompensierten Drossel 18 ein Temperaturhub von bis zu 60°C auftritt. Bei kleinem Leitungsquerschnitt kann aber auch der Innendurchmesser eines als Magnetkern 19 verwendeten Ringkerns klein gewählt werden. Der Einsatz von nanokristallinen Legierungen für den Magnetkern 19 ermöglicht somit kleine Bauformen für die stromkompensierte Drossel 18. Das Gehäuse 9 des Frequenzumformers 1 ist demzufolge nur wenig größer als ein Gehäuse eines ungedämpften Frequenzumformers.
Außerdem hat die Verwendung eines weichmagnetischen nanokri- stallinen Magnetkerns 19 den Vorteil, daß die Vibrationsfestigkeit nanokristalliner Materialien wesentlich größer als die Vibrationsfestigkeit von Ferriten ist. Dies ist insbesondere für Traktionsanwendungen von Bedeutung.
Zur Bedämpfung von asymmetrischen Störungen sind ferner zwischen den Nennstromleitungen 14 und 15 und der Masse 11 Sperrkondensatoren 22 und 23 vorgesehen, die zusammen mit den Drosselspulen 20 und 21 einen Parallelschwingkreis bilden. Bei dem in Figur 1 dargestellten Frequenzumformer 1 sind die Sperrkondensatoren 22 und 23 im Gleichspannungszwischenkreis 5 jeweils zwischen dem Wechselrichter 6 und der stromkompensierten Drossel 18 angeordnet. Bei einem weiteren abgewandelten Ausführungsbeispiel des Frequenzumformers 1 sind im Gleichspannungszwischenkreis 5 zwischen der stromkompensierten Drossel 18 und dem Gleichrichter 4 jeweils von den Nennstromleitungen 14 und 15 zur Masse 11 führende Ableitkondensatoren 24 und 25 angeordnet, die zusammen mit den Drosselspulen 20 und 21 jeweils einen Serienschwingkreis bildet. Die Funktion der Sperrkondensatoren 22 und 23 sowie der Ableitkondensatoren 24 und 25 wird nachfol- gend anhand der in Figur 3 und 4 dargestellten Ersatzschaltbilder erläutert.
Figur 3 zeigt ein erstes Ersatzschaltbild für das in Figur 1 dargestellte Ausführungsbeispiel des Frequenzumformers 1. Da- bei stehen die Störquellen VI und V2 für die vom Wechselrichter 6 ausgehenden Störsignale. Die ohmschen Widerstände Rl und R2 stellen den Innenwiderstand des Wechselrichters 6 dar, während die Abschlußwiderstände R3 und R4 das Netz 3 veranschaulichen. Wie man leicht anhand Figur 3 erkennt, bilden die Induktivitäten Ll und L2, die für die Drosselspulen 20 und 21 stehen, jeweils zusammen mit dem zugeordneten Sperrkondensator 22 und 23, die in Figur 3 durch die Kapazitäten Cl und C2 angedeutet sind, einen Parallelschwingkreis. Bei der Resonanzfrequenz weisen die Impedanzen der von den Induk- tivitäten Ll und L2 sowie den Kapazitäten Cl und C2 gebildeten Parallelschwingkreise ein Maximum auf. Zweckmäßigerweise werden die Induktivitäten Ll und L2 sowie die Kapazitäten Cl und C2 so ausgelegt, daß die Resonanzfrequenz auf der Grundfrequenz des Wechselrichters 6 zu liegen kommt, so daß die Grundfrequenz und die zugeordneten Oberwellen der Störsignale auf wirksame Weise bedämpft werden. Diese Anordnung hat den Vorteil, daß die Störsignale in nächster Nähe zum Ort ihrer Entstehung unterdrückt werden und daß ihre Ausbreitung ins Netz auf wirksame Weise unterbunden wird.
Figur 4 zeigt nun ein weiteres Ersatzschaltbild für das in Figur 2 dargestellte abgewandelte Ausführungsbeispiel des Frequenzumformers 1 , wobei die Kapazitäten C3 und C4 für die Ableitkondensatoren 24 und 25 stehen. Die Kapazitäten C3 und C4 bilden zusammen mit den Induktivitäten Ll und L2 einen Serienschwingkreis, dessen Impedanz bei der Resonanzfrequenz ein Minimum aufweist. Dementsprechend lassen sich bei diesem Ausführungsbeispiel einzelne starke Frequenzkomponenten im Störspektrum des Wechselrichters 6 auf wirksame Weise bedampfen, da diese über die Serienschwingkreise kurzgeschlossen werden.
Figur 5 zeigt schließlich mit einer gestrichelten Kurve 26 den Verlauf eines gemessenen Störspektrums bei Verwendung eines ungedämpften Frequenzumformers. In Fig. 5 ist die über eine Zeitkonstante gemittelte Störspannung Vs über die Fre- quenz f aufgetragen. Man erkennt anhand Figur 5, daß in diesem Fall der zulässige Grenzwert 27 für Frequenzen unterhalb von 800 kHz wesentlich überschritten wird. Bei Verwendung des mit der stromkompensierten Drossel 18 im Gleichspannungszwi- schenkreis bedämpften Frequenzumformer 1 ergibt sich das mit einer durchgezogenen Linie in das Diagramm in Figur 5 eingezeichnete Spektrum 28, das im gesamten, dargestellten Frequenzbereich mindestens einen Abstand von 10 dB zum erlaubten Grenzwert aufweist.

Claims

Patentansprüche
1. Frequenzumrichter mit einem eingangsseitigen Gleichrichter (4) und einem ausgangsseitigen Wechselrichter (6) und einem zwischen Gleichrichter (4) und Wechselrichter (6) geschalteten Gleichspannungszwischenkreis (5) , dadurch gekennzeichnet, daß der Gleichspannungszwischenkreis (5) wenigstens eine Drossel (18) mit einem Magnetkern (19) aus einem weichmagne- tischen nanokristallinen Material umfaßt.
2. Frequenzumrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Gleichspannungszwischenkreis (5) zwei von einer stromkompensierten Drossel (18) bedämpfte Nennstromleitungen (14, 15) umfaßt.
3. Frequenzumrichter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die stromkompensierte Drossel (18) einen Ringkern mit zwei Drosselspulen (20, 21) umfaßt.
4. Frequenzumrichter nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Nennstromleitungen (14, 15) eine Kapazität (16) geschaltet ist.
5. Frequenzumrichter nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der stromkompensierten Drossel (18) und dem eingangsseitigen Gleichrichter (4) jeweils eine Kapazität (24, 25) zwischen den Nennstromleitungen (14, 15) und einer Masse (11) geschaltet sind.
6. Frequenzumrichter nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen stromkompensierter Drossel (18) und Wechselrichter (6) jeweils eine Kapazität (22, 23) zwischen den Nenn- Stromleitungen (14, 15) und einer Masse (11) geschaltet sind.
7. Frequenzumrichter nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz des von der Induktivität jeweils einer Dros- seispule (20, 21) und der zugeordneten Kapazität (24, 25, 26, 27) gebildeten Schwingkreises auf die Schaltfrequenz des Wechselrichters (6) abgestimmt ist.
8. Frequenzumrichter nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß eingangsseitig vor den Gleichrichter (4) zwischen den Netzleitungen (2) ein Sternkondensator (17) geschaltet ist.
PCT/DE1999/003539 1998-11-04 1999-11-04 Frequenzumrichter mit bedämpftem gleichspannungszwischenkreis WO2000027017A1 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE19850853.0 1998-11-04
DE1998150853 DE19850853A1 (de) 1998-11-04 1998-11-04 Frequenzumrichter mit bedämpftem Gleichspannungszwischenkreis

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Publication Number Publication Date
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