WO2000014888A1 - Procede et dispositif pour la reception de signal module en frequence - Google Patents

Procede et dispositif pour la reception de signal module en frequence Download PDF

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WO2000014888A1
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frequency
signal
demodulation
level
processing
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PCT/JP1999/004756
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Inventor
Kenji Oguma
Atsushi Kawabata
Dai Watanabe
Hiroshi Sato
Korehumi Tashiro
Original Assignee
Hitachi, Ltd.
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Publication date
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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B61—RAILWAYS
    • B61L—GUIDING RAILWAY TRAFFIC; ENSURING THE SAFETY OF RAILWAY TRAFFIC
    • B61L1/00—Devices along the route controlled by interaction with the vehicle or vehicle train, e.g. pedals
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B61—RAILWAYS
    • B61L—GUIDING RAILWAY TRAFFIC; ENSURING THE SAFETY OF RAILWAY TRAFFIC
    • B61L1/00—Devices along the route controlled by interaction with the vehicle or vehicle train, e.g. pedals
    • B61L1/18—Railway track circuits
    • B61L1/181—Details
    • B61L1/188—Use of coded current

Definitions

  • the present invention relates to a signal receiving apparatus using demodulation processing of a frequency modulation signal having amplitude dependency, and particularly to a train detecting apparatus using a track circuit in a railway.
  • the reception level is affected by differences in the length of each track circuit and the surrounding environment, the level when no train is present is also different, and the effect of the short-circuit caused by train wheels on the reception level is also different.
  • any threshold value must be settable for each orbit fixation.
  • the reception level value is affected by all signal components in the frequency band determined by the filter characteristics, if there is a power S such as another device using a nearby frequency band, the signal used by these devices as noise It is difficult to eliminate the effects.
  • the effect of such noise is large, for example, the received signal level becomes larger than the train detection level due to the sound even though the train is within the range of the target track circuit. In such a case, there is a possibility that the judgment of the presence or absence of a train is erroneously made.
  • the demodulation process is performed by the receiver in order to perform demodulation processing. It is necessary to use an amplitude-dependent demodulation method that determines whether or not the demodulation can be performed. As a demodulation processing method that satisfies such conditions, for example, a method using PLL processing can be considered.
  • the amplitude of the input signal is preset at the time of design. If the input amplitude decreases, the frequency range that can be synchronized decreases, and if the modulation range of this frequency range modulation signal cannot be satisfied, the synchronization condition will be satisfied. It is shown qualitatively that you cannot do it. From this, the demodulation lower limit level, which is the received signal level when demodulation cannot be performed because the synchronization conditions are not satisfied, can be obtained by calculation, and the PLL processing is designed so that the train detection level and demodulation lower limit level match. It is.
  • An object of the present invention is to improve the productivity of a train detection device that is more resistant to noise.
  • the purpose of the previous speech is to perform demodulation processing with amplitude dependence on the demodulation processing, and to apply the demodulation processing as a method of arbitrarily setting the train detection level, which is the threshold of the signal level for train judgment.
  • gain processing to amplify the signal amplitude
  • limit to limit the amplitude of the output signal of the gain process to a constant value equal to the design input amplitude of the demodulation process
  • harmonics generated by the limit process This is achieved by performing filter processing to set the lower limit of the signal level that can be demodulated to the same value as the train detection level by changing the gain value.
  • the filter processing is based on the sampling frequency power of the filter processing.
  • the frequency is set to be a multiple of an odd fraction of the sampling frequency
  • the pass band of the power filter is set to a value wider than the signal band required for demodulation
  • the pass band is set to the sampling frequency.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a train detection device in an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing a relationship between a processing configuration of a receiving device and a received signal level in the embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram showing a relationship between an input level of a limiter process and an input amplitude of a PLL process of a output level with respect to a design value in the embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram showing a relationship between a train detection level and demodulation availability in the embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram showing a frequency characteristic of the fill process in the embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the frequency characteristic of the filtering process and the odd-order harmonic in the embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 shows an embodiment in which the present invention is applied to a plurality of track circuits.
  • Fig. 8 shows the device configuration when applied to a water quality detection device in a water tank.
  • Fig. 1 shows the system configuration using this method.
  • the track on which the train travels consists of one or more track circuits.
  • Each track circuit is connected at one end to a transmission device 2 for transmitting a train detection signal, which is a frequency-modulated signal, and at the other end, to a reception device 3 for receiving the train detection signal.
  • the train detecting device 1 is connected to the transmitting device and the receiving device via a transmission line such as a network.
  • the track will be short-circuited by the axle of the train, and the receiving signal level of the train detection signal received by the receiver will be such that the train does not exist within the range of the track circuit! : Then it goes to a lower level.
  • the received signal level serving as a threshold when the received signal level is reduced and it is determined that there is a train is called a train detection level.
  • PLL processing is used as a method to arbitrarily set the demodulation lower limit level, which is the lower limit that can be demodulated according to the train detection level, for each track.
  • processing is performed in the order of the gain processing section, the limit processing section, and the harmonic elimination filter processing section.
  • the gain processing unit performs signal amplification to match the train detection level with the demodulation lower limit level, and receives the gain required for signal amplification from the gain information holding unit as gain information.
  • the limiter limits the amplitude according to the amplification factor so that the PLL processor does not receive a negative input.
  • the harmonic components generated in the limit processing are calculated.
  • Train detection is performed in the following procedure.
  • the transmission information creation unit of the train detection device creates transmission information and transmits it to the transmission device via the network. This transmission information is also sent to the reception information collation unit in the train detection device.
  • the transmitting device performs frequency modulation processing on the transmission information received via the network.
  • the control section converts the signal into a train detection signal and sends it to the track circuit.
  • the receiver 3 first removes noise included in the received signal by the noise removal filter unit 31 from the train detection signal received via the track circuit. Next, using the gain information from the gain information holding unit 33, the gain processing unit 32 amplifies the received signal. Next, the limiter 34 limits the amplitude of the received signal. Next, the harmonic component removal filter section 35 removes the harmonic components included in the train detection signal. Next, the modulation component of the train detection signal received by the PLL processing unit 36 is detected. Finally, the reception information creation section 37 creates reception information from the modulated component and transmits the information to the train detection device via a transmission path such as a network.
  • the train detection device compares the transmitted information with the received information in the received information matching unit to detect the presence or absence of a train within the range of the track circuit, gives the detection result to the display unit and displays it, and also displays the signal in the signal control unit. To control the signal.
  • Fig. 2 shows a level diagram of the relationship between the received signal level and the demodulation lower limit level.
  • the procedure for matching the train detection level with the demodulation lower limit level is described. This corresponds to the characteristic (1) in Fig. 2. Since the characteristics of the PLL processing unit depend on the amplitude of the received signal that is the input signal to the PLL processing, the amplitude of the input signal is determined first, and the PLL processing unit is designed to derive the demodulation lower limit level. For example, when the amplitude of the input signal is designed to be 1.0, the demodulation lower limit level is 0.316. Here, if the design value 1.0 of the amplitude of the input signal is set to 0 [dB], the PLL processing can be demodulated at a signal level of more than 1 10 [dB].
  • the gain processing unit first sets the amplification factor for matching the lower detection level of the PLL processing with the train detection level for each track circuit, and holds the gain information in the gain information holding unit as gain information.
  • the reception level when there is no train power within the range of the track circuit is 3.16 (corresponding to +10 [dB])
  • the amplitude at the train detection level is 0.0316 (corresponding to -30 [dB]).
  • the demodulation lower limit level is 0.316 (-10 [dB])
  • 10.0 (equivalent to +20 [dB]) should be set as the gain information.
  • the received signal added with the gain by the gain processor
  • the amplitude of the input signal to the PLL processing unit is set to a value that matches the amplitude of the PLL processing unit when it was designed. For example, if the amplitude at the train detection level is 0.0316 ( ⁇ 30 [dB]), the demodulation lower limit level is 0.316 (—10 [dB]), and the amplification factor is 10.0 (+20 [dB]), the range of the track circuit When the reception level is 3.16 (+10 [dB]) when there is no train inside, the amplitude of the output signal of the gain processing unit is 3.16 (+30 [dB]).
  • the limiter sets the value exceeding 1.0 (0 [dB]), which is the set value of the input amplitude of the PLL process, to 1.0 (0 [dB]). Avoid level input to the processing section. For this reason
  • the relationship between the input amplitude and the output amplitude of the evening processing unit is such that the input amplitude and the output amplitude work in the range below the amplitude at the time of the design of the PLL processing unit, and exceed the amplitude at the time of the design of the PLL processing unit. Then, the output amplitude becomes a value equal to the amplitude at the time of designing the PLL processing unit.
  • Fig. 3 shows this relationship.
  • the harmonic removal filter section removes harmonics generated in the limiter section.
  • the reception level exceeds the designed amplitude of the PLL processing section
  • the output signal of the limiting processing section is in a state close to a rectangular wave, and contains a harmonic component.
  • the harmonic component will affect the PLL processor as a noise component and affect the characteristics of the PLL processor. Can not be satisfied. Therefore, the harmonic component is removed by the harmonic removal filter unit so that the PLL processing unit performs the processing according to the design.
  • the PLL processing unit can receive an input signal in which the demodulation lower limit level and the train detection level match.
  • the amplitude at the train detection level is 0.0316 (-30 [dB])
  • the gain is 10.0 (+20 [dB])
  • the input amplitude is set when designing the PLL processing unit.
  • the case where the fixed value is 1.0 (0 [dB]) and the demodulation lower limit level is 0.316 (–10 [dB]) are described below.
  • the reception level is 0.0177 (-35 [dB]).
  • the characteristics at this time correspond to (2) in Fig. 2.
  • the reception level is lower than the train detection level 0.0316.
  • the output of the gain processing unit is 0.177 ( ⁇ 15 [dB]), which is smaller than 0.316 ( ⁇ 10 [dB]).
  • the output of the gain processor is not affected. For this reason, the output of the limiter does not have any harmonic components, and is not affected by the harmonic filter filter. As a result, a signal of a level of 0.177 ( ⁇ 15 [dB]), which is a signal of a level smaller than 0.316 ( ⁇ 10 [dB]), is input to the PLL processing unit.
  • the demodulation cannot be performed because the lower-limit level of demodulation in the PLL processing section is 0.316 (–10 [dB]).
  • signals with an amplitude smaller than the train detection level are not demodulated.
  • the reception information creation unit does not create reception information
  • the transmission information does not match the reception information in the reception information collation unit of the train detection device, and it is possible to detect the presence of the train in the track circuit.
  • the reception level is 3.16 (+10 [dB]).
  • the characteristics at this time correspond to (3) in Fig. 2.
  • the reception level is greater than the train detection level of 0.0316 (—30 [dB]).
  • the output of the gain processing unit is 3.16 (+30 [dB]), which is a value larger than 0.316 (-10 [dB]).
  • the maximum value of the output amplitude of the limiter processing is 1.0 (0 [dB]), which is the same value as the set value of the input amplitude of the PLL processing unit.
  • the output signal of the limiter becomes a signal similar to a square wave, and the amplitude is 1.0 (0 [dB]). Therefore, the output of the limiter processing unit contains a harmonic component. However, since harmonic components are removed by the harmonic reject filter, the output of the harmonic reject filter is removed. The force signal is a signal from which harmonics have been removed, and the amplitude is the same as the output signal of the limiter, and is 1.0 (0 [dB]) at the maximum. As a result, a signal having a value greater than width 0 ⁇ 316 ( ⁇ 10 [dB]) and smaller than 1.0 (0 [dB]) is input to the PLL processing unit.
  • the demodulation lower limit level of the PLL processing unit is 0.316 (-10 [dB]), and the input value of the PLL processing unit is 1.0 (0 [dB]). I can do it. In other words, signals with an amplitude greater than the train detection level are demodulated. For this reason, the reception information creation unit matches the transmission information with the reception information in the reception information comparison unit of the train detection device to create the reception information. From this, it can be detected that no train exists in the track circuit.
  • the harmonic filter processor removes the harmonic components of the input signal generated in the limit processor, it is necessary to reduce the effects of odd-order harmonics, which are mainly rectangular wave components.
  • the input frequency value is set to a multiple of the odd-order fraction of the sampling frequency.
  • the pass band shall be set to a band smaller than one odd order of the sampling frequency centered on the input frequency, and the ffiih band shall be all bands other than one odd part of the sampling frequency centered on the input frequency.
  • the band required for demodulation is set to ⁇ 300 [Hz] around the input frequency
  • the pass band of the filter is set to 2/7 of the sampling frequency.
  • Figure 5 shows the filter characteristics.
  • the sampling frequency is 7 [kHz] and the center frequency of the passband is 2 [kHz].
  • the passband width must be smaller than one-seventh of the sampling frequency, but the band required for demodulation is the ⁇ 300 [Hz] band centered on the input frequency 2 [kHz]. The width does not impair the bandwidth required for demodulation.
  • the pass band is a band of ⁇ 300 [Hz] centered on 2 [kHz].
  • the stop band is all bands except for 1/7 of the sampling frequency centered on the input frequency 2 [kHz]
  • all bands except the bandwidth of 1 [kHz] centered on 2 [kHz] are used.
  • a frequency band equal to or lower than 1.5 [kHz] and a frequency band equal to or higher than 2.5 [kHz] are defined as ⁇ : band.
  • ⁇ band.
  • the passband characteristic is 5.0 [kHz] obtained by folding the band of ⁇ 300 [Hz] or less centered on the passband 2.0 [kHz] at 3.5 [kHz], which is half of the sampling frequency.
  • the band is ⁇ 300 [Hz] or less from the center.
  • the stopband characteristics also turn around in the same way, so that the sampling frequency ranges from 3.5 [kHz] to 4.5 [kHz], which is half the sampling frequency, and from 5.5 [kHz] to the sampling frequency 7 [kHz]. Range is considerable.
  • harmonic components mainly exist at odd multiples of the input frequency.
  • the harmonics are in odd multiples of the two-sevenths of the sampling frequency. The following describes the band up to the 15th harmonic.
  • the first harmonic is the same frequency as the input frequency, and is a frequency component to be processed in the PLL processing. For this reason, it corresponds to the pass band in the main filter processing.
  • This frequency component exists in the range of ⁇ 300 [Hz] around 2 [kHz], which is the same as the input frequency, and corresponds to two-sevenths of the sampling frequency.
  • the third harmonic exists in a range of 300 [Hz] centered on 6 [kHz], which is three times the input frequency 2 [kHz], which is 1 [kHz] when the sampling frequency is 7 [kHz]. This is equivalent to being in the range of ⁇ 300 [Hz] with the center at the center. This corresponds to a band that is one seventh of the sampling frequency.
  • the fifth harmonic exists in the range of ⁇ 300 [Hz] centered on 10 [kHz], which is five times the input frequency 2 [kHz], and this is 3 [kHz] when the sampling frequency is 7 [kHz]. This is equivalent to being in the range of ⁇ 300 [Hz] with the center at the center. This corresponds to a band that is three-seventh the sampling frequency.
  • the seventh harmonic is 14 [kHz], which is 7 times the input frequency 2 [kHz]. Is in the range of 300 [Hz] around the center, which is equivalent to a range of ⁇ 300 [Hz] around 0 [kHz] at the sampling frequency of 7 [kHz]. For this reason, it corresponds to a band of 0/7 of the sampling frequency.
  • the ninth harmonic exists in a range of ⁇ 300 [Hz] centered at 18 [kHz], which is nine times the input frequency 2 [kHz], and this is 3 [kHz] when the sampling frequency is 7 [kHz]. This is equivalent to being in the range of ⁇ 300 [Hz] with the center at the center. This corresponds to a band that is three-seventh the sampling frequency.
  • the eleventh harmonic exists in a range of ⁇ 300 [Hz] centered at 22 [kHz], which is eleven times the input frequency 2 [kHz], which is 1 at a sampling frequency of 7 [kHz]. This is equivalent to being in the range of ⁇ 300 [Hz] centered on [kHz]. This is equivalent to one-seventh of the sampling frequency.
  • the 13th harmonic exists in the range of 300 [Hz] centered on 26 [kHz], which is 13 times the input frequency 2 [kHz], and this is 2 [kHz] when the sampling frequency is 7 [kHz]. This is equivalent to being in the range of ⁇ 300 [Hz] with the center at the center. This corresponds to a band that is two-seventh the sampling frequency.
  • the 15th harmonic exists in the range of 300 [Hz] centered on 30 [kHz], which is 15 times the input frequency 2 [kHz], which is 2 [kHz] when the sampling frequency is 7 [kHz]. This is equivalent to being in the range of ⁇ 300 [Hz] with the center at the center. This corresponds to a band that is two-seventh the sampling frequency.
  • Figure 6 shows the relationship between harmonics and fill characteristics. Odd-order harmonics that match the passband are the 13th and higher harmonics.
  • the input signal is determined by Fourier transform as a perfect rectangular wave.
  • the level of the 13th harmonic with respect to the 1st harmonic is Assuming that the first harmonic is 0 [dB], the first and third harmonics can be found to be about -24 [dB]. For example, if the attenuation of the pass band of the filter process is 0 [dB] and the output amplitude of the limiter is 1.0 at the maximum, the amplitude of the first harmonic component is 1.0. The components of the first and third harmonics are converted into amplitudes and become 0.07 or less. From this, the output amplitude of the fill process becomes about 1.07 at the maximum due to the influence of the first and third harmonics, and the harmonics can be effectively reduced.
  • Fig. 8 shows the device configuration when applied to a water quality detection device in 7 tanks.
  • a light emitting device and a light receiving device are installed in a pair in a water tank.
  • the light emitting device is connected to the transmitting device, and the device is connected to the receiving device.
  • the transmitting device and the receiving device are connected to the water quality detection device via the network.
  • the water quality detection device warns the display unit when the light intensity of the light emitting device is attenuated by the rate of the water quality and falls below a certain level of the light intensity received by the light receiving device. Display and instruct water quality control unit to improve water quality.
  • the water quality detection threshold varies depending on the installation distance between the light-emitting device and the light-receiving device, and must be determined individually for each light-emitting device and light-receiving device pair.
  • the threshold value for water quality detection can be set to any value by setting the threshold for water quality detection as gain information for each receiver by applying this method to the receiver. It is. Industrial applicability
  • the apparatus according to the present invention is applicable to railway signal control as a train detection apparatus having high resistance to noise and high productivity.

Description

明 細 書
周波数変調信号受 法及び、装置 擁分野
本発明は、 振幅依存性のある周波数変調信号の復調処理を用いた信号受信 装置、 特に鉄道における軌道回路を用いた列車検知装置に関する。 背景賺
鉄道の信号制御では、 列車の検出を行う方法として、 線路の軌道を軌道回 路と呼ばれる区間に電気的に分割して、 各軌道回路毎に列車の有無を検出す る方法がある。 このような軌道回路では、 一端から信号を送信して他端で前 記信号の受信を行い、 列車が対象軌道回路内に存在するときには列車の車輪 が左右の軌道を短絡して受信信号力 S低下することを利用して、 受信信号のレ ベル変化を観測し、 受信レベルと列車ありと判定する任意のしきい値とを比 較することで列車の有無を判定するというものである。
受信レベルは軌道回路毎の長さの違いや周囲の環境によって影響を受け、 列車が存在しない状態のレベルも異なり、 列車の車輪による短絡の影響が前 記受信レベルに与える影響の状態も異なるため、 任意のしきい値は各軌道回 固別に設定可能にする必要がある。
受信レベル値はフィル夕特性で決まる周波数帯域の信号成分全ての影響を 受けるため、 近傍の周波数帯域を使用する他の機器など力 S存在する場合、 こ れらの装置が用いる信号の雑音としての影響を排除することが困難である。 このような雑音の影響が大きレ ^場合、 例えば列車が対象軌道回路内の範囲に 存在しているにも関わらず、 受信信号レベルが 音の影響によつて列車検知 レベルより大きい値となった場合には、 列車の有無の判断を誤ってしまう可 能性がある。
このような列車を検知するための信号として周波数変調信号を用いる方法 として、 特願平 9— 125261 号のものがあり、 この出願によれば周波数変調信 号を用いると、 受信した信号レベルの他にも受信信号に含まれる情報の正否 を用いて列車有無の判断が出来るので、 雑音かどうかの判断をより正確に行 うことができる。
しかし、 受信信号に関して、 列車の有無で変化する条件は受信信号のレべ ル変化だけであるため、 周波数変調信号を用いる場合、 受信部が復調処理を 行うためには、 振幅の変化により、 復調の可否を決定するような振幅依存性 を有する復調方法を使用する必要がある。 このような条件を満たす復調処理 方法として、 例えば P L L処理を用いる方法が考えられる。 P L L処理は設 計時に入力信号の振幅を予め設定し、 入力振幅が小さくなると同期可能な周 波数範囲が小さくなり、 この周波数範囲カ调波数変調信号の変調範囲を満足 できなくなると同期条件力満足できなくなること力定性的に示されている。 これより同期条件を満たせずに復調出来なくなるときの受信信号レベルであ る復調下限レベルを計算で求めることができ、 列車検知レベルと復調下限レ ベルを一致するように P L L処理を設計するというものである。
しカゝし、 列車検知レベルは軌道回魏に異なるため、 復調下限レベルも軌 道回路個別に設定する必要がある。 しかし全ての軌道回 固別に復調限界レ ベルを設定した P L L処理を作成することは生産性の点から現実には困難で ある。 発明の開示
本発明の目的は、 雑音に対して、 より耐性の高い列車検出装置の生産性を 向上することにある。
前言己目的は、 復調処理に振幅依存性のある復調処理を行い、 列車判定の信 号レベルのしきい値である列車検知レベルを任意に設定する方法として、 復 調処理を適用する際に、 復調処理の前段に、 信号の振幅を増幅するゲイン処 理と、 ゲイン処理の出力信号の振幅を復調処理の設計入力振幅と等しい一定 値に制限するリミツ夕と、 リミッ夕処理によって発生する高調波を除去する フィル夕処理を行うことにより、 復調可能な信号レベルの下限値をゲインの 値を変化させて列車検知レベルと同じ値に設定することにより達成される。 更に、 フィル夕処理は、 フィル夕処理のサンプリング周波数力 S処理対象の 周波数に対して、 サンプリング周波数の奇数分の一の倍数となるように設定 し、 力つフィル夕の通過帯域を復調に必要な信号帯域より広い値に設定し、 かつ通過帯域を前記サンプリング周波数の奇数分の一とすることにより、 リ ミッ夕処理で生じる高調波のうち、 奇数次の高調波の影響を最も効率的に除 去することができる。
これにより、 フィル夕処理の増加による受信処理全体の処理量の増加を低減 することが出来る。
また、 雑音に対して耐性の高い列車検知装置の生産性を高めることができ る。 図面の簡単な説明
第 1図は、 本発明の実施例において、 列車検知装置の構成を示した図であ る。
第 2図は、 本発明の実施例において、 受信装置の処理構成と受信信号レべ ルの関係を示した図である。
第 3図は、 本発明の実施例において、 リミッタ処理の入力レベルと出カレ ベルの P L L処理の入力振幅の設計値に対する関係を示した図である。 第 4図は、 本発明の実施例において、 列車検知レベルと復調可否の関係を 示した図である。
第 5図は、 本発明の実施例において、 フィル夕処理の周波数特性を示した 図である。
第 6図は、 本発明の実施例において、 フィル夕処理の周波数特性と奇数次 高調波の関係を示した図である。
第 7図は、 本発明を複数の軌道回路に適用する場合の一実施例である。 第 8図は、 水槽内の水質検知装置に適用する場合の装置構成である。 発明を実施するための最良の形態
以下に本発明の一実施例を説明する。 ここでは、 本発明を適用した装置と して、 鉄道における軌道回路を用いた列車検知装置の受信装置を考え、 かつ 振幅依存性のある周波数変調信号復調処理として P L L処理を用いる場合を 例に説明する。
第 1図に本方式によるシステム構成を示す。 列車が走行する軌道は一つ以 上の軌道回路で構成される。 各軌道回路は一端に周波数変調信号である列車 検知信号を送信する送信装置 2と、 他端に列車検知信号を受信する受信装置 3が接続してある。 そして列車検知装置 1はこの送信装置と受信装置にネッ トワーク等の伝送路を介して接続してある。
このシステムの各装置間の処理概要を説明する前に本システムが行う処理 の原理について説明する。
列車力軌道回路の範囲内に存在する場合、 列車の車軸によって軌道が短絡 されるため、 受信装置が受信する列車検知信号の受信信号レベルは、 列車が 軌道回路の範囲内に存在しない状態と!: して、 低いレベルとなる。 この時 、 受信信号レベルが低下して列車ありと判断する場合のしきい値となる受信 信号レベルを列車検知レベルと呼ぶ。
列車検知レベルは各軌道回路毎に任意の値を設定できることが必要なので 、 列車検知レベルに合わせて復調出来る下限値である復調下限レベルを各軌 道回 固別に任意に設定する方法として、 P L L処理部の前段でゲイン処理 部， リミッ夕処理部， 高調波除去フィル夕処理部の順で処理を行う。
まず、 ゲイン処理部では、 列車検知レベルを復調下限レベルに合致させる 信号増幅を行い、 信号増幅に必要な増幅率をゲイン情報としてゲイン情報保 持部より受け取る。
そしてリミッ夕処理部では、 増幅率によって P L L処理部が»：な入力を 受けないように振幅を制限する。
そして高調波除去フィル夕処理部では、 リミッ夕処理で発生する高調波成 分を^する。
列車の検知は、 以下の手順で行う。 まず列車検知装置の送信情報作成部が 送信情報を作成し、 送信装置にネットワークを介して送信する。 この送信情 報は列車検知装置内の受信情報照合部にも送られる。
次に、 送信装置はネットワークを介して受けた送信情報を、 周波数変調処 理部で列車検知信号に変換して軌道回路に送信する。
受信装置 3は軌道回路を介して受信した列車検知信号に対して、 まず雑音 除去フィル夕処理部 31で受信信号に含まれる雑音を除去する。 次にゲイン 情報保持部 33よりゲイン情報を用いてゲイン処理部 32で受信信号の増幅 を行う。 次にリミッ夕処理部 34で受信信号の振幅を制限する。 次に、 高調 波成分除去フィル夕処理部 35で列車検知信号に含まれる高調波成分を除去 する。 次に PLL処理部 36で受信した列車検知信号の変調成分を検出する 。 そして最後に受信情報作成部 37で変調成分より受信情報を作成して列車 検知装置にネットワーク等の伝送路を介して送信する。
最後に列車検知装置は受信情報照合部で送信情報と受信情報を照合して軌 道回路の範囲内の列車の有無を検出し、 検出結果を表示部に与えて表示し、 また信号制御部に送つて信号の制御を行う。
第 2図に受信信号レベルと復調下限レベルの関係についてレベルダイヤを 示す。
まず、 列車検知レベルと復調下限レベルを合わせる手順を示す。 これは第 2 図の （1) の特性に当たる。 P LL処理部の特性は PL L処理に対する入力 信号である受信信号の振幅に依存するので、 最初に入力信号の振幅を定めて P L L処理部を設計し、 復調下限レベルを導く。 例えば入力信号の振幅を 1. 0 として設計した場合に、 復調下限レベルが 0.316 であったとする。 こ こで入力信号の振幅の設計値 1.0 を 0 [dB] とすると、 PLL処理は一 10 [dB] 以上の信号レベルでは復調可能であることになる。
そして受信信号に対し、 まずゲイン処理部では、 PLL処理の復調下限レ ベルと列車検知レベルを合わせるための増幅率を各軌道回路毎に設定し、 ゲ ィン情報としてゲイン情報保持部で保持する。 例えば軌道回路の範囲内に列 車力 在しないときの受信レベルが 3.16 (+10 [dB] に相当)で、 列 車検知レベルでの振幅が 0.0316 (—30 [dB] に相当） であったとす ると、 復調下限レベルが 0.316 (― 10 [dB])であることより、 ゲイン 情報として 10.0(+20 [dB] に相当） を設定すればよいことになる。 そしてリミッ夕処理部では、 ゲイン処理部で増幅率を付加された受信信号 について振幅を制限し、 P L L処理部の入力信号の最大振幅が P L L処理部 の設計時の振幅に合致する値にする。 例えば列車検知レベルでの振幅が 0.031 6(—30[dB])、 復調下限レベルが 0.316 (—10 [dB] ) 、 増幅率が 1 0.0 (+20 [dB] ) の場合、 軌道回路の範囲内に列車が存在しないとき の受信レベルが 3.16 (+ 10 [dB] )の状態では、 ゲイン処理部の出力信 号の振幅は 3.16 (+30 [dB] ) となる。 これに対して PLL処理部は 入力振幅の設定値は 1 · 0 ( 0 [dB] ) であるため、 過大レベル入力となり 、 PLL処理力 S設計値に従って動作することが困難となる。 これに対してリ ミツ夕処理部では、 PLL処理の入力振幅の設定値である 1.0(0 [dB] ) を超える値を 1.0(0 [dB] )に押さえて、 ？しし処理部に対する レべ ル入力を回避する。 このためリミツ
夕処理部の入力振幅と出力振幅の関係は、 P L L処理部の設計時の振幅以下 の範囲では入力振幅と出力振幅の働ま等しく、 P L L処理部の設計時の振!^ '田 を上回る場合では出力振幅を P L L処理部の設計時の振幅に等しい値となる 。 この関係を第 3図に示す。
そして高調波除去フィル夕処理部では、 リミッ夕処理部で発生した高調波 を除去する。 リミッ夕処理部の出力信号は、 受信レベルが P L L処理部の設 計時の振幅を上回る場合には矩形波に近い状態となるため、 高調波成分が含 まれている。
リミッ夕処理部の出力信号を高調波を含んだ状態のまま P L L処理部に入 力すると、 高調波成分は P L L処理部に対して雑音成分となって影響を与え 、 PLL処理部力設計した特性を満足できなくなる。 そのため高調波除去フ ィル夕処理部で高調波成分を除去することで、 P L L処理部が設計に従って 処理を行うようにする。
この結果、 P L L処理部は復調下限レベルと列車検知レベルが合致した入 力信号を受けることが出来る。
次に、 軌道回路の範囲内に列車が存在する場合と存在しない場合について 考える。 例えば列車検知レベルでの振幅が 0.0316 (― 30 [dB] ) 、 増幅率が 10.0 (+20 [dB] ) 、 PLL処理部の設計時の入力振幅の設 定値が 1.0 (0 [dB] ) 、 復調下限レベルが 0.316 (—10 [dB] ) の場合について、 それぞれ以下に記す。
まず列車が麵回路に存在する場合について考える。 例えば受信レベルが 0.0177 (-35 [dB] ) であったとする。 この時の特性は第 2図の （ 2) に相当する。 受信レベルは列車検知レベルの 0.0316 より小さい値 となる。 この時、 ゲイン処理部の出力は 0.177 (—15 [dB] )となり、 0.316 (—10 [dB] ) より小さい値となる。
一方、 リミッタ処理部の出力振幅の最大値は、 PLL処理部の入力振幅の 設定値と等しい値で 1.0(0 [dB] ) であるため、 ゲイン処理部の出力は 影響を受けない。 このためリミッ夕処理部の出力は高調波成分が生じないた め、 高調波除去フィル夕処理部にも影響を受けない。 この結果 PL L処理部 には振幅 0. 316 (—10 [dB] ) より小さいレベルの信号である 0.1 77 (—15 [dB] )の信号が入力される。 これに対して PL L処理部の復 調下限レベルは 0.316 (—10 [dB] ) であるため、 復調することは出 来ない。 つまり列車検知レベルより小さい振幅の信号については復調しない ことになる。 このため受信情報作成部は受信情報を作成しないため、 列車検 知装置の受信情報照合部で送信情報と受信情報が合致せず、 軌道回路に列車 力 在すること力検出できる。
次に存在しない場合について考える。 例えば受信レベルが 3.16 (+ 10 [dB] ) であるとする。 この時の特性は第 2図の （3) に相当する。 受信 レベルは列車検知レベルの 0.0316 (— 30 [dB] ) より大きい値とな る。 この時、 ゲイン処理部の出力は 0.316(— 10 [dB] ) より大きい 値である 3. 16 (+30 [dB] ) となる。 これに対してリミッタ処理の 出力振幅の最大値は P L L処理部の入力振幅の設定値と等しい値の 1.0(0 [dB] ) であるため、 ゲイン処理部の出力のうち、 1.0(0 [dB] ) を 超えるレベルは影響を受けて振幅を制限され、 リミッ夕処理部の出力信号は 矩形波に似た信号となり、 その振幅は 1.0(0 [dB] ) となる。 このため リミッタ処理部の出力には高調波成分が含まれる。 しかし高調波成分は、 高 調波除去フィル夕処理部で除去されるので、 高調波除去フィル夕処理部の出 力信号は高調波の除去された信号となり、 振幅はリミッ夕処理部の出力信号 と同じ値となり、 最大で 1.0(0 [dB] ) である。 この結果 PLL処理部 に 幅 0· 316 (—10 [dB] ) より大きく 1.0 (0 [dB] ) より 小さい値の信号が入力される。 これに対して P L L処理部の復調下限レベル は 0.316(-10 [dB] ) であり、 かつ PL L処理部は入力振幅の設定 値は 1.0(0 [dB] ) であるため、 復調することが出来る。 つまり列車検 知レベルより大きい振幅の信号については復調することになる。 このため受 信情報作成部は受信情報を作成するため、 列車検知装置の受信情報照合部で 送信情報と受信情報カ洽致する。 これより軌道回路に列車が存在しないこと が検出できる。
つまり列車検知レベル以下の信号レベルでは復調せず、 列車検知レベル以 上の信号レベルでは復調することを定性的に示すことが出来る。 以上述べた ように P L L処理部の前段にゲイン処理部とリミッ夕処理部と高調波除去フ ィル夕処理部を合わせた方法を用いることによって、 列車検知レベルに併せ て復調の可否を設定することが可能となる。 受信レベルと復調の可否の関係 を第 4図に示す。
そして、 この構成では、 軌道回路毎に設定する値はゲイン処理の増幅率だ けであるため、 PLL処理部は設計を共通とすることが出来るため、 生産性 を高めることが実現出来る。 複数の軌道回路に適用する場合の例を、 第 7図 に 9。
高調波フィル夕処理部はリミッ夕処理部で生じる入力信号の高調波成分を [^するため、 主に矩形波成分である奇数次高調波の影響を低減することが 求められる。
一般にディジタル処理でフィル夕処理を行う場合では、 サンプリング周波 数の 4分の 1の周波数を通過帯域の中心周波数に設定すると、 最も低い処理 量で必要な特性が得られることが知られている。
しかしサンプリング周波数の半分でエイリァス現象が生じるので、 サンプ リング周波数の 4分の 1の周波数を入力周波数として通過帯域を設定すると 、 サンプリング周波数の 4分の 1の周波数にある通過帯域と同じ特性がサン プリング周波数の 4分の 3の周波数を中心とした帯域にも存在する。 このフ ィル夕特性に対して矩形波を入力すると、 奇数次高調波の周波数がサンプリ ング周波数の 4分の 1の周波数にある通過帯域とサンプリング周波数の 4分 の 3に生じる通過帯域に重なるため、 必要な減衰が得られない。
このため入力周波数をサンプリング周波数の 4分の 1には合致しない帯域 に設定する必要がある。 しカゝし、 サンプリング周波数の 4分の 1からの差分 力大きい帯域を通過帯域とするフィル夕は、 一般により多くの処理量が必要 となる。 これはディジ夕ル回路の処理量を増大させてコストの増加に繋がる ため、 差分はなるべく少ない値とすることが求められる。
そこでリミッ夕処理で生じる矩形波成分は主に奇数次高調波であることを 禾幌して、 入力周波数の値を、 サンプリング周波数の奇数次分の一の倍数に 設定することとし、 力、つ通過帯域を入力周波数を中心としたサンプリング周 波数の奇数次分の一より小さい帯域に設定し、 ffiih帯域を入力周波数を中心 としたサンプリング周波数の奇数次分の一以外の全ての帯域とすることによ り、 高調波を効率的に除去するフィル夕処理を実現する。
例えば入力周波数を 2 [kHz] 、 復調に必要な帯域を入力周波数を中心 に ± 300 [Hz]、 フィル夕の通過帯域をサンプリング周波数の 7分の 2の 帯域に設定する場合について考える。 第 5図にフィル夕特性を示す。 この例 では、 サンプリング周波数は 7 [kHz]となり、 通過帯域の中心周波数は 2 [ kHz]となる。
この場合、 通過帯域の幅はサンプリング周波数の 7分の 1より小さい帯域と する必要があるが、 復調に必要な帯域は入力周波数 2 [ k H z ]を中心とした ± 300 [Hz] の帯域幅であることより、 復調に必要な帯域を損なうこと はない。 ここでは、 通過帯域を 2 [kHz] を中心とした ± 300 [Hz] の帯域とする。 一方、 阻止帯域は入力周波数 2 [kHz]を中心としたサンプ リング周波数の 7分の 1以外の全ての帯域であるため、 2 [kHz] を中心 とした 1 [kHz] の帯域幅以外の全ての帯域とする必要がある。 ここでは 、 1.5 [ k H z ] 以下の周波数帯域と、 2.5 [ k H z ] 以上の周波数帯域を ΙΜ:帯域とする。 これに対してエイリァスによる 帯域カ 在するので、
波数の半分である 3.5 [kHz] を超える周波数では、 3.5 [kHz] 以 下の周波数特性が折り返しの状態で再現される。 このため 帯域と同じ特 性が 3.5 [kHz] 以上の帯域にも存在する。 その通過帯域特性は、 通過帯 域である 2. 0 [kHz] を中心とした ± 300 [Hz] 以下の帯域を、 サ ンプリング周波数の半分である 3.5 [kHz] で折り返した 5.0 [kHz ] を中心とした ± 300 [Hz] 以下の帯域となる。 一方、 阻止帯域特性も 同様に折返しとなるので、 サンプリング周波数の 2分の 1に当たる 3.5 [k Hz] から 4.5 [kHz] までの範囲と、 5.5[kHz] からサンプリング 周波数である 7 [kHz] までの範囲が相当になる。
一方、 高調波成分は主に入力周波数の奇数倍の値に存在する。 ここでは入 力周波数がサンプリング周波数の 7分の 2であるので、 高調波はサンプリン グ周波数の 7分の 2の帯域の奇数倍の帯域に存在することになる。 以下に第 15次高調波までの存在する帯域を記す。
第 1次高調波は、 入力周波数と同じ周波数であり、 PLL処理で処理対象 となる周波数成分である。 このため本フィル夕処理での通過帯域に当たる。 この周波数成分は入力周波数と同じ 2 [kHz] を中心とした ± 300 [H z] の範囲に存在し、 サンプリング周波数の 7分の 2の帯域に相当する。
第 3次高調波は、 入力周波数 2 [kHz] の 3倍に当たる 6 [kHz] を 中心とした土 300 [Hz] の範囲に存在し、 これはサンプリング周波数 7 [ kHz]の場合では 1 [kHz] を中心とした ± 300 [Hz] の範囲に存在 することと等価である。 このためサンプリング周波数の 7分の 1の帯域に相 当する。
第 5次高調波は、 入力周波数 2 [kHz] の 5倍に当たる 10 [kHz] を中心とした ± 300 [Hz [の範囲に存在し、 これはサンプリング周波数 7 [ kHz]の場合では 3 [kHz] を中心とした ± 300 [Hz] の範囲に存在 することと等価である。 このためサンプリング周波数の 7分の 3の帯域に相 当する。
第 7次高調波は、 入力周波数 2 [kHz] の 7倍に当たる 14 [kHz] を中心とした土 300 [Hz]の範囲に存在し、 これはサンプリング周波数 7 [ kHz]の場合では 0 [kHz] を中心とした ± 300 [Hz] の範囲に存在 することと等価である。 このためサンプリング周波数の 7分の 0の帯域に相 当する。
第 9次高調波は、 入力周波数 2 [kHz] の 9倍に当たる 18 [kHz] を中心とした ± 300 [Hz]の範囲に存在し、 これはサンプリング周波数 7 [ kHz]の場合では 3 [kHz] を中心とした ± 300 [Hz] の範囲に存在 することと等価である。 このためサンプリング周波数の 7分の 3の帯域に相 当する。
第 11次高調波は、 入力周波数 2 [kHz] の 11倍に当たる 22 [kH z] を中心とした ± 300 [Hz] の範囲に存在し、 これはサンプリング周 波数 7 [kHz] の場合では 1 [kHz] を中心とした ± 300 [Hz] の 範囲に存在することと等価である。 このためサンプリング周波数の 7分の 1 の帯域に相当する。
第 13次高調波は、 入力周波数 2[kHz]の 13倍に当たる 26[kHz] を中心とした士 300 [Hz]の範囲に存在し、 これはサンプリング周波数 7 [ kHz]の場合では 2 [kHz] を中心とした ± 300 [Hz] の範囲に存在 することと等価である。 このためサンプリング周波数の 7分の 2の帯域に相 当する。
第 15次高調波は、 入力周波数 2[kHz]の 15倍に当たる 30[kHz] を中心とした土 300 [Hz]の範囲に存在し、 これはサンプリング周波数 7 [ kHz]の場合では 2 [kHz] を中心とした ± 300 [Hz] の範囲に存在 することと等価である。 このためサンプリング周波数の 7分の 2の帯域に相 当する。
第 6図に高調波とフィル夕特性の関係を示す。 通過帯域と合致する奇数次 高調波は、 第 13次高調波以降の高調波となる。
この影響について、 入力信号を完全な矩形波としてフ一リェ変換より求め る。
フーリエ変換より、 第 1次高調波に対する第 13次高調波のレベルは、 第 1次高調波を 0 [d B] とすると、 第 1 3次高調波は約—2 4 [d B] と求 めることが出来る。 これは例えばフィル夕処理の通過帯域の減衰が 0 [d B ] であり、 リミッタの出力振幅が最大で 1 . 0 とすると、 第 1次高調波成分 の振幅が 1 . 0 であるのに対し、 第 1 3次高調波の成分は振幅に変換して 0. 0 7 以下になる。 これより第 1 3次高調波の影響によってフィル夕処理の出 力振幅は最大で約 1 . 0 7となり、 効果的に高調波を [^することができる。 一方、 通過帯域がサンプリング周波数の 7分の 2に存在するため、 謹帯 域がサンプリング周波数の 4分の 1との差は小さく、 フィル夕処理量の増カロ を低く押さえることが出来る。 これにより、 効果的に高調波を [^できるこ とが示された。
以上述べた構成を用いることにより、 雑音に対して耐性の高い列車検出装 置の生産性を向上することが出来た。
本方式の別の適用例として、 7槽内の水質検知装置に適用する場合の装置 構成を第 8図に示す。 水槽に発光装置と受光装置を対に設置し、 発光装置は 送信装置に接続し、 装置は受信装置に接続する。 送信装置と受信装置は ネットワークを介して水質検知装置に接続する。
水質検知装置は水槽内の水質について、 発光装置の発生する光の強さが、 水質の 率によって減衰され、 受光装置の受ける光の強さ力一定値以下に なった場合に表示部に警告を表示し、 カゝっ水質制御部に水質の改善を指令す る。
水質検知のしきレ 直は、 発光装置と受光装置の設置距離等によつて変化す るため、 各発光装置と受光装置の組毎に個別に定める必要がある。
ここで、 本 を受信装置に適用することで、 水質検知のしきい値を各受 信装置のゲイン情報として設定することにより、 水質検知のしきい値を任意 の値に設定可能なことは明らかである。 産業上の利用可能性
以上のように、 本発明による装置は、 雑音に対して耐性が高く生産性もよ く列車検出装置として、 鉄道の信号制御に適用可能である。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 入力された振幅依存性のある周波数変調信号の復調処理を行う周波数変 調信号受信方法において、
前記入力された入力信号の増幅率を、 該入力信号の復調する下限レベルが 前記復調処理の復調下限レベルに合致するように設定するゲイン処理を行い 前記復調処理の入力信号の基準値以上のレベルを基準値以内に押さえるリ ミッタ処理を行い、
該リミッ夕処理で生じる高調波を除去するフィル夕処理を行い、 該フィル夕処理の後に復調処理を行う周波数変調信号受信方法。
2 . 請求の範囲第 1項において、
前記フィル夕処理をディジ夕ル処理で行う場合のサンプリング周波数を、 処理対象の周波数に対して、 サンプリング周波数の奇数分の一の倍数となる ように設定し、
また、 復調に必要な帯域幅を含む前記フィル夕の通過帯域幅を、 前記サン プリング周波数の奇数分の一の倍数を中心とした前記サンプリング周波数の 奇数分の一より小さい帯域となるように設定し、
また、 阻止帯域を前記サンプリング周波数の奇数分の一の倍数を中心とし た前記サンプリング周波数の奇数分の一の帯域以外の全ての帯域とする周波 数変調信号受 法。
3. 入力された振幅依存性のある周波数変調信号の復調処理を行う周波数変 調受信装置において、
入力された入力信号の増幅率を該入力信号の復調する下限レベルが前記復 調処理の復調下限レベルに合致するように設定するゲイン処理部と、 前記復調処理の入力信号の基準値以上のレベルを基準値以内に押えるリミ ッ夕処理部と、
該リミッ夕処理部により処理した結果生じる高調波を除去するフィル夕処 理部と、 該フィル夕処理部で処理した信号を復調する復調処理部とを有する周波数
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