WO1998058302A1 - Reglervorrichtung - Google Patents

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WO1998058302A1
WO1998058302A1 PCT/DE1998/001420 DE9801420W WO9858302A1 WO 1998058302 A1 WO1998058302 A1 WO 1998058302A1 DE 9801420 W DE9801420 W DE 9801420W WO 9858302 A1 WO9858302 A1 WO 9858302A1
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semiconductor component
input
controller
connection
output
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PCT/DE1998/001420
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Frank-Lothar Schwertlein
Michael Lenz
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Siemens Aktiengesellschaft
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    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G05F1/565—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
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    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G05F1/575—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices characterised by the feedback circuit

Definitions

  • the invention relates to a regulator device, and in particular to a regulator device with a Darlington structure with low residual voltage for regulators with a very low voltage drop.
  • Controllers serve to stabilize a setpoint, for example an output voltage or an output current.
  • An actuator which is usually a (power) semiconductor component in the form of a transistor, is influenced by a manipulated variable which can be seen from the difference between an actual value, e.g. a certain fraction of the output voltage or current, and the setpoint, e.g. in the form of a reference voltage.
  • continuous controllers can be designed as series or series controllers or as parallel controllers.
  • Series controllers are used much more frequently in practice than parallel controllers. With series control or series stabilization, the actuator lies in series with the load, while with parallel control or parallel stabilization it lies in parallel with the load.
  • Parallel controllers have a lower efficiency than series controllers, since they also consume full power when idle.
  • Another disadvantage of parallel regulators compared to series regulators is that the transistor used as an actuator must absorb the full output voltage.
  • Fig. 1 shows the basic structure of a conventional continuous series controller.
  • the controller has an input I and an output Q.
  • a first controllable semiconductor component T1 as an actuator switched in the form of a pnp transistor
  • the emitter El is connected to the input I and the collector Cl to the output Q.
  • the control or base connection B1 of the semiconductor component T1 is connected to the collector C2 of a second semiconductor component T2.
  • the second semiconductor component T2 is complementary to the first semiconductor component T1 and is designed as an npn transistor.
  • the emitter E2 of the second semiconductor component T2 is connected to ground M.
  • the control or base connection B2 of the second semiconductor component T2 is connected to the output of a comparison circuit in the form of an operational amplifier Op, which compares a setpoint reference voltage Vref present at a first input (+) with an actual value voltage which is between a Resistor R1 and a resistor R2 of a voltage divider is tapped.
  • a comparison circuit in the form of an operational amplifier Op, which compares a setpoint reference voltage Vref present at a first input (+) with an actual value voltage which is between a Resistor R1 and a resistor R2 of a voltage divider is tapped.
  • the comparison circuit comparing the feedback actual value with the target value, ie the reference voltage present at the second input (+), and outputs a corresponding control signal to the control connection B2 of the second semiconductor component T2.
  • the second semiconductor component T2 serves as a driver and, depending on the difference signal at the two inputs of the comparison circuit Op, amplifies the control current at the control or base connection of the first semiconductor component T1.
  • VQ Vref * (Rl + R2) / R2
  • a pnp transistor is used as the first semiconductor component.
  • This is usually constructed as a lateral pnp transistor, that is to say as a bipolar transistor, in which the emitter, base and collector are arranged horizontally or laterally and the effect current flows from the emitter to the collector in the lateral direction along the surface of a substrate.
  • Such lateral pnp transistors are usually manufactured using a double ISO PNP technology DOPL.
  • the lateral pnp transistors have a relatively low current gain, which has the consequence that the control current of the first semiconductor component T1 serving as an actuator causes high power losses, in particular at high input voltages.
  • the poor efficiency and the associated high power losses make it necessary to provide such controllers for cooling with power housings.
  • the necessary power housings are expensive and require considerable space, which prevents miniaturization of the regulator circuit.
  • a disadvantage of using vertical pnp transistors is that a Most intensive process is necessary, which is about 20-30% more expensive than the manufacturing process for lateral pnp transistors.
  • vertical pnp transistors are considerably more sensitive to environmental influences, for example ESD influences, and less robust than lateral pnp transistors.
  • the controller device defined in claim 1, that is to say by a controller device having a first controllable semiconductor component which has an input connection connected to the controller input, an output connection connected to the controller output and a control connection; a second semiconductor component connected to the control connection of the first semiconductor component and having an input connection, an output connection and a control connection; a comparison device which has a first input, a second input and an output connected to the control connection of the second semiconductor component; wherein a reference voltage can be applied to the first input and the second input is connected to the controller output; and a driver device which, when a predetermined threshold value is exceeded by an input signal present at the controller input, partially derives the current from the control connection of the first semiconductor component to the controller output.
  • the invention is based on the idea of operating the first semiconductor component as a Darlington structure from a predetermined limit voltage or threshold voltage present at the regulator input, and thus the current amplification and the efficiency the controller significantly.
  • the driver device has a current mirror circuit. This has the particular advantage that the current gain is limited to values at which the control loop operates stably.
  • the current mirror circuit has a third and a fourth controllable semiconductor component, the first main connections of which are connected to one another and to the control connection of the first semiconductor component and the control connections of which are connected to one another, the second main connection of the third semiconductor component being connected to the controller output and the second main connection of the fourth semiconductor component is connected to the one main connection of the second semiconductor component.
  • an inverse current blocking device is connected between the output connection of the first controllable semiconductor component and the current mirror circuit.
  • the inverse current blocking device is designed as a diode. This offers the particular advantage of easy integration with the other semiconductor structures.
  • the connected control connections of the current mirror circuit are connected to the control connection of the first semiconductor component and to the one main connection of the second semiconductor component.
  • a resistor or an active current source is connected between the connected control connections of the current mirror circuit and the control connection of the first semiconductor component.
  • a resistor or an active current source is connected between the control connection of the first semiconductor component and the regulator input.
  • the first semiconductor component is a lateral pnp transistor.
  • the two semiconductor components of the current mirror circuit are designed as pnp transistors and the second semiconductor component as an npn transistor.
  • the comparison device is a differential amplifier.
  • the differential amplifier is an operational amplifier.
  • the first input of the comparison device is connected to the controller output via a voltage divider.
  • the reference voltage is adjustable.
  • Figure 1 shows the structure of a conventional continuous serial controller.
  • FIG. 3 shows the power losses of the known continuous serial controller according to FIG. 1 and the controller according to the invention as a function of the voltage present at the controller input.
  • the controller has a controller input 1 and a controller output 2.
  • a controllable semiconductor component 3 is connected between the controller input 1 and the controller output 2.
  • the first controllable semiconductor component 3 shown in FIG. 2 is a bipolar lateral pnp transistor.
  • the first semiconductor component 3 has an input connection 4, which is connected to the controller input 1, and an output connection 5, which is connected to the controller output 2.
  • the semiconductor component 3 is controlled by a control connection 6.
  • the control connection 6 is the base connection
  • the input connection 4 is the emitter and the output connection is the collector of this pnp transistor 3.
  • a driver circuit 40 in the form of a current mirror circuit 7 is connected to the control connection 6 of the second semiconductor component 3 and is formed by a third controllable semiconductor component 8 and a fourth controllable semiconductor component 12.
  • the third semiconductor component 8 has a control connection 9, an input connection 10 and an output connection 11.
  • the fourth semiconductor component 12 has a control connection 13, an input connection 14 and an output connection 15.
  • the control connections 9, 13 of the third semiconductor component 8 and of the fourth semiconductor component 12 are connected to one another at a node 16.
  • the third and fourth semiconductor components 8, 12 are each formed by a pnp transistor.
  • the control connections 9, 13 each form the base connections, the input connections 10, 14 each the emitter connections and the output connections 11, 15 each the collector connections of the pnp transistors 8, 12.
  • the control connection 6 of the first semiconductor component 3 is connected to the controller input 1 and the input connection 4 of the first semiconductor component 3 via a resistor or an active current source 17.
  • the control connection 6 is also connected via a resistor or an active current source 18 to the node 16 and directly to the input connections 10, 14 of the third and fourth semiconductor components 8, 12 of the current mirror circuit 7.
  • the output connection 11 is connected to an inverse current blocking device 19, which is designed as a diode.
  • the anode of the diode 19 is connected to the output terminal 11, ie the collector of the third semiconductor component 8, and the cathode of the diode 19 is connected to the output terminal 5, ie the collector of the lateral pnp transistor 3, and to the regulator output 2.
  • the inverse current blocking device 19 prevents the third semiconductor component 8 from operating inversely with low or negative input voltages at controller input 1 and enables switching from Darlington operation of the controller to normal operation.
  • the output terminal 15 of the fourth semiconductor component 12 and the node 16 of the current mirror circuit 7 are connected to the input terminal 21 of the second semiconductor component 20.
  • the second semiconductor component 20 has a control connection 22 and an output connection 23.
  • the second semiconductor component 20 is designed as a bipolar npn transistor and is complementary to the first semiconductor component 3.
  • the input terminal 21 is formed by the collector, the control terminal 22 by the base and the output terminal 23 by the emitter of the bipolar npn transistor.
  • the output terminal 23 is grounded.
  • the input terminal 22 of the second semiconductor component 20 is connected via a drive line 24 to the output 26 of a comparison circuit 25, which is formed by an operational amplifier.
  • the comparison circuit 25 has a first non-inverting input 27 (+) and a second inverting input 28 (-), a reference voltage Vref being present at the first input 27 and the second input 28 being connected via a feedback line 29 to a tapping node 31 of a voltage divider 30 is.
  • the tap node 31 lies between two resistors 32, 33 connected in series, the voltage divider resistor 33 being connected between the tap node 31 and ground and the voltage divider resistor 32 being arranged between the tap point 31 and the controller output 2.
  • the voltage divider 30 feeds back part of the voltage present at the controller output 2 via the feedback line 29 to the second input 28 of the comparison circuit 25.
  • the comparison circuit 25 which is designed as a differential amplifier, compares the feedback actual voltage value with a reference or reference applied to the first input 27. Target voltage value and controls the control connection 22 of the second semiconductor component 20 as a function of the voltage difference between the inputs 27, 28 via the control line 24.
  • the second semiconductor component 20 works as a current amplifier or driver and controls the base current at the control connection 6 of the first semiconductor component 3 as a function of the voltage difference between the reference voltage Vref and the tapped and fed-back output voltage of the regulator.
  • the current mirror circuit 7 generates a constant current from a reference current and limits the current gain to values at which the control loop operates stably.
  • the input voltage Vi present at the controller input 1 exceeds a predetermined threshold value or a predetermined limit voltage Vg, part of the current present at the control connection 6 of the first semiconductor component is directly turned on by the driver device 40 arranged between the first semiconductor component 3 and the second semiconductor component 20 Controller output 2 directed.
  • the first semiconductor component 3 switches from normal operation to Darlington operation and, together with the third semiconductor component 8, forms a Darlington circuit consisting of two transistors. This increases the total current gain.
  • the power loss Pv in the second controllable semiconductor component 20 is considerably reduced in the case of input voltages which are above the limit voltage Vg, in comparison to a conventional regulator according to the prior art. In this way, the need for a complex and space-consuming cooling device or for a power housing on the controller according to the invention is eliminated.
  • Fig. 3 shows the power loss curve of a conventional controller and a controller according to the invention in comparison.
  • the power loss Pv which is determined by the product of the input voltage Vi and the current strength at the control terminal 6 of the lateral pnp transistor in FIG. 3 or of the transistor Tl in FIG. 1, increases with the conventional regulator (I) with increasing input voltage Vi linear on.
  • the controller (II) according to the invention the power loss also increases linearly up to a limit voltage Vg.
  • the limit voltage Vg is reached, the controller according to the invention switches from normal operation to Darlington operation, the required base current and thus the power loss initially decrease sharply and increase linearly with a further increase in input voltage Vi but with a smaller gradient than in the conventional controller.
  • the bipolar transistors shown in FIG. 2 can be replaced by field effect transistors or other controllable semiconductor components.
  • the structure of the controller can be complementary to the structure shown in FIG. 2, ie the first, third and fourth semiconductor components 3, 8, 12 are formed by npn transistors and the second semiconductor component 20 by an npn transistor.
  • the reference voltage Vref is Ren embodiment adjustable.
  • the driver circuit 40 is not limited to a current mirror circuit, but can be formed by any suitable active or passive driver circuit.

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Abstract

Die vorliegende Erfindung schafft eine Reglervorrichtung mit einem ersten steuerbaren Halbleiterbauelement (3), das einen mit dem Reglereingang (1) verbundenen Eingangsanschluß (4), einen mit dem Reglerausgang (2) verbundenen Ausgangsanschluß (5) und einen Steueranschluß (6) aufweist; einem mit dem Steueranschluß (6) des ersten Halbleiterbauelements (3) verbundenen zweiten Halbleiterbauelement (20), das einen Eingangsanschluß (21), einen Ausgangsanschluß (23) und einen Steueranschluß (22) aufweist; einer Vergleichseinrichtung (25), die einen ersten Eingang (27), einen zweiten Eingang (28) und einen mit dem Steueranschluß (22) des zweiten Halbleiterbauelements (20) verbundenen Ausgang (26) aufweist; wobei an den ersten Eingang (27) eine Referenzspannung (Vref) anlegbar ist und der zweite Eingang (28) mit dem Reglerausgang (2) verbunden ist; und einer Treibereinrichtung (40), die bei Überschreiten eines vorbestimmten Schwellenwertes (Vg) durch ein am Reglereingang (1) anliegendes Eingangssignal den Strom vom Steueranschluß (6) des ersten Halbleiterbauelements (3) teilweise zum Reglerausgang (2) ableitet.

Description

Beschreibung
Reglervorrichtung
Die Erfindung betrifft eine Reglervorrichtung, und insbesondere eine Reglervorrichtung mit einer Darlington-Struktur mit geringer Restspannung für Regler mit einem sehr geringen Spannungsabfall .
Regler dienen der Stabilisierung eines Sollwertes, beispielsweise einer AusgangsSpannung oder eines Ausgangsstro es . Ein Stellglied, bei dem es sich üblicherweise um ein (Leistungs-) Halbleiterbauelement in Form eines Transistors handelt, wird durch eine Stellgröße beeinflußt, die aus der Differenz zwi- sehen einem Istwert, z.B. einem bestimmten Bruchteil der Aus- gangsspannung bzw. des AusgangsStromes, und dem Sollwert, z.B. in Form einer Referenzspannung, abgeleitet wird.
Stetige Regler lassen sich, je nach Anordnung des Stellglie- des als Serien- bzw. Längsregler oder als Parallelregler ausführen. Serienregler werden in der Praxis wesentlich häufiger eingesetzt als Parallelregler. Bei Serienregelung bzw. Serienstabilisierung liegt das Stellglied in Reihe zur Last, während es bei Parallelregelung bzw. Parallelstabilisierung par- allel zur Last liegt. Parallelregler besitzen einen niedrigeren Wirkungsgrad als Serienregler, da sie auch im Leerlauf vollen Leistungsverbrauch aufweisen. Ein weiterer Nachteil von Parallelreglern gegenüber Serienreglern besteht darin, daß der als Stellglied eingesetzte Transistor die volle Aus- gangsspannung aufnehmen muß.
Fig. 1 zeigt den prinzipiellen Aufbau eines üblichen stetigen Serienreglers. Der in Regler besitzt einen Eingang I und einen Ausgang Q. Zwischen den Eingang I und dem Ausgang Q ist als Stellglied ein erstes steuerbares Halbleiterbauelement Tl in Form eines pnp-Transistors geschaltet, dessen Emitter El mit dem Eingang I und dessen Kollektor Cl mit dem Ausgang Q verbunden ist. Der Steuer- bzw. Basisanschluß Bl des Halblei- terbauelementε Tl ist an den Kollektor C2 eines zweiten Halb- leiterbauelements T2 angeschlossen. Das zweite Halbleiterbauelement T2 ist komplementär zu dem ersten Halbleiterbauelement Tl und als npn-Transistor ausgebildet. Der Emitter E2 des zweiten Halbleiterbauelements T2 ist auf Masse M geschaltet. Der Steuer- bzw. Basisanschluß B2 des zweiten Halblei- terbauelements T2 ist an den Ausgang einer Vergleichsschaltung in Form eines Operationsverstärkers Op geschaltet, welcher einen an einem ersten Eingang (+) anliegende Sollwert- Referenzspannung Vref mit einer Istwer -Spannung vergleicht, die zwischen einem Widerstand Rl und einem Widerstand R2 ei- nes Spannungsteilers abgegriffen wird. Durch den Spannungsteiler Rl, R2 wird ein Teil der am Ausgang Q anliegenden Spannung als Istwert an den zweiten Eingang (-) der Vergleichsschaltung rückgekoppelt, wobei die Vergleichsschaltung den rückgekoppelten Istwert mit dem Sollwert, d.h. der am zweiten Eingang (+) anliegenden Referenzspannung vergleicht und ein entsprechendes Ansteuersignal an den Steueranschluß B2 des zweiten Halbleiterbauelements T2 abgibt. Das zweite Halbleiterbauelement T2 dient als Treiber und verstärkt in Abhängigkeit von dem Differenzsignal an den beiden Eingängen der Vergleichsschaltung Op den Steuerstrom an dem Steuer bzw. Basisanschluß des ersten Halbleiterbauelements Tl.
Dadurch wird die Ausgangsspannung VQ am Ausgang Q des Reglers abhängig von der Referenzspannung Vref und den Widerständen Rl, R2 stabilisiert:
VQ = Vref * (Rl + R2) / R2
Bei dem Fig. 1 gezeigten Regler, der auf Bipolarbasis herge- stellt ist, ist ein pnp-Transistor als erstes Halbleiterbau- element Tl verwendet. Dieser ist üblicherweise als lateraler pnp-Transistor aufgebaut, d.h. als Bipolartransistor, bei dem Emitter, Basis und Kollektor horizontal bzw. lateral angeordnet sind und der In ektionsstrom vom Emitter zum Kollektor in lateraler Richtung entlang der Oberfläche eines Substrats fließt.
Die Herstellung von solchen lateralen pnp-Transistoren erfolgt üblicherweise durch eine Doppel-ISO-PNP-Technologie DOPL .
Die lateralen pnp-Transistoren weisen allerdings eine relativ geringe Stromverstärkung auf, was zur Folge hat, daß der Steuerstrom des ersten als Stellglied dienenden Halbleiter- bauelements Tl insbesondere bei hohen Eingangsspannungen hohe Verlustleistungen hervorruft. Der schlechte Wirkungsgrad und die damit verbundenen hohen Verlustleistungen machen es erforderlich derartige Regler zur Kühlung mit Leistungsgehäusen zu versehen. Die notwendigen Leistungsgehäuse sind teuer und erfordern erheblichen Raum, wodurch eine Miniaturisierung der Reglerschaltung verhindert wird.
Um diese Nachteile zu vermeiden werden daher neuerdings anstatt lateraler Strukturen für das erste Halbleiterbauelement Tl vertikale pnp-Transistoren verwendet. Diese besitzen insbesondere bei höheren Strömen deutlich höhere Stromverstärkungen als laterale pnp-Transistoren.
Der Einsatz von Darlington-Strukturen wird wegen der zu hohen Abfall bzw. Dropspannung, d.h. der Spannungsdifferenz zischen dem Emitter und dem Kollektor des Darlington-Transistors nicht praktiziert.
Ein Nachteil bei der Verwendung von vertikalen pnp- Transistoren besteht darin, daß zu deren Herstellung ein ko- stenintensiver Prozeß notwendig ist, der etwa 20-30% teurer ist als der Herstellungsprozeß für laterale pnp-Transistoren. Darüberhinaus sind vertikale pnp-Transistoren im Vergleich zu lateralen pnp-Transistoren wesentlich empfindlicher gegenüber Umwelteinflüssen, beispielsweise ESD-Einflüssen, und weniger robust .
Es ist daher die Aufgabe der Erfindung eine Reglervorrichtung zu schaffen, die eine geringe Verlustleistung aufweist, ro- bust ist und kostengünstig herstellbar ist.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß die in Anspruch 1 definierte Reglervorrichtung gelöst, also durch eine Reglervorrichtung mit einem ersten steuerbaren Halbleiterbauelement, das einen mit dem Reglereingang verbundenen Eingangsanschluß, einen mit dem Reglerausgang verbundenen Ausgangsanschluß und einen Steueranschluß aufweist; einem mit dem Steueranschluß des ersten Halbleiterbauelements verbundenen zweiten Halbleiterbauelement, das einen Eingangsanschluß, einen Ausgangsan- schluß und einen Steueranschluß aufweist; einer Vergleichseinrichtung, die einen ersten Eingang, einen zweiten Eingang und einen mit dem Steueranschluß des zweiten Halbleiterbau- ele ents verbundenen Ausgang aufweist; wobei an den ersten Eingang eine Referenzspannung anlegbar ist und der zweite Eingang mit dem Reglerausgang verbunden ist; und einer Treibereinrichtung, die bei Überschreiten eines vorbeεtimmten Schwellenwertes durch ein am Reglereingang anliegendes Eingangssignal den Strom vom Steueranschluß des ersten Halbleiterbauelements teilweise zum Reglerausgang ableitet .
Der Erfindung liegt die Idee zugrunde, das erste Halbleiterbauelement ab einer vorbestimmten am Reglereingang anliegenden Grenzspannung bzw. SchwellenSpannung als Darlington- Struktur zu betreiben und so die Stromverstärkung und den Wirkungsgrad des Reglers deutlich zu steigern.
In den Unteransprüchen sind bevorzugte Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Reglervorrichtung angegeben.
Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung weist die Treibereinrichtung eine Stromspiegelschaltung auf. Dies bietet den besonderen Vorteil, daß die Stromverstärkung auf Werte begrenzt wird, bei der die Regelschleife stabil arbeitet.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung weist die Stromspiegelschaltung ein drittes und ein viertes steuerbares Halbleiterbauelement auf, deren erste Hauptanschlüsse miteinander und mit dem Steueranschluß des ersten Halbleiterbauele- ments verbunden sind und deren Steueranschlüsse miteinander verbunden sind, wobei der zweite Hauptanschluß des dritten Halbleiterbauelements mit dem Reglerausgang und der zweite Hauptanschluß des vierten Halbleiterbauelements mit dem einen Hauptanschluß des zweiten Halbleiterbauelements verbunden ist .
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung ist eine In- versstrom-Sperreinrichtung zwischen dem Ausgangsanschluß des ersten steuerbaren Halbleiterbauelements und der Stromspie- gelschaltung geschaltet. Dies bietet den besonderen Vorteil, daß ein Inversbetrieb der Stromspiegelschaltung bei niedriger und negativer EingangsSpannung am Reglereingang verhindert wird und eine Umschaltung vom Darlingtonbetrieb des ersten steuerbaren Halbleiterbauelements auf Normalbetrieb er ög- licht wird.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung ist die In- versstrom-Sperreinrichtung als Diode ausgebildet. Dies bietet den besonderen Vorteil einer leichten Integration mit den üb- rigen Halbleiterstrukturen. Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung sind die verbundenen Steueranschlüsse der Stromspiegelschaltung an den Steueranschluß des ersten Halbleiterbauelements und an den einen Hauptanschluß des zweiten Halbleiterbauelements angeschlossen.
Gemäß einer weiteren Weiterbildung ist zwischen den verbundenen Steueranschlüssen der Stromspiegelschaltung und dem Steu- eranschluß des ersten Halbleiterbauelements ein Widerstand oder eine aktive Stromquelle geschaltet.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung ist zwischen dem Steueranschluß des ersten Halbleiterbauelements und dem Reglereingang ein Widerstand oder eine aktive Stromquelle geschaltet .
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung ist das erste Halbleiterbauelement ein Lateral-pnp-Transistor .
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung sind die beiden Halbleiterbauelemente der Stromspiegelschaltung als pnp- Transistoren und das zweite Halbleiterbauelement als npn- Transistor ausgebildet.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung ist die Vergleichseinrichtung ein Differenzverstärker.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung ist der Diffe- renzverstärker ein Operationsverstärker.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung ist der erste Eingang der Vergleichseinrichtung über einen Spannungsteiler mit dem Reglerausgang verbunden. Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung ist die Referenzspannung einstellbar.
Im weiteren wird die Erfindung anhand bevorzugter Ausfüh- rungsformen mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen näher erläutert .
Es zeigen:
Fig. 1 den Aufbau eines üblichen stetigen seriellen Reglers;
Fig. 2 den Aufbau einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Reglers; und
Fig. 3 die Verlustleistungen des bekannten stetigen seriellen Reglers gemäß Fig. 1 und des erfindungsgemäßen Reglers in Abhängigkeit der am Reglereingang anliegenden Spannung.
Fig. 2 zeigt den Aufbau einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Reglers . Der Regler weist einen Reglereingang 1 und einen Reglerausgang 2 auf. Zwischen den Reglereingang 1 und den Reglerausgang 2 ist ein steuerbares Halblei- terbauelement 3 geschaltet. Bei dem in Fig. 2 gezeigten ersten steuerbaren Halbleiterbauelement 3 handelt es sich um einen bipolaren Lateral-pnp-Tranistor . Das erste Halbleiterbauelement 3 besitzt einen Eingangsanschluß 4, der mit dem Reglereingang 1 verbunden ist, und einen Ausgangsanschluß 5, der mit dem Reglerausgang 2 verbunden ist. Das Halbleiterbauelement 3 wird durch einen Steueranschluß 6 gesteuer . Der Steueranschluß 6 ist der Basisanschluß, der Eingangsanschluß 4 ist der Emitter und der Ausgangsanschluß ist der Kollektor dieses pnp-Transistors 3. An den Steueranschluß 6 des zweiten Halbleiterbauelements 3 ist eine Treiberschaltung 40 in Form einer Stromspiegelschaltung 7 angeschlossen, die durch ein drittes steuerbares Halbleiterbauelement 8 und ein viertes steuerbares Halbleiterbau- element 12 gebildet ist. Das dritte Halbleiterbauelement 8 weist einen Steueranschluß 9, einen Eingangsanschluß 10 und einen Ausgangsanschluß 11 auf. Das vierte Halbleiterbauelement 12 weist einen Steueranschluß 13, einen Eingangsanschluß 14 und einen Ausgangsanschluß 15 auf. Die Steueranschlüsse 9, 13 des dritten Halbleiterbauelements 8 und des vierten Halbleiterbauelements 12 sind an einem Knotenpunkt 16 miteinander verbunden. Das dritte und vierte Halbleiterbauelement 8, 12 sind jeweils durch einen pnp-Transistor gebildet. Die Steueranschlüsse 9, 13 bilden jeweils die Basisanschlüsse, die Ein- gangsanschlüsse 10, 14 jeweils die Emitteranschlüsse und die Ausgangsanschlüsse 11,15 jeweils die Kollektoranschlüsse der pnp-Transistoren 8, 12.
Der Steueranschluß 6 des ersten Halbleiterbauelements 3 ist über einen Widerstand oder eine aktive Stromquelle 17 mit dem Reglereingang 1 und dem Eingangsanschluß 4 des ersten Halb- leiteterbauelements 3 verbunden. Der Steueranschluß 6 ist ferner über einen Widerstand oder eine aktive Stromquelle 18 an den Knotenpunkt 16 und direkt an die Eingangsanschlüsse 10, 14 des dritten und vierten Halbleiterbauelements 8, 12 der Stromspiegelschaltung 7 angeschlossen.
Der Ausgangsanschluß 11 ist an eine Inversstrom-Sperreinrich- tung 19, die als Diode ausgebildet ist, angeschlossen. Die Anode der Diode 19 ist mit dem Ausgangsanschluß 11, d.h. dem Kollektor des dritten Halbleiterbauelements 8, und die Kathode der Diode 19 ist mit dem Ausgangsanschluß 5, d.h dem Kollektor des Lateral-pnp-Transistors 3, und mit dem Reglerausgang 2 verbunden. Die Inversstrom-Sperreinrichtung 19 verhin- dert einen Inversbetrieb des dritten Halbleiterbauelementes 8 bei niedrigen oder negativen EingangsSpannungen am Reglereingang 1 und ermöglicht die Umschaltung vom Darlington-Betrieb des Reglers in den Normal-Betrieb.
Der Ausgangsanschluß 15 des vierten Halbleiterbauelementes 12 und der Knotenpunkt 16 der Stromspiegelschaltung 7 sind mit dem Eingangsanschluß 21 des zweiten Halbleiterbauelementes 20 verbunden. Das zweite Halbleiterbauelement 20 weist neben dem Eingangsanschluß 21 einen Steueranschluß 22 und einen Aus- gangsanschluß 23 auf.
Das zweite Halbleiterbauelement 20 ist als bipolarer npn- Transistor ausgebildet und komplementär zu dem ersten Halbleiterbauelement 3. Der Eingangsanschluß 21 wird durch den Kollektor, der Steueranschluß 22 durch die Basis und der Ausgangsanschluß 23 durch den Emitter des bipolaren npn- Transistors gebildet. Der Ausgangsanschluß 23 liegt auf Masse.
Der Eingangsanschluß 22 des zweiten Halbleiterbauelementes 20 ist über eine Ansteuerleitung 24 mit dem Ausgang 26 einer Vergleichsschaltung 25, die durch einen Operationsverstärker gebildet wird, verbunden. Die Vergleichsschaltung 25 besitzt einen ersten nicht invertierenden Eingang 27 (+) und einen zweiten invertierenden Eingang 28 (-), wobei an dem ersten Eingang 27 eine Referenzspannung Vref anliegt und der zweite Eingang 28 über eine Rückkoppelleitung 29 mit einem Abgreifknotenpunkt 31 eines Spannungsteilers 30 verbunden ist. Der Abgreifknotenpunkt 31 liegt zwischen zwei in Reihe geschalte- ten Widerständen 32, 33, wobei der Spannungsteilerwiderstand 33 zwischen dem Abgreifknotenpunkt 31 und Masse geschaltet ist und der Spannungsteilerwiderstand 32 zwischen dem Abgreifpunkt 31 und dem Reglerausgang 2 angeordnet ist. Durch den Spannungsteiler 30 wird ein Teil der am Reglerausgang 2 anliegenden Spannung über die Rückkoppelleitung 29 zu dem zweiten Eingang 28 der Vergleichsschaltung 25 rückgekoppelt.
Die Vergleichschaltung 25, die als Differenzverstärker ausgebildet ist, vergleicht den rückgekoppelten Ist-Spannungswert mit einen am ersten Eingang 27 anliegenden Referenzbzw. Soll-Spannungswert und steuert in Abhängigkeit der zwi- sehen den Eingängen 27,28 anliegenden Spannungsdifferenz über die Steuerleitung 24 den Steuersanschluß 22 des zweiten Halb- leiterbaulementes 20. Das zweite Halbleiterbaulement 20 arbeitet als Stromverstärker bzw. Treiber und steuert den Basi- strom am Steueranschluß 6 des ersten Halbleiterbauelements 3 in Abhängigkeit von der Spannungsdifferenz zwischen der Referenzspannung Vref und der abgegriffenen und rückgekoppelten Ausgangsspannung des Reglers .
Die Stromspiegelschaltung 7 erzeugt aus einem Referenzstrom einen Konstantstrom und begrenzt die Stromverstärkung auf Werte bei der die Regelschleife stabil arbeitet.
Überschreitet die am Reglereingang 1 anliegende Eingangsspannung Vi einen vorbestimmten Schwellenwert bzw. eine vorbe- stimmte Grenzspannung Vg, so wird ein Teil des am Steueranschluß 6 des ersten Halbleiterbauelements anliegenden Stroms durch die zwischen dem ersten Halbleiterbauelement 3 und dem zweiten Halbleiterbauelement 20 angeordnete Treibereinrichtung 40 direkt zum Reglerausgang 2 geleitet. Nach Überschrei- ten der Grenzspannung Vg schaltet das erste Halbleiterbauelement 3 vom normalen Betrieb auf Darlington-Betrieb um und bildet zusammen mit dem dritten Halbleiterbauelement 8 eine eine aus zwei Transistoren bestehende Darlington-Schaltung. Dadurch wird die Gesamtstromverstärkung erhöht. Der Leistungεverlust Pv in dem zweiten steuerbaren Halbleiterbauelement 20, wird bei Eingangsspannungen die über der Grenzspannung Vg liegen, im Vergleich zu einem herkömmlichen Regler nach dem Stand der Technik, erheblich herabgesetzt. Auf diese Weise entfällt die Notwendigkeit für eine aufwendige und platzraubende Kühlungseinrichtung bzw. für ein Leistungsgehäuse an dem erfindungsgemäßen Regler.
Fig. 3 zeigt den Leistungsverlustverlauf eines herkömmlichen Reglers und eines erfindungsgemäßen Reglers im Vergleich. Der Leistungsverlust Pv, der durch das Produkt aus Eingangsspannung Vi und der Stromstärke am Steueranschluß 6 des Lateral- pnp-Transistors in Fig. 3 bzw. des Transistors Tl in Fig. 1 bestimmt wird, steigt bei dem herkömmlichen Regler (I) mit zunehmender Eingangsspannung Vi linear an. Bei dem erfindungsgemäßen Regler (II) steigt die Verlustleistung bis zu einer Grenzspannung Vg ebenfalls linear an. Bei Erreichen der Grenzspannung Vg schaltet der erfindungsgemäße Regler von Normal-Betrieb auf Darlington-Betrieb um, der erforderlich Basisstrom und somit sie Verlustleistung sinken zunächst stark ab und steigen mit weiter zunehmender Eingangsspanung Vi linear jedoch mit einer geringeren Steigung als bei dem herkömmlichen Regler an.
Die Erfindung ist nicht auf die geschilderte Ausführungsform beschränkt, sondern in vielfältiger Weise im Rahmen des Schutz-umfanges der folgenden Patentansprüche modifizierbar. Beispielsweise können die in Fig. 2 dargestellten bipolaren Transistoren durch Feldeffekttransistoren oder sonstige steu- erbare Halbleiterbauelemente ersetzt werden. Desweiteren kann der Aufbau des Reglers zu dem in Fig. 2 gezeigten Aufbau komplementär sein, d.h. das erste, dritte und vierte Halbleiterbauelement 3, 8, 12 werden durch npn-Transistoren gebildet und das zweite Halbleiterbauelement 20 durch einen npn- Transistor. Die Referenzspannunung Vref ist bei einer weite- ren Ausführungsform einstellbar. Schließlich ist die Treiberschaltung 40 nicht auf eine Stromspiegelschaltung beschränkt, sondern kann durch jegliche geeignete aktive oder passive Treiberschaltung gebildet sein.

Claims

Patentansprüche
1. Reglervorrichtung mit :
einem ersten steuerbaren Halbleiterbauelement (3), das einen mit dem Reglereingang (1) verbundenen Eingangsanschluß (4), einen mit dem Reglerausgang (2) verbundenen Ausgangsanschluß
(5) und einen Steueranschluß (6) aufweist;
einem mit dem Steueranschluß (6) des ersten Halbleiterbauelements (3) verbundenen zweiten Halbleiterbauelement (20), das einen Eingangsanschluß (21), einen Ausgangsanschluß (23) und einen Steueranschluß (22) aufweist;
einer Vergleichseinrichtung (25) , die einen ersten Eingang (27), einen zweiten Eingang (28) und einen mit dem Steueranschluß (22) des zweiten Halbleiterbauelements (20) verbundenen Ausgang (26) aufweist;
wobei an den ersten Eingang (27) eine Referenzspannung (Vref) anlegbar ist und der zweite Eingang (28) mit dem Reglerausgang (2) verbunden ist; und
einer Treibereinrichtung (40), die bei Überschreiten eines vorbestimmten Schwellenwertes (Vg) durch ein am Reglereingang (1) anliegendes Eingangssignal den Strom vom Steueranschluß
(6) des ersten Halbleiterbauelements (3) teilweise zum Reglerausgang (2) ableitet.
2. Reglervorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Treibereinrichtung (40) eine Stromspiegelschaltung
(7) aufweist.
3. Reglervorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromspiegelschaltung (7) ein drittes und ein viertes steuerbares Halbleiterbauelement (8, 12) aufweist, deren erste Hauptanschlüsse (10, 14) miteinander und mit dem Steueranschluß (6) des ersten Halbleiterbauelements (3) verbunden sind und deren Steueranschlüsse (9, 13) miteinander verbunden sind, wobei der zweite Hauptanschluß (11) des dritten Halbleiterbauelements (8) mit dem Reglerausgang (2) und der zweite Hauptanschluß (15) des vierten Halbleiterbauelements (12) mit dem einen Hauptanschluß (21) des zweiten Halbleiterbauelements (20) verbunden ist.
4. Reglervorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Inversstrom-Sperreinrichtung (19) zwischen dem Ausgangsanschluß (5) des ersten Halb- leiterbauelements (3) und der Stromspiegelschaltung (7) ge- schaltet ist.
5. Reglervorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Inversstrom-Sperreinrichtung (19) eine Diode ist.
6. Reglervorrichtung nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die verbundenen Steueranschlüsse (9, 13) an den Steueranschluß (6) des ersten Halbleiterbauelementε (3) und an den einen Hauptanschluß (21) des zweiten Halbleiterbauelements (20) angeschlossen sind.
7. Reglervorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Steueranschlüssen (9, 13) und dem Steueranschluß (6) des ersten Halbleiterbauelements (3) ein Widerstand (18) oder eine aktive Stromquelle geschaltet ist.
8. Reglervorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Steueranschluß (6) des ersten Halbleiterbauelements (3) und dem Reglereingang (1) ein Widerεtand (17) oder eine aktive Stromquelle geεchal- tet ist.
9. Reglervorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Halbleiterbauelement
(3) ein Lateral-pnp-Tranεiεtor oder ein DMOS-Tranεistor ist.
10. Reglervorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche 3 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Halbleiter- bauelemente (8, 12) der Stromspiegelschaltung (7) pnp- Transistoren und das zweite Halbleiterbauelement (20) ein npn-Transistor ist.
11. Reglervorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprü- ehe, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichseinrichtung
(25) ein Differenzverstärker ist.
12. Reglervorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Differenzverstärker ein Operationsverstärker ist.
13. Reglervorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Eingang (28) der Vergleichseinrichtung über einen Spannungsteiler (30) mit dem Reglerausgang (2) verbunden ist.
14. Reglervorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzεpannung einstellbar ist.
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