WO1996033418A1 - Gleichrichterschaltung - Google Patents

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WO1996033418A1
WO1996033418A1 PCT/EP1996/001629 EP9601629W WO9633418A1 WO 1996033418 A1 WO1996033418 A1 WO 1996033418A1 EP 9601629 W EP9601629 W EP 9601629W WO 9633418 A1 WO9633418 A1 WO 9633418A1
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rectifier circuit
voltage
transistor
circuit according
diode
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PCT/EP1996/001629
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French (fr)
Inventor
Norbert Primisser
Original Assignee
Tridonic Bauelemente Gmbh
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/22—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof using conversion of ac into dc
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Definitions

  • the invention relates to a rectifier circuit, in particular for use in integrated circuits (IC), for example those which are used in electronic ballasts for operating gas discharge lamps.
  • IC integrated circuits
  • integrated circuits are preferably operated only with supply voltages of one polarity. Should the integrated circuit be an AC signal voltage, i.e. evaluate a signal voltage with two polarities, this AC voltage signal voltage must be rectified. The integrated circuit then only reacts to the amplitude of the rectified voltage, which is produced either by full-wave rectification or by half-wave rectification from the AC voltage to be rectified.
  • Figure 10 shows a known rectifier circuit. The one shown in Figure 10
  • Rectifier circuit comprises an operational amplifier OVj controlled by an input voltage U e via a resistor R. As a rectifying
  • Element is a diode D connected to the output of the first operational amplifier OV j .
  • the first operational amplifier OVj which is designed as an inverting amplifier, is fed back via a resistor R ⁇ . In series with the rectifier diode
  • a second operational amplifier OV2 is connected, which acts as an impedance converter or
  • the second operational amplifier OV2 serves only as a buffer amplifier and facilitates the further processing of the rectified output voltage U a in that the output voltage U a is low
  • Output voltage of the voltage follower or impedance converter OV2 can be measured, and equally low-resistance for both half-waves.
  • an input voltage U e to be rectified must pass through at least one operational amplifier OVj before a rectified output voltage U a at the output terminal of the
  • Rectifier circuit can be tapped. Due to the limited internal switching times of the first operational amplifier OVj, there is therefore a relatively low cut-off frequency in the range 1-10 kHz.
  • the second operational amplifier OV2 which serves only as a buffer amplifier, has the cutoff frequency of the total
  • Rectifier circuit essentially no influence.
  • the invention is therefore based on the object of specifying an improved rectifier circuit which is particularly suitable for operating integrated circuits used in electronic ballasts for gas discharge lamps.
  • the rectifier circuit should have a higher cut-off frequency.
  • a transistor or a diode is used as the rectifying element.
  • the transistor or the diode is connected between a supply voltage source and a resistor connected to the input terminal of the rectifier circuit.
  • the output terminal of the rectifier circuit is connected to the connection point between the resistor and the transistor or the diode.
  • An AC voltage to be rectified is applied to the input terminal of the rectifier circuit. Because of the circuit according to the invention, the transistor or the diode blocks in the case of a half-wave of one polarity of the input AC voltage and the corresponding half-wave can be tapped at the output connection.
  • the transistor or the diode is turned on as a result of this opposite polarity, so that a current can flow through the transistor or the diode, the invention being at the connection point between the resistor and the transistor or the diode cancel the currents. Therefore, only a zero voltage can be tapped off at the output connection when a half-wave of the opposite polarity of the input AC voltage occurs.
  • the rectifier circuit according to the invention carries out half-wave rectification.
  • the half-waves of the rectified output voltage only have to run through the resistor, but not through the transistor or the diode. This results in only slight delays and, with the rectifier circuit according to the invention, input AC voltages up to 100 kHz can therefore be rectified.
  • the reference voltage applied to the diode or transistor is preferably as large as the emitter-base voltage of the transistor or anode-cathode Voltage of the diode.
  • the reference voltage applied to the field-effect transistor is preferably selected to be as large as the gate-source voltage or gate-drain voltage of the field-effect transistor.
  • the desired reference voltage is obtained by using a further transistor or an identical further diode which is identical with regard to the properties of the transistor or the diode.
  • the base-collector path of the further transistor is short-circuited and connected to the base of the rectifying transistor, so that the emitter-base diode of the second transistor comes to lie between the base of the first transistor serving as a rectifier and ground .
  • the further diode is accordingly connected between the first diode and ground.
  • the further field effect transistor is connected between the first field effect transistor serving as a rectifier and ground. To operate the second transistor or the second diode, the latter is supplied with an impressed current.
  • the reference voltage can also be supplied by an appropriately connected operational amplifier.
  • the half-wave rectifier circuit according to the invention can be supplemented by a resistor circuit and a current mirror circuit to form a full-wave rectifier circuit.
  • the rectifier circuit according to the invention is used in particular in an electronic ballast for controlling gas discharge lamps.
  • the voltage drop across a resistor connected in series with the gas discharge lamp is usually measured and evaluated.
  • the voltage drop across the resistor serves as a measure of the lamp current flowing through the gas discharge lamp.
  • the frequency of an inverter which controls the load circuit of the gas discharge lamp is set with the aid of a central control unit, which usually contains an integrated circuit or a control IC.
  • the measuring resistance must be as low as possible.
  • An AC voltage with a very low signal level is thus tapped at the measuring resistor.
  • alternating variables can be such a low signal level can be rectified.
  • signal levels which are below the threshold voltage of transistors or diodes can be processed with the rectifier circuit according to the invention.
  • Fig. 2 shows a first variant of the first invention shown in Fig. 1
  • Fig. 3 shows a second variant of the first according to the invention shown in Fig. 1
  • FIG. 4 shows a third variant of the first exemplary embodiment according to the invention shown in FIG. 1,
  • FIG. 6 shows a third exemplary embodiment of the rectifier circuit according to the invention
  • FIG. 7 shows a full-wave rectifier according to the invention with the rectifier circuit according to the invention shown in FIG. 5,
  • FIG. 8 shows a full-wave rectifier according to the invention with the rectifier circuit according to the invention shown in FIG. 1 or 2,
  • Fig. 10 shows a known rectifier circuit and 11 shows the application of the rectifier circuit according to the invention in an electronic ballast.
  • Fig. 1 shows a first embodiment of the rectifier circuit according to the invention.
  • An input AC voltage U e to be rectified is applied to the input terminal of the rectifier circuit.
  • a resistor R is connected between the emitter of an NPN transistor Tj and an input terminal.
  • Transistor Tj is held to ground by means of a reference voltage U re f.
  • the collector of transistor T is connected to a supply voltage V cc .
  • the operation of the rectifier circuit according to the invention is as follows: the base-emitter diode of the npn transistor T is reverse-polarized for each positive half-wave of the input AC voltage.
  • the transistor T] blocks and the corresponding half-wave can be tapped at the output terminal of the rectifier circuit connected to the emitter of the transistor T ] .
  • the base-emitter diode of the npn transistor Tj is polarized so that the transistor Tj is conductive.
  • a current thus flows through the transistor T j , which compensates for the current flowing through the resistor R, so that a zero voltage is tapped off at the output terminal.
  • every second half-wave is thus filtered out via the transistor T ⁇ , so that an output voltage U a which is rectified with every second half-wave of the AC input voltage occurs at the output.
  • the transistor T ⁇ used can also be a pnp transistor, in which case each negative half-wave of the input AC voltage U e is filtered out accordingly.
  • the base-emitter diode of transistor Tj is biased in the forward direction with the aid of the reference voltage present at the base of transistor Tj.
  • the switching behavior of the transistor Tj can be set so that voltages with very low signal levels, in particular with signal levels that are below the threshold voltage of transistors or diodes, can be processed. Due to the rectifier circuit according to the invention AC input voltages can be rectified with a frequency of up to 100 kHz.
  • FIGS. 2 and 3 show variants of a first exemplary embodiment of the rectifier circuit according to the invention shown in FIG. 1.
  • the reference voltage U re f applied to the base of the transistor Tj be as large as the emitter-base voltage of the transistor T j .
  • this can be achieved, for example, by using a further transistor T2 which has the same properties as the
  • Rectifier serving the first transistor corresponds.
  • the base-collector path of the second transistor T2 is short-circuited and connected to the base of the first transistor T ⁇ . In this way, the emitter-base diode of the second transistor T2 comes to lie between the base of the first transistor T ⁇ and ground.
  • To operate the second transistor it is operated with an impressed current from an impressed current source I re f.
  • FIG. 3 shows a corresponding variant of the rectifier circuit according to the invention shown in FIG. 2, a resistor R re f being used as the current source, so that the second one used to generate the reference voltage U re f
  • Transistor T2 is supplied with an impressed current.
  • FIG. 4 shows a third variant of the rectifier circuit according to the invention shown in FIG. 1.
  • an operational amplifier OV is provided to generate the reference voltage U re f, which is connected between the base and emitter of the transistor T ⁇ .
  • Transistor T j tapped, so that the half-waves occurring at the output terminal of the rectifier circuit not via the transistor T ⁇ , but only via one
  • Resistor R must run. In the known one shown in FIG.
  • Limit frequency is limited by the internal switching times of the operational amplifier OV ⁇ .
  • the rectifier circuit according to the invention shown in FIG. 4 is also shown works in comparison with the known rectifier circuit at significantly higher frequencies.
  • FIG. 5 shows a second exemplary embodiment of the rectifier circuit according to the invention.
  • a field effect transistor Tj is used as the rectifying element.
  • the circuit shown in FIG. 5 with field effect transistors corresponds to the circuit shown in FIG. 2 with bipolar tram blinds. A repeated explanation of the functioning of the circuit is therefore omitted.
  • the field effect transistor T is connected to the supply voltage source V cc with its drain connection and with its
  • Source connection connected to the resistor R.
  • an impressed current source I re f is also present in FIG. 5 for generating the reference voltage U re f at the gate terminal of the transistor T for driving a second transistor T2 which is essentially the same as the first transistor Tj.
  • the drain connection is connected to the gate connection of the second transistor T2.
  • the source connection of the transistor T2 is grounded.
  • p-channel field-effect transistors can of course also be used instead of the n-channel field-effect transistors Tj and T2 shown in FIG. 5, with the half-wave having the opposite polarity then being filtered out in relation to the exemplary embodiment shown in FIG. 5.
  • the drain connections of the transistors T j and T2 can be interchanged with the source connections.
  • the circuit shown in FIG. 5 can of course also be replaced by the variants shown in FIGS. 3 and 4 with respect to the bipolar transistors.
  • FIG. 6 shows a third exemplary embodiment of the rectifier circuit according to the invention. where only a diode D ⁇ is used as the rectifying element.
  • the diode D j is with its anode with the supply voltage source I re f and with its cathode with the resistor R and the output terminal of the Rectifier circuit connected.
  • a second diode D2 is driven by the impressed current source I re f and is connected on the anode side to the anode of the first diode D ⁇ and on the cathode side to ground.
  • the second diode D2 is essentially identical to the first diode D, so that by the impressed current source I re f caused reference voltage U re f corresponding to the anode-cathode voltage of the second diode D2, always as large as the anode-Kathode- Voltage of the diode Dj is.
  • FIGS. 2 and 5 Operation of the circuits shown in FIGS. 2 and 5, the transistors T ⁇ and T2 shown in FIG. 2 being reduced to their base-emitter diodes D 1 and D 2.
  • the third exemplary embodiment according to the invention shown in FIG. 6 can of course also be modified in accordance with the variants shown in FIGS. 3 and 4.
  • FIGS. 1-6 With the exemplary embodiments or variants according to the invention shown in FIGS. 1-6, the function of a half-wave rectifier is implemented. However, the circuits according to the invention shown in FIGS. 1-6 can also be supplemented to form a full-wave rectifier. This will be explained in more detail below with reference to FIGS. 7 and 8.
  • FIG. 7 shows the use of the exemplary embodiment according to the invention shown in FIG. 5 with field effect transistors T ⁇ and T2 in a full-wave rectifier circuit.
  • FIG. 8 shows the corresponding full-wave converter circuit with bipolar transistors (see FIG. 2).
  • the full-wave rectifier circuit shown in FIGS. 7 and 8 is based on the exemplary embodiment shown in FIG. 5 or FIG. 2 with field-effect transistors or bipolar transistors, the one in FIGS. 5 and 2 Half-wave rectifier circuit according to the invention has been adapted for full-wave rectification by the additional use of resistors R2- 4 and a current mirror circuit with field-effect transistors T3 and T4.
  • the function of the full-wave rectifier circuits according to the invention shown in FIGS. 7 and 8 will be briefly explained below.
  • n-channel field-effect transistors and npn bipolar transistors are used as transistors Tj and T2. Lies a positive half-wave of the input AC voltage U e at the input terminal of the in
  • Fig. 7 and Fig. 8 shown full-wave rectifier circuit, so block the transistors T j and the corresponding positive half-wave of the input AC voltage U e can be tapped at the output of the rectifier circuit, due to the voltage divider (R ⁇ + R3) / (R2 + R4) however only in half size. However, is due
  • Input terminal a negative half-wave, so the transistors Tj are controlled as described above due to the interaction of I re f and T2.
  • Transistors T thus flow a current Ij which, due to the interconnection of the identical transistors T2 and T4, which form a current mirror, is also conducted in an identical size in the form of the current I2 via the resistors R4 and R3.
  • the resistors R3 and R4 act as voltage dividers, so that again on
  • Fig. 9 shows waveforms in those shown in Fig. 7 and Fig. 8
  • Fig. 9 a it can be seen that a full-wave rectified voltage U a in the amount of half the input voltage U e can be tapped at the output terminal.
  • FIG. 9 b shows the profile of the voltage UR2 falling across the resistor R2
  • the transistors Tj and T2 can be replaced by p-channel field-effect transistors or pnp bipolar transistors, respectively.
  • the resistors R - R4 or the resistance ratios R1 R3 and R2 / R4 the size of the
  • Output AC voltage U a compared to the input AC voltage U e can be varied.
  • the rectifier circuit according to the invention is preferably used in integrated circuits (IC) in electronic ballasts for controlling gas discharge lamps.
  • Figure 11 shows a purely schematic representation of a corresponding circuit arrangement.
  • An electronic ballast 100 generally includes a full-wave rectifier 101, which in turn controls an inverter 102.
  • the unit 101 can also have filter or smoothing components.
  • the inverter comprises, for example, two alternately switchable MOS-FETs, so that a high-frequency AC voltage is output to a load circuit 107 as a function of the DC voltage supplied by the rectifier 101 at the output of the inverter 102.
  • the load circuit 106 has a series resonance circuit with a coil L and a capacitor C, the gas discharge lamp 103 to be controlled being connected in parallel with the capacitor.
  • the gas discharge lamp 103 is ignited by shifting the frequency of the output voltage supplied by the inverter 102 close to the resonance frequency of the series resonance circuit.
  • the connected gas discharge lamp 103 can be dimmed by removing the frequency from the resonance frequency of the series resonance circuit.
  • the frequency of the inverter 102 is controlled by a control unit 105 with an integrated circuit (IC).
  • IC integrated circuit
  • various lamp parameters are monitored.
  • the basic structure of such an electronic ballast is known, for example, from the applicant's EP-B1-0 338 109.
  • the operating behavior for example switching the gas discharge lamp 103 on or off, can also be controlled by the control unit 105.
  • Exemplary operating parameters to be monitored are the lamp voltage or the lamp current.
  • a shunt resistor RL connected in series with the gas discharge lamp 103 is used to measure the lamp current.
  • Resistance RL tapped voltage is proportional to the lamp current flowing through the resistor.
  • the tapped voltage is forwarded to the control unit 105, which controls the frequency of the inverter 102 as a function of the detected operating parameter value and thus adjusts the lamp brightness accordingly.
  • integrated circuits are preferably operated only with a supply voltage of one polarity, for reasons of cost, so that the AC voltage signal tapped at the resistor RL is first of all using a
  • Rectifier 104 must be rectified before it can be supplied to the control unit 105 with the integrated circuit IC.
  • the rectifier 104 comprises the rectifier circuits according to the invention shown in FIGS. 1-8, so that AC voltages of up to 100 kHz can be processed.
  • the use of the rectifier circuit according to the invention has a further considerable advantage over the known rectifier circuits.
  • a low-resistance measuring resistor RL is generally chosen so that higher losses can be effectively avoided.
  • the invention thus provides a precision rectifier with a very high cutoff frequency, which is also functional for AC signals with a very low signal level.

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Abstract

Gleichrichterschaltung zum Einsatz in integrierten Schaltkreisen, insbesondere von solchen, die in elektronischen Vorschaltgeräten zum Betreiben von Gasentladungslampen eingesetzt sind. Es wird eine zur Halbwellen- oder Vollwellengleichrichtung geeignete Gleichrichterschaltung vorgeschlagen, die eine sehr hohe Grenzfrequenz aufweist und auch für Wechselspannungssignale mit einem sehr niedrigen Signalpegel funktionsfähig ist.

Description

Gleichrichterschaltung
Die Erfindung bezieht sich auf eine Gleichrichterschaltung, insbesondere zum Einsatz in integrierten Schaltkreisen (IC), beispielsweise von solchen, die in elektronischen Vorschaltgeraten zum Betreiben von Gasentladungslampen eingesetzt sind.
Integrierte Schaltkreise werden aus Kostengründen vorzugsweise nur mit Versorgungsspannungen einer Polarität betrieben. Soll die integrierte Schaltung eine Wechselspannungs-Signalspannung, d.h. eine Signalspannung mit zwei Polaritäten, auswerten, so muß diese Wechselspannungs-Signalspannung gleichgerichtet werden. Die integrierte Schaltung reagiert dann nur auf die Amplitude der gleichgerichteten Spannung, die entweder durch Vollwellengleichrichtung oder durch Halbwellengleichrichtung aus der gleichzurichtenden Wechselspannung hervorgegangen ist.
Figur 10 zeigt eine bekannte Gleichrichterschaltung. Die in Figur 10 dargestellte
Gleichrichterschaltung umfaßt einen über einen Widerstand R von einer Eingangsspannung Ue angesteuerten Operationsverstärker OVj . Als gleichrichtendes
Element ist eine Diode D an den Ausgang des ersten Operationsverstärkers OVj geschaltet. Der als invertierender Verstärker ausgebildete erste Operationsverstärker OVj ist über einen Widerstand Rσ gegengekoppelt. In Serie mit der Gleichrichterdiode
D ist ein zweiter Operationsverstärker OV2 geschaltet, der als Impedanzwandler bzw.
Spannungsfolger ausgebildet ist, d.h. sein Ausgang ist mit seinem negativen Eingang kurzgeschlossen. Der zweite Operationsverstärker OV2 dient lediglich als Puffer- Verstärker und erleichtert die Weiterverarbeitung der gleichgerichteten Ausgangsspannung Ua dadurch, daß die Ausgangsspannung Ua niederohmig als
Ausgangsspannung des Spannungsfolgers bzw. Impedanzwandlers OV2 gemessen werden kann, und zwar gleichermaßen niederohmig für beide Halbwellen.
Bei der in Figur 10 gezeigten Gleichrichterschaltung muß jedoch eine gleichzurichtende Eingangsspannung Ue zumindest den einen Operationsverstärker OVj durchlaufen, ehe eine gleichgerichtete Ausgangsspannung Ua am Ausgangsanschluß der
Gleichrichterschaltung abgegriffen werden kann. Aufgrund der begrenzten internen Schaltzeiten des ersten Operationsverstärkers OVj ergibt sich daher eine relativ niedrige Grenzfrequenz im Bereich 1-10 kHz. Der lediglich als Puffer- Verstärker dienende zweite Operationsverstärker OV2 hat auf die Grenzfrequenz der gesamten
Gleichrichterschaltung im wesentlichen keinen Einfluß. Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Gleichrichterschaltung anzugeben, die insbesondere zum Betreiben von in elektronischen Vorschaltgeraten für Gasentladungslampen eingesetzten integrierten Schaltkreisen geeignet ist. Insbesondere soll die Gleichrichterschaltung eine höhere Grenzfrequenz aufweisen.
Die Erfindung wird durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst.
Erfindungsgemäß wird als gleichrichtendes Element ein Transistor oder eine Diode eingesetzt. Der Transistor oder die Diode ist zwischen eine Versorgungsspannungsquelle und einem mit dem Eingangsanschluß der Gleichrichterschaltung verbundenen Widerstand geschaltet. Der Ausgangsanschluß der Gleichrichterschaltung ist mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand und dem Transistor bzw. der Diode verbunden. Eine gleichzurichtende Wechselspannung ist an dem Eingangsanschluß der Gleichrichterschaltung angelegt. Aufgrund der erfindungsgemäßen Schaltung sperrt der Transistor bzw. die Diode bei einer Halbwelle der einen Polarität der Eingangs-Wechselspannung und die entsprechende Halbwelle kann am Ausgangsanschluß abgegriffen werden. Dagegen wird bei einer Halbwelle der entgegengesetzten Polarität der Emgangs-Wechselspannung der Transistor bzw. die Diode infolge dieser entgegengesetzten Polarität leitend geschaltet, so daß über den Transistor bzw. die Diode ein Strom fließen kann, wobei sich erfindungsgemäß am Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand und dem Transistor bzw. der Diode die Ströme aufheben. Daher ist am Ausgangsanschluß bei Auftreten einer Halbwelle der entgegengesetzten Polarität der Eingangs-Wechselspannung lediglich eine Nullspannung abgreifbar.
Erfindungsgemäß tritt somit am Ausgangsanschluß der Gleichrichterschaltung nur jede zweite Halbwelle der Eingangs-Wechselspannung auf, d.h. die erfindungsgemäße Gleichrichterschaltung führt eine Halbwellengleichrichtung durch. Erfindung sgemäß müssen die Halbwellen der gleichgerichteten Ausgangsspannung lediglich über den Widerstand, nicht jedoch über den Transistor oder die Diode laufen. Dadurch ergeben sich nur geringe Verzögerungen und mit der erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung können daher Eingangs- Wechselspannungen bis zu 100 kHz gleichgerichtet werden.
Die an der Diode bzw. dem Transistor anliegende Referenzspannung ist vorzugsweise so groß wie die Emitter-Basis- Spannung des Transistors bzw. Anoden-Kathoden- Spannung der Diode. Neben dem Einsatz eines Bipolar-Transistors ist auch der Einsatz eines Feldeffekt-Transistors denkbar. In diesem Fall wird vorzugsweise die an dem Feldeffekt-Transistor anliegende Referenzspannung so groß wie die Gate-Source- Spannung bzw. Gate-Drain-Spannung des Feldeffekttransistors gewählt. Erfindungsgemäß wird die gewünschte Referenzspannung durch den Einsatz eines bezüglich der Eigenschaften des Transistors bzw. der Diode identischen weiteren Transistor bzw. einer identischen weiteren Diode erhalten. Im Falle eines bipolaren Transistors wird die Basis-Kollektor-Strecke des weiteren Transistors kurzgeschlossen und mit der Basis des gleichrichtenden Transistors verbunden, so daß die Emitter-Basis- Diode des zweiten Transistors zwischen der Basis des ersten als Gleichrichter dienenden Transistors und Masse zu liegen kommt. Bei Einsatz einer Diode als gleichrichtendes Element wird entsprechend die weitere Diode zwischen die erste Diode und Masse geschaltet. Auf analoge Weise wird bei Einsatz eines Feldeffekt-Transistors der weitere Feldeffekt-Transistor zwischen den als Gleichrichter dienenden ersten Feldeffekt- Transistor und Masse geschaltet. Zum Betreiben des zweiten Transistors bzw. der zweiten Diode wird dieser bzw. diese mit einem eingeprägten Strom versorgt.
Alternativ kann die Referenzspannung auch von einem entsprechend verschalteten Operationsverstärker geliefert werden.
Die erfindungsgemäße Halbwellen-Gleichrichterschaltung kann durch Ergänzung mit einer Widerstandsschaltung und einer Stromspiegelschaltung zu einer Vollwellen- Gleichrichterschaltung ergänzt werden.
Die erfindungsgemäße Gleichrichterschaltung wird insbesondere in einem elektronischen Vorschaltgerät zur Ansteuerung von Gasentladungslampen eingesetzt. Beispielsweise wird zur Messung des Lampenstromes der Gasentladungslampe gewöhnlich die an einem mit der Gasentladungslampe in Serie geschalteten Widerstand abfallenden Spannung gemessen und ausgewertet. Die an dem Widerstand abfallende Spannung dient dabei als Maß für den die Gasentladungslampe durchfließenden Lampenstrom. Auf Grundlage des ausgewerteten Lampenstroms wird mit Hilfe einer zentralen Steuereinheit, die gewöhnlich einen integrierten Schaltkreis bzw. einen Steuer-IC beinhaltet, die Frequenz eines den Lastkreis der Gasentladungslampe ansteuernden Wechselrichters eingestellt. Um höhere Verluste zu vermeiden, muß dabei der Meßwiderstand möglichst gering sein. An dem Meßwiderstand wird somit eine Wechsel Spannung mit sehr geringem Signalpegel abgegriffen. Mit Hilfe der zuvor beschriebenen erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung können Wechselgrößen mit derartig geringem Signalpegel gleichgerichtet werden. Insbesondere lassen sich mit der erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung Signalpegel verarbeiten, die unterhalb der Schwellenspannung von Transistoren bzw. Dioden liegen.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschreiben. Es zeigen:
Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel der erfmdungsgemäßen Gleichrichterschaltung,
Fig. 2 eine erste Variante des in Fig. 1 gezeigten ersten erfindungsgemäßen
Ausführungsbeispiels,
Fig. 3 eine zweite Variante des in Fig. 1 gezeigten ersten erfmdungsgemäßen
Ausführungsbeispiels ,
Fig. 4 eine dritte Variante des in Fig. 1 gezeigten ersten erfmdungsgemäßen Ausführungsbeispiels,
Fig. 5 ein zweites Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung ,
Fig. 6 ein drittes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung,
Fig. 7 einen erfindungsgemäßen Vollwellen-Gleichrichter mit der in Fig. 5 gezeigten erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung ,
Fig. 8 einen erfmdungsgemäßen Vollwellen-Gleichrichter mit der in Fig. 1 oder 2 gezeigten erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung,
Fig. 9 Signal verlaufe bei denen in Fig. 7 und Fig. 8 gezeigten Vollwellen- Gleichrichterschaltungen,
Fig. 10 eine bekannte Gleichrichterschaltung und Fig. 11 die Anwendung der erfmdungsgemäßen Gleichrichterschaltung in einem elektronischen Vorschaltgerät.
Fig. 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung .
An den Eingangsanschluß der Gleichrichterschaltung wird eine gleichzurichtende Eingangs-Wechselspannung Ue angelegt. Zwischen den Emitter eines npn-Transistors Tj und einen Eingangsanschluß ist ein Widerstand R geschaltet. Die Basis des
Transistors Tj wird mithilfe einer Referenzspannung Uref gegenüber Masse festgehalten. Der Kollektor des Transistors T liegt an einer Versorgungsspannung Vcc.
Die Funktionsweise der erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung ist folgende: Bei jeder positiven Halbwelle der Eingangs-Wechselspannung ist die Basis-Emitter- Diode des npn-Transistors T sperrgepolt. In diesem Fall sperrt der Transistor T] und die entsprechende Halbwelle kann an dem mit dem Emitter des Transistors T] verbundenen Ausgangsanschluß der Gleichrichterschaltung abgegriffen werden. Bei einer negativen Halbwelle der Eingangs-Wechselspannung Ue wird dagegen die Basis- Emitter-Diode des npn-Transistors Tj flußgepolt, so daß der Transistors Tj leitend ist.
Über den Transistor Tj fließt somit ein Strom, der den über den Widerstand R fließenden Strom kompensiert, so daß am Ausgangsanschluß eine Nullspannung abgegriffen wird. Erfindungsgemäß wird somit jede zweite Halbwelle über den Transistor T\ ausgefiltert, so daß am Ausgang eine mit jeder zweiten Halbwelle der Eingangs-Wechselspannung gleichgerichtete Ausgangsspannung Ua auftrifft.
Selbstverständlich kann der eingesetzte Transistor T\ auch ein pnp- Transistor sein, wobei dann entsprechend jede negative Halbwelle der Eingangs-Wechselspannung Ue ausgefiltert wird. Mithilfe der an der Basis des Transistors Tj anliegenden Referenzspannung wird die Basis-Emitter-Diode des Transistors Tj in Durchlaßrichtung vorgespannt. Somit kann durch entsprechende Dimensionierung der Referenzspannung Uref, z.B. Wahl der Referenzspannung knapp unterhalb der Schwellenspannung der
Basis-Emitter-Diode, das Schaltverhalten des Transistors Tj so eingestellt werden, daß auch Spannungen mit sehr geringen Signalpegeln, insbesondere mit Signalpegeln, die unterhalb der Schwellenspannung von Transistoren bzw. Dioden liegen, verarbeitet werden können. Aufgrund der erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung können Eingangs-Wechselspannungen mit einer Frequenz von bis zu 100 kHz gleichgerichtet werden.
Figur 2 und 3 zeigen Varianten eines ersten Ausführungsbeipiels der in Figur 1 gezeigten erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung.
Es ist wünschenswert, daß die an der Basis des Transistors Tj anliegende Referenzspannung Uref so groß wie die Emitter-Basis-Spannung des Transistors Tj ist.
Wie in Figur 2 gezeigt, kann dies beispielsweise dadurch realisiert werden, daß ein weiterer Transistor T2 verwendet wird, der hinsichtlich seiner Eigenschaften dem als
Gleichrichter dienenden ersten Transistor T\ enspricht. Die Basis-Kollektor-Strecke des zweiten Transistors T2 ist kurzgeschlossen und mit der Basis des ersten Transistors T\ verbunden. Auf diese Weise kommt die Emitter-Basis-Diode des zweiten Transistors T2 zwischen der Basis des ersten Transistors T\ und Masse zu liegen. Zum Betreiben des zweiten Transistors wird dieser mit einem eingeprägten Strom einer eingeprägten Stromquelle Iref betrieben.
Im einfachsten Fall kann als Stromquelle ein vorzugsweise hochohmiger Widerstand dienen. Figur 3 zeigt eine entsprechende Variante der in Figur 2 dargestellten erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung, wobei als Stromquelle ein Widerstand Rref eingesetzt wird, so daß der zur Erzeugung der Referenzspannung Uref dienende zweite
Transistor T2 mit einem eingeprägten Strom versorgt wird.
Figur 4 zeigt eine dritte Variante der in Figur 1 gezeigten erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung. Bei dem in Figur 4 gezeigten Ausführungsbeispiel ist zur Erzeugung der Referenzspannung Uref ein Operationsverstärker OV vorgesehen, der zwischen Basis und Emitter des Transistors T\ geschaltet ist. Der positive Eingang des
Operationsverstärkers liegt an Masse. Wie bei den in Figur 1-3 gezeigten Beispielen der erfindungsgemäßen Schaltung wird auch bei dem in Figur 4 gezeigten Ausführungsbeispiel die gleichgerichtete Ausgangsspannung Ua am Emitter des
Transistors Tj abgegriffen, so daß die am Ausgangsanschluß der Gleichrichterschaltung auftretenden Halbwellen nicht über den Transistor T\ , sondern lediglich über einen
Widerstand R laufen müssen. Bei der in Figur 10 gezeigten bekannten
Gleichrichterschaltung muß dagegen die gleichzurichtende Eingangs-Wechselspannung Ue sämtliche Stufen des Operationsverstärkers OV^ durchlaufen, so daß die
Grenzfrequenz durch die internen Schaltzeiten des Operationsverstärkers OV\ beschränkt ist. Auch die in Figur 4 gezeigte erfindungsgemäße Gleichrichterschaltung arbeitet im Vergleich mit der bekannten Gleichrichterschaltung bei erheblich höheren Frequenzen.
Fig. 5 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung .
Wie in Fig. 5 gezeigt, wird als gleichrichtendes Element ein Feldeffekt-Transistor Tj eingesetzt. Die in Fig. 5 gezeigte Schaltung mit Feldeffekt- Transistoren entspricht der in Fig. 2 dargestellten Schaltung mit Bipolar-Tramstoren. Auf eine wiederholte Erläuterung der Funktionsweise der Schaltung wird daher verzichtet.
Bei dem in Fig. 5 gezeigten Ausführungsbeispiel ist der Feldeffekt- Transistors T mit seinem Drain-Anschluß mit der Versorgungsspannungsquelle Vcc und mit seinem
Source- Anschluß mit dem Widerstand R verbunden. Analog zu der in Fig. 2 gezeigten Schaltung, ist auch in Fig. 5 zur Erzeugung der Referenzspannung Uref am Gate- Anschluß des Transistors T eine eingeprägte Stromquelle Iref zur Ansteuerung eines mit dem ersten Transistor Tj wesensgleichen zweiten Transistors T2 vorhanden. Der Drain- Anschluß ist mit dem Gate- Anschluß des zweiten Transistors T2 verbunden. Der Source-Anschluß des Transitors T2 liegt an Masse.
Alternativ können selbstverständlich anstelle der in Fig. 5 gezeigten n-Kanal-Feldeffekt- Transistoren Tj und T2 auch p-Kanal -Feldeffekt-Transistoren eingesetzt werden, wobei dann bezüglich des in Fig. 5 gezeigten Ausfuhrungsbeispiels jeweils die Halbwelle mit entgegengesetzter Polarität ausgefiltert werden. Ebenso können bei dem in Fig. 5 gezeigten Ausführungsbeispiel die Drain- Anschlüsse der Transistoren Tj und T2 mit den Source-Anschlüssen vertauscht werden.
Zur Erzeugung der Referenzspannung Uref kann die in Fig. 5 gezeigte Schaltung selbstverständlich auch durch die in Fig. 3 und Fig. 4 bezüglich der Bipolar- Transistoren dargestellten Varianten ersetzt werden.
Fig. 6 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung. wobei als gleichrichtendes Element lediglich eine Diode D\ eingesetzt ist.
Die Diode Dj ist mit ihrer Anode mit der Versorgungsspannungsquelle Iref und mit ihrer Kathode mit dem Widerstand R und dem Ausgangsanschluß der Gleichrichterschaltung verbunden. Eine zweite Diode D2 wird von der eingeprägten Stromquelle Iref angesteuert und ist anodenseitig mit der Anode der ersten Diode D\ und kathodenseitig mit Masse verbunden. Die zweite Diode D2 ist zu der ersten Diode D wesensgleich, so daß die durch die eingeprägte Stromquelle Iref hervorgerufene Referenzspannung Uref, die der Anode-Kathode-Spannung der zweiten Diode D2 entspricht, stets so groß wie die Anode-Kathode-Spannung der Diode Dj ist.
Die Funktionsweise der in Fig. 6 gezeigten Schaltung entspricht im wesentlichen der
Funktionsweise der in Fig. 2 und 5 dargestellten Schaltungen, wobei die in Fig. 2 gezeigten Transistoren T\ und T2 auf ihre Basis-Emitter-Dioden D^ und D2 reduziert wurden. Auch das in Fig. 6 gezeigte dritte erfindungsgemäße Ausführungsbeispiel kann selbstverständlich entsprechend den in Fig. 3 und Fig. 4 gezeigten Varianten abgeändert werden.
Mit den in Fig. 1-6 dargestellten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispielen bzw. Varianten wird jeweils die Funktion eines Halbwellen-Gleichrichters realisiert. Die in den Fig. 1-6 dargestellten erfindungsgemäßen Schaltungen lassen sich jedoch auch zu einem Vollwellen-Gleichrichter ergänzen. Dies soll nachfolgend unter Bezugnahme auf Fig. 7 und Fig. 8 näher erläutert werden.
Fig. 7 zeigt den Einsatz des in Fig. 5 dargestellten erfindungsgemäße Ausführungsbeispiels mit Feldeffekt-Transistoren T\ und T2 in einer Vollwellen- Gleichrichterschaltung. Fig. 8 zeigt die entsprechende Voll wellen¬ de ichrichterschaltung mit bipolaren Transistoren (vergi. Fig. 2). Die in Fig. 7 bzw. Fig. 8 gezeigte Vollwellen-Gleichrichterschaltung geht auf das in Fig. 5 bzw. Fig. 2 gezeigte Ausführungsbeispiel mit Feldeffekt-Transistoren bzw. Bipolar-Transistoren zurück, wobei die in Fig. 5 bzw. Fig. 2 dargestellte erfindungsgemäße Halbwellen- Gleichrichterschaltung durch den zusätzlichen Einsatz von Widerständen R2- 4 sowie einer Stromspiegel-Schaltung mit Feldeffekt-Transistoren T3 und T4 für Vollweggleichrichtung angepaßt worden ist. Die Funktion der in Fig. 7 und Fig. 8 dargestellten erfindungsgemäßen Vollweg-Gleichrichterschaltungen sollen nachfolgend kurz erläutert werden.
Für die Widerstände R1-R4 gilt bevorzugt R = R2 sowie R3 = R4 und für die Widerstandsverhältnisse R1/R3 und R2 R4 gilt bevorzugt R1/R3 = R2 R4 ≤ 1/10. Bei den in Fig. 7 bzw. Fig. 8 gezeigten Ausführungsbeispielen werden als Transistoren Tj und T2 n-Kanal-Feldeffekt-Transistoren bzw. npn-Bipolar-Transistoren eingesetzt. Liegt eine positive Halbwelle der Eingangs-Wechselspannung Ue am Eingangsanschluß der in
Fig. 7 und Fig. 8 dargestellten Vollweg-Gleichrichterschaltung an, so sperren daher die Transistoren Tj und die entsprechende positive Halbwelle der Eingangs- Wechselspannung Ue ist am Ausgang der Gleichrichterschaltung abgreifbar, infolge des Spannungsteilers (R\ + R3)/(R2+ R4) jedoch nur in halber Größe. Liegt dagegen am
Eingangsanschluß eine negative Halbwelle an, so werden infolge des Zusammenspiels von Iref und T2 die Transistoren Tj wie zuvor beschrieben leitend gesteuert. Durch die
Transistoren T fließt somit ein Strom Ij , der aufgrund der Verschaltung der identischen Transistoren T2 und T4, die einen Stromspiegel bilden, in identischer Größe in Form des Stromes I2 auch über die Widerstände R4 und R3 geführt wird.
DieWiderstände R3 und R4 wirken als Spannungsteiler, so daß wiederum am
Ausgangsanschluß der Gleichrichterschaltung die entsprechende Halbwelle der Eingangs-Wechselspannung in halber Größe abgegriffen werden kann. Die in Fig. 7 und Fig. 8 dargestellten Gleichrichterschaltungen liefern somit die Funktion eines Vollweg-Gleichrichters.
Fig. 9 zeigt Signal verlaufe, bei den in Fig. 7 und Fig. 8 dargestellten
Ausführungsbeispielen der erfmdungsgemäßen Vollweg-Gleichrichterschaltung. Aus
Fig. 9 a) ist ersichtlich, daß am Ausgangsanschluß eine vollwellen-gleichgerichtete Spannung Ua in der Höhe der halben Eingangsspannung Ue abgegriffen werden kann.
Fig. 9 b) zeigt des Verlauf der am Widerstand R2 abfallenden Spannung UR2 im
Verhältnis zu der Eingangs-Wechselspannung Ue.
Es sei darauf hingewiesen, daß die in Fig. 7 und Fig. 8 dargestellte Variante zur Erzeugung der Referenzspannung Uref mit Hilfe der eingeprägten Stromquelle Iref und der zu den Transistoren Tj wesensgleichen Transistoren T2 auch durch die in den Fig.
1 ,3 und 4 gezeigten Varianten ersetzt werden kann. Ebenso können selbstverständlich die Transistoren Tj und T2 entsprechend durch p-Kanal-Feldeffekt-Transistoren bzw. pnp-Bipolar- Transistoren ersetzt werden. Durch entsprechende Wahl der Widerstände R - R4 bzw. der Widerstandsverhältnisse R1 R3 und R2/R4 kann die Größe der
Ausgangs-Wechselspannung Ua gegenüber der Eingangs-Wechselspannuing Ue variiert werden.
Wie bereits erwähnt, wird vorzugsweise die erfindungsgemäße Gleichrichterschaltung in integrierten Schaltkreisen (IC) in elektronischen Vorschaltgeraten zur Steuerung von Gasentladungslampen eingesetzt. Figur 11 zeigt eine rein schematische Darstellung einer entsprechenden Schaltungsanordnung. Ein elektronisches Vorschal tgerät 100 umfaßt in der Regel einen Vollweggleichrichter 101, der wiederum einen Wechselrichter 102 ansteuert. Die Einheit 101 kann neben dem Vollweggleichrichter auch Filter- oder Glättungskomponenten aufweisen. Der Wechselrichter umfaßt beispielsweise zwei abwechselnd schaltbare MOS-FET, so daß abhängig von der von dem Gleichrichter 101 gelieferten Gleichspannung am Ausgang des Wechselrichters 102 eine hochfrequente Wechselspannung an einen Lastkreis 107 abgegeben wird. Der Lastkreis 106 weist einen Serienresonanzkreis mit einer Spule L und einem Kondensator C auf, wobei parallel zu dem Kondensator die anzusteuernde Gasentladungslampe 103 geschaltet ist. Die Gasentladungslampe 103 wird gezündet, indem die Frequenz der von dem Wechselrichter 102 gelieferten Ausgangsspannung in die Nähe der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises verschoben wird. Durch Entfernen der Frequenz von der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises kann die angeschlossene Gasentladungslampe 103 gedimmt werden. Die Frequenz des Wechselrichters 102 wird von einer Steuereinheit 105 mit einem integrierten Schaltkreis (IC) gesteuert. Um die Helligkeit der angeschlossenen Gasentladungslampe 103 jeweils den augenblicklichen Betriebsbedingungen anzupassen, werden verschiedene Lampenparameter überwacht. Der prinzipielle Aufbau eines derartigen elektronischen Vorschaltgerätes ist beispielsweise aus der EP-B1-0 338 109 der Anmelderin bekannt. Neben bestimmten Betriebsparametern des Lastkreises 106 kann auch das Betriebsverhalten, z.B. Ein- oder Ausschalten der Gasentladungslampe 103, von der Steuereinheit 105 gesteuert werden. Beispielhafte zu überwachende Betriebsparameter sind die Lampenspannung oder der Lampenstrom.
Gewöhnlich wird zur Messung des Lampenstroms ein in Serie mit der Gasentladungslampe 103 geschalteter Shunt-Widerstand RL eingesetzt. Die an dem
Widerstand RL abgegriffene Spannung ist proportional zu dem den Widerstand durchfließenden Lampenstrom. Die abgegriffene Spannung wird an die Steuereinheit 105 weitergeleitet, die abhängig von dem erfaßten Betriebsparameterwert die Frequenz des Wechselrichters 102 steuert und somit die Lampenhelligkeit entsprechend einstellt. Wie bereits erwähnt, werden jedoch integrierte Schaltkreise vorzugsweise aus Kostengründen nur mit einer Versorgungsspannung einer Polarität betrieben, so daß das an dem Widerstand RL abgegriffene Wechselspannungssignal zunächst mithilfe eines
Gleichrichters 104 gleichgerichtet werden muß, ehe es der Steuereinheit 105 mit dem integrierten Schaltkreis IC zugeführt werden kann. Der Gleichrichter 104 umfaßt dabei die in den Figuren 1-8 gezeigten erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltungen, so daß Wechselspannungen mit bis zu 100 kHz verarbeitet werden können. Die Anwendung der erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung weist jedoch gegenüber den bekannten Gleichrichterschaltungen noch einen weiteren erheblichen Vorteil auf.
Damit höhere Verluste wirksam vermieden werden können, wird in der Regel ein niederohmiger Meßwiderstand RL gewählt. Die Gleichrichtung von Spannungen, deren
Signalpegel sehr gering ist, ist mit den bekannten Gleichrichterschaltungen sehr aufwendig und schwierig. Mithilfe der erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung können jedoch auf einfache Art und Weise Wechsel Spannungen mit geringen Signalpegeln, insbesondere solche, deren Signalpegel sogar unterhalb der Schwellenspannung von Transistoren und Dioden liegt, gleichgerichtet werden. Bei derart geringen Signalpegeln würde der Einsatz eines normalen bekannten Halbleiter- Gleichrichters fehlschlagen, da die Schwellenspannung des Halbleiter-Gleichrichters größer als der Signalpegel ist. Erfindungsgemäß kann jedoch mit Hilfe der Referenzspannung Uref die Basis des in den Figuren 1-4 gezeigten Transistors Tj bzw. der Gate-Kontakt des in Fig. 5 dargestellten Transistors Tj bzw. der pn-Übergang der in Fig. 6 gezeigten Diode D vorgespannt werden. Auf diese Weise ist bei entsprechender Vorspannung eine Gleichrichtung bereits für Signalpegel unterhalb der Schwellenspannung von Transistoren oder Dioden möglich.
Die Erfindung liefert somit einen Präzisions-Gleichrichter mit einer sehr hohen Grenzfrequenz, der auch für Wechselspannungssignale mit einem sehr niedrigen Signalpegel funktionsfähig ist.

Claims

Ansprüche
1. Gleichrichterschaltung, insbesondere zum Gleichrichten einer einem integrierten Schaltkreis (IC) zuzuführenden Wechselspannung (Ue), mit einem Eingangsanschluß, an dem die gleichzurichtende Eingangs-Wechselspannung (Ue) angelegt ist, mit einem Ausgangsanschluß, an dem die gleichgerichtete Eingangsspannung (Ua) abgreifbar ist, und mit einem Transistor (Tj) oder einer Diode (Dj), der oder die durch eine Referenzspannung (Uref) vorgespannt und zwischen einer Versorgungsspannungsquelle (Vcc) und einem mit dem Eingangsanschluß verbundenen Widerstand (R,Rj) geschaltet ist, wobei der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand (R,Rι) und dem Transistor (T ) oder der Diode (D\) mit dem Ausgangsanschluß verbunden ist, so daß bei einer Halbwelle einer Polarität der Eingangs-Wechselspannung (Ue) der Transistor (Tj) oder die Diode (Dj) sperrt und dadurch die Halbwelle der einen
Polarität am Ausgangsanschluß abgreifbar ist und bei einer Halbwelle entgegensetzter Polarität der Eingangs-Wechselspannung (Ue) der Transistor (Tj) oder die Diode (D\) leitet und dadurch am Ausgang sanschluß lediglich eine Nullspannung abgreifbar ist.
2. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor (T^) ein Bipolar- Transistor ist, dessen Emitter mit dem Widerstand
(R,Rj), dessen Kollektor mit der Versorgungsspannungsquelle (Vcc) und dessen Basis mit der Referenzspannung (Uref) verbunden ist (Fig. 1 - 3).
3. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzspannung (Uref) gleich der Emitter-Basis-Spannung des Bipolar-
Transistors (T\) ist.
4. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzspannung (Uref) die Emitter-Basis-Spannung eines weiteren Bipolar-
Transistors (T2) ist, der zu dem Transistor (T\) wesensleich ist (Fig. 2 - 3).
5. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis-Kollektor-Diode des weiteren Transistors (T2) kurzgeschlossen und mit der Basis des Transistors (Tj) verbunden ist, und daß der weitere Transistor (T2) durch eine eingeprägte Stromquelle (Iref) betrieben wird.
6. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß als eingeprägte Stromquelle (Iref) ein zwischen der Basis des weiteren Transistors
(T2) und der Versorgungsspannung (Vcc) angeschlossener Widerstand (Rref) wirkt.
7. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß als Referenzspannungsquelle (Uref) ein Operationsverstärker (OV) vorgesehen ist
(Fig. 4).
8. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein Eingangsanschluß des Operationsverstärkers (OV) mit dem Emitter des Transistors (Tj) und der Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers (OV) mit der Basis des Transistors (Tj) verbunden ist.
9. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor (Tj) ein Feldeffekt- Transistor ist, dessen Source- bzw. Drain- Anschluß mit dem Widerstand (R), dessen Drain- bzw. Source- Anschluß mit der Versorgungsspannungsquelle (Vcc) und dessen Gate-Anschluß mit der
Referenzspannung (Uref) verbunden ist (Fig. 5).
10. Gleichrichterschaltung nach Anpruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzspannung (Uref) gleich der Gate- Source- Spannung bzw. Gate-Drain- Spannung des Feldeffekttransistors (T1 ) ist.
11. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzspannug (Uref) die Gate-Source-Spannung bzw. Gate-Drain-Spannung eines weiteren Feldeffekt-Transistors (T2) ist, der zu dem Feldeffekt-Transistor (T\) wesensgleich ist.
12. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Gate-Kontakt des weiteren Feldeffekt- Transistors (T2) mit seinem Drain- Kontakt bzw. seinem Source-Kontakt kurzgeschlossen und mit dem Gate-Kontakt des Feldeffekt-Transistors (T^) verbunden ist, und daß der weitere Feldeffekt-Transistor (T2) durch eine eingeprägte Stromquelle (Iref) betrieben wird.
13. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß als eingeprägte Stromquelle (Iref) ein zwischen dem Gate-Kontakt des weiteren
Feldeffekt-Transistors (T2) und der Versorgungsspannug (Vcc) angeschlossener Widerstand (Rref) wirkt.
14. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß als Referenzspannungsquelle (Uref) ein Operationsverstärker (OV) vorgesehen ist.
15. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß ein Eingangsanschluß des Operationsverstärkers (OV) mit dem Source- bzw Drain- Kontakt des Feldeffekt-Transistors (Tj) und der Ausgangsanschluß des
Operationsvertärkers (OV) mit dem Gate -Kontakt des Feldeffekt-Transistors (Ti) verbunden ist.
16. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Diode (Dj) anodenseitig bzw. kathodenseitig mit der
Versorgungsspannungsquelle (Vcc) sowie kathodenseitig bzw anodenseitig mit dem Widerstand (R) verbunden ist (Fig. 6).
17. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzspannung (Uref) gleich der Anoden-Kathoden-Spannung bzw. der Kathoden- Anoden- Spannung der Diode (D\) ist.
18. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzspannung (Uref) die Anoden-Kathoden- Spannung bzw. die Kathoden- Anoden- Spannung einer weiteren Diode (D2) ist, die zu der Diode (Di ) wesensgleich ist.
19. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die weitere Diode (D2) anodenseitig mit der Anode der Diode (Dj) bzw kathodenseitig mit der Kathode der Diode (D ) verbunden ist, und daß die weitere Diode (D2) durch eine eingeprägte Stromquelle (Iref) betrieben wird.
20. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß als eingeprägte Stromquelle (Iref) ein zwischen der Anode bzw .Kathode der weiteren Diode (D2) und der Versorgungsspannung (Vcc) angeschlossener Widerstand (Rref) wirkt.
21. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, daß als Referenzspannungsquelle (Uref) ein Operationsverstärker (OV) vorgesehen ist.
22. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß ein Eingangsanschluß des Operationsverstärkers (OV) mit der Kathode bzw. Anode der Diode (D ) und der Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers (OV) mit der Anode bzw Kathode der Diode (Di ) verbunden ist.
23. Vollweg-Gleichrichterschaltung mit einer Gleichrichterschaltung nach einem der
Ansprüche 1-15, wobei der Transistors (T1 ) mit dem Eingangsanschluß einer Stromspiegel- Schaltung (T3, T4) verbunden und über die Stromspiegel-Schaltung (T3, T4) mit der
Versorgungsspannung (Vcc) verbunden ist und der Ausgangsanschluß der Stromspiegel- Schaltung (T3,T4) über eine Widerstandsschaltung (R2, R3, R4) mit dem Ausgangsanschluß der Gleichrichterschaltung verbunden ist (Fig. 7, 8).
24. Vollweg-Gleichrichterschaltung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgangsanschluß der Stromspiegel-Schaltung (T3, T4) über einen zweiten
Widerstand an Masse gelegt ist, daß zwischen dem Ausgangsanschluß und dem einen Widerstand (R ) der
Gleichrichterschaltung ein dritter Widerstand (R3) geschaltet ist, und daß der Ausgangsanschluß der Stromspiegel-Schaltung (T3, T4) über einen vierten
Widerstand (R4) mit dem Ausgangsanschluß der Gleichrichterschaltung verbunden ist.
25. Vollweg-Gleichrichterschaltung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß gilt R1/R3 = R2 R4> insbesondere R^ = R2 und R3 = R4, wobei R\ den Widerstandswert des einen Widerstands und R2, R3 bzw. R4 den
Widerstandswert des zweiten, dritten bzw. vierten Widerstands darstellt.
26. Vollweg-Gleichrichterschaltung nach Anpruch 2 4oder 25, dadurch gekennzeichnet, daß gilt R!/R3 = R2 R4 ≤ 1/10.
27. Anwendung einer Gleichrichterschaltung bzw. einer Vollweg-Gleichrichterschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche in einem elektronischen Vorschaltgerät (100) zur Ansteuerung einer Gasentladungslampe (103), mit einem Wechselrichter (102) zum Ansteuern der in einem Lastkreis (106) angeordneten Gasentladungslampe (103), und mit einer Steuereinheit (105) mit einem integrierten Schaltkreis (IC) zur Steuerung der Frequenz des Wechselrichters bzw. des Betriebsverhaltens der angeschlossenen Gasentladungslampe (103) abhängig von einer oder mehreren erfaßten Parametergrößen (n) des Lastkreises und/oder des elektronischen Vorschal tgerätes, wobei an den Eingangsanschluß der Gleichrichterschaltung (104) eine zu erfassende Parametergröße des Lastkreises (106) und/oder des elektronischen Vorschaltgerätes (100), insbesondere der Lampenstrom, angelegt ist und der Ausgangsanschluß der Gleichrichterschaltung (104) mit der Steuereinheit (105) verbunden ist, um ein der gemessenen Wechselspannungs-Parametergröße entsprechendes Gleichspannungssignal an die Steuereinheit (105) abzugeben.
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EP0338109A1 (de) * 1988-04-20 1989-10-25 Zumtobel Aktiengesellschaft Vorschaltgerät für eine Entladungslampe

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