WO1995010891A1 - Recepteur pour communications par etalement du spectre - Google Patents

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WO1995010891A1
WO1995010891A1 PCT/JP1994/001701 JP9401701W WO9510891A1 WO 1995010891 A1 WO1995010891 A1 WO 1995010891A1 JP 9401701 W JP9401701 W JP 9401701W WO 9510891 A1 WO9510891 A1 WO 9510891A1
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signals
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Inventor
Tomohiro Dohi
Mamoru Sawahashi
Fumiyuki Adachi
Original Assignee
Ntt Mobile Communications Network Inc.
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
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    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
    • H04B1/7117—Selection, re-selection, allocation or re-allocation of paths to fingers, e.g. timing offset control of allocated fingers

Definitions

  • the present invention relates to a receiver of a code division multiple access (CDMA) communication method suitable for mobile communication, and more particularly, to a method for transmitting a frequency offset of a local signal with respect to a received wave to a baseband signal region.
  • CDMA code division multiple access
  • the present invention relates to a spread spectrum communication receiver for which correction is made in the following.
  • baseband signal refers to a signal having no carrier signal component. Specifically, on the transmitting side, the signal after primary modulation and the signal after spreading are used as baseband signals, and on the receiving side, the signal after quadrature detection and before despreading, and the signal after despreading. Is a baseband signal. Background technology
  • CDMA transmissions are classified into direct spreading (DS) and frequency hopping (FH).
  • DS direct spreading
  • FH frequency hopping
  • the FH method is rarely used at present. This is because in the FH scheme, a sheet Nporu is decomposed into units called chips, force is required to switch to the high speed carrier signals of different frequencies for each chip, the current technique ⁇ 1, the carrier frequency at high speed This is because it is difficult to realize a frequency synthesizer for switching.
  • the DS method is usually used. This is because, on the transmitting side, the primary modulation signal modulated by QPSK or the like is spread (second-order modulation) on a wideband signal by a spreading code, then transmitted on a carrier, and after the receiving side, after removing the carrier, The primary modulation signal is extracted by despreading the wideband signal using the same spreading code as the transmitting side.
  • Secondary demodulation is a method of obtaining the original signal by performing primary demodulation.
  • the current mobile communication base station equipment has a highly stable reference oscillator, and the national standard for digital car phones is less than 0.05 ppm in absolute accuracy.
  • a temperature-compensated crystal oscillator (TCXO) is usually used.
  • the frequency accuracy of this crystal oscillator is about 3 ppm in absolute accuracy in the 800 MHz band. Therefore, the frequency of the local signal of the mobile station deviates from the center frequency of the transmitted signal of the base station (that is, the received signal of the mobile station).
  • An AFC (Automatic Frequency Control) circuit is required to compensate for this frequency shift and perform stable reception. Furthermore, since the mobile station is generally moving with respect to the base station, the center frequency of the received signal changes by the Doppler frequency.
  • FIG. 1 shows a main part of a conventional CDMA receiver having an AFC circuit.
  • the intermediate frequency (IF) received signal applied to the input terminal 10 is divided into two by a hybrid coil 1 OA and supplied to a quadrature detector 11.
  • the quadrature detector 11 detects an IF reception signal based on a local signal from the voltage controlled oscillator (V C0) 12 and outputs an in-phase baseband signal I and a quadrature baseband signal Q.
  • These baseband signals are baseband signals spread by a spreading code.
  • the I baseband signal is supplied to an AZD converter 15 via an LPF (one-pass filter) 13 and converted into a digital signal.
  • the Q baseband signal is supplied to the AZD converter 16 via the LPF 14 and is converted into a digital signal.
  • a correlation detector 17 such as a matched filter or a sliding correlator, to detect a correlation with a spreading code and despread. That is, the correlation detector 17 functions as a despreading circuit and outputs a baseband signal corresponding to the primary modulation signal.
  • the output of the correlation detector 17 is a rake demodulator 18 Supplied to Rake demodulator 18 demodulates a baseband signal corresponding to the primary modulation signal and outputs an original signal.
  • the AFC circuit 20 is configured as follows.
  • the output of the censorship detector 17 is supplied to the delay detection circuit 21.
  • the signal detected by the delay detection is supplied to the phase error detection circuit 22.
  • the phase error detection circuit 22 calculates and outputs a phase error component t an — I (Q / I) from the amplitudes of the I and Q signals.
  • This is a signal representing a phase rotation component on the receiving side, that is, a phase error, based on the mapping point of the primary modulation signal on the transmitting side.
  • a phase error signal proportional to the frequency error between the received signal and the local signal is obtained.
  • This phase error signal is averaged by the loop filter 23, and is fed back to the VC 02 as a control pressure. In this way, V CO 12 is feedback-controlled with an error correction voltage corresponding to the phase error, and the error between the center frequency of the received signal and the frequency of the local signal is corrected.
  • an object of the present invention is to provide a spread spectrum communication receiver which is suitable for the IC scanner and can be reduced in cost.
  • the spectrum spread communication receiver comprises:
  • a despreading circuit that despreads the first baseband signal using a spreading code and outputs a second baseband signal corresponding to a primary modulation signal on the transmission side;
  • a correction circuit that corrects the second baseband signal with a correction signal, and suppresses an interference wave component in the third baseband signal output from the correction circuit.
  • an interference elimination circuit for extracting only the desired wave component
  • a remodulation circuit that modulates the desired wave component and generates a remodulation signal corresponding to the primary modulation signal on the transmission side;
  • the complex conjugate signal of the remodulated signal is multiplied by the baseband signal of ⁇ 2, and a frequency offset component representing an offset frequency corresponding to a deviation of the frequency of the local signal from the center frequency of the received signal is obtained.
  • a multiplying circuit for outputting a signal including
  • An averaging circuit that averages the output of the multiplication circuit to remove the noise component, and outputs the frequency offset component
  • a correction signal generation circuit that extracts the offset frequency from the frequency offset component and generates the correction signal
  • the correction signal generation circuit includes a fast Fourier transform circuit that performs a Fourier transform of the frequency offset component, a peak detection circuit that detects a peak of an output of the fast Fourier transform circuit, and an oscillation at a frequency corresponding to the peak. And a digital voltage controlled oscillator for generating the correction signal.
  • the interference cancellation circuit may include an adaptive RAKE circuit.
  • the spectrum spread communication receiver further comprises:
  • a storage circuit for storing a pattern of a known synchronization word
  • a detection circuit for detecting the start of reception of the synchronization word from the second baseband signal
  • the detection unit detects the synchronization word from the storage circuit.
  • the detection circuit detects the end of reception of the synchronization word, the detection circuit outputs the output of the interference removal device.
  • a selection circuit for selectively supplying the re-modulation circuit.
  • the offset between the center frequency of the received signal and the frequency of the local signal is provided. Can be corrected by digital signal processing in the baseband signal domain. Therefore, it is not necessary to use a high-precision and high-stability oscillator as a local signal oscillator for converting a received signal into a baseband signal. Therefore, the price of the mobile device can be reduced. ⁇ 1] 1 Description of drawing
  • FIG. 1 is a block diagram showing a main part of a conventional spread spectrum communication receiver.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a first embodiment of a spread spectrum communication receiver according to the present invention.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a second embodiment of the spread spectrum communication receiver according to the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a first embodiment of a spread spectrum communication receiver according to the present invention.
  • R is the amplitude of the baseband signal S1
  • ⁇ is the frequency offset between the received signal and the local signal
  • 0 ( ⁇ ) is the phase of the modulation component of the baseband signal S1
  • N (t) is the random thermal noise.
  • This signal S1 is corrected by the correction circuit 25 by multiplying it by a correction signal S2 described later.
  • the corrected signal S3 is supplied to an adaptive RAKE circuit 30 functioning as an interference canceller.
  • the adaptive RAKE circuit 30 includes a sampling circuit 31 for sampling the signal S3, a delay circuit 3 2B—32D for delaying its output by a predetermined time, an output of the sampling circuit 31 and a delay circuit 3 Multiplier 35 A — 35 D that multiplies each output of 2 B-32 D by tap coefficient a 1-a 4, output of sampling circuit 31, and output of delay circuit 3 2 B-32 D
  • a tap coefficient control circuit 36 that generates tap coefficients a 1 -a 4 based on the output and an output of an adder 39 described later, and an integrating circuit 3 that adds the outputs of the multipliers 35 A—35 D 7, the discrimination circuit 38 that discriminates the addition output S4 and outputs a discrimination output (desired wave component) S5, and the difference between the output S5 of the discrimination circuit 38 and the output S4 of the accumulation circuit 37.
  • the discrimination output (desired wave component) S5 is supplied to the inverse modulation circuit 40.
  • the inverse modulation circuit 40 has a re-modulation circuit 41 and a multiplication circuit 42.
  • the remodulation circuit 41 remodulates the identification output S5 by the same modulation as the primary modulation on the transmission side, and outputs a remodulation signal S6.
  • the multiplication circuit 42 multiplies the complex conjugate e-o of the remodulated signal S6 by the input baseband signal S1, and outputs a signal S7. This signal S7 is expressed as follows.
  • the inverse modulation circuit 40 separates the baseband signal S 1 into a frequency offset component and a thermal noise component.
  • the signal S7 output from the inverse modulation circuit 40 is averaged by the averaging circuit 50 to remove the thermal noise component N (t) ⁇ e ⁇ ⁇ ), and the frequency offset component R′e ' ⁇ ⁇ Only.
  • the averaging circuit 50 includes a multiplier 51, an adder 52, a delay circuit 53, and a multiplier 54.
  • the multiplier 51 multiplies the signal S 7 by a predetermined constant.
  • the adder 52 adds the outputs of the multipliers 51 and 54.
  • Delay circuit 53 delays the output of adder 52 by time ⁇ .
  • the multiplier 54 multiplies the output of the delay circuit 53 by a constant (1 ⁇ ).
  • the averaging circuit 50 averages the signal S7 and outputs a signal S8 including only the frequency offset component of the signal S7.
  • the signal S8 is supplied to the frequency analysis circuit 61.
  • the frequency analysis circuit 61 is an FFT circuit that performs a Fourier transform on the frequency offset component R ⁇ ezo ⁇ ′. That is, the frequency analysis circuit 61 outputs a signal S9 having a line spectrum at the angular frequency.
  • the signal S9 is supplied to a peak detection circuit 62.
  • the peak detection circuit 62 obtains an angular frequency ⁇ corresponding to the peak, and supplies a frequency control signal S 10 corresponding to this angular frequency to the digital VC 063.
  • the digital VC 063 outputs a correction signal S2 having an angular frequency of ⁇ and a phase opposite to that of the signal S1.
  • the correction signal S2 is supplied to the correction circuit 25, and is multiplied by the input baseband signal S1 to remove the frequency offset component of the signal S1.
  • Example 2
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a main part of a second embodiment of the spread spectrum communication receiver according to the present invention. The difference between the second embodiment and the first embodiment is as follows.
  • the synchronization detection circuit 70 detects a reception start point of a frame, that is, a reception start point of a synchronous word, and outputs a switching signal S11.
  • receiving the synchronization word Also detects the end of communication.
  • a selection circuit 82 that selects and outputs one of the identification output S5 and the synchronization word S12 is provided. This selection is controlled by a switching signal S 11 from the synchronization detection circuit 70.
  • sampling circuits 31 A to 31 D are used in place of the sampling circuits 3 ⁇ and the extension circuits 32 B to 32 D in FIG.
  • the sampling timings of the sampling circuits 31A to 31D are sequentially shifted as shown in FIG. Thereby, this circuit can also obtain the same result as the combination of the sampling circuit 31 and the delay circuits 32B to 32D in FIG.
  • This part may have the same configuration as that of FIG.
  • the selection circuit 82 supplies the synchronization word S 12 read out from the synchronization word storage circuit 81 to the remodulation circuit 41 while receiving the synchronization word, while the identification circuit 38 receives the information. Is supplied to the re-modulation circuit 41. In this way, a correct remodulated signal S6 can always be obtained while receiving a known synchronization word. Therefore, the frequency offset component can be removed with higher accuracy than in the first embodiment.

Description

明 細 # スぺク トル拡散通信受信機 技 術 分 野
この発明は、 移動通信に好適な符号分割多元接続 （CDMA： C o d e D i v i s i o n Mu l t i l e Ac c e s s) 通信方式の受信機に係り、 特に、 受信波に対する局部信号の周波数オフセッ トを、 ベースバン ド信号領域で 補正するようにしたスぺク トル拡散通信受信機に関する。
本明細書で言うベースバンド信号とは、 搬送波信号成分をもたない信号をさ す。 具体的には、 送信側においては、 1次変調後の信号と、 拡散後の信号をべ一 スバンド信号とし、 受信側においては、 直交検波後で逆拡散前の信号と、 逆拡散 後の信号をベースバンド信号とする。 背 景 技 術
近年、 CDMA方式の研究開発が盛んに行われている。 CDMA伝送は、 直 接拡散 （DS) 方式と、 周波数ホッピング （FH) 方式とに分類される。 FH方 式は、 現在のところ、 ほとんど使用されていない。 これは、 FH方式では、 1シ ンポルをチップと呼ばれる単位に分解して、 チップ毎に異なる周波数の搬送波信 号に高速に切り替える必要がある力、 現在の技^ 1では、 搬送波周波数を高速に切 り替えるための周波数シンセサイザの実現が困難なためである。
このため、 通常は、 DS方式が用いられる。 これは、 送信側では、 QPSK などによって変調した 1次変調信号を、 拡散符号によって広帯域信号に拡散 （2 次変調） した後、 搬送波に乗せて伝送し、 受信側では、 搬送波を除いた後、 送信 側と同一の拡散符号を用いて広帯域信号を逆拡散して 1次変調信号を取り出し (2次復調） 、 これを 1次復調してもとの信号を得る方式である。
CDMA方式を、 携帯電話等の移動通信システムに適用する際の問題につい て考察する。 現在の移動通信の基地局装置は、 高安定な基準発振器を有しており、 ディジタル自動車電話の国内規格は、 絶対精度で 0. 05 p pm以下である。 一 方、 移動局装置では、 恒温槽を有する高安定な基準発振器を用いることが困難な ため、 通常は、 温度補償型の水晶発振器 （TCXO) が用いられる。 この水晶発 振器の周波数精度は、 800MHz帯において、 絶対精度で 3 ppm程度である。 したがって、 移動局の局部信号の周波数が、 基地局の送信信号 （すなわち、 移 動局の受信信号） の中心周波数からずれてしまう。 この周波数のずれを補償し、 安定した受信動作を行うためには、 AFC (自動周波数制御） 回路が必要である。 さらに、 移動局は、 一般に、 基地局に対して移動しているため、 ドッブラ周波数 分だけ、 受信信号の中心周波数が変化する。
図 1は、 AFC回路を有する従来の CDMA受信機の要部を示す。 入力端子 10に加えられた中間周波 （IF) 受信信号は、 ハイブリツ ドコイル 1 OAで 2 分割され、 直交検波器 11に供給される。 直交検波器 11は、 電圧制御発振器 ( V C 0 ) 12からの局部信号によって、 I F受信信号を検波し、 同相ベースバ ンド信号 Iと、 直交ベースバン ド信号 Qとを出力する。 これらのベースバンド信 号は、 拡散符号によって拡散された状態のベースバンド信号である。 Iベースバ ン ド信号は、 LPF (口一パスフィルタ） 13を介して AZD変換器 15に供給 され、 ディジタル信号に変換ざれる。 同様に、 Qベースバンド信号は、 LPF1 4を介して AZD変換器 16に供給され、 ディジタル信号に変換される。
これらのディジタル信号は、 マッチドフィルタやスライディ ング相関器など の相関検出器 17で、 拡散符号との相関が検出され、 逆拡散される。 すなわち、 相関検出器 17は、 逆拡散回路として機能し、 1次変調信号に相当するベースバ ンド信号を出力する。 相関検出器 17の出力は、 レイク （RAKE) 復調器 18 に供給される。 レイク復調器 1 8は、 1次変調信号に相当するベースバンド信号 を復調して、 もとの信号を出力する。
A F C回路 2 0は、 次のように構成されている。 相閲検出器 1 7の出力は、 遅延検波回路 2 1に供給される。 遅延検波さ.れた信号は、 位相誤差検出回路 2 2 に供給される。 位相誤差検出回路 2 2は、 その I， Q信号の振幅から、 位相誤差 成分 t a n— I (Q/ I ) を求めて出力する。 これは、 送信側における 1次変調 信号のマツピング点を基準にしたときの、 受信側における位相回転成分、 すなわ ち、 位相誤差を表す信号である。 言い替えれば、 受信信号と局部信号との周波数 誤差に比例した位相誤差信号が得られる。 この位相誤差信号は、 ループフィルタ 2 3で平均化され、 V C 0 1 2に制御 圧として帰還される。 こうして、 V C O 1 2は、 位相誤差に応じた誤差補正電圧で帰還制御され、 受信信号の中心周波数 と局部信号の周波数との誤差が補正される。
この方式では、 高精度、 高安定な V C 0 1 2を用いるため、 移動機が高価と なるという問題があった。 発 明 の 開 示
そこで、 本発明の目的は、 I Cィヒに適し、 低価格化を図ることのできるスぺ ク トル拡散通信受信機を提供することを目的とする。
本発明によるスぺク トル拡散通信受信機は、
局部信号を用いて受信信号を検波し、 第 1のベースバンド信号に変換する検 波器と、
前記第 1のベースバンド信号を拡散符号を用いて逆拡散し、 送信側の 1次変 調信号に相当する第 2のベースバン ド信号を出力する逆拡散回路と、
前記第 2のベースバン ド信号を補正信号によって補正する補正回路と、 前記補正回路から出力された第 3のベースバンド信号中の干渉波成分を抑圧 し、 希望波成分のみを抽出する干渉除去回路と、
前記希望波成分を変調して、 前記送信側の 1次変調信号に相当する再変調信 号を発生する再変調回路と、
前記再変調信号の複素共役信号と前記笫 2のベースバンド信号とを乗じ、 前 記受信信号の中心周波数からの、 前記局部信号の周波数のずれに対応するォフセッ ト周波数を表す周波数オフセッ ト成分を含む信号を出力する乗算回路と、
前記乗算回路の出力を平均化して、 その雑音成分を除去し、 前記周波数オフ セッ ト成分を出力する平均化回路と、
前記周波数オフセッ ト成分から前記オフセッ ト周波数を抽出し、 前記補正信 号を発生する補正信号発生回路と
を具備することを特徴とする。
前記補正信号発生回路は、 前記周波数オフセッ ト成分をフーリエ変換する高速 フーリェ変換回路と、 前記高速フ一リェ変換回路の出力のピークを検出するピー ク検出回路と、 該ピークに対応する周波数で発振して前記補正信号を発生するディ ジ夕ル電圧制御発振器とを具備してもよい。
前記干渉除去回路は、 適応 R A K E回路を含んでもよい。
前記スぺク トル拡散通信受信機は、 さらに、
既知の同期語のパターンを格納する記憶回路と、
前記第 2のベースバンド信号から前記同期語の受信開始を検出する検出回路 と、
前記検出回路が前記同期語の受信開始を検出したときには、 前記記憶回路か らの前記同期語を、 前記検出回路が前記同期語の受信終了を検出したときには、 前記干渉除去装置の出力を、 前記再変調回路に選択的に供給する選択回路と を具備してもよい。
この発明によれば、 受信信号の中心周波数と、 局部信号の周波数とのオフセッ トを、 ベースバン ド信号領域におけるディジタル信号処理によって、 補正するこ とができる。 したがって、 受信信号をベースバン ド信号に変換するための、 局部 信号の発振器として、 従来ほど高精度、 高安定の発振器を使用する必要がない。 このため、 移動機の価格を低下させることができる。 図 面 の 简 1]1 な 説 明
図 1は、 従来のスぺク トル拡散通信受信機の要部を示すブロック図である。 図 2は、 本発明によるスぺク トル拡散通信受信機の第 1実施例を示すブロッ ク図である。
図 3は、 本発明によるスぺク トル拡散通信受信機の第 2実施例を示すブロッ ク図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 図面を参照して、 本発明の実施例を説明する。 なお、 図 2及び 3にお いて、 線上に書き込まれた 印は、 2線であることを示している。 したがって、 これらの線上の信号は、 複素数として扱うことができる。 実施例 1
図 2は、 本発明によるスぺク トル拡散通信受信機の第 1実施例を示すブロッ ク図である。
図 2において、 相閲検出器 （逆拡散回路） 1 7から出力された、 1次変調信 号に相当するベースバンド信号、 すなわち、 逆拡散後のベースバンド信号 S 1は、 は、 S I ( t ) = R - e J'A co c · e ^(/ ) + N ( t ) と表すことができる。 ここで、 Rはベースバン ド信号 S 1の振幅、 Δ ωは受信信号と局部信号の周波数オフセッ ト、 0(ί)はベースバン ド信号 S 1の変調成分の位相、 N ( t ) はランダム熱雑音 成分である。 この信号 S 1は、 補正回路 2 5において、 後述する補正信号 S 2と 乗算され補正される。 補正された信号 S 3は、 干渉除去装置として機能する適応 RAKE回路 3 0に供給される。
適応 RAKE回路 3 0は、 信号 S 3をサンプリングするサンプリング回路 3 1 と、 その出力を所定時間ずつ遅延する遝延回路 3 2 B— 3 2 Dと、 サンプリン グ回路 3 1の出力および遅延回路 3 2 B - 3 2 Dの各出力に、 タップ係数 a 1 - a 4をそれぞれ乗じる乗算器 3 5 A— 3 5 Dと、 サンプリング回路 3 1の出力、 遅延回路 3 2 B-3 2 Dの各出力、 および後述する加算器 3 9の出力に基づいて、 タップ係数 a 1 - a 4を発生するタップ係数制御回路 3 6と、 乗算器 3 5 A— 3 5 Dの出力を加算する積算回路 3 7と、 加算出力 S 4を識別し、 識別出力 （希望 波成分） S 5を出力する識別回路 3 8と、 識別回路 3 8の出力 S 5と積算回路 3 7の出力 S 4との差を出力する加算器 3 9'とを備えている。
識別出力 （希望波成分） S 5は、 逆変調回路 4 0に供給される。 逆変調回路 4 0は、 再変調回路 4 1 と乗算回路 4 2 とを有している。 再変調回路 4 1は、 送 信側における 1次変調と同様の変調によって、 識別出力 S 5を再変調し、 再変調 信号 S 6を出力する。 この再変調信号 S 6は、 S 6 =e ^ひ〉と表すことができる。 乗算回路 4 2は、 再変調信号 S 6の複素共役 e - oと、 入力べ—スバンド信号 S 1 とを乗算し、 信号 S 7を出力する。 この信号 S 7は、 次のように表される。
S 7 = (R . eゾ Δωί ゾ0ひ） + N ( t ) ) , e— ^ (り
= R · e JAco 1 . + N ( f 、 - e一 ') ここで、 0(t)-(¾r)であるから、
S 7 = R · cJ'Aw t + N ( t ) · e-ゾ' '）
となる。 この式の右辺第 1項は、 周波数オフセッ ト成分を表し、 第 2項は、 熱雑 音成分を表している。 言い替えれば、 逆変調回路 4 0は、 ベースバンド信号 S 1 を、 周波数オフセッ ト成分と、 熱雑音成分とに分離する。 逆変調回路 4 0から出力された信号 S 7は、 平均化回路 5 0で平均化され、 熱雑音成分 N ( t ) · e - ひ)が除去され、 周波数オフセッ ト成分 R ' eゾ Δω ίのみ となる。 平均化回路 5 0は、 乘算器 5 1 と、 加算器 5 2と、 遅延回路 5 3と、 乗 算器 5 4とを有している。 乘算器 5 1は、 あらかじめ定めた定数ひを、 信号 S 7 に乗算する。 加算器 5 2は、 乘算器 5 1および 5 4の出力を加算する。 遅延回路 5 3は、 加算器 5 2の出力を時間 Τだけ遅延させる。 乗算器 5 4は、 遅延回路 5 3の出力に定数 ( 1 - α ) を乗ずる。 こうして、 平均化回路 5 0は、 信号 S 7を 平均化し、 信号 S 7の周波数オフセッ ト成分のみを含む信号 S 8を出力する。
信号 S 8は、 周波数分析回路 6 1に供給される。 周波数分析回路 6 1は、 周 波数オフセッ ト成分 R · eゾ Δω 'をフーリェ変換する F F T回路である。 すなわち、 周波数分析回路 6 1は、 角周波数 に線スぺク トルが立った信号 S 9を出力す る。 信号 S 9は、 ピーク検出回路 6 2に供給される。 ピーク検出回路 6 2は、 ピ ークに対応する角周波数 Δ ωを求め、 この角周波数に対応する周波数制御信号 S 1 0を、 ディジタル V C 0 6 3に供給する。 これによつて、 ディジタル V C 0 6 3は、 角周波数が Δ で、 位相が信号 S 1の位相と逆位相の、 補正信号 S 2を出 力する。 この補正信号 S 2は、 補正回路 2 5に供給され、 入力ベースバンド信号 S 1 と乗算され、 信号 S 1の周波数オフセッ ト成分が除去される。 実施例 2
図 3は、 この発明によるスぺク トル拡散通信受信機の第 2実施例の要部の構 成を示すブロック図である。 この第 2実施例が第 1実施例と異なる点は、 次の通 りである。
( 1 ) フレーム同期をとるための同期検出回路 7 0を、 相関検出器 1 7の出 力側に挿入した点。 同期検出回路 7 0は、 フレームの受信開始点、 すなわち、 同 期語の受信開始点を検出し、 切り替え信号 S 1 1を出力する。 また、 同期語の受 信終了をも検出する。
( 2 ) 同期をとるために送られてくる、 既知の同期語を格納する同期語記憶 回路 8 1を設けた点。 同期語は、 一般に、 情報伝送に先だってフレームの最初の 部分で送られてくるもので、 これによつて、 フレーム同期をとる。
( 3 ) 識別出力 S 5と同期語 S 1 2の一方を選択して出力する選択回路 8 2 を設けた点。 この選択は、 同期検出回路 7 0からの切り替え信号 S 1 1によって 制御される。
( 4 ) 図 2のサンプリング回路 3 Ί と遝延回路 3 2 B〜3 2 Dに代えて、 4 つのサンプリング回路 3 1 A〜3 1 Dを用いている点。 サンプリング回路 3 1 A 〜 3 1 Dのサンプリ ングタイ ミ ングは、 図 3に示すように、 順次ずらされている。 これによつて、 この回路も、 図 2のサンプリング回路 3 1 と遅延回路 3 2 B〜3 2 Dの組合せと、 同様の結果を得ることができる。 なお、 この部分は、 図 2と同 様の構成にしてもよい。
選択回路 8 2は、 同期語を受信中は、 同期語記憶回路 8 1から読み出した同 期語 S 1 2を、 再変調回路 4 1に供給する一方、 情報を受信中は、 識別回路 3 8 の出力 S 5を、 再変調回路 4 1に供給する。 このようにして、 既知の同期語を受 信中は、 常に正しい再変調信号 S 6を得ることができる。 したがって、 第 1実施 例よりも高い精度で、 周波数ォフセッ ト成分を除去することができる。

Claims

請求の範囲
1、 局部信号を用いて受信信号を検波し、 第 1のベースバンド信号に変換す る検波器と、
前記第 1のベースバンド信号を拡散符号を用いて逆拡散し、 送信側の 1次変 調信号に相当する第 2のべ一スパンド信号を出力する逆拡散回路と、
前記第 2のベースバンド信号を補正信号によって補正する補正回路と、 前記補正回路から出力された第 3のベースバンド信号中の干渉波成分を抑圧 し、 希望波成分のみを抽出する干渉除去回路と、
前記希望波成分を変調して、 前記送信側の 1次変調信号に相当する再変調信 号を発生する再変調回路と、
前記再変調信号の複素共役信号と前記第 2のベースバンド信号とを乗じ、 前 記受信信号の中心周波数からの、 前記局部信号の周波数のずれに対応するォフセッ ト周波数を表す周波数オフセッ ト成分を含む信号を出力する乗算回路と、
前記乗算回路の出力を平均化して、 その雑音成分を除まし、 前記周波数オフ セッ ト成分を出力する平均化回路と、
前記周波数オフセッ ト成分から前記オフセッ ト周波数を抽出し、 前記補正信 号を発生する補正信号発生回路と
を具備することを特徴とするスぺク トル拡散通信受信機。
2、 前記補正信号発生回路は、 前記周波数オフセッ ト成分をフーリエ変換す る高速フ一リェ変換回路と、 前記高速フ一リェ変換回路の出力のピークを検出す るピーク検出回路と、 該ピークに対応する周波数で発振して前記補正信号を発生 するディジタル電圧制御発振器とを具備することを特徴とする請求の範囲第 1項 に記載のスぺク トル拡散通信受信機。
3、 前記干渉除去回路は、 適応 R A K E回路を含むことを特徴とする請求の 範囲第 2項に記載のスぺク トル拡散通信受信機。
4、 前記スペク トル拡散通信受信機は、 さらに、
既知の同期語のパターンを格納する記憶回路と、
前記第 2のベースバンド信号から前記同期語の受信開始を検出する検出回路 と、
前記検出回路が前記同期語の受信開始を検出したときには、 前記記憶回路か らの前記同期語を、 前記検出回路が前記冋期語の受信終了を検出したときには、 前記干渉除去装置の出力を、 前記再変調回路に選択的に供-給する選択回路と を具備することを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のスぺク トル拡散通信受
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