JPH04258045A - スペクトラム拡散信号復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はスペクトラム拡散信号の
復調装置に関し、殊にドップラ効果、又は送信側発振器
の周波数変動等により受信信号の搬送波周波数が変動し
た場合、或いは受信側の局部発振周波数が変動した場合
であっても、正確に復調すべき情報データを得ることが
可能なスペクトラム拡散信号復調装置に関する。

【０００２】

【従来技術】スペクトラム拡散通信方式は比較的広い周
波数帯域に伝送すべき情報信号を拡散して伝送するため
単位周波数当たりの伝送電力が小さく、他の通信に対し
て妨害を与えることが殆どないのみならず外部雑音の影
響を受けにくい点及び秘匿性に優れる点等に多くの特徴
がある。無線通信路を介してスペクトラム拡散通信を行
う方法としては図４に示すものが一般的である。即ち、
この通信方法は送信側Ｔでは発振器１で周波数ｆ０　の
搬送波を生成すると共に、乗算器２を使用して伝送すべ
き情報データＤを前記搬送波で変調し、乗算器３を使用
してその変調信号を所要ビット長の疑似雑音（以下、Ｐ
Ｎ系列と称する）で乗積変調することによって前記情報
データＤをスペクトラム拡散した後、無線通信路を介し
て受信側Ｒに送出する。

【０００３】一方、受信側Ｒでは局部発振器４で周波数
ｆＬ　のローカル信号を発生せしめると共に、ＰＮ系列
発生器５で送信側Ｔに於いて使用したものと同一のＰＮ
系列を発生せしめ、送信側Ｔから送致されたスペクトラ
ム拡散信号と前記ローカル信号とをミキサ６で周波数混
合することによって前記スペクトラム拡散信号を周波数
ｆ０　−ｆＬ　（以下、中間周波数ｆＩ　と称する）の
中間周波信号に変換した後、データ復調部７及び遅延ロ
ックループ回路（以下、ＤＬＬと称する）８各々に出力
する。データ復調部７は乗算器９を使用して前記ＰＮ系
列で中間周波信号を逆拡散すると共に、その逆拡散せし
めた信号から前記情報データＤの伝送速度に基づく帯域
幅で、その中心周波数がｆＩ　の信号成分をバンドパス
フィルタ１０で抽出した後、その抽出信号を検波器１１
で包絡線検波し、周波数ｆＩ　のキャリア成分を除去す
ることによって元の情報データＤを復調する。又、受信
側Ｒはレベル検出器１２を使用して前記情報データの振
幅の絶対値を求め、この絶対値信号を情報データのデー
タ周期毎に積分してそのレベルが所定値を越えたか否か
を判断すると共に、そのレベルが所定値を越えるまでＰ
Ｎ系列発生器５が発生するＰＮ系列の位相を１ビットシ
フトして送信側Ｔ及び受信側Ｒ各々に於いて使用するＰ
Ｎ系列を互いに同期せしめる。

【０００４】更に、この方法で送信側ＴのＰＮ系列と受
信側ＲのＰＮ系列との同期をとった後、ＤＬＬ８は乗算
器１３を使用して前記ＰＮ系列発生器５がデータ復調部
７に供給するＰＮ系列よりも１ビット位相が遅れたＰＮ
系列で前記中間周波信号を逆拡散すると共に、その逆拡
散せしめた信号から前記情報データＤの伝送速度に基づ
く帯域幅で、その中心周波数がｆＩ　の信号成分をバン
ドパスフィルタ１４で抽出した後、その抽出信号を検波
器１５で包絡線検波した復調信号を引算器１６の一方端
に供給する。又、乗算器１７を使用して前記ＰＮ系列発
生器５がデータ復調部７に供給するＰＮ系列よりも１ビ
ット位相が進んだＰＮ系列で前記中間周波信号を逆拡散
すると共に、その逆拡散せしめた信号から前記情報デー
タＤの伝送速度に基づく帯域幅で、その中心周波数がｆ
Ｉ　の信号成分をバンドパスフィルタ１８で抽出した後
、その抽出信号を検波器１９で包絡線検波した復調信号
を前記引算器１６の他方端に供給し、前記検波器１５の
出力信号から検波器１９の出力信号を引いた信号を図示
を省略したＰＮ系列発生器５のシフトクロック発生器に
供給することによってそのクロック周波数を前記引算器
１６の出力信号の極性に応じて可変して送信側ＴのＰＮ
系列と受信側ＲのＰＮ系列との同期状態を保持するよう
に制御する。

【０００５】しかし、上述のような復調方法では送信側
、又は受信側或いは両方が高速で移動する場合ドップラ
効果により受信信号の周波数が変動するため、前記デー
タ復調部では受信信号をＰＮ系列で逆拡散した信号の周
波数がバンドパスフィルタの通過帯域を外れて結果的に
元の情報データを復調することができず、又前記ＤＬＬ
では正常に送信側と受信側との同期がとれているのにも
拘らずＰＮ系列発生器のシフトクロック周波数を誤って
制御してしまうと云う問題があった。又、同様の問題は
送信側に於いて生成する搬送波、又は受信側に於いて生
成するローカル信号の周波数に変動がある場合にも発生
し、特に情報データの伝送速度が遅く、且つ搬送波の周
波数が極めて高い場合に顕著であった。更に、この問題
を解決する方法としてドップラ効果等による搬送波の周
波数変動を加味して前記バンドパスフィルタの通過帯域
幅を広くすることが考えられるが、その分Ｓ／Ｎが悪化
するため実用的ではない。

【０００６】従来、この問題を解決する方法としては図
５に示すように、送信側Ｔでは情報データを送信するた
めの搬送波とは別に連続波ＣＷを送信する。一方、受信
側Ｒではこの連続波ＣＷの受信周波数を観測するための
ドップラ検出器２０を設け、その観測周波数と規定周波
数との差に基づいて局部発振器４が発生せしめるローカ
ル信号の周波数を補正してＰＮ系列で逆拡散した信号の
周波数が常にバンドパスフィルタ１０の中心周波数ｆＩ
　になるようにしていた。しかしながら、上述のスペク
トラム拡散信号通信方式では情報データを通信するため
の送信機及び受信機以外にドップラ効果等の影響を測定
するための送信機及び受信機が必要なため装置が非常に
複雑高価となるばかりでなく、周波数利用効率が悪化す
ると云う欠点があった。

【０００７】

【発明の目的】本発明は上述した如きドップラ効果、又
は送信側の搬送周波数の変動等を伴う場合のスペクトラ
ム拡散通信方式の問題点を解決するためになされたもの
であって、装置の大型化を伴わずしかも周波数の利用効
率を疎外することなく元の情報データを得ることが可能
なスペクトラム拡散信号の復調装置を提供することを目
的とする。

【０００８】

【発明の概要】上述の目的を達成するため、本発明に於
いては以下の如き手段を講ずる。例えば、搬送波に重畳
したスペクトラム拡散信号を送信側と同じＰＮ系列で逆
拡散することによって復調する装置に於いて、前記逆拡
散する手段の後段にディジタルフィルタを設け、前記逆
拡散した信号の最大レベルのスペクトル成分の周波数値
に基づいて前記ディジタルフィルタの中心周波数を可変
する手段を設ける。

【０００９】

【発明の実施例】以下、図示した実施例に基づいて本発
明を詳細に説明する。図１は本発明の一実施例を示すス
ペクトラム拡散信号の復調装置を示す構成図である。こ
こでは動作の理解を容易にするために送信側を含めて説
明する。同図に於いてＴは送信側であって、周波数１．
５７５［ＧＨｚ］の搬送波を発生せしめる発振器１と、
ビットレート１．０２３［ＭＨｚ］の１０段Ｍ系列符号
を発生せしめるＰＮ系列発生器２１とを具えると共に、
乗算器２を使用してビットレートが５０［ｂｉｔ／ｓ］
の伝送すべき情報データＤで前記搬送波を変調し、乗算
器３を使用してその変調信号を前記Ｍ系列符号で乗積変
調することによって前記データＤをスペクトラム拡散し
た後、無線通信路を介して復調装置Ｗに送出するように
構成する。

【００１０】一方、Ｗは本発明に係る復調装置であって
、周波数１．５１２［ＧＨｚ］の第１ローカル信号を発
生せしめる局部発振器２２、送信側Ｔと同一のＭ系列符
号を発生せしめるＰＮ系列発生器２３及び周波数６３［
ＭＨｚ］の第２ローカル信号を発生せしめる局部発振器
２４を具えると共に、送信側Ｔから送致された搬送周波
数１．５７５［ＧＨｚ］のスペクトラム拡散信号を低雑
音増幅器２５及びイメージ除去用フィルタ２６を介して
抽出した信号と、前記第１ローカル信号とをミキサ２７
で周波数混合した後、中心周波数が６３［ＭＨｚ］で通
過帯域幅が１０［ＭＨｚ］のバンドパスフィルタ２８を
使用して前記スペクトラム拡散信号を周波数が６３［Ｍ
Ｈｚ］の第１中間周波信号に変換し、その信号を増幅器
２９を介してデータ復調部３０及びＤＬＬ３１に夫々供
給するように接続する。データ復調部３０は乗算器３２
を使用して前記第１中間周波信号を前記Ｍ系列符号で逆
拡散すると共に、該逆拡散信号を中心周波数６３［ＭＨ
ｚ］で通過帯域幅が２［ＭＨｚ］のバンドパスフィルタ
３３及び増幅器３４を介して生成した信号と、前記第２
ローカル信号とをミキサ３５で周波数混合して前記逆拡
散信号をベースバンド信号に変換した後、サンプリング
定理に基づいてエイリアジングを除去するためのローパ
スフィルタ３６、前記ベースバンド信号をディジタル信
号に変換せしめるＡ／Ｄ変換器３７、通過帯域幅が１０
０［Ｈｚ］でその中心周波数を変えることが可能なディ
ジタルフィルタ３８及び検波器３９を介して元の情報デ
ータを復調するように構成する。

【００１１】ＤＬＬ３１は周波数６３［ＭＨｚ］の第３
ローカル信号を発生せしめる局部発振器４０を具えると
共に、乗算器４１を使用して前記ＰＮ系列発生器２３が
データ復調部３０に供給するＰＮ系列よりも１ビット位
相が遅れたＰＮ系列で前記第１中間周波信号を逆拡散し
、その逆拡散信号を中心周波数が６３［ＭＨｚ］で通過
帯域幅が２［ＭＨｚ］のバンドパスフィルタ４２及び増
幅器４３を介して生成した信号と、前記第３ローカル信
号とをミキサ４４で周波数混合して前記逆拡散信号をベ
ースバンド信号に変換し、そのベースバンド信号をサン
プリング定理に基づいてエイリアジングを除去するため
のローパスフィルタ４５、Ａ／Ｄ変換器４６及び通過帯
域幅が１００［Ｈｚ］でその中心周波数を前記変えるこ
とが可能なディジタルフィルタ４７を介して検波器４８
に供給した後、その出力信号を引算器４９の一方端に供
給する。又、乗算器５０を使用して前記ＰＮ系列発生器
２３がデータ復調部３０に供給するＰＮ系列よりも１ビ
ット位相が進んだＰＮ系列で前記第１中間周波信号を逆
拡散し、その逆拡散信号を中心周波数が６３［ＭＨｚ］
で通過帯域幅が２［ＭＨｚ］のバンドパスフィルタ５１
及び増幅器５２を介して生成した信号と、前記第３ロー
カル信号とをミキサ５３で周波数混合して前記逆拡散信
号をベースバンド信号に変換し、そのベースバンド信号
をエイリアジング除去用のローパスフィルタ５４、Ａ／
Ｄ変換器５５及び通過帯域幅が１００［Ｈｚ］でその中
心周波数を変えることが可能なディジタルフィルタ５６
を介して検波器５７に供給した後、その出力信号を前記
引算器４９の他方端に供給して前記検波器４８の出力信
号から検波器５７の出力信号を引いた信号をタイミング
発生回路５８の入力端子に供給することによって該タイ
ミング発生回路５８が前記ＰＮ系列発生器２３のシフト
クロック周波数を制御するように構成する。

【００１２】又、復調装置Ｗは前記Ａ／Ｄ変換器３７の
出力信号を同期捕捉部５９に供給して、該同期捕捉部５
９から制御信号を補正回路６０を介して前記ディジタル
フィルタ３８、４７及び５６のデータ入力端子に、又同
期捕捉部５９から検出信号を前記タイミング発生回路５
８を介してＰＮ系列発生器２３の入力端子に夫々供給す
るように接続する。更に、タイミング発生回路５８から
所定のサンプリング信号をＡ／Ｄ変換器３７、４６及び
５５の入力端子に夫々供給するように接続する。同期捕
捉部５９は前記Ａ／Ｄ変換器３７の出力信号をＦａｓｔ
　　Ｆｏｕｒｉｅｒ　　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ（以下、Ｆ
ＦＴと称する）６１を介して判定部６２に供給すること
によって前記制御信号及び検出信号を出力するように構
成する。

【００１３】このように構成する復調装置Ｗは以下のよ
うに動作する。即ち、復調装置Ｗは前記情報データＤの
ビットレートが５０［ｂｉｔ／ｓ］であるから、１／５
０［ｓ］の周期毎にＦＦＴ６１がドップラ効果等の影響
によって生じる前記ベースバンド信号の周波数偏移△ｆ
ｄ　［Ｈｚ］を許容しうる周波数帯域Ｂｘ　［Ｈｚ］に
於いて前記Ａ／Ｄ変換器３７の出力信号から前記ベース
バンド信号の周波数スペクトルを求め、その周波数スペ
クトルのレベルの最大値が所定値を越えたか否かを判定
部６２で検出すると共に、そのレベルが所定値を越える
まで検出信号をタイミング発生回路５８に出力すること
によってＰＮ系列発生器２３が発生するＰＮ系列の位相
を１ビットシフトせしめ、送信側ＴのＰＮ系列とＰＮ系
列発生器２３のＰＮ系列とを互いに同期せしめる。又、
判定部６２は前記所定値を越えたスペクトルの周波数値
を制御信号として補正回路６０に供給し、ディジタルフ
ィルタ３８、４７及び５６の中心周波数を前記所定値を
越えたスペクトルの周波数にするのに必要なパラメータ
を前記補正回路４０から出力せしめる。尚、前記ベース
バンド信号の周波数偏移△ｆｄ　を許容しうる周波数帯
域Ｂｘ　は正常に送信側Ｔから送致されたスペクトラム
拡散信号を復調装置Ｗが逆拡散した際の該逆拡散信号の
周波数に対応する前記ベースバンドの周波数をｆｂ　［
Ｈｚ］、送信側と受信側との間の最大相対速度をυｍａ
ｘ　［ｍ／ｓ］、光の速度をｃ［ｍ／ｓ］とすれば次式
から求めることができる。

【００１４】Ｂｘ　≧２・υｍａｘ　・ｆｂ　／ｃ［Ｈ
ｚ］

【００１５】従って、この復調装置Ｗによればドッ
プラ効果等の影響を受けて受信周波数が変動しても前記
ベースバンド信号の周波数が前記周波数帯域Ｂｘ　［Ｈ
ｚ］内に於いて変動するのであれば、常にベースバンド
信号に変換した逆拡散信号の最大値を検出することがで
きるから、送信側と受信側とのＰＮ系列を互いに同期せ
しめることができ、又ディジタルフィルタ３８の通過帯
域を広げることなくその中心周波数を前記ベースバンド
信号に変換した逆拡散信号の周波数に可変するから、Ｓ
／Ｎを劣化せしめることなく元の情報データを復調する
ことができる。更に、ディジタルフィルタ４７及び５６
の通過帯域を広げることなくその中心周波数を前記ベー
スバンド信号に変換した逆拡散信号の周波数に可変する
から、Ｓ／Ｎを劣化せしめることなく送信側のＰＮ系列
と受信側のＰＮ系列との同期状態を正常に保持すること
ができる。

【００１６】又、図２は本発明の変形実施例であって、
周波数６３［ＭＨｚ］の第４ローカル信号を発生せしめ
る局部発振器６３、ミキサ６４、６５、移相器６６、エ
イリアジング除去用のローパスフィルタ６７、６８、Ａ
／Ｄ変換器６９、７０を前記図１に示した同期捕捉部５
９に設けて、第４ローカル信号と前記増幅器３４の出力
信号とをミキサ６４で周波数混合して該増幅器３４の出
力信号を、即ち逆拡散信号をベースバンド信号に変換し
た後、ローパスフィルタ６７及びＡ／Ｄ変換器６９を介
して生成したディジタル信号をＦＦＴ６１の一方の入力
端に供給すると共に、前記移相器６６を使用して第４ロ
ーカル信号の位相をπ／２［ｒａｄ］遅延せしめた信号
と前記逆拡散信号とをミキサ６５で周波数混合して該逆
拡散信号をベースバンド信号に変換した後、ローパスフ
ィルタ６８及びＡ／Ｄ変換器７０を介して生成したディ
ジタル信号を前記ＦＦＴ６１の他方の入力端に供給する
ことによって前記制御信号及び検出信号を出力するよう
に構成する。この復調装置Ｗによれば増幅器３４の出力
信号、即ち前記第１中間周波信号を逆拡散せしめた信号
の実数項成分と虚数項成分とを夫々求めて各々をディジ
タル信号に変換した後、その絶対値を求めて周波数スペ
クトルを求めるから、例えば前記図１に示した実施例に
於いて局部発振器２４の第２ローカル信号と逆拡散信号
との位相がπ［ｒａｄ］異なることによって本来ミキサ
３５が出力すべきベースバンド信号のレベルを零にする
ことなく、即ち図２に示した実施例に於いては第４ロー
カル信号と逆拡散信号との位相差に拘らず前記周波数ス
ペクトル成分のレベルを一定にすることができ、判定部
６１の判断を正確にすることができる。

【００１７】尚、上述の実施例に於いてはＦＦＴを使用
して逆拡散信号のスペクトル成分を求めた後、判定部を
使用してその最大レベルが所定値を越えたか否かを検出
して検出信号をタイミング発生回路に供給し、又前記逆
拡散信号の最大レベルの周波数値を求めて制御信号を補
正回路に供給したが、本発明はこれに限る必要はない。 例えば、前記図１の実施例に示した同期捕捉部５９は図
３に示すように通過帯域幅が１００［Ｈｚ］で中心周波
数が４５０、４５０．１、４５０．２、…、４５９．９
、４６０［ＫＨｚ］のバンドパスフィルタＦ１　乃至Ｆ
１０１　及び周波数６２．５４５［ＭＨｚ］の第５ロー
カル信号を発生せしめる局部発振器７１を設けて、第５
ローカル信号と前記増幅器３４の出力信号とをミキサ７
２で周波数混合した後、中心周波数が４５５［ＫＨｚ］
で通過帯域幅が１００［Ｈｚ］のバンドパスフィルタ７
３を使用して前記増幅器３４の出力信号を、即ち逆拡散
信号を周波数が４５５［ＫＨｚ］の第５中間周波信号に
変換し、その信号を増幅器７４を介してバンドパスフィ
ルタＦ１　乃至Ｆ１０１　各々に供給すると共に、各フ
ィルタの出力信号を判定部６２に供給するように接続し
ても良い。

【００１８】この復調装置Ｗは同期捕捉部５９がバンド
パスフィルタＦ１乃至Ｆ１０１　各々を使用して周波数
が４５０、４５０．１、４５０．２、…、４５９．９、
４６０［ＫＨｚ］の信号を前記第５中間周波信号から抽
出し、前記情報データのビット周期毎に各周波数の信号
レベルの最大値を求め、その最大値が所定値を越えたか
否かを判定部６２で検出すると共に、前記レベルが所定
値を越えるまで検出信号を出力してＰＮ系列発生器２３
が発生するＰＮ系列の位相を１ビットシフトせしめて送
信側ＴとＰＮ系列発生器２３とのＰＮ系列の位相を互い
に同期せしめる。又、判定部６２は前記所定値を越えた
信号を出力したバンドパスフィルタを判定すると共に、
そのフィルタの中心周波数の値を制御信号として補正回
路６０に供給し、該補正回路６０から前記制御信号の周
波数値に応じた所定のパラメータをディジタルフィルタ
３８、４７及び５６に供給することによって各フィルタ
の中心周波数をその周波数値に対応するベースバンドの
周波数値に変える。従って、この復調装置Ｗによればス
ペクトラム拡散信号がドップラ効果等の影響を受けて受
信周波数が変動して前記ベースバンド信号の周波数がデ
ィジタルフィルタ３８の通過帯域を外れても前記第５中
間周波信号の周波数偏移量が±５［ＫＨｚ］であればバ
ンドパスフィルタＦ１　乃至Ｆ１０１　の何れかの出力
端から第５中間周波信号に変換した逆拡散信号の最大値
を検出することができるから、常に送信側と受信側との
ＰＮ系列を互いに同期せしめることができ、又ディジタ
ルフィルタ３８の通過帯域を広げることなくその中心周
波数を前記ベースバンド信号に変換した逆拡散信号の周
波数に可変するから、Ｓ／Ｎを劣化せしめることなく元
の情報データを復調することができる。更に、ディジタ
ルフィルタ４７及び５６の通過帯域を広げることなくそ
の中心周波数を前記ベースバンド信号に変換した逆拡散
信号の周波数に可変するから、Ｓ／Ｎを劣化せしめるこ
となく送信側のＰＮ系列と受信側のＰＮ系列との同期状
態を正常に保持することができる。

【００１９】又、上述の実施例に於いては通過帯域幅が
１００［Ｈｚ］で中心周波数が４５０、４５０．１、４
５０．２、…、４５９．９、４６０［ＫＨｚ］のバンド
パスフィルタを同期捕捉部に設けたが、各バンドパスフ
ィルタの通過帯域幅、中心周波数及び同期捕捉部に設け
るバンドパスフィルタの数はこれに限る必要はない。即
ち、同期捕捉部に供給する信号の中心周波数をｆｘ　［
Ｈｚ］、ドップラ効果等の影響によって生じる該信号の
最大周波数偏移をｆｄ　［Ｈｚ］、伝送すべき情報デー
タのビットレートをｆｒ　［ｂｐｓ］とした場合、同期
捕捉部に設けるバンドパスフィルタ各々の通過帯域幅Ｂ
［Ｈｚ］は式Ｂ≧２ｆｒ　［Ｈｚ］から求めれば良く、
又ステップ周波数ｆｓ　［Ｈｚ］を式０＜ｆｓ　≦Ｂか
ら求めれば、前記バンドパスフィルタの中心周波数は夫
々ｆｘ　−ｆｄ　、ｆｘ−ｆｄ　＋ｆｓ　、ｆｘ　−ｆ
ｄ　＋２ｆｓ　、ｆｘ　−ｆｄ　＋３ｆｓ　、…、ｆｘ
　＋ｆｄ　−２ｆｓ　、ｆｘ　＋ｆｄ−ｆｓ　、ｆｘ　
＋ｆｄ　［Ｈｚ］とすれば、ドップラ効果等の影響を受
けて該同期捕捉部に供給せしめる信号の中心周波数が変
動しても同期捕捉部は常に前記検出信号及び制御信号を
出力することができる。

【００２０】

【発明の効果】本発明は以上説明したようにスペクトラ
ム拡散信号を逆拡散する手段の後段にディジタルフィル
タを設け、前記逆拡散信号のスペクトル成分を求めてそ
のスペクトル成分の最大値が所定値を越えることを検出
して送受信間のＰＮ系列の同期をとると共に、該所定値
を越えたスペクトル成分の周波数値に基づいて、或いは
互いに中心周波数が異なると共に通過帯域幅が等しい複
数のバンドパスフィルタで逆拡散信号から所定の周波数
の信号を抽出し、前記各バンドパスフィルタの出力信号
レベルの最大値が所定値を越えることを検出して送受信
間のＰＮ系列の同期をとると共に、前記所定値を越えた
信号を出力したバンドパスフィルタの中心周波数の値に
基づいて前記ディジタルフィルタの中心周波数を所定の
周波数に変更するようにしたので、ドップラ効果等の影
響を受けて受信周波数が変動しても、または局部発振器
の発振周波数が変動してもＳ／Ｎを悪化させることなく
復調すべき情報データを得ることが可能なスペクトラム
拡散信号の復調装置を提供する上で著効を奏する。

【００２２】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す構成図である。

【図２】本発明の変形実施例を示す構成図である。

【図３】本発明の変形実施例を示す構成図である。

【図４】従来のスペクトラム拡散通信方式を説明する図
である。

【図５】従来の他のスペクトラム拡散通信方式を説明す
る図である。

【符号の説明】

Ｗ　　復調装置 ２２及び２４　　局部発振器 ２３　　ＰＮ系列発生器 ２５及び２９　　増幅器 ２６及び２８　　フィルタ ２７　　ミキサ ３０　　データ復調部 ３１　　ＤＬＬ ５８　　タイミング発生回路 ５９　　同期捕捉部 ６０　　補正回路

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　搬送波に重畳したスペクトラム拡散信
   号を送信側と同じＰＮ系列で逆拡散することによって復
   調する装置に於いて、前記逆拡散する手段の後段にディ
   ジタルフィルタを設け、前記逆拡散した信号の最大レベ
   ルのスペクトル成分の周波数値に基づいて前記ディジタ
   ルフィルタの中心周波数を可変したことを特徴とするス
   ペクトラム拡散信号復調装置。
2. 【請求項２】　　搬送波に重畳したスペクトラム拡散信
   号を送信側と同じＰＮ系列で逆拡散することによって復
   調する装置に於いて、前記逆拡散する手段の後段にディ
   ジタルフィルタを設け、互いに中心周波数が異なり且つ
   通過帯域幅が等しい複数のバンドパスフィルタを使用し
   て前記逆拡散した信号から所定の信号を抽出し、前記各
   バンドパスフィルタの何れかの出力信号レベルの最大値
   が所定値を越えたか否かを判定すると共に、該所定値を
   越えた信号を出力したバンドパスフィルタの中心周波数
   の値に基づいて前記ディジタルフィルタの中心周波数を
   可変したことを特徴とすスペクトラム拡散信号復調装置
   。
3. 【請求項３】　　搬送波に重畳したスペクトラム拡散信
   号を送信側と同じＰＮ系列で逆拡散し、該スペクトラム
   拡散信号を前記ＰＮ系列とは位相が異なるＰＮ系列で逆
   拡散した第１の信号と、前記スペクトラム拡散信号を前
   記第１の信号を生成する際に使用したＰＮ系列及び前記
   送信側と同じＰＮ系列とは位相が異なるＰＮ系列で逆拡
   散した第２の信号との差の信号に基づいて送受信間のＰ
   Ｎ系列の同期を保持するようにして前記スペクトラム拡
   散信号を復調する装置に於いて、前記第１及び第２の信
   号を生成するための逆拡散手段の後段に夫々ディジタル
   フィルタを設け、前記送信側と同じＰＮ系列で逆拡散し
   た信号の最大レベルのスペクトル成分の周波数値に基づ
   いて前記ディジタルフィルタの中心周波数を可変したこ
   とを特徴とするスペクトラム拡散信号復調装置。
4. 【請求項４】　　搬送波に重畳したスペクトラム拡散信
   号を送信側と同じＰＮ系列で逆拡散し、該スペクトラム
   拡散信号を前記ＰＮ系列とは位相が異なるＰＮ系列で逆
   拡散した第１の信号と、前記スペクトラム拡散信号を前
   記第１の信号を生成する際に使用したＰＮ系列及び前記
   送信側と同じＰＮ系列とは位相が異なるＰＮ系列で逆拡
   散した第２の信号との差の信号に基づいて送受信間のＰ
   Ｎ系列の同期を保持するようにして前記スペクトラム拡
   散信号を復調する装置に於いて、前記第１及び第２の信
   号を生成するための逆拡散手段の後段に夫々ディジタル
   フィルタを設け、互いに中心周波数が異なり且つ通過帯
   域幅が等しい複数のバンドパスフィルタを使用して前記
   送信側と同じＰＮ系列で逆拡散した信号から所定の信号
   を抽出し、前記各バンドパスフィルタの何れかの出力信
   号レベルの最大値が所定値を越えたか否かを判定すると
   共に、該所定値を越えた信号を出力したバンドパスフィ
   ルタの中心周波数の値に基づいて前記ディジタルフィル
   タの中心周波数を可変したことを特徴とすスペクトラム
   拡散信号復調装置。