WO1995008216A1 - BiCMOS-OPERATIONSVERSTÄRKER FÜR SCHALTER-KONDENSATOR-SCHALTUNGEN - Google Patents

BiCMOS-OPERATIONSVERSTÄRKER FÜR SCHALTER-KONDENSATOR-SCHALTUNGEN Download PDF

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Definitions

  • BiCMOS operational amplifiers for switch-capacitor circuits are BiCMOS operational amplifiers for switch-capacitor circuits.
  • the object on which the invention is based is to provide a BiCMOS operational amplifier which has a high input resistance and a high bandwidth, which is particularly suitable for SC circuits and which, above all, is constructed as simply as possible. This object is achieved by the features of claim 1.
  • the drawing shows a BiCMOS operational amplifier for SC circuits, in which a MOS differential amplifier stage is provided, which is supplied by a current source with a first constant current IR1 and which has a bipolar cascode current mirror (BKSS) as a load element, and in which a bipolar Darlington amplifier stage (DARL) fed back through a compensation capacitance (C c ) is supplied with a second constant current IR2 by a current source, the second constant The constant current is substantially greater than the first constant current, and the input of the Darlington amplifier stage is connected to an output of the differential amplifier stage.
  • BKSS bipolar cascode current mirror
  • C c compensation capacitance
  • a PMOS field effect transistor M3 is provided for generating a first constant current IR1 and a PMOS transistor M9 is provided for generating the second constant current IR2, the gate connections of which receive a reference voltage UREF and the respective first connections of which supply voltage VDD.
  • the MOS differential amplifier circuit consists of two PMOS transistors M4 and M5, the respective source and substrate connections of which are connected to one another and fed together with the reference current IR1 and whose gate connections have a non-inverting input VINP and an inverting input VINN des form operational amplifier according to the invention.
  • the bipolar cascode current mirror consists of four npn bipolar transistors Ql ... Q4, the collector connection of transistor Ql with the base connection of transistor Ql and the base connection of transistor Q2 and the collector connection of transistor Q3 with the base connection of the transistor Q3 and the base connection of the transistor Q4 are connected and there is a connection between the emitter of the transistor Q1 and the collector of the transistor Q3 and between the emitter of the transistor Q2 and the collector of the transistor Q4.
  • the collector of transistor Q1 is connected to the drain of MOS transistor M4 and the collector of transistor Q2 is connected to the drain of MOS transistor M5.
  • the emitters of transistors Q3 and Q4 are connected either directly or optionally via emitter resistors R1 and R2 shown in broken lines to reference potential VSS.
  • the collector of transistor Q2 forms the output of the bipolar cascode current mirror, which is connected to the input of the Darlington stage DARL.
  • the Darlington stage DARL consists of two bipolar transistors Q5 and Q ⁇ in a Darlington circuit, the emitter of the transistor Q5 being connected to the base of the transistor Q6.
  • the collectors of the transistors Q5 and Q6 are connected to an output OUT of the operational amplifier according to the invention, which is fed back via a compensation capacitance C Q to the input, that is to say to the base of the transistor Q5.
  • the two collectors of the transistors Q5 and Q6 are supplied with the constant current IR2 and the emitter of the transistor Q6 is connected either directly or optionally via an emitter resistor R3, which is shown in broken lines, to the reference potential VSS.
  • the constant current IR1 is generated by a PMOS transistor M3, which connects the drain connections of the MOS transistors M4 and M5 to the supply voltage VDD, in that a reference voltage UREF is supplied to the gate of the transistor M3.
  • the constant current IR2 is generated by a PMOS transistor M9, the gate of which is also supplied with the reference voltage UREF, the constant currents IR2 and IR1 having to be set in such a way that the transistors M3 and M9 have the appropriate choice of the channel width ratios the relationship R2 is much larger than IRl.
  • a reference circuit REF with a PMOS transistor M1 and an NMOS transistor M2 is used, for example, to generate the reference voltage UREF, a first connection of the transistor M1 and a gate connection of the transistor M2 having the supply voltage and a first connection of the Transistor M2 is connected to reference potential and the respective second connections of transistors M1 and M2 and the gate of transistor M1 are connected to one another and carry the reference voltage UREF.
  • the transistor M2 works in the triode region and draws the constant current IREF via the transistor Ml, which forms a current mirror together with the transistors M3 and M9.
  • the transistors M4 and M5 in the differential amplifier stage at the input of the operational amplifier according to the invention have the high input resistance typical of MOS transistors.
  • the bipolar cascode current mirror BKSS delivers at the output a voltage required to control the Darlington stage with the value of two base-emitter diode voltages.
  • the Darlington transistor provides a high-impedance coupling to the differential stage, so that the constant current IR2 can be chosen to be significantly higher than the constant current IR1 in the differential stage. This makes the output node low-impedance in the
  • the optionally provided emitter resistors " R1, R2 and R3 allow an increase in the accuracy of the amplification factor or an increase in insensitivity to, among other things, technology fluctuations in the production of the bipolar code current mirror as well as an improvement in the noise behavior.
  • the main advantages of the invention are that only one reference voltage UREF is required, that a simple coupling of the bipolar cascode current mirror is possible due to the high-impedance input of the Darlington stage and that the voltage required by the Darlington stage for control is of two bases Emitter-diode voltages are supplied by the cascode current mirror and as a result no additional level shift stages are required.

Abstract

Der Anmeldungsgegenstand betrifft einen Operationsverstärker, der einen hohen Eingangswiderstand sowie eine hohe Bandbreite aufweist, der besonders für kapazitive Lasten ausgelegt ist und der vor allem sehr einfach aufgebaut ist. Der BiCMOS-Operationsverstärker besteht im wesentlichen aus einem eingangsseitigen MOS-Differenzverstärker (M4, M5) mit einem bipolaren Kaskodestromspiegel (BKSS) als Lastteil und einer nachgeschalteten bipolaren Darlington-Verstärkerstufe (DARL), die über eine Kompensationskapazität (CC) rückgekoppelt ist.

Description

BiCMOS-Operationsverstärker für Schalter-Kondensator-Schaltun- gen.
Früher wurden integrierte Operationsverstärker für Schaltungen in reiner CMOS-Technik realisiert. Diese Schaltungen benötigen aber mehr Chipfläche und sind in der Regel aufwendiger als BiCMOS-Verstärker. Durch die besseren Analogeigenschaften be¬ züglich Steilheit und Ausgangswiderstand eines Bipolartransi¬ stors gegenüber MOS-Transistoren können mit BiCMOS-Verstärkern höhere Bandbreiten und höhere Ausgangswiderstände erzielt wer¬ den.
Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe besteht darin, einen BiCMOS-Operationsverstärker anzugeben, der einen hohen Ein¬ gangswiderstand sowie eine hohe Bandbreite aufweist, der sich besonders für SC-Schaltungen eignet und der vor allem möglichst einfach aufgebaut ist. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst.
Die Patentansprüche 2 bis 4 sind auf bevorzugte Ausgestaltungen der Erfindung gerichtet.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung näher er¬ läutert.
Die Zeichnung zeigt einen BiCMOS-Operationsverstärker für SC- Schaltungen, bei dem eine MOS-Differenzverstärkerstufe vorgese¬ hen ist, die durch eine Stromquelle mit einem ersten Konstant¬ strom IR1 versorgt ist und die als Lastelement einen bipolaren Kaskoden-Stromspiegel (BKSS) aufweist, und bei dem eine durch eine Kompensationskapazität (Cc) rückgekoppelte bipolare Dar- lington-Verstärkerstufe (DARL) durch eine Stromquelle mit einem zweiten Konstantstrom IR2 versorgt ist, wobei der zweite Kon- stantstrom wesentlich größer ist als der erste Konstantεtrom, und der Eingang der Darlington-Verstärkerstufe mit einem Aus¬ gang der Differenzverstärkerstufe verbunden ist.
Zur Erzeugung eines ersten Konstantstromes IRl ist ein PMOS- Feldeffekttransistor M3 und zur Erzeugung des zweiten Konstant¬ stroms IR2 ein PMOS-Transistor M9 vorgesehen, deren Gatean¬ schlüsse eine Referenzspannung UREF und deren jeweilige erste Anschlüsse eine Versorgungsspannung VDD erhalten.
Die MOS-Differenzverstärkerschaltung besteht aus zwei PMOS- Transistoren M4 und M5, deren jeweilige Source- und Substratan- schlüsse miteinander verbunden sind und gemeinsam mit dem Refe¬ renzstrom IRl gespeist werden und deren Gateanschlüsse einen nichtinvertierenden Eingang VINP und einen invertierenden Ein¬ gang VINN des erfindungsgemäßen Operationsverstärkers bilden.
Der bipolare Kaskodestromspiegel besteht aus vier npn-Bipolar- tränsistoren Ql ... Q4, wobei der Kollektoranschluß des Transi- stors Ql mit dem Basisanschluß des Transistors Ql und dem Ba- sisanschluß des Transistors Q2 sowie der Kollektoranschluß des Transistors Q3 mit dem Basisanschluß des Transistors Q3 und dem Basisanschluß des Transistors Q4 verbunden sind und wobei eine Verbindung zwischen dem Emitter des Transistors Ql und dem Kol- lektor des Transistors Q3 sowie zwischen dem Emitter des Tran¬ sistors Q2 und dem Kollektor des Transistors Q4 besteht. Der Kollektor des Transistors Ql ist mit dem Drainanschluß des MOS- Transistors M4 und der Kollektor des Transistors Q2 mit dem Drainanschluß des MOS-Transistors M5 verbunden. Die Emitter der Transistoren Q3 und Q4 sind entweder direkt oder optional über gestrichelt eingezeichnete Emitterwiderstände Rl und R2 mit Be¬ zugspotential VSS verbunden. Der Kollektor des Transistors Q2 bildet den Ausgang des bipolaren Kaskodestromspiegels, der mit dem Eingang der Darlington-Stufe DARL verbunden ist. Die Darlington-Stufe DARL besteht aus zwei bipolaren Transisto¬ ren Q5 und Qβ in Darlington-Schaltung, wobei der Emitter des Transistors Q5 mit der Basis des Transistors Q6 verbunden ist. Die Kollektoren der Transistoren Q5 und Q6 sind mit einem Auε- gang OUT des erfindungsgemäßen Operationsverstärkers verbunden, der über eine Kompensationskapazität CQ auf den Eingang, also auf die Basis des Transistors Q5, rückgekoppelt ist. Die beiden Kollektoren der Transistoren Q5 und Q6 werden mit dem Konstant¬ strom IR2 versorgt und der Emitter des Transistors Q6 ist ent- weder direkt oder optional über einen Emitterwiderstand R3, der gestrichelt eingezeichnet ist, mit Bezugspotential VSS verbun¬ den.
Der Konstantstrom IRl wird durch einen PMOS-Transistor M3, der die Drainanschlüsse der MOS-Transistoren M4 und M5 mit der Ver¬ sorgungsspannung VDD verbindet, dadurch erzeugt, daß dem Gate des Transistors M3 eine Referenzspannung UREF zugeführt wird. Entsprechenderweise wird der Konstantstrom IR2 durch einen PMOS-Transistor M9 erzeugt, dessen Gate ebenfalls mit der Refe- renzspannung UREF beaufschlagt ist, wobei durch die entspre¬ chende Wahl der Kanalweitenverhältnisse bei den Transistoren M3 und M9 die Konstantströme IR2 und IRl so einzustellen sind, daß die Beziehung R2 sehr viel größer als IRl gilt.
Zur Erzeugung der Referenzspannung UREF dient beispielsweise eine Referenzschaltung REF mit einem PMOS-Transistor Ml und ei¬ nem NMOS-Transistor M2, wobei ein erster Anschluß des Transi¬ stors Ml und ein Gateanschluß des Transistors M2 mit der Ver¬ sorgungsspannung und ein erster Anschluß des Transistors M2 mit Bezugspotential verbunden ist und wobei die jeweiligen zweiten Anschlüsse der Transistoren Ml und M2 sowie das Gate des Tran¬ sistors Ml miteinander verbunden sind und die Referenzspannung UREF führen. Der Transistor M2 arbeitet im Triodengebiet und zieht den Konstantstrom IREF über den Transistor Ml, der zusam- men mit den Trans.istoren M3 und M9 einen Stromspiegel bildet. Die Transistoren M4 und M5 in der Differenzverstärkerstufe am Eingang des erfindungsgemäßen Operationsverstärkers weisen den für MOS-Transistoren typischen hohen Eingangswiderstand auf. Der bipolare Kaskodenstromspiegel BKSS liefert am Ausgang eine zur Ansteuerung der Darlington-Stufe erforderliche Spannung mit dem Wert von zwei Basis-Emitter-Diodenspannungen. Durch den • Darlington-Tranεistor ist eine hochohmige Ankopplung an die Differenzεtufe gegeben, so daß der Konstantstrom IR2 wesentlich höher gewählt werden kann als der Konstantström IRl in der Dif- ferenzstufe. Dadurch wird der Ausgangsknoten niederohmig im
Vergleich zum Ausgang des bipolaren Kaskodestromspiegelε und es liegt ein zweistufiger Verstärker mit zwei hochohmigen, span- nungsverstärkenden Stufen vor. Durch die npn-Transistoren der Darlington-Stufe DARL kann auch mit einer rein kapazitiven Rückkopplung ein stabiles Betriebsverhalten des erfindungsgemä¬ ßen Operationsverstärkers erzielt werden, was zur Einfachheit des Schaltungsaufbaus ebenfalls beiträgt.
Durch die optional vorgesehene Emitterwiderstände "Rl, R2 und R3 sind eine Erhöhung der Genauigkeit des Verstärkungsfaktors bzw. eine Erhöhung der Unempfindlichkeit unter anderem gegenüber Technologieschwankungen bei der Herstellung des bipolaren Kaε- kodestromspiegelε sowie eine Verbesεerung deε Rauschverhaltens möglich.
Die wesentlichen Vorteile der Erfindung bestehen darin, daß nur eine Referenzspannung UREF benötigt wird, daß aufgrund des hochohmigen Eingangs der Darlington-Stufe eine einfache Ankopp¬ lung des bipolaren Kaskodestromspiegels möglich ist und daß die von der Darlington-Stufe zur Ansteuerung benötigte Spannung von zwei Basis-Emitter-Dioden-Spannungen vom Kaskodenstromspiegel geliefert wird und dadurch keine zusätzlichen Pegel-Verschiebe¬ stufen erforderlich sind.

Claims

Patentansprüche
1. BiCMOS-Operationsverstärker für Schalter-Kondensator-Schal¬ tungen, bei dem eine MOS-Differenzverstärkerstufe (M4, M5) vor- gesehen ist, die durch eine Stromquelle mit einem ersten Kon¬ stantstrom (IRl) versorgt ist und die als Lastelement einen bi¬ polaren Kaskode-Stromspiegel (BKSS) aufweist, und bei dem eine über eine Kompensationskapazität (CQ) rückgekoppelte Darling¬ ton-Verstärkerstufe (DARL) durch eine Stromquelle mit einem zweiten Konstantstrom (IR2) versorgt ist, wobei der zweite Kon¬ stantstrom wesentlich größer ist als der erste Kons antström, und der Eingang der Darlington-Verstärkerstufe mit einem Aus¬ gang der MOS-Differenzverstärkerstufe verbunden ist.
■ 2 . BiCMOS-Operationsverstärker nach Anspruch 1, bei dem der Differenzverstärker einen ersten PMOS-Transistor (M4) , dessen Gateanschluß mit einem invertierenden Eingang (VINN) verbunden ist, und einen zweiten PMOS-Transistor (M5) , dessen Gateanschluß mit einem nichtinvertierenden Eingang (VINP) verbunden ist, aufweist und ein jeweiliger erster An¬ schluß εowie ein jeweiliger Subεtratanschluß mit der ersten Konstantstromquelle verbunden sind und bei dem der Bipolarkas- kodeεtromspiegel (BKSS) derart aufgebaut und beεchaltet ist, daß ein zweiter Anschluß des ersten PMOS-Transistors mit dem Kollektoranschluß und dem Basisanschluß eines ersten npn-Tran- sistors (Ql) und dem Basisanschluß eines zweiten npn-Transi- stors (Q2) verbunden sind, daß der Emitter des ersten npn-Tran- sistors mit dem Kollektoranschluß und dem Basiεanschluß eines dritten npn-Tranεistors (Q3) mit dem Basisanschluß eines vier- ten npn-Transiεtors (Q4) verbunden sind, daß die Emitteran- εchlüεse des dritten und vierten npn-Transistorε mit Bezugεpo- tential (VSS) beεchaltet sind und daß der Emitteranschluß des zweiten npn-Transistors mit dem Kollektoranschluß des vierten npn-Transistors und der Kollektoranεchluß des zweiten npn-Tran- εiεtors mit einem zweiten Anschluß des zweiten PMOS-Transistors (M5) verbunden sind, wobei dieser Verbindungεknoten den Ausgang der Differenzverstärkerstufe darstellt.
3. BiCMOS-Operationsverstärker nach Anspruch 2, bei dem die Emitteranschlüsse des dritten und vierten npn-Tran- εiεtorε (Q3, Q4) und eineε npn-Endtransistors (Q6) über Emit¬ terwiderstände (Rl ... R3) mit Bezugεpotential verbunden εind, um eine Stromgegenkopplung zu erzeugen.
4. BiCMOS-Operationεverεtärker nach einem der Anεprüche 2 oder 3, bei dem die Stromquellen für den ersten und zweiten Konstant- ström jeweils aus einem PMOS-Transistor (M3, M9) bestehen, an dessen Gateanschluß eine Referenzspannung (UREF) anliegt und die jeweils mit einem ersten Anschluß mit der Versorgungsspan¬ nung (VDD) verbunden sind, und bei dem die Referenzspannung aus einer Referenzschaltung (REF) stammt, die aus einer Reihen¬ schaltung von einem PMOS-Tranεiεtor (Ml) und einem NMOS-Transi- εtor (M2) beεteht, wobei ein erεter Anschluß des PMOS-Transi- εtorε (Ml) der Reihenschaltung mit der VersorgungsSpannung (VDD) und ein erster Anschluß des NMOS-Transiεtorε (M2) der Reihenschaltung mit Bezugspotential (VSS) verbunden εind und wobei das Gate des PMOS-Transistors der Reihenschaltung die Re¬ ferenzspannung (UREF) führt und das Gate des NMOS-Transistorε (M2) der Reihenschaltung mit der Verεorgungεεpannung (VDD) be¬ schaltet ist.
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