WO1993000772A1

WO1993000772A1 - Sub-sampling transmission system for improving transmission picture quality in time-varying picture region of wide-band color picture signal

Info

Publication number: WO1993000772A1
Application number: PCT/JP1992/000796
Authority: WO
Inventors: Seiichi Gohshi; Yoshinori Izumi; Masahide Naemura; Kouich Yamaguchi
Original assignee: Nippon Hoso Kyokai
Priority date: 1991-06-27
Filing date: 1992-06-22
Publication date: 1993-01-07
Also published as: EP0546193A1; KR930701896A; EP0877529A1; EP0546193B1; JP3432821B2; DE69228731D1; US5612748A; EP0546193A4; WO1993000771A1

Description

明細書広帯域力ラー画像信号の動画像領域における

伝送画質を改善したサブサンプル伝送方式技術分野

この発明は、広帯域カラー画像信号をフィールド間およびフレーム間の多重オフセットサンプリングにより帯域圧縮して伝送する広帯域カラー画像信号サブサンプル伝送方式に関し、特に、広帯域力ラー画像信号の動画像領域における伝送画質を動画像の物理的特性並びに視覚的特性に対する知見に基づいて改善するようにしたものである。

背景技術

広帯域カラー画像信号の多重サブサンプリングによる帯圧縮伝送方式の一つに、本発明者らの開発に係る MUSE方式（j^l t i p l e Sub-Nyqui s t Sampl i ng Encoding Sys tem) と称する広帯域カラ一画像信号サブサンプル伝送方式があり、広帯域力ラー画像信号に対する優れた帯域圧縮狭帯域伝送方式として日本における高精細度力ラーテレビジョンの実験放送に供されている。

この MUSE方式における帯域圧縮狭帯域伝送の基本は、互いに隣接するライン間、フィールド間もしくはフレーム間でサンプル点の位置を互いに異ならせてサブサンプリングを行ない、なるべく少ない個数のサンプル値によりなるべく多くの画像情報を伝送するとともに、サブサンプリングに伴って再生画像に混入する折返し歪をエンコーダにおける前置フィルタによる適切な帯域制限によって効率よく予め除去しておくことにある。

しかして、 MUSE方式におけるサブサンプリングは、動面像および静止画像のいずれに対しても、所定のサンプルレートでサプサンプリングを行なう固定密度サンプリング方式の採用を原則としてライン間、フィールド間およびフレーム間のサブサンプリングを行なうが、実際には各種サンプルレ一卜の組合わせにより若干複雑なサブサンプル方式を採っている。

その結果、エンコーダから送出する伝送信号のサンプリングパターンは、各フィ一ルドにおけるサンプル点の配置が 4 フィールドで一巡する五の目サンプルパターンをなして、各フィ一ルド毎のサンプル数をなるベく低減するようにしており、一方、デコーダにおいては、伝送された来た五の目パターンのサンブル値に対し、静止画像領域については、パターンが完結する 4 フィールド分のサンプル値全部を利用してフィールド間およびフレーム間でサンプル値の内挿補間を行ない、原画像をほぼ完全に再生しているが、動画像領域については、画像の動きに伴い、画像内容にフィールド間で 1/60秒の時間差が生ずるので、フィールド間の内挿補間は行ない得ず、各フィールド毎の 1 フィ一ルド分のサンプル値のみに対してフィールド内すなわちライン間の内挿補間を行なっている。

かかる MUSE方式の詳細に関しては、本願人の出願に係る特願昭 58 - 194, 115 号（米国特許第 4， 745, 459 号対応）および

特願昭 60 - 106, 132 号（米国特許第 4, 692， 801 号対応）の明細書、並びに、本願人の発行に係る文献：

NHKラボラトリ一ノート第 348 号（"Concept of the MUSE System and its Protocol J

に記載されているが、ここでは、この発明の要旨に関連を有する MUSE方式エンコーダの概略を図 1 に基づいて説明する。

図 1 に示す概略構成の MUSE方式エンコーダにおいては、高精細度カラーテレビジョン、すなわち、いわゆるハイビジョンの各原色画像信号 R， G, Bを、いずれも帯域上限を 21MHz 乃至 22匪 z とする低域通過フィルタ（LPF) 1 R , 1 G , 1 B を介し. アナ口グ · ディジ夕ル（A/D) 変換器 2 _R , 2 c , 2 B に導いてクロックレ一ト 48.6匪 z でディジタル化し、さらに、ガンマ補正回路 3を共通に介してマトリクス回路 4に導き、三原色画像信号 R， G, Bをマトリクスして輝度信号 Yおよび 2種類の色差信号 C , , C ₂ に変換し、輝度信号 Yを直接に TCI ェンコ一ダ 6に供給するとともに、色差信号 C，， C ₂ を、それぞれ、ともに帯域上限を 8. 1 MHzとする低域通過フィルタ（LPF) 5 _{c l} . 5 _{c 2}を介して同じ TC i エンコーダ 6に供給する。

この TC I エンコーダ 6は、輝度信号 Yおよび色差信号 C C ₂ に時間軸圧縮および時分割多重を施して単一の時系列信号に変換するものであり、色差信号 C , ， C ₂ の時間軸を圧縮したうえで線順次交互に組合わせたものを輝度信号 Yの水平帰線期間に挿入して 3信号を時分割多重する。

かかる TCI エンコーダ 6から取出した時系列画像信号を静止画像系 Sと動画像系 Mとに分離し、静止画像系 Sの時系列画像信号は、フィルタ間プリフィルタ 7に導いて以後のサブサンプリングに伴って折返し歪を生ずる周波数領域の信号成分を予め除去したうえで、フィールド間オフセット · サブサンブラ 8に導き、 24. 3匪∑ のサンプルレートでフィールド間オフセット · サブサンプリングを施し、その出力サブサンプル列面像信号を、帯域上限を 12MHz とした低域通過フィルタ（LPF) 9を介してサンプルレート変換器 10に導き、サンプルレートを 48. 6MHz から 32. 4MHz に変換したうえで混合器 13に供給する。一方、動画像系 Mの時系列画像信号は、フィールド内プリフィルタ 11に導いて以後のサブサンプリング操作に伴って折返し歪を生ずる周波数領域の信号成分を予め除去したうえでサンプルレート変換器 12に導き、サンプルレートを 48. 6MHz から 32. 4MHz に変換したうえで同じ混合器 1 3に供給する。

その混合器 1 3においては、ェンコ一ダに別途設けた動き検出器 1 4の動き検出結果に応じて静止画像系 S と動画像系 Mとの時系列画像信号を適切に混合し、その混合出力時系列画像信号をライン · フレーム間オフセット · サブサンブラ 15に導き、サンプルレート 1 6. 2MHz で五の目パターンによるフレーム間 ' ライン間オフセットサンプリングを施して MUSE方式のサンプル列画像伝送信号を形成する。

広帯域力ラー画像信号サブサンプル伝送方式の好適例と認められる MUSE方式におけるエンコーダは、基本的には図 1 にっき上述したように構成されており、その特徴とするところは、画像信号のサブサンプル伝送モードを、画像の動きの有無 · 大小に応じて静止画像伝送モードと動画像伝送モードとに区分し、画像の動きの検出結果に応じ、両者を適切な比率で混合し、あるいは、両者を適切に切換えて原画像をほぼ忠実に最適の画質で再生し得るようにしていることにあり、静止画像伝送モードでは 4 フィ一ルド周期で一巡するサンプリングパターンにフィ一ルド間 · フレーム間の内挿補間を施して原画像をほぼ完全に再生し、動画像伝送モードでは、画像内容のフィールド間時間差を避けてフィールド内の内挿補間により原動画像の画質を実質的に保持して再生している。

したがって、図 1 に示した概略構成のエンコーダにおいては. 静止面像信号および動面像信号の伝送帯域をそれぞれ制限するプリフィルタ 7および 1 1の通過帯域特性を、それぞれの伝送モードに適合するように設定しており、特に、動面像伝送モードについては、基本的に、フィールド毎の画像サンプル値のみに対する単鈍なフィールド内信号処理を前提とした帯域制限を行なっているので、対応するフィ一ルド内の内挿補間による再生画像には、画像の動きにより視覚的に所要精細度が緩和されるとはいえ、面像情報量の不足に基づくぼけ感など改善を要する画質劣化の問題があった。

この発明の目的は、上述した従来の問題を解決し、従来の基本的構成によるサブサンプル伝送系に生じていた伝送画質の劣化、特に、主としてフィールド內信号処理を前提とする動画像領域に生じていた伝送画質の劣化を諸種の見地から広く検討して著しく改善し得るようにした広帯域力ラー面像信号サ'ブサンプル伝送方式を提供することにある。

癸明の開示

本発明者らは、前述した MUSE伝送方式の開発並びに引続く実験放送から得た種々の知見に鑑み、広帯域カラー画像信号のサブサンプル狭帯域伝送における伝送画質改善の余地を諸種の見地、特に動画像領域における伝送画質改善の見地から種々検討し、画質劣化の物理的要因並びに視覚的要因を究明するとともに、諸種の要因が、いずれも、動画像領域の画像信号に従来施していたフィ一ルド內信号処理に主として起因する、との新たな知見に基づき、動画像領域の画像信号に施す信号処理に対し、フィールド間処理、特に、フレーム単位で完結する形のフィ一ルド間信号処理を導入することを根幹とし、画質劣化を生ずる諸種の要因にそれぞれ適応した改善策をそれぞれ付加した構成の広帯域力ラー画像信号サブサンプル伝送方式を発明した。

すなわち、まず、画質劣化を生ずる第 1 の要因として、フレーム周波数の¹ /₂の周波数 15Hzのフリッ力があり、動画像領域の画像信号に従来施していた単純なフィールド內フィル夕信号処理によっては、サンプリング処理過程で生ずる動画像再生に寄与しない水平 ·垂直空間周波数領域における特定のスぺクトル分布を、垂直周波数帯域に関しては垂直周波数軸方向に無制限に拡がり、実際に信号処理をする従来のハードウエアでは完全には除去し得ず、再生動画像に折返し歪として現われるために著しい画質劣化を生じていた。かかるフリッカを顕著に生ずる空間周波数領域の特定の成分を、フィールド間信号処理により的確に除去することによって、再生動画像の解像度向上も達成し得た。つぎに、画質劣化を生ずる第 2以降の各要因に共通の問題として、動画像領域の画像信号に従来施していたフィ一ルド内信号処理を前提とすることによる再生動面像情報量の不足がある力、各要因に適応した適切な条件のもとでは、動画像領域における信号処理に導入したフィールド間処理により、各要因によつて生ずる面質劣化をそれぞれ適切に改善し得ることを見出した。

すなわち、画質劣化を生ずる第 2の要因として、フィールド内信号処理を施す動画像領域において内挿捕間する画像情報量の不足により動画像領域における再生カラ一面像の精細度が本来的に低下していたが、従来、動画像領域については静止画像領域に比べてベースハンド帯域を半減させていた色差信号に対し、フィールド間オフセットサブサンプリング並びに折返し歪発生防止のための周波数帯域制限および再生時の内挿補間をフレーム単位で完結させることにより、色差信号の周波数帯域を拡大してカラー動面像の再生画質改善を達成し得た。

また、面質劣化を生ずる第 3の要因として、フィールド内信号処理を施す動画像領域のカラ一画像信号については、ベースバンドを半減させて伝送する色差信号のみならず、輝度信号についても視覚的に解像度が不足していたが、垂直方向における画像の動きが小さい範囲では、輝度信号に対しても奇偶両フィ —ルド間におけるフレーム内完結の信号処理を施すことにより. 静止画像と垂直方向の動きの大きい動画像との中間の解像度を有する再生動画像を得て、総合画質の一層の改善を達成し得た, すなわち、この発明の広帯域力ラー画像信号サブサンプル伝送方式は、 2 フレームを周期とするサンプリングパターンによるオフセットサブサンプル伝送をする広帯域カラー画像信号のサブサンプル伝送に際し、動画像領域の画像信号に対しては、フィールド間オフセットサブサンプリングを施すとともに、当該領域における動画像の特性に適合したフィールド間信号処理を施すようにしたことを特徴とするものである。

また、この発明の広帯域カラー画像信号サブサンプル伝送方式は、さらに、動画像信号をサンプルして伝送するにあたり、垂直周波数領域においてサンプル周波数に対応するナイキスト帯域のほぼ 1倍乃至 3倍の垂直周波数帯域における動画像信号の水平周波数帯域を制限して伝送することにより、サブサンプルに伴って再生画像に生ずる折返し歪を減少させることも特徴とするものである。

また、この発明の広帯域カラー画像信号サブサンプル伝送方式は、さらに、画像信号をサンプルして狭帯域伝送するにあたり、画像信号のフィールド間でサンプル点の位置が交互にずれたフィールドオフセット · サブサンプルにより画像信号をサンプルするとともに、奇偶のフィ一ルドよりなるフレーム単位で少なくとも輝度信号の帯域制限およびサンプル値内揷補間の信号処理を完結させるようにしたことも特徵とするものである。

また、この発明の広帯域カラー画像信号サブサンプル伝送方式は、さらに、動画像領域については、輝度信号に比し水平空間周波数帯域を半減させて伝送する色差信号に対し、フィールド間オフセットサブサンプリング並びに当該サブサンプリングに伴う折返し歪の発生を防ぐための周波数帯域制限および再生時の内挿捕間を奇偶のフィ一ルドよりなるフレーム単位で完結するようにして行なうことも特徴とするものである。

また、この発明の広帯域カラー画像信号サブサンプル伝送方式は、さらに、垂直方向の動きが小さい動画像領域については、輝度信号に対し、フィールド間オフセットサブサンプリング並びに当該サブサンプリングに伴う折返し歪の発生を防ぐための周波数帯域制限および再生時の内挿捕間をフィールド間で処理して行なうことも特徵とするものである。

なお、この発明のサブサンプル伝送方式におけるフレーム単位の信号処理は、上述のように動画像に適用して良好な解像度のカラー動面像を再生することができるのみならず、静止画像系に適用しても一定以上の画質が得られるので、共通の 1系統の信号処理系のみを備えた小規模の構成によっても広帯域力ラ —画像信号の伝送において一定以上の再生カラー画質を得ることができる。

図面の簡単な説明

図 1 は、従来のカラ一画像信号サブサンプル伝送方式によるエンコーダの概略構成を示すプロック線図、

図 2は、従来の画像信号サブサンプル伝送系の概略構成を示すプロック線図、

図 3は、同じくその従来の伝送系におけるラインオフセット • サブサンブラの入力画像信号のスぺクトル分布を示す線図、図 4は、同じくそのサブサンブラの出力画像信号のスぺクトル分布を示す線図、

図 5は、この発明による画像信号サブサンプル伝送系の構成例を示すプロック線図、

図 6は、同じくそのサブサンプル伝送系におけるラインオフセット . サブサンブラの入力画像信号のスぺクトル分布を示す線図、

図 7は、同じくそのサブサンブラの出力画像信号のスぺクトル分布を示す線図、

図 8は、従来の画像信号サブサンプル伝送方式における信号処理系の構成を示すプロック線図、

図 9は、同じくその信号処理系における信号処理の態様を示す線図、

図 10は、この発明による画像信号サブサンプル伝送方式における信号処理系の構成例を示すプロック線図、

図 11は、同じくその信号処理系における信号処理の態様を示す線図、

図 12は、従来方式によるカラ一画像信号サブサンプル伝送系の構成を示すプロック線図、

図 13は、同じくそのサブサンプル伝送系における動画像領域色差信号の伝送可能空間周波数帯域を示す特性曲線図、

図 14は、この発明方式によるカラ一画像信号サブサンプル伝送系の構成例を示すプロック線図、

図 15は、同じくそのサブサンプル伝送系における動画像領域色差信号の伝送可能空間周波数帯域の例を示す特性曲線図、図 16(a), は、この発明による画像信号サブサンプル伝送系におけるエンコーダおよびデコーダの概略構成をそれぞれ示すプロック線図、

図 17は、フィールド内ラインオフセット · サブサンプル伝送面像信号の空間周波数領域におけるサンプルキヤリャの位置を示す線図、

図 18は、フィールド間オフセット ' サブサンプル伝送画像信号の空間周波数領域におけるサンプルキヤリャの位置を示す線図、

図 19は、フィールド内ラインオフセット · サブサンプル伝送画像信号の空間周波数領域における伝送可能周波数帯域を示す線図、

図 20は、フィールド間オフセット · サブサンプル伝送画像信号の空間周波数領域における伝送可能周波数帯域を示す線図、図 21(a)〜(e)は、図 16(a), (b)に示したエンコーダおよびデコーダの各部におけるサンプリングパターンを順次に示す線図であ o

発明を実施するための最良の形態

以下に図面を参照して実施例につきこの発明を詳細に説明す o

MUSE方式などハイビジョン放送方式における動画像信号の信号処理系は、従来、一般に、図 2に示すように構成されている < すなわち、例えば MUSE方式における送信側のェンコ一ダにおいては、原サンプル周波数 48. 6MHz の入力画像信号を、伝送時のサンプル周波数 16. 2MHz を通過帯域の上限とする水平周波数領域のローパスフィル夕 21を介してサンプルレート変換器 22に供給し、高精細度伝送用の原サンプル周波数 48. 6MHz を 2/3 に落として、フレーム間で画像が変化する動画像の伝送に適したフレーム間オフセットサンプリング用サンプル周波数 32. 4MHz に変換する。ついで、そのサンプル動画像信号をフィールド内プリフィルタ 23に供給し、サンプリングに伴って折返し歪を発生させるサンプル点近傍の高域成分を予め除去するための帯域制限を画像の動きを考慮してフィールド内で施す。ついで、その帯域を制限したサンプル動画像信号をラインオフセット ' サブサンブラ 24に供給し、さらにライン間オフセット · サプサンプリングを施してサンプル周波数 16. 2MHz のサブサンプル伝送用動画像信号を取出す。

一方、受信再生系のデコーダにおいては、上述のサブサンプル伝送用動画像信号をフィ一ルド内捕間フィルタ 25に供給し、伝送動画像信号のサンプル値にフィ一ルド内で内挿捕間を施してサンプル周波数 32. 4匪 z のサンプル動画像信号を再生し、そのサンプル動面像信号をサンプルレ一ト変換器 26に供給し、サンプル周波数 32. 4MHz を原サンプル周波数 48. 6MHz に再変換して送信側入力画像信号の形態に復元する。

上述のような構成の信号処理系における送信側のフィールド内プリフィルタ 23からラインオフセット · サブサンブラ 24に供給する帯域制限サンプル動画像信号の水平 ·垂直空間周波数領域におけるスぺクトル分布は図 3に示すようになつている。すなわち、サンプル動画像信号の水平周波数帯域は、水平ローバスフィルタ 21により伝送用サンプル周波数 1 6. 2MHz 以下に抑えられているが、垂直周波数帯域に関しては、座標原点を頂点として水平周波数軸上のサンプル点 1 6. 2MHz と垂直周波数軸上の対応点 1 125/2 TV 本とを結ぶ直角三角形状の空間周波数領域が 1 125/2 TV 本の周期で垂直周波数軸方向に交互に反転しながら無制限に拡がっている。

かかるスぺクトル分布のサンプル動画像信号をサブサンブラ 24に供給してラインオフセット · サブサンプリングを施すと、そのスペクトル分布は図 4 に示すようになる。すなわち、原画像信号に、垂直周波数領域で 1 125/2 TV 本を超えて静止画像においてのみ表現可能の高解像度信号成分が含まれていたとすると、図 4に示す菱形の空間周波数帯域②内に、黒点でそれぞれ図示するサンプリングキヤリャ①および③によって折返した 1 125/2TV本を超える垂直周波数信号成分が形成されることになる

図 2に示した構成の動画像信号伝送処理系の送信側で形成されたかかる折返し信号成分は、受信再生側の補間フィルタ 25によって除去されるので、原理的には再生動画像に信号歪としては現われず、特に問題とはならない害であるが、実際に信号処理系を構成するハードウエアにおいては、不所望信号成分を除去するプリフィルタ 23も所望信号成分を内挿する補間フィル夕 25も完全に原理どおりの特性は実現困難なので、かかる折返し信号成分、特に、座標原点 0の水平周波数軸上でかつ垂直周波数が 1 125/2 TV 本の奇数倍の近傍に折返った折返し信号成分は. 完全には除去されず、再生動画像に折返し歪として現われ、フレーム周波数の 1/2 の 15Hzのフリッカを生じて再生面質を著しく劣化させる。したがって、再生動画像に現われるかかる折返し歪の除去が解決すべき従来の課題となっていた。

この発明においては、上述した従来の課題をつぎのように解決している。

この発明によりサンプル動画像信号を伝送するようにした送信側エンコーダおよび受信再生側デコーダよりなる信号処理系の構成例を図 2に示した従来構成の信号処理系と容易に対比し得るようにして図 5に示す。

図 5に示す構成のこの発明による信号処理系は、図 2に示した従来構成に、鎖線で囲んで示す構成の空間周波数フィルタ A および Bをエンコーダおよびデコーダにそれぞれ介揷したもので ¾> 0。

図 5に示すこの発明による信号処理系においては、フィ一ルド内プリフィルタ 23から得た帯域制限サンプル動面像信号を空間周波数フィル夕 A中の水平ローパスフィル夕 27に供給し、例えば伝送用サンプル周波数 16. 2MHz の半分 8. 1 Hz 以下の低域水平周波数成分を取出して減算器 28に供耠するとともに、水平ローパスフィル夕 27の入力信号を直接に減算器 28に供給して等価の水平ハイパスフィル夕を構成し、その等価フィル夕から取出した高域水平周波数成分をフレーム内垂直フィル夕 29に供給して、図 3に示したスぺクトル分布のうち、垂直周波数 1 125本における折返し軸によって生ずる、垂直周波数 1 125/2 TV 本乃至 1 125 X 3/2 TV本の範囲に存在して主たる折返し歪を発生させる高域水平周波数成分を除去したフィルタ出力を加算器 30に供給し、水平口一パスフィルタ 27からの低域水平周波数成分と加算して得た空間周波数フィルタ Aのフィル夕出力を従来どおりのラインオフセット · サブサンブラ 24に供給する。したがって、サブサンブラ 24に入力するサンプル動画像信号のスぺクトル分布は、図 3に示した従来のスぺクトル分布において太線で示したベースバンド信号帯域中の高域水平周波数成分が除去されて、図 6に太線で示すようなスぺクトル分布となる。その結果、サプサンブラ 24から取出すサブサンプル伝送用動画像信号のスぺクトル分布は、図 7に示すようになり、図 4 に示した従来のスぺクトル分布において黒点で示した各サンプリングキヤリャ①， ②， ③をそれぞれ中心とする菱形の折返し信号成分発生帯域が各サンプリングキヤリャの近傍の楕円形帯域に局限され、特に、従来主たる折返し歪を発生させていた垂直周波数 1 125/2 TV 本乃至 1 125 X 3/2 TV本の垂直周波数帯域における信号成分が垂直軸上でかつ垂直周波数が 1 125/2 TV 本の近傍に折返らなくなるので、再生動面像に現われる折返し歪が実質的が除去され、従来のように 15Hzのフリッ力が生ずることのない、安定した再生動画像が得られる。なお水平ローパスフィルタ 27の通過帯域の上限は、 4 MHz 乃至 8匪 z 程度に選定するのが好適である。

なお、この発明によるサブサンプル伝送動画像信号処理系においては、図 5に示すように、受信再生側についても、水平口 —パスフィルタ 31、減算器 32、フレーム内垂直フィルタ 33および加算器 34により、送信側のフィル夕 Aと全く同様に構成して全く同様に作用させる空間周波数フィルタ Bを介挿し、伝送中にも生ずるおそれのある折返し歪発生信号成分を、送信側におけると同様にして、操返し除去する。

さて、画像信号を狭帯域伝送する手法として、画像信号の全画像情報は逐一伝送せず、適切な間隔で選んだサンプル値のみを伝送し、受信再生時にはサンプル値の相互間に適切な信号値を内挿補間して原画像信号の全面像情報をほぼ復元するサンプル伝送方式が多く用いられており、画像信号サンプリングの手法としては、適切な時間間隔で 1枚の画像、すなわち、いわゆるフレーム乃至フィールドを伝送する時間的サンプリングと 1 枚の画像すなわちフレームを構成する走査線による空間的サンプリングの他に、各走査線上の画像情報を時空間的にサンプリングするサブサンプルなる手法が広く用いられていることは前述したとおりであり、そのサブサンプルの中でも、信号処理が簡明で容易なフィールドオフセット ' サブサンプルおよびラインオフセット · サブサンプルが特に多く用いられている。すなわち、フィールドオフセット ' サブサンプルは、 1枚の画像すなわちフレームを構成する奇偶のフィ一ルド相互間で走査線上のサンプル点の位置を互い違いにずらし、フレーム当りのサンブルは変えずにフィールド当りのサンプル数を半減させたものであり、また、ラインオフセット · サブサンプルは、フレーム乃至フィールドを構成するライン相互間で走査線上のサンプル点の位置を互い違いにずらしたものである。

しかして、フィールドオフセット · サブサンプルは、静止画像については、任意の隣接フィ一ルド間でサンプル点を相互に内挿補間し得るので、簡単な内挿補間の信号処理により、精細度を落さずにサンプル値伝送量を低減させることができ、フィ一ルドオフセット · サブサンプルによる静止画像の再生画質はラインオフセット · サブサンプルに勝るが、動画像については、フレーム間で画像内容が相違するので、任意の隣接フィールド間での内揷補間が行なえず、フィールドオフセット · サブサンブルによる動画像の再生画質はラインオフセット，サブサンプルに劣る。しかしながら、適切なフィールド間信号処理を行なうことにより、動画像についてフィ一ルドオフセット · サブサンプルを用いても一定以上の再生画質が得られることを見出した。

まず、静止画像信号のサブサンプル伝送に好適とされたフィ一ルドオフセット · サブサンプルを用いた従来のサブサンプル伝送信号処理系における要部の概略構成を図 8に示す。図示の従来構成においては、入力画像信号を送信側エンコーダに供給し、まず、アナログ · 口一パスフィルタ 41により信号帯域を制限したうえで、アナログ · ディジタル（A/D) 変換器 42に導き、画像信号のサブサンプル伝送一般に適合したサンプル周波数で量子化したディジタル面像信号を鎖線で囲んで示すフィールド間プリフィタ 43に供給し、画像信号のサンプリングに伴って受信再生画像に生ずる折返し歪の発生因子となる高域信号成分を除去してその発生を予め抑えるための帯域制限を施す。

すなわち、従来構成のフィールド間プリフィル夕 43においては、図 8に示すように、単一のフィールドメモリ 44を備えてその入出力における 1 フィールド期間隔てた順次の隣接フィールドの面像信号を、例えばトランスバーサルフィル夕などにより構成したディジ夕ルフィルタ 45に'導き、順次の隣接フィールド間で上述した帯域制限の濾波作用を施し、かかるフィールド間プリフィルタ 43の濾波出力画像信号をフィールドオフセット · サブサンプラ 46に導いて奇偶のフィールド間でォフセットしたサブサンプルを施したうえで伝送路に送出する。

一方、受信再生側デコーダにおいては、上述のサブサンプル伝送画像信号を鎖線で囲んで示すフィールド間ボストフィルタ 47に供給し、隣接フィールド間でサンプル値の内挿補間を施す, すなわち、従来構成のフィールド間ポストフィル夕 47においては、送信側のフィールド間プリフィルタ 43と全く同様に、単一のフィールドメモリ 48を備えてその入出力における 1 フィールド期間隔てた順次の隣接フィールドの画像信号をディジタルフィルタ 49に導き、順次の隣接フィールド間でオフセットしたサンプル値を内揷補間し、かかるフィ一ルド間ボストフィルタ 47の濾波出力画像信号をディジタル · アナログ（D/A) 変換器 50 に導いてアナ口グ画像信号に復元し、アナログ口一パスフィルタ 51により不要高域成分を除去したうえで再生出力画像信号として取出す。

しかして、図 8に示した従来構成のサブサンプル伝送褕号処理系においては、フィールド間プリフィルタ 43およびフィ一ルド間ポストフィルタ 47の双方とも、単一のフィールドメモリ 44 および 48の入出力からそれぞれ取出した隣接フィールドの画像信号間で帯域制限および内挿補間のための濾波作用をそれぞれ施しているので、フィールド間の濾波作用が、常に、現フィ一ルドとその直前のフィールドの間で行なわれることになる。かかる送信側の帯域制限のための濾波作用と受信再生側の内挿捕間のための濾波作用とは、同一構成のフィルタにより、送 i 側と受信再生側とで相呼応して同一状態で施すのが基本原理であり、その基本原理から外れる程原面像の忠実な復元が困難になる o

しかるに、図 8に示した従来構成の信号処理系においては、送信側、受信再生側ともに、上述したように、常に、現フィールドと直前のフィ一ルドとの間で濾波作用を施しているので、図 9に示すように、送信側では、順次の入力フィールド①， ②， ③， ④， -— の画像信号にかかる濾波作用を施した順次の伝送フィールド a , b , c , d， -— の各画像信号は、それぞれ、順次の 2入力フィールド①と②， ②と③， ③と④， ④と --- の各面像信号を組合わせたものとなり、さらに、受信再生側では、順次の再生フィールド α， β , 7 , δ , -— の各画像信号は、それぞれ、順次の 2伝送フィールド aと b , b と c , c と d , dと --- の各画像信号を組合わせたものとなる。したがって、信号処理系全体を通して見れば、順次の再生フィールド， β , 7 , δ , -— の各面像信号は、それぞれ、順次の 3入力フィ一ルド①と②と③、 ②と③と④， ③と④と -— , -— の各画像信号を組合わせたものとなり、信号処理系全体としては入出力画像信号の画像情報が互いに対応しなくなる。特に、フレーム毎の画像情報が刻々変化する動画像においては、かかる入出力画像情報の不一致がそのまま再生動画像の画質劣化となつた。

かかる再生動画像の画質劣化を排除するようにしたこの発明の伝送方式における信号処理系の要部の概略構成を、図 8 に示した従来構成に対応させて図 10に示す。図 10と図 8 とを対比すれば明らかなように、図 10に示すこの発明による信号処理系の図 8に示した従来構成との相違点乃至改良点は、送信側プリフィル夕 43および受信再生側ボストフィルタ 47に従来それぞれ備えていた単一のフィールドメモリ 44および 48を、それぞれ、縦続接続した 2個のフィールドメモリ 44一 1， 44— 2および 48— 1 , 48— 2に替え、従来は常に単一のフィールドメモリ 44および 48の入出力からそれぞれ取出していた隣接 2 フィールドの画像信号を、プリフィル夕 43およびボストフィル夕 47の入力における現フィールドが奇数フィールドのときには、フィールドメモリ 44— 2および 48— 2の出入力において 1 フレーム周期前に 1 フレームを構成する奇偶フィールドの画像信号を従来の隣接フィールドとして取出し、また、現フィールドが偶数フィールドのときには、フィールドメモリ 44— 1 および 48— 1 の出入力において 1 フレームを構成する奇偶フィールドの画像信号を従来の隣接フィ一ルドとして取出し、かかるフィールド周期毎に交替する奇偶フィ一ルドの組合わせを切換えスィツチ S W 1 および S W 2によりそれぞれ切換えてディジタルフィルタ 45および 49にそれぞれ供給する。

したがって、この発明による伝送方式の信号処理系においては、送信側、受信再生側ともに、常に、 1 フレームを構成する奇偶フィ一ルド間に帯域制限および內揷捕間のための濾波作用を送受対応して単位のフレーム周期毎に完結させているので、図 11に従来の図 9に做って示すように、送信側では、順次の 2 入力フィールド①と②， ③と④， --- の各画像信号をそれぞれ組合わせて濾波作用を施し、順次の 2伝送フィールド a と b， c と d , -— の各画像信号を形成し、また、受信再生側では、順次の 2伝送フィールド aと b , c と d , -— の各画像信号をそれぞれ組合わせて濾波作用を施し、順次の再生フィールドと β , ヒ δ、 -— の各画像信号をそれぞれ形成している。したがって、信号処理系全体を通して見れば、順次の再生フィールドと ^ , y と 5 , -— の各画像信号は、それぞれ、送信側における順次の 2伝送フィールド a と b , c と d , -― に対応して、順次の 2入力フィールド①と②， ③と④， -— の各画像信号をそれぞれ組合わせたものとなるので、再生動画像の画質を向上させることができる。

なお、フィールドオフセット ' サブサンプルによる静止画像の再生画質はラインオフセット · サブサンプルに勝るが、動画像については、フレーム間で画像内容が相違するので、任意の隣接フィールド間での内挿補間が行なえず、フィ一ルドオフセット · サブサンプルによる動画像の再生画質はラインオフセット · サブサンプルに劣ることを先に述べたが、かかる特質を考慮して、静止画像乃至同一画像中の静止画領域の標本化伝送にはフィールドオフセット · サブサンプルを用い、動画像乃至同 —画像中の動画領域の標本化伝送にはラインオフセット · サブサンプルを用い、当該画像について別途検出した画像の動きを表わす動き信号の制御のもとに、画像の動きの有無に適応して両者を切換える混成標本化伝送方式、すなわち、いわゆる MUSE T方式など従来開発されていた。

しかしながら、かかる混成サブサンプル伝送方式においては、送信側と受信再生側とで、上述した適応切換えをそれぞれ制御する動き信号を得るために、それぞれ別個に画像の動き検出を行なうか、あるいは、送信側で検出した画像の動きを表わす動き信号をサンブル画像信号とともに受信側に伝送する必要がある。しかも、送信側および受信再生側の双方に、静止画用と動画用との 2系統の信号処理系をそれぞれ備えて切換える必要があり、さらに、同一画像中に静止画領域と動画領域とが混在する場合にはその切換えを目立たぬように行なう必要があり、それぞれの信号処理装置が大規模となるのみならず、画像の動き検出が適切でなく、誤検出があったり、信号処理系の切換えが適切でなかったりすると、再生画像に新たな画質劣化が生ずるなど、幾多の問題があった。

さて、図 10および図 11については動画像の画質改善を述べたが、静止画像に対しても所定の画質で信号処理が可能なので、この発明においては、上述した従来の問題をつぎのようにして解決し、送信側および受信再生側に、それぞれ、図 10に示した構成による 1系統のみの信号処理系を備えることにより、信号処理系の切換え、したがって、その切換え制御のための面像の動き検出を不要とし、小規模の信号処理系ではあるが、動面像 •静止面像いずれの領域についても一定以上の画質を保持して画像伝送を可能とした。

さて、高精細度カラーテレビジョン放送方式として開発された上述の MUSE方式においては、広帯域の高精細度カラ一画像信号を構成する帯域 20Hzの輝度信号およびそれぞれ帯域 7匪 z の 2色差信号を衛星放送 1 チヤネルの伝送帯域幅 27隨 z で F M伝送し得るようにするために、各成分信号をディジタル化して適切にサブサンプルしたものを時間軸圧縮 · 時分割多重し、各成分信号のベースバンド帯域を 8 MHz 以下に制限して狭帯域伝送するようにしている。かかる MUSE方式における力ラー画像信号のサブサンプル伝送は、 2 フレ一厶すなわち 4 フィールドで一巡するサンプリングパターンによるオフセットサンプリングを原則としており、静止画像領域については、順次のフィ一ルド間で行なぅフィールドオフセット · サブサンプリングおよびその再生時における内挿補間によって所要の高精細度カラー画像を再生し得るが、動画像領域については、画像の動きによりフレーム間で画像内容が異なるため、従来は、専ら同一フィールド内におけるラインオフセット · サブサンプリングおよびその再生時における内挿補間を行なっていた。

したがって、動画像領域において内挿補間する画像情報量が静止画像領域に比して著しく少ないために、動画像領域における再生カラー画像の精細度が本来的に低下するので、従来、動画像領域については、色差信号のベースバンド帯域を 4 MHz 程度に制限していた。

この発明においては、上述した従来の課題をつぎのようにして解決し、サブサンプルした画像信号の再生時に内挿補間する画像情報量を増大させるとともに色差信号の周波数帯域を拡大してカラー動画像の再生画質を改善している。

まず、 MUSE方式カラー画像信号の動画像領域における色差信号をサブサンブル伝送するための色差信号処理系すなわちェンコーダおよびデコーダの従来構成を図 12に示す。図示の従来構成による色差信号処理用エンコーダにおいては、高精細度力ラ一画像信号、すなわち、いわゆるハイビジョンの撮像出力三原色 R G B信号をアナログ · ディジタル（A/D) 変換器 61に供給して 48. 6MHz のクロック信号によりディジタル化し、マトリックス回路 62に導いて輝度信号（Y) および色差信号（R— Y) , CB- Y) を形成する。分離して別途処置する輝度信号（Y) を除くマトリクス出力の色差信号 0?— Y)および（B— Y)は、帯域上限 8 MHz の低域通過フィル夕（LPF) 63を介してサブサンブラ 64に導き、 16. 2 MHz のクロック信号の制御のもとにクロック周波数を 16. 2隨 z に変換して水平方向のサブサンプリングを施し、線順次交互の 2色差信号サンプル列（R— Y) , (B— Y)を TCI 回路 65に導いて時間軸圧縮 · 時分割多重を施し、輝度信号の水平帰線期間に多重し得る時系列信号の形態に変換する。

従来構成の色差信号エンコーダにおいては、かかる色差信号サンプル列をフィールドオフセットサンブラ 66に導いてフィ一ルド間オフセットによりサンプルレートを 8. 1MHzに半減させたうえで、図示してない慣用の動き検出出力の制御のもとに、静止画像領域の色差信号サンプル列を分離して別途処理するとともに、動画像領域におけるサンプルレート 8. 1MHzの色差信号サンプル列を低域通過フィルタ（LPF) 67に導いて周波数帯域を 4 MHz に制限し、さらに、 2次元フィルタ 68に導いて水平 · 垂直の空間周波数帯域を制限する。

図 12に示す従来構成によりかかる帯域制限を施した動画像領域の色差信号サンプル列に対しては、走査線数 1 125本の MUSE方式力ラ一画像信号における色差信号の線順次交互の信号形態およびサンプルレート 8. 1 MHzに基づき、空間周波数領域におけるサブサンプル · キヤリャの位置は、垂直方向には 1 12 /2 T V本間隔、水平方向には 8. 1MHz間隔となり、かかるサブサンプル ' キヤリャ間隔の中点を結ぶ線分により制限される色差信号伝送可能の空間周波数帯域は、図 13に示すように、座標原点と垂直軸上の 1 125/4TV本の点および水平軸上の 4 MHz の点とを頂点とする三角形の帯域となる。

なお、図 13並びに後出の同様の図面、図 15および図 17乃至図 20は、いずれも、線順次化した形態の画像信号について示してあ O ₀

かかる帯域制限を受けた動画像領域の色差信号サンプル列をミクサ 69に導いて別途処理した静止画像領域の色差信号サンプル列と混合し、その混合出力色差信号を多重回路 70に導いて別途処理した輝度信号の水平帰線期間に多重したうえで、かかる力ラー画像信号サブサンプル列をフレームオフセット · サブサンブラ 71に導き、 MUSE方式のサブサンプル伝送形態である 2 フレーム一巡のサンプルパターンに変換し、ディジタル · アナ口グ（D/A) 変換器 72を介してアナログ伝送する。

一方、図 12に示す従来構成の色差信号処理用デコーダにおいては、ェンコ '一ダにっき上述したのとは逆の信号処理を行ってハイビジョンの三原色 RGB 信号を再生する。すなわち、上述のようにアナログ伝送したカラー画像信号の時間軸圧縮 · 時分割多重サブサンプル列をアナログ · ディジタル（A/D) 変換器 73に供給して再度ディジタル信号に変換し、その変換出力サブサンプル列をスイッチングしてエンコーダにおけると同様に輝度信号および静止画像領域の色差信号を分離してそれぞれ別途処理するとともに、動画像領域の色差信号サブサンプル列を 2次元フィル夕 74および帯域上限 4 MHz の低域通過フィルタ（LPF)75 に順次に導き、エンコーダにおけると全く同様の帯域制限によるサブサンプル列の内挿補間を施したうえで、ミクサ 76に導いて別途処理した静止画像領域の色差信号サブサンプル列と混合し、その混合出力色差信号サブサンプル列を逆 TC〖回路 77に導いて時間軸圧縮■ 時分割多重されている色差信号サブサンプル列をもとの信号形態に復元し、色差信号（I?一 Y), (B— Y)を取出して逆マトリックス回路 78に導き、別途処理した輝度信号を加えて三原色 RGB 信号の形態に復元し、ディジタル · アナログ (D/A) 変換器 79を介し、再生出力として取出す。上述した従来構成の色差信号処理系に対し、動画像領域の伝送可能空間周波数帯域を拡大するように改良したこの発明による色差信号処理系の構成例を、図 12に示した従来構成におけると同一の各ブロックには同一の符号をそれぞれ付し、同一の配列にして図 14に示す。

図 12と図 14とを対比すれば判るように、この発明による構成と従来構成との相違点は、エンコーダにおいては周波数帯域制限用回路ブロック 81 _R. 81 B. 82_R, 82B. 83_R. 83B と TC I 回路 65の配置とのみであり、また、デコーダにおいては、内挿補間用回路プロック 85_R. 85B. 86_R, 86B. 87_R, 87B とフレーム内内揷回路 84および内挿フィルタ 88の新設と逆 TC I 回路 77の配置とであり、その他の各回路ブロックはこの発明による構成においても前述した従来構成におけると全く同一に作用するので、以下にはこの発明による構成の従来との相違点のみについて説明する。

この発明による構成のエンコーダにおいては、帯域制限用回路部分と TC〖回路 65との配列順を入れ替え、サブサンブラ 64からのサンプルレート 16. 2匪 z の色差信号サンプル列（R— Y)と（B 一 Y)とを並列に取出し、静止画像領域の色差信号を別途処理のために分離するとともに、動画像領域の色差信号（R— Y)および (B— Y)を並列のまま別個の帯域制限用回路部分にそれぞれ導き、水平方向のサンプルレート 16. 2MHz の色差信号サブサンプル列 (R— Y)，（B— Y)の垂直方向における空間周波数帯域を、 2 フィールド毎にフレーム単位で処理してフレーム内で完結する形で 1125/8 T V本にそれぞれ制限する。

すなわち、サブサンブラ 64からの色差信号サンプル列（R— Υ) および（Β— Υ)を、それぞれ、フィールドメモリ 81 _R. 82_R の直列接続および 81 B. 82B の直列接続にフィールド毎に順次に供給するとともに、それぞれ、切換えスィッチ SWI R および SWI B の各 a端子に導き、それらの切換えスィツチの各 b端子にはフィ一ルドメモリ 82_R および 82B からの 2フィールド遅延した色差信号サンプル列（R— Y)および（B— Y)を導き、各スィッチ SW1 _R および SWI B をフィールド周期で同時に切換え、さらに、各スィツチの切換え出力と各フィールドメモリ直列接続の中間点出力とを、それぞれ、通過帯域上限を 1125/8TV本にした垂直フィルタ 83_R および 83B に導く。

したがって、例えば、色差信号（R— Y)を供給するフィールドメモリ 8 , 82R の直列接続について説明するに、色差信号 (R— Y)の順次のフィールドを « 1 , ίί 2 , # 3 , S 4， « 5 ··· …とし、フィールドメモリ 81 _R の入力端子を①、フィールドメモリ 81 _R , 82_R の中間端子を②、フィールドメモリ 82_R の出力端子を③とする。しかして、まず、切換えスィツチ SW1 _R を a 端子に接続したときに、各メモリ端子①， ②， ③に順次のフィ一ルド it 3 , ϋ 2 , » 1 の色差信号（R— Υ)が現われているとすると、垂直フィルタ 83_R には、メモリ端子①および②に現われているフィールド 3および if 2の色差信号（R— Y)が供給され- ついで、次のフィールド期間に切換えスィッチ SW1 _R を b端子に接続したときには、順次に移動してそのときメモリ端子②ぉよび③に現われているフィールド tf 3および it 2の色差信号 (R— Y)が再び垂直フィルタ 83_R に供給されることになる。したがって、フィールド if 2 と ίί 3 とが同一フレームを構成しているものとすれば、垂直フィル夕 83_R には、つねに、同一フレームを構成する 2 フィ一ルドの色差信号（R— Y)が供給されることになるので、垂直フィル夕 83_R においては、つねに、連続した 2フィールドにおけるサンプルレート 16. 2MHz の色差信号サンプル列（R— Y)に対し、垂直空間周波数帯域の制限がフレーム単位で完結する形で施されることになり、かかる周波数帯域制限は、色差信号サンプル列（B— Y)に対しても同時に全く同様に施されることになる。

かかるフレーム単位の周波数帯域制限をそれぞれ施した色差信号サンプル列（R— Y)および（B— Y)を垂直フィル夕 83_R および 83B から TC I 回路 65に並列に供給し、それぞれフレーム当りの走査線数 1 125本の色差信号サンプル列（R - Y) , (B - Y)に時間軸圧縮 · 時分割多重を施して水平帰線期間に挿入可能の線順次交互の信号形態に変換すると、引続くミクサ 69には図 12に示した従来構成におけると同一信号形態を呈する動画像領域の時系列色差信号が供給されることになるが、その動画像領域時系列色差信号の伝送可能空間周波数帯域は、後述するようにして図 15 に示すようになり、図 13に示した従来の周波数帯域に比して倍増される。

かかる動面像領域時系列色差信号に対しては、ミクサ 69以降において図 12に示した従来構成におけると全く同様の信号処理を施して伝送するが、フレームオフセットサブサンブラ 71においては、フレームオフセットサブサンプルを兼ねたフィールド間オフセットサブンプリングがフレーム単位で施される。

—方、この本発明による構成の色差信号処理用デコーダにおいては、エンコーダからアナ口グ伝送したカラー画像信号の時間軸圧縮 · 時分割多重サブサンプル列を、アナ口グ · ディジ夕ル（A/D) 変換器 73を介して再度ディジタル化したうえで、別途処理する輝度信号を分離した後の時系列色差信号に対しェンコーダにおいてサブサンプリングに伴う折返し歪の発生を防ぐ周波数帯域制限のための上述した信号処理に対応した信号処理を施して、色差信号サブサンプル列に対する内挿補間を行なう。すなわち、 A/D 変換器 73からの時系列色差信号を、まず、フレーム内内揷回路 84に導き、エンコーダのフレームオフセットサブサンブラ 71におけるフィールド間すなわちフレーム内オフセットサブサンプリングに対応したフィールド間内挿補間を、エンコーダに做ってフレーム単位で完結する形で行ない、かかるフレーム内内挿補間を施した時系列色差信号を逆 TC I 回路 77 に導き、それぞれフレーム当り 1 125/2本の線順次交互の時系列の信号形態を解いて、それぞれフレーム当り 1 125本の走査線からなる 2系統の色差信号（R— Y)および（B - Y)の信号形態に復元したうえで、ェンコーダにおける垂直周波数帯域制限用回路と全く同様にそれぞれ構成した垂直方向内挿補間用回路プロック群 85_R. 85 B . 86R. 86 B . 87_r. 87B に並列に供給する。

それらの内挿補間用回路プロック群においては、エンコーダにおける垂直周波数帯域制限と全く同様の回路動作により、フレーム単位で完結する形で垂直方向の内挿補間を行なうが、その内挿補間に用いる垂直フィル夕 87R および 87 B は、ェンコ一ダにおける垂直フィルタ 83_R および 83 B と全く同様の帯域上限 1 125/8 T V本の垂直方向低域通過フィルタ（LPF) とする。

上述のように 2系続の色差信号を並列に処理する都合上、図 12に示した従来構成とは内挿補間用回路と逆 TC I 回路 77との配列順を入れ替えて内挿補間を施した 2系続の色差信号（R - Y) , (B— Y)をミクサ 76に並列に導き、エンコーダで検出して伝送し、あるいは、デコ一ダで検出した画像の動き検出出力の制御のもとに、別途処理した静止画像領域の色差信号（R— Y) , (Β— Υ)とそれぞれ混合し、かかる混合出力の色差信号（R— Υ) , (Β— Υ)を内揷フィルタ 88に並列に導く。

図 14に示したこの発明による構成の色差信号処理系において上述したように垂直方向の周波数帯域制限および内揷補間を施した色差信号サブサンプル列（R— Υ) , (Β— Υ)の水平方向におけるサンプルレートは、エンコーダのサブサンブラ 64において 48. 6MHz から 16. 2MHz に低減したままであるから、. ミクサ 76の混合出力色差信号（R - Y), (B— Y)を内揷フィル夕 88に導いて水平方向の內挿捕間を施し、それぞれのサンプルレートを 16. 2MHz から 48. 6MHz に変換する。なお、この内挿捕間用フィル夕 88は、エンコーダにおける LPF63 に対応して帯域上限 8匪 z とした低域通過フィルタにより構成する。また、かかるサンプルレート 48. 6MHz の色差信号（I?一 Y), (B - Y)を逆マトリックス回路 78に導き、別途処理した輝度信号と組合わせて三原色 RGB 再生出力信号の形態に復元する以後の信号処理は、図 12に示した従来構成におけると同様である。

図 14にっき上述したこの発明による信号処理を MUSE方式の高精細度カラ一画像信号に施した場合における動画像領域の色差信号サンプル列に対する水平 ·垂直の 2次元空間周波数領域におけるサブサンプル · キャリャの位置および伝送可能の空間周波数範囲を、従来構成の場合を示した図 1 3と同様に、時間軸上の周波数を零とした平面について示すと図 15に示すようになる, すなわち、サブサンプル · キヤリャ位置の水平方向における間隔は、水平方向のサブサンプルレ一ト 1 6. 2MHz そのままであるから、水平方向の周波数帯域は、そのサンプル · キヤリャ間隔の半分の 8. 1MHzまで拡張され、デコーダにおける内挿補間の信号処理に用い得るサンプル数が、信号処理をフレーム単位で行なうことによって 2倍に増大している。

一方、垂直方向におけるサブサンプル · キヤリャ位置の間隔は、垂直方向の信号処理が 2 フィールドずつのフレーム単位で行なわれるので、図 13に示した従来構成の場合に比して倍増し、垂直方向周波数範囲の上限は、逆に、 1 125/8 T V本に半減するので、結局、 2次元空間周波数領域における伝送可能の周波数範囲は図 15に示すようになり、図 1 3に示した従来構成の場合に比して 2倍に増大する。

なお、時間軸方向の解像度に関しては、 2 フィールドずつのフレーム単位で信号処理が行われるために、従来構成の場合に比して半減する。一般に、輝度信号に対しては、フィールド周波数 60Hzの画像信号にフレーム単位の信号処理を施すと、時間軸方向の解像度が半減し、 15Hz相当の解像度となり、動きの速い動画像においては動きの滑かさが失なわれ、ジャダ一が発生する。しかしながら、色差信号に対しては、時間軸方向の解像度低下に対する人間の視覚特性が劣化しているので、色差信号にフレーム単位の信号処理を施してその時間軸方向の解像度を 15Hzに低下させても、視覚的にはカラー画質の劣化は認められないことになる。

さらに、この発明においては、動きが比較的小さい動面像領域の画像信号については、フィールド間オフセット · サブサンプリングを施すとともに、フィ一ルド間信号処理を施して折返し歪発生防止のための帯域制限および再生時の内揷補間を行なうことにより、静止画像と動きの大きい動画像との中間の解像度を有する再生動画像を得て、総合の再生画質を一層向上させるようにしている。

上述の場合におけるこの発明によるサブサンプル伝送用のェンコーダおよびデコーダの構成例を図 1 6(a)および (b)にそれぞれ示す。

図 16(a)に示すエンコーダにおいては、入力カラ一画像信号の輝度信号成分をアナログ · ディジタル（A/D) 変換器 91に導いてサンプル周波数 48. 6MHzでディジタル化したのちに帯域上限 1 6. 2 MHz の水平方向低域通過フィル夕（LPF) 92 を介してサンプリング周波数変換器 93に導き、サンプル周波数を 48. 6MHz から 32. 4 MHz に変換し、その変換出力輝度信号を帯域上限 1 125/2TV本の垂直方向低域通過フィルタ（LPF) 94 を介してサブサンブラ 95に導き、サンプル周波数 32. 4MHz でフィールド間オフセット · サプサンプリングを施し、さらに、帯域上限 8. 1 MHz の水平方向低域通過フィルタ（LPF)96 を介してサブサンブラ 97に導き、サンプル周波数 16. 2匪 z でフレーム間およびライン間のオフセット · サブサンプリングを施し、 MUSE方式の五の目サンプリングパターンによるサブサンプル伝送用信号を形成し、デイジタル • アナログ（D/A) 変換器 98を介してアナログ伝送する。

一方、図 16(b)に示すデコーダにおいては、上述したサンプル周波数 16. 2MHz のサブサンプル伝送用信号をアナログ · ディジタル（A/D) 変換器 99に導いて再度ディジタル化したのちにフィ —ルド間內揷回路 100 に導き、フィールドメモリ 101 とのフィールド毎の信号授受によりフィールド間内挿補間を施し、オフセット · サブサンプリングにより欠落した位置のサンプル値を内挿補間したうえで、帯域上限 8. 1 MHz の水平方向低域通過フィル夕（LPFM02を介してサブサンブラ 103 に導き、フィールド間内挿補間を施したサンプル列のサンプル周波数 16. 2 MHzを 32. 4MHz に変換したのちに、帯域上限 1125/2TV本の垂直方向低域通過フィルタ（LPF) 104に導いて垂直方向の内挿補間を施し、水平 ·垂直両方向の内挿補間を施したサンプル列をサンプリング周波数変換器 105 に導いてサンプル周波数 32. 4匪 z を原サンプル周波数 48. 6MHz に戻し、ベースバンド上限 1 6. 2MHz の水平方向低域通過フィルタ（LPF 06およびディジタル ' アナログ (D/A) 変換器 107 を順次に介し、再生出力輝度信号として取出す。

一般に、動画像領域の画像信号については、フレーム間は勿論、フィールド間においても画像の動きにより画像内容がずれて来るので、動画像信号のサンプリングおよび再生時の内揷捕間は、従来フィールド内のラインオフセットのみによつて行なわれていたが、水平方向に比して元来動きが小さい垂直方向における画像の動きが比較的小さい場合には、上述したように、輝度信号に対してもフレーム間信号処理を施して従来の再生動画像よりは遙かに解像度の優れた再生動画像を得ることができしかして、画像信号にフィールド内ラインオフセット ·サブサンプリングを施したときの水平 ·垂直空間周波数領域におけるサブサンプル · キャリャの位置は図 17に鲁印で示すようになるが、フィールド間内揷捕閭を施すと、図 18に X印で示す位置のサブサンプル，キヤリャが消滅する。したがって、かかるサブサンプル · キャリャが消滅した位置には他の情報を多重して伝送することが可能となる。

また、フィールド内ラインオフセット · サブサンプルを施した画像信号の伝送サンプル列にフィールド内内揷補間を施したときの空間周波数領域において再生可能な周波数範囲は、前述したとおりに、図 1 9に示す三角形の範囲であるが、フィールド間内挿補間を施したときに再生可能な周波数範囲は図 20に示す長方形の範囲となり、従来のフィールド内信号処理を施した場合の 2倍に拡大される。

さらに、従来のサブサンプル伝送において基本とした 2 フレ —ムで一巡するサンプル · パターンにより伝送した画像信号においては、 15Hzが基本周波数となるが、フレーム毎にフィールド間信号処理を施した画像信号においては、 30Hzが基本周波数と 7よる。

しかして、人間の視覚特性は 1 5Hzの周波数成分に対して敏感であるために、従来の 2フレームで一巡するサンプル，パターンにより伝送した再生画像信号では 15Hzのフリッ力が感じられる欠点があるのに対し、フィ一ルド間信号処理を施した場合にはかかるフリッ力が生じない点でも優れており、したがって、エンコーダにおけるサブサンプリング方式の如何に抱わりなく、デコーダにおいてフィールド間内挿補間を行なえば、 15Hzフリッ力の発生を抑えることができる。

ここで、図 1 6(a)に示したエンコーダにおける各段階のサンプル · パターンを図 _{21 (a)}〜_(e)に順次に示しておく。なお、図中〇印は奇数フィールドのサンプル ·パターンを示し、鲁印は偶数フィールドのサンプル ' パターンを示す。図 21において、（a)は. MUSE方式の基本とするサンプル周波数 48. 6MHz のアナログ · ディジタル（A/D) 変換器 91における原始サンプルパターンであり、 (b)は、サンプリング周波数変換器 93においてサンプル周波数を 32. 4匪∑ に変換したサンプル 'パターンであり、垂直方向に 1 125 T V本、水平方向に 32. 4MHz の間隔で並んだ正方形格子状のサンプル ·パターンをなしている。

また、図 21 (c)は、サブサンブラ 95においてサンプル周波数 32. 4MHz でフィールド間オフセット · サブサンプリングを行なつたときのサンプル ·パターンであり、感覚的にはサンプル周波数 16. 2MHz のサンプル · パターンとも見られるが、サンプル周波数 32. 4MHz で 1サンプルおきにサンプル値を零としたサンプル ·パターンと見做したものである。

さらに、図 21(d)は、サブサンブラ 97においてフレーム間およびライン間のオフセット ■ サブサンプリングを行なったときの MUSE方式伝送信号のサンプル ·パターンであり、図 21 (e)は、その偶数フィールド分のみを示したものである。なお、 2フレームで一巡する MUSE方式伝送信号においては、フレーム交互に図 1 (d)に示したサンプル · パターンが反転する。

上述したように垂直方向の動きが小さい動画像領域の画像信号に施すフィールド間信号処理を、静止画領域の画像信号に施す 2 フレーム一巡の信号処理および動きが大きいときの動画像領域の画像信号に施すフィールド内信号処理と組合わせれば、サブサンプル伝送方式における再生画質を総合的に著しく向上させることができる。

産業上の利用可能性

以上の説明から明らかなように、この発明によれば、サブサンプル伝送するハイビジョン放送方式、例えば MUSE方式の動画像信号における垂直周波数 1 125/2 TV 本乃至 1 125 X 3/2 TV本の範囲における水平高域信号成分が 0 MHz 、 1 125/2 TV 本の近傍には折返ることがなくなり、折返し歪のない安定した再生動画像を得ることが可能となるので、その結果、サブサンプル動画像に対する折返し歪の除去のために従来用いていた送信側のプリフィル夕および受信再生側の補間フィルタの通過帯域を従来より拡げても折返し歪が目立たなくなり、再生動画像の解像度を著しく向上させ得る、という格別の効果を挙げることができる

また、サブサンプリングに伴い再生画像に生ずる折返し歪を軽減するための送信側における信号帯域制限および受信再生側における内挿補間のフィールド間信号処理を各組の奇偶フィ一ルド間に施し、送受対応してフレーム単位で完結させるので、各フィールドの再生画像に 3入力フィールドの画像情報が混入するおそれがなくなり、再生画質、特に、フレーム間で画像情報が変化する動画像の再生画質が従来に比して格段に改善され

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なお、フレームを単位とする信号処理は、前述したように、静止画像についても一定以上の画質が得られるので、動 ·静止の両画像に共通に単一のフィ一ルドオフセット · サブサンプル用信号処理系のみを用いるようにすることも可能であり、その場合には、それだけ装置を小規模にし得るのみならず、静止画処理系と動画処理系との切換え制御に従来要していた画像動きの検出なども不要となるなど、幾多の顕著な効果を挙げることができる。

さらに、広帯域の高精細度カラー面像信号をサブサンプル伝送する際に、動画像領域における色差信号の伝送可能空間周波数帯域を従来の 2倍に増大させて動画像領域の再生力ラー画質を従来に比して著しく向上させることができ、しかも、 'サブサンプル伝送におけるェンコーダおよびデコーダのいずれについても従来のものとの互換性を保持することができる。

すなわち、この発明の広帯域カラー画像信号サブサンプル伝送方式を使用すれば、ハイビジョン放送における動画像領域の解像度が改善され、従来のこの種の伝送方式と併用すればよりきめ細かなハイビジョン信号の放送が可能となり、あるいは、従来の画質を保持した状態で伝送系の構成を簡略化することができる。

Claims

請求の範囲

1. 2 フレームを周期とするサンプリングパターンによるオフセットサプサンプル伝送をする広帯域カラー画像信号のサブサンプル伝送に際し、動画像領域の画像信号に対しては、少なくともフィールド間オフセットサブザンプリングを施すとともに、当該領域における動画像の特性に適合したフィールド間信号処理を施すようにしたことを特徴とする広帯域力ラ —画像信号サブサンプル伝送方式。

2. 請求の範囲第 1項において、動面像信号をサンプルして伝送するにあたり、垂直周波数領域においてサンプル周波数に対応するナイキスト帯域のほぼ 1倍乃至 3倍の垂直周波数帯域における動面像信号の水平周波数帯域を制限して伝送することにより、サブサンプルに伴って再生画像に生ずる折返し歪を減少させることを特徴とする広帯域カラ一画像信号サブサンプル伝送方式。

3. 請求の範囲第 1項において、画像信号をサンプルして狭帯域伝送するにあたり、画像信号のフィールド間でサンプル点の位置が交互にずれたフィールドオフセッ卜 · サブサンプルにより画像信号をサンプルするとともに、奇偶のフィ一ルドよりなるフレーム単位で少なくとも輝度信号の帯域制限およびサンプル内挿補間の信号処理を完結させるようにしたことを特徴とする広帯域力ラ一画像信号サブサンプル伝送方式。

4. 請求の範囲第 1項において、動画像領域については、輝度信号に比し水平空間周波数帯域を半減させて伝送する色差信号に対し、フィールド間オフセットサブサンプリング並びに当該サブサンプリングに伴う折返し歪の発生を防ぐための周波数帯域制限および再生時の内挿補間を奇偶のフィ一ルドよりなるフレーム単位で完結するようにして行なうことを特徴とする広帯域力ラ一画像信号サブサンプル伝送方式。

5. 請求の範囲第 1項において、垂直方向の動きが小さい動画像領域については、輝度信号に対し、フィールド間オフセットサブサンプリング並びに当該サブサンプリングに伴う折返し歪の発生を防ぐための周波数帯域制限および再生時の内挿補間をフィ一ルド間で処理して行なうことを特徴とする広帯域カラー画像信号サブサンプル伝送方式。