Frequenzgangkompensierte Schaltung
Die Erfindung betrifft eine frequenzgangkompensierte Schaltung in Regelschleifen.
Die Gleichspannungsverstärkung eines Operationsverstärkers, der gemäß Fig3. 1 beschaltet ist, ergibt sich zur Vout, = Vin
* R1 / R0. Intern besteht ein solcher integrierter Operationsverstärker hauptsächlich aus Transistoren und Widerständen. Zwischen den Verbindungsleitungen und Basis, Kollektor, Emitter der Transistoren und dem Substrat (= Masse) bestehen kapazitive Kopplungen, sogenannte parasitäre Kapazitäten.
Diese parasitären Kapazitäten bewirken in Richtung höherer Frequenzen eine zunehmende Gegenkopplung, so daß die Verstärkung gegenüber der Gleichspannungsverstärkung immer mehr abnimmt. Entsprechend ändert sich mit zunehmender Frequenz auch der Phasengang. Ab einer bestimmten Frequenz, z.B. 10 MHz, ist die Phasenverschiebung größer als 180°. Weil die Verstärkung aber immer noch größer als 1 ist, kommt es dann zu unkontrollierten Schwingungen.
Um diese Schwingungen zu verhindern, fügt man an geeigneter Stelle im Operationsverstärker einen Kondensator zur Frequenzgangkompensation ein. Dadurch bleibt die Phasenverschiebung innerhalb eines bestimmten Frequenzbereiches bei - 90°,
während die Verstärkung mit größerer Steilheit abnimmt. Wenn die Phasenverschiebung bei höheren Frequenzen schließlich - 180° erreicht, ist die Verstärkung bereits kleiner als 1 und es treten keine störenden Schwingungen mehr auf.
Je größer die Verstärkung ist, desto stärker muß der Frequenzgang kompensiert werden. In integrierten Schaltungen benötigt ein Kondensator (zur Frequenzgangkompensation) aber eine relativ große Chipfläche, z.B. 0,001 mm2/pF. Für einen Kondensator von 1000 pF wäre demnach eine Fläche von 1 mm2 notwendig.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, durch eine Regelschaltung genaue Ströme zu erzeugen und die erforderliche Kapazität des Frequenzgang-Kompensations-Kondensators in der RegelSchaltung zu verkleinern.
Diese Aufgabe wird durch die in Anspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Anhand der Zeichnungen wird im folgenden ein Ausführungsbeispiel der Erfindung erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 Beschaltung eines Operationsverstärkers
(bekannt)
Fig. 2 Beschaltung eines Operationsverstärkers mit
reduzierter Gegenkopplung (bekannt)
Fig. 3 Schaltung zur Erzeugung eines genauen Stromes mit einem Operationsverstärker in der Regelschleife (bekannt)
Fig. 4 Schaltung zur Erzeugung eines näherungsweise genauen Stromes (bekannt)
Fig. 5 erfindungsgemäße Schaltung zur Erzeugung eines genauen Stromes
Fig. 6 Darstellung eines Regelkreises (bekannt)
Fig. 7 Darstellung eines erfindungsgmäßen Regelkreises
Fig. 8 Schaltbild einer temperaturkompensierten
Stromversorgung.
In Fig. 1 ist die Beschaltung eines gegengekoppelten Operationsverstärkers dargestellt. Die Verstärung ergibt sich zu
Vout. = Vin * R1 / R0.
In Fig. 2 ist die Beschaltung eines gegengekoppelten Operationsverstärkers mit reduzierter Gegenkopplung dargestellt. C ist jeweils der Kondensator für die Frequenzgangkompensation.
In Fig. 3 haben R30 und R31 den gleichen Widerstandswert. Weil der daran angeschlossene, nicht invertierende Eingang des Operationsverstärkers OP30 im Vergleich dazu hochohmig ist, entsteht über R30 und R31 jeweils die halbe Versorgungsspannung VCC. R32 ist ein Referenzwiderstand mit einem Widerstandswert von z.B. 50 kOhm. Transistor T30 bildet einen Stromspiegel. Der Verbindungspunkt von R32, Kollektor von Transistor T30 ist an den invertierenden Eingang von Operationsverstärker OP30 angeschlossen. Dadurch fließt in den Kollektor von T32 ein Referenzistrom I30 = (VCC / 2) / R32. An Kollektor von Transistor T33 bildet sich der gleiche Strom I31 = I30- Durch die Stromspiegelfunktion von T30 und den
Widerstand R35 bildet sich durch R35 ein Strom I30 =
(R35 / R32) * (VCC / 2).
Der Kondensator C30 am Operationsverstärker 0P__ dient zur
Frequenzgangkompensation der Regelung des Referenzstromes I30. C30 muß einen relativ großen Wert haben und benötigt darum viel Chip-Fläche. Die Ströme I30, I31, I32 sind abhängig von der VersorgungsSpannung VCC. Weil VCC sehr genau sein kann, sind auch die Ströme I30 bis I32 entsprechend genau.
Fig. 4 zeigt eine weitere Schaltung, die genaue Ströme erzeugen soll. R42 ist ein entsprechender Referenzwiderstand und T40 ein Stromspiegel. Der Strom I43 ergibt sich zu
I43 = (VCC - 2 * VBE) / R42. Weil die Basis-Emitter-Spannung VBE temperaturabhängig ist, ist der Strom I40 ebenfalls temperaturabhängig. Im Bereich von 0 .... 100° C ändert sich VBE um etwa 200 mV. Andererseits ist aber der Schaltungsaufwand gegenüber Fig. 3 deutlich geringer. Insbesondere wird die relativ große Chip-Fläche für den Kondensator C30 eingespart.
Fig. 5 zeigt nun eine Schaltung, die genaue Ströme erzeugt, bei der aber die Chipfläche für einen Frequenzgangkompensati- ons-Kondensator deutlich reduziert ist. An die Anschlußpunkte A und B wird die in Fig. 3 links von A und B liegende Schaltung, bestehend aus den Widerständen R30 und R31, dem Operationsverstärker OP30 und dem Kondensator C30, angeschlossen. R51 und R54 haben den gleichen Wert und sind Referenzwiderstände. T50 ist ein Stromspiegel. I53 ist der Referenzstrom. An weiteren Transistoren, z.B. T59, deren Basisan- Schlüsse an die Basis von T53 angeschlossen sind, bilden sich weitere, exakt gleiche Referenzströme, z.B. I59. In Fig. 5 entsprechen die Widerstände R51, R53, R55 den Widerständen R40, R43, R44 aus Fig. 4 und die Transistoren T50, T52' T53 den Transistoren T40, T42, T43 aus Fig. 4. Dadurch
wird der Referenzstrom I53 praktisch entsprechend dem Referenzstrom I43 vorgeregelt. Die Feinregelung übernimmt der an den Anschlußpunkten A und B angeschlossene Operationsverstärker OP30. OP30 muß nur noch die durch VBE bedingten temperaturabhängigen Schwankungen nachregeln. Entsprechend kann der Regelbereich von OP30 und damit die Gegenkopplung (wie für Fig. 2 beschrieben) verringert werden. Dies geschieht
dadurch, daß der Ausgang von OP30 nicht direkt an den Emitter von T52 angeschlossen wird, sondern über den Emitterfol- ger T51 und einen Widerstand R52. Der Widerstand R52 hat z.B. den Wert R52 = 10 * R53. Entsprechend kann C30 um den Faktor 10 verkleinert werden und z.B. statt 50 pF einen Wert von 5 pF haben.
Drei Transistoren und drei Widerstände benötigen z.B. eine Chip-Fläche, die der Fläche für einen 2 pF-Kondensator entsprechen würde. Man erkennt, daß durch die Reduktion von 50 pF auf 5 pF trotz der gegenüber Fig. 3 erhöhten Anzahl von Bauelementen eine deutliche Reduktion der benötigten Chip-Fläche für die gesamte Regelschaltung erfolgt, obwohl die Genauigkeit des Referenzstroms I53 dem von I30 entspricht.
In Fig. 6 und Fig. 7 ist das Prinzip der Erfindung nochmals verdeutlicht. Fig. 6 zeigt einen bekannten Regelkreis. Der Sollwert 69 wird einem Subtraktionspunkt 60 zugeführt. Vom Sollwert 69 wird der Istwert 63 abgezogen. Das Ergebnis wird über einen Fehlerverstärker 61 der Regelstrecke 62 zugeführt, die als AusgangsSignal den Istwert liefert.
Fig. 7 zeigt einen Regelkreis gemäß der Erfindung. Der Sollwert 79 wird einem Subtraktionspunkt 70 zugeführt. Vom Sollwert 79 wird der Istwert 73 abgezogen. Das Ergebnis wird über einen Fehlerverstärker 71 und einen Multiplizierer 74 einem Additionspunkt 75 zugeführt. Dort wird ein Voreinstell- ungs-Steuerwert 76 addiert und die Summe der Regelstrecke 72
zugeführt, die als Ausgangssignal wieder den Istwert liefert. Durch die Addition des Voreinstellungssteuerwertes 76 kann die Fehlerverstärkung 71 reduziert werden. Dies geschieht durch Multiplikation mit einem Übertragungswert k, k < 1, z.B. k = 0,1 ... 0,5 , im Multiplizierer 74. Durch die Reduktion der Fehlerverstärkung kann vorteilhaft die Frequenzgangkompensation im Fehlerverstärker 71 um den Faktor 1 / k verringert werden.
Die Schaltung nach Fig. 8 liefert an den Ausgängen 80_1\I, 80U_2\I und 80U_3\I jeweils einen Strom von 80 μA, am Ausgang 50U\I einen Strom von 50 μA und am Ausgang 30U\I einen Strom von 30 μA.
Zwischen den Anschlüssen VCC\I und IREF\I wird ein Referenzwiderstand angeschlossen. Wenn dieser Widerstand nicht mitintegriert ist, muß die Temperaturkompensation für die VBE- Schwankungen etwas verstärkt werden. Der Übertragungswert k wird dann auch entsprechend etwas größer. Q12 entspricht T51, R6 entspricht R52/ R8/R9 entsprechen R51 / Q16 entspricht T50, Q14 entspricht T52, R7 entspricht R53, der Referenzwiderstand entspricht R54, Q18 entspricht T53, R12 entspricht R55, Q2 4 und R18 entsprechen T59 und R56.
Die Basisanschlüsse von Q4 und Q7 entsprechen den Eingängen von OP30, die Kollektoranschlüsse von Q10 und Q11 dem Ausgang von OP30 und der Kondensator C1 dem Kondensator C30.
Anschluß GND\I ist der Masseanschluß. An Anschluß VBG\I wird eine Referenzspannung von 1,2 V angeschlossen und mit Anschluß OFF\I werden die obengenannten Ausgänge geschaltet.
Q12, Q14, Q16, R6, R8 und R9 sind gegenüber einer Schaltung entsprechend Fig. 3 zusätzlich vorhanden. Insgesamt wird aber durch die Verkleinerung von C1 eine deutlich größere Chip-Fläche eingespart, wie oben beschrieben.