WO1986002994A1

WO1986002994A1 - Method and apparatus for detecting position

Info

Publication number: WO1986002994A1
Application number: PCT/JP1985/000612
Authority: WO
Inventors: Tetsuro Sakano
Original assignee: Fanuc Ltd
Priority date: 1984-11-05
Filing date: 1985-11-05
Publication date: 1986-05-22
Also published as: EP0200791A1; EP0200791A4; JPS61110005A

Description

明細書位置検出方法および装置

技術分野

本発明は位置検出方法および装置に関し、特に N C等の移動する作業機械あるいはロボットの腕などの移動位置を精密に検出する移動位置検出方法ならびに検岀装置に関する。背景技術

従来よりこの種の位置検出を行うにあたっては、空間的に

9 0 ' の位相差をもった 2相の正弦波信号（以下に説明するようにこれらを V _a および V _b とする）を利用して位置検出を行っており、通常この種の位置検出器をエンコーダと称している。

そして在来のエンコーダは、例えば発光ダイオードからの射出光を、その回転位置が検出されるべき所定の回転軸に取付けられた回転コード板（通常該回転コード板の周囲には所定間隔をおいて多数の（例えば 2000個の）スリットが設けられる）に当て、該回転コード扳および該回転コード板と対向する固定板に設けられたスリットを通過した光をフォトダイオード等の受光素子で受光して電圧に変換し、それによつて- 該回転コード板の回転に応じて該回転コード板に設けられた相隣接するスリット間隔（ 1 ピッチ）を 1周期とする正弦波信号 V _a , V _b をうる。

なおこの場合、該 2つの正弦波信号 V _a , V _b について空間的に 9 0 * の位相差を持たせるために、該固定スリット板' に、該回転コード板に設けられたスリット間隔（ 1 ピッチ）

1

の整数倍からーピッチだけずれた 2個のスリットを設け、そ

4

れらの各スリッ卜とそれぞれ対向して設けられた各受光素子によつて受光されて生じた電気信号によつて該 2つの正弦波信号 V _a , V _b をうるようにしている。（第 1図 (a)参照）次いでこれらの各正弦波信号 V _a , V _b をそれぞれコンパレータに入力してその出力側からは該正弦波信号の正 · 負の値に応じてそれぞれハイレベルおよびロウレベルとなる出力信号 A Pおよび B Pをつくり、 ①該出力信号 A P の立上り時に出力信号 B Pがハイレベルとなっているとき、 ②該出力信号 B Pの立下り時に出力信号 A Pハイレベルとなっているとき、 ③該出力信号 A Pの立下り時に出力信号 B Pが口ウレべルとなっているとぎ、 ④該出力信号. B P の立上り時に出力信号 A Pがロウレベルとなっているとき（第 1 図 ( )参照）にはァップダウンカウンタを逐次カウントァツプさせる所謂プラスパルスを生じさせ（このことは該回転コ - ド扳がー方向例えば時計方向に回転していることを意味する）、一方①該出力信号 A Pの立上り時に出力信号 B Pがロウレベルとなっているとき、 ②該出力信号 B Pの立下り時に出力信号 A Pが口ゥレベルとなっているとき、 ③該出力信号 A Pの立下り時に出力.信号 B Pがハイレベルとなっているとき、 ④該出力信号 B Pの立上り時に出力信号 A Pがハイレベルとなっているとき（第 1図 (c)参照）には、該アップダウンカウンタを逐次力ゥントダウンさせる所諝マイナスパルスを生じさせ（このことは該回転コ一ド扳が反対方向例えば反時計方向に回転していることを意味する）これによつて該回転コード板の回転角度、したがって該回転コード板が取付けられた回転軸の回転位置を検出（場合によつては該回転コ一ド板の回転角度を直線抆に展開することによつて直線状に移動する移動体の移動位置を検出）するようにしている。

しかしながら、かかる従来の位置検出方法においては、上述したように回転コード板の回転に応じて該出力信号 A P又は B Pの 1 サイクル（回転コード板に設けられた相隣接するスリ ' ト間隔 1 ピッチに相当）中に、その回転角度を計数するアップダウンカウンタをカウン卜させる 'ルス（上記ブラスパルス又はマイナスパルス）を 4回発生させうるにすぎず仮に回転コード板の周囲に 2000個のスリットが設けられているとすれば、その回転角度検出についての分解能は

1 1

回転にすぎず、要するに回転コード板が回

2000 4 8000

転するとき該スリットによる 1 回転あたりの分割数の 4倍以上の高い検出分解能がえられないという問題点があた。発明の開示

本発明は、かかる問題点にかんがみ、上述したような従来形の移動位置検出方法に比較して格段に高い検出分解能

1

(例えば回転）で、回転体更に一般的にいえば

2000 1 000 移動体の移動位置を、その初期位置からの移動量（変位量）によって検出することを目的としている。

そして上記問題点を解決するために、本発明の一つの形態によれば、移動体の移動に応じて空間的に 9 0 ' の位相差を有する 2相の正弦波信号を発生させる段階、該 2相の正弦波信号の各電圧値 V _a , V _b を検出して V = V _a ' cos ar - V _b - sin の値を 0にする orの値を箕出する段階、および該算出された orの値を該正弦波 1 サイクル内での補間分割位置情報として該移勖体の移勣量を検出する段階を具備する位置検出方法が提供される。

また本発明の他の形態によれば、移動体の移勛に応じて空間的に 9 0 ' の位相差を有する 2相の正弦波信号を発生させる手段、ァンプダウンカウンタの計数値と該正弦波信号 1 サィクル内での捕間分割数との比をそれぞれ cos変換および sin変換する cos変換器および sin変換器、該 cos変換器の出力と該 2相の正弦波信号の一方の電圧値 V _a との積および該 s in変換器の出力と該 2相の正弦波信号の他方の電圧値 V _b との積をそれぞれ出力する乗箕手段および該 2 つの乗箕手段の出力の差の値 Vをとり出す減算手段、該 Vの値を捕償する捕償器、該捕償器の出力の絶対値に比例した周波数をもったパルスを発生するパルス発生手段、および該捕償器の出力の極性を検出する極性検出器をそなえ、該 Vの値が 0 になるまで、該極性検出器からの出力信号に応じて該パルスの数だけ該アップダウンカウンタをカウントアップ又はカウントダゥンさせる位置検出装置が提供される。上記本発明の一形態においては、 V = V _a · cos α - V _b ' sinaの値を 0 にする orの値を箕出することによって、

V _a = V sin 、 V _b = V cos θ

(ただし 5 はそのときの回転角）であることから、結局

— Y (sin Θ ' cos oc― cos θ · s i η or )

= V o · sin( <9 - or ) の値を 0 にする αの値を算出することとなり、その解は α = 6 ± η π (ただし IIは整数）となる。

したがって 5が変化した場合、 6の変化速度に比較して短い周期（具体的には上記正弦波信号が πだけ変化する時間より短い周期）で順次 aを求めれば、該 aの変化により、 d の変位量を正しく検出することができる。その際該 Vの値を 0 にする orの値は、検出誤差の大きな原因となる V。の値（この V。の値は回転コード板が回転するにつれて固定スリツト板との間のギヤップが変動することなどのために回転板が 1 回転する間においても変動し、更に発光ダイオードの発光量の時間的変動などによっても変動する）とは無関係に上記した a = 6 土 η πの閬係をみたしており、結局該 orの値により . 該正弦波 1 サイクル（回転コ一ド板上のスリットの 1 ピッチ間隔に相当する）内を、所要の分割数（例えば 1000) で直線状に捕間分割（等分割）し、それによつて回転コード板の変位量（一般的には移動体の移動量）を従来例のものより飛躍的に高い分解能（例えば回転コード板上のスリット数を 2000

新たな用敏とし、上記補間分割数を 1000とすれば回転）

2000 X 1000 で検出することができる。

また本発明の他の形態においては、上記本発明方法によつて上記 Vの値を 0 にするの値を算出するにあたり、アップダウンカウンタ、 co s変換器および s i n変換器、乗算手段および減算手段などを通して該 Vの値に対応する出力を生じさせ、更に該 Vの値を補償する捕償器、該補償器の出力の絶対値に応じた数のパルスを発生する手段、および該補償器の出力の極性を検出する極性検出器を用いて、該 Vの値が 0 になるまで、該極性検出器からの出力信号に応じて該パルスの数だけ該アップダウンカウンタをカウントアップ又はカウントウンさせ、それによつてえられたカウント値から上記回転変位量が検出される。図面の簡単な説明

第 1図 (a) , ib) , (c)は、従来技術におけるこの種の位置検出方法を説明するための波形図、

第 2図は、本発明にかかる位置検出方法の基本概念を示すブロック図、

第 3図および第 4図は、それぞれ本発明にかかる位置検出方法をコンピュータを用いて実施する場合の検出装置の構成を例示したブロック図、

第 5図は、本発明方法を実施するにあたり、コンピュータにより検出位置情報を箕出する場合の制御プログラムの 1例 - 1

5 をフローチヤ一卜によって示す図、

第 6図は、本発明にかかる位置検出方法をフィードバック回路によって実施する場合の全体構成図を示すプロック図である。発明を実施するための最良の形態

第 2図は、上記本発明にかかる位置検出方法の基本概念を示すブロック図であり、第 3図および第 4図は、かかる位置検出方法をコンピュータを用いて実施する場合の検出装置の

10 構成を示すブ σ ック図である。

すなわち本癸明による位置検出方法においては、回転コード板の回転凭度（一般的には移動体の移勣位置）に応じて上記従来技術で説明したようにして出力される 2相の正弦波信号の電圧値 V _a , V _b を一定周期（例えば 5 0 マイクロ秒）毎に読み取り、次式すなわち

V = V _a c o s o - V _b s i n orを 0 にする orを求め、このようにして求めたを、該正弦波 1 サイクル（すなわち回転コ - ド扳上における相隣接するスリット間隔に対応する）内を所定の分割表で直線的に補間分割（等分割）した位置情報

20 (この場合は回転角度を表す情報）としている。

本発明において、このような方法によって位置情報を求める理由を更に詳述すれば、

上式 V = V _a c o s な— V _b s i n α (1)において、

V _a = V o s i n 5 , V _b = V o c o s Θ

25 (ただし V。は 2相の正弦波信号の振巾

V e は回転コード板の回転位置（回転角）ノであるから、

これらを上記（1)式に代入すれば、

V = V o (. s i n Θ - c o s cx — c o s σ · s ι α )

= V。 · s i η ( 5 — な）となり、

したがって該 V の値を 0 とする αの値は、

= θ ± η η (ただし ηは整数）となる。

したがって回転コード板が回転してが変化した場合、該 e の変化速度に比較して所定の短い周期で（具体的には回転コ - ド扳の回転に伴って上記正弦波信号が i だけ変化する時間より短い周期で）上記 "を求めて行けば、該の変化により Θすなわち回転角の変位量（その初期位置からの移動量）を正しく検出することができる。

第 3図および第 4図は、上述した本発明にかかる位置検出方法をコンピュータを用いて実施する場合の検出装置の構成洌を示すもので、まず第 3図に示される検出装置においては該コンピュータ内のマイクロプロセッサ 2 は、タイマ 1 力、ら一定周期毎に入力されるタイミング信号にもとづいて、その一定周期毎に各サンプルホールド回路 31 , 32 (該サンプルホ一ルド回路 3 1 , 32にはそれぞれ上記正弦波信号 V _a , V- _b が入力される。）にホールド指令を出力して各正弦波信号 V _a

V _b の値をサンプルホールドし、その間に該正弦波信号

V _a , V _b のアナログ値をそれぞれ Aノ D変換器 41 , 42によつて所定の精度のディジタル値に変換し、それらのディジタル値を上記所定の周期毎にバスを通して該マイク口プロセッサ 2 に入力させている。

そしてこれらのディジタル入力を上記（1)式の V _a および V _b の値として各周期毎に該マイク口プロセッサ 2 において該 (1)式すなわち V の値を 0 とするの値を演算する。なおその各周期毎の演算結果すなわち該周期毎の位置情報《は逐次該コンピュ一タのメモリあるいは外部の出力レジスタ 5 に記億させることができる。

一方第 4図に示される装置においては，上記第 3図における 2偭の Αノ D変換器 41 , 42を設ける代りに、サンプルホ一ルド回路 3 1 および 3 2 にそれぞれサンプルホ一ルドされた出力を、該マイクコプロセッサ 2 からマルチプレクサ 4 3 に入力される切渙指令により各周期の途中で切換えて共通の A / D変換器 4 に順次入力させ、該変換器 4 4 の出力を順次マイクロプロセッサ 2 に入力させるようにして、 A / D変換器を 1 個節約している。

次に該マイクコプコセッサ 2 において、上記（1)式すなわち Vの値を 0 にするなの値を求める場合の具体的方法について説明する。

すなわちその第 1 の方法は、所謂フィードバック法とでもいうべきもので次のような演箕過程を経て各検出周期毎のを求める。

いま、ある検出周期における位置情報を求めようとするときには、先ずその 1周期前に求めた位置情報 i と、上述したようにして各 Aノ D変換器 41 , 42又は 4 4から新たに入力された V _a および V _b の各ディジタル値とをもとにして V i = V _a cos a i_ _t - V _b sin or i_ , を求め、更にこの V i をもとにして、

a i = i - I K V i (ただし Kは定数）（2)

によって新たな位置情報を求める。（所請比例補償法。）あるいは、上記 (²)式による代りに、まず上記 V i を累積加算して S i を求め、

(すなわち S i = S i— _t ÷ V i = ∑ V„) 該 V i および S i を n = o

もとにして、

or i = or _£. , - p · V i - K _s · S i ……（3)

(ただし K _P : K s はそれぞれ定数で通常 K _p > K _s )

によって新たな位置情報 a を求める。（所請比例積分補償法）。

なお上記比例補償法は実現が簡単であるが、 3が一定速度で変化するときその速度に比例した検出誤差が生ずるのは避けえないのに対し、該比例積分補償法は、回路がやや複雑になるが、そのような速度に比例した検出誤差を生じない。またその第 2 の方法は、上記に関する非線形方程式

V _a · cos a - V _b · sin or = 0 を例えば二ユートン法で解く方法である。この場合には先ず

V ( a ) = V _acos — V _bsiri o とするとについての微分値 V ' ( ) は、

V ' ( a ) = — V _asin α — V _bC0S となり該非線形方程式の近似解,は次の反復によって求められる。いま、ある検出周期における位置情報 " i を求めようとするときには、先ずその 1 周期前に求めた位置情報 " ，をもとにして、これを該の最初の近似値（第 0 近似という意味で QT i— 1 = or _{i 0}とする）とし、 a i i = a _{i 0} — _{i 0}

V ( a o) V _a - cos QT i o - V b - sin tar _{i 0} だ

V ' ( x _{i Q}) V a ' sin io ÷ V b ' cos a を求め該 a ^を該 or i の第 1 近似とする。

以下この演算過程を操返し、その第 n近似を o _{i n}とすると、第（ n - 1 ) 近似は、

a i - = Qr _{i n} - c¾r _{i n} (n = 0 , 1 , 2…）

V { o _{ι η}) V _a ' c o s a i _n— V _b · s i n だし or i

V ' ( a _{i n}) V _a ' sin Qr _{i n} ÷ _b - cos a となる。 '

そして該 i _nの絶対値 i„ が ^ <x _{i n} ■ く s

ε は要求精度に応じた所定の微小量）

となったとき上記反復をやめ、該近似解 i · _{(n | )} を該検出) "f 期における位置情報 a i とするものである。

第 5図は、マイクロプロセッサ 2が上記ニュートン法によつて演箕処理を行う場合のフローチヤ - トを示すもので、タイマ 1 から一定周期でタイミング信号が発生し、それにより該マイクロプロセッサ 2 は該タイミング信号が入力:される毎に次の処理を始める。

すなわち、ステップ 1 でスタート後、ステップ 2 でサンプルホ一ルド回路 31 , 32にホ一ルド指令を出し、その時点で 2 つの正弦波信号 V _a , V _b の値をサンプルホ一ルドし、その値（アナログ値）を A Z D変換器 41 , 42に通して所定の精度のディジタル値とし、ステップ 3 において該ディジタル値 V _a , V _b を読みとる。

次にステップ 4においてその 1 周期前に求められた検出値 (位置情報い！をとり出しこれを《 i。とする。

そしてステップ 5 において、

V _a · cos <x _n ― V _b * s i n ατ„

} a _Λ = および … = c _n -" ! c

V _a · s in or„ - V _b ' cos ex _n

(ただし n = 0 , 1 ， 2 , …とし、最初は n = 0 からスタートする）を計算する。

次いでステップ 6 において or _n 力" (ただし ε は検出精度誤差を規定する量で予め与えられていとする） .より小か否かを判断し、小になっていな -ければ該 _η - を新たな c _n として（ステップ？）、同様の演箕を橾返し、該 α _Λ '- が該ミより .小となればステップ 8 において該 „. t をその周期における新しい検出位置情報 " i として出力し、次いでステップ 9 において該ホ -ルド指令を解條し、その周期における演箕処理を終了する。（ステップ 1 0 ) 。

上記した本発明方法によれば、上記 Vの値を 0 にする orの値が、上述したように検出誤差の大きな原因となる 2相の正弦波信号それぞれの振巾の値 V。に何等影響されることがないので、該 V。にもとづく誤差が全く生じないものであり、更に該正弦波信号の電圧値 V _a. , V _b は、所定ビットの A / D変換器を用いることにより高精度に読みとることができるため、該 A / D変換器のビット数に応じて該正弦波 1 サイクル（回転コード板上の相隨接するスリット間のピッチに相当）を所要の分割数（例えば 1 000 ) で直線状に補間分割した高分解能の位置情報を検出することができる。

ことろで上述した第 2 の方法（例えばニュートン法）によつて上記各周期における上記の値を求める場合には上述したようにコンピュータを用いて演箕処理を行う必要がある力上述の第 1 の方法すなわち所謂フィ一ドバック法によっての値を求める場合には、必ずしも第 3図（又は第 4図）に示されるようなコンピュータ（すなわちマイクロプコセッサ 2 ) を含む装置によることなく、以下に第 6図を用いて説明するようなフィ一ドバック回路を用いて該の値をほぼ連読的に求めることもできる。

すなわち第 6図において、 V _a , V _b は上述したように多数のスリットが形成された回転コ一ド板に光を当て、該回転コ一ド扳および回転コ一ド扳と対向する固定板に設けられた 2偭' Oスリット（該回転コード板上の相瞵接するスリット間

1

のピッチの整数倍とは一ピッチだけずれた）をそれぞれ通過

4

した光をフォトダイォード等の受光素子で受光してえられた電気信号であつて、回転コード板が回転するとき、それぞれ空間的に 9 0 ' の位相差を有する正弦波信号となり、その電圧値それぞれ次のように表される。すなわち、

V _a = V 0 s i n θ

V _b = V o c o s Θ

ここでは該回転ユード板の回転角に比例する量で、相隣接するスリット間隔（ 1 ピッチ）に対して = 2 ラジアンとなり、該 V _a および V _b はそれぞれ 1 サイクル変化する。いまある時点において、第 6図のアップダウンカウンタ 7 に現に計数されている計数値を Nとすると、該計数値- \を cos変換器 8 1 および sin変換器 8 2 に入力させてそれらの

2 π N 出力側からそれぞれ cos αおよび s i η α (ただし "

しであり、 Lは上記スリット 1 サイクルについての捕間分割数であって、仮に L = 1000とすれば、該カウンタ 7からは 0 から 999までのカウント値がサイクリックに出力される）を出力させる。なお cos変換器および sin変換器としては R 0 M を用い、該 R 0 Mに内蔵された s i nコード表および cosコード表によってそれぞれ上記 s i n岀カおよび cos出力を出力することができる。そしてその際、該アップダウンカウンタから該 R 0 ίに入力される計数値 Νは該 R Q Μに対するァドレス信号として使用される。

そして該 cos変換器 8 1 の出力 cos は乗算器 8 3 において電压値 V _a と乗算され、一方 sin変換器 8 2 の出力 sin or は乗箕器 8 4において電圧値 V _b と乗算され、次いでそれらの各出力は減箕器 6 1 に入力されてそれらの差すなわち V = ( V _a cos or - V _b sin c ) が出力される。なお該乗算器として例えば乗箕形 D / A変換器が用いられ、その基準電圧として V _a 又は V _b が入力され、該基準電圧の値に比例して該 R O Mの出力（ディジタル値）が D Z A変換されて上記乗算値が出力される。更に該 D Z A変換器として、 cosおよび sinの重み付けされた D / A変換器を用いれは、上記 _cosおよび siri変換器を乗箕器とを一体として構成することができる。

次いで該出力 Vは補償器 6 2 に入力され、仮に該補償器が比例捕償器であるとすれば、その出力側か K V (ただし Kは所定の定数）がえられる。

次いでこの出力 K Vは絶対値変換器 6 3 においてその絶対値 K V ：のみがとり出され該： K V ：の値は電圧周波数変換器 6 4 に入力されて該 ' K V 5 ；の大きさに比例した周波数に変換され、該周波数に応じた数のパルスが出力される。一方極性検出器 6 δ は該 Κ Vの極性に応じた符号を出力し、これら 2 つの出力が入力されるァップダウンカゥンタ Ί は該符号出力に応じて該パルス数でけカウントァ 'ンプ又はカウントダゥンして新しい計数値を出力する。

すなわち上記 Vの値が 0 でないと所定符号を伴う所定数のパルスによってァップダウンカウンタの内容が変化し、 V = 0 になれば該パルス出力は停止する。すなわち、第 6 図のフィ一ドバフク回路は該 V の値が 0 になるようにフィ一ドバック動作が行われる。

ことろで上記 V = V _a cos a - V _b s in を更に展開すると V _a - V 0 sin θ , V _b = V ο cos 5であることから、

V = V 0 ( s i n 5 ' cos — cos ' sin )

= V o sin ( d - a ) となり、

L · θ

Θ、すなわちカウンタの計数値 N = のとき

2 r. V = 0 となる。

2 π N

すなわち V = 0 となったときの = はその時点

L

での回転板の回転角に等しい。

またこのようにして = の関係が成り立つているとき Θ が変化したとすると、該 6 がプラス側に変化して — α > 0 となった場合に、該極性検出器 6 5から出力される符号出力がプラスになり、アップダウンカウンタ 7 は所定のパルス

2 π Ν

数だけアップカウントしその結果 α = はプラス側に変し

化する。

一方がマイナス側に変化して - a < 0 となった場合に：ま、該符号出力がマイナスになり、ァノプダウンカウンタ 7

2 π は所定のパルス数だけダウンカウントしその結果な =■

しはマイナス側に変化する。このようにして orは 5 の変化に追従し、ァップダウンカウンタ 7 の内容 Xが間接的にその時点での回転角 Θを表わす。

なお補償器 6 2 は回転角 5 に対するの追従の速さを制御するもので、簡単には上記比例補償により単純に增巾又は減衰する機能であってよい。しかしながらこの場合には回転速度に比例してある程度の検出誤差を生ずることは避けえないのに対し、該捕償器 6 2 によって先に述べた比例積分補償を行う（すなわち Vに比例した成分と Vを積分した成分との和をとつて出力する）ようにすれば、が定常速度で変化しているとき誤差無しで orが 5 に追従できるようになる。

本発明の方法および装置によれば、従来形の位置検出方法に比較して格段に高い分解能で、移勣体におけるその初期位置からの移動量したがってその移動位置を検出す ¾ ことがでさる。

Claims

請求の範囲

1. 移動体の移動に応じて空間的に 9 0 ' の位相差を有する 2枏の正弦波信号を発生させる手段、該 2相の正弦波信号の各電圧値 V _a , V _b を検出して V = V _a ' _COs ar — V _b ' s i η αの値を 0 にする αの値を箕出する段階、および該算出された αの値を該正弦波 1 サイクル内での捕間分割位置情報として該移動体の移動量を検出する段階を具備することを特徵とする位置検出方法。

0 2. 移動体の移動に応じて空間的に 9 0 。の位相差を有する 2相の正弦波信号を発生させる段階、ァップダウンカウンタの計数値と該正弦波信号 1 サイクル内での補間分割数との比をそれぞれ cos変換および sin変換する cos変換器および sin変換器、該 cos変換器の出力と該 2相の正弦波信号の一5 方の電圧値 V _a との積および該 sin変換器の出力と該 2相の正弦波信号の他方の電圧値 V _b との積をそれぞれ出力する乗箕手段および該 2つの乗算手段の岀力の差の値 Vをとり出す減算手段、該 Vの値を補償する補償器、該補償器の出力の絶対値に比例した周波数をもったパルスを究生するパルス発生手段、および該補償器の出力の極性を検出する極性検出器をそなえ、該 Vの値が 0になるまで、該極性検出器からの出力信号に応じて該パルスの数だけ該ァップダウンカウンタを力ゥントアップ又はカウントダウンさせることを特徵とする位検出： £ε o