TWI794315B - 低功率滯環升降壓dc-dc控制器 - Google Patents

低功率滯環升降壓dc-dc控制器 Download PDF

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Abstract

本發明大體上涉及功率控制器，更具體地，涉及升降壓DC-DC控制器的合成電流滯環控制。在一或多個實施例中，控制器包括具有最小電路及功耗的PFM-PWM和升降壓過渡。

Description

低功率滯環升降壓DC-DC控制器
本專利申請案主張2017年10月30日提出申請的美國臨時專利申請案第62/578,988號的優先權，其內容以引用之方式全部合併於此。
本發明大體上涉及功率控制器，更具體地，涉及升降壓DC-DC控制器的合成電流滯環控制。
用於某些應用（諸如IoT產品）的穩壓器具有非常低的功耗需求。當這種產品具有一定範圍的輸入功率和輸出功率差時會產生問題，因而用於這種產品的穩壓器必須能夠提供降壓、升壓和升降壓模式。當試圖將這樣的範圍容納於滯環控制器中時會產生進一步的問題，其中開關頻率需要被內部調節而不使用外部或其他時鐘信號。因此，需要對這些問題的解決方案。
本發明大體上涉及功率控制器，更具體地，涉及升降壓DC-DC控制器的合成電流滯環控制。在一或多個實施例中，控制器包括具有最小電路及功耗的PFM-PWM和升降壓過渡。
現在參考附圖詳細描述本案，附圖作為本發明的描述性實施例而提供，以使本領域技藝人士能夠實現本發明及瞭解其替代物。需要注意的是，下面的附圖和示例並不意在將本發明的範圍限制於單一的實施例，而是通過替換一些或全部所描述或示出的元件而可以有其他的實施方式。另外，在可使用已知部件部分或全部實施本發明的某些元件的情況，僅描述這種已知部件中為了理解本發明而必需的部分，省略這種已知部件的其他部分的詳細描述，以不使本發明難以理解。描述為以軟體實現的實施例並不限於此，而是除非特別指出，正如本領域技藝人士所明瞭的，可以包括以硬體或軟硬體相結合的方式實現的實施例，反之亦然。在本說明書中，顯示了單一部件的實施例不應看作是限制；而是除非特別指出，本案意在涵蓋包括多個相同部件的其他實施例，反之亦然。另外，除非特別指出，申請人在說明書或申請專利範圍中使用的術語不具有不常用或特殊意義。進一步，本發明涵蓋這裡通過描述而提到的已知部件的當前和將來已知的均等物。
根據某些通用的態樣，本發明涉及集成FET升降壓DC-DC轉換器的積體電路。對於IoT和其他低功率應用，其在直接應用電路中使用最少的外部部件。在i2c匯流排上與數位控制一同提供集成功率FET和反饋分壓器。然而，本發明的原理可應用於具有片外功率裝置、片外反饋分壓器和不同的控制介面的更少集成的部件。
其中申請人認識到需要利用最小的電路和低功耗實現升降壓DC-DC控制器的合成電流滯環控制，包括PFM-PWM和升降壓過渡。例如，期望避免一般三態升降壓循環的額外功率損耗，該三態升降壓循環是在VIN 接近VOUT時提供恆定的或受控的開關頻率並且允許調壓所需要的。而且，還需要將紋波產生器的靜態電流在PFM電流脈衝之間減至接近零。電流滯環調制器實施方式需要Gm放大器和電壓鉗在PFM脈衝之間啟動，以維持電壓位準並立即啟動電壓斜升。進一步，對於誤差放大器不存在比低Iq比較器更高的靜態電流預算。獨立的誤差放大器和紋波加法電路將必須從零電流開始並且在50ns內啟動。同樣，在PFM脈衝之間沒有對於「中軌」電壓基準的電流預算。
為了解決這些和其他問題，本發明提供了一種滯環控制器視窗結構，其從單一的滯環變數提供降壓模式控制、升壓模式控制、和降壓到升壓及升壓到降壓過渡。與先前的單模式滯環控制器一樣，僅需要兩個比較器。在這些和其他實施例中，提供控制器的變頻操作，從而允許當VIN僅略大於VOUT時的降壓操作和當VIN等於或略小於VOUT時的升壓操作。這還消除了對於三態升降壓循環的需求。一些實施例包括使用單一的電感器阻尼開關，來通過在PFM期間衰減電感器開路振鈴而既實現旁路模式又減少EMI。一些附加或替代實施例提供由視窗比較器輸出驅動的從升壓到降壓模式的逐週期切換。這使得控制器能夠在VIN
Figure 107138299-A0305-02-0006-6
VOUT時根據需要通過在降壓和升壓模式之間切換而調整輸出電壓。還改變降壓到升壓切換點，以對電感器DC電阻和開關電阻中的電壓降作出反應。其他附加或替代實施例提供可應用於升降壓、升壓和 降壓DC-DC轉換器的被動合成電流紋波產生器。這些和其他實施例僅使用R、C和開關元件來產生PWM和PFM模式中所需要的波形，沒有啟動延遲。還有一些附加或替代實施例提供低功率合併電路，其以低Iq比較器的電流預算實現了低Iq比較器、一型誤差放大器、紋波加法電路和視窗產生器功能。使用全差分結構來避免對「中軌」基準的需求。
圖1示出包括根據本發明的升降壓控制器的示例性系統。
可以看到，系統100包括升降壓DC-DC轉換器積體電路(IC)102。對於低功率應用，其使用最少的外部部件，諸如輸入及輸出電容器CIN和COUT以及輸出電感器LOUT。正如下面將詳細示出的，功率FET和反饋分壓器可集成在IC 102中，例如伴隨來自主機106(例如，CPU、功率管理IC，等等)的I2C匯流排上的數位控制。根據某些通常態樣，IC 102能夠從電源110(例如，具有0.8V~5.5V的輸入電壓VIN)向負載112(例如，具有1.6V~6.375V的輸出電壓VOUT)提供穩定電壓。
負載112可以是IoT裝置(諸如智慧揚聲器等)或具有低功耗需求或期望低功耗的任何其他類型的裝置。電源110可以是電池、電源適配器、USB連接器，等等。
圖2是根據本發明的示例性IC 102的內部方塊圖。
如圖所示，其包括由FET 202-A至202-B構成的兩個集成功率級。FET 202-A是降壓頂開關，FET 202-B是降壓底開關，FET 202-C是升壓底開關，FET 202-D是升壓頂開關。FET 202-E是旁路開關，下面將詳細解釋。
本說明書中要描述的主要部件包括非同步數位控制器206、紋波合成電路208和滯環控制器類比部分210。這些部件的組合形成用於升降壓DC-DC轉換器的控制器電路。然而，應當注意的是，滯環升降壓DC-DC轉換器的其他實施例可僅包括非同步數位控制器206、紋波合成電路208和滯環控制器類比部分210中的一或多個。回到圖2的例子，晶片由電感器電流過零偵測器218、低功率電壓基準電路（簡化示為「Vref」220）、保護電路214、216和數位控制核心212實現。
圖3是根據本發明的示例性滯環控制器類比部分210的示意圖。
該區塊的主要輸入是輸出電壓VFB、基準電壓（Vref）和代表暫態電感器電流的信號（Ripple）的分拆版本。誤差放大器310接收基準電壓和反饋電壓之間的差，將其放大，得到電壓誤差信號Verr。然後該電壓誤差信號被加到電感器電流信號（Ripple），得到複合滯環變數Vcomp。使用複合信號使得本發明的控制器成為滯環升壓控制器。它還賦予控制器類似電流模式控制器的動態表現。
複合滯環變數Vcomp被送入3位準視窗比較器320。3位準視窗比較器可以包括三個獨立的比較器，或者如這個示例所示，可以由兩個標準比較器302、304和切換電壓基準306、308構成。（例如，正如下面將更清楚的，按照模式過渡或用於使能模式過渡的）電壓基準的切換產生三個電壓閾值（或「視窗邊界」），在任一時間點僅需要其中一個或兩個電壓閾值。相應地，儘管對於每一基準306、308僅示出一個電壓基準，但是二者實際上都可以由提供兩個不同視窗電壓的兩個不同電壓基準產生器實現，一次只將其中一個切換到電路。
正如下面將更清楚的，當複合滯環變數Vcomp降到低於由電壓基準306設置的下限電壓閾值時，比較器302輸出邏輯「高」信號，這設置觸發器312並使其Q輸出達到邏輯高（且Qn輸出變為邏輯低）。來自比較器302的邏輯「高」信號還被提供至數位控制器206。同樣，當複合滯環變數Vcomp升到高於由電壓基準308設置的上限電壓閾值時，比較器304輸出邏輯「高」信號，這重置觸發器312並使其Q輸出達到邏輯低（且Qn輸出變為邏輯「高」）。來自比較器304的邏輯「高」信號還被提供至數位控制器206。
圖4是用於進一步說明根據本發明的部分210的示例性降壓模式操作的時序圖。
當產生降壓切換週期時，滯環變數Vcomp在中間視窗位準404和上降壓窗口位準406之間往復斜線變化，如圖4所示。圖4所示的Vcomp波形的上升沿對應於降壓PWM週期的第一部分（如圖4所示，由從觸發器312輸出的Q信號為邏輯「高」指示），其中因為電感器連接在輸入電壓（VIN）和輸出電壓（VOUT）之間，電感器電流上升。當滯環變數Vcomp達到上視窗406時，上比較器304跳脫，且Vcomp開始斜線向下。這個滯環變數是電壓誤差和電流紋波之和。所以如果輸出電壓太高，那麼紋波之和會上升，導致窗口比較器304在較低電感器電流跳脫。同樣，如果輸出電壓太低，那麼紋波之和將不得不上升至較高的值以跳脫比較器304。因此，低輸出電壓會得到較高的電感器電流，而高輸出電壓會得到較低的電感器電流。這導致電流模式操作，其中電感器電流與電壓誤差成比例。
Vcomp波形的下降沿對應於PWM週期的第二部分（如圖4所示，由從觸發器312輸出的Q信號的邏輯「低」位準指示），其中因為電感器連接在輸出電壓（VOUT）和地之間，電感器電流下降。當滯環變數Vcomp達到下中間視窗404時，下比較器302跳脫，且Vcomp開始斜線向上。中間視窗跳脫點也作用於電壓誤差與電流紋波之和，因而再一次地高輸出電壓會導致較低的電感器電流，且高輸出電壓會導致低輸出電流。
這體現出根據本發明的滯環控制器102的若干優良特性：（1）電流模式控制動態表現，因為滯環變數是電流和電壓分量之和；（2）自振盪操作，其中控制器產生其自身的開關頻率，其不僅不需要時鐘源，而且還避免了鐘控PWM系統的設計困難；（3）沒有亞諧波不穩定性。在鐘控電流模式轉換器中，這是由潛在的滯環振盪和固定的時鐘頻率相互作用而引起的，導致混沌的不穩定性，結果，不需要固定的（補償）斜坡，這不僅簡化了調制器還增加了其增益；（4）雙沿峰/穀控制，這降低了通過調制器的延遲，並且改善了相位裕度和瞬態回應。
具有優點地，當滯環變數Vcomp在下升壓視窗和中間視窗位準之間往復斜線變化時，圖3所示的相同示例性電路210還可以產生升壓模式週期，如圖5的時序圖所示。
圖5所示的Vcomp波形的上升沿對應於升壓PWM週期的第一部分（如圖5所示，由從觸發器312輸出的Q信號的邏輯「高」位準指示），其中因為電感器連接在輸入電壓（VIN）和地之間，電感器電流上升。當滯環變數Vcomp達到中間視窗506時，上比較器304跳脫，且Vcomp開始斜線向下。滯環變數Vcomp是電壓誤差和電流紋波之和。所以如果輸出電壓太高，那麼紋波之和會上升，導致窗口比較器304在較低電感器電流跳脫。同樣，如果輸出電壓太低，那麼紋波之和將不得不上升至較高的值以跳脫比較器304。因此，較高的輸出電壓會導致較低的電感器電流，反之亦然。
Vcomp波形的下降沿對應於週期的第二部分（如圖5所示，由從觸發器312輸出的Q信號為邏輯「低」指示），其中因為電感器連接在輸出電壓（VOUT）和輸入電壓（VIN）之間，電感器電流下降。當滯環變數Vcomp達到下視窗404時，下比較器302跳脫，且Vcomp開始斜線向上。下（升壓）視窗504跳脫點也作用於電壓誤差與電流紋波之和，因而再次地高輸出電壓會導致較低的電感器電流，且高輸出電壓會導致低輸出電流。這使得根據本發明的滯環升壓控制器與滯環降壓控制器具有相同的優點。
圖3所示的示例性電路210的3視窗結構還實現了兩個重要的控制器特徵：升降壓過渡和自動旁路操作。首先，參考圖6和7描述根據本發明的降升壓及升降壓過渡的示例態樣。
首先，如圖6所示，假設DC-DC轉換器在時間T1以降壓模式操作，但之後輸入電壓開始穩定下降。一旦輸出電壓等於或低於輸入電壓，電感器電流不再以「Buck On」狀態上升，而是開始下降。電感器電流信號和電壓誤差信號二者開始沿相同方向改變，滯環變數Vcomp返回中間視窗電壓602。在時間T2，以降壓模式操作的轉換器不能對這個位準相交作出回應，所以滯環變數Vcomp繼續下降，直至達到下（升壓）視窗位準604。現在DC-DC轉換器可以起作用。在T3，它過渡到升壓模式並開始升壓週期，快速斜線提升電感器電流。當電感器重新連接到輸出，輸出電壓將上升超過輸入電壓並恢復調節。
如圖7所示，如果DC-DC轉換器在時間T1以升壓模式操作，接著發生類似程序，不過之後輸入電壓穩定上升。一旦輸入電壓等於或大於輸入電壓，電感器電流不再在「Boost Off」狀態期間下降，而是電流將上升。電感器電流信號和電壓誤差信號二者開始以相同方向改變，及滯環變數Vcomp返回中間視窗702。在升壓模式期間轉換器不能對此過渡作出回應，所以滯環變數Vcomp繼續上升，直至達到上（降壓）視窗位準704。現在DC-DC轉換器可以起作用。在時間T3，它過渡到降壓模式並開始降壓關閉週期，這使得電感器電流快速斜線下降，並停止輸出電壓的繼續上升。
圖8是示例性數位控制器206的方塊圖，其能夠與部分210一起工作以實現圖4和5中所示的降壓和升壓操作以及圖6和7中所示的升降壓過渡及自動旁路操作。
如這個例子中所示，控制器206接收來自視窗比較器302的下相交信號和來自視窗比較器304的上相交信號，以及來自觸發器312的Q和Qn信號。下和上視窗相交信號提供給控制多工器804的狀態機802。Q和Qn信號提供給PWM驅動器806-1和806-2。多工器804決定哪些開關202接收來自驅動器806-1和806-2的驅動信號。
根據從圖8所示的部分210接收的信號，狀態機902（通過控制經由多工器504輸出以操作開關202的PWM驅動信號）大體上如表1所示控制降壓和升壓操作：表 1 Buck On: 開關 202-A 和 202-D都關閉 Buck Off: 開關 202-B 和 202-D都關閉 Boost On: 開關 202-A 和 202-C都關閉 Boost Off: 開關 202-A 和 202-D都關閉
另外，狀態機802還控制降壓和升壓操作以及升降壓過渡，如圖9的狀態圖所示。
正如可以看到的，狀態機802實現降壓模式902和升壓模式904，這兩種模式都分別包括表1中示出的「Off」和「On」狀態。從控制器處於降壓模式902中的「Buck Off」狀態的例子開始，狀態機802令控制器停留在該狀態，直至其從部分210的比較器302接收到下視窗相交信號。當接收到該信號時，令控制器過渡到「Buck On」狀態（例如，通過令多工器804如表1所示驅動開關202）。然後狀態機802令控制器停留在「Buck On」狀態，直至其接收到來自部分210的比較器304的上視窗相交信號，或者接收到來自部分210的比較器304的下視窗相交信號。如果接收到來自部分210的比較器304的上視窗相交信號，那麼狀態機802令控制器過渡到「Buck Off」狀態（例如，令多工器804如表1所示驅動開關202）。否則，如果從部分210的比較器302接收到下視窗相交信號，那麼狀態機令控制器過渡到升壓模式904及「Boost On」狀態（例如，通過令多工器804如表1所示驅動開關202）。
如圖9中進一步示出的，當控制器處於升壓模式904的「Boost On」狀態中時，狀態機802令控制器停留在「Boost On」狀態，直至其從部分210的比較器304接收到上視窗相交信號。當從部分210的比較器304接收到上視窗相交信號時，狀態機802令控制器過渡到「Boost Off」狀態（例如，通過令多工器804如表1所示驅動開關202）。然後狀態機802令控制器停留在「Boost Off」狀態，直至其從部分210的比較器302接收到下視窗相交信號，或者從部分210的比較器304接收到上視窗相交信號。如果從部分210的比較器302接收到下視窗相交信號，那麼狀態機802令控制器過渡到「Boost On」狀態（例如，令多工器804如表1所示驅動開關202）。否則，如果從部分210的比較器304接收到上視窗相交信號，那麼狀態機令控制器過渡到 「Buck Off」狀態（例如，通過令多工器804如表1所示驅動開關202）。
如圖8進一步示出的，狀態機802進一步將開關信號發送至視窗產生器306和308以使能降壓模式和升壓模式之間的過渡以及它們的操作。如前述，這可以包括令產生器306和308二者在兩個不同的電壓基準之間切換。
在本發明中，狀態機802還可以實現PFM調節模式。例如，如圖2和8進一步示出的，可由跨接開關202-D的過零偵測器204偵測零電感器電流信號ZC，並且狀態機802可以令控制器將合適的輸出級三態化。將最後切換的功率級三態化減少了正常PFM方案中的切換動作數量。這在狀態圖中增加了「三態」狀態。
更具體地，圖10是根據本發明的示例性狀態圖，狀態機802可遵循該狀態圖以實現具有PFM模式的滯環升降壓控制器。
圖10的示例包括降壓模式1002操作和升壓模式1004操作，它們可以類似於前面結合圖9的狀態圖描述的降壓模式902和升壓模式904來實現。然而，如圖10所示，降壓模式1002與降壓模式902的不同在於還包括「Buck Tristate」狀態，且升壓模式1004與升壓模式904的不同在於還包括「Boost Tristate」狀態。
在這個例子中，根據從圖8所示的部分210接收的信號以及來自偵測器204的ZC信號，狀態機902（通過控制經由多工器504輸出以操作開關202的PWM驅動信號）大體上如表2所示控制降壓和升壓模式操作：表 2 Buck On: 開關 202-A 和 202-D都關閉 Buck Off: 開關 202-B 和 202-D都關閉 Buck Tristate: 僅開關 202-D關閉 Boost On: 開關 202-A 和 202-C都關閉 Boost Off: 開關 202-A 和 202-D都關閉 Boost Tristate: 僅開關 202-A關閉
相應地，如圖10所示，在控制器處於降壓模式1002操作且在「Buck Off」狀態中時的例子中，狀態機802可以與前面結合降壓模式902描述的方式類似地引起到「Buck On」狀態的過渡。然而，在降壓模式1002的「Buck Off」狀態期間，在接收到來自偵測器204的ZC信號時，狀態機802反而令控制器過渡到「Buck Tristate」狀態（例如，通過令多工器804如表2所示驅動開關202）。狀態機802然後可令控制器保持在「Buck Tristate」狀態，直至接收到來自部分210的比較器302的下相交信號。在接收到該信號時，狀態機802可與前面結合降壓模式902描述的方式類似地引起到「Buck On」狀態的過渡。
同樣，在控制器處於升壓模式1004操作且在升壓模式1004 的「Boost Off」狀態中時的例子中，狀態機802可以與前面結合降壓模式904描述的方式類似地引起到「Boost On」狀態的過渡。然而，在「Boost Off」狀態期間，在接收到來自偵測器204的ZC信號時，狀態機802反而令控制器過渡到「Boost Tristate」狀態（例如，通過令多工器804如表2所示驅動開關202）。狀態機802然後可令控制器保持在「Boost Tristate」狀態，直至接收到來自部分210的比較器302的下相交信號。在接收到該信號時，狀態機802可與前面結合升壓模式904描述的方式類似地引起到「Boost On」狀態的過渡。
圖10之每一者狀態上示出的位元模式是控制器中使用的二進位狀態編碼，按照如下的Buck、On、Tri-state順序： Buck On Tri-state 控制器處於降壓模式 電感器電流上升 電感器開路
在本發明中，狀態機802還可實現自動旁路操作。例如，如果輸入電壓剛好充分大於輸出電壓以維持在電感器LOUT電阻和開關202電阻兩端的IR降，那麼可以發生自動旁路操作。於是轉換器將停留在兩個頂開關（202-A和202-D）都關閉的狀態中。它將停留在這個狀態，直至組合的電壓和電流條件使得與降壓或升壓閾值之一相交。
如圖8的例子中所示，自動旁路功能可由計時器808實現。當控制器在「Buck On」或「Boost Off」狀態中時，狀態機802啟動計時器808。如果計時器808超過自動旁路超時時限（例如，3毫秒）而沒有過渡離開「Buck On」或「Boost Off」狀態，那麼狀態機802通過令旁路開關202-E關閉(除了開關202-A和202-D之外)而引起到「Bypass」狀態的過渡。旁路開關202-E比電感器LOUT的電阻高，所以不會引導太多DC電流。其功能是衰減由電感器LOUT、輸入電容CIN和輸出電容COUT形成的LC電路。如果沒有它，LC電路將回應於任何干擾而「振鈴」，且轉換器將耗費切換週期來控制振鈴。
在這個例子中，根據從圖8所示的部分210接收的信號以及來自偵測器204和自動旁路計時器808的ZC信號，狀態機802(通過控制經由多工器504輸出以操作開關202的PWM驅動信號)大體上如表3所示控制降壓及升壓模式操作：表3 Buck On：開關202-A和202-D都關閉Buck Off：開關202-B和202-D都關閉Buck Tristate：僅開關202-D關閉Boost On：開關202-A和202-C都關閉Boost Off：開關202-A和202-D都關閉Boost Tristate：僅開關202-A關閉Bypass：開關202-A、202-D和202-E關閉
圖11示出沒有根據本發明的自動旁路操作的示例性升降壓波形。可以看出，當輸入電壓和輸出電壓彼此接近時，Vcomp傾向於在下升壓視窗電壓1102和上升壓視窗電壓1104之間上下「彈跳」。這具有若干缺點：（1）其具有較高輸出紋波，因為電感器電流在高低電流「平臺」之間交變；（2）其由於來自增加的切換以及來自電流紋波的I2 R損耗而具有更高的損耗；（3）開關頻率嚴重受限，因為它依賴於滯環變數Vcomp的低斜率「平臺」的持續時間。
圖12示出如何利用本發明的自動旁路操作使Vcomp與圖11的波形相比具有更令人滿意的波形的示例。在「Auto-Bypass」狀態中，不發生切換，因而沒有來自電感器中的電流紋波的損耗或者開關驅動器損耗。
在本發明中，狀態機802可以進一步實現音訊頻帶抑制（ABS）功能。例如，如圖8所示，ABS功能可利用另一計時器810實現，該計時器可由低頻時鐘（例如，30 kHz）驅動。每當控制器過渡到降壓或者升壓「Tri-state」狀態，狀態機802都可以啟動計時器810。如果狀態機在降壓或者升壓「Tri-state」狀態停留兩個連續時鐘邊沿（由計時器810提醒），那麼狀態機802可以從任一「Tri-State」狀態過渡到相關的「Off」狀態。這在電感器中感生出負電流，並使得滯環變數Vcomp一致地下降。當滯環變數Vcomp與合適的下限閾值相交時，接著發生正常切換週期。
將自動旁路和ABS（音訊頻帶抑制）功能添加至狀態機802得到圖13所示的示例性狀態圖。可以看到，該狀態圖包括與圖10的示例所示類似的狀態。然而，如上面所討論的，在降壓模式1302和升壓模式1304中添加「Bypass」狀態，每當相關的「Off」狀態超過由計時器808偵測的超時時限時就進入該狀態。同樣，在降壓和升壓「Tristate」狀態中都進行額外的校驗，以在ABS計時器810偵測到ABS超時時過渡回相關的「Off」狀態。
每個狀態上示出的位元模式是控制器中使用的二進位狀態編碼，按照Buck、On、Tri-state、Bypass的順序。
根據某些附加方面，申請人認識到為了避免升降壓週期，升降壓調節週期必須能夠調節直到由下式提供的旁路操作的極限情況：VIN=VOUT+Iout.(Rdc+Rsw)其中(Rdc+Rsw)是電感器和開關202-A和202-D的總DC電阻。鐘控轉換器不能做到這一點，因為它們組合固定頻率和最小「開」時間(升壓)或最小「關」時間(降壓)。另外，上面的控制器設計不是固有的低Iq。
相應地，在附加或替代實施方式中，使用新的拓撲結構來實現用於產生合成電流紋波(例如，圖3所示的Ripple值輸入)的電路208。因為僅使用電阻器、電容器和類比開關，所以它在PFM配置中不消耗電流。因為沒有主動放大元件，所以可以迅速回應切換週期的開始。在PWM操作期間，由於電容器通過電阻器充放電，所以消耗來自VIN及/或VOUT的電流。
圖14示出傳統的基於電感器DCR的電流感測技術1402，其可如下面詳細描述的那樣適於提供根據本發明的性能良好的紋波信號。如果感測電阻器R和電容器C的R-C時間常數等於電感器LOUT及其DC電阻的L/R時間常數，那麼紋波電壓（Ripple）與電感器電流成比例。這適於降壓或升壓轉換器，因為VIN或VOUT都是適合的近似恆定電壓。然而，在升降壓控制器中，電感器的兩端都被切換（而不僅是圖14中所示的一組開關202-A和202-B），所以紋波電壓將經歷較大的快速共模偏移。
為了解決這個問題，如圖15所示，在自我調整DCR電流感測電路1502中，電容器和電阻器二者都被替換為兩個串聯部件R1、C1、R2和C2，然後進行重排。這並不改變感測到的差分電壓。下一步是將電容器的中點N接地。這同樣不改變差分電壓，但是將低通濾波添加至共模信號。
最後一步是實現如果開關電阻也被電流感測所測量（spanned），那麼電流感測信號更大。這導致圖16所示的電路208的最終示例性實現，其中對於電流感測有效的總DC壓降是I * (2* Rdson + Rdc)，其中Rdson是功率開關202的電阻（假設相等），以及Rdc是電感器LOUT DC電阻。在本發明中，這大致將感測電壓翻倍，因為電感器DCR和總開關電阻(2* Rdson)都是相似的。
更具體的，圖15中的示例性示意圖示出紋波產生器208及其與功率級和電感器的連接。功率級中的開關202和紋波產生器中的相應開關1602由相同的調制器輸出信號驅動。每當開關202-A和202-B切斷或者開關202-C和202-D切斷時，啟動「iTri」輸入。這重置紋波電壓並將其維持為零。
從208輸出的期望紋波（即，圖3中提供給電路的Ripple）是「vRipBo」和「vRipBu」兩端的差分電壓。
有一些細節要解釋。第一個細節是開關D1。申請人認識到，優選的是進入R-C網路的電壓緊隨電感器兩端的電壓。否則，調制器對於電感器電流的估計將大大偏離實際電流，從而調制器故障。當升降壓的輸出電壓很低時（例如，在軟啟動期間），開關202-C的PMOS功率裝置不工作，電感器電流流過體二極體。這增加了圖16所示的LX2節點和VOUT節點之間的有效電壓，會使電流估計失真。在這些情況中，開關D1導通，從而紋波產生器對電流紋波作出更好的估計。
第二，已知電流感測方法在其頻率回應中具有零極點對，如圖17所示。對於優選設計，極點（1/RCs）應處於比零（L/Rs）略大的頻率，這是圖17中的（b）情況。
如現在要說明的，圖3所示的類比部分210的附加或替代實施例可包括微功率（nanopower）差分結合的誤差放大器和紋波加法電路。一些傳統的DC-DC控制器在單端電壓域對紋波電壓（Ripple）、放大誤差(Verr)和視窗電壓(Vw1和Vw2)進行算數運算，以產生視窗比較器輸入電壓(Vc1和Vc2)。通過作用於Ripple和Verr的主動鉗位電路，加強對紋波電壓的約束。另外，必須產生並維持基準電壓Vref。
數學上，Vc1=Verr+Vw1-Ripple，等等
「自上而下」推理是注意到DC-DC轉換器的輸出電壓誤差顯現為電壓基準和反饋分壓器輸出之間的電壓差(Vref-VFB)。而且，被動紋波產生器的輸出也是差分電壓(vRipBo-vRipBu)。比較器輸入(Vc1、Vc2，等等)也是差分的。差分電路實現可能對於給定功率預算賦予最高性能--正如在當前ADC和基帶信號鏈設計中看到的。
自下而上的推理始於低功率比較器的設計，該低功率比較器無需誤差放大器便可用於實現DC-DC轉換器的PFM模式。在一些現有設計中，這種比較器包括三個差分增益級和一個具有高輸出信號擺動的差分單端輸出級。輸入級是載入有電阻器的差分對。其中申請人認識到，紋波求和及視窗發生功能可以「疊加」到比較器級中，從而它們不需要任何附加的電源電流來產生相同的總增益。同樣，也可以包括鉗位功能作為隱式信號極限。
基於這些認識，圖18中的誤差放大器1802的簡化示意圖顯示，其基本上是載入有兩個級聯的電阻器的差分對放大器。在第一級的負載之下疊加積分器1804，以及紋波加法電路1806疊加在第二級之上。第二級的分接點負載電阻器提供設置視窗閾值的正負偏移電壓。視窗如下形成： · (WinLoP – WinHiN)形成下限升壓閾值 · (WinHiP – WinLoN)形成上限降壓閾值 · (WinLoP – WinLoN)形成中間閾值
要考慮四個鉗位位準。第一個是最大積分器輸出信號。這由第一級的共模控制1808內建立的電壓鉗位定義。第二個是最大誤差放大器輸出（例如，等於Vcomp）。這由第二級的輸入處的NMOS差分對的最大電流輸出定義，其是± Itail2。第三個是紋波加法電路的最大有效輸入幅度，其是Itail/2*Rsum。第四個是總紋波的最大輸出。看作是紋波總和差分對的輸出處的電流，其也是± Itail2，而與電壓誤差幅度無關。
這種拓撲結構保證了兩個特性：（1）紋波輸入分量總是超過鉗位誤差電壓；及（2）總輸出總是超過視窗電壓。
這兩個特性保證了紋波輸入（電流信號）可以總是得到轉換器開關的輸出——換言之，他們保證了轉換器總是作為電流模式滯環轉換器工作。這在升壓模式操作中是重要的。如果沒有這個條件，那麼紋波輸入會在電壓誤差輸入之前飽和，從而導致控制器變為電壓模式滯環控制器，而根本不切換。電壓模式滯環操作對於降壓轉換器是可允許的，但對於升壓轉換器是不允許的。
另一鉗位電路在一些控制器中用於限定PFM中的電流脈衝之間的紋波電壓，PFM需要鉗位電路和Gm放大器二者中的電流。紋波產生器中的「Tri-state」切換保證其輸出電壓在PFM脈衝之間為零但不消耗功率。
在圖19所示的另一組合電路中，又有兩個功能加入該放大器，同樣不消耗功率。第一個是第一和第二級之間的取樣保持功能1902。這改善了升壓操作中的峰值電流控制。下一個是低通濾波偏移電壓，其與所有三個比較器輸出求和。這補償了在升降壓操作之間的滯環變數均值中的差別。
視窗電壓是利用第二級負載電阻器上的壓降設置的，從而第二級被饋送基本恆定的偏置電流。由於用於該放大器的偏置電流在100至200nA範圍內，所以MOS差分對處於深亞閾值操作。由於兩個差分對都具有1/Iptat的增益，為了保持增益從誤差輸入到輸出都恆定，第一級具有PTAT2溫度依賴性。這是通過兩個電路1906的跨導線性功率自PTAT偏置產生的。
由降壓模式(BuMode)信號驅動的開關以及相關的R和C所形成的電路1904形成低通濾波偏移電壓，其固有地追蹤視窗電壓。
附加或替代實施例包括具有偏移平均的多工比較器。在這個設計中使用兩個比較器2002的特定佈置，如圖20所示。注意到不是所有視窗比較器在任一時刻都「啟動」。狀態機802可以等待上降壓或下升壓視窗相交，或者等待中間視窗相交。
因此在圖20所示的示例性調制器中僅實現了兩個比較器。它們被多工以建立三個視窗。另外，為了減少偏移誤差的影響，當感測中間視窗時，使用兩個比較器2002。不僅它們的輸入短接在一起，而且中間增益節點也短接。這平均了兩個比較器的DC偏移，保證了中間視窗在上下視窗之間的一半處。這降低了調制器在降壓和升壓模式之間「彈跳」（這會建立低效的升降壓週期）的可能性。
偏置產生器由狀態機802控制，以提供兩個偏置位準。低的50 nA位準在PFM和自動旁路狀態中使用。高的5 uA偏置在PWM期間使用，以減少比較器的傳播延遲時間。
如下，注意到本發明的若干示例性優點。本發明的全滯環升降壓控制器在之前的滯環控制器上增加最少的電路而提供了升降壓控制器的全控制。例如，一些現有的升降壓充電控制器增加第二紋波產生器、第三比較器和輸入/輸出電壓視窗比較器。本發明的滯環升降壓控制器逐週期地在降壓、升壓、自動旁路和PFM模式之間過渡，保持模式改變之間的優異瞬態回應。在PFM操作中，電感器電流的振鈴得以衰減，以減小EMI。零Iq合成紋波產生器提供電感器電流估計，同時在PFM操作中的脈衝之間沒有電流。低Iq誤差放大器和紋波加法電路使得滯環轉換器的核心能夠在微功率電流預算內保持通電。比較器切換及平均方案允許使用具有較大輸入參考DC偏移的低電流快速比較器。
儘管參考優選實施例具體描述了本發明，但是本領域技藝人士容易理解，在不脫離本發明的精神和範圍的前提下，可以在形式和細節上作出改變和變動。所附請求項意在涵蓋這些改變和變動。
100‧‧‧系統 102‧‧‧積體電路 106‧‧‧主機 110‧‧‧電源 112‧‧‧負載 202‧‧‧開關 202-A‧‧‧開關 202-B‧‧‧開關 202-C‧‧‧開關 202-D‧‧‧開關 202-E‧‧‧開關 204‧‧‧偵測器 206‧‧‧非同步數位控制器 208‧‧‧紋波合成電路 210‧‧‧滯環控制器類比部分 212‧‧‧數位控制核心 214‧‧‧保護電路 216‧‧‧保護電路 218‧‧‧偵測器 220‧‧‧Vref 302‧‧‧比較器 304‧‧‧比較器 306‧‧‧電壓基準 308‧‧‧電壓基準 310‧‧‧誤差放大器 312‧‧‧觸發器 404‧‧‧下視窗 406‧‧‧上視窗 504‧‧‧下（升壓）視窗 506‧‧‧中間視窗 602‧‧‧中間視窗電壓 604‧‧‧下（升壓）視窗位準 702‧‧‧中間視窗 704‧‧‧上（降壓）視窗位準 802‧‧‧狀態機 804‧‧‧多工器 806-1‧‧‧PWM驅動器 808‧‧‧計時器 810‧‧‧計時器 902‧‧‧降壓模式 904‧‧‧升壓模式 1002‧‧‧降壓模式 1004‧‧‧升壓模式 1102‧‧‧下升壓視窗電壓 1104‧‧‧上升壓視窗電壓 1302‧‧‧降壓模式 1304‧‧‧升壓模式 1402‧‧‧電流感測技術 1502‧‧‧自我調整DCR電流感測電路 1602‧‧‧開關 1802‧‧‧誤差放大器 1804‧‧‧積分器 1806‧‧‧紋波加法電路 1808‧‧‧共模控制 1902‧‧‧取樣保持功能 1904‧‧‧電路 1906‧‧‧電路 2002‧‧‧比較器
本領域技藝人士在結合附圖查閱以下有關具體實施例的描述後，將明瞭本發明的這些及其他態樣和特徵，附圖中：
圖1示出根據本發明的全滯環升降壓控制器的示例性升降壓應用。
圖2是根據本發明的示例性晶片方塊圖。
圖3是根據本發明的3視窗比較器結構的示例性方塊圖。
圖4是示出根據本發明的示例性降壓模式操作的視窗圖。
圖5是示出根據本發明的示例性升壓模式操作的視窗圖。
圖6是示出根據本發明的示例性降壓到升壓過渡態樣的窗口圖。
圖7是示出根據本發明的示例性升壓到降壓過渡態樣的窗口圖。
圖8是示出根據本發明實現用於控制升降壓模式操作的狀態圖的示例性數位控制器的方塊圖。
圖9是根據本發明的滯環升降壓控制器的第一示例性狀態圖。
圖10是根據本發明的具有PFM模式的滯環升降壓控制器的另一示例性狀態圖。
圖11是示出不具有根據本發明的自動旁路操作的四狀態升降壓波形的時序圖。
圖12示出根據本發明通過自動旁路操作而使能的升降壓波形。
圖13是根據本發明的具有PFM、自動旁路和音訊頻帶抑制的另一示例性狀態圖。
圖14示出基於電流感測技術的示例性電感器DCR。
圖15示出圖14所示的電感器DCR電流感測的平衡實現方式。
圖16是示出根據本發明的示例性零Iq紋波產生器的示意圖。
圖17示出電感器DCR電流感測技術固有的零極點對。
圖18是示出根據本發明結合了誤差放大器、紋波加法電路和視窗產生器的示例的示意圖。
圖19是示出根據本發明結合了誤差放大器、紋波加法電路和視窗產生器的具有所有特徵的另一示例的示意圖。
圖20是示出根據本發明具有閾值平均的示例性多工比較器的示意圖。
100‧‧‧系統
102‧‧‧積體電路
106‧‧‧主機
110‧‧‧電源
112‧‧‧負載

Claims (9)

  1. 一種升降壓控制器，包括：一狀態機，其基於來自一視窗比較器的視窗相交信號而實現用於控制在該升降壓控制器的一降壓模式和一升壓模式的操作之間過渡的一狀態圖，其中該狀態圖包括一降壓開啟狀態、一降壓關閉狀態、一升壓開啟狀態和一升壓關閉狀態；一多工器，其基於該狀態機的一輸出而選擇性地將控制信號發送至該升降壓控制器的開關電晶體；一自動旁路計時器，且其中該狀態圖還包括一降壓旁路狀態和一升壓旁路狀態，其中該狀態機被配置為在該狀態機處於該降壓旁路狀態或該升壓旁路狀態中時，基於該自動旁路計時器的一輸出，將該升降壓控制器在該降壓模式和該升壓模式的操作之間過渡。
  2. 一種升降壓控制器，包括：一狀態機，其基於來自一視窗比較器的視窗相交信號而實現用於控制在該升降壓控制器的一降壓模式和一升壓模式的操作之間過渡的一狀態圖；一多工器，其基於該狀態機的一輸出而選擇性地將控制信號發送至該升降壓控制器的開關電晶體；其中該狀態圖包括一降壓開啟狀態、一降壓關閉狀態、一升壓開啟狀態和一升壓關閉狀態，和 其中該狀態機還接收來自該開關電晶體的一過零信號，該狀態圖還包括一降壓三態狀態和一升壓三態狀態；和一音訊頻帶抑制(ABS)計時器，且其中該狀態機還被配置為基於該ABS計時器的一輸出，過渡離開該降壓三態狀態或該升壓三態狀態。
  3. 一種升降壓控制器，包括：一狀態機，其基於來自一視窗比較器的視窗相交信號而實現用於控制在該升降壓控制器的一降壓模式和一升壓模式的操作之間過渡的一狀態圖；一多工器，其基於該狀態機的一輸出而選擇性地將控制信號發送至該升降壓控制器的開關電晶體；其中該狀態圖包括一降壓開啟狀態、一降壓關閉狀態、一升壓開啟狀態和一升壓關閉狀態，和其中該狀態機還接收來自該開關電晶體的一過零信號，該狀態圖還包括一降壓三態狀態和一升壓三態狀態；和其中該等視窗相交信號是基於一補償信號與上和下視窗電壓的一比較而產生的，且其中該等視窗相交信號包括指示該補償信號何時超過該上視窗電壓的一上視窗相交信號，且其中該等視窗相交信號還包括指示該補償信號何時下降到低於該下視窗電壓的一下視窗 相交信號，和其中該補償信號基於代表該升降壓控制器所輸出的一電流的一紋波信號。
  4. 如請求項3所述之升降壓控制器，其中該等上和下視窗電壓是基於相應參考電壓而產生的，且其中該狀態機還被配置為基於該等視窗相交信號而產生用於控制該等相應參考電壓的信號。
  5. 如請求項3所述之升降壓控制器，其中該等視窗相交信號包括指示該補償信號何時超過該上視窗電壓的一上視窗交叉信號，且其中該等視窗相交信號還包括指示該補償信號何時下降到低於該下視窗電壓的一下視窗相交信號。
  6. 如請求項5所述之升降壓控制器，其中該狀態機被配置為回應於該下視窗相交信號而使該升降壓控制器從該降壓模式的操作過渡到該升壓模式的操作。
  7. 如請求項5所述之升降壓控制器，其中該狀態機被配置為回應於該上視窗相交信號而使該升降壓控制器從該升壓模式的操作過渡到該降壓模式的操作。
  8. 如請求項5所述之升降壓控制器，其中該狀態機被配置為回應於該下視窗相交信號而使該升降壓 控制器的該等開關電晶體而增加該升降壓控制器的一輸出電壓。
  9. 如請求項5所述之升降壓控制器，其中該狀態機被配置為回應於該上視窗相交信號而使該升降壓控制器的該等開關電晶體較少地增加該升降壓控制器的輸出電壓。
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