CN109728723A - 低功率滞环升降压dc-dc控制器 - Google Patents

低功率滞环升降压dc-dc控制器 Download PDF

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Abstract

本发明大体上涉及功率控制器，更具体地，涉及升降压DC‑DC控制器的合成电流滞环控制。在一个或多个实施例中，控制器包括具有最小电路及功耗的PFM‑PWM和升降压过渡。

Description

低功率滞环升降压DC-DC控制器
相关申请的交叉引用
本申请要求2017年10月30日提交的美国临时专利申请No.62/578,988的优先权，其内容作为参考全部合并于此。
技术领域
本发明大体上涉及功率控制器，更具体地，涉及升降压DC-DC控制器的合成电流滞环控制。
背景技术
用于某些应用(诸如IoT产品)的稳压器具有非常低的功耗需求。当这种产品具有一定范围的输入功率和输出功率差时会产生问题，因而用于这种产品的稳压器必须能够提供降压、升压和升降压模式。当试图将这样的范围容纳于滞环控制器中时会产生进一步的问题，其中开关频率需要被内部调节而不使用外部或其他时钟信号。因此，需要对这些问题的解决方案。
发明内容
本发明大体上涉及功率控制器，更具体地，涉及升降压DC-DC控制器的合成电流滞环控制。在一个或多个实施例中，控制器包括具有最小电路及功耗的PFM-PWM和升降压过渡。
附图说明
本领域技术人员在结合附图查阅以下有关具体实施例的描述后，将明了本发明的这些及其他方面和特征，附图中：
图1示出根据本发明的全滞环升降压控制器的示例性升降压应用。
图2是根据本发明的示例性芯片框图。
图3是根据本发明的3窗口比较器结构的示例性框图。
图4是根据本发明的示例性降压模式操作的窗口图。
图5是根据本发明的示例性升压模式操作的窗口图。
图6是根据本发明的示例性降压到升压过渡的窗口图。
图7是根据本发明的示例性升压到降压过渡的窗口图。
图8是示出根据本发明实现用于控制升降压模式操作的状态图的示例性数字控制器的框图。
图9是根据本发明的滞环升降压控制器的第一示例性状态图。
图10是根据本发明的具有PFM模式的滞环升降压控制器的另一示例性状态图。
图11是示出不具有根据本发明的自动旁路操作的四状态升降压波形的时序图。
图12示出根据本发明通过自动旁路操作而使能的升降压波形。
图13是根据本发明的具有PFM、自动旁路和音频频带抑制的另一示例性状态图。
图14示出基于电流感测技术的示例性电感器DCR。
图15示出图14所示的电感器DCR电流感测的平衡实现方式。
图16是示出根据本发明的示例性零Iq纹波发生器的示意图。
图17示出电感器DCR电流感测技术固有的零极点对。
图18是示出根据本发明结合了误差放大器、纹波加法电路和窗口发生器的示例的示意图。
图19是示出根据本发明结合了误差放大器、纹波加法电路和窗口发生器的具有所有特征的另一示例的示意图。
图20是示出根据本发明具有阈值平均的示例性多路复用比较器的示意图。
具体实施方式
现在参考附图详细描述本公开，附图作为本发明的描述性实施例而给出，以使本领域技术人员能够实现本发明及了解其替代物。需要注意的是，下面的附图和示例并不意在将本发明的范围限制于单一的实施例，而是通过替换一些或全部所描述或示出的元件而可以有其他的实施方式。另外，在可使用已知部件部分或全部实施本发明的某些元件的情况，仅描述这种已知部件中为了理解本发明而必需的部分，省略这种已知部件的其他部分的详细描述，以不使本发明难以理解。描述为以软件实现的实施例并不限于此，而是除非特别指出，正如本领域技术人员所明了的，可以包括以硬件或软硬件相结合的方式实现的实施例，反之亦然。在本说明书中，显示了单一部件的实施例不应看作是限制；而是除非特别指出，本公开意在涵盖包括多个相同部件的其他实施例，反之亦然。另外，除非特别指出，申请人在说明书或权利要求书中使用的术语不具有不常用或特殊意义。进一步，本发明涵盖这里通过描述而提到的已知部件的当前和将来已知的等同物。
根据某些通用的方面，本发明涉及集成FET升降压DC-DC转换器的集成电路。对于IoT和其他低功率应用，其在直接应用电路中使用最少的外部元件。在i2c总线上与数字控制一同提供集成功率FET和反馈分压器。然而，本发明的原理可应用于具有片外功率器件、片外反馈分压器和不同的控制接口的更少集成的部件。
其中，申请人认识到需要利用最小的电路和低功耗实现升降压DC-DC控制器的合成电流滞环控制，包括PFM-PWM和升降压过渡。例如，期望避免常规三态升降压循环的额外功率损耗，该三态升降压循环是在Vin接近Vout时给出恒定的或受控的开关频率并且允许调压所需要的。而且，还需要将纹波发生器的静态电流在PFM电流脉冲之间减至接近零。电流滞环调制器实施方式需要Gm放大器和电压钳在PFM脉冲之间激活，以维持电压电平并立即启动电压斜升。进一步，对于误差放大器不存在比低Iq比较器更高的静态电流预算。独立的误差放大器和纹波加法电路将必须从零电流开始并且在50ns内启动。同样，在PFM脉冲之间没有对于“中轨”电压基准的电流预算。
为了解决这些和其他问题，本发明提供了一种滞环控制器窗口结构，其从单一的滞环变量提供降压模式控制、升压模式控制、和降压到升压及升压到降压过渡。与先前的单模式滞环控制器一样，仅需要两个比较器。在这些和其他实施例中，提供控制器的变频操作，从而允许当Vin仅略大于Vout时的降压操作和当Vin等于或略小于Vout时的升压操作。这还消除了对于三态升降压循环的需求。一些实施例包括使用单一的电感器阻尼开关，来通过在PFM期间衰减电感器开路振铃而既实现旁路模式又减少EMI。一些附加或替代实施例提供由窗口比较器输出驱动的从升压到降压模式的逐周期切换。这使得控制器能够在Vin≈Vout时根据需要通过在降压和升压模式之间切换而调整输出电压。还改变降压到升压切换点，以对电感器DC电阻和开关电阻中的电压降作出反应。其他附加或替代实施例提供可应用于升降压、升压和降压DC-DC转换器的无源合成电流纹波发生器。这些和其他实施例仅使用R、C和开关元件来产生PWM和PFM模式中所需要的波形，没有启动延迟。还有一些附加或替代实施例提供低功率合并电路，其以低Iq比较器的电流预算实现了低Iq比较器、一型误差放大器、纹波加法电路和窗口发生器功能。使用全差分结构来避免对“中轨”基准的需求。
图1示出包括根据本发明的升降压控制器的示例性系统。
可以看到，系统100包括升降压DC-DC转换器集成电路(IC)102。对于低功率应用，其使用最少的外部元件，诸如输入及输出电容器CIN和COUT以及输出电感器LOUT。正如下面将详细示出的，功率FET和反馈分压器可集成在IC 102中，例如伴随来自主机106(例如，CPU、功率管理IC，等等)的I2C总线上的数字控制。根据某些通常方面，IC 102能够从电源110(例如，具有0.8V～5V的输入电压VIN)向负载112(例如，具有1.6V～6.375V的输出电压VOUT)提供稳定电压。
负载112可以是IoT器件(诸如智能扬声器等)或具有低功耗需求或期望低功耗的任何其他类型的器件。电源110可以是电池、电源适配器、USB连接器，等等。
图2是根据本发明的示例性IC 102的内部框图。
如图所示，其包括由FET 202-A至202-B构成的两个集成功率级。FET 202-A是降压顶开关，FET 202-B是降压底开关，FET 202-C是升压底开关，FET 202-D是升压顶开关。FET202-E是旁路开关，下面将详细解释。
本说明书中要描述的主要部件包括异步数字控制器206、纹波合成电路208和滞环控制器模拟部分210。这些部件的组合形成用于升降压DC-DC转换器的控制器电路。然而，应当注意的是，滞环升降压DC-DC转换器的其他实施例可仅包括异步数字控制器206、纹波合成电路208和滞环控制器模拟部分210中的一个或多个。回到图2的例子，芯片由电感器电流过零检测器218、低功率电压基准电路(简化示为“Vref”220)、保护电路214、216和数字控制核心212实现。
图3是根据本发明的示例性滞环控制器模拟部分210的示意图。
该区块的主要输入是输出电压VFB、基准电压(Vref)和代表瞬时电感器电流的信号(Ripple)的分拆版本。误差放大器310接收基准电压和反馈电压之间的差，将其放大，得到电压误差信号Verr。然后该电压误差信号被加到电感器电流信号(Ripple)，得到复合滞环变量Vcomp。使用复合信号使得本发明的控制器成为滞环升压控制器。它还赋予控制器类似电流模式控制器的动态表现。
复合滞环变量Vcomp被送入3电平窗口比较器320。3电平窗口比较器可以包括三个独立的比较器，或者如这个示例所示，可以由两个标准比较器302、304和切换电压基准306、308构成。(例如，正如下面将更清楚的，按照模式过渡或用于使能模式过渡的)电压基准的切换生成三个电压阈值(或“窗口边界”)，在任一时间点仅需要其中一个或两个电压阈值。相应地，尽管对于每一基准306、308仅示出一个电压基准，但是二者实际上都可以由提供两个不同窗口电压的两个不同电压基准发生器实现，一次只将其中一个切换到电路。
正如下面将更清楚的，当复合滞环变量Vcomp降到低于由电压基准306设置的下限电压阈值时，比较器302输出逻辑“高”信号，这设置触发器312并使其Q输出达到逻辑高(且Qn输出变为逻辑低)。来自比较器302的逻辑“高”信号还被提供至数字控制器206。同样，当复合滞环变量Vcomp升到高于由电压基准308设置的上限电压阈值时，比较器304输出逻辑“高”信号，这重置触发器312并使其Q输出达到逻辑低(且Qn输出变为逻辑高)。来自比较器304的逻辑“高”信号还被提供至数字控制器206。
图4是用于进一步说明根据本发明的部分210的示例性降压模式操作的时序图。
当生成降压切换周期时，滞环变量Vcomp在中间窗口电平404和上降压窗口电平406之间往复斜线变化，如图4所示。图4所示的Vcomp波形的上升沿对应于降压PWM周期的第一部分(如图4所示，由从触发器312输出的Q信号为逻辑“高”指示)，其中因为电感器连接在输入电压(VIN)和输出电压(VOUT)之间，电感器电流上升。当滞环变量Vcomp达到上窗口406时，上比较器304跳脱，且Vcomp开始斜线向下。这个滞环变量是电压误差和电流纹波之和。所以如果输出电压太高，那么纹波之和会上升，导致窗口比较器304在较低电感器电流跳脱。同样，如果输出电压太低，那么纹波之和将不得不上升至较高的值以跳脱比较器304。因此，低输出电压会得到较高的电感器电流，而高输出电压会得到较低的电感器电流。这导致电流模式操作，其中电感器电流与电压误差成比例。
Vcomp波形的下降沿对应于PWM周期的第二部分(如图4所示，由从触发器312输出的Q信号的逻辑“低”电平指示)，其中因为电感器连接在输出电压(VOUT)和地之间，电感器电流下降。当滞环变量Vcomp达到下中间窗口404时，下比较器302跳脱，且Vcomp开始斜线向上。中间窗口跳脱点也作用于电压误差与电流纹波之和，因而再一次地高输出电压会导致较低的电感器电流，且高输出电压会导致低输出电流。
这体现出根据本发明的滞环控制器102的若干优良特性：(1)电流模式控制动态表现，因为滞环变量是电流和电压分量之和；(2)自振荡操作，其中控制器生成其自身的开关频率，其不仅不需要时钟源，而且还避免了钟控PWM系统的设计困难；(3)没有亚谐波不稳定性，在钟控电流模式转换器中，这是由潜在的滞环振荡和固定的时钟频率相互作用而引起的，导致混沌的不稳定性，结果，不需要固定的(补偿)斜坡，这不仅简化了调制器还增加了其增益；(4)双沿峰/谷控制，这降低了通过调制器的延迟，并且改善了相位裕度和瞬态响应。
具有优点地，当滞环变量Vcomp在下升压窗口和中间窗口电平之间往复斜线变化时，图3所示的相同示例性电路210还可以产生升压模式周期，如图5的时序图所示。
图5所示的Vcomp波形的上升沿对应于升压PWM周期的第一部分(如图5所示，由从触发器312输出的Q信号的逻辑“高”电平指示)，其中因为电感器连接在输入电压(VIN)和地之间，电感器电流上升。当滞环变量Vcomp达到中间窗口506时，上比较器304跳脱，且Vcomp开始斜线向下。滞环变量Vcomp是电压误差和电流纹波之和。所以如果输出电压太高，那么纹波之和会上升，导致窗口比较器304在较低电感器电流跳脱。同样，如果输出电压太低，那么纹波之和将不得不上升至较高的值以跳脱比较器304。因此，较高的输出电压会导致较低的电感器电流，反之亦然。
Vcomp波形的下降沿对应于周期的第二部分(如图5所示，由从触发器312输出的Q信号为逻辑“低”指示)，其中因为电感器连接在输出电压(VOUT)和输入电压(VIN)之间，电感器电流下降。当滞环变量Vcomp达到下窗口404时，下比较器302跳脱，且Vcomp开始斜线向上。下(升压)窗口504跳脱点也作用于电压误差与电流纹波之和，因而再次地高输出电压会导致较低的电感器电流，且高输出电压会导致低输出电流。这使得根据本发明的滞环升压控制器与滞环降压控制器具有相同的优点。
图3所示的示例性电路210的3窗口结构还实现了两个重要的控制器特征：升降压过渡和自动旁路操作。首先，参考图6和7描述根据本发明的降升压及升降压过渡的示例。
首先，如图6所示，假设DC-DC转换器在时间T1以降压模式操作，但之后输入电压开始稳定下降。一旦输出电压等于或低于输入电压，电感器电流不再以“Buck On”状态上升，而是开始下降。电感器电流信号和电压误差信号二者开始沿相同方向改变，滞环变量Vcomp返回中间窗口电压602。在时间T2，以降压模式操作的转换器不能对这个电平相交作出响应，所以滞环变量Vcomp继续下降，直至达到下(升压)窗口电平604。现在DC-DC转换器可以起作用。在T3，它过渡到升压模式并开始升压周期，快速斜线提升电感器电流。当电感器重新连接到输出，输出电压将上升超过输入电压并恢复调节。
如图7所示，如果DC-DC转换器在时间T1以升压模式操作，接着发生类似过程，不过之后输入电压稳定上升。一旦输入电压等于或大于输入电压，电感器电流不再在“BoostOff”状态期间下降，而是电流将上升。电感器电流信号和电压误差信号二者开始以相同方向改变，滞环变量Vcomp返回中间窗口702。在升压模式期间转换器不能对此过渡作出响应，所以滞环变量Vcomp继续上升，直至达到上(降压)窗口电平704。现在DC-DC转换器可以起作用。在T3，它过渡到降压模式并开始降压关闭周期，这使得电感器电流快速斜线下降，并停止输出电压的继续上升。
图8是示例性数字控制器206的框图，其能够与部分210一起工作以实现图4和5中所示的降压和升压操作以及图6和7中所示的升降压过渡及自动旁路操作。
如这个例子中所示，控制器206接收来自窗口比较器302的下相交信号和来自窗口比较器304的上相交信号，以及来自触发器312的Q和Qn信号。下和上窗口相交信号提供给控制多路复用器804的状态机802。Q和Qn信号提供给PWM驱动器806-1和806-2。多路复用器804确定哪些开关202接收来自驱动器806-1和806-2的驱动信号。
根据从图8所示的部分210接收的信号，状态机902(通过控制经由多路复用器504输出以操作开关202的PWM驱动信号)大体上如表1所示控制降压和升压操作：
表1
另外，状态机8022还控制降压和升压操作以及升降压过渡，如图9的状态图所示。
正如可以看到的，状态机802实现降压模式902和升压模式904，这两种模式都分别包括表1中示出的“Off”和“On”状态。从控制器处于降压模式902中的“Buck Off”状态的例子开始，状态机802令控制器停留在该状态，直至其从部分210的比较器302接收到下窗口相交信号。当接收到该信号时，令控制器过渡到“Buck On”状态(例如，通过令多路复用器804如表1所示驱动开关202)。然后状态机802令控制器停留在“Buck On”状态，直至其接收到来自部分210的比较器304的上窗口相交信号，或者接收到来自部分210的比较器304的下窗口相交信号。如果接收到来自部分210的比较器304的上窗口相交信号，那么状态机802令控制器过渡到“Buck Off”状态(例如，令多路复用器804如表1所示驱动开关202)。否则，如果从部分210的比较器302接收到下窗口相交信号，那么状态机令控制器过渡到升压模式904及“Boost On”状态(例如，通过令多路复用器804如表1所示驱动开关202)。
如图9中进一步示出的，当控制器处于升压模式904的“Boost On”状态中时，状态机802令控制器停留在“Boost On”状态，直至其从部分210的比较器304接收到上窗口相交信号。当从部分210的比较器304接收到上窗口相交信号时，状态机802令控制器过渡到“Boost Off”状态(例如，通过令多路复用器804如表1所示驱动开关202)。然后状态机802令控制器停留在“Boost Off”状态，直至其从部分210的比较器302接收到下窗口相交信号，或者从部分210的比较器304接收到上窗口相交信号。如果从部分210的比较器302接收到下窗口相交信号，那么状态机802令控制器过渡到“Boost On”状态(例如，令多路复用器804如表1所示驱动开关202)。否则，如果从部分210的比较器304接收到上窗口相交信号，那么状态机令控制器过渡到“Buck Off”状态(例如，通过令多路复用器804如表1所示驱动开关202)。
如图8进一步示出的，状态机802进一步将开关信号发送至窗口发生器306和308以使能降压模式和升压模式之间的过渡以及它们的操作。如上所述，这可以包括令发生器306和308二者在两个不同的电压基准之间切换。
在本发明中，状态机802还可以实现PFM调节模式。例如，如图2和8进一步示出的，可由跨接开关202-D的过零检测器204检测零电感器电流信号ZC，并且状态机802可以令控制器将合适的输出级三态化。将最后切换的功率级三态化减少了正常PFM方案中的切换动作数量。这在状态图中增加了“三态”状态。
更具体地，图10是根据本发明的状态图，状态机802可遵循该状态图以实现具有PFM模式的滞环升降压控制器。
图10的示例包括降压模式1002操作和升压模式1004操作，它们可以类似于前面结合图9的状态图描述的降压模式902和升压模式904来实现。然而，如图10所示，降压模式1002与降压模式902的不同在于还包括“Buck Tristate”状态，且升压模式1004与升压模式904的不同在于还包括“Boost Tristate”状态。
在这个例子中，根据从图8所示的部分210接收的信号以及来自检测器204的ZC信号，状态机902(通过控制经由多路复用器504输出以操作开关202的PWM驱动信号)大体上如表2所示控制降压和升压模式操作：
表2
相应地，如图10所示，在控制器处于降压模式1002操作且在“Buck Off”状态中时的例子中，状态机802可以与前面结合降压模式902描述的方式类似地引起到“Buck On”状态的过渡。然而，在降压模式1002的“Buck Off”状态期间，在接收到来自检测器204的ZC信号时，状态机802反而令控制器过渡到“Buck Tristate”状态(例如，通过令多路复用器804如表2所示驱动开关202)。状态机802然后可令控制器保持在“Buck Tristate”状态，直至接收到来自部分210的比较器302的下相交信号。在接收到该信号时，状态机802可与前面结合降压模式902描述的方式类似地引起到“Buck On”状态的过渡。
同样，在控制器处于升压模式1004操作且在升压模式1004的“Boost Off”状态中时的例子中，状态机802可以与前面结合降压模式904描述的方式类似地引起到“Boost On”状态的过渡。然而，在“Boost Off”状态期间，在接收到来自检测器204的ZC信号时，状态机802反而令控制器过渡到“Boost Tristate”状态(例如，通过令多路复用器804如表2所示驱动开关202)。状态机802然后可令控制器保持在“Boost Tristate”状态，直至接收到来自部分210的比较器302的下相交信号。在接收到该信号时，状态机802可与前面结合升压模式904描述的方式类似地引起到“Boost On”状态的过渡。
图10中的每个状态上示出的位模式是控制器中使用的二进制状态编码，按照如下的Buck、On、Tri-state顺序：
在本发明中，状态机802还可实现自动旁路操作。例如，如果输入电压刚好充分大于输出电压以维持在电感器LOUT电阻和开关202电阻两端的IR降，那么可以发生自动旁路操作。于是转换器将停留在两个顶开关(202-A和202-D)都关闭的状态中。它将停留在这个状态，直至组合的电压和电流条件使得与降压或升压阈值之一相交。
如图8的例子中所示，自动旁路功能可由定时器808实现。当控制器在“Buck On”或“Boost Off”状态中时，状态机802启动定时器808。如果定时器808超过自动旁路超时时限(例如，3毫秒)而没有过渡离开“Buck On”或“Boost Off”状态，那么状态机802通过令旁路开关202-E关闭(除了开关202-A和202-D之外)而引起到“Bypass”状态的过渡。旁路开关202-E比电感器LOUT的电阻高，所以不会引导太多DC电流。其功能是衰减由电感器LOUT、输入电容CIN和输出电容COU形成的LC电路。如果没有它，LC电路将响应于任何干扰而“振铃”，且转换器将耗费切换周期来控制振铃。
在这个例子中，根据从图8所示的部分210接收的信号以及来自检测器204和自动旁路定时器808的ZC信号，状态机802(通过控制经由多路复用器504输出以操作开关202的PWM驱动信号)大体上如表3所示控制降压及升压模式操作：
表2
图11示出没有根据本发明的自动旁路操作的示例性升降压波形。可以看出，当输入电压和输出电压彼此接近时，Vcomp倾向于在下升压窗口电压1102和上升压窗口电压1104之间上下“弹跳”。这具有若干缺点：(1)其具有较高输出纹波，因为电感器电流在高低电流“平台”之间交变；(2)其由于来自增加的切换以及来自电流纹波的I2R损耗而具有更高的损耗；(3)开关频率严重受限，因为它依赖于滞环变量Vcomp的低斜率“平台”的持续时间。
图12示出如何利用本发明的自动旁路操作使Vcomp与图11的波形相比具有更令人满意的波形的示例。在“Auto-Bypass”状态中，不发生切换，因而没有来自电感器中的电流纹波的损耗或者开关驱动器损耗。
在本发明中，状态机802可以进一步实现音频频带抑制(ABS)功能。例如，如图8所示，ABS功能可利用另一定时器810实现，该定时器可由低频时钟(例如，30kHz)驱动。每当控制器过渡到降压或者升压“Tri-state”状态，状态机802都可以启动定时器810。如果状态机在降压或者升压“Tri-state”状态停留两个连续时钟边沿(由定时器810提醒)，那么状态机802可以从任一“Tri-State”状态过渡到相关的“Off”状态。这在电感器中感生出负电流，并使得滞环变量Vcomp一致地下降。当滞环变量Vcomp与合适的下限阈值相交时，接着发生正常切换周期。
将自动旁路和ABS(音频频带抑制)功能添加至状态机802得到图13所示的示例性状态图。可以看到，该状态图包括与图10的示例所示类似的状态。然而，如上面所讨论的，在降压模式1302和升压模式1304中添加“Bypass”状态，每当相关的“Off”状态超过由定时器808检测的超时时限时就进入该状态。同样，在降压和升压“Tristate”状态中都进行额外的校验，以在ABS定时器810检测到ABS超时时过渡回相关的“Off”状态。
每个状态上示出的位模式是控制器中使用的二进制状态编码，按照Buck、On、Tri-state、Bypass的顺序。
根据某些附加方面，申请人认识到为了避免升降压周期，升降压调节周期必须能够调节直到由下式给出的旁路操作的极限情况：
Vin＝Vout+Iout.(Rdc+Rsw)
其中(Rdc+Rsw)是电感器和开关202-A和202-D的总DC电阻。钟控转换器不能做到这一点，因为它们组合固定频率和最小“开”时间(升压)或最小“关”时间(降压)。另外，上面的控制器设计不是固有的低Iq。
相应地，在附加或替代实施方式中，使用新的拓扑结构来实现用于生成合成电流纹波(例如，图3所示的Ripple值输入)的电路208。因为仅使用电阻器、电容器和模拟开关，所以它在PFM配置中不消耗电流。因为没有有源放大元件，所以可以迅速响应切换周期的开始。在PWM操作期间，由于电容器通过电阻器充放电，所以消耗来自VIN和/或VOUT的电流。
图14示出传统的基于电感器DCR的电流感测技术1402，其可如下面详细描述的那样适于提供根据本发明的性能良好的纹波信号。如果感测电阻器R和电容器C的R-C时间常数等于电感器LOUT及其DC电阻的L/R时间常数，那么纹波电压(Ripple)与电感器电流成比例。这适于降压或升压转换器，因为VIN或VOUT都是适合的近似恒定电压。然而，在升降压控制器中，电感器的两端都被切换(而不仅是图14中所示的一组开关202-A和202-B)，所以纹波电压将经历较大的快速共模偏移。
为了解决这个问题，如图15所示，在自适应DCR电流感测电路1502中，电容器和电阻器二者都被替换为两个串联元件R1、C1、R2和C2，然后进行重排。这并不改变感测到的差分电压。下一步是将电容器的中点N接地。这同样不改变差分电压，但是将低通滤波添加至共模信号。
最后一步是实现如果开关电阻也被电流感测所测量(spanned)，那么电流感测信号更大。这导致图16所示的电路208的最终示例性实现，其中对于电流感测有效的总DC压降是I*(2*Rdson+Rdc)，其中Rdson是功率开关202的电阻(假设相等)，Rdc是电感器LOUT DC电阻。在本发明中，这大致将感测电压翻倍，因为电感器DCR和总开关电阻(2*Rdson)都是相似的。
更具体的，图15中的示例性示意图示出纹波发生器208及其与功率级和电感器的连接。功率级中的开关202和纹波发生器中的相应开关1602由相同的调制器输出信号驱动。每当开关202-A和202-B切断或者开关202-C和202-D切断时，启动“iTri”输入。这重置纹波电压并将其维持为零。
从208输出的期望纹波(即，图3中提供给电路的Ripple)是“vRipBo”和“vRipBu”两端的差分电压。
有一些细节要解释。第一个细节是开关D1。申请人认识到，优选的是进入R-C网络的电压紧随电感器两端的电压。否则，调制器对于电感器电流的估计将大大偏离实际电流，从而调制器故障。当升降压的输出电压很低时(例如，在软启动期间)，开关202-C的PMOS功率器件不工作，电感器电流流过体二极管。这增加了图16所示的LX2节点和VOUT节点之间的有效电压，会使电流估计失真。在这些情况中，开关D1导通，从而纹波发生器对电流纹波作出更好的估计。
第二，已知电流感测方法在其频率响应中具有零极点对，如图17所示。对于优选设计，极点(1/RCs)应处于比零(L/Rs)略大的频率，这是图17中的(b)情况。
如现在要说明的，图3所示的模拟部分210的附加或替代实施例可包括微功率(nanopower)差分组合误差放大器和纹波加法电路。一些传统的DC-DC控制器在单端电压域对纹波电压(Ripple)、放大误差(Verr)和窗口电压(Vw1和Vw2)进行算术运算，以生成窗口比较器输入电压(Vc1和Vc2)。通过作用于Ripple和Verr的有源钳位电路，加强对纹波电压的约束。另外，必须生成并维持基准电压Vref。
数学上，
Vc1＝Verr+Vw1–Ripple，等等
“自上而下”推理是注意到DC-DC转换器的输出电压误差显现为电压基准和反馈分压器输出之间的电压差(Vref–Vfb)。而且，无源纹波发生器的输出也是差分电压(vRipBo–vRipBu)。比较器输入(Vc1、Vc2，等等)也是差分的。差分电路实现可能对于给定功率预算赋予最高性能——正如在当前ADC和基带信号链设计中看到的。
自下而上的推理始于低功率比较器的设计，该低功率比较器无需误差放大器便可用于实现DC-DC转换器的PFM模式。在一些现有设计中，这种比较器包括三个差分增益级和一个具有高输出信号摆动的差分单端输出级。输入级是加载有电阻器的差分对。其中，申请人认识到，纹波求和及窗口发生功能可以“叠加”到比较器级中，从而它们不需要任何附加的电源电流来产生相同的总增益。同样，也可以包括钳位功能作为隐式信号极限。
基于这些认识，图18中的误差放大器1802的简化示意图显示，其基本上是加载有两个级联的电阻器的差分对放大器。在第一级的负载之下叠加积分器1804，纹波加法电路1806叠加在第二级之上。第二级的抽头负载电阻器提供设置窗口阈值的正负偏移电压。窗口如下形成：
·(WinLoP–WinHiN)形成下限升压阈值
·(WinHiP–WinLoN)形成上限降压阈值
·(WinLoP–WinLoN)形成中间阈值
要考虑四个钳位电平。第一个是最大积分器输出信号。这由第一级的共模控制1808内建立的电压钳位定义。第二个是最大误差放大器输出(例如，等于Vcomp)。这由第二级的输入处的NMOS差分对的最大电流输出定义，其是±Itail2。第三个是纹波加法电路的最大有效输入幅度，其是Itail/2*Rsum。第四个是总纹波的最大输出。看作是纹波总和差分对的输出处的电流，其也是±Itail2，而与电压误差幅度无关。
这种拓扑结构保证了两个特性：(1)纹波输入分量总是超过钳位误差电压；以及(2)总输出总是超过窗口电压。
这两个特性保证了纹波输入(电流信号)可以总是得到转换器开关的输出——换言之，他们保证了转换器总是作为电流模式滞环转换器工作。这在升压模式操作中是重要的。如果没有这个条件，那么纹波输入会在电压误差输入之前饱和，从而导致控制器变为电压模式滞环控制器，而根本不切换。电压模式滞环操作对于降压转换器是可允许的，但对于升压转换器是不允许的。
另一钳位电路在一些控制器中用于限定PFM中的电流脉冲之间的纹波电压，PFM需要钳位电路和Gm放大器二者中的电流。纹波发生器中的“Tri-state”切换保证其输出电压在PFM脉冲之间为零但不消耗功率。
在图19所示的另一组合电路中，又有两个功能加入该放大器，同样不消耗功率。第一个是第一和第二级之间的采样保持功能1902。这改善了升压操作中的峰值电流控制。下一个是低通滤波偏移电压，其与所有三个比较器输出求和。这补偿了在升降压操作之间的滞环变量均值中的差别。
窗口电压是利用第二级负载电阻器上的压降设置的，从而第二级被馈送基本恒定的偏置电流。由于用于该放大器的偏置电流在100至200nA范围内，所以MOS差分对处于深亚阈值操作。由于两个差分对都具有1/ptat的增益，为了保持增益从误差输入到输出都恒定，第一级具有PTAT2温度依赖性。这是通过两个电路1906的跨导线性功率自PTAT偏置生成的。
由降压模式(BuMode)信号驱动的开关以及相关的R和C所形成的电路1904形成低通滤波偏移电压，其固有地跟踪窗口电压。
附加或替代实施例包括具有偏移平均的多路复用比较器。在这个设计中使用两个比较器2002的特定布置，如图20所示。注意到不是所有窗口比较器在任一时刻都“激活”。状态机802可以等待上降压或下升压窗口相交，或者等待中间窗口相交。
因此在图20所示的示例性调制器中仅实现了两个比较器。它们被多路复用以创建三个窗口。另外，为了减少偏移误差的影响，当感测中间窗口时，使用两个比较器2002。不仅它们的输入短接在一起，而且中间增益节点也短接。这平均了两个比较器的DC偏移，保证了中间窗口在上下窗口之间的一半处。这降低了调制器在降压和升压模式之间“弹跳”(这会创建低效的升降压周期)的可能性。
偏置发生器由状态机802控制，以给出两个偏置电平。低的50nA电平在PFM和自动旁路状态中使用。高的5uA偏置在PWM期间使用，以减少比较器的传播延迟时间。
如下，注意到本发明的若干示例性优点。本发明的全滞环升降压控制器在之前的滞环控制器上增加最少的电路而提供了升降压控制器的全控制。例如，一些现有的升降压充电控制器增加第二纹波发生器、第三比较器和输入/输出电压窗口比较器。本发明的滞环升降压控制器逐周期地在降压、升压、自动旁路和PFM模式之间过渡，保持模式改变之间的优异瞬态响应。在PFM操作中，电感器电流的振铃得以衰减，以减小EMI。零Iq合成纹波发生器提供电感器电流估计，同时在PFM操作中的脉冲之间没有电流。低Iq误差放大器和纹波加法电路使得滞环转换器的核心能够在微功率电流预算内保持通电。比较器切换及平均方案允许使用具有较大输入参考DC偏移的低电流快速比较器。
尽管参考优选实施例具体描述了本发明，但是本领域技术人员容易理解，在不脱离本发明的精神和范围的前提下，可以在形式和细节上作出改变和变动。所附权利要求意在涵盖这些改变和变动。

Claims (15)

1.一种升降压控制器，包括：
合成电流变量；和
窗口比较器结构，其接收所述合成变量并能够在使用所述合成变量的开关控制器的每一降压模式、升压模式和升降压模式的操作期间为所述开关控制器提供控制信号。
2.根据权利要求1所述的升降压控制器，其中所述窗口比较器结构包括：
第一比较器，用于检测所述合成变量的下窗口相交；和
第二比较器，用于检测所述合成变量的上窗口相交，
其中所述第一和第二比较器被配置为接收不同的窗口基准电压，以在所述开关控制器的每一所述降压模式、所述升压模式和所述升降压模式的操作期间与所述合成变量比较。
3.根据权利要求1所述的升降压控制器，还包括：
误差放大器，其基于基准电压和代表所述升降压控制器的输出电压的反馈电压之间的差来产生误差电压；和
加法电路，其对合成电流输入和所述误差电压进行加和，以产生所述合成变量，其中所述合成电流输入代表所述升降压控制器的输出电流。
4.根据权利要求1所述的升降压控制器，还包括：
触发器，其基于由所述第一比较器检测的所述下窗口相交而产生设置，并基于由所述第二比较器检测的所述上窗口相交而产生重置。
5.根据权利要求1所述的升降压控制器，还包括分别耦接至所述第一和第二比较器的第一和第二开关电压基准，其中每一所述第一和第二开关电压基准能够提供两个不同的基准电压。
6.一种升降压控制器，包括：
状态机，其基于来自窗口比较器的窗口相交信号而实现用于控制在所述升降压控制器的降压模式和升压模式的操作之间过渡的状态图；和
多路复用器，其基于所述状态机的输出而选择性地将控制信号发送至所述升降压控制器的开关晶体管。
7.根据权利要求6所述的升降压控制器，其中所述状态图包括降压开启状态、降压关闭状态、升压开启状态和升压关闭状态。
8.根据权利要求7所述的升降压控制器，其中所述状态机还接收来自所述开关晶体管的过零信号，所述状态图还包括降压三态状态和升压三态状态。
9.根据权利要求7所述的升降压控制器，还包括自动旁路定时器，且其中所述状态图还包括降压旁路状态和升压旁路状态，其中所述状态机经操作以在所述状态机处于所述降压旁路状态或所述升压旁路状态中时，基于所述自动旁路定时器的输出，将所述升降压控制器在所述降压模式和所述升压模式的操作之间过渡。
10.根据权利要求8所述的升降压控制器，还包括音频频带抑制(ABS)定时器，且其中所述状态机还经操作以基于所述ABS定时器的输出，过渡离开所述降压三态状态或所述升压三态状态。
11.一种升降压控制器，包括：
无源合成纹波发生电路，其被配置为当所述升降压控制器处于降压模式操作或升压模式操作时产生代表所述升降压控制器的输出电流的输出。
12.根据权利要求11所述的升降压控制器，其中所述无源合成纹波发生电路是仅使用无源元件和晶体管实现的。
13.根据权利要求11所述的升降压控制器，其中所述无源合成纹波发生电路消耗低静态电流。
14.根据权利要求11所述的升降压控制器，其中所述无源合成纹波发生电路产生代表所述输出电流的差分电压。
15.根据权利要求11所述的升降压控制器，其中所述无源合成纹波发生电路实现自适应电感器DCR电流感测技术。
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