TWI785146B - 整流電路及包含其之裝置 - Google Patents
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Abstract
一種整流電路(10，10.1，10.2，10.3，10.4，10.5，10.6)，包括在輸出節點(Out)與參考節點(GND)之間並聯之第一電路支路(20)以及第二電路支路(30)，每個電路支路(20，30)包括與電流控制元件(23，33)串聯之電感元件(L1，L2)以及配置於電感元件(L1，L2)與該電流控制元件(23，33)之間之輸入節點(In1，In2)，在整流電路之操作期間，隨時間變化之輸入電壓被施加於輸入節點(In1，In2)之間。
Description
本發明係有關於電子領域。更具體而言，根據本發明之實施例之解決方案係有關於整流電路、功率元件(power device)及包括此種整流電路之用於無線傳輸能量之裝置。
眾所周知，隨著時間變化之電壓波之整流，即為隨時間變化之電壓波(AC)轉變成大體上隨時間恆定之電壓(DC)之轉換，在大多數現代電子電路中特別重要，特別是在AC-DC或DC-DC轉換器中，在初級電路與次級電路為電流絕緣之絕緣轉換器中以及在非電流絕緣之轉換器中皆然。
多年來已經開發了多個整流電路，主要係基於對於電壓波進行整流之有用之二極體或開關，例如MOSFET電晶體或其他類型之電晶體，以及通常為一階或二階之低通濾波器。這種濾波器通常基於電感及/或電容，用於盡可能多地過濾掉隨時間變化之訊號之分量，理想地僅保持整流器之輸出電壓之DC分量。
利用整流器之電路之例子為例如降壓型、升壓型、降壓-升壓型之非絕緣DC-DC電路、絕緣DC-DC電路及AC-DC電路，例如單端初級電感轉換
器(SEPIC)，馳返式(flyback)，LLC及無線能量傳輸電路，例如，電感型或電容型，後者之無線能量傳輸電路為非諧振型，或者是經由電路元件之串聯諧振或並聯諧振得到之諧振型。
最簡單之整流電路係由二極體組成，其後是並聯於負載之電容。該電路為所謂之單半波整流器：若例如其必須對一具有零平均值之正弦交流電壓(AC)進行整流，則其確實能夠僅將正半波傳輸至負載，另一方面在負半波之期間保持於截止狀態。
為了對具有零平均值之訊號之兩個半波或者在任何情況下以非零時間週期之負電壓為特徵之訊號進行整流，使用具有許多二極體之整流線路是有用。例如，最常用之電路之一是所謂二極體橋式整流器，也稱為格雷茲電橋(Graetz bridge)，其特徵在於使用四個二極體，其連接成以便於一次操作兩個，有效地對於具有隨時間變化之分量之訊號進行整流，正及負皆然。另一方面，格雷茲電橋之特徵為其相對於單個二極體之解決方案而言具有雙重損耗，因為流過負載之電流必須通過兩個串聯之二極體，每個二極體之特點為該損耗係大略地與二極體之閾值電壓乘以通過二極體本身之電流成正比。
如果可以在電路中插入變壓器，可以採用所謂中心抽頭(centre-tapped)之解決方案，其中使用以傳統初級繞組為特徵之變壓器，以及具有沿該繞組之中途抽頭之次級繞組，其連接至次級參考電位。另一方面，中心抽頭變壓器之次級繞組之二起始端及末端分別連接至兩個二極體之陽極。此二極體之陰極係彼此短路，並且連接至待供電之負載以及與負載並聯配置之電容，以便對輸出電壓之AC分量進行最小化，也稱為輸出漣波(output ripple)。此種解決方案具有雙半波，並且同時具有相對於格雷茲電橋將二極體之損耗減半之優點。另一方
面，對中心抽頭變壓器之需求並不總是容許此種整流線路之採用，因為變壓器構成了成本、重量及體積之實質上惡化，這在許多類型之電路中係無法接受，以及構成實質上損耗之源頭，特別是在高頻。
格雷茲電橋與中心抽頭整流器皆可設計成亦對三相AC電源進行整流，更常見是對多相電源進行整流。
如果電壓或輸出電流必須特別穩定，可使用與負載串聯配置之電感，連同與負載並聯之電容，用於製造二階之濾波器，其係特別有效於消除施加在負載上之電壓漣波(voltage ripple)。
在設計電子電路與功率轉換器時，能量效率為最重要參數之一。由於此原因，通常在現代整流器中使用肖特基二極體(Schottky diode)，其特徵在於相對於標準矽二極體之損耗更低。另一種用於大幅降低損耗之方法，其定義為同步整流，其包括使用不同技術而非二極體所製成之開關，例如基於典型之BJT、IGBT、MOSFET電晶體以及近年來也基於以複合材料製造之MOSFET及HEMT裝置，複合材料如SiC、GaN、AlGaN/GaN、InGaAs。
對於在不需要控制訊號之情況下活化及去活化之二極體，其中例如像開關之類之電晶體取代二極體之同步整流方案需要用於其活化及去活化之控制訊號。
這種類型之電路被稱為同步之原因係藉由待整流之電壓波與構成整流器之開關之控制訊號之間之必要同步來說明。換言之，同步整流電路利用適當控制之開關，例如電晶體，以具有接近理想二極體之行為。通常，同步整流電路允許能量損失顯著地降低，從而顯著提高整流電路之效率。
另一方面，同步整流電路通常具有很大之頻率限制；特別是對於數百kHz數量級之工作頻率，其工作效率特別低。然而，此種開關與其電動勢隨時間變化之電路節點相關聯-即其係所謂浮動開關-因此其需要能夠跟隨可變電動勢之導頻電路以確保開關本身之操作。例如，此種導頻電路實現自舉電路(bootstrap circuit)，這實質上增加了電路複雜性，降低了效率並限制了整流電路之最大整流頻率。此種類型電路之另一個缺點係包括由彼此連接之電路之元件之級聯活化，例如順序地。所引起之固有延遲，其導致開關理想地應被活化或去活化之時刻與開關本身實際被活化或去活化之時刻之間之差異。實際上，整流電路之實際行為受到所謂延遲鏈(delay chain)之影響，所述延遲鏈包括一或多個在介入(inetrvention)之時刻之檢測延遲，邏輯之延遲，導頻級之延遲以及開關本身之延遲。這種延遲通常為奈秒(nanosecond)級甚至數十或數百奈秒。這些延遲值使得同步整流在幾MHz內基本上無效。
現代同步整流之局限性特別重要，因為本領域之一重要要求是增加工作頻率以使電路之元件之小型化成為可能。
用於減少整流器損耗之另一原理，特別是在高頻，包括使用合適之電抗元件，通常是容量，用於產生諧振，允許二極體及/或開關在低電壓狀態(ZVS)或低電流狀態(ZCS)下導通及斷開，從而消除所謂「硬切換」，即在同時出現高電壓及高電流之條件下從開啟到關閉，反之亦然，這通常對系統之效率有害。與任何諧振電路一樣，此種類型之整流器通常具有僅在最佳頻率附近有效地操作之缺點，如果欲整流之訊號與最佳頻率不同，則顯著地降低其效率。
本發明之目的是以簡單、合理及低成本之解決方案克服現有技術之上述缺點。
詳言之，本發明之目的是提供一種根據一或多個電路裝置之整流電路，其也適合於在高頻下有效地操作，例如大約為KHz或更高，如MHz及GHz。
本發明之另一個目的是提供一種根據一或多個電路裝置之同步整流電路，其不受整流電路中所包含之電子元件固有之寄生元件之限制所影響。特別是，不受作為開關之電晶體固有之寄生二極體之活化之影響。
本發明之另一個目的是提供一種能夠選擇性地調節整流電壓之整流電路。特別是，具有減壓器，增壓器，減壓器/增壓器及/或電壓逆變器之整流電路。
這些目的係經由獨立請求項中給出之本發明之特徵來實現。附屬請求項概述了本發明之較佳及/或特別有利之方面。
本發明提供一種整流電路，包括在一輸出節點與一參考節點之間並聯之一第一電路支路以及一第二電路支路，每個電路支路包括一與電流控制元件串聯之電感元件以及配置於電感元件與該電流控制元件之間之輸入節點，在整流電路之操作期間，一隨時間變化之輸入電壓被施加於輸入節點之間。
由於此種解決方案，整流電路具有極緊密之結構，同時能夠有效地轉換輸入訊號。
在整流電路之一實施例中，在每個電路分支中，電感元件配置在輸出節點與輸入節點之間，而電流控制元件配置在參考節點與輸入節點之間。
在替代實施例中，在每個電路分支中，電流控制元件配置在輸出節點與輸入節點之間，而電感器配置在參考節點與輸入節點之間。
在整流電路之一實施例中，每個電流控制元件包括一二極體，該二極體之陽極連接至該參考節點，且該二極體之陰極連接至該個別之輸入節點。較佳地，電感元件係連接至個別之輸入節點與輸出節點。
在一實施例中，每個電流控制元件包括一二極體，該二極體之陽極連接到該個別之輸入節點且該二極體之陰極連接到該輸出節點。優選地，電感元件連接至個別之輸入節點及參考節點。
由於二極體之使用，獲得極簡單且有效之整流電路。
在一實施例中，每個電流控制元件包括一電晶體。優選地，該電晶體包括一連接至該參考節點之第一導電端子以及一連接至該個別之輸入節點之第二導電端子。
由於如此之解決方案，獲得具有高性能及低損耗之整流電路。
在一實施例中，每個電流控制元件包括一電晶體及一二極體，該電晶體係並聯於該二極體。
以此方式，獲得一電流控制元件，其能夠以最佳方式對個別之輸入節點上之可變電壓作出反應。
在一實施例中，每個電晶體係選自：較佳地為n型或者另一種選擇地為p型之矽場效電晶體、由III族及V族元素組成之場效電晶體、較佳地具有例如InGaAs、GaAs、AlGaAs或GaN之高電子遷移率HEMT、由IV族元素組成之較佳為SiC之場效電晶體、雙極電晶體、絕緣柵雙極電晶體或IGBT。
在一實施例中，每個電晶體為一場效應電晶體，該場效電晶體之一源極端子被連接至所述參考節點，且該場效電晶體之一汲極端子被連接至該個別之輸入節點。
以此方式，可以用簡單之方式控制電晶體而不需要特定之自舉電路，因為電晶體之源極端子係關於一恆定電位，例如關於該參考電位。
在一實施例中，每個電流控制元件包括另一電晶體。優選地，該另一電晶體為反向串聯連接到該個別之電晶體。
以此方式，獲得電流控制元件，其適合於大體上以對應於包括理想開關之電流控制元件之方式操作，而不在電路內部實施任何二極體。
以此方式，獲得電流控制元件，其適於主動控制在兩個可能方向上流動之電流，並且同時執行選擇性整流。這使得特別是可在施加於輸入節點之電訊號(即輸入電壓)之整流循環中執行「略過」、可執行施加於輸入節點之電訊號(即輸入電壓)之矯直循環(straightening cycle)之部分整流、或者可僅藉由介入控制策略而任意地決定輸出電壓之符號。換言之，此種電流控制元件使得可以獲得具有與期望之輸入電壓相等或更低之值以及可選擇符號之恆定輸出電壓。
在一實施例中，輸出支路連接至輸出節點及參考節點。優選地，輸出支路包括一電容元件以及一負載元件係並聯耦接。甚至更優選地，一負載元件以及一電容元件係耦接於該整流電路之該輸出節點以及該參考節點之間。
在一實施例中，整流電路更提供另一電流控制元件，優選地包括一電晶體。此一電流控制元件被有利地串聯連接於該電容元件且彼此並聯連接於該負載元件。該電晶體與該並聯之該電容元件及該負載元件所構成之該串聯被連接於整流電路該輸出節點及該參考節點之間。
以此方式，獲得電流控制元件，其適於主動控制在兩個可能方向上流動之電流，並且同時執行選擇性整流。這使得尤其可以在施加到輸入節點之電訊號(即輸入電壓)之整流週期中執行「略過」。換言之，此種電流控制元件使得可獲得具有等於或小於期望之輸入電壓之值之恆定輸出電壓。
在替代實施例中，多個輸出分支連接至輸出節點及參考節點。較佳地，每個輸出支路包括與負載元件及電容元件串聯之例如電晶體之電流控制元件，以選擇性地將後者連接至其餘之整流電路。由於此種解決方案，整流電路
可以在輸出分支之間以大體上獨立之方式有效地將電能分配給連接於其之許多負載。
在一實施例中，整流電路更包括一電容元件，其連接至該電路支路之該輸入節點。在替代實施例中，該電容元件係由兩個電容元件取代，每個電容元件與個別之電流控制元件並聯配置。
以此方式，可獲得高的最大輸出電壓，且同時避免每個電流控制元件中之硬切換狀態。有利地，電容元件之尺寸定為容許二極體及電晶體在零電壓切換或零電流切換類型之軟切換狀態下導通及/或斷開，以便使操作損耗最小化。
在一實施例中，電容元件之尺寸被定為與該電感元件組合以定義出一預定之諧振頻率。
以此方式，獲得諧振整流電路而無需額外之電抗元件。
在一實施例中，整流電路更包括一對輸入端子，其用於接收該輸入電壓。
較佳地，整流電路更包括至少一例如電容性之去耦元件，其連接至輸入節點及個別之輸入端子。更佳地，每個電路支路更包括一去耦合元件，其連接至該輸入節點及該個別之輸入端子。
以此方式，藉由提供單一去耦元件及一對去耦元件，均可使整流電路絕緣於與輸入端子耦合之電路中之直流電。
在一實施例中，整流電路提供之每個去耦合元件包括一個別之反應性元件例如電容。較佳地，單個電容元件或一對電容元件之尺寸被定為與該電感元件組合以定義出一預定之諧振頻率。
由於此種解決方案，獲得了諧振整流電路，其能夠相對於輸入電壓升高輸出電壓且同時使負載與輸入電壓電流絕緣。
在一實施例中，另外之電抗元件係與去耦元件串聯設置，以便形成諧振器或LC電路(tank LC)。以此方式，可不受直流電流去耦之支配而調節諧振頻率，使得電路具有升壓器(voltage increaser)及整流器之雙重功能，特別適用於以低輸入電壓為特徵之電路。
在替代實施例中，整流電路包括單個電路分支。以此種方式，獲得非常緊密之電路。
在一實施例中，整流電路更包括一控制模組。此外，每個電晶體更包括一控制端子，其連接至該控制模組，用於接收一對應之導頻訊號。
較佳地，控制模組被建構成用以產生適合於活化電晶體之導頻訊號，以便向輸出節點提供電壓及/或電流值(相對於參考節點)：其大於施加在輸入之電壓及/或電流值；其低於施加在輸入之電壓及/或電流值，其相對於施加在輸入之電壓及/或電流為不同符號。
較佳地，該控制模組包括：一測量單元，適於自該電路之一節點及該整流電路之一元件上之電壓與電流中測量出至少一值，以及一導頻單元，適於基於對每個電晶體所測量之至少一值產生一導頻訊號，並將該導頻訊號供應給該個別之電晶體之控制端子。
以此方式，可用簡單有效之方式實現整流電路之控制。
在一實施例中，該測量單元被配置成自：於該第一電路支路之輸入節點之電壓；流經該第一電路支路之該電流控制元件之電流；由該第一電路支路之該電流控制元件所吸收之功率；於該第二電路支路之該輸入節點之電壓；流經該第二電路支路之該電流控制元件之電流；由該第二電路支路之該電流控制元件所吸收之功率，或於該整流電路之該輸出節點之電壓中測量出至少其中之一。
在一實施例中，該測量單元被配置成自：流經該負載元件之電流；流經該電容元件之電流，以及由該負載元件所吸收之功率中測量出至少其中之一。
在一實施例中，該控制模組更包括一供電單元，其連接至該輸出節點、連接至該導頻單元以及連接至該測量單元。較佳地，該供電單元從該輸出節點吸收能量並將其供給至該導頻單元及該測量單元，用於進行其之操作。有利地，供電單元將輸出節點之電壓轉換成一或多個合適之電源電壓，其適於確保導頻單元及測量單元之正確操作。
以此種方式，整流電路能夠對其自身供電。
在一實施例中，供電單元包括可能為LDO穩壓器之低壓差穩壓器(low-dropout regulator)，其有利地被建構成以特別有效之方式降低及穩定輸出電壓，以獲得導頻單元與測量單元之一或多個電源電壓。
由於此種解決方案，整流電路可以用特別有效之方式對其自身供電。
在一替代及較佳實施例中，供電單元連接到兩個輸入節點之至少其中之一。較佳地，整流元件以串聯方式插入於供電單元與輸入節點之間。甚至更佳地，整流元件包括二極體及濾波器，例如與供電單元串聯之二極體及相對於參考端子與其並聯配置之電容。
在該實施例中，供電單元及因而控制單元係不受整流電路之輸出電壓之支配而被活化。
由於此種解決方案，該電路在啟動期間特別有效。此外，整流電路包括無二極體之電流控制元件，且此種解決方案確保控制模組也在電路操作之初始步驟中被正確地供電，其中輸出節點處之電壓尚未穩定在正常範圍內。因此，在供電單元連接至輸出節點之情況下，不可能控制電流控制元件。
在一實施例中，導頻單元包括：一延遲估計區塊，其適於估計至少一延遲以及該整流電路之一對應響應，該至少一延遲係與供給至該對應電晶體之導頻訊號之切換相關，且該對應響應係基於至少一測量值。較佳地，導頻單元也包括一邏輯區塊，其適於基於該已識別之延遲對每電晶體產生該導頻訊號。
以此種方式，可達到電路之實質上理想之操作，動態地補償電路之每個元件之延遲。
在一實施例中，導頻區塊適於基於該至少一個測量值及該已確認之延遲以產生每個電晶體之導頻訊號。
以此種方式，可以為電路之每個元件之延遲及整流電路之當前操作條件產生優化之導頻信號。
在一實施例中，延遲估計區塊被建構成估計一活化延遲以及該電路對其之該對應響應，該活化延遲係與適於活化該個別之電晶體之該導頻訊號之第一切換相關聯。
以此種方式，相對於發送導頻信號之時刻，精確地確定電晶體之成功導通之延遲。
在一實施例中，延遲估計區塊被配置成估計一關斷延遲以及整流電路對其之對應響應，該關斷延遲係與適於關斷該個別之電晶體之導頻訊號之第二切換相關聯。
以此種方式，相對於發送導頻信號之時刻，精確地確定電晶體之成功導通之延遲。
在一實施例中，邏輯區塊被配置為產生至少一既定之第一導頻測試訊號以及第二導頻測試訊號並分別將其供應至第一電路支路之電晶體以及第二電路支路之電晶體。較佳地，延遲估計塊被配置為估計延遲整流電路對導頻測試訊號之響應。
以此種方式，可以快速地確定導頻信號之最佳進展。
在一實施例中，邏輯區塊被配置為在活化所述控制模塊時產生所述導頻測試訊號。
以此種方式，一旦整流電路開始操作，就可以確定導頻信號之最佳進展。
在一實施例中，邏輯區塊被配置成使該導頻訊號之產生更早發生，以便補償由該延遲估計區塊所識別之延遲。
以此種方式，獲得了對整流電路之操作之高度精確之控制。
在一替換實施例中，邏輯區塊被建構成較相對於由預定值所確認之理想導頻信號更早地產生導頻信號。
由於此種解決方案，可用非常簡單之方式提供初始延遲之補償。
在一實施例中，邏輯區塊被建構成對延遲進行補償，以便至少在個別之輸入節點處之輸入電壓小於參考電壓時使每個電流控制元件之端子間之電壓最小化。如此，降低整流電路之能量消耗，並確保電流控制元件之最佳切換。
在一實施例中，邏輯區塊被建構成對延遲進行補償，以便至少在施加至控制器元件之端子之輸入電壓大於參考電壓時使流過每個電流控制元件之電流最小化。
以此種方式，降低整流電路之能量消耗，並確保電流控制元件之最佳切換。
在一實施例中，邏輯區塊被配置成補償該延遲，以便使每個電流控制元件消耗之功率最小化。
以此種方式，獲得整流電路之更好之效率。
在一實施例中，邏輯區塊被配置成補償該延遲，以便使該負載元件(RL)吸收之功率最大化。
以此種方式，獲得整流電路之更好之效率。
在一實施例中，輸入電壓是隨時間變化之電壓，包括週期性交替之相反半波。較佳地，每個電路支路適合於將該輸入電壓之對應半波轉換為連續之輸出電壓。甚至更佳地，導頻單元被建構成對每個電晶體產生該導頻訊號，以選擇性地抑制該輸入電壓之各半波之轉換。
由於此種解決方案，可以在整流電路中實現降壓電路之功能，而不需要對其進行結構修改。
在一實施例中，每個電感元件可由電感器組成，即在電流通過時產生磁場之電子元件，且較佳地由磁絕緣電感器組成，即不與任何其他電感器磁耦合之電感器。
以此種方式，本發明之本實施例之電感元件係與例如變壓器之繞組(線圈)不同，其中，反之亦然，初級及次級繞組總是彼此磁耦合。
本發明之另一方面提供了一種包括此種整流電路之功率元件。此種功率元件之實施例包括降壓、升壓、降壓-升壓型、絕緣DC-DC及AC-DC電路之非絕緣DC-DC電路，例如單端初級電感轉換器(SEPIC)、馳返式、LLC等。
本發明之另一方面提供一種包括此種整流電路之電感接收器電路。較佳地，每個電感元件包括個別之接收線圈。
在一實施例中，線圈係彼此重疊。
以此種方式，獲得緊密之結構，且藉由一磁場使線圈均勻地交叉。
本發明之另一方面提供一種包括此種整流電路之電容接收器電路。較佳地，每個輸入節點係耦合於一個別之導電接收板。
本發明之另一方面提供一種包括此種整流電路之射頻接收器電路。較佳地，該等輸入節點之至少其中之一係耦合於一天線。
在一實施例中，射頻接收器電路包括至少一附加電路分支，其耦合於一個別之天線，每個分支包括一個別之電感器與電容器對，其諧振於一個別之頻率。
由於此種解決方案，可以製造具有極簡單之模組化結構之天線陣列之射頻接收器電路。
10,10.1-10.9:整流電路
20:第一電路支路
23:電流控制元件
30:第二電路支路
33:電流控制元件
40:負載支路
40.1:輸出支路
40.n:輸出支路
43:另一電流控制元件
50:控制模組
51:測量單元
53:導頻單元
56:供電單元
59:驅動器
61:邏輯區塊
63:延遲估計區塊
70:功率裝置
72:高頻產生器
80:電感接收器電路
81:電感接收器電路
82:傳輸電路
90:電感接收器電路
91:主電路
92:次級電路
101:傳輸板
103.1:導電接收版
103.2:導電接收版
110:射頻接收器電路
113:傳輸電路
116:接收器電路
116’:改進之接收器電路
121:傳輸天線
123:天線
A:第12圖之細部結構
A1:天線
A2:天線
An:天線
B:第12圖之細部結構
Co:電容元件
C1:電容器
C2:電容器
C3:電容器
Cn:電容器
Co1:輸出電容器
Con:輸出電容器
Cp1:橋式電容器
Cp2:橋式電容器
Cin1:去耦合元件
Cin2:去耦合元件
D1:二極體
D2:二極體
D3:二極體
Dn:二極體
L1:電感器
L2:電感器
Ln:電感器
M1:電晶體
M2:電晶體
M3:電晶體
M4:電晶體
M5:電晶體
M6.1:電晶體
M6.n:電晶體
Mn:電晶體
P1:探針
P2:探針
PC:探針
PL:探針
Pm1:探針
Pm2:探針
RL:負載元件
RL1:負載電阻
RLn:負載電阻
Tin1:輸入端子
Tin2:輸入端子
Vd1:導頻訊號
Vd2:導頻訊號
Vd5:導頻訊號
Vd6.1:導頻訊號
Vd6.n:導頻訊號
Vdn:導頻訊號
Vo:輸出電壓
Vo1:輸出電壓
Von:輸出電壓
Vin1:輸出電壓
Vin2:輸出電壓
In1:輸入節點
In2:輸入節點
△Vin:隨時間變化之輸入電壓
Out:輸出節點
GND:參考節點
藉由閱讀以下之說明，其作為示例提供之描述且非為限制之目的，藉助於所附表中所繪示之圖式，本發明之其他特徵與優點將變得清楚。
第1圖至第9圖為根據本發明實施例之各整流電路之概念電路圖。
第10A圖及第10B圖為整流電路之概念電路圖，其中示意地繪出根據本發明之各實施例之控制模組。
第11圖為根據本發明之實施例之功率元件之概念電路圖。
第12圖為根據本發明之實施例之電感性能量傳遞系統之概念電路圖。
第13圖為根據本發明之實施例之電容性能量傳遞系統之概念電路圖。
第14A圖為根據本發明之實施例之射頻能量傳遞系統之概念電路圖。
第14B圖為根據本發明之實施例之多天線射頻能量傳遞系統之概念電路圖。
特別參考這些附圖，根據本發明之整流電路總體而言以10表示，而附圖標記10.1、10.2、10.3、10.4、10.5、10.6、10.7、10.7'、10.8、10.8'、10.9表示下述之根據本發明之整流電路之具體實施例。
通常，根據本發明實施例之整流電路10包括在輸出節點Out以及例如電路之接地節點之參考節點GND之間並聯之第一電路支路20及第二電路支路30。每個電路支路20及30分別包括電感元件，例如電感器L1與L2，以及電流控制元件23與33。電感元件L1及L2與相應之電流控制元件23及33串聯。相應之輸入節點In1及In2被定義在電感元件L1與L2及電流控制元件23與33之間。在整流電路10之操作中，在輸入節點In1及In2之間施加輸入電壓△Vin；特別地，輸入電壓包括至少一隨時間變化之分量。
有利地，可以優化電感元件L1及L2以有效地工作直到高頻，特別是數百kHz、數MHz、數十或數百MHz，或甚至數十GHz之高頻。
此外，根據本發明之整流電路相對於基於格雷茲電橋之電路解決方案具有基本上減半之損耗。
通常一負載支路40與電路支路20及30並聯，即連接於輸出節點Out與參考節點GND之間。負載支路40包括負載阻抗，特別是此處所關注之非限制性實施例中之負載電阻RL。在一較佳實施例中，負載支路40也包括一電容元件，例如電容器Co。甚至更佳地，負載電阻RL及電容器Co彼此平行配置，即負載電阻RL及電容器Co兩者皆連接至輸出節點Out與參考節點GND。當然，負載阻抗可以包括除負載電阻以外還有或作為替代方案之不同組件，例如電感與/或電抗組件。
應當注意者為，在本文件中，當指出如電容器、電感器、電阻器、二極體等配備有一對端子之組件係連接至兩個不同之電路節點時，此意味著此種組件之個別端子之一部分係連接至所述電路節點中之對應之一。
在根據第一實施例之整流電路10.1(繪示於第1圖)中，每個電感器L1及L2係連接至輸出節點Out且連接到個別之輸入節點In1與In2，而每個電流
控制元件23與33係連接至參考節點GND並連接至個別之輸入節點In1與In2。每個電流控制元件23與33包括個別之二極體D1與D2。詳言之，每個二極體D1與D2之陽極連接至參考節點GND，而每個二極體D1與D2之陰極連接至個別之輸入節點In1與In2。
在根據第二實施例之整流電路10.2(繪示於第2圖)中，每個電感器L1與L2係連接至輸出節點Out且連接至個別之輸入節點In1與In2，而每個電流控制元件23與33係連接至參考節點GND且連接至個別之輸入節點In1與In2。每個電流控制元件23與33包括個別之開關，較佳地是電晶體M1與M2。詳言之，每個電晶體M1與M2包括連接至參考節點GND之第一導電端子以及連接至個別之輸入節點In1與In2之第二導電端子。另外，每個電晶體M1與M2包括與控制模組50(顯示於第10A圖及第10B圖)耦合之控制端子，用於接收個別之導頻訊號(pilot signal)Vd1及Vd2(如下所述)。
較佳地，電晶體M1與M2為相互對應之類型。甚至更佳地，每個電晶體M1及M2選自：一矽場效電晶體，較佳為n型或另一種選擇為p型；一場效電晶體，其較佳地為高電子遷移率型或HEMT，其由III及V族元素組成，例如由複合材料，如InGaAs、GaAs、AlGaAs或GaN；一電晶體，其較佳為場效電晶體，其由IV族元素組成，例如由複合材料製成，如碳化矽SiC；一雙極電晶體(bipolar transistor)；一帶有絕緣控制端子之雙極電晶體，或絕緣柵雙極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor)-IGBT。
有利地，在電晶體M1及M2為場效電晶體，特別是金屬氧化物半導體場效電晶體-MOSFET或HEMT之情況下，電晶體M1及M2之源極端子(source terminal)較佳地連接至參考節點GND，且電晶體M1及M2之汲極端子(drain terminal)連接至相應之輸入節點In1及In2。由於這種解決方案，電晶體M1
及M2被參照為參考節點GND之整流電路10.2之參考電位，因此即便在高頻，其不需要自舉電路(bootstrap circuit)或程序，降低電路複雜性並簡化其控制。
然而，無理由不能提供替代之整流電路(未繪示)，其中在每個電路分支中，對應之電晶體係配置於輸出節點與輸入節點之間，而電感器係配置於輸入節點與參考節點之間。
在根據第三實施例之整流電路10.3(繪示於第3圖)中，每個電感器L1與L2係連接至輸出節點Out且連接至個別之輸入節點In1與In2，而每個電流控制元件23與33連接到參考節點GND並連接到個別之輸入節點In1與In2。每個電流控制元件23與33包括個別之二極體D1及D2以及個別之電晶體M1與M2。詳細地，每個電晶體M1與M2包括連接至參考節點GND之第一導電端子及連接至個別之輸入節點In1與In2之第二導電端子。此外，每個電晶體M1及M2係包括與控制模組50耦合之控制端子，以接收個別之導頻訊號Vd1與Vd2(如下所述)。此外，每個二極體D1與D2之陽極係連接至參考節點GND，而每個二極體D1與D2之陰極連接到個別之輸入節點In1及In2。換言之，每個電晶體M1與M2係並聯地連接至個別之二極體D1與D2。
電流控制元件23與33之此結構具有促進輸入電壓△vin之波形之同步整流之目的且同時允許系統之啟動並因而在初始時刻也開始整流，此時電晶體M1及M2可能不被控制模組50控制(於如此之初始時刻期間其可能為不作動)。
根據第三實施例之整流電路10.4(第4圖中所示)與整流電路10.3之不同處在於電流控制元件23及33所包括之二極體D1與D2之配置。特別地，二極體D1及D2。使個別之陽極連接到對應之電路支路20或30之輸入節點In1或In2。不同地，二極體D1與D2之陰極皆連接至參考端GND。
整流電路10.4之結構，特別是電流控制元件23與33之結構使得可提供負值之輸出電壓Vout。
在整流電路(未繪示)之替代實施例中，每個電感器L1與L2係連接至參考節點GND且連接至個別之輸入節點In1及In2，而每個電流控制元件23與33連接至輸出節點Out與個別之輸入節點In1及In2。每個電流控制元件23與33包括個別之二極體D1與D2以及個別之電晶體M1與M2。詳言之，每個電晶體M1與M2包括連接至輸出節點Out之第一導電端子及連接到個別之輸入節點In1及In2之第二導電端子。另外，每個電晶體M1及M2包括與控制模塊50耦合之控制端子，以接收個別之導頻訊號Vd1及Vd2(如下所述)。此外，每個二極體D1與D2之陰極係連接至輸出節點Out，而每個二極體D1與D2之陽極係連接至個別之輸入節點In1與In2。換言之，每個電晶體M1與M2係並聯地連接至個別之二極體D1及D2。
在整流電路10.5(繪示於第5圖)中，每個電流控制元件23與33以及電晶體M1或M2分別包括另一電晶體M3或M4。特別地，包括電晶體M1與M3以及M2與M4之每個電流控制元件23與33以反向串聯(counter-series)之方式連接。換言之，電晶體M1與M3經由個別之源極端子彼此連接，而電晶體M1之汲極端子連接至參考節點GND，且M3之汲極端子係連接至輸入節點In1。類似地，電晶體M2與M4經由個別之源極端子彼此連接，而電晶體M2之汲極端子係連接至參考節點GND，且M4之汲極端子係連接至輸入節點In2。較佳地，電晶體M1與M3係由相同之導頻訊號Vd1所控制。類似地，電晶體M2與M4係由相同之導頻訊號Vd2所控制。
以此方式，電晶體M1至M4之寄生二極體(parasitic diode)(在第5圖中以虛線表示)係反向串聯，即其彼此成對地形成鏡像(mirror)。在所考慮之實施例中，電晶體M1之寄生二極體係鏡像於電晶體M3之寄生二極體(反之亦
然)，且電晶體M2之寄生二極體係鏡像於電晶體M4之寄生二極體。因此，此種寄生二極體無法進入自發傳導。由於如此之解決方案，以兩個額外之電晶體彼此串聯配置為代價-且因此經由對負載供電之電流進行交叉，可以獲得電流控制元件23與33，其具有一行為，其完全類比於理想開關之行為。
特別地，在省略二極體D1與D2之整流電路10.5中，可選擇性地或部分地對輸入電壓△Vin進行整流。以此方式，除提供高效之同步整流之外，整流電路10.5還可藉由適當地控制電流控制器23與33中所包含之電晶體，以選擇性地適應，特別是降低，在節點Out上之輸出電壓Vout之值。換言之，整流電路10.5提供電壓整流功能以及對供應於負載之電壓之調節之功能，特別是降低之功能，該功能通常經由兩單獨之級(stage)實現，特別是一整流級以及一電壓降低級，其彼此有區隔。
此外，整流電路10.5還可以藉由對提供於電流控制器23與33所包括之電晶體之導頻訊號Vd1與Vd2施加180度之相移(phase shift)而選擇性地作為電壓反相器(voltage inverter)操作。換言之，作為導頻訊號關於輸出電壓之相位之函數，還可以控制整流電路10.5以相對於參考電壓GND為負值在輸出節點Out上提供輸出電壓Vout。同樣於此情況下，整流電路10.5使得可經由適當之控制將輸出電壓Vout調節在最小負值與參考值GND(例如0V)之間，例如，選擇性地對輸入電壓△Vin之波進行整流。
整流電路10.5，根據本發明之實施例，因此藉由專門地對導頻訊號Vd1及Vd2作用，從最小負值與最大正值之中選擇任一，使得可以動態及完全地可重配置之方式於節點Out處調整輸出電壓Vout。例如，最小值可以對應於輸入電壓△vin之最大值或峰值，即|△VinMAX|，或者具有改變符號之倍數，即-n．|△VinMAX|，其中n為正數，而最大值可對應於輸入電壓△vin之最大值，即
|△VinMAX|或其倍數，即n．|△VinMAX|)。為了獲得電壓之最大值n．|△VinMAX|，其在絕對值上大於輸入電壓△Vin之峰值，可以使用諧振，如相關之下一段所示。可以藉由作用於被略過之整流循環之次數或另於每個循環之整流百分比來適當地調節電壓。
在一反向串聯電晶體之位置被反轉之替代整流電路(未繪示)中，即分別反轉電晶體M1與M3以及電晶體M2與M4之汲極與源極，顯然可以獲得對應之優點。
在替代實施例中(如第6圖所示)，整流電路10.6包括與負載支路40串聯配置之附加電流控制元件43。例如，該附加電流控制元件43可連接至輸出節點Out及負載支路40。或者，附加電流控制元件43可以連接至參考節點及負載支路40。
較佳地，附加電流控制元件43包括與電晶體M1及M2類似之電晶體M5。特別地，電晶體M5被配置成使得相應之寄生二極體(第5圖中以虛線表示)係相對於M1及M2之寄生二極體反向串聯。
以這種方式，相關於整流電路10.5獲得與以上所概述之類似之優點，但是就必要資源與經濟方面而言，使用單獨附加電晶體並因此具有較低之成本。
此外，根據本發明實施例之整流電路10可包括一或多數個附加元件。在下文中，表示根據上述第三實施例之整流電路10.3之替代實施例，其包括一個或多個附加元件。然而，對於熟習此技藝之人士而言為明確者，其為可能有基於上述整流電路10.1、10.2、10.4、10.5與10.6之類似替代實施例。
在第一替代實施例中(如第7A圖所示)，整流電路10.7與整流電路10.3不同之處在於，來自電路支路23與33之至少其中之一包括個別之去耦元件(decoupling elemenet)，例如電容元件，較佳地為輸入電容器Cin1及Cin2，適於將
整流電路10.7從與其耦合之電路進行去耦，以提供輸入電壓△Vin。詳言之，整流電路10.7包括一對輸入端子Tin1及Tin2，以接收由連接至此端子Tin1及Tin2之電路提供之輸入電壓△Vin。每個輸入電容器Cin1及Cin2連接至對應之電路支路23及33之輸入節點In1與In2，並連接到個別之輸入端子Tin1及Tin2。
以此方式，可以防止連接至端子Tin1及Tin2之電路之電極化(electrical polarisation)之電流及電壓，即直流，影響整流電路10.7。特別地，與輸入節點In1及In2串聯之電容器Cin1及Cin2確保在電感器L1及L2上無直接電流或DC中之有害與不理想之分量。實際上，電感器L1及L2對於通過端子Tin1及Tin2之電流之直流分量係操作為短路，由於通過電感器L1及L2之直流電流之流動，其潛在地決定整流電路10.3(即，無Cin1及Cin2之電路)之故障。
在另一實施例中(如第7B圖所示)，提供了一整流電路10.7'，其僅包括電容器Cin1及Cin2之其中之一。實際上，可以僅經由電容器Cin1及Cin2其中之一來確保阻斷直流電。然而，兩個電容器Cin1及Cin2之設置使得可將負載支路40，特別是負載電阻RL，與連接至輸入端子T1與T2之發電機電路絕緣，而不需要昂貴、笨重及低效能之變壓器。
有利地，輸入電容器Cin1及Cin2之尺寸可定為與電感器L1及L2組合以定義出預定之第一諧振頻率fr1。換言之，輸入電容器Cin1與Cin2以及電感器L1與L2形成諧振迴路LC。
由於由電容器Cin1、Cin2與電感器L1及L2組成之諧振迴路之正確地定出尺寸，可以相對於輸入電壓△Vin升高輸出電壓Vout，使電路具有電壓增益器及整流器之雙重功能，特別適用於以低輸入電壓為特徵之電路，通常發生在無線能量發射器或基於能量收集之供電系統中。
應該觀察到，在電路10.7之例子中，輸入電容器Cin1及Cin2之組合之尺寸被設定為以預定之諧振頻率與電感器L1及L2諧振，以包括反向串聯之電晶體之電流控制器23與33之結構，使得藉由諧振LC所給出之升壓(提升)效應可動態地改變輸出電壓Vout，即，在最小負值與最大正值之間施加至負載電阻RL之電壓也可在絕對值上大於輸入電壓△Vin之峰值電壓。以此方式，如此修改之整流電路10.5能經由電流控制元件23與33之適當控制也作為降壓-升壓轉換器(buck-boost converter)操作，以及能作為整流器，且可能地作為電壓逆變器(voltage inverter)(即，產生小於零之值之輸出電壓Vout，如上所述)操作。
在另一個實施例中(如第8A圖所示)，整流電路10.8與整流電路10.3不同之處在於其包括一電抗元件，例如橋式電容器Cp，其分別連接至電路支路23與33兩者之輸入節點In1與In2。
由於橋式電容器Cp之存在，可以防止電流控制元件元件23與33，即二極體D1與D2及/或電晶體M1與M2於不利之操作條件下操作，不利之操作條件之特徵在於高耗損，其肇因於在電流控制元件上產生之高電壓及高電流，稱為硬切換(hard switching)。
有利地，橋式電容器Cp之尺寸可以定為與電感元件L1與L2組合以定義出預定之第二諧振頻率fr2。換言之，橋式電容器Cp及電感器L1與L2形成諧振迴路LC。
由於由橋式電容器Cp及電感器L1與L2組成之諧振迴路之正確地定出尺寸，可使傳遞至負載支路40之功率最大化，特別是至負載電阻RL，同時使電流控制器23與33上消耗之功率最小化，大體上於零電壓切換(Zero Voltage Switching，ZVS)或零電流切換(Zero Current Switching，ZCS)區域中操作。這在無線能量傳輸裝置或基於能量收集之系統中特別有利，且使得可使電路受
輸入電壓△Vin變化之影響較小，例如經由一初級電路與一包括整流電路10之次級電路之間之弱及/或非常穩定之耦合。
在另一個實施例中(如第8B圖所示)，整流電路10.8'包括一對橋式電容器Cp1與Cp2。詳言之，每個橋式電容器Cp1與Cp2連接到個別之輸入節點In1與In2以及參考節點GND。換言之，每個橋式電容器Cp1及Cp2係與個別之電流控制元件23及33並聯配置。
當然，其他實施例也是可能；特別地，可提供根據另一替代實施例之整流電路，其提供輸入端子與輸入節點間之去耦元件以及輸入節點或電容元件對間之電容元件兩者與電流控制元件並聯。有利地，去耦元件及電容元件，或該對電容元件之尺寸可定成與整流電路之電感元件組合以便定義出一對應之諧振頻率。換言之，去耦元件、電容元件或該對電容元件以及電感元件形成一諧振迴路LC(resonant tank LC)。
特別地，可於所選擇之諧振頻率下操作整流電路10.7、10.7'、10.8及10.8'或其組合，如諧振頻率fr1及fr2，以便獲得大於輸入電壓△Vin值之較大值之輸出電壓Vo。
根據本發明實施例之整流電路10還可包括若干輸出分支，例如彼此並聯配置。在下文中敘述另一實施例，其中基於整流電路10.3之整流電路10.9包括多個輸出支路40.1至40.n。然而，對於熟習此技藝之人士而言為清晰者，其為基於上述整流電路10.1至10.8'中之任一，類似之替代實施例為可能。
在所考慮之非限制性實施例中，每個輸出支路40.1至40.n係連接至輸出節點Out及整流電路10.9之參考節點GND。每個輸出支路40.1至40.n包括個別之負載元件，例如負載電阻RL1至RLn，以及個別之電抗元件，例如彼此平行配置之輸出電容器Co1至Con。此外，每個輸出支路40.1至40.n包括一開關，例如(選
擇)電晶體M6.1至M6.n，其串聯配置於由負載電阻RL1至RLn及輸出電容Co1所組成之個別之並聯對。換言之，開關M6.1至M6.n，負載電阻RL1至RLn與輸出電容Co1至Con連接至輸出支路40.1至40.n之中間節點Int。此外，每個開關M6.1至M6.n之端子較佳地連接至整流電路10.9之輸出節點Out，而負載電阻RL1至RLn與輸出電容Co1至Con連接至參考節點GND。然而，沒有理由替代輸出分支(未示出)不能形成結構，其中各個開關連接到參考節點GND，而負載電阻RL1至RLn與輸出電容Co1至Con連接到輸出節點Out。最後，每個開關M6.1至M6.n之控制端子(例如在MOSFET例子中之閘極端子)連接至控制模組50，以接收個別之導頻訊號Vd6.1至Vd6.n。
詳言之，每個輸出分支40.1至40.n中之每個負載RL1至RLn可能需要個別之輸出電壓Vo1至Von，其通常可具有與其他輸出電壓不同之值。在根據本發明之實施例中，整流電路10.9可藉由配置控制模組以在選擇時間t1至tn期間適當地控制電流控制元件，例如電晶體M1與M2，於該期間控制個別之開關M6.1至M6.n，而根據每個負載電阻RL1至RLn之需要提供電能於負載。以此方式，可以在所選輸出支路40.1至40.n之輸出容量Co.1至Co.n中累積電能，以完全獨立及動態地可重配置之方式，藉由簡單地作用於包含於電流控制元件23與33中之電晶體M1與M2以及各輸出支路40.1至40.n之選擇開關M6.1至M6.n之調節，確保輸出電壓Vout達到負載電阻RL1至RLn所需之值。
作為每個開關M6.1至M6.n之選擇時間週期t1至tn之函數，可以確保每個負載支路40.1至40.n之正確功率，特別是負載電阻RL1至RLn。通常，負載支路40.1至40.n被分配在與待吸收之電能相關之持續時間之個別之選擇時間段t1至tn。換言之，吸收較大電能之負載支路40.1至40.n係關聯於個別之選擇時間段t1至tn，在此期間導通對應之開關M6.1至M6.n，超過與吸收較少之電能之負載分支40.1至40.n相關聯之選擇時間段t1至tn。
因此，本發明之實施例提供了特別緊密、簡單且有成本效益之整流電路10，其適用於管理多個負載，每個負載需要不同之電壓且能吸收不同之電流。所提出之整流電路10.9結合了整流功能及降壓(減壓器(reducer))或降壓-升壓(減壓器/增壓器(reducer/increaser))類型之轉換，並且適合於經由多個輸出節點供應電能，這些輸出節點可彼此獨立地調節。
如上所述，可以根據一或多個上述之整流電路10之變型來修改整流電路10.9。例如，可以從輸入電容器Cin1與Cin2及/或橋式電容器Cp添加例如一或多個適合之電抗元件，並調整其尺寸以獲得所需之諧振頻率，以確保因而在零電壓開關或零電流開關模式下修改之整流電路10.9之操作，且/或為了確保降壓-升壓功能(buck-boost functionality)可用於具有期望值及獨立值之輸出電壓Vout1至Voutn，可能大於在每個負載RL1至RLn上之輸入電壓△Vin。特別地，整流電路10.9可被修改為包括與在電路10.5實現之電流控制元件類似之電流控制元件23及33，因此消除了在整流電晶體M1至M3及M2至M4中以及在選擇開關M6.1至M6.n.中兩者之寄生二極體之影響。以這種方式，可以藉由簡單地作用於導頻訊號Vd1及Vd2，以完全獨立且可調節之方式精確地在每個負載支路40.1至40.n上，根據需要將每個負載RL1至RLn上之輸出電壓Vout1至Voutn之可能值之範圍擴展至負最小值與正最大值之間，特別是在絕對值上亦大於輸入電壓△Vin之峰值△VinMAX。
如上所述，根據本發明之整流電路還包括控制模組50。在下文中，相較於根據上述第三實施例之整流電路10.3，說明控制模塊之結構及操作。然而，對於熟習此技藝之人士而言為清晰者，其為如上所述，控制模組也可以整合於整流電路10.1至10.9及其變形中。
控制模組50包括測量單元(measuring unit)51及導頻單元(pilot unit)53。較佳地，控制模組50還包括供電單元(powering unit)56及/或調節單元或驅動器(driver)59。
詳言之，測量單元51係連接至導頻單元53且可選地連接至驅動器59。測量單元51適合於在電路節點及整流電路元件中之至少其中之一測量出電壓及電流之至少其中之一值。較佳地，測量單元連接到與電路耦合之一或多個探針，以測量在第一電路支路之輸入節點處(探針p1)之一或多個電壓；流過第一電路支路之電流控制元件之電流(探針pm1)；第二電路支路之輸入節點處之電壓(探針p2)；流過第二電路支路之電流控制元件之電流(探針pm2)；整流電路輸出節點之電壓(探針po)；流過負載元件之電流(探針pl)以及流過電容元件(探針pc)之電流。較佳地，用於檢測電流之探針可包括分流電阻、霍爾效應感測器或另一電流測量系統。
另外，測量單元51可以組合以上指出之兩個或多個測量值，以便從第一電路支路之電流控制元件所吸收之功率；第二電路支路之電流控制元件所吸收之功率，以及負載元件所吸收之功率中，提供一或多個測量值。
較佳地，測量單元51被配置為獲取，較佳地連續地獲取上述電壓、電流及/或功率之測量值。
導頻單元53適合於根據測量單元51提供之測量結果對每個電晶體M1及M2產生導頻訊號Vd1及Vd2。此外，導頻單元53適合於將導頻訊號Vd1及Vd2提供給個別之電晶體M1及M2之控制端子，可能經由驅動器59之中介。有利地，驅動器59適合於接收導頻訊號Vd1與Vd2並使其值適應(例如放大)於對電晶體M1與M2之最佳位準。例如，導頻單元53可以向在該數值位準之驅動器59提
供關於帶來導頻訊號Vd1與Vd2之指示，或者驅動器59可基於測量單元51提供之量測值而可以靜態或動態方式自主地操作。
供電單元56係連接至控制模組50之其他單元51、53及56，以傳輸允許其操作之電能。較佳地，根據術語中稱為能量收集(energy harvesting)或能量清除(energy scavenging)之技術，供電單元56適於經由整流電路10.3吸收電能。在一個實施例中，供電單元連接到輸出節點Out。以此方式，供電單元56從輸出節點吸收能量(因此具有由整流電路10.3調整之電壓及電流值)，以將其提供給導頻單元及測量單元，而用於其之操作，可能改變基於一操作溫度之電壓值，以最佳地供電於每個單元51、53及59。
在一較佳實施例中(表示於第10B圖，為了簡單起見，測量單元51及導頻單元53與電路之連接已被省略)，供電單元56可連接至輸入節點In1或In2其中之一，優選地通過整流電路-例如包括二極體及電容器之單個半波整流器-以通過如此之輸入節點In1或In2吸收能量。以此方式，可使用與整流電路10.3執行之主整流無關之整流來獲得控制模組50之電源電壓。
該方法亦使得可供電於控制模組50，同時潛在地消除二極體D1與D2之活化，其在電晶體M1與M2被關斷之時段中將決定高損耗。而且，這種方法使得可確保無二極體D1及D2之整流電路10之有效操作，特別是在整流電路10.5之例子中，其中電流控制元件23與33包括以反向串聯方式配置之電晶體M1至M3以及M2至M4，其需要適當值之導頻訊號Vd1與Vd2。
甚至更佳地，供電單元包括低壓差調節器(low-dropout regulator)，通常是電壓降低器，特別適合於提供適當值之電源電壓而用於以特別穩定之電壓供電於控制模組。對熟習此技藝之人士而言為明確者，其為供電單元56可包括基於線性電路或開關電路之LDO。
然而，無理由電能無法經由外部電路供應至控制模組50-在如此之情況下，後者可以不含供電單元56。再次可選地，供電單元56可包括能量源，例如電池，用於供應能量至控制模組50之單元51、53及59，而非經由整流電路10.3之節點吸收能量。此外，若單元51、53、59可以直接用電壓Vo供電且若二極體D1及D2係存在，則可以省略供電單元56，由於其不受控制單元控制，特別是在整流電路10之啟動期間，因此當關斷電晶體M1及M2時，其對輸入訊號進行整流。
在較佳實施例中，導頻單元53包括邏輯區塊(logic block)61及延遲估計區塊(delay estimation block)63。
延遲估計塊63連接至測量單元51、供電單元56及邏輯區塊61。延遲估計塊63適合於估計至少一延遲，其相關於提供至個別之電晶體M1及M2之導頻訊號Vd1與Vd2之切換以及基於至少一測量值之整流電路之對應響應。換言之，延遲估計區塊63適合於識別一時段，其經歷在導頻訊號Vd1或Vd2之切換與經由測量單元51所測量之整流電路10.3中之電壓及/或電流值之對應變化之間。
較佳地，延遲估計區塊63被建構成以估計活化延遲τon1與τon2以及整流電路10.3對其之對應響應，活化延遲分別相關聯於適於活化個別之電晶體M1與M2之導頻訊號Vd1與Vd2之第一切換。此外，延遲估計區塊63被建構成分別估計關斷延遲τoff1與τoff2以及整流電路10.3對其之對應響應，關斷延遲分別與適於關斷個別之電晶體M1與M2之導頻訊號Vd1與Vd2之第二切換相關聯。在簡化之實施例中，延遲估計區塊被建構成決定單一活化延遲τon1或τon2及單一關斷延遲τoff1或τoff2。
邏輯區塊61與電晶體M1及M2之控制端子耦合，較佳地經由驅動器59耦合。邏輯區塊61適於基於來自測量單元51及被估計之延遲τon1、τon2、τoff1
及τoff2之數據對於每個電晶體M1及M2產生導頻訊號Vd1及Vd2。較佳地，邏輯區塊61適於基於由測量單元51所測量之至少一值以及被估計之延遲τon1，τon2，τoff1及τoff2對每個電晶體M1及M2產生及形成導頻訊號Vd1與Vd2。
在一實施例中，導頻單元53或可能整體控制模組50可經由有線邏輯或經由微處理器、微控制器、ASIC、FPGA或類似之積體系統來實現，以便獲得更緊密之結構。另外，導頻單元53或可能整個控制模組50在大規模生產中具有成本效益。
此外，無理由不能實現包括根據上述任一實施例形成結構之單一電路支路20或30之替代整流電路(未表示)；或者，控制模組50可被配置為僅使用根據前述申請專利範圍中任一項所述之整流電路10之電路支路20或30其中之一。
替代地或另外地，整流電路10.2至10.9可包括電流控制元件23及33，其具有多於一之個別之電晶體M1及M2，較佳地彼此並聯配置。以此方式，可在其導通時刻期間，以少量附加電晶體之代價，微調該等電晶體之並聯等效電阻。
鑑於上述內容，下文中將特別參考第10A圖描述整流電路之操作。當然，儘管在下文中特別參考整流電路10.3，但是以本發明之整流電路10.2、10.4至10.9可獲得類似之優點，其類似於下文中所述之變形後之變形。
整流電路10.3使得可向輸出節點Out提供隨時間為大體上恆定值且相關於輸入電壓△Vin之訊號為預先決定之輸出電壓Vo，該輸入電壓△Vin隨時間可變地，較佳為週期性地變化。特別地，輸入電壓△Vin包括半波，例如正與負，相反與交替，優選地為週期性。輸入電壓△Vin之半波可以具有小於或等於最大值或峰值之絕對值|△VinMAX|之固定或可變之振幅。整流電路10.3可以被建構成
對輸入電壓△Vin以類比模式整流成為基於中心抽頭變壓器(centre-tapped transformer)之雙半波整流，但不需要變壓器元件，即使在非常高頻之情況下也具有特別有效率之同步整流能力，且因此減少了體積、成本及能量耗散。較佳地，每個電路支路20與30由控制模塊50建構及控制，以對個別之半波進行整流-例如，電路支路20被配置成對輸入電壓△Vin之正半波進行整流，而電路支路30被配置成對輸入電壓△Vin之負半波進行整流。換言之，每個電路支路20與30被建構及控制，以藉由轉換輸入電壓△Vin之個別之半波，對輸出節點Out提供隨時間大體上恆定值之輸出電壓Vo。
電晶體之控制程序
詳言之，整流電路10.3之操作係由控制模組50決定，控制模組50確定電晶體M1與M2之活化及關斷。
根據實施例，測量單元51被配置為分別僅在輸入節點In1與In2處獲取節點電壓測量值Vin1與Vin2。導頻單元53被建構成至少在當個別之輸入節點In1與In2處之節點電壓Vin1與Vin2小於參考電壓GND時，使每個電流控制元件23與33之端子之間之電壓最小化。例如，導頻單元53可以被配置為產生導頻訊號Vd1與Vd2，以便當個別之輸入節點In1與In2處之節點電壓Vin1與Vin2從正變為零時活化電晶體M1及電晶體M2。
在一實施例中，較佳地在「重負載」條件及/或對操作頻率之情況下，例如以防止在電晶體或二極體之硬切換狀態下操作，因此頻率通常大於幾百kHz，MHz或幾十MHz-應觀察到者，其為特定值或值之範圍使得這些頻率被認為是高度地取決於整流電路10所使用之二極體及/或電晶體之結構技術，導頻單元53被建構成產生導頻訊號Vd1及Vd2，以便當節點電壓Vin1由正變為零時，活
化電晶體M1。同時，導頻單元53被配置為產生導頻訊號Vd1及Vd2，以便當節點電壓Vin2由正變為零時，活化電晶體M2並且去活化電晶體M1。
特別地，假設輸入訊號△Vin具有正半週期及負半週期之時間對稱性，其足以將測量單元51建構成僅從節點電壓Vin1與Vin2中獲取其中之一，利用電晶體M1及M2之活化中之互補性，因而控制電晶體M1或M2，相對於電晶體，分別對訊號Vd1或Vd2而言並無有用之測量值，在對控制電晶體M2或M1之訊號Vd2或Vd1之反相中，關於此具有對控制有用之測量值。
根據一個實施例，測量單元51被建構成以決定流過電流控制元件23及33之電流，即在第一電路支路20與第二電路支路30中流動之電流。因此，導頻單元53被建構成至少當施加到控制器元件之端子之輸入電壓大於參考電壓時使流過每個電流控制元件23及33之電流最小化。例如，導頻單元53可以被配置成產生導頻訊號Vd1與Vd2，以便當分別流過電流控制元件23與33之電流由零變為正時，活化電晶體M1與M2，且相反地，當分別流過控制元件23及33之電流由正變為零時，去活化M1與M2。在本文件中，假設正電流是具有從陽極向陰極流過D1或D2之方向且/或從源極流向M1或M2之汲極之方向之電流。
根據一實施例，測量單元51被建構成用以測量流過輸出電容器Co之電流。在此情況下，導頻單元53被建構成產生導頻訊號Vd1與Vd2，當流過輸出電容Co之電流從負變為零然後變為正時，以交替地活化選自電晶體M1或M2之其中之一，且當從輸出電流Co流入之電流從正變為零時，去活化此一電晶體M1或M2。如對熟習此技藝之人士為明確者，該術語「通過輸出容量Co之負電流」意味著指出供電於負載電阻RL之電流，且該術語「通過輸出容量Co之正電流」意味著指出對電容器Co充電之電流。根據本發明之一實施例，導頻單元53被建構成根據以下策略其中之一，在第一半波轉換週期期間確認欲活化哪個電晶體
M1或M2。第一策略係提供任意地選擇導通電晶體M1或M2其中之一(第一次嘗試選擇)且監視相對於開啟M1或M2前之時刻，通過輸出電容器Co之電流、負載電阻RL之電流、輸出電壓Vo之進展。
一不同之實施例，其預見使用第二測量，例如節點電壓Vin1或Vin2之測量，以便從M1及M2中選擇電晶體來導通。
此外，應觀察到輸出電容Co可由複數個並聯耦合之輸出濾波器電容Co1、Co2、......、Con所形成，以減小濾波器系統之串聯電阻。在此例中，可以將測量單元建構成僅量測通過容量Co1，Co2，......，Con其中之一之電流，因而減少與測量相關之損耗。
通常，基於測量及測量之組合之其他配置為可能，而這不構成其顯著之變化。
在整流電路10.2之例子中，即，其中電流控制元件23與33僅包括個別之電晶體M1與M2，較佳地，若開關M1與M2係由BJT、IGBT或例如GaN型之HEMT電晶體所製成，則可以下列方式建構控制模組50。
測量單元51被建構成用以測量輸入節點In1與In2處之節點電壓Vin1與Vin2、輸出節點Out處之輸出電壓Vo、以及通過電流控制元件23與33、通過負載電阻RL及通過輸出電容器Co之電流。此外，導頻單元53被建構成，當個別之節點電壓Vin1與Vin2使得電晶體M1與M2反向極化時，即當節點電壓Vin1與Vin2由正變為零然後趨於變為負之時刻，用以產生適合於活化M1與M2之導頻訊號Vd1與Vd2，並且當通過電流控制元件23與33或通過輸出電容器Co(其通過電晶體M1與M2)之電流趨於零時，隨後停用電晶體M1及M2，因此得以模擬理想二極體之行為，因此具有零或接近零之直接極化電壓，且因此大體上無損耗。此過程使得可一同使用例如GaN型之HEMT之快速開關及/或具有反向串聯電晶體之
電流控制元件23與33以消除二極體D1及D2之介入且/或完全不具二極體D1與D2，並且基本上提高了電路之效率，同時減少了製造整流電路所需之元件數量，特別是功率裝置。
延遲估計
根據本發明之控制模組50使得可消除延遲，該延遲係相關於測量單元所提供之測量值之讀取、在邏輯區塊61所需之處理以形成訊號Vd1與Vd2、由驅動器59所為之訊號Vd1與Vd2之調整以及電晶體M1與M2之反應速度對個別之訊號Vd1與Vd2之切換。詳言之，由上述延遲之及造成之總延遲通常可以是ns、數十ns或甚至數百ns之數量級，這能夠大體上降低整流電路10.3之最大操作頻率(而且，類似地，整流電路10.2、10.4至10.9)。這些延遲取決於所使用之單一元件及生產過程之可變性，還取決於隨時間變化之因素，例如其操作溫度。對於熟習此技藝之人士為明確者，其為上述延遲不僅不能消除並且為實質性，而且對於整流電路10.2至10.9中使用之每個單一部件為可變，並且在具有完全相同之部件之理想情況下也是可變。因此，在這些部件之間存在作為特定瞬時條件(例如，操作溫度、施加之電壓與電流等)之函數之變化，因此難以優化整流電路10.2至10.9之行為。
由於存在延遲估計區塊63，可以如下改進控制電路10.2至10.9之操作：在較佳實施例中，邏輯區塊61被建構成在預定時刻進行切換以形成至少一第一測試導頻訊號及/或第二測試導頻訊號-在下文中也用術語「脈衝」表示-並將其分別提供給第一電路支路20之電晶體M1以及第二電路支路30之電晶體M2。此外，延遲估計區塊63被建構成用以估計整流電路對脈衝之響應之延遲。
較佳地，邏輯區塊61被建構成在控制模組50之活化時，即在接通時，用以產生測試導頻訊號。同時，邏輯區塊61被建構成例如經由對應之估計開始訊號，用以控制延遲估計區塊63，以開始延遲估計程序。
較佳地，初始測試訊號之脈衝-即在延遲估計區塊63執行測量前產生之測試訊號之脈衝-考慮個別之具有零值或具有一預定值之初始延遲τon1、τon2、τoff1與τoff2而由邏輯區塊61來產生-例如由製造商預先決定及/或基於先前執行之估計。因此，在零延遲之情況下，相對於電晶體M1及M2之理想開啟或關斷時間而預先產生脈衝。
此後，測量單元51實現如上所述之一或多個電氣量(electrical magnitude)之測量並將其提供給延遲估計區塊63。特別地，測量單元51被建構成用以測量具有一頻率之一或多個電氣量，以便允許延遲估計區塊63評估在邏輯區塊61產生脈衝與電路對其之響應之間所經歷之時間，即測量單元所提供之一或多個電氣量之測量值之變化。以此方式，延遲估計區塊63能夠精確地估計延遲τon1、τon2、τoff1與τoff2之值。因此，延遲估計區塊63在邏輯區塊61處提供延遲τon1、τon2、τoff1與τoff2之估計值。
基於延遲τon1、τon2、τoff1與τoff2之估計值，邏輯區塊61因而可補償如此之延遲τon1、τon2、τoff1與τoff2，在後續之操作循環之期間將該切換，即導頻訊號Vd1及Vd2之脈衝，予以提前。通常，控制模塊被建構成用以在基於前一操作循環之切換時間之時刻，形成包括切換或脈衝之導頻訊號Vd1與Vd2，該切換時間加上操作循環之整個時段T，且從該切換時間減去對應估計之延遲τon1，τon2，τoff1與τoff2之值。
熟習此技藝之人士清晰者為，對每個延遲τon1、τon2、τoff1與τoff2之值之獨立估計，允許其精確及動態之補償，並因而提高整流電路10.3之操作效率。此乃由於導通延遲τon1與τon2以及關斷延遲τoff1與τoff2通常呈現彼此不同
值之事實使然。然而，無理由不能將控制模塊50建構成用以藉由估計其值之子集來實現對延遲τon1、τon2、τoff1與τoff2之補償。
延遲估計區塊63之延遲計算系統可基於不同之原理。
在一個實施例中，延遲估計區塊63被建構成用於根據測量單元51所提供之通過電流控制元件23與33、通過負載電阻RL以及通過輸出電容器Co之一或多個電流之測量，以估計延遲τon1、τon2、τoff1與τoff2之值。特別地，延遲估計區塊63被建構成用以決定測量單元51所測量之電流之變化係作為邏輯區塊61所產生之對應之導頻訊號Vd1及/或Vd2之函數。
在整流電路10.3中，二極體D1與D2允許電流流動用於節點電壓Vin1與Vin2在輸入節點處之值，以便對其進行活化。同時，在延遲τon1、τon2、τoff1與τoff2之零或預定初始值之情況下，因此不理想，存在電晶體M1與M2之晚期介入。因此，測量單元51經由電流控制元件23及33，量測初通過負載電阻RL及通過輸出電容器Co之一個或多個電流，該電流僅在距導頻訊號Vd1及/或Vd2之相應脈沖一定時段之後，具有在電晶體M1及M2之介入時改變之值。延遲估計區塊63可估計出如此之時段，且因此在後續操作循環中補償延遲τon1、τon2、τoff1與τoff2之個別之值。以此方式，獲得一反饋控制，其對於電流強度之變化進行最小化，該電流變化係相對於二極體D1與D之介入而由電晶體M1與M2之介入所決定者，藉由大體上對應於延遲τon1、τon2、τoff1與τoff2之值，在一或兩個導頻訊號中提前產生脈衝。
在一個實施例中，延遲估計區塊63被建構成用於基於節點電壓Vin1及Vin2中之一或兩者之值之測量來估計延遲τon1、τon2、τoff1與τoff2之值，觀察延遲，其藉由電晶體M1與M2之活化以該延遲而被改變-如此之活化係大體上分別將輸入節點In1或In2帶至參考電壓GND。
在一個實施例中，延遲估計區塊63被建構成藉由組合上述過程用以估計延遲τon1、τon2、τoff1與τoff2之值。有利地，延遲估計區塊63被建構成基於輸入節點In1及In2處之節點電壓值Vin1及Vin2之測量值來估計導通延遲τon1及τon2之值。不同地，延遲估計區塊63被建構成基於通過電流控制元件23與33、通過負載電阻RL以及通過輸出電容器Co之一或多個電流之測量值，估計關斷延遲τoff1與τoff2之值。以此方式，藉由使用適於更準確地評估導通延遲τon1及τon2以及關斷延遲τoff1與τoff2之值之電氣量之測量值，可以獲得特別準確之延遲τon1、τon2、τoff1與τoff2之值。
在一實施例中，延遲估計塊63被建構成基於由電流控制元件23及33(即分別為二極體D1與電晶體M1之並聯以及二極體D2及電晶體M2之並聯)所吸收之功率來估計延遲τon1、τon2、τoff1與τoff2之值。同時，邏輯區塊被建構成用於利用延遲τon1、τon2、τoff1與τoff2值之估計，以形成導頻訊號Vd1及Vd2，以便最小化此種被吸收之功率。換言之，控制模組50被建構成藉由主動元件(即電晶體M1與M2及二極體D1及D2)實現針對使整流電路10.3之功率消耗最小化之反饋，從而提高其整體效率。實際上，相對於二極體D1及D2中之導通狀態之活化及去活化，電晶體M1與M2之被延遲之導通與斷開導致電晶體M1及二極體D1之並聯以及電晶體M2與二極體D2之並聯之總功率損耗之增加。有利地，測量單元51可以建構成用以-例如在一操作循環上或在許多操作循環上，提供瞬時及/或平均功率之測量。例如，測量單元51可以被建構成基於流過電流控制元件23及33之電流之測量，以測量由其所吸收之功率，可能結合於個別之電路支路20與30之輸入節點In1與In2處之節點電壓Vin1與Vin2之測量。
在一實施例中，延遲估計區塊63被建構成基於由負載支路40所吸收之功率或者較佳地由負載電阻RL所吸收之功率，以估計延遲τon1、τon2、τoff1與τoff2之值。同時，邏輯區塊被建構成利用延遲τon1、τon2、τoff1與τoff2之值之
估計，以形成導頻訊號Vd1及Vd2，以便最大化此種被吸收之功率。換言之，控制模組50被建構成實現一反饋，其針對對於由整流電路10.3傳遞至負載之功率進行最大化，從而最大化整流電路10.3之效率。
一實施例，特別有利者為若電晶體M1與M2之特徵為由於硬切換所導致之低損耗且為如前所述之對稱開關，則在整流電路10.5之例子中-其中電流控制元件23與33包括反向串聯之電晶體-或者，在整流電路10.6之例子中-其中電晶體10.6與輸出支路40串聯且與電流控制元件23及33之電晶體反向串聯-預見到建構延遲估計區塊63以基於在導頻訊號Vd1與Vd2之活化或去活化脈衝之時刻與測量單元51測量通過電流控制元件23與33、通過負載電阻RL以及通過輸出將電容器Co之一或多個電流之變化或在輸入節點In1及In2處節點電壓Vin1及Vin2之變化之時刻之間所經歷之時間來估計延遲τon1、τon2、τoff1與τoff2之值。特別地，建構延遲估計區塊63以基於輸入節點In1與In2處之節點電壓值Vin1與Vin2之測量來估計導通延遲τon1與τon2之值可能為特別有利，因為電流控制元件23與33中之電流大體上為零，電流控制元件實施電晶體，該電晶體具有可忽略效果之寄生二極體且/或其中內接二極體(body diode)之效果被消除，例如在反向串聯地使用電晶體對之情況下，也存在導電端子之間之反極化。不同地，由於輸入節點In1與In2處之節點電壓Vin1與Vin2直到電晶體M1與M2被去活化係大體上保持為零，延遲估計區塊63有利地被建構成基於通過電流控制元件23與33、通過負載電阻RL以及通過輸出電容器Co之一或多個電流之測量值，來估計關斷延遲τoff1與τoff2之值。
最後，應強調者，其為整流電路10.2以及基於反向串聯配置之電晶體對之整流電路10.5與10.6-因此無自發活化之內接二極體之可能性-可有效
地用於選擇性地對輸入電壓△Vin進行整流，因此可經由調整電晶體M1與M2之導通時間或者經由整流操作循環之略過(省略)來部分地對輸入電壓△Vin之波形進行整流。換言之，控制模組50控制包含於電流控制元件23與33中之電晶體，以便不對所選擇之輸入電壓△Vin之半波(例如，週期性地隨時間推移或基於預定數量之連續且被轉換之半波)進行整流。此種操作方式容許整流電路10.2及提出之整流電路10.5與10.6同時作用為電壓整流器與電壓降低電路，確保低成本與高電路緊密性。此外，申請人強調該事實為，藉由在包括對稱開關元件之整流電路10.7或10.7'之變型(未表示)中組合電容Cin1與Cin2以及電感L1與L2之正確調諧，且無內接二極體之自發活化之可能性，可以使整流電路具有輸出電壓Vo之非常通用之減壓器/增壓器(相對於輸入電壓△Vin)之功能，以有效成本，緊密與簡單之方式，對於寬範圍之輸入電壓值△Vin能夠始終確保負載電阻RL之正確供電。
此外，申請人強調該事實為，在整流電路10.5與電路10.6之變型中，其包括以反向串聯配置之電晶體對，因而無自發活化內接二極體之可能性，可以製造整流電路，其藉由簡單地反轉對應於M1及M2之電晶體對之導通順序，可以在輸出端傳遞不僅為可調節且為負之電壓，因此當節點電壓Vin1從負變為零趨向於變為正時，開啟M1，當通過M1之電流從負變為零且趨向變為正時，關斷M1，並且類似地當節點電壓Vin2從負變為零趨向於變為正時，開啟M2，當電流從負變為零趨向變為正時，關斷M2。
應強調者為，相對於在節點In1與In2間施加之輸入電壓△Vin之進展之M1與M2之開啟順序、諧振之存在、以及輸入電壓△Vin波形之部分整流，上述三者之組合，其可能藉由略過整流週期而獲得，其使得可獲得輸出電壓Vo，該輸出電壓在作為輸入電壓值△Vin之正倍數之最大值以及作為輸入電壓值△Vin
之負倍數之最小值之間為可變(例如，藉由僅修改電晶體M1與M2之控制，從n倍|△VinMAX|至-n倍|△VinMAX|)。
較佳地，儘管實施延遲估計過程τon1、τon2、τoff1與τoff，在整流電路10.3之整個操作週期期間實現延遲τon1、τon2、τoff1與τoff之估計，亦動態地補償在延遲τon1、τon2、τoff1與τoff之值上之變化，其於整流電路之正常操作期間可能為需要，例如隨著電路元件之操作溫度之變化。
應用
所提出之整流電路10在其每個變型中具有多種應用，特別是在絕緣與非絕緣類型之電力電路領域。
在絕緣電源電路之間應強調者為，根據本發明實施例之整流電路10皆可有效地用於：絕緣電源電路，其中一初級電路與一次級電路係相同裝置(或相同之車載系統(on-board system))之一部分，如在絕緣AC/DC與DC/DC電源供應器中所發生者-例如返馳式(flyback)電路，單端初級電感轉換器(SEPIC)型電路等；以及絕緣電源電路，其中該初級電路與該次級電路係包含於或構成實體上分離之裝置，如發生於無線能量傳輸系統中者，其中具有配置於再充電及供電裝置中之主能量傳輸電路以及連接於或整合於欲供電或充電之裝置中之次能量接收電路。
特別地，根據本發明實施例之整流電路10可有效地用於功率元件，其中初級電路與次級電路係彼此電性分離且例如經由一變壓器成電感耦合，一電路解決方案亦於術語表示為「電感絕緣(inductive insulation)」。
在此情況下，電感器L1及L2由中心抽頭變壓器(centre-tapped transformer)之次級繞組代替。關於基於中心抽頭變壓器之本領域已知之電路方案，所提出之系統容許輸入節點處之電壓之有效整流，其能夠補償整流電路10之
固有延遲，確保更有效及有效之整流，同時，容許在比相對於經由已知電路方案可達到之頻率還高得多之頻率下之操作。
而且，根據本發明之整流電路可有效地用在功率元件中，例如供電設備(或車載供電系統)，以實現電壓/電流增加-減小階段，因為其可如此配置以便於以調節及有效之方式使輸出電壓Vo相對於輸入電壓△Vin為增加、降低或為負值。有利地，藉由根據本發明實施例之整流電路10獲得如此之結果，而不需要額外之階段及/或部件，並且不會將進一步之損耗導入於整流電路10中。
此外，根據本發明之整流電路，特別是電路10.9，或者類似地，整流電路10.1至10.8之變型，其中許多輸出分支被實現，其可用於功率元件中，例如供電裝置，無差別地提供正或負之多個輸出電壓，可用於對不同之相互獨立之負載進行供電。
此外，根據本發明之實施例之整流電路10可有效地用於功率元件中，其中初級電路與次級電路係實體上分離且例如經由介面電容器板(interfacing armature)彼此以電容性方式耦合，一電路解決方案在術語中亦表示為「電容絕緣」。此種在初級與次級之間之電容絕緣能夠大體上減少習知之絕緣AC/DC與DC/DC能量轉換系統之體積、損耗及成本，特別是除去對變壓器及/或線圈之需求。
具有電容絕緣之功率裝置70之一實施例係表示於第11圖中。在第11圖之非限制性實施例中，整流電路10.2不含二極體D1與D2且具有如上所述與整流電路10.7相關之輸入電容器Cin1與Cin2。整流電路10.2經由高頻產生器(high frequency generator)72所連接之輸入電容器Cin1與Cin2激發，通常在數百kHz、MHz或甚至趨向數百MHz之數量級。
熟習此技藝之人士會理解者，其為功率裝置70可於大體上比已知絕緣功率元件之工作頻率較高之頻率下工作，該絕緣功率元件具有由已知整流電路限制之變壓器。特別地，功率裝置70之電容絕緣相對於已知功率元件大體上更好，此歸功於所達到之高工作頻率，在該頻率輸入電容器Cin1與Cin2更接近理想之行為。
在實施例中，高頻產生器72可以包括線性或開關放大器，例如基於電橋H，半電橋，或甚至諧振方案，例如E類，或反E類，F類或反F類，E/F，諧振D，H或其他。傳遞至裝置所增添之次級電路之功率，其可能之其他諧振或調製電抗不需要顯著地改變根據本發明之實施例之整流電路。
功率裝置70可以有效地實現為絕緣DC-DC電路與絕緣AC-DC電路兩者，從而以一解決方案代替供電電路，該解決方案係特別緊密且高效率，特別緊密係藉由非常高之操作頻率。
申請人最後強調，所提出之整流電路在上述工作之頻率下操作，由於整流部分通常是高頻電壓轉換器中最關鍵之短路，因此電感器L1與L2之值係減少至極低之值且尺寸定成例如數百nH或更小以消除對核心(core)由鐵磁材料(ferromagnetic material)(例如鐵氧體(ferrite))構成之需要，因此也減少了與其相關之損耗。
當然，如上所述，整流電路10.1至10.9之任何實施例都可以在功率裝置70中實現，其作為此處考慮之整流電路10.2之替代方案。特別地，大體上對應於功率裝置70之功率元件可藉由使用整流電路10.5與10.6而獲得，其實現適於藉由MOSFET型之電晶體獲得對稱行為之技術，並且特別地，削減由寄生二極體造成之負面效應。
根據本發明之實施例之整流電路10特別適用於無線能量傳輸系統，因此其中主傳輸電路與輔助接收電路係配置於實體及電性獨立之設備中。通
常，在無線能量傳輸系統中，次級電路或接收電路配備有接收元件與整流電路，該整流電路可用於以接收元件所接收之能量對負載進行供電。
整流電路10適用於電感、電容及射頻類型之無線能量傳輸系統。
感應傳輸
在基於能量之感應傳輸之系統中，傳輸與接收元件通常是在工作頻率下主要具有電感行為之電抗，通常是彼此耦合之線圈，以便將能量從傳輸電路傳輸至接收電路。
在本發明之一實施例中，感應型無線能量傳輸系統80之電感接收器電路81(如第12圖所示)包括根據上述實施例其中之一之整流電路10，例如整流電路10.3。較佳地，每個電感元件包括個別之接收線圈L1與L2。甚至更佳地，線圈L1與L2通常可以彼此重疊，或者在任何情況下具有一幾何形狀，以便於兩者均被傳輸電路82產生之磁場擊中。
應當注意者為，可以纏繞接收線圈L1與L2，以便僅藉由改變線圈L2相對於線圈L1之纏繞方向，同時活化整流二極體D1與D2及/或電晶體M1與M2，或者交替地活化二極體D1與D2及/或電晶體M1與M2。具體地，為了以交替之方式獲得二極體D1與D2及/或電晶體M1與M2之操作-用於使輸出電壓Vo之振盪最小化並因而減小電壓漣波(voltage ripple)-線圈L1與L2係纏繞成使得第二線圈L2大體上為第一線圈L1之延續，如第12圖之細部結構B所示。不同地，為了以同時之方式獲得二極體D1與D2及/或電晶體M1與M2之操作-用於使電路正確操作所需之線圈L1與L2之總電感值最小化-線圈L1與L2被纏繞成使得第二線圈L2連接至第一線圈L1，如第12圖之細部結構A所示。
因此，根據本發明之電感接收器電路81使得可基於電感耦合大幅地減少無線能量傳輸系統中之損耗，於串聯及並聯皆諧振以及非諧振，大幅地減
少損耗，並且使得可以顯著增加操作頻率，因此確保就小型化及效率而言之實質性優點。此優點與多個方面有關，其中與下列者係特別有關。根據本發明之實施例之整流電路10，其確保相對於例如二極體或電晶體之已知電路而言整流裝置中損耗之減少，因為對於已知電路而言，整流所需之串聯裝置之數量減少。此外，根據本發明之實施例之整流電路10容許減少無線接收器之級數，因為整流電路10亦作為電壓調節器，且若其為必要，還作為多輸出調節器(multiple output regulator)，而不導入額外之重大損耗。此外，整流電路10使得對相同輸出電壓而言可減少於線圈上流動之電流RMS，因而亦減少歐姆損耗與線圈中之集膚效應(skin effect)。最後，整流電路10不需要使用鐵氧體，因此消除於其中之磁滯(hysteresis)造成之損耗。
電容傳輸
在基於能量之電容傳輸之系統中，傳輸及接收元件通常為導電板，例如金屬，分別配置在主(或傳輸)電路及輔助(或接收)電路上，其被匯集在一起以便於運行成為電容器(condenser)之電容器板(armature)。
用於基於能量之電容傳輸之系統90之有利結構包括配備有多個傳輸板101之主電路91，相對於次級電路92所包括之接收板而言，例如各自連接至整流電路10之個別之輸入節點In1及In2之單一對之板103.1與103.2，所述傳輸板101更小且數量更多，如第13圖之實施例所示。
基於電容耦合之無線能量傳輸系統90，其中主電路91包括多個傳輸板101，若其與第一接收板103.1耦合，則其以同相之相位電壓波激發，若其與第二接收板103.2耦合，則其以反相或者則在任何情況下相異之電壓激發。以此方式，可以使系統90不受主電路91與次級電路92之間之相對定位之支配，因此主電路91能以完全獨立之方式對一個以上之包含於彼此具有極其相異之形狀與功率之裝置中之次級電路92進行供電。
系統90可藉由以高操作頻率激發單一傳輸板101而在高頻下操作(通常可能，由於每個電容器板之每個激勵開關(excitation switch)特別小且快速，且如此以致於將損耗分配於所有激勵開關之間)，由於根據本發明實施例之整流電路10，其後可為次級電路92。
因此，所提出之系統90使得在操作之頻率及效率上顯著增加，使得任何其他已知之電容型無線能量傳輸系統無法實現之性能成為可能，其中就頻率上之性能而言，包含於接收電路中之整流電路為系統之瓶頸，即關鍵因素。
射頻傳輸
在基於射頻能量傳輸之系統中，特別適用於長距離傳輸，傳輸及接收元件包括單個天線或製成天線矩陣。
如第14圖所示，系統110包括一傳輸電路(transmission circuit)113，其包括傳輸天線(transmission antenna)121，而接收器電路116包括整流電路10.3及接收天線123。此種天線123與輸入節點之一耦合，如整流電路10.3之節點In1。
同樣在此例中，通常包含於接收器電路116中之整流電路10.3為關鍵元件。考慮到射頻傳輸系統之高工作頻率，整流電路10.3係特別有用與有效，並且使得可相對於已知解決方案改進系統110之性能。
另一實施例預見一改進之接收器電路116'，其包括多個電路支路，較佳地與輸出支路40並聯。每個電路支路包括一電感器L1至Ln、一電晶體M1至Mn以及一電抗元件，如電容器C1至Cn及一天線A1至An。每個電感器L1至Ln與電容器C1至Cn對之尺寸定為於不同之頻率諧振。此外，每個對應之天線A1至An之尺寸係定為適於接收由對應之電感器L1至Ln與電容器C1至Cn對所定義之諧振頻率之射頻訊號。因此，接收器電路116'之此變型包括n個電路分支之矩陣或陣列，每個電路分支具有個別之天線A1至An，其被調諧以接收個別之頻率或頻
帶，以確保被接收器電路攔截之射頻訊號之寬吸收頻譜。這在基於能量收集之系統中所使用之接收器電路116'之例子中特別有用，因為接收器電路116'適合於轉換與具有寬頻譜之射頻訊號相關聯之能量。
當然，可實現無線能量傳遞系統80、90以及基於能量110之射頻傳輸之系統之功率裝置70之替代版本，其包括根據本發明之實施例中之任何一個整流電路10.1至10.9。
總之，希望具體說明者，其為在上述所有實施例及所有電路中，除了那些以其他方式明確地提供之電路(例如第12圖中所示者)以外，每個電感元件L1及L2可由磁隔離電感器(magnetically isolated inductor)構成，其為電子元件(電感器)，其能在電流通過時產生磁場而不與任何其他元件磁耦合。
在任何情況下，在本討論中描述之所有實施例中(包括第12圖之實施例)，電感元件L1與L2不由變壓器之繞組構成且/或不包括變壓器之繞組。
換言之，上述實施例均未提供包含變壓器之整流器電路。
如此構思之本發明可以經歷多種修改及變型，所有皆為本發明之概念所涵蓋。
例如，整流電路，功率元件，無線能量傳輸系統以及基於能量射頻傳輸之系統-包括一個如此之整流電路-可用謹慎之組件製成，可以整合於系統單晶片(System on Chip)，或者可以由謹慎且集成之組件之組合製成。
此外，所有細節均可用其他技術上等效之元件取代。
在實施中，所使用之材料以及可能之形狀與尺寸，可根據要求而設置，而不因此脫離以下申請專利範圍之保護範圍。
10.1:整流電路
20:第一電路支路
23:電流控制元件
30:第二電路支路
33:電流控制元件
40:負載支路
Co:電容元件
D1:二極體
D2:二極體
GND:參考節點
In1:輸入節點
In2:輸入節點
L1:電感器
L2:電感器
Out:輸出節點
RL:負載元件
Vin1:輸出電壓
Vin2:輸出電壓
△Vin:隨時間變化之輸入電壓
Claims (34)
- 一種整流電路(10，10.1至10.9)，其包括在一輸出節點(Out)與一參考節點(GND)之間並聯之該輸出節點(Out)、該參考節點(GND)、一第一電路支路(20)以及一第二電路支路(30)，每個電路支路(20，30)包括與一電流控制元件(23，33)串聯之一電感元件(L1，L2)以及配置於該電感元件(L1，L2)與該電流控制元件(23，33)之間之一輸入節點(In1，In2)，其中該等電感元件(L1，L2)中的每一者具有連接到該輸出節點(Out)的第一端子及連接至該個別之輸入節點(In1，In2)之第二端子，其中該電流控制元件(23，33)中的每一者具有連接至該參考節點(GND)的第一端子及連接至該個別之輸入節點(In1，In2)之第二端子，在整流電路之操作期間，一隨時間變化之輸入電壓(△Vin)被施加於該輸入節點(In1，In2)之間，其中每個電流控制元件(23，33)包括一電晶體(M1，M2)，該電晶體(M1，M2)具有一連接至該參考節點(GND)之第一導電端子以及一連接至該個別之輸入節點(In1，In2)之第二導電端子，及包括一二極體(D1，D2)，該二極體(D1，D2)之陽極連接至該參考節點(GND)，且該二極體(D1，D2)之陰極連接至該個別之輸入節點(In1，In2)，該電晶體(M1，M2)係與該二極體(D1，D2)並聯。
- 如請求項1之整流電路(10，至10.9)，其中每個電晶體(M1，M2)選自一較佳為n型或另一種選擇地為p型之矽場效電晶體、一較佳地具有高電子移動率HEMT之場效電晶體，其較佳地為GaN，GaAs，AlGaN，AlGaAs，InGaN，InGaAs，SiC、一雙極電晶體、一絕緣柵雙極電晶體或IGBT。
- 如請求項2之整流電路(10，10.1至10.9)，其中每個電晶體(M1，M2)為一場效應電晶體，該場效電晶體之一源極端子(source terminal)被連接至該參考節點(GND)，且該場效電晶體之一汲極端子被連接至該個別之輸入節點(In1，In2)。
- 如請求項1之整流電路(10，10.1至10.9)，其中每個電流控制元件(23，33)包括另一電晶體(M3，M4)，該另一電晶體(M3，M4)為反向串聯連接到該個別之電晶體(M1，M3)。
- 如請求項1之整流電路(10，10.1至10.9)，其中，一電容元件(Co)以及一負載元件(RL)係並聯耦接於該整流電路(10，10.1至10.9)之該輸出節點(Out)以及該參考節點(GND)之間。
- 如請求項5之整流電路(10，10.1至10.9)，其提供另一電流控制元件(43)，其包括一電晶體(M5，M6.1至M6.n)，其串聯連接於該電容元件(Co)且彼此並聯連接於該負載元件(RL)，該電晶體(M5，M6.1至M6.n)與該並聯之該電容元件(Co)及該負載元件(RL)所構成之該串聯被連接於該輸出節點(Out)及該參考節點(GND)之間。
- 如請求項1之整流電路(10，10.1至10.9)，其更包括一電容元件(Cp)，其連接至該電路支路(20，30)之該輸入節點(In1，In2)。
- 如請求項5之整流電路(10，10.1至10.9)，其中該電容元件(Cp)之尺寸被定為與該電感元件(L1，L2)組合以定義出一預定之諧振頻率。
- 如請求項1之整流電路(10，10.1至10.9)，其更包括一對輸入端子(Tin1，Tin2)，其用於接收該輸入電壓(△Vin)，且其中每個電路支路(20，30)更包括一去耦合元件(Cin1，Cin2)，其連接至該輸入節點(In1，In2)及至個別之輸入端子(Tin1，Tin2)。
- 如請求項7之整流電路(10，10.1至10.9)，其中每個去耦合元件(Cin1，Cin2)包括一個別之電容元件(Cin1，Cin2)，且其中該電容元件(Cin1，Cin2)之尺寸被定為與該電感元件(L1，L2)組合以定義出一預定之諧振頻率。
- 如請求項1之整流電路(10，10.1至10.9)，其更包括一控制模組(50)，且其中每個電晶體(M1，M2)更包括一控制端子，其連接至該控制模組(50)，用於接收一對應之導頻訊號(Vd1，Vd2)，該控制模組(50)包括：一測量單元(51)，適於自該電路之一節點及該整流電路之一元件之至少一者上之電壓與電流中測量出至少一值，以及一導頻單元(53)，適於基於對每個電晶體(M1，M2)所測量之至少一值產生一導頻訊號(Vd1，Vd2)，並將該導頻訊號(Vd1，Vd2)供應給該個別之電晶體(M1，M2)之控制端子。
- 如請求項11之整流電路(10，10.1至10.9)，其中，該測量單元(51)被配置成自：該第一電路支路(20)之輸入節點(In1)之電壓；流經該第一電路支路(20)之該電流控制元件(23)之電流；由該第一電路支路(20)之該電流控制元件(23)所吸收之功率； 該第二電路支路(30)之該輸入節點(In2)之電壓；流經該第二電路支路(30)之該電流控制元件(33)之電流；由該第二電路支路(30)之該電流控制元件(33)所吸收之功率，以及該整流電路(10，10.1至10.9)之該輸出節點(Out)之電壓中測量出至少其中之一。
- 如請求項12之整流電路(10，10.1至10.9)，其中一電容元件(Co)以及一負載元件(RL)係並聯耦接於該整流電路(10，10.1至10.9)之該輸出節點(Out)以及該參考節點(GND)之間，其中，該測量單元(51)被配置成自：流經該負載元件(RL)之電流；流經該電容元件(Co)之電流，以及由該負載元件(RL)所吸收之功率中測量出至少其中之一。
- 如請求項11之整流電路(10，10.1至10.9)，其中，該控制模組(50)更包括一供電單元(56)，其連接至該輸出節點(out)、連接至該導頻單元(53)以及連接至該測量單元(51)，該供電單元(56)從該輸出節點(Out)吸收能量並將其供給至該導頻單元(53)及至該測量單元(51)，用於進行其之操作。
- 如請求項11之整流電路(10，10.1至10.9，10.2，10.3，10.4，10.5，10.6)，其中，該控制模組(50)更包括一供電單元(56)，其經由連接至該輸入節點(In1，In2)之一二極體(D3)而連接至該輸入節點(In1，In2)及一電容器(C3) 連接至該供電單元(56)及至該參考節點(GND)及該供電單元(56)亦連接到該導頻單元(53)及到該測量單元(51)，該供電單元(56)從該輸入節點(In1，In2)吸收能量並將其提供至該導頻單元(53)及至該測量單元(51)用於其操作。
- 如請求項14之整流電路(10，10.1至10.9)，其中該供電單元(56)包括一低壓差穩壓器(low-dropout regulator)或LDO穩壓器。
- 如請求項11之整流電路(10，10.1至10.9)，其中，該導頻單元(53)包括：一延遲估計區塊(63)，其適於估計至少一延遲以及該整流電路之一對應之反應，該至少一延遲係與供給至該對應之電晶體(M1，M2)之導頻訊號(Vd1，Vd2)之切換相關，且該對應之反應係基於至少一測量值，以及一邏輯區塊(61)，其適於基於該已識別之延遲對每個電晶體(M1，M2)產生該導頻訊號(Vd1，Vd2)。
- 如請求項17之整流電路(10，10.1至10.9)，其中該邏輯區塊(61)，其適於基於該至少一測量值及該已識別之延遲對每個電晶體(M1，M2)產生該導頻訊號(Vd1，Vd2)。
- 如請求項17之整流電路(10，10.1至10.9)，其中，該延遲估計區塊(63)被建構成估計一活化延遲以及該電路對其之該對應之反應，該活化延遲係與適於活化該個別之電晶體(M1，M2)之該導頻訊號(Vd1，Vd2)之一第一切換相關聯。
- 如請求項19之整流電路(10，10.1至10.9)，其中，該延遲估計區塊(63)被配置成估計一關斷延遲以及該整 流電路對其之該對應之反應，該關斷延遲係與適於關斷該個別之電晶體(M1，M2)之導頻訊號(Vd1，Vd2)之一第二切換相關聯。
- 如請求項17之整流電路(10，10.1至10.9)，其中，該邏輯區塊(61)被配置為產生至少一預定之第一導頻測試訊號以及第二導頻測試訊號並分別將其供應至該第一電路支路(20)之電晶體(M1)以及至該第二電路支路(30)之電晶體(M2)，且其中該延遲估計區塊(63)被配置為估計於該整流電路對該導頻測試訊號之反應中之一延遲。
- 如請求項21之整流電路(10，10.1至10.9)，其中該邏輯區塊(61)被配置為在活化該控制模組(50)時，產生該導頻測試訊號。
- 如請求項17之整流電路(10，10.1至10.9)，其中，該邏輯區塊(61)被配置成使該導頻訊號之產生更早發生，以便補償由該延遲估計區塊(63)所識別之該延遲。
- 如請求項23之整流電路(10，10.1至10.9)，其中，該邏輯區塊(61)被配置成補償該延遲，以便使每個電流控制元件(23,33)吸收之功率最小化。
- 如請求項24之整流電路(10，10.1至10.9)，其中該邏輯區塊(61)被配置成補償該延遲，以便使該負載元件(RL)吸收之功率最大化。
- 如請求項11之整流電路(10，10.1至10.9)，其中，該輸入電壓(△Vin)是隨時間變化之電壓，其包括週期性交替之相反半波，每個電路支路(20，30)適合於將該輸入電壓(△Vin)之對應半波轉換為連續之輸出電壓(Vout)，並且其中 該導頻單元(53)被建構成對每個電晶體(M1，M2)產生該導頻訊號(Vd1，Vd2)，以選擇性地抑制該輸入電壓(△Vin)之各自之半波之轉換。
- 如請求項1之整流電路(10，10.1至10.9)，其中每個電感元件(L1，L2)為一磁絕緣電感器。
- 如請求項1之整流電路(10，10.1至10.9)，其中每個電感元件(L1，L2)不包括一變壓器之繞組。
- 一種功率裝置(70)，其包括如請求項1至28中任一項之整流電路(10，10.1至10.9)。
- 一種電感接收器電路(80)，其包括如請求項1至28中任一項之整流電路(10，10.1至10.9)，其中每個電感元件(L1，L2)包括一個別之接收線圈(L1，L2)。
- 如請求項30之電感接收器電路(80)，其中該線圈(L1，L2)係彼此重疊。
- 一種電容接收器電路(90)，其包括如請求項1至28中任一項之整流電路(10，10.1至10.9)，其中每個輸入節點(In1，In2)係耦合於一個別之導電接收板(103.1，103.2)。
- 一種射頻接收器電路(110)，其包括如請求項1至28中任一項之整流電路(10，10.1至10.9)，其中該等輸入節點(In1，In2)之至少其中之一係耦合於一天線(123)。
- 如請求項33之射頻接收器電路，其更包括至少一附加電路分支，其耦合於一個別之天線，每個分支包括一個別之電感器與電容器對，其諧振於一個別之頻率。
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