CN106374762B - 用以改善负载效率的同步整流器相位控制 - Google Patents

用以改善负载效率的同步整流器相位控制 Download PDF

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Abstract

本申请案涉及用以改善负载效率的同步整流器相位控制。一种半导体装置(110)包含用以测量负载电流的电流监测电路(120)。控制器(130)基于来自所述电流监测电路(120)的所述所测量负载电流而控制具有信号相位的驱动信号(140)以操作同步整流器SR电路(150)。所述控制器(130)在所述所测量负载电流高于预定电流阈值的情况下施加第一控制相位序列以控制到所述SR电路(150)的所述信号相位。所述控制器(130)在所述所测量负载电流等于或低于所述预定电流阈值的情况下施加第二控制相位序列以控制到所述SR电路(150)的所述信号相位。

Description

用以改善负载效率的同步整流器相位控制
相关申请案的交叉参考
本申请案主张2015年7月22日申请且标题为“用以改善相移全桥转换器的轻负载及中等负载效率的新颖同步整流器控制(A NOVEL SYNCHRONOUS RECTIFIER CONTROL TOIMPROVE LIGHT LOAD AND MEDIUM LOAD EFFICIENCY FOR A PHASE-SHIFT FULL-BRIDGECONVERTER)”的美国临时专利申请案62/195555的权益，所述美国临时专利申请案的全文以引用方式并入本文中。
技术领域
本申请案涉及电力供应电路，且更特定来说，涉及一种用以基于负载条件而改善同步整流器输出电路的效率的控制电路。
背景技术
许多年以来，已将相移全桥(PSFB)转换器用于执行从一个等级到另一等级的功率转换。PSFB可实现转换器的功率开关的软切换，其中此类开关可由例如数字控制器操作。PFSB可降低切换损耗，且因此其可增大功率效率。此电路拓扑已广泛用于电信整流器、服务器电力供应器等。当采用同步金属氧化物半导体场效应晶体管(SyncFET)替代转换器的次级侧中的整流器二极管时，可进一步改善转换器效率。然而，在传统PSFB转换器中，已发现当负载电流较小时，在接通SyncFET的情况下，功率效率可降低。这是由于反向电流导致更多功率损耗且在转换器的初级侧上导致较高切换损耗。在SyncFETS完全关断的情况下，功率效率也可由于来自SyncFET的主体二极管的大电压降而降低。
发明内容
本发明涉及用以基于负载条件而改善同步整流器输出电路的效率的控制电路。在一个实例中，一种半导体装置包含用以测量负载电流的电流监测电路。控制器基于来自电流监测电路的所测量负载电流而控制具有信号相位的驱动信号以操作同步整流器(SR)电路。控制器在所测量负载电流高于预定电流阈值的情况下施加第一控制相位序列以控制到SR电路的信号相位。控制器在所测量负载电流等于或低于预定电流阈值的情况下施加第二控制相位序列以控制到SR电路的信号相位。
在另一实例中，一种电路包含第一晶体管开关装置及第二晶体管开关装置，所述第一晶体管开关装置及第二晶体管开关装置作为同步整流器(SR)电路操作以对来自变压器的交流(AC)输出电压进行整流以将负载电流驱动到负载。电流监测电路测量负载电流。控制器基于来自电流监测电路的所测量负载电流而控制施加到第一晶体管装置及第二晶体管装置的信号相位以操作SR电路。控制器在所测量负载电流高于预定电流阈值的情况下施加第一控制相位序列以控制信号相位。控制器在所测量负载电流等于或低于预定电流阈值的情况下施加第二控制相位序列以控制信号相位。在来自变压器的输出电压关断的情况下，第二控制相位序列关断所述第一晶体管装置及所述第二晶体管装置中的每一者。
在又一实例中，一种方法包含测量同步整流器(SR)电路中的负载电流。所述方法包含基于所测量负载电流而控制信号相位以操作SR电路。所述方法包含在所测量负载电流高于预定电流阈值的情况下施加第一控制相位序列以控制到SR电路的信号相位。所述方法包含在所测量负载电流等于或低于预定电流阈值的情况下施加第二控制相位序列以控制到SR电路的信号相位。
附图说明
图1图解说明用以基于负载条件而改善同步整流器输出电路的功率效率的实例性电路的示意性框图。
图2图解说明具有可基于负载条件而控制的同步整流器输出电路的实例性相移全桥功率转换器。
图3图解说明用以基于负载条件而控制同步整流器输出电路的实例性控制器电路。
图4图解说明用以在电流负载高于预定电流阈值时控制同步整流器输出电路的实例性信号图。
图5图解说明用以在电流负载等于或低于预定电流阈值时控制同步整流器输出电路的实例性信号图。
图6图解说明用以基于负载条件而改善同步整流器输出电路的效率的实例性方法的流程图。
具体实施方式
本发明涉及用以基于负载条件而改善同步整流器输出电路的效率的控制电路。可监测功率转换器(例如，相移全桥(PSFB)转换器)的输出处的负载电流以确定较轻电流负载与较重电流负载之间的转变点，其中可在较轻负载下采用一种类型的控制信号定相来改善此类负载的效率，且可对较重负载采用第二类型的控制信号定相，此增大转换器的较高电流输出的效率。控制信号定相可施加到作为在转换器的输出级处操作的同步整流器(SR)电路的每一晶体管装置。例如，SR电路可包含第一晶体管开关装置及第二晶体管开关装置，以对来自变压器的交流(AC)输出电压进行整流，此又将负载电流驱动到转换器的输出处的负载。电流监测电路(例如，电流放大器及模/数转换器(ADC))测量负载电流。控制器基于所测量负载电流而控制施加到第一晶体管装置及第二晶体管装置的信号相位以操作SR电路。控制器在所测量负载电流高于预定电流阈值的情况下施加第一控制相位序列来控制信号相位。在这些较重负载条件下，可利用第一控制序列来改善效率。在较轻负载条件下，控制器在所测量负载电流等于或低于预定电流阈值的情况下施加第二控制相位序列来控制信号相位，以改善效率。因此，控制器可在一个控制信号与相位序列与另一控制信号与相位序列之间动态地切换以在变化的负载条件下改善SR效率。
图1图解说明用以基于负载条件而改善同步整流器输出电路的效率的实例性半导体装置100。如本文中所使用，举例来说，术语电路可包含执行例如模拟电路或控制电路等电路功能的有源及/或无源元件的集合。另外或另一选择为，术语电路可包含其中电路元件中的全部及/或一些被制作在例如共同衬底上的集成电路。
如图1的实例中所展示，电路100包含半导体装置110，半导体装置110包含电流监测电路120以测量到负载124的负载电流IOUT。控制器130基于来自电流监测电路120的所测量负载电流而控制具有信号相位的驱动信号140以操作同步整流器(SR)电路150。如果所测量负载电流高于预定电流阈值160，那么控制器130施加第一控制相位序列来控制到SR电路150的信号相位。如本文中所使用，术语相位序列表示驱动信号140中的每一者相对于彼此的接通/关断状态。
在一些情况中，一个驱动信号140可在另一者关断时接通，且在一些情况中，两个信号均可接通或者两个信号均可关断。电流阈值160可为存储在控制器中的模拟值或数字值，其用以确定所测量负载电流IOUT是高于还是低于阈值。控制器130在所测量负载电流等于或低于预定电流阈值的情况下施加第二控制相位序列来控制到SR电路150的信号相位。取决于由电流监测电路120所检测到的负载电流条件，可经由施加到SR电路150的驱动信号140的相位序列来动态地控制及优化电路100的效率。
举例来说，电流监测电路120可包含用以测量负载电流IOUT的电流放大器、霍尔传感器或感测电阻器。控制器130可包含模/数转换器(ADC)(或若干个转换器，例如参见图3)，以相对于预定电流阈值160来确定负载电流的值。第一晶体管开关装置及第二晶体管开关装置可在SR电路150(例如，参见图2)中操作以对来自变压器170的交流(AC)输出电压进行整流，从而驱动负载电流IOUT并向负载124提供负载输出电压VOUT。可经由栅极驱动器电路将来自控制器130的驱动信号140驱动为SR电路150中的第一晶体管装置及第二晶体管装置的输入。
在较轻负载条件下，如果来自变压器170的输出电压被关断(例如，未在初级侧上驱动变压器)，那么来自控制器的第二控制相位序列关断SR电路150中的第一晶体管装置及第二晶体管装置中的每一者。在这些条件下，只有在来自变压器170的输出为正的情况下，来自控制器130的第二控制相位才以脉冲方式接通SR电路150中的第二晶体管装置。在来自控制器150的第二控制相位期间，只有在来自变压器的输出为负的情况下，控制器才以脉冲方式接通第一晶体管装置。下文关于图4及5的信号图来图解说明本文中所描述的此种对驱动信号及其它信号的控制定序及定相。
初级侧切换电路180相对于输入电压VIN来驱动变压器170。如所示，初级侧切换电路180由控制器130操作。在一个实例中，初级侧切换电路180及SR电路150被配置为相移全桥功率转换器。可将本文中所描述的用于在第一控制相位序列与第二控制相位序列之间进行切换的预定电流阈值设定为例如约20安培，但可做出其它阈值设定。
例如电路100等功率转换器的功率效率已因功率装置及控制方法的性能改善而得以显著改善。例如，SR电路150中的功率MOSFET具有低得多的RDSON，以降低功率传导损耗，且较小的寄生电容可允许具有较高切换频率但较低切换损耗。低MOSFET热阻可将热量较快地从结传递到开关装置壳体，使得装置可传导较多电流。这些改善增大了功率效率以及功率密度。在SR电路150中采用同步整流器会提供高功率密度及高功率效率，尤其是在大负载电流下。使用数字控制器130会增添更多控制灵活性，且其可进一步降低功率损耗，这是因为数字控制器可使切换频率、停滞时间、自动调谐、输出电压改变等等优化。
当对相移全桥DC/DC转换器中的同步整流器使用功率MOSFET时，如果负载电流小于不连续传导模式(DCM)的阈值时，SR电路150中的电感器电流可驱动为负。例如，负电流会产生额外循环损耗，且可在SR电路150中的同步MOSFET(syncFET)上引起电压尖峰。同时，负电流可致使初级电路180中的初级侧MOSFET进行硬切换，此可能会进一步降低电路100的功率效率。利用存储在泄漏电感器或谐振电感器中的所有能量较具挑战性。另一方面，在大负载电流值下，应如同传统的PSFB转换器一样来维持功率效率。如本文中所描述基于所测量负载电流及信号相位对同步MOSFET的控制与静态控制方法相比会增大电路100的效率，所述静态控制方法并不基于负载而改变信号相位。
图2图解说明实例性相移全桥功率转换器200，其具有可基于负载条件而控制的同步整流器输出电路。实例性功率转换器200只不过是关于图1所描述的电路100的一个特定实例。在此实例中，被展示为VBUS的输入电压结合初级侧切换电路210来驱动电流变压器T2。来自T2的输出用于产生初级电流I_PRI，初级电流I_PRI部分地用于控制电路200。初级侧切换电路210包含变压器初级线圈T1，T1与电感Lr串联且经由晶体管Q1、Q2、Q3及Q4被驱动。Q1与Q3之间的共同连接被连接到D1的阴极，D1的阴极经由D1的阳极串联连接到D2的阴极。D2的阳极连接到Q2与Q4的共同连接。初级侧电路210经由四个初级驱动信号被驱动，所述四个初级驱动信号是经由经隔离栅极驱动器220而来自控制器。
在初级侧电路210切换时，T1的变压器作用在T1的次级线圈230处产生输出交流(AC)。经由SR电路240中的第一驱动晶体管Q5及第二驱动晶体管Q6来同步地对T1次级线圈处的AC电压进行整流。如所示，经由栅极驱动器240而驱动来自控制器的SR驱动信号DPWM0A及DPWM0B。SR驱动信号控制晶体管Q5及Q6的接通及关断同步整流器作用。通过如本文中所描述基于所测量负载条件而控制对SR驱动信号的定相，可改善SR电路240的功率效率。来自T1的中心分接连接的输出耦合到串联电感器LO，串联电感器LO跨越输出电容器CO提供输出电压VO。串联感测电阻器RS及/或电流感测放大器260可用于检测可经由控制器测量的负载电流IOUT，例如图3的实例中所展示。可将电流IOUT数字化并与预定电流阈值进行比较，以基于负载条件而产生本文中所描述的第一相位控制序列及第二相位控制序列。
图3图解说明用以基于负载条件而控制同步整流器输出电路的控制器电路300的实例。控制器电路300包含输出电路DPWM0到DPWM4。电路DPWM0产生先前关于图2所描述的SR驱动信号DPWM0A及DPWM0B。电路DPWM2及DPWM3产生本文中所描述的初级驱动信号。举例来说，可针对例如故障状态FAULT0到FAULT2等状态提供额外输出电路。控制器310包含误差ADC EADC0及EADC1，EADC0及EADC1测量输出电压VOUT及负载电流IOUT。控制器310可包含控制逻辑电路CLA0及CLA1，控制逻辑电路CLA0及CLA1取得来自EADC0及EADC1的输出并将输出提供到组合节点320。
可将来自节点320的输出馈送到斜波模块330，斜波模块330驱动误差放大器模块EAP2，误差放大器模块EAP2也接收初级电流I_PRI。通过相位控制模块(PCM)340处理来自误差放大器的输出，PCM 340驱动输出电路DPMW0到DPWM3。控制电路300还可包含被展示为ADC00到ADC09的额外ADC输入。在一些实例中，所述ADC可与阈值比较器组合以基于所检测到的ADC值而产生旗标。可将来自ADC的输出提供到故障检测模块350，以基于所接收到的模拟值而将所检测到的故障通知其它电路。举例来说，可经由数字命令而启用或停用此类故障。
图4图解说明用以在电流负载高于如本文中所描述的预定电流阈值时控制同步整流器输出电路的实例性信号图400。在高电流负载条件下，可采用本文中所描述的在400处所展示的实例性信号相位与控制时序来使SR电路效率最大化。信号图400上的前四个信号表示用于驱动图2中所展示的晶体管Q1、Q2、Q3及Q4的初级侧驱动信号。信号图400上的下一信号是VTR，其表示图2中所展示的变压器T1的次级线圈处的次级侧输出电压。在一些情况中，电压VTR为正的，在一些情况中，电压VTR为负的，且在其它情况中，VTR被关断且处于大致上零伏特。信号图400上的下一些信号表示SR驱动信号输出，其分别驱动来自图2的Q6及Q5。信号IPRI是斜波信号，其表示由图2中所展示的电流变压器T2测量的初级电流。
注意，当VTR在410处关断时，Q5及Q6两者的输出被接通，如420及430处所展示。在高负载条件下，当VTR例如410处所展示而基本上为零时，使这些晶体管被接通是较有效的。然而，在较轻负载条件下，常规控制方案将继续使用将不那么有效的信号图400。在所检测到的较轻负载条件下，可采用图5中所描绘的相位及时序图。
图5图解说明用以在电流负载等于或低于预定电流阈值时控制同步整流器输出电路的实例性信号图500。在较低电流负载条件下，可采用本文中所描述的在500处所展示的实例性信号相位及控制时序来增大SR电路效率。信号图500上的前四个信号表示用于驱动图2中所展示的晶体管Q1、Q2、Q3及Q4的初级侧驱动信号。信号图500上的下一信号是VTR，其表示图2中所展示的变压器T1的次级线圈处的次级侧输出电压。如上所述，在一些情况中，电压VTR为正的，在一些情况中，电压VTR为负的，且在其它情况中，VTR被关断且处于大致上零伏特。信号图500上的下一些信号表示SR驱动信号输出，其分别驱动来自图2的Q6及Q5。信号IPRI是斜波信号，其表示由图2中所展示的电流变压器T2所测量的初级电流。
在此时序及相位实例中，当VTR在510处关断时，Q5及Q6两者的输出如520及530处所展示而被关断。应注意，Q6只有在VTR为负的时间接通，且Q5只有在VTR为正的时间接通。在所有其它时间，Q5及Q6两者均关断。因此，在低负载电流条件下，当VTR例如510处所展示基本上为零时，使这些晶体管Q5及Q6关断是较有效的。
鉴于上文所描述的前述结构特征及功能特征，参考图6将更好地了解实例性方法。尽管出于使解释简单的目的，将所述方法展示及描述为连续地执行，但应理解及了解，所述方法并不受所图解说明的次序限制，因为所述方法的部分可以与本文中所展示及所描述者不同的次序发生及/或与其同时发生。举例来说，此类方法可由配置于集成电路、处理器或控制器中的各种组件来执行。
图6图解说明用以基于负载条件而改善同步整流器输出电路的效率的实例性方法600。在600处，方法600包含测量同步整流器(SR)电路中的负载电流(例如，经由图1的电流监测电路120)。在630处，方法600包含基于所测量负载电流而控制信号相位以操作SR电路(例如，经由图1的控制器130)。在630处，方法600确定所测量负载电流是否高于预定阈值。如果是，那么方法600继续进行到640且在所测量负载电流高于预定电流阈值的情况下施加第一控制相位序列以控制到SR电路的信号相位(例如，经由图1的控制器130)。在640之后，方法600接着继续回到610。
如果在630处所测量电流等于或低于阈值，那么方法600继续进行到650，且在所测量负载电流等于或低于预定电流阈值的情况下施加第二控制相位序列以控制到SR电路的信号相位(例如，经由图1的控制器130)。在650之后，方法600接着继续回到610。方法600还可包含：在驱动SR电路的输出电压关断的情况下，关断SR电路中的第一晶体管装置及第二晶体管装置中的每一者。此可包含：只有在驱动SR电路的输出电压为正的情况下，以脉冲方式接通第二晶体管装置。此外，方法600可包含：只有在驱动SR电路的输出电压为负的情况下，以脉冲方式接通第一晶体管装置。
上文已描述的内容仅为实例。当然，不可能描述每一可想象到的组件或方法组合，但所属领域的一般技术人员将认识到，可作出许多其它组合及排列。因此，本发明打算囊括归属于此申请案(包含所附权利要求书)的范围内的所有此类更改、修改及变化形式。如本文中所使用，术语“包含(include)”意指包含但不限于，术语“包含(including)”意指包含但不限于。另外，在本说明书或权利要求书叙述“一(a、an)”、“第一”或“另一”元件或其等效内容时，应了解，其应被解释为包含一个或多个此种元件，且不需要也不排除两个或两个以上此种元件。

Claims (19)

1.一种半导体装置，其包括：
同步整流器SR电路，其具有经配置以对交流AC电压整流及对负载电流进行传输的第一晶体管开关装置和第二晶体管开关装置；及
控制器，其与所述同步整流器SR电路耦合，当所述负载电流等于或小于预定电流阈值时，所述控制器经配置以产生控制相位序列，当所述AC电压不为零时，所述控制相位序列经配置以仅接通所述第一晶体管开关装置及所述第二晶体管开关装置中的一者，且当所述AC电压实质上为零时，所述控制相位序列经配置以关断所述第一晶体管开关装置和所述第二晶体管开关装置。
2.根据权利要求1所述的半导体装置，其进一步包括用以测量所述负载电流的电流监测电路，所述电流监测电路包含用以测量所述负载电流的电流放大器、霍尔传感器或感测电阻器。
3.根据权利要求1所述的半导体装置，其中所述控制器包含用以相对于所述预定电流阈值确定所述负载电流的值的模/数转换器ADC。
4.根据权利要求1所述的半导体装置，其中所述控制相位序列包含驱动信号以驱动所述第一晶体管开关装置和所述第二晶体管开关装置的栅极输入。
5.根据权利要求1所述的半导体装置，其中在来自变压器的输出电压为零的情况下，所述控制相位序列关断所述第一晶体管装置及所述第二晶体管装置中的每一者。
6.根据权利要求1所述的半导体装置，其中在所述AC电压为正的情况下，所述控制相位序列只接通所述第二晶体管开关装置。
7.根据权利要求1所述的半导体装置，其中在所述AC电压为负的情况下，所述控制相位序列只接通所述第一晶体管开关装置。
8.根据权利要求1所述的半导体装置，其进一步包括用以驱动用来产生所述AC电压的变压器的初级侧切换电路，其中所述初级侧切换电路耦合至所述控制器。
9.根据权利要求8所述的半导体装置，其中所述初级侧切换电路及所述SR电路被配置为相移全桥功率转换器。
10.根据权利要求1所述的半导体装置，其中所述预定电流阈值被设定为约20安培。
11.一种电力供应电路，其包括：
第一晶体管开关装置及第二晶体管开关装置，所述第一晶体管开关装置及所述第二晶体管开关装置经配置以对交流AC输出电压进行整流以及将负载电流传输到负载；
电流监测电路，其用以测量所述负载电流；及
控制器，其耦合到所述第一晶体管装置及所述第二晶体管装置，当所述负载电流等于或小于预定电流阈值时，所述控制器经配置以产生控制相位序列，当所述AC电压不为零时，所述控制相位序列经配置以仅接通所述第一晶体管开关装置和第二晶体管开关装置中的一者，并且当所述AC电压实质上为零时，所述控制相位序列经配置以关断所述第一晶体管开关装置和所述第二晶体管开关装置。
12.根据权利要求11所述的电力供应电路，其中在所述AC电压为正的情况下，所述控制相位序列仅接通所述第二晶体管开关装置。
13.根据权利要求11所述的电力供应电路，其中在所述AC电压为负的情况下，所述控制相位序列仅接通所述第一晶体管开关装置。
14.根据权利要求11所述的电力供应电路，其进一步包括初级侧切换电路以驱动用于产生所述AC电压的变压器，其中所述初级侧切换电路耦合至所述控制器。
15.根据权利要求14所述的电力供应电路，其中所述初级侧切换电路、所述第一晶体管开关装置以及所述第二晶体管开关装置被配置为相移全桥功率转换器。
16.一种控制电力供应的方法，其包括：
使用控制器测量由同步整流器SR电路传输的负载电流；
在所述所测量负载电流高于预定电流阈值的情况下，使用所述控制器将第一控制相位序列施加到所述同步整流器SR电路；所述第一控制相位序列启用所述同步整流器SR电路的第一晶体管开关装置和第二晶体管开关装置；
在所述所测量负载电流等于或低于所述预定电流阈值的情况下，使用所述控制器将第二控制相位序列施加到所述同步整流器SR电路；当所述同步整流器SR电路接收的AC电压不为零时，所述第二控制相位序列仅启用所述第一晶体管开关装置或第二晶体管开关装置中的一者，当所述同步整流器SR电路接收的所述AC电压基本上为零时，所述第二控制相位序列经配置以关断所述第一晶体管开关装置和所述第二晶体管开关装置。
17.根据权利要求16所述的控制电力供应的方法，其中当所述AC电压为零时，所述第二控制相位序列停用所述第一晶体管开关装置和所述第二晶体管开关装置。
18.根据权利要求16所述的控制电力供应的方法，其中在所述AC电压为正的情况下，所述第二控制相位序列仅接通所述第二晶体管开关装置。
19.根据权利要求16所述的控制电力供应的方法，其中在所述AC电压为负的情况下，所述第二控制相位序列仅接通所述第一晶体管开关装置。
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