TWI769562B - 使用電子可變電容器之減緩交互調變失真之匹配網路、射頻電源供應系統、減少阻抗不匹配的方法及非暫態電腦可讀取記錄媒體 - Google Patents

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Abstract

本發明係提供一種系統匹配網路，其具有非線性負載且由在第一頻率操作的第一射頻電源供應以及在第二頻率操作的第二射頻電源供應來供電。匹配網路包含第一匹配網路部分，其用於在第一電源供應與負載之間提供阻抗匹配。匹配網路還包含第二匹配網路部分，其用於在第二電源供應與負載之間提供阻抗匹配。第一匹配網路部分包含第一可變電抗，且可變電抗係根據在由第一射頻電源供應施加至負載的訊號中測得的交互調變失真來控制。可變電抗係根據交互調變失真來調整以減少檢測到的交互調變失真。

Description

使用電子可變電容器之減緩交互調變失真之匹配網路、射頻 電源供應系統、減少阻抗不匹配的方法及非暫態電腦可讀取記錄媒體
相關申請案之交互參照
本申請案主張於2019年10月21日提交的美國臨時申請案第62/923,959號的效益。上述申請案的全部揭露內容於此併入全文作為參考。
本揭露係關於改善驅動非線性負載的電源供應系統的操作，以及響應於反射交互調變失真(intermodulation distortion，IMD)的電源供應系統的操作。
電漿製造(plasma fabrication)常用於半導體製造。在電漿製造蝕刻中，離子由電場(electric field)加速，以從基板的表面蝕刻材料或將材料沉積至基板的表面上。在一個基本的實施方式中，電場是基於由功率遞送系統的相應的射頻(Radio Frequency，RF)或直流(Direct Current，DC)產生器所產生的射頻或直流功率訊號而產生。由產生器所產生的射頻功率訊號必須要受到精確控制，以有效地執行電漿蝕刻。
提供於此的先前技術描述是為了總體上呈現本案的背景。目前命名為發明人的工作、在此先前技術部分中描述該工作的程度、以及在提交時原本可以不被當成習知技術的描述的態樣既不能明確地也不能暗示地被當成駁回本揭露的習知技術。
匹配網路包含第一可變電抗部分。第一可變電抗部分是配置以響應於匹配網路與負載之間的阻抗來進行調整。第一可變電抗部分調整在第一頻率下產生第一射頻訊號的第一射頻功率源與負載之間的阻抗。匹配網路包含第二可變電抗部分。第二可變電抗部分是配置以響應於匹配網路與負載之間的阻抗來進行調整。第二可變電抗部分調整在第二頻率下產生第二射頻訊號的第二射頻功率源與負載之間的阻抗。匹配網路包含第三可變電抗部分。第三可變電抗部分是配置以響應於由第一射頻訊號與第二射頻訊號之間的相互作用所產生的反射交互調變失真來進行調整。第三可變電抗部分的調整減少了反射交互調變失真。
匹配網路還包含第一電抗部分，其配置以提供第一電抗以控制在第一頻率下產生第一射頻訊號的第一射頻功率源與負載之間的阻抗。匹配網路還包含第二可變電抗部分，響應於第一射頻訊號與第二射頻訊號之間在阻抗上的相互作用的交互調變失真，其配置以調整第二電抗以控制阻抗。
一種射頻電源供應包含射頻功率源。射頻電源供應還包含在射頻功率源與負載之間的匹配網路。匹配網路還包含第一電抗部分，其配置以提供第一電抗以控制在第一頻率下產生第一射頻訊號的第一射頻功率源與負載之間的阻抗。第一電抗為固定的或可變的。第二可變電抗部分，響應於第一射頻訊 號與在第二頻率下工作的第二射頻訊號之間在阻抗上的相互作用的交互調變失真，配置以調整第二電抗以引入電抗補償來控制阻抗。射頻系統還包含控制器，其配置以與第二可變電抗部分通訊，且配置以產生控制訊號以調整響應於觸發訊號的第二電抗以控制阻抗。電抗補償根據第二射頻訊號而變化。
一種減少阻抗不匹配的方法包含提供第一電抗以控制在第一頻率下產生第一射頻訊號的第一射頻功率源與負載之間的阻抗。此方法還包含提供第二可變電抗，響應於第一射頻訊號與第二射頻訊號之間在阻抗上的相互作用的交互調變失真，以調整第二電抗以控制阻抗。
一種非暫態電腦可讀取記錄媒體，其儲存指令包含檢測觸發訊號。此指令進一步包含響應於觸發訊號，調整可變電抗以控制第一射頻功率源與負載之間的阻抗，阻抗根據交互調變失真而變化，交互調變失真是由第一射頻功率源輸出的第一射頻訊號與第二射頻訊號之間的相互作用所造成。
本揭露之適用性(applicability)的進一步領域將於詳細描述、申請專利範圍以及所附圖式中變得顯而易見。詳細描述和具體實例僅旨在用於說明之目的，並不旨在限制本揭露的範圍。
1084a,1084a’:變容二極體
110:電感耦合電漿系統
112,212,324:電漿容室
114,214,322:電漿
116,118:線圈
1194a:電感器電感器
120,122,128,220,222:功率源
124:介電視窗
126:基板
1410:控制模組
1412:電容控制模組
1418:電容調整模組
1420:電容更新模組
1510:偏置消除方法
1512,1514,1516,1518,1520,1522,1524,1526,1528,1530,1532,1534,1536,1538:區塊
210:電容耦合電漿系統
216,218:電極
310:雙功率輸入電漿系統
312:第一電極
314:地
316:第二電極
318,514a,514b:射頻功率源
320:第二功率源
326,328:波形表面積
330,332,334:鞘層
410,412,414,1310a,1310b:峰值
510:電源供應系統
512a,512b:射頻產生器
516a,516b:射頻感測器
518,718:雙匹配網路
518a,518b,718a,718b,818a:匹配網路
520a,520b,520’:控制器
522a,522b:射頻功率訊號
524a,526a,524b,526b,528a,528b:訊號
530a,530b:鏈結
532,732:負載
610a,610b:繪圖
612a,612b,614a,614b,616a,616b,1210,1212,1212a,1212b,1214a,1214b,1216a,1216b,1218a,1218b,1310:波形
740a,740b,840a:負載電容器
742a,742b,842a:調諧電容器
744a,744b,746b,748b,982a,982a’,986,1094a,1094a’,1194a’:電感器
750b,756a,1096,1196:電容器
752a,854a,954a,1054a:可變電容單元
754a:可變電容
755:匹配網路感測器
758a:電容控制器
760a,1416:回放模組
762a:偏移模組
764a:更新模組
766a,956a,1056a:放大器
820a:輸入電容器
870a:變壓器
872a:輸入繞組
874a:輸出繞組
876a,990a,990a’:阻隔電容器
878a:節點
980a,980a’,988,1098:電阻器
984a,984a’:變容體
x:射頻輸入端
本揭露將從詳細描述及所附圖式中變得更全面地理解。
圖1係繪示電感耦合電漿系統的表示圖；圖2係繪示電容耦合電漿系統的表示圖；圖3係繪示根據本揭露的各種實施例排列的電漿系統的總體表示圖； 圖4係為對非線性反應器施加兩個不同頻率的訊號所產生的交互調變失真的實例繪圖；圖5係為根據本揭露的各種實施例具有排列的多個電源的功率遞送系統的示意圖；圖6係表示變容體的電容與反向偏置電壓的關係的波形；圖7係為具有可變電容的匹配網路及用於可變電容的控制系統的示意性方塊圖；圖8係為包含隔離電路的匹配網路的一部分的示意圖；圖9係為根據本揭露的各種實施例具有陽極連接的二極體及驅動電路的背對背二極變容體的示意圖；圖10係為根據本揭露的各種實施例具有陽極連接的二極體的背對背二極變容體的示意圖；圖11係為根據本揭露的各種實施例具有陰極連接的二極體的背對背二極變容體的示意圖；圖12係繪示根據本揭露的各種實施例的電源供應系統操作的時域中的波形。
圖13係繪示根據本揭露的各種實施例的電源供應系統操作的頻域中的波形。
圖14係表示根據本揭露的各種實施例之實例控制模組的功能方塊圖；以及圖15係為根據本揭露的各種實施例中控制可變電容以響應交互調變失真的流程圖。
在所附圖式中，可重複使用元件符號以標識相似及/或相同的元件。
功率系統可包含直流或射頻功率產生器、匹配網路及負載(諸如具有固定或可變阻抗的非線性負載、處理容室、電漿容室或反應器)。功率產生器產生由匹配網路或阻抗最佳化控制器或電路接收的直流或射頻功率訊號。匹配網路或阻抗最佳化控制器或電路將匹配網路的輸入阻抗(input impedance)匹配於功率產生器與匹配網路之間的傳送線路的特性阻抗。此阻抗匹配有助於最大化正向到匹配網路的功率(正向功率(forward power))，且最小化從匹配網路反射回功率產生器的功率(反向功率(reverse power))。當匹配網路的輸入阻抗匹配於傳送線路的特性阻抗，正向功率可最大化以及反向功率可最小化。
在功率源或功率供應電場(supply field)中，通常有兩種方式來施加功率訊號到負載。第一種較為傳統的方式是將連續功率訊號(continuous power signal)施加於負載。在連續模式或連續波模式下，連續功率訊號通常為恆定直流或正弦射頻功率訊號，其由功率源連續輸出至負載。在連續模式的方法中，功率訊號是採用恆定直流或正弦輸出，且可改變功率訊號的振幅及/或(射頻功率訊號的)頻率，以改變施加至負載的輸出功率。
第二種方式是將功率訊號施加至負載，此方法涉及使射頻訊號產生脈衝，而不是對負載施加連續射頻訊號。在操作脈衝模式中，射頻訊號由調變訊號(modulation signal)調變，以界定調變之功率訊號的包絡(envelope)。射頻訊號可為例如正弦射頻訊號或其它時變訊號(time varying signal)。遞送至負載的 功率通常是藉由改變調變訊號來改變。調變訊號可具有多種形狀，包含方波、具有不同振幅的多個狀態的方波，或具有一個或多個狀態或部分的其它波形。
在典型的電源供應配置中，使用感測器來決定施加至負載的輸出功率，而感測器是測量施加至負載的射頻訊號的正向及反射功率或電壓及電流。在控制迴路(control loop)中分析這些訊號的任一組。此分析可決定用於調整電源供應輸出的功率數值，以便改變施加至負載的功率。在負載為處理容室或其它非線性或時變負載的功率遞送系統中，由於施加的功率部分為負載阻抗的函數，負載的變化阻抗會導致施加至負載的功率發生對應的變化。
在各種裝置的製造仰賴於引入功率至負載以控制製程的系統中，功率通常以兩種配置之一來輸送。在第一種配置中，功率是電容性地耦合至負載中。這樣的系統稱為電容耦合電漿系統(capacitively coupled plasma(CCP)systems)。在第二配置中，功率是電感性地耦合至負載中。這樣的系統通常稱為電感耦合電漿系統(inductively coupled plasma(ICP)systems)。與電漿耦合的功率還可經由微波頻率下的波耦合來實現。這樣的方法通常使用電子迴旋共振(Electron Cyclotron Resonance，ECR)或微波源。這樣的方法通常使用電子迴旋共振(Electron Cyclotron Resonance，ECR)或微波源。螺線錐源(Helicon sources)為波耦合源的另一種形式，且通常以相似於習知ICP及CCP系統的射頻頻率工作。功率遞送系統可包含施加至負載的一個或複數個電極的偏置功率及/或源功率。源功率通常會產生電漿並控制電漿密度，且偏置功率可調整包含電將的鞘層配方中的離子。根據各種設計考量，偏置(bias)及源(source)可共用相同的電極或可使用不同的電極。
當功率遞送系統驅動時變或非線性負載(例如處理容室、電漿容室或反應器)時，電漿鞘層吸收的功率會導致一定範圍的離子能量的離子密度。離子能量的一個特徵測量是離子能量分佈函數(ion energy distribution function，IEDF)。離子能量分佈函數可透過偏置功率進行控制。藉由改變與頻率及相位相關的多個射頻訊號，來產生控制將多個射頻功率訊號施加至負載上的系統的離子能量分佈函數的一種方法。多個射頻功率訊號之間的頻率可被鎖定，且多個射頻訊號之間的相對相位也可被鎖定。這樣的系統的實例可參照美國專利案號7,602,127、美國專利案號8,110,991以及美國專利案號8,395,322，上述之專利申請案由本發明的申請人指定，並引入作為本申請案的參考。
時變或非線性負載會存在於各種應用中。在一種應用中，電漿處理系統還可包含用於電漿體產生及控制的部件。這樣的部件為實現為諸如電漿容室或反應器之類的處理容室的非線性負載。在電漿處理系統中使用的典型的電漿容室或反應器，諸如用於薄膜製程(thin-film manufacturing)，可使用雙功率系統(dual power system)。一個功率產生器(源)控制電漿的產生，且功率產生器(偏置)控制離子能量。雙功率系統的實例包含在上面參照之美國專利公告第7,602,127號、美國專利公告第8,110,991號以及美國專利公告第8,395,322號中提及之系統。上述專利中描述的雙功率系統需要閉迴路控制系統(closed-loop control system)以調整電源供應操作，來控制離子密度及其對應之離子能量分佈函數。
存在多種用於控制處理容室的方法，諸如可用於產生電漿的方法。例如，在射頻功率遞送系統中，以相同或幾乎相同的頻率操作的多個驅動射頻訊號的相位及頻率可用於控制電漿的產生。對於射頻驅動電漿源(RF driven plasma sources)，影響電漿鞘層動態(plasma sheath dynamics)及對應之離子能量的週期波形一般是已知的，並受週期波形的頻率及相關的相位相互作用控制。射頻功率遞送系統中的另一種方法涉及雙頻控制。亦即，兩個在不同頻率工作的射頻頻率源(RF frequency sources)被用於為電漿容室供電，以提供離子及電子密度實質上的獨立控制。
另一種方式利用寬帶(wideband)射頻功率源來驅動電漿容室。寬帶方法帶來一定的挑戰。第一個挑戰是將功率耦合到電極。第二個挑戰是產生之波形到所期望之離子能量分佈函數之實際鞘層電壓(actual sheath voltage)的轉移函數(transfer function)必須針對寬處理空間(wide-process space)來制定，以支撐材料的表面交互作用。又另一種方式中，在電感耦合電漿系統(inductively coupled plasma system)中，施加在源電極(source electrode)上的控制功率(controlling power)控制電漿密度，同時控制施加至偏置電極的功率調變離子以控制離子能量分佈函數，以提供蝕刻速率的控制。藉由使用源電極及偏置電極的控制，蝕刻速率可經由離子密度及能量進行控制。
隨著積體電路及裝置製造的不斷發展，對控制製造過程的功率要求也在不斷提高。例如，隨著記憶體裝置的製造，對偏置功率的要求不斷增加。功率增加會產生更高的高能離子，從而加快表面的相互作用，進而提高離子的蝕刻速率及方向性。在射頻系統中，偏置功率增加有時伴隨著較低的偏置頻率要求，同時增加耦合至電漿容室中創建的電漿鞘層的功率源數量。在較低的偏置頻率下的功率增加及偏置功率源的數量增加會導致從鞘層調變產生交互調變失真(intermodulation distortion，IMD)。交互調變失真的產生可顯著降低發生電漿產生的源所傳遞的功率。美國專利公告第13/834,786號，於2013年3月15日提 交，標題為「Pulse Synchronization by Monitoring Power in Another Frequency Band」，由本案的申請人指定，並引入作為本申請案的參考，其描述了一種透過監測另一頻段中的功率來實現脈衝同步的方法。在參考的美國專利申請案中，第二射頻產生器的脈衝是根據在第二射頻產生器處檢測到第一射頻產生器的脈衝來控制的，從而使兩個射頻產生器之間的脈衝同步。
圖1係繪示電感耦合電漿(inductively coupled plasma，ICP)系統110的示例性表示圖。電感耦合電漿系統110包含非線性負載，諸如反應器、電漿反應器或電漿容室112，其在本文中將互換使用，以產生電漿114。電壓或電流形式的功率是經由一對線圈施加至電漿容室112，其包含在各種實施例中包含內部線圈116及外部線圈118的線圈組件。功率經由射頻功率產生器或功率源120施加至內部線圈116，功率經由射頻功率產生器或功率源122施加至外部線圈118。線圈116及線圈118裝設於介電視窗124，以幫助將功率耦合於電漿容室112。基板126放置於電漿容室112中且通常形成作為電漿操作的對象的物件。射頻功率產生器、電源供應或功率源128(此些用語在本文中可互換使用)經由基板126向電漿容室112施加功率。在各種配置中，功率源120、功率源122提供源電壓或電流以點燃或產生等離子體114或控制電漿密度。同樣在各種配置中，功率源128提供偏置電壓或電流，其調變離子以控制電漿114的離子能量或離子密度。在各種實施例中，功率源120、功率源122被鎖定以固定或變化的相對相位以相同的頻率、電壓及電流來操作。在各種其它實施例中，功率源120、功率源122可在不同的頻率、電壓及電流以及相對相位下操作。
圖2係繪示電容耦合電漿系統(capacitively coupled plasma，CCP)系統210的示例性表示圖。電容耦合電漿系統210包含用於產生電漿214的電漿容 室212。放置於電漿容室212中的一對電極216、218連接於相應的直流(ω=0)或射頻功率產生器或功率源220、222。在各種實施例中，功率源220提供源電壓或電流以點燃或產生電漿214或控制電漿密度。在各種實施例中，功率源222提供偏置電壓或電流，其調變電漿中的離子以控制電漿214的離子能量及/或離子密度。在各種射頻實施例中，當諧波相關時，功率源220、222，在相對相位下操作。在各種其它實施例中，功率源220、222以固定或變化的相對相位以不同的頻率、電壓及電流操作。同樣在各種實施例中，功率源220、222可連接於相同的電極，而相對電極連地或連接於第三直流(ω=0)或射頻功率產生器(未示出)。
圖3係繪示雙功率輸入電漿系統310的總體表示剖面圖。電漿系統310包含接地314的第一電極312及與第一電極312間隔開的第二電極316。第一直流(ω=0)或射頻功率源318產生以第一頻率f=ω1施加至第二電極316的第一射頻功率。第二功率源320產生施加至第二電極316的第二直流(ω=0)或射頻功率。在各種實施例中，第二功率源320在第二頻率f=ω2下操作，其中ω2=nω為第一功率源318的頻率的nth諧波頻率。在各種其它實施例中，第二功率源320在一種頻率下操作(此頻率非第一功率源318的頻率的倍數)操作。
相應的電源318、320的協調操作會導致電漿322的產生及控制。如圖3中的示意圖所示，電漿322形成於電漿容室324的不對稱鞘層330內。鞘層330包含接地鞘層332及帶電鞘層334。鞘層通常是描述為環繞電漿322的表面積。由圖3的示意圖可看出，接地鞘層332具有較大的表面積326。帶電鞘層334具有小的表面積328。由於每個鞘層332、334都用作為導電電漿322與相應電極312、316之間的介電質，每個鞘層332、334在電漿322與相應電極312、316之間形成電容。如本文中將更詳細描述的，在諸如第二功率源320的高頻電壓源以及 諸如第一功率源318的低頻電壓源的系統中，引入了交互調變失真的乘積。交互調變失真的乘積是由電漿鞘層厚度的變化而產生，從而藉由接地鞘層334改變了電漿322與電極312之間的電容，且經由帶電鞘層334改變了電漿322與電極316之間的電容。帶電鞘層330的電容的變化產生交互調變失真。帶電鞘層334的變化對電漿322與電極316之間的電容具有更大的影響，因此對從電漿容室324發出的反向交互調變失真具有更大的影響。在一些電漿電漿系統中，接地鞘層332充當短路，且不考慮其對反向交互調變失真的影響。
圖4係繪示示例性功率遞送系統的振幅與頻率的繪圖，其具有諸如第一功率源318的低頻源及諸如第二功率源320的高頻源。圖4係繪示相對於頻率的反射功率。圖4係包含諸如圖3的第二功率源320的高頻功率源的操作中心頻率的中心峰值410。在產生器峰值410的任一側，圖4還繪示峰值412、414，其表示藉由施加來自低頻功率源(例如圖3的第一功率源318)的功率而引入的交互調變失真分量。透過非限制性實例，若第二功率源320以60MHz的頻率操作，且低頻電源318以400kHz的操作，交互調變失真分量可在60MHz+/-n*400kHz處找到，其中n是任何整數。因此，峰值412、414表示相應的電源的高頻+/-低頻。如圖3所示，以多個諧波驅動電極是提供以電器方式控制直流自偏置並調整離子密度的高能級的機會。
將相應的第一功率及第二功率施加至圖3的第二電極316產生具有電子密度n e 的電漿322。在電漿322內，鞘層具有更大的正離子密度，因此，總體上帶有過多的正電荷，可平衡與其接觸的電漿內材料(未示出)表面上相反的負電荷。決定鞘層的位置與電漿處理的操作有關。鞘層的厚度隨著時間的變化如方程式(1)所示： s(t)=Σ sn(1-sin(ωnt+Φn-1)) (1)
其中：ω=2πf為較低的頻率(雙頻系統的f=ω1)；以及Φ為頻率之間的相對相位。
用語sn鞘層振蕩的振幅，且在方程式(2)中定義：
Figure 109136541-A0305-02-0014-1
其中：In為與ω n 之相關的驅動電流；ne為電子密度；A為電極放電面積；以及e為電子電荷。
方程式(1)及(2)表明，鞘層的厚度是根據在方程式(1)的情況下的Φ與在方程式(2)的情況下的施加功率I n 之間的相對相位變化。就離子能量分佈函數而言，施加功率I n 有時被稱為相對振幅變量或寬度，且相對相位Φ有時被稱為相對相位變量或偏斜度(skew)。
關於鞘層的有用特性，可在以下關於方程式(3)所述的隨時間變化的鞘層電壓中得出：
Figure 109136541-A0305-02-0014-2
其中：ε0為自由空間的電子電荷介電係數，且e,ne以及s2(t)如上所述。
從上述之方程式(1)到方程式(3)可看出，鞘層的厚度根據偏置電源供應的頻率而變化。由於帶電鞘層334的表面積328會引起電漿322與電極316之間的電容變化，所以按照方程式(1)改變鞘層的厚度會引起鞘層電容的變化。鞘層電容的變化會引起對應的交互調變失真產生，其由帶電鞘層334的鞘層厚度變化引起對應的阻抗波動。由於反向功率是伴隨交互調變失真，因此對應的阻抗波動中斷了來自諸如圖3的第二功率源320的源電源供應的正向功率的一致輸送。如本文中將更詳細描述的，藉由在源電源供應與電漿容室的電極之間插入可變電容或電抗，且根據低頻源或偏置電源供應的頻率來改變電容或電抗，由鞘層厚度的變化造成的電容變化可藉由在源電源供應(諸如圖3的第二電源供應320)與電極(諸如圖3的電極316)之間引入的可變電容器的適當調諧來抵消。
傳統的匹配網路通常利用真空可變電容器(vacuum variable capacitors，VVC)作為匹配網路的負載及調諧元件，因此，不適合於解決上述的交互調變失真。典型的真空可變電容器的響應速度與偏置電源供應或第二電源供應的操作頻率不一致。典型的匹配網路解決的是影響阻抗匹配的反向功率的平均值，而不是解決具體的交互調變失真引起的事件。反射的交互調變失真最多成為所測得而被抵消的平均反向或反射功率的一部分。
解決交互調變失真引起的阻抗匹配干擾的一種方法包含射頻循環器。射頻循環器可配置以吸收從電漿反射的功率，以保護功率放大器免受交互調變失真引起的阻抗匹配干擾的影響。適當大小的射頻循環器，例如，60MHz頻率的射頻循環器，需要相當大的體積，且可為一個昂貴的解決方案。另外，當使用射頻循環器時，從電漿反射的功率會在轉儲電阻器中而不是在電漿中耗散，其需要較大的射頻產生器來滿足用於操作電漿的預定功率要求。循環器還 要求電源供應設計者考慮循環器的機械及冷卻要求對源或第一電源供應的物理佈局的影響。
解決交互調變失真引起的阻抗匹配干擾的另一種方法包含監測從偏置或第二電源供應到負載的射頻訊號的施加。藉由監測偏置或第二電源供應射頻訊號對負載的施加，可藉由施加與偏置或第二電源供應輸出的射頻訊號同步的頻率偏移來調整源或第一電源供應射頻訊號。頻率偏移補償了預期的交互調變失真引起的阻抗匹配干擾，從而降低反射功率。這樣的系統的實例可參照美國專利案第9,947,514號，上述之專利案由本發明的申請人指定，並引入作為本申請案的參考。這樣的系統是仰賴於偏置射頻電源供應及源射頻電源供應之間的協調。
解決交互調變失真引起的阻抗匹配干擾的另一種方法包含將交互調變失真消除頻率分量引入由第一射頻電源供應輸出的射頻訊號中。這樣的系統的實例可參照美國專利案第10,269,546號，上述之專利由本發明的申請人指定，並引入作為本申請案的參考。交互調變失真消除頻率分量減輕了由於施加第二射頻電源供應或偏置射頻電源供應輸出的射頻訊號而引入的交互調變失真。由源或第一射頻電源供應輸出的射頻訊號包含主頻率或中心頻率分量及交互調變失真消除分量。將相應的分量相加並施加於源或第一射頻電源供應的功率放大器。將相應的分量相加需要一個比其它需要更大的放大器來滿足電漿操作分量。由於交互調變失真消除分量被偏置射頻電源供應或第二射頻電源供應輸出的射頻訊號所引入的交互調變失真所消除，因此交互調變失真消除分量所提供的功率不會加到電漿上。
圖5係繪示射頻產生器或電源供應系統510。電源供應系統510包含一對射頻產生器或電源512a、512b、匹配網路518a、518b及負載532，諸如非線性負載、電漿容室、處理容室等。在各種實施例中，源射頻產生器512a被稱為源射頻產生器或電源供應器，且匹配網路518a被稱為源匹配網路。同樣在各種實施例中，射頻產生器512b被稱為偏置射頻產生器或電源供應器，且匹配網路518b被稱為偏置匹配網路。將可理解的是，各部件可單獨或共同使用參考符號，而不使用字母下標或角分符號。偏置產生器512b可產生頻率為f2的正弦波形，或包含f2及f2的多個諧波的複數週期性波形。
射頻產生器512a、512b包含相應的射頻功率源或放大器514a、514b、射頻感測器516a、516b，以及處理器、控制器或控制模組520a、520b。射頻功率源514a、514b產生輸出到各個感測器516a、516b相應的射頻功率訊號522a、522b。感測器516a、516b接收射頻功率源514a、514b的輸出，並產生相應的射頻功率訊號或射頻功率訊號f1及f2。感測器516a、516b還輸出根據從負載532感測到的各種參數而變化的訊號。雖然在相應的射頻產生器512a、512b中示出了感測器516a、516b，射頻產生器516a、516b可位於射頻功率產生器512a、512b的外部。這樣的外部感測會發生在射頻產生器的輸出處，或位於射頻產生器與負載之間的阻抗匹配裝置的輸入處，或位於阻抗匹配裝置(包含阻抗匹配裝置的內部)與負載的輸出之間。
感測器516a、516b檢測負載532的工作參數並輸出訊號X及Y，感測器516a、516b可包含電壓、電流及/或方向耦合感測器。感測器516a、516b可檢測(i)電壓V及電流I及/或(ii)從相應的功率放大器514a、514b及/或射頻產生器512a、512b輸出的正向功率PFWD，以及從相應的匹配網路518a、518b或連接於 相應的感測器516a、516b的負載532接收的反向功率或反射功率PREV。電壓V、電流I、正向功率P FWD 及反向功率P REV 可以是與相應的功率源514a及514b相關的縮放及/或過濾的實際電壓、電流、正向功率及反向功率的版本。感測器516a、516b可為類比及/或數位感測器。在數位實施方式中，感測器516a、516b可包含具有對應取樣率的類比轉數位(A/D)轉換器及訊號取樣部件。訊號X及Y可表示電壓V及電流I或正向(或源)功率PFWD及反向(或反射)功率PREV的任一個。
感測器516a、516b產生由相應的控制器或功率控制模組520a、520b接收的感測器訊號X、Y。功率控制模組520a、520b處理相應的X、Y訊號524a、526a及524b、526b，且產生一個或複數個反饋控制訊號528a、528b到相應的功率源514a、514b。功率源514a、514b基於接收到的反饋控制訊號來調整射頻功率訊號522a、522b。在各種實施例中，功率控制模組520a、520b可經由相應的控制訊號分別控制匹配網路518a、518b。功率控制模組520a、520b可至少包含比例積分微分(proportional integral derivative，PID)回饋控制器、自適應前饋控制器或其子集(subsets)及/或直接數位合成(direct digital synthesis，DDS)部件及/或如下所述之與模組相關的各種任何的部件。
在各種實施例中，功率控制模組520a、520b是比例積分微分控制器或其子集，且可包含功能、處理、處理器或子模組(submodules)。反饋控制訊號528a、528b可為驅動訊號，且可包含直流偏移(DC offset)或導軌電壓(rail voltage)、電壓或電流振幅(current magnitude)、頻率及相位分量。在各種實施例中，反饋控制訊號528a、528b可用作為一個或多個控制迴路的輸入。在各種實施例中，多個控制迴路可包含用於射頻驅動及用於導軌電壓的比例積分微分控制迴路。在各種實施例中，反饋控制訊號528a、528b可在多輸入多輸出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)控制方案中使用。多輸入多輸出控制方案的一個實例可參考2018年5月9日提交的美國申請案第15/974,947號，標題為「Pulsed Bidirectional Radio Frequency Source/Load」的美國申請案，上述之專利案由本發明的申請人指定，並引入作為本申請案的參考。
在各種實施例中，電源供應系統510可包含控制器520’。控制器520’可設置於射頻產生器512a、512b中的一個或兩個的外部，且可被稱為外部或共用控制器520’。在各種實施例中，控制器520’可實現關於控制器520a、520b中的一個或兩個的本文中描述的一個或複數個功能、過程或演算法。因此，控制器520’經由一對相應的鏈結530a、530b相應的射頻產生器512a、512b通訊，使得能夠在控制器520’與相應的射頻產生器512a、512b之間適當地進行數據及控制訊號的交換。在各種實施例中，控制器520a、520b、520’可與射頻產生器512a、512b一起分佈式、協作式地提供分析及控制。在各種其它實施例中，控制器520’可提供對射頻產生器512a、512b的控制，省去了相應的局部控制器520a、520b。
在各種實施例中，射頻功率源514a、感測器516a、控制器520a及匹配網路518a可稱為源射頻功率源514a、源感測器516a、源控制器520a及源匹配網路518a。相似地，在各種實施例中，射頻功率源514b、感測器516b、控制器520b及匹配網路518b可稱為偏置射頻功率源514b、偏置感測器516b、偏置控制器520b及偏置匹配網路518b。在各種實施例中，如上所述，用語「源」是指產生電漿的射頻產生器，以及用語「偏置」是指調諧相對於偏置射頻電源供應器的電漿離子能量分佈函數的射頻產生器。在各種實施例中，源及偏置射頻電源供應器是在不同的頻率下操作。在各種實施例中，源射頻電源供應器的操作頻 率高於偏置射頻電源供應器。在各種其它實施例中，源及偏置射頻功率以相同的頻率或實質上相同的頻率工作。
在各種實施例中，匹配網路518a及匹配網路518b可用作為獨立的匹配網路。在各種其它實施例中，匹配網路518a、518b可配置以操作為組合的匹配網路，統稱為雙匹配網路518。每個相應的匹配網路518a、518b配置以改變相應的射頻產生器512a、512b與負載或反應器532之間的阻抗。對阻抗進行調諧，以調整相應的射頻產生器512a、512b與負載532之間的阻抗匹配，以使輸送到負載532的功率最大化，且使從負載532反射的功率最小化。如本文中將更詳細描述的，雙匹配網路518的匹配網路518a還包含可變電抗，在圖5中表示為可變電容534。可變電抗可實現為可變電容或可變電感，參考符號534可泛指可變電抗，具體可指可變電容或可變電感，或作為可變電抗操作的電容及電感的一些組合。可變電容可藉由提供電容的元件組合來實現，其包含各種電容裝置，如可變電容器。可變電感可藉由提供電感的元件組合來實現，其包含各種電感裝置，諸如可變電感器。可變電容534配置以檢測並響應由射頻產生器512a及512b的輸出之間的交互調變失真產生的交互調變失真乘積，且因此抵消了由帶電鞘層334的表面積328的變化所引起的可變電容，如上關於圖3所述。
在各種實施例中，實現可變電容534且包含變容體或配置在變容體單元中的多個變容體，其中多個變容體協作以引入單個可變電容。如發明所屬技術領域通常知識者所能理解，變容體也可被稱為Vericap二極體、變容二極體、可變電容二極體、可變電抗二極體、調諧二極體、功率二極體、高壓功率二極體或諸如在反向偏置時提供可變電容的其它二極體。如發明所屬技術領域通常知識者所能理解，變容體通常在逆向偏置狀態下工作，因此不會有直流電 流流過裝置。施加至變容二極體的反向偏置量控制變容體消耗區的厚度，從而控制變容體的接面電容。因此，變容體的電容是與施加至變容體的反向電壓成反比。
圖6係繪示一對波形或繪圖610a、610b，其對應於在波形610a中施加至變容體的反向電壓以及在實例變容體上的所得電容，如波形610b所示。波形612a表示施加至實例變容體的大體上為低振幅的反向偏置電壓。波形612b表示相對於波形612a的電壓變化的對應電容。由於波形612a的電壓通常是恆定的，因此實例變容體的電容通常是恆定的，如波形612b所示。
波形614a為施加至實例變容體的反向電壓的周期性變化的正弦訊號。波形614b表示示例性變容體的對應電容變化，其響應於根據波形614a施加的反向偏置電壓的變化。從繪圖610a、610b可看出，隨著電壓在波形614a中減少，實例變容體的電容會增加，如波形614b所示。因此，電容相對於施加的反向電壓成反比變化。相似地，波形616a表示施加至示例性變容體的反向偏置電壓，且波形616b表示根據波形616a的變化及電壓的電容變化。如關於波形614a、614b所述，同樣地，波形616a、616b表示所施加的反向電壓與樣本變容體的電容之間的反比例。
圖7係繪示雙匹配網路718，其通常對應於圖5的雙匹配網路518。雙匹配網路718配置以補償因施加低頻訊號而引起的鞘層電容變化，如上相對於圖3及圖4所述，例如400kHz訊號。習知匹配網路是配置以調諧到預定阻抗，而圖7的雙匹配網路718不僅調諧到預定阻抗，且補償鞘層電容的變化。
在各種實施例中，如本文中將更詳細描述的，串聯電容器的工作頻率與鞘層調變的頻率相同(亦即，射頻偏置源的頻率)，因此電容就可補償鞘層 電容的變化。作為非限制性實例，當鞘層電容減少預定值△C時，串聯電容減少相同的對應值△c，因此，諸如在圖3的寬鞘層330處出現的鞘層電容器及串聯電容器的總電容保持恆定。藉由補償鞘層電容的變化，可有效地減少或消除交互調變失真，從而減少或消除由交互調變失真引起的反向功率。在各種實施例中，電容藉由改變變容體或變容變容體單元的反向偏置來改變。
進一步參照圖7，習知匹配網路通常包含兩個由相應的步進馬達驅動的真空可變電容器。步進馬達的速度在幾百RPM的範圍內，而偏置射頻電源供應的典型操作頻率可約為400kHz。因此，控制真空可變電容器的步進馬達不能以足夠的頻率工作。在各種實施例中，因此，透過使用電子可變電容器(electronic variable capacitor，eVC)可提供可變電容，電子可變電容器的電容變化率可較真空可變電容器來得大。在各種實施例中，本文所述的雙匹配網路實現諸如上文關於圖5的參考符號534所描述的可變電抗，以補償鞘層電容△c的變化。在各種實施例中，透過使用可變電容可引入可變電抗，諸如變容體、可變電感器、開關電容陣列、開關電感器陣列、飽和電感器等。在各種實施例中，開關電容器陣列可接通及斷開或以低頻運作，諸如偏置電源供應的操作頻率，並提供離散值的電容。
進一步參照圖7，第一可變電抗部分或第一匹配網路718a配置以包含可變電抗，諸如圖5的可變電容534，且連接至施加頻率為f1的射頻功率的源射頻電源供應。第二可變電抗部分或第二匹配網路718b對應於圖5的匹配網路518b，且接收射頻輸入，諸如具有頻率f2的偏置射頻訊號。匹配網路718將組合了相應的源射頻訊號f1及偏置射頻訊號f2的射頻訊號輸出至非線性負載或電漿容室或反應器732。每個匹配網路718a、718b包含相應的負載電容器740a、740b、 調諧電容器742a、742b以及輸出電感器744a、744b。發明所屬技術領域通常知識者將能理解，負載電容器740b與負載電容器740a相似地經由電感器746b與負載732並聯配置。如發明所屬技術領域通常知識者所能理解，負載電容器740a、740b及調諧電容器742a、742b作為習知負載及調諧電容器來操作。在各種實施例中，負載電容器740a、740b及調諧電容器742a、742b是真空可變電容器(VVC)，但可使用電子可變電容器(eVC)來實現。此外，將能理解，負載電容器740a、740b及調諧電容器742a及742b可被其它可變電抗調諧元件、電路及/或網路代替。匹配網路718b還包含電容器750b，其一端連接至電感器748b、744b，另一端接地。電容器750b用作為低通濾波器，且拒絕來自輸出電源射頻訊號f 1的源電源供應的高頻率分量。
雙匹配網路718a還包含第三可變電抗部分或可變電容電路752a，其用於對鞘層電容變化△C做出反應。可變電抗或可變電容電路752a包含可變電容器754a，如上所述，其可被實現為變容體或其它可變電容元件。可變電容電路752a還包含電容器756a。電容器756a使可變電容電路752a中的電壓下降。
經由具有回放模組760a、偏移模組762a及更新模組764a的電容控制器758a來控制可變電容電路752a。電容控制器檢測射頻偏置訊號f 2的施加並產生控制訊號以改變可變電容754a的電容，以使由於射頻偏置訊號f 2的施加而導致的交互調變失真最小化。電容控制器758a產生輸入控制訊號至放大器766a。放大器766a通常被實現為產生具有足夠數值的(反向)偏置電壓以控制可變電容器754a兩端的電容，以消除由諸如圖3的帶電鞘層334的電漿鞘層的變化導致的交互調變失真。在各種實施例中，放大器766a為實現可變電容電路752a的高壓放大器驅動變容體，其將於本文中進一步描述。
在各種實施例中，電容控制器758a改變施加至放大器766a的周期性控制訊號的相位及振幅。改變週期性訊號的相位及振幅會改變輸入至可變電容器754a的控制訊號的源，以抵消隨偏置射頻電源供應或第二射頻電源供應的輸出而變化的鞘層電容。改變輸入至放大器766a的控制訊號的振幅，相應地改變施加至可變電容器754a的反向偏置電壓，以改變電容△CeVC的變化，以匹配鞘層電容△Csheath。電容控制器758a還改變△CeVC的相位以相應地匹配偏置射頻訊號f 2的相位。在各種實施例中，電容控制器758a可被實現為開環或閉環控制器。在閉環操作模式中，可感測射頻偏置電壓f 2以改變施加至放大器766a的控制訊號的相位。電容控制器758a從匹配網路感測器755接收訊號。匹配網路感測器755的操作相似於關於感測器516a、516b所描述的。感測器755產生輸出訊號到電容控制器758a及雙匹配網路718的其它控制部件(未示出)。
如上所述，電容控制器758a包含回放模組760a、電容偏移模組762a及更新模組764a。每個模組760a、762a、764a可被集體或單獨地實現為一個過程、處理器、模組或子模組。此外，每個模組760a、762a、764a可被實現為下文結合用語模組所描述的各種部件中的任何一個。回放模組760a監測觸發事件或訊號，以將電抗或電容或電感、偏移或調整的應用同步到匹配網路718a。一旦回放模組760a檢測到觸發事件或訊號，回放模塊760a啟動對可變電容器或電抗754a的電抗或電容的調整。回放模組760a與相應的電容調整或偏移模組762a配合。電抗或電容調整模組762a，並向更新模組764a提供電容調整，其協調對可變電容754a施加相應的電容調整或偏移。
在各種實施例中，電容調整模組762a可被實現為查找表(lookup table，LUT)。根據例如相對於觸發事件或訊號的時序或同步，來決定相應的電 抗或電容調整(振幅及及相位)。給定偏置射頻訊號f 2的週期特性以及響應於將射頻訊號f2施加至負載732而出現的預期交互調變失真，可決定可變電容754a的電容的調整或偏移的查找表。
電容調整的產生是為了與由產生器512b引入的負載732上的動態影響保持一致，且一個或兩個提高了負載732的操作效率，且至少部分地消除了偏置交互調變失真，從而降低阻抗波動。在各種實施例中，查找表可藉由實驗來靜態地決定，或可藉由諸如更新模組764a的更新過程來自動地調整。在各種其它實施例中，可動態地決定電容調整。
圖8係繪示與圖5的匹配網路518a或圖7的匹配網路718a對應的匹配網路818a的各種實施例。匹配網路818a是配置以使得可變電容與較高的功率射頻訊號f 1及負載隔離，諸如圖5的負載532或圖7的負載732。匹配網路818a包含輸入電容器820a、負載電容器840a及調諧電容器842a。匹配網路818a還包含可變電容單元854a，其可被實現為變容體或上述的各種變容體替代方案。此外，可變電容單元854a可被實現為可變電抗，其可根據鞘層電容的變化而變化。匹配網路818a還包含具有輸入繞組872a及輸出繞組874a的變壓器870a。輸出繞組874a串聯排列於源射頻訊號f 1的輸入、阻隔電容器876a與負載之間，諸如圖5的負載532或圖7的負載732。變壓器870a的輸入繞組872a的第一端點接地，第二端點連接於調諧電容器842a及可變電容單元854a。因此，可變電容單元854a在接收源射頻訊號f 1的匹配網路818a的輸入端、阻隔電容器876a與負載之間是並聯的且電性串聯的。繞組872a的輸入的一個端點是界定節點878a，在此處，相應的調諧電容器842a及可變電容單元854a的端點與接地基準相反地連接。在各種實施例中，調 諧電容器842a可相似於可變電容單元854a，藉由將調諧電容器842a放置於地與連接於可變電容單元854a的輸入繞組872a的端點之間而被隔離。
圖9係繪示對應於圖8的可變電容單元854a的可變電容單元954a。可變電容單元954a包含放大器956a，該放大器接收控制訊號，諸如來自圖7的電容控制器758a。放大器956a放大控制訊號並產生輸出訊號到相應的電阻器980a、980a’。來自電阻器980a、980a’的輸出被輸入至相應的電感器982a、982a’。電感器982a、982a’將相應的偏置訊號輸出至陽極連接的變容體984a、984a’的相應對。儘管項目984a、984a’被描述為變容體，但是發明所屬技術領域通常知識者將能理解，可用上述各種變容體的替代方案來代替。如上所述，變容體984a、984a’是向電路提供相對於反向偏置訊號的振幅反向變化的電容。電感器982a、982a’輸出相應的反向偏置訊號Bias a、Bias a’，從而將一對反向偏置訊號提供給相應的變容體984a、984a’。相應的變容二極體984a、984a’的陽極彼此連接，且還連接於與輸出電阻器988串聯的電感器986。相應的變容二極體984a、984a’的陰極連接於相應的直流阻隔電容器990a、990a’。阻隔電容器990a’接地。阻隔電容器990a連接於節點990，且連接於圖8的節點878a。在各種配置中，變容二極體984a、984a’可用PIN二極體來代替。在各種其它配置中，變容體984a、984a’及電感器986可用PIN二極體開關電容器配置代替以提供可變電抗。
圖10係繪示圖8的可變電容單元854a的各種實施例。在各種電容單元1054a中，諸如來自圖7的電容控制器758a的控制輸入被輸入至放大器1056a，其放大輸入訊號以向相應的變容二極體1084a、1084a’提供反向偏置訊號。
在圖10中，具有背對背二極變容體的可變電容單元1054a，其包含一對變容二極體1084a、1084a’、電感器1094a、1094a’及電容器1096。電感器 1094a、1094a’與變容二極體1084a、1084a’的陰極串聯連接。變容二極體1084a、1084a’的陽極彼此連接。射頻輸入訊號從連接至電感器1094a’的放大器1056a的端點X處接收。電容器1096為允許射頻功率通過的旁路電容器，且(i)在第一端點連接於電感器1094a及二極體1084a的陰極，且(ii)在第二端點接地。電感器1094a、1094a’可被稱為射頻扼流圈(RF chokes)，因為電感器1094a、1094a’會阻止射頻功率通過。洩漏電阻器1098可與變容二極體1084a並聯連接，以便更快改變偏置電壓。電阻器1098也可連於變容二極體1084a、1084a’與地之間。
圖10的背對背二極變容體可在節點878a處與圖8的電容器842a並聯連接，且因此串聯於射頻源輸入f 1與負載之間，諸如圖5的負載532或圖8的負載732。雖然圖10顯示了二極體1084a、1084a’的陽極對陽極的連接，但二極體可為陰極對陰極的連接，其中圖11的二極體1184a、1184a’相應的陽極連接於(i)電感器1194a及電容器1196，以及(ii)射頻輸入端x及電感器1194a’。如圖11所示。
圖12係繪示波形1210，此波形提供了使用習知匹配網路方法的系統與使用習知匹配或匹配網路方法的系統的操作比較，且如上所述，還可根據鞘層電容的變化進行可變電容調整。波形1212繪示一對正向功率波形，其示出了當使用習知匹配網路方法時在源射頻功率產生器處的正向功率，由波形1212a表示，以及與上述用於交互調變失真緩解的可變電抗或電容方法相結合的習知匹配網路方法，由波形1212b表示。雖然波形看起來有些相似，但發明所屬技術領域通常知識者將能理解，波形1212a的輕度正弦波外觀表示施加正向功率的變化。這樣的變化會導致需要可靠、一致、順暢地施加正向功率的反應器不一致。
波形1214係繪示在源射頻產生器處檢測到的反射功率，其為諸如圖5的射頻產生器512a或圖7中未示出的射頻產生器。波形1214a繪示當使用習知 匹配網路方法時在源射頻產生器處測得的反射功率。透過比較，波形1214b繪示當使用習知匹配網路方法及可變電抗或電容方法來緩解上述交互調變失真時，在源射頻產生器處檢測到的反射功率。由波形1214可看出，在波形1214b中，反射功率顯著降低。
波形1216表示在源射頻產生器的輸出處檢測到的正向電壓。波形1216a繪示當使用習知匹配網路方法時在源射頻產生器處檢測到的正向電壓。波形1216b繪示當使用習知匹配網路方法及可變電抗或電容方法來緩解上述交互調變失真時，在源射頻產生器處檢測到的正向電壓。相似於正向功率波形1212，如波形1216所示，當使用習知匹配網路技術時，正向電壓1216a具有振盪分量。另一方面，正向電壓波形1216b表現出通常平滑的正向功率的施加。
波形1218a繪示在源射頻產生器處檢測到的反射電壓。由波形1218可看出，波形1218a繪示使用習知匹配網路技術時源射頻產生器的反射功率，以及波形1218b繪示當使用傳統的匹配網路方法及可變電抗或電容方法來解決上述交互調變失真時的反射功率。從波形1218a可看出，上述習知匹配網路方法以及用於交互調變失真緩解的可變電抗或電容方法顯著地降低在源射頻產生器處檢測到的反射電壓。
圖13係繪示使選定的、相似於圖12中的比較、但在頻域中描述的的波形1310。因此，波形1310為相對於射頻源產生器的頻率以分貝為單位的功率繪圖。峰值1310a為在各種頻率下的反向功率波形的實例峰值。相似地，峰值1310b為在各種頻率下的反向功率波形的反向功率波形的實例峰值。由圖13可看出，透過使用本文揭露之技術，反向功率峰值1310b顯著地減少。反向電壓峰值1310a繪示透過使用習知匹配網路技術的反向電壓，而反向電壓峰值1310b繪示 透過使用習知匹配網路方法以及上述用於交互調變失真緩解的可變電抗或電容方法的反向功率。
圖14係表示控制模組1410。控制模組1410結合了圖1、圖3、圖5及圖7的各種部件。控制模組1410可包含電容控制模組1410及阻抗匹配模組1414。電容控制模組1412可包含子模組，其包含回放模組1416、電容調整模組1418及電容更新模組1420。在各種實施例中，控制模組1412包含一個或複數個執行與模組1412、1414、1416、1418及1420相關的代碼的處理器。相對於圖14至圖15的方法，描述了模組1412、1414、1416、1418及1420的操作如下。
對於圖7及圖14的控制器758a的進一步界定的結構，參見下文提供的圖15的方法及下文提供的用語「模組」的界定。本文揭露的系統可使用多種方法來操作，其實例控制系統方法在圖15中繪示出。雖然針對圖7的實施方式來主要描述以下操作，但可容易地變更此操作以應用於本揭露的其它實施方式。此操作可迭代地執行(iteratively performed)。雖然以下操作被顯示並主要描述為依序執行，可執行一個或多個以下操作，同時執行一個或多個其它操作。
圖15係繪示本揭露中所述之偏置消除方法1510的流程圖。控制從區塊1512開始，其中是初始化各種參數。控制進行到區塊1514，其監測觸發事件。如本文中將更詳細描述的，觸發事件可為任何表示射頻產生器512a輸出的射頻訊號f 1中存在交互調變失真的事件。區塊1514繼續監測是否已經發生觸發事件，並循環回到等待狀態，直到發生這樣的事件為止。在監測到觸發事件後，控制進行到區塊1516，此區塊啟動與觸發事件發生同步的電容偏移序列的回放。
一旦開始回放，控制就進行到區塊1518。在區塊1518，電容調整是相對於觸發事件來決定。在各種實施例中，電容偏移是根據參考事件的預期 鞘層電容波動來決定，諸如對從偏置射頻產生器512b輸出的射頻訊號進行排序。一旦決定電容偏移後，通常與觸發事件有關，控制進行到區塊1520，其中電容偏移是透過使用上述可變電容或電抗添加至射頻產生器512a的射頻訊號輸出中。電容偏移或調整包含振幅或相位調整中的至少一項以調整可變電容。此調整是配置以追蹤鞘層電容△C的變化。控制進行到區塊1522，區塊1522決定回放序列是否已經完成。亦即，在判定區塊1522，若完成回放序列，控制進行到決策區塊1514，在其中繼續監測觸發事件。若回放序列未完成，則控制進行到區塊1518，在此處決定電容偏移。
圖15中還表示更新區塊1518的電容偏移的流程圖1530。流程圖1530可由控制器758a的更新模組764a實現。在流程圖1530中，控制起始於區塊1532，其在相對於例如觸發事件的選定階段檢測交互調變失真。控制進行到決策區塊1534，其決定交互調變失真是否可接受。亦即，在決策區塊1534處，將源射頻產生器512a處的交互調變失真與閾值進行比較，以決定交互調變失真是否可接受，或對於給定的電容偏移是否在閾值之內。若交互調變失真是可接受的，則控制進行到區塊1532。若交互調變失真在預定範圍或閾值之外，則控制進行到區塊1536，其更新選定的相位處的電容偏移以減少交互調變失真。一旦決定選定的相位處的電容偏移，控制就進行到區塊1538，此區塊繼續將更新的電容偏移插入至決定電容偏移的區塊1518中。
在各種實施例中，諸如關於區塊1514所討論的觸發事件，旨在使電容控制器758a與源射頻產生器512a同步，從而可以相對於偏置射頻訊號適當地施加電容偏移，從而使交互調變失真最小化。電容控制器758a與射頻產生器512b 之間的同步可藉由檢測負載732處的交互調變失真來進行。可藉由使用自匹配網路中存在的感測器來檢測交互調變失真。
可以藉由分析交互調變失真並鎖相到指示交互調變失真的訊號來實現同步。例如，藉由分析從圖7的感測器755輸出的訊號X,Y，可產生指示阻抗波動的訊號。在這種配置中，電容控制器758a可有效地作為獨立單元工作而無需外部控制連接。
在上述各種實施例中描述的觸發事件通常與觸發事件的週期性有關。例如，交互調變失真可根據從射頻產生器512b輸出的射頻訊號周期性地重複。相似地，上文討論的表示交互調變失真的訊號也可具有週期性。其它觸發事件不必是週期性的。在各種實施例中，觸發事件可為非週期性的異步事件，例如在電漿容室732內偵測到的電弧(arc)。
在各種實施例中，電容偏移模組762a及其中決定電容偏移的對應區塊1518可在查找表(LUT)中實現。可透過獲取經驗數據來靜態地決定查找表，其關於相對於從射頻產生器512b輸出並施加至電漿容室732的偏置射頻訊號的電容波動。當靜態地決定查找表時，圖15的流程圖1530不適用。在各種實施例中，如關於流程圖1530所描述的，可動態地決定查找表。
在各種實施例中，可相對於偏置射頻產生器512b輸出的射頻訊號以相等的增量來施加電容偏移，從而在電容偏移的範圍內提供一致的解析度。在各種其它實施例中，電容偏移的解析度會有所不同。亦即，電容偏移可在時間上進行可變的間隔，以便在偏置射頻輸出訊號的給定持續時間內可施加更多的偏移，且對於偏置射頻輸出訊號的不同部分，在相同的持續時間內可施加更少的偏移。因此，本文中的基於狀態的方法(state-based approach)可在必要時提 高電容偏移的解析度，諸如當交互調變失真在給定期間內更加不穩定並在適當的情況下降低電容偏移的解析度時，諸如在給定期間內測得的交互調變失真更穩定的位置。基於狀態的方法可藉由適當地減少計算或處理的費用來提供更有效的實施方式。在各種實施例中，每個偏移的大小可有所變化。
在各種其它實施例中，電容控制器758a內的反饋控制迴路可提供用於施加偏置電容的訊息，且可動態地施加電容而無需參考預定偏置。為了實現這樣的系統，可利用現有的電容調諧方法，諸如基於伺服的頻率調諧或動態交互調變失真訊息。此交互調變失真訊息可預期地用於調整電容偏移，以對應地減少鞘層電容波動。
在各種實施例中，若射頻訊號或包絡具有多個脈衝狀態(1...n)，則本文所述的可變電抗控制方法可應用於多個脈衝狀態。當給定的脈衝狀態j終止時，將保存調整可變電容的相關狀態變量，隨後在狀態j恢復時恢復。這樣的多脈衝狀態系統的實例可參照美國專利案第8,952,765號，上述之專利案由本專利申請案的申請人指定，並引入作為本申請案的參考。
在各種實施例中，在以重複模式調變脈衝射頻訊號或包絡的情況下，射頻包絡可分為p個時間段或「頻格(bins)」。本文所述的可變電抗控制方法可應用於每個時間段。這樣的系統的實例可參照美國專利案第10,049,357號及第10,217,609號，上述之專利案由本專利申請案的申請人指定，並引入作為本申請案的參考。
以上描述僅是說明性的，並非意指限制本發明、其應用或使用。本發明的廣泛教示可以各種形式來實施。因此，儘管本發明包含特定實例，但是本發明的真實範圍應不如此限制，因為關於研究所附圖式、說明書及所附申 請專利範圍的其它修改將變得顯而易見。應理解方法內的一個或多個步驟能以不同的順序(或同時)執行，而不改變本發明的原理。進一步，儘管以上將每一個實施例描述為具有某些特徵，但是關於本發明的任何實施例描述的那些特徵中的任何一個或多個，可以在任何其它實施例的特徵中實現及/或與其組合，即使沒有明確描述該組合。換言之，所描述的實施例不是相互排斥的，並且一個或多個實施例彼此的排列仍然在本發明的範圍內。
元件之間的空間及功能關係(例如在模組、電路元件、半導體層等之間)使用各種的用語來描述，包含「連接」、「接合」、「耦合」、「相鄰」、「旁邊」、「在...之上」、「上方」、「下方」以及「設置」。除非明確描述為「直接」，當在以上揭露中描述在第一元件及第二元件之間的關係時，該關係可以是直接關係，其中第一元件及第二元件之間不存在其它中間元件，但也可以是間接關係，其中在第一元件及第二元件之間存在(任一的空間或功能上)一個或多個中間元件。
如本文中所使用，片語「A、B及C中的至少一個」應被解釋為表示「A OR B OR C」邏輯，其使用非排他性邏輯「OR」，並且不應被解釋為表示「A中的至少一個、B中的至少一個、以及C中的至少一個」。用語「子集」不一定需要合適的「子集」。換言之，第一組的第一子集可與第一組共同延伸(等於第一組)。
在圖中，如箭頭所示，箭頭的方向通常說明對圖式感興趣的訊息的連貫性(諸如數據或指令)。例如，當元件A及元件B交換各種訊息時，但是從元件A傳送到元件B的訊息與圖式相關，箭頭能從元件A指向元件B。該單向箭頭並不意味著沒有其它訊息從元件B傳送到元件A。進一步地，對於從元件A發送到元件B的訊息，元件B能向元件A發送對訊息的請求或接收確認。
在本案中，包含以下定義，用語「模組」或用語「控制器」能用用語「電路」來替換。用語「模組」能指一部分的或包含：特殊應用積體電路(ASIC)；數位的、類比的或混合數位/類比的離散電路；數位的、類比的或混合數位/類比的集成電路；結合的邏輯電路；現場可程式化邏輯閘陣列(FPGA)；執行編碼的處理器電路(共享、專用或群組)；記憶體電路(共享、專用或群組)，其儲存由處理器電路執行的編碼；提供所述功能的其它適合的硬體部件；或以上部分或全部的組合，諸如在系統單晶片中。
模組能包含一個或多個介面電路。在一些實例中，介面電路可實現連接至區域網路(LAN)或無線個人區域網路(WPAN)的有線或無線介面。區域網路的實例有電機電子工程師學會(IEEE)標準802.11-2016(又稱WIFI無線網路標準)及IEEE標準802.3-2015(又稱ETHERNET有線網路標準)。WPAN的實例係為IEEE標準802.15.4(包含ZigBee聯盟的ZIGBEE標準)及藍芽技術聯盟(Bluetooth Special Interest Group，SIG)的BLUETOOTH無線網路標準(包括藍芽SIG的核心規範3.0、4.0、4.1、4.2、5.0及5.1版本)。
模組可透過使用介面電路與其它模組通訊。雖然在本揭露中可將模組描述為在邏輯上直接與其它模組通訊，但在各種實施例中，模組實際上可經由通訊系統通訊。通訊系統係包含物理及/或虛擬網路設備，諸如集線器、交換機、路由器及閘道器。在一些實施方式中，通訊系統連接至或穿越諸如網際網路(the Internet)的廣域網路(WAN)。例如，通訊系統可包含透過使用包含多協定標籤交換(Multiprotocol Label Switching，MPLS)及虛擬私人網路(virtual private networks，VPN)在內的技術，經由網際網路或點對點租用線路(point-to-point leased lines)彼此連接的多個區域網路(LAN)。
在各種實施方式中，模組的功能可分佈在經由通訊系統連接的多個模組之間。例如，多個模組可實現由負載平衡系統分佈的相同功能。在進一步的實例中，模組的功能可在伺服器(也稱為遠程或雲端)模組及使用者端(或使用者)模組之間劃分。
模組的部分或全部硬體特徵可透過使用硬體描述語言來定義，如IEEE標準1364-2005(通常稱為「Verilog」)及IEEE標準1076-2008(通常稱為「VHDL」)。硬體描述語言可用於製造及/或編寫硬體電路。在一些實施方式中，模組的一些或全部特徵可由語言定義，諸如IEEE1666-2005(通常稱為「SystemC」)，其包含如下所述的程式碼及硬體描述。
如上述所使用的，用語編碼能包含軟體、韌體及/或微編碼，並且涉及程式、程序、函數、類別、資料結構及/或物件。共享處理器電路包含單個處理器電路，其執行來自多個模組的一些或所有編碼。組合處理器電路包含處理器電路，該處理器電路與附加的處理器電路組合，執行來自一個或多個模組的一些或所有的編碼。對多個處理器電路的引用包含分立晶片上的多個處理器電路、單個晶片上的多個處理器電路、單個處理器電路的多個核心、單個處理器電路的多個線或以上的組合。共享記憶體電路包含單個記憶體電路，其儲存來自多個模組的一些或所有的編碼。用語組合記憶體電路包含記憶體電路，該記憶體電路與附加的記憶體組合以存儲來自一個或多個模組的一些或所有的編碼。
記憶體電路是電腦可讀取媒體的子集。如用於本文中，電腦可讀取媒體不包含透過媒體(諸如在載波上)傳播的過渡電氣或電磁訊號；電腦可讀取媒體因此能被視為有形性及非暫態性的。非暫態性、電腦可讀取媒體的非限制 性的實例是非揮發性記憶體電路(諸如快閃記憶體電路、可擦除可規劃式唯讀記憶體電路或遮罩唯讀記憶體電路)、揮發性記憶體電路(諸如靜態隨機存取記憶體電路或動態隨機存取記憶體電路)、磁儲存媒體(諸如類比或數位的磁帶或硬式磁碟機)以及光儲存媒體(諸如光碟片、影音光碟或藍光光碟)。
本案中描述的裝置及方法能部分地或全部地藉由專用的電腦來實現，該電腦藉由配置一般用途的電腦來創建，以執行電腦程式中包含一個或多個特定功能。以上描述作為軟體規格的功能方塊及流程圖元件，其可以藉由熟練的技術人員或程式設計師的日常工作將該軟體規格轉譯成電腦程式。
電腦程式包含處理器可執行指令，其存儲在至少一個非暫態性、電腦可讀取媒體上。電腦程式還能包含或依賴儲存的數據。電腦程式能包含與專用電腦的硬體交互作用的基本輸入/輸出系統(BIOS)、與專用電腦的特定設備交互作用的裝置驅動器、一個或多個操作系統、使用者應用、背景服務、背景應用等。
電腦程式能包含：(i)說明文字的分析，諸如HTML(超文件標示語言)、XML(可延伸標示語言)或JSON(JavaScript對象表示法)、(ii)組合碼、(iii)藉由編譯器從源編碼產生的目標碼、(iv)藉由譯碼器執行的原始碼、(v)藉由即時編譯器編譯及執行的原始碼等。僅作為實例，能使用來自包含C、C++、C#、Objective C、Swift、Haskell、Go、SQL、R、Lisp、Java®、Fortran、Perl、Pascal、Curl、OCaml、JavaScript®、HTML5(超文件標記語言第五修正本)、Ada、ASP(主動伺服器頁)、PHP(PHP：超文字前處理器)、Scala、Eiffel、Smalltalk、Erlang、Ruby、Flash®、Visual Basic®、Lua、MATLAB、SIMULINK以及Python®之語言的語法(syntax)來撰寫。
510:電源供應系統
512a,512b:射頻產生器
514a,514b:射頻功率源
516a,516b:射頻感測器
518:雙匹配網路
518a,518b:匹配網路
520’,520a,520b:控制器
522a,522b:射頻功率訊號
524a,526a,24b,526b,528a,528b:訊號
530a,530b:鏈結
532:負載

Claims (40)

  1. 一種匹配網路，其包含：一第一電抗部分，係配置以提供一第一電抗以控制在一第一頻率操作下產生一第一射頻訊號的一第一射頻功率源與一負載之間的一阻抗；以及一第二可變電抗部分，係耦接於該第一射頻功率源與該負載之間，並配置以響應於將該第一射頻訊號與一第二射頻訊號施加在該負載時所造成的一交互調變失真，而調整一第二電抗，以控制該第一射頻功率源與該負載之間之該阻抗。
  2. 如請求項1所述之匹配網路，進一步包含一電容控制器，其包含：一回放模組，係配置以響應一觸發訊號，該觸發訊號根據該交互調變失真而變化，響應於該觸發訊號，該回放模組進一步配置以控制該第二可變電抗部分；以及一電抗調節模組，係配置以決定對該第二可變電抗部分的調整。
  3. 如請求項1所述之匹配網路，其中該交互調變失真係根據電漿鞘層相對於該負載的電極的位置而變化，且該第一射頻功率源與該負載之間之該阻抗根據該交互調變失真而變化。
  4. 如請求項1所述之匹配網路，其中該第二電抗包含一電容或一電感中的至少一個，且該電容或該電感中的該至少一個根據控制一二極體或一變容體中的至少一個而變化。
  5. 如請求項4所述之匹配網路，其中根據施加至該二極體或該變容體中的該至少一個的端點的一偏置電壓，來控制該二極體或該變容體中的該至少一個。
  6. 如請求項5所述之匹配網路，其中該第二可變電抗部分包含配置以輸出一控制訊號的一控制器，該控制訊號改變該二極體或該變容體中的該至少一個的該偏置電壓。
  7. 如請求項5所述之匹配網路，其中該第二可變電抗部分包含配置以輸出一控制訊號的一控制器，該控制訊號改變施加至該二極體或該變容體中的該至少一個的該偏置電壓。
  8. 如請求項1所述之匹配網路，進一步包含：一第三電抗部分，係配置以在一第二射頻功率源與該負載之間提供一第三電抗以控制該第二射頻功率源與該負載之間的一阻抗，該第二射頻功率源係在一第二頻率下產生該第二射頻訊號。
  9. 如請求項8所述之匹配網路，其中該第一頻率係大於該第二頻率，且該第二可變電抗部分係配置以與該第一電抗部分電性通訊。
  10. 如請求項1所述之匹配網路，其中該第一電抗部分進一步包含一第一可變電抗，該第一可變電抗係耦接於該第一射頻功率源與該負載之間，且配置以控制該第一射頻功率源與該負載之間的該阻抗。
  11. 如請求項9所述之匹配網路，其中該第三電抗部分進一步包含一第三可變電抗，該第三可變電抗係耦接於該第二射頻功率源與該負載之間，且配置以控制該第二射頻功率源與該負載之間的該阻抗。
  12. 如請求項11所述之匹配網路，其中該第一頻率係大於該第二頻率，且該第二可變電抗部分係配置以與該第一電抗部分電性通訊。
  13. 一種射頻電源供應系統，其包含： 一射頻功率源；以及一匹配網路，設置於該射頻功率源與一負載之間，其包含：一第一第一電抗部分，係配置以提供一第一電抗以控制在一第一頻率下產生一第一射頻訊號的一第一射頻功率源與該負載之間的一阻抗，其中該第一電抗係為固定的或可變的其中之一；以及一第二可變電抗部分，係耦接於該第一射頻功率源與該負載之間，並配置以響應於將該第一射頻訊號與在一第二頻率操作下的一第二射頻訊號施加在該負載時所造成的一交互調變失真，而調整一第二電抗，以引入一電抗補償來控制該第一射頻功率源與該負載之間之該阻抗；以及一控制器，係配置以與該第二可變電抗部分通訊，且配置以產生一控制訊號以調整響應於一觸發訊號的該第二電抗以控制該第一射頻功率源與該負載之間之該阻抗；其中該電抗補償根據該第二射頻訊號而變化。
  14. 如請求項13所述之射頻電源供應系統，其中該第一射頻訊號係為施加至該負載的一源射頻訊號，且該第二射頻訊號係為施加至該負載的一偏置射頻訊號，且該負載係為一電漿容室。
  15. 如請求項13所述之射頻電源供應系統，其中該電抗補償係隨著依據該觸發訊號變化的一時序而變化，其中該觸發訊號指示該第二射頻訊號相對於該第一射頻訊號的位置。
  16. 如請求項13所述之射頻電源供應系統，其中該控制器係配置以從一記憶體中獲取該電抗補償或計算該電抗補償。
  17. 如請求項13所述之射頻電源供應系統，其中該電抗補償係包含根據該觸發訊號以一預定順序及一時序輸出的複數個電抗。
  18. 如請求項13所述之射頻電源供應系統，其中該控制器係配置以根據該第二射頻訊號來更新該電抗補償。
  19. 如請求項13所述之射頻電源供應系統，其中該電抗補償係根據該第二射頻訊號造成的該交互調變失真而變化。
  20. 如請求項13所述之射頻電源供應系統，其中該第一頻率係大於該第二頻率。
  21. 如請求項13所述之射頻電源供應系統，其中該控制器進一步包含一回放模組，該回放模組係配置以檢測該觸發訊號，該回放模組係配置以啟動對射頻輸出的該電抗補償的引入。
  22. 如請求項21所述之射頻電源供應系統，其中該控制器進一步包含一查找表，該查找表係配置以儲存由該回放模組引入的該電抗補償。
  23. 如請求項22所述之射頻電源供應系統，其中該控制器進一步包含一更新模組，該更新模組係配置以根據該第一射頻訊號的一電氣特性更新該電抗補償。
  24. 一種減少阻抗不匹配的方法，其包含：提供一第一電抗以控制在一第一頻率下產生一第一射頻訊號的一第一射頻功率源與一負載之間的一阻抗；以及在該第一射頻功率源與該負載之間提供一第二可變電抗，並響應於將該第一射頻訊號與一第二射頻訊號施加在該負載時所造成的一交互調變失真，而調整一第二電抗，以控制該第一射頻 功率源與該負載之間之該阻抗。
  25. 如請求項24所述之方法，進一步包含：響應於根據該交互調變失真而變化的一觸發訊號來調整該第二電抗，以響應於該觸發訊號來調整該第二可變電抗；以及根據該交互調變失真決定對該第二可變電抗的調整。
  26. 如請求項24所述之方法，其中該交互調變失真係根據電漿鞘層相對於該負載的電極的位置而變化，且該第一射頻功率源與該負載之間之該阻抗根據該交互調變失真而變化。
  27. 如請求項24所述之方法，其中該第二電抗包含一電容或一電感中的至少一個，且該電容或該電感中的該至少一個根據控制一二極體或一變容體中的至少一個而變化。
  28. 如請求項27所述之方法，其中根據施加至該二極體或該變容體中的該至少一個的端點的一偏置電壓，來控制該二極體或該變容體中的該至少一個。
  29. 如請求項28所述之方法，其中該第二可變電抗包含配置以輸出一控制訊號的一控制器，該控制訊號改變該二極體或該變容體中的該至少一個的該偏置電壓。
  30. 如請求項24所述之方法，進一步包含：在一第二射頻功率源與該負載之間提供一第三電抗，以控制該第二射頻功率源與該負載之間的一阻抗，該第二射頻功率源係在一第二頻率下產生該第二射頻訊號。
  31. 如請求項30所述之方法，其中該第一頻率係大於該第二頻率，且該第二可變電抗係與該第一電抗電性通訊。
  32. 如請求項24所述之方法，其中該第一電抗進一步包含耦接於該第一射頻功率源與該負載之間之一第一可變電抗，該第一可變電抗係配置以控制該第一射頻功率源與該負載之間的該阻抗。
  33. 如請求項32所述之方法，其進一步包含在該第二射頻功率源與該負載之間提供一第三可變電抗，以控制該第二射頻功率源與該負載之間的該阻抗。
  34. 如請求項33所述之方法，其中該第一頻率係大於一第二頻率，且該第二可變電抗係與該第一電抗電性連接。
  35. 一種非暫態電腦可讀取記錄媒體，其儲存指令，該指令包含：檢測一觸發訊號；以及響應於該觸發訊號，調整耦接於一第一射頻功率源與一負載之間之一可變電抗，以控制該第一射頻功率源與該負載之間的一阻抗，且該第一射頻功率源與該負載之間的該阻抗係根據一交互調變失真而變化，而該交互調變失真係於將該第一射頻功率源輸出的一第一射頻訊號與一第二射頻訊號施加在該負載時所造成。
  36. 如請求項35所述之非暫態電腦可讀取記錄媒體，其中該指令進一步包含：回放決定該可變電抗的調整的一序列；以及從一記憶體中獲取該序列。
  37. 如請求項35所述之非暫態電腦可讀取記錄媒體，其中該交互調變失真係根據電漿鞘層相對於該負載的電極的位置而變化，且第一射頻功率源與該負載之間之該阻抗根據該交互調變失真而變化。
  38. 如請求項35所述之非暫態電腦可讀取記錄媒體，其中調整該可變電抗係包含調整一電容或一電感中的至少一個，且根據控制一二極體或一變容體中的至少一個來改變該電容或該電感中的該至少一個。
  39. 如請求項38所述之非暫態電腦可讀取記錄媒體，其中該指令進一步包含調整施加至該二極體或該變容體中的該至少一個的端點的一偏置電壓。
  40. 如請求項35所述之非暫態電腦可讀取記錄媒體，其中該指令進一步包含以下至少之一：調整耦接於該第一射頻功率源與該負載之間之一第二可變電抗，以控制該第一射頻功率源與該負載之間的該阻抗；以及調整耦接於該第二射頻功率源與該負載之間之一第三可變電抗，以控制該第二射頻功率源與該負載之間的一阻抗，該第二射頻功率源係產生該第二射頻訊號。
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