TWI683517B - 用於電流合成器修正的系統和方法 - Google Patents

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詹姆士Ｒ 托克
那倫達Ｂ 卡亞希
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Abstract

一種可調整電流合成器(current synthesizer)，可以依據產生實際電流之電路的模型，產生代表實際電流之合成電流。電流合成器可以對源自實際電流之電流感測信號進行低取樣(under-sample)，以取得實際電流的一些取樣，其接著被用以調整合成電流，從而確保合成電流的準確度。實際電流的取樣值被與合成電流的對應產生值進行比較以取得偏移值。為了維持合成器結果的單調性(monotonicity)，偏移值被用以對合成電流之斜率做出調整。合成電流之斜率亦可以依據實際電流之斜率加以調整。實際電流的次奈奎斯特取樣(Sub-Nyquist-sampling)可以在下降斜率上被執行，並基於偏移量調整與下降斜率調整進行上升斜率調整。

Description

用於電流合成器修正的系統和方法
本發明係有關於一種電流合成器修正。
本案主張2014年5月8日申請的美國第61/990219號臨時申請案「電流合成器修正」的優先權，另主張2014年5月21日申請的美國第62/001162號臨時申請案「電流合成器修正」的優先權，再主張2014年9月30日申請的美國第62/057871號臨時申請案「電流量測期間電荷消除(Charge Cancellation During Current Measurement)」的優先權，所述臨時申請案之整體均被納入於此作為參考，彷彿其完全且完整地於此被提出。
直流對直流電壓轉換通常係藉由切換式電壓調節器或降壓型調節器(step-down regulator)執行，此等裝置亦稱為電壓轉換器(voltage converter)、負載點調節器(point-of-load regulator)或電源轉換器，其依照一或多個負載裝置的需要，將較高之電壓(例如，12V)轉換成一較低之數值。更廣義而言，電壓調節器與電流調節器一般被稱為電源轉換器，且當使用於本文之中時，電源轉換器一詞用以涵蓋所有此等裝置。一個普遍的架構使多個電壓調節器具備較高電壓的分配功能，各自產生一個不同的(或者可能是相同的)電壓至一或多個負載。切換式電壓調節器通常使用二或多個功率電晶體以將位於一電壓處之能量轉換成另一電壓。通常被稱做"降壓調節器" 的此一電壓調節器100之一常見實例顯示於圖1之中。降壓調節器100係一切換式調節器(或切換式電源轉換器)，其基本上切換一對功率電晶體(138與140)以在該等電晶體之共同節點SW處產生一方波。所產生的方波可以使用一個包含電感142及電容144之LC電路加以平滑化而產生所需的電壓Vout。其可以組構一反饋控制迴路，包含一誤差放大器(Error Amplifier)146、一比例積分微分(Proportional-Integral-Differential；PID)控制濾波器132、一脈寬調變器(Pulse-Width-Modulator；PWM)134以及一輸出控制電路136(其包含驅動電路以分別驅動高側及低側FET 138及140)，以控制該輸出方波之工作週期，從而控制所產生的Vout之數值。
諸如調節器100之電壓調節器有時係包含於一電流共用組態之中，其中透過共用的電壓源分配電力。相對於單一負載電源點或調節器，透過共用負載電源點的電力分配具有若干引人注目的優勢。透過一寬廣範圍的輸出電流的較佳效率、由備用機制支持的可靠度以及分佈式的散熱，電力分配或電流共用可被用以應付有關低電壓應用的日益增加的電流需求。一種電流共用組態之一實例顯示於圖2a之中。轉換器102、104及106(代表一第一、第二及第N轉換器)可以耦接至一數位通訊匯流排120，其中它們各別的調節電流輸出透過各別電感103、105與107以及電容110共用，以在由電阻112表示之一負載處提供單一電壓。其應注意，雖然圖2a之中的輸出級(HS FET與LS FET電晶體對)被顯示成位於各別轉換器的外部，但在圖1之中，輸出級被顯示成該轉換器/調節器的一部分，以最貼切地彰顯不同實施例的特定具體特徵。其亦應注意，雖然輸出級係轉換器之一功能部分，但舉例而言，當轉換器被組構於一積體電路(IC)之上時，控制 電路與輸出級可能會也可能不會被組構於同一IC之上。
類似圖2a所示的電流共用組態的另一拓樸結構係一多相調節器(multiphase regulator)。類似圖2a所示系統之一多相調節器之拓樸結構例示於圖2b之中。多相調節器280與圖2a所示的電流共用組態200的相似處在於其包含具有FET對(172/174與176/178)及電感(153與155)之多重輸出級。然而，該等輸出級提供一個單一輸出電壓(於電容160處，通往示範性的負載162，舉例而言)，且一單一控制器(例如，一控制器IC 152)可以配合一用於電壓反饋之單一輸入、一單一補償器(意即，PID)以及多重PWM輸出使用。該多重PWM輸出可以被提供至輸出控制(例如，驅動)電路154及156。在一些實施例之中，該(一或多個)輸出控制級亦可以是單一電路或IC的一部分，或者該等輸出級亦可以包含於控制器IC 152之中。位於多相調節器280之中的相間通訊匯流排(inter-phase communication bus)可以包含於控制器152之內，讓高頻寬電流能夠共用於一數位控制器之中。雖然圖2b的實施例之中僅顯示二輸出級，但許多實施例可以包含更多輸出級以類似所顯示的方式配置。熟習相關技術者應能領略，本文所揭示的轉換器(或電壓調節器)以及電壓調節器系統的各種例示係為了實現依據本文闡述原理的所有可能實施方式。
電源(調節器)控制
在許多調節器之中，有關電流(意即，電感電流，例如位於電壓源/調節器100的電感142之中的電流)的資訊對於促成一PWM控制器(諸如圖1之中的PWM控制器134)中的許多功能而言係不可或缺的。此等功能包含電壓準確度、暫態響應、電流平衡、電路故障防護以及遙測 (telemetry)。取得高品質電感電流資訊以支援此等功能可能是一控制器IC設計中最具挑戰性的需求。其可以就準確度、精密度、頻寬及延滯時間(latency)，將品質加以量化。高品質來自於高準確度、高精密度、高頻寬及/或低延滯時間。
相較於單獨進行過電流量測，從已知系統參數合成電感電流可以減輕取得電流資訊的許多挑戰。此係由於事實上一電感中的電流動態成分(意即，電流如何隨時間變化)可以計算自系統參數，且高精密度地取得該等系統參數遠遠不如取得電流本身之數值更具挑戰性。第一階系統參數包含跨電感之電壓以及電感值，[di/dt=V/L]。更精確的計算可以包含電感及/或開關漏損。而更複雜的計算可以包含非線性或者隨時間漂移的參數。所有此等特性均可以以相當低的代價在電路面積及功率消耗上進行估計或量測。更複雜的計算增進合成資訊的品質，但伴隨計算電路面積及功率消耗的代價。較高品質之合成(或計算)資訊可以降低提供遺漏的穩態電感電流成分所需的量測電路之成本。在一個其中的合成器係以數位邏輯方式設計且主要使用一類比電路量測穩態電感電流的系統之中，整體成本及功率最佳化均受益於依據摩爾定律(Moore's Law)所套用的分階模擬。此種取得輸出電流資訊的方式對於數位功率控制器而言可以非常具有吸引力。
本發明之一實施例揭示一種用於調整代表實際電流之合成電流的方法，該方法包含：依據產生一實際電流之一電路之一模型，產生代表該實際電流之一合成電流；取得該實際電流之一第一取樣值，包含在一第一時間點處對源自該實際電流之一電流感測信號進行取樣；從該第一 取樣值與代表該合成電流於該第一時間點處的一數值之一對應第一產生值取得一第一偏移值；以及依據該第一偏移值調整該合成電流。
本發明之另一實施例揭示一種電子系統，包含：一記憶體，被組構成用以儲存編程指令；一處理元件，被組構成用以執行該等編程指令；以及電源供應電路系統，用於供電給該記憶體與該處理元件的其中至少一者，該電源供應電路系統被組構成用以：依據產生一實際電流的該電源供應電路系統內之一電路之一模型產生代表該實際電流之一合成電流；藉由在一第一時間點處對源自該實際電流之一電流感測信號進行取樣以取得該實際電流之一第一取樣值；從該第一取樣值與代表該合成電流於該第一時間點處的一數值之一對應第一產生值取得一第一偏移值；以及依據該第一偏移值調整該合成電流。
本發明之又另一實施例揭示一種電流合成器，包含：第一電路系統，被組構成用以依據產生一實際電流之一電路之一模型產生代表該實際電流之一合成電流；一取樣電路，被組構成藉由在一第一時間點處對源自該實際電流之一電流感測信號進行取樣以取得該實際電流之一第一取樣值；以及一修正電路，被組構成用以：從該第一取樣值與代表該合成電流於該第一時間點處的一數值之一對應第一產生值取得一第一偏移值；以及依據該第一偏移值調整該合成電流。
100‧‧‧電壓調節器
102‧‧‧轉換器
103‧‧‧電感
104‧‧‧轉換器
105‧‧‧電感
106‧‧‧轉換器
107‧‧‧電感
110‧‧‧電容
112‧‧‧電阻
120‧‧‧數位通訊匯流排
132‧‧‧比例積分微分控制濾波器
134‧‧‧脈寬調變器
136‧‧‧輸出控制電路
138‧‧‧功率電晶體
140‧‧‧功率電晶體
142‧‧‧電感
144‧‧‧電容
146‧‧‧誤差放大器
152‧‧‧控制器IC
153‧‧‧電感
154‧‧‧輸出控制電路
155‧‧‧電感
156‧‧‧輸出控制電路
160‧‧‧電容
162‧‧‧負載
172‧‧‧FET電晶體
174‧‧‧FET電晶體
176‧‧‧FET電晶體
178‧‧‧FET電晶體
200‧‧‧電流共用組態
280‧‧‧多相調節器
300‧‧‧系統
301‧‧‧電源/調節器/轉換器
305‧‧‧記憶體
307‧‧‧週邊設備
310‧‧‧系統積體電路/處理元件
312‧‧‧電源控制IC
314‧‧‧電源控制IC
401‧‧‧系統
402‧‧‧系統
403‧‧‧系統
600‧‧‧降壓調節器輸出級模型
602‧‧‧開關
604‧‧‧開關
650‧‧‧示意圖
670‧‧‧示意圖
672‧‧‧電壓波形
674‧‧‧波形
700‧‧‧電壓調節器
702‧‧‧類比式壓降之信號路徑
704‧‧‧數位式壓降之信號路徑
706‧‧‧合成式壓降之信號路徑
708‧‧‧電流合成電路
712‧‧‧可編程電流感測放大器
714‧‧‧可編程電流感測放大器
800‧‧‧合成數位式壓降實施方式
802‧‧‧ADC
804‧‧‧電流限制電路構件
806‧‧‧PID補償器
808‧‧‧AC電流反饋
850‧‧‧相位
860‧‧‧相位
870‧‧‧相位
880‧‧‧PWM調變器
900‧‧‧低延滯時間/高解析度ADC
902‧‧‧高解析度ADC
1006‧‧‧取樣點
1008‧‧‧取樣點
1202‧‧‧取樣點
1204‧‧‧取樣點
1206‧‧‧取樣點
1208‧‧‧取樣點
1300‧‧‧耗損電路概念模型
1302‧‧‧模型電路
1400‧‧‧電感相對於電流之曲線
1402‧‧‧電感相對於電流之分階模擬圖形
1404‧‧‧圖形
1410‧‧‧實際的電感電流
1412‧‧‧模型化的電感電流數值
1502‧‧‧電感電流之實際取樣波形
1504‧‧‧電感電流之合成近似(預測)波形
1600‧‧‧電流合成器系統/電路
1602‧‧‧數位電流合成器
1604‧‧‧合成器取樣斜率
1606‧‧‧控制節點(斜率差異值)
1608‧‧‧控制節點(偏移值)
1610‧‧‧節點
1612‧‧‧ISEN取樣斜率
1614‧‧‧合成器取樣
1616‧‧‧節點
1618‧‧‧ISEN取樣
1700‧‧‧電流圖
1702‧‧‧合成電流波形
1704‧‧‧外推實際量測電流
1708‧‧‧沒有修正之下的合成電流波形延伸軌跡
1750‧‧‧電流圖
1752‧‧‧合成電流波形
1754‧‧‧外推實際量測電流
1756‧‧‧沒有修正之下的合成電流波形延伸軌跡
1900‧‧‧高增益電流感測修正路徑
1902‧‧‧電路
1904‧‧‧切換式電容電路
1906‧‧‧取樣級
1908‧‧‧取樣級
1910‧‧‧取樣級
1912‧‧‧ADC
2002‧‧‧電流取樣相位
2004‧‧‧電流取樣相位
2006‧‧‧電流取樣相位
2008‧‧‧電流取樣相位
2100‧‧‧電流波形放大圖形
2102‧‧‧合成電流波形
2104‧‧‧實際電流波形
2200‧‧‧波形圖
2202‧‧‧PWM(控制)波形
2204‧‧‧電感電流波形
2300‧‧‧輸入電流補償電路
2304‧‧‧取樣、反饋、電荷補償電容與開關電路
2308‧‧‧放大器
2310‧‧‧放大器
2404‧‧‧DCR濾波器電阻
2428‧‧‧級1可編程增益放大器
2460‧‧‧補償放大器
2480‧‧‧取樣電路
2490‧‧‧補償器電路
圖1顯示依據先前技術的一種亦被稱為降壓轉換器(buck-converter)之電源轉換器(power converter)之一實施例之電路圖； 圖2a顯示依據先前技術的一種以多重電壓調節器(voltage regulator)提供電流至一共同節點的電流共用組態之電路圖；圖2b顯示依據先前技術的一種以多重電壓調節器在一共同控制器的控制下提供電流至一共同節點之多相電流共用組態之電路圖；圖3顯示一種包含依據一新穎電流合成器運作之一電源/負載點調節器的系統的局部方塊圖；圖4顯示可以包含一新穎電流合成器之實施例的裝置之示例；圖5顯示依據一實施例之一電壓調節器的一簡單模型；圖6顯示依據一實施例之諸如顯示於圖1中之降壓調節器的一降壓調節器模型，以及代表該模型之輸出電壓與負載電流響應的圖形；圖7顯示一電壓調節器之一實施例之一局部邏輯圖，例示各種不同的選替性壓降(droop)實施方式；圖8顯示依據一實施例之使用於一合成數位式壓降實施方式之系統構件之局部邏輯圖；圖9顯示一合成數位式壓降實施方式中之一ADC之連接之一實施例；圖10顯示一示意圖，例示一PWM控制信號與因應該PWM控制信號所產生的一電感電流之間的關係；圖11顯示一電流合成器的一基本模型之一實施例，部分地基於依據一實施例之一切換式電壓調節器之輸出級；圖12顯示依據一實施例的一個相對於一PWM控制信號之估計電流與感測電流的示意圖；圖13顯示依據一實施例的標示出各種電阻之一損耗電路(lossy circuit) 之一概念模型及一簡化模型；圖14顯示依據一實施例之概念性的電感相對於電流之示意圖，其中具有將電感分階模擬(scaling)成非線性模型的可程式斷折點；圖15顯示電流波形，依據一實施例，例示對應於電感電流之一實際取樣波形與一合成近似(預測)波形二者；圖16顯示一新穎可調整電流合成器之一實施例；圖17顯示一電流圖，依據一實施例，例示合成電流波形之最大正偏移量修正；圖18顯示一電流圖，依據一實施例，例示合成電流波形之最大負偏移量修正；圖19顯示可被用以取樣一實際電流之一低偏移、高增益電流感測路徑之一實施例；圖20顯示依據一實施例之四個連續電流取樣相位之一系統響應之電流圖；圖21顯示圖20的其中一電流取樣相位之放大圖形；圖22顯示一波形圖，依據一實施例，例示電流感測波形遮罩；圖23顯示圖19之電流感測路徑之第一級之一實施例之一局部方塊圖，包含一輸入電流補償電路；而圖24更詳細地顯示圖23所顯示之局部方塊圖的各部分。
儘管本發明容許各種修改與選替形式，然其具體實施例仍藉由舉例顯示於圖式之中並且將於本文詳細說明。然而其應能理解，圖式及其詳細說明並非預計將本發明限制於所揭示的特定形式，相反地，其預計涵蓋落入 所附申請專利範圍所界定的本發明之精神和範疇內的所有修改、等效及選替。其應注意，標題僅係供系統性編排之用途，並非為了用以限制或解讀說明內容或申請專利範圍。此外，請注意「可以」一語被以一種容許性的意義(意即，有可能、能夠)使用於本說明書通篇各處，並非強制性的意義(意即，必須)。「包含」一詞，及其衍生語，意味「包含，但不限於」。「耦接」一詞意味「直接或間接地連接」。
如前所述之合成電流之使用眾所周知。然而，將合成電流使用於所有電感電流相關功能(例如，在一PWM控制器之中)需要先前未曾實現於電流合成器中的準確度。本文所述之方法慮及預計能符合至少前述控制器特徵之準確度與精密度規格之精確電流合成。在諸如峰值電流限制或故障偵測的需要精確動態電流的構件之中，精確的合成可以大幅地改善目前的控制器效能(例如，目前PWM控制器之效能)。
整體而言，本文所揭示的調節器的各種實施例可以包含設計以輔助切換式調節器/電源之最佳化運作的電源(或電源轉換器或電壓調節器)控制電路，包含免除執行全功能電流量測之需要的精確電流合成。圖3顯示一系統300之一實施例之一方塊圖，其包含一依據本文所述之原理設計之電源301，其將進一步詳述於後。系統300包含提供一或多個供應電壓給系統積體電路(或處理元件)310之一電源/調節器301的至少一樣例、一或多個週邊設備307以及記憶體次系統(或記憶體)305。記憶體305可以包含，舉例而言，能夠由處理元件310執行以執行各種系統功能的編程指令，其亦可以包含控制及/或操作週邊設備307。
在一些實施例之中，可以包含超過一個電源/轉換器301之樣例。此外，調節器301可以包含一或多個電源控制積體電路，諸如電源控制IC 312與314。電源控制IC 312與314可以包含各種構件，諸如反饋控制電路、PWM調變電路、輸出級控制電路等等。電源控制IC可以另包含一電流合成器，用以合成使用於執行電源301之控制的電流。此外，在一些實施例之中，該控制電路可以並未包含於一或多個獨立IC之上，且可以單純地係電源301的一部分。整體而言，電源301的各種實施例可以被分成兩種主要構件，包含高側及低側FET的驅動級，以及包含執行驅動輸出級FET之驅動信號的控制的元件的控制電路。如圖3所顯示，該控制電路係實施成一IC之形式，可以耦接至一驅動級(諸如圖1所示之輸出控制級136)，或者其可以直接耦接至(一或多個)高側FET以及(一或多個)低側FET，諸如圖1中的FET 138及140。在一些實施例之中，系統300本身可以是一系統單晶片(system on a chip；SOC)，藉以使得系統300係一IC，具備所有構件，包含電源301與電源控制IC 312及/或314之構件，同一IC的一部分。
週邊設備307可以包含任何所需之電路，取決於系統之類型。舉例而言，在一實施例之中，系統300可以包含於一行動裝置(例如，個人數位助理(PDA)、智慧型手機等等)之中，且週邊設備307可以包含用於各種類型無線通訊之裝置，諸如Wi-Fi、藍芽、細胞式(cellular)、全球定位系統等等。週邊設備307亦可以包含額外儲存器，包含RAM儲存器、固態儲存器或磁碟儲存器。週邊設備307可以包含使用者介面裝置，諸如一顯示螢幕，包含觸控顯示螢幕或多點觸控顯示螢幕、鍵盤或其他輸入裝置、麥克風、揚聲器等等。在其他的實施例之中，系統300可以包含於任何類 型的計算系統(例如，桌上型個人電腦、膝上型電腦、工作站、上網機(net top)等等)之中。此外，系統記憶體305可以包含任何類型之記憶體。
圖4之中例示可以包含系統300的全部或一部分，更具體言之，包含電源301及/或電源控制IC 312及/或314的計算系統的一些實施例。系統401可以代表一桌上型電腦，系統402可以代表一膝上型電腦，而系統403可以代表具有一無線鍵盤之平板電腦或智慧型手機。系統401可以包含一或多個人機介面裝置(human interface device；HID)，諸如一鍵盤、一滑鼠、一麥克風、一攝像機等等。系統402及系統403可以與系統401包含類似的HID。未例示的其他裝置，諸如智慧型電視或視訊電玩遊戲機亦可以包含諸如本文所述的電源或電源控制器之各種形式或實施例。其應注意，例示於圖4之中的電腦系統僅係提供做為示例。具有電源/調節器及電源控制IC的其他類型系統係有可能存在即可以設想出來的。
壓降(Droop)
壓降之特徵可以被表示為基本上由負載電流之變化在輸出電壓上所造成的變化。亦廣泛地被稱為有效電壓點(active voltage positioning)或者AVP，壓降界定出電壓調節器之輸出電阻。然而，壓降之實施通常係藉由將調節器的目標輸出電壓操縱成在未使用一明確電阻下與其輸出電流成正比。此避免掉關聯輸出路徑電阻之功率損耗，並且可以讓一特定設計中所採用的壓降強度能夠有較大的彈性。圖5顯示一電壓調節器之一簡單模型之一示範性實施例，將有效輸出阻抗模擬成輸出電壓之變化與輸出電流之變化的一比例。圖6顯示一降壓調節器輸出級(諸如顯示於圖1中的那一個)之一模型600之一示範性實施例，分別以開關602與604模擬輸出功 率級電晶體138與140。電感電流(Iinductor)依循負載電流(ILOAD)，如示意圖650之中所例示，但無法即時改變。調節電壓輸出VREG相對於時間之行為例示於示意圖670之中。如示意圖670之中所見，電感電流的無法即時改變在負載被施加或連接至輸出端之時，還有負載卸離期間(意即，當一負載被從輸出端斷開或分離之時)，造成下衝(undershoot)與上衝(overshoot)，如電壓波形672所例示。電壓波形672代表不存在一壓降時的輸出電壓。然而，若存在一壓降電阻RDROOP，則目標輸出電壓跟隨負載變化，故在施加負載時，輸出下降至下衝的位準，但負載卸離時並未發生上衝，如波形674所例示。此在具有巨大步降比例的系統之中特別有用，因為在此類系統中，電流呈斜波形式下降的速度比其呈斜波形式上升的速度緩慢，使得系統更容易出現上衝。
如示意圖670之中所示，在電流暫態期間，AVP可以有效地降低從預期電壓之偏離。在如圖所示加入RDROOP的情形下，所需要的電壓調節器容忍頻帶(VTB)從沒有壓降的VTB1縮減成有壓降的VTB2。一較低的容忍頻帶能夠對整體系統帶來一些助益。例如，其可以降低負載上的電壓應力(voltage stress)，且其可以降低PWM控制器之中的電壓感測電路的動態範圍需求。AVP亦藉由最大化指定電壓容忍度之使用而讓其能夠最小化電容值。壓降因此利用了具有施加負載的縮減輸出電壓要求之優勢，且可以在高電流汲取之時藉由降低電壓而在電壓調節平台之中降低功率/增加效率。壓降實施方式可以是類比連續時間式或取樣時間式、完全數位式或者合成數位式壓降。
在支援壓降的系統之中，壓降特徵可以驅動電感電流資訊的 準確度與延滯時間之要求。由於壓降直接影響經過調節的輸出電壓，故壓降計算中的準確度預期應與調節器輸出電壓之準確度規格成正比。壓降計算裏頭的延滯時間可以使得目標電壓之調整較實際電流負載緩慢。此時間差異可以進而造成安頓波形(settling waveform)中的失真，其中輸出電壓以非單調性的方式調整，此可能對一些系統不利(這種效應通常被稱為「回鈴(ringback)」)。
類比式壓降實施方式包含連續時間式或者取樣電流感測加總連續時間式或者取樣電壓感測式。數位式壓降包含利用高速類比至數位轉換器(ADC)將取樣電流及取樣電壓二者轉換成代表電流及電壓的數位數值，而後使用數位化數值進行數位式的相乘與加總。最後，合成數位式壓降一般而言包含以一ADC直接轉換輸出電壓(數值)，但並非進行電流(數值)的直接轉換，而是使用系統的習知參數合成電流波形。電流被數位式地相乘及加總，並加入數位化的電壓數值。圖7顯示一電壓調節器700之一實施例之一局部邏輯圖，例示各種不同的選替性壓降實施方式；線條702(實線)描繪出類比式壓降之信號路徑，顯示額外的可編程電流感測放大器712及714，其造成高功率消耗、延滯時間及增加的雜訊。線條704(虛線)描繪出數位式壓降之信號路徑，其需要一高取樣率ADC，可能前置一電流感測放大器，此亦等同於高功率消耗、顯著較高之延滯時間及增加的雜訊。最後，線條706(點線)代表合成式壓降，其具有低功耗、極低延滯時間及零雜訊的優點，但具有難以妥善分階模擬的缺點。如圖7所示，一電流合成電路708被使用於實施合成數位式壓降。
依據上述，圖8顯示一合成數位式壓降實施方式800之一實 施例之局部邏輯圖。顯示於圖8之中的實施方式以高準確度電流合成的方式運作，其可以以一較低速度ADC 802執行以修正穩態位準。此合成數位式壓降系統就迴路中的電流資訊而言亦具備負延滯時間的特性，容許較佳的迴路穩定性，且另外其運作下，來自電流感測路徑的雜訊很低或者沒有雜訊(電流感測ADC 802可以被顯著地過濾)。其應注意，前述之延滯時間係負的，因為合成器可以察知PWM波形的形狀，不會透過驅動器電路產生PWM輸出的延滯時間或傳播延遲，此通常是數十奈秒。換言之，如圖8所示，其可以藉由合成每一相位(850、860、870)之電流波形並使用該等合成的電流實施壓降。因此，其可以使用一個已經依賴於一電流合成器以供調變之基本迴路架構，且若合成電流數值的準確度足以符合壓降需求，則相對於數位式壓降，系統800不僅產生低延滯時間，且其可以產生負延滯時間。此外，當使用一高速、高解析度全電壓範圍ADC 802，其對於電流感測路徑可以具有所需的雜訊隔離特性。
其應能理解，壓降係一調節迴路中的一種電流反饋之形式。可能會或者可能不會影響調節器輸出的穩態數值的其他形式之電流反饋類似地受益於本文所述之各種電流合成系統及方法所支持的低延滯時間、低雜訊及高準確性電感電流資訊。一種這樣的電流反饋機制於圖8之中被例示成「AC電流反饋」808。此反饋路徑補充了PID補償器806的微分「D」構件。微分補償對於延滯時間及雜訊特別敏感，二者均透過一合成電流的使用而被大幅地改善。
「電流限制」電路構件804實施電感電流限制。藉由將電流限制功能804放置於控制迴路中的此位置處，可以執行預防性電流限制。 通往電流限制區塊804的「新電流」輸入係基於合成電流，其係電感電流之一準確代表，且另基於修正電流，其代表在補償器806之中計算以修正任何輸出誤差電壓，或Verror，之電流變化。在此組態之中，電感電流並不需要超過一臨限值以起始電流限制，因為PWM調變器880被禁止接收一超過預定限制之電流之指令。此亦排除PWM調變器880的任何改寫或旁通(bypassing)以達成電流限制。更多傳統型電流限制方法造成反作用性的電流限制，其中的電感電流必須超過一限制值而必須針對電流限制進行一些量測，此通常阻止PWM調變器以停止電感電流的斜坡式增減。偵測及反應的延滯時間通常要求電流限制被保留餘裕以容納限制被超過之後所產生的額外電流增減。此餘裕之保留降低了一組特定構件公差的有效運作範圍。
如前所述，其可以在實施合成數位式壓降之時使用一低延滯時間/高解析度ADC。圖9顯示此一ADC在一諸如圖8所示的實施方式之中的連接之一實施例900。藉由從控制/調節迴路移除參考DAC，測試可以被簡化。如圖9所示，輸入端可以是一高解析度ADC 902且可以被直接測試。關聯該DAC之延滯時間可以從而被去除，而可以針對故障使用絕對電壓限制。其亦在一較寬的範圍上(不限於一誤差ADC電壓範圍)容許一更線性的響應。因此，從數位迴路的觀點而言，電流合成器可以直接饋入電壓ADC輸出，以在執行數位計算後即快速地改變Verror。若無此實施方式，則關聯調整(改變)一類比參考及數位化該調整(改變)的延滯時間可能使得其無法使用一合成數位式壓降。其亦應注意，壓降中的低延滯時間進一步減少了ADC 902的動態範圍要求。
準確的電流合成
如前所述，準確的電流合成促進其獲得精確的壓降。亦如先前所述，在一切換式電源/電壓調節器PWM控制器之中，電流資訊(意即，有關於電感電流的資訊)對於包括響應時間及安頓的許多項目之中至關重要。電流合成藉由降低電流迴路中的延滯時間促成系統維持穩定而具有較高之相位餘裕。本文所揭示的各種實施例讓電流合成能夠輔以準確的、低延滯時間電感電流量測以在支援一切換式調節器中的多種特徵。此等特徵不僅包含壓降，亦包含電壓調節、故障防護、遙測、以及在多相調節器情形下的電流平衡。
在許多實施例之中，一電流合成器可以被調整以增加準確度(與低頻量測一樣準確，且比高頻量測準確)，並降低成本。電流波形的總體形狀之模型可以被塑造成嵌入非理想性質，使得合成器透過高速的斜坡形式增減而依循實際的電流，同時使用相當低頻寬的反饋以供調整。此可以透過減少調整所需的量測上之負擔而降低成本，並藉由一個相較於直接量測能夠達成者容許更緊密追蹤的準確模型增加準確度，因為合成器之中不存在延滯時間誤差(零延滯時間是不可能以量測的方式達成的)。電流波形的形狀的訊息可以發揮重要功效以相對於奈奎斯特準則(Nyquist criteria)大幅地對實際電流進行低取樣。換言之，電流波形的形狀的訊息可以使其能夠針對由實際電流導出的電流感測信號進行次奈奎斯特取樣。在可以致使合成器偏離實際電感電流的所有非理想性質之中，電感非線性可能居於首要地位。此係由於當電感電流增加之時，電流的變化速率可能發生劇烈變化。在一典型的情境之中，在單一PWM脈波的時間長度期間，電感可以改變10%至20%。若電感被允許接近飽和，則變化可以高達50%。此外，其可以 執行合成器伺服對量測(servo-to-measurement)的基於優先等級之調適以藉由計算偏移量，而後下降斜率，而後上升斜率以確保收斂，其透過減少調整所需的量測上之負擔而降低成本。換言之，對實際電流(波形)進行低取樣可被用以取得接著用來計算相對於合成電流波形之一偏移量的取樣值，其修正合成電流波形以追蹤實際電流波形。此外，其可以相對於PWM輸出對電流波形上的取樣時間進行顫動，以避免任何同步干擾毀壞量測，此降低了將雜訊耦合入電流的風險。最後，電流感測輸入不需要被緩衝。電流可以被直接取樣(例如，從接腳)且從每一取樣產生之輸入電流可以藉由在後續的取樣上注入一相反的電荷而被抵消，此降低電流量測路徑的成本及電力消耗。
針對增加準確度調整一電流合成器
由於PWM脈衝寬度可以被直接控制，故可以知道將在電感中加入或減去的電流量。PWM輸出可以直接透過(一或多個)電感控制電流，舉例而言，如圖1中的PWM控制134所例示。介於PWM信號與電感電流之間的關係亦例示於圖10之中，顯示相對於一PWM脈衝之輸入感測電流。如同在圖10之中所見，取樣點1006及1008代表得到的取樣值，其中取樣周期Tsample在時間上分隔取樣點1006及1008。換言之，在一數位系統之中，其可以知道PWM輸出，即使在其離開控制器之前，因此即使在PWM輸出使其通過功率級之前亦然，此讓合成電流能夠在實際電流產生之前即被計算出來。然而，儘管電感電流的基礎相當簡單，但各種誤差來源均可能影響電流合成的準確度。此等來源包含功率級延遲、功率級異象(此可能在巨大負電流期間開機之時出現)、電感差異、電感非線性、電阻(一溫 度之函數)以及當FET(例如，圖1之中所顯示的FET 138與140)二者皆關閉之時的二極體電壓滑降。然而，電感電流可以被預測，且其可以藉由使用實際電流量測補充計算之不足以改善電流預測的準確度而增進準確的電流合成。以此方式，預測電流可以與量測電流進行比較，以確認前者是否等於後者。
電流合成器的一種基本模型顯示於圖11之中，部分根據電壓調節器之輸出級(意即，圖1中的FET 138與140)。電流波形的總體形狀之模型可以被塑造成嵌入非理想性質，使得合成器將透過高速的斜坡形式增減而依循實際的電流，同時使用相當低頻寬的反饋以供調整。圖11所示之電流合成器內的基本模型包含一個代表FET的狀態(導通狀態/關閉狀態)、對應至每一FET的阻抗(RH與RL)、電感(L)、DCR(電感的等效串聯電阻)、以及二極體(VJ)。對於PWM波形的每一個狀態，計算出來的電流變化可加以更新。若其中一種電流斜率難以量測，例如上升斜率，則可以量測另一種斜率，例如下降斜率，或者是量測已知信號良好的斜率，且其可以依據量測的斜率計算該另一種斜率。此程序例示於圖12之中，其顯示相對於PWM信號(脈衝)的估計電流及感測電流之一示意圖，其中多個取樣點1202至1208標示於下降斜率之上。其應注意，圖11所顯示的模型是一個線性模型。當使用圖11所顯示的模型之時，納入考慮的重要因素包含構件數值、電感非線性、溫度相關性、FET驅動時序誤差、不連續的(二極體)導通、直流準確度(此可以透過量測修正)以及斜率/電感精確度。因此，如圖12所顯示，偏移量誤差於每一取樣處被量測，而斜率誤差於取樣之間量測。其可以在第一取樣的等候時間之後(意即，在安頓期間計數之後)加入一取樣時間 顫動(dither)，而後可以針對斜率執行連貫的取樣。此程序將同步雜訊或干擾予以平均，並且確保高信號品質。
圖13顯示一耗損電路之一概念模型1300(根據圖11所顯示的模型)，標示出可能發生作用的各種電阻，包括低側FET的導通電阻(RonEFF)、電感的等效串聯電阻(DCR)以及可能存在的任何印刷電路板電阻(RPCB)。在一組實施例之中，實施的模型可以使用一個單一集總式及可程式電阻(Rloss)，如圖13之中的模型電路1302所示。此例中的Rloss代表電路1302之中有作用的所有「伴隨出現的」電阻。概括而言，為了降低誤差來源的複雜性，可以大致估計誤差來源並依靠修正迴路排除任何殘餘的誤差。因此，損耗項目可以被一起集總成如同在電路模型1302中所看見的單一項目Rloss之內，且電感非線性可以被分成八個非線性的步幅，舉例而言，其在一FPGA(現場可程式邏輯閘陣列)模擬環境之中可以非常有效。此進一步例示於圖14之中，其顯示概念性的電感相對於電流之曲線於圖形1400之中，以及顯示成分階模擬電感(L)的可編程斷折點的八個步幅於圖形1402之中。實際上，電流斷折點(意即，代表電流的斷折點)被挪移以模擬電感的非線性。在所顯示的示例之中，其使用2的分數冪次來定義一組離散的電感值：L*[(1)；(1-1/256)；(1-1/128)；(1-1/64)；(1-1/32)；(1-1/16)；(1-1/8)；(1-1/4)；(1-1/2)]。此一實施方式容易產生一低成本邏輯實施方式。如同在圖形1404之中所見，曲線1410代表實際的電感電流，而曲線1412則代表性模型化的數值。由於源於非線性電感的斜率變化發生得太快而無法被準確地追蹤，故該非線性模型被塑造成盡可能地取得準確的一個近似，且其可以使用PI(Proportional Integral；比例積分)控制迴路以對可能存在於該近似中的不準確 提供修正，此將進一步說明於後。
圖15顯示電流波形，例示對應於電感電流之實際取樣波形1502與合成近似(預測)波形1504二者。電流波形的形狀的資訊可以發揮重要功效以相對於奈奎斯特準則對實際電流大幅地進行低取樣。此外，其可以執行合成器伺服對量測之基於優先等級的調適以確保收斂，先決定偏移量，而後根據多個資料點決定下降斜率，而後根據位於二不同下降斜率部分上的資料點決定上升斜率。
如圖15所示，實際取樣值(例示波形自其外推出來)與對應的合成電流波形值之間在許多時間點處可能存在一誤差。實際電流與合成電流的各別數值對分別被標示成(A1,A2)、(B1,B2)、(C1,C2)及(D1,D2)。亦如圖15所例示，三點被量測於下降斜率之上。在許多實施例之中，其可以連續地(或相繼地)量測/取樣多個點，例如二或更多點，代表藉由相對於完整量測的縮減數目取樣點的次取樣(sub-sampling)或次奈奎斯特取樣。該等取樣點可被用以修正合成電流波形相對於實際電流波形的偏移量及斜率誤差。更具體言之，每一點均可被用以修正一偏移量誤差，如圖15之中有關點A1與A2之例示。此代表一快速修正且可以被表示成：‧偏移量誤差=A1-A2，‧偏移量誤差=B1-B2，‧偏移量誤差=C1-C2，以及‧偏移量誤差=D1-D2。此外，位於同一線上的點，例如A1、A2與B1、B2，及/或B1、B2與C1、C2，可被用以修正該線的下降斜率，其代表一較慢速之修正，且可以被表示成： ‧下降斜率誤差=(A1-B1)-(A2-B2),，以及‧下降斜率誤差=(B1-C1)-(B2-C2)。最後，其間具有一上升斜率的兩個點可被用以偵測上升斜率誤差，或者用以修正直線的上升斜率，此代表最慢速的修正，且可以被表示成：‧上升斜率誤差=(C1-D1)-(C2-D2)。
整體而言，其可以根據對應的一對數值點執行偏移量偵測/修正，該對數值點分別代表電感電流之一實際取樣值與位於同一(指定)時間點處之對應至該電感電流之一合成(預測/產生)電流波形之一數值。接著其可以依靠該偏移量修正以修正該合成電流之一下降斜率，且該下降斜率接著可被賴以修正該合成電流之上升斜率。其應注意，雖然點(及量測)被顯示成係針對下降斜率所做出，但若電流波形的傾斜度容許對上升斜率進行多次適時的量測，則選替性實施例可以針對上升斜率做出量測。儘管本文並未顯示此類實施例，但其均係可能且可被設想出來的。
圖16顯示可被用以合成/預測電流之一電流合成器系統/電路1600之一實施例，舉例而言，其可以是能夠使用於一調節器之輸出電壓之更準確的控制。系統1600能夠維持電流合成的高準確度。其利用標準PI迴路控制偏移量及斜率誤差，且透過斜率變化施用修正以維持波形單調，因為非單調性之步幅可能觸發一反饋迴路之中的有限循環的不穩定。換言之，為了維持高準確度，標準控制理論PI迴路可被用以修正系統之內的偏移及斜率數值。如圖16所示，一數位電流合成器1602可以產生(或合成)預計代表(例如，圖1之中的電感142的)電感電流之一電流波形，並在其輸出端輸出此合成信號-代表該電感電流。在節點1616處取得提供於1618處 之一實際電流感測器取樣(意即，源自實際電感電流之一電流感測信號之一取樣值)與提供於1614處之(時間上的)對應合成器取樣之間的差異，從而產生提供至控制節點1608之一偏移值。相仿地，在節點1610處取得提供於1612處之一取樣斜率值(此可以自一對取樣值獲得)與提供於1604處之(時間上的)對應合成器取樣斜率值(此可以自一對合成器取樣值或者一對代表合成波形之產生數值獲得)之間的差異，從而產生提供至控制節點1606之一斜率修正值。位於控制節點1606與控制節點1608處的參數(參數1及參數2)分別代表P(比例)與I(積分)項的控制參數，以對每一偏移及斜率修正實施一PI控制迴路。通往數位電流合成器1602的輸入代表對應至圖11、圖13與圖14中所例示模型之相關數值。數位電流合成器1602接著使用偏移量調整與斜率調整以調整輸出，意即，呈現於數位電流合成器1602的輸出端處的合成電流波形。
圖17顯示一電流圖1700，例示合成電流波形1702相對於一外推實際量測電流1704之正誤差修正。合成器輸出(例如，數位電流合成器1602的輸出)可以利用斜率調整加以更新以確保合成器結果的單調性，並協助穩定反饋迴路。換言之，雖然其可以取得實際電流(根據實際電流的取樣值)與合成電流(根據位於與實際電流被取樣的相同時間點處的合成電流之取樣)之間的偏移值，但其可以根據該等偏移值對合成電流之斜率，而非合成電流之即時數值，進行調整，從而確保合成電流結果的單調性。一最大單一正修正可以被指定成估算斜率除以一因子二(2)。因此，若偏移量誤差大於零(0)，則合成電流的估算斜率可以被除以2，直到線條1702與1704相交為止。從波形1702延伸的虛線部分1708代表在沒有修正之下，合成電流 波形1702將延伸的軌跡。正誤差修正表示實際量測電流值大於當時對應的合成電流值。再次參見圖16，此將適用於提供於1614處的產生數值低於提供於1618處的感測取樣值之時，因此1616之輸出高於零。
圖18顯示一電流圖1750，例示合成電流波形1752相對於一外推實際量測電流1754之負誤差修正。合成器輸出(例如，數位電流合成器1602的輸出)可以利用斜率調整再次加以更新以確保合成器結果的單調性，並協助穩定反饋迴路。一最大單一負修正可以被指定成估算斜率乘以一因子2。因此，若誤差小於零，則估算斜率可以被乘以2，直到線條1752與1754相交為止。從波形1752延伸的虛線部分1756代表在沒有修正之下，合成電流波形1752將延伸的軌跡。負誤差修正表示實際量測電流值低於當時對應的合成電流值。再次參見圖16，此將適用於提供於1614處的產生數值高於提供於1618處的感測取樣值之時，因此1616之輸出低於零。
其應注意，圖17及圖18之中例示的修正係屬於偏移量修正，而除了此偏移量修正之外，其可以修正合成電流之斜率值，根據實際電流與合成電流的各別斜率之間的差異進行斜率值之修正(如圖16所示，依據構件1612、1604、1610及1606)。換言之，因應實際電流之一取樣值與位於和取得該實際電流之取樣相同時間點處之合成電流之一對應取樣(產生)值之間的偏移量誤差，可以藉由執行該合成電流之斜率之一最大修正，實施偏移量修正。最大修正之一實施例可以包含，因應偏移大於零，將合成電流之斜率之目前數值除以一特定數值，以及因應偏移小於零，將合成電流之斜率之目前數值乘以一特定數值。此最大修正可以在每一次做出一偏移量估算或決定之時執行(意即，針對每一對取樣實際電流值與取樣產生/ 合成電流值進行)，直到偏移值等於零(或者低於一特定最小值，在該特定最小值以下，偏移值可被視為零，即便其並非完全等於零)為止，此可以被認定為表示實際電流波形與合成電流波形相交/重疊至一所要求的程度(如圖17及圖18所例示)，不需要進一步的偏移量修正。然而，正如先前也有提及，根據合成電流波形之斜率異於實際電流波形之斜率，合成電流波形之斜率可能也需要修正，此在前文參照圖16所示之系統針對斜率調整有所描述。此外，下降斜率與上升斜率各自均可加以修正，如前參照圖15所述。
圖19顯示可被用以取得實際電流波形取樣值之一低偏移、高增益電流感測修正路徑1900之一實施例。電路1902係代表位於一電壓調節器之輸出級中之一電感電流感測電路，舉例而言，或者更概括性來說，代表對其進行量測以獲得取樣值的電流(波形)的實際電流源(例如，1618與1612)。該電流感測修正路徑包含三個取樣級1906、1908及1910，ADC 1912可以自其產生一對應的數位數值。在一組實施例之中，取樣級1906可以是一切換式電容電路1904的一部分，其可被用以執行第一級之中的輸入電流補償以達成一高阻抗取樣輸入。如先前所述，且如同圖19之中所見，感測輸出並未被緩衝，而是可以直接對電流進行取樣(例如，從調節器及/或調節器控制電路實施於其上的IC之接腳)，且產生自每一取樣之輸入電流藉由注入一相反電荷而被抵消，換言之，透過切換式電容電路1904，抵消後續取樣上的電荷。輸入電流補償進一步詳述於下文之中標題為「電流量測期間的輸入電流補償」的段落。
圖20顯示四個連續電流取樣相位2002、2004、2006及2008之一系統響應之電流圖。位於每一相位的各別圖形中的虛線均代表實際電 流波形，而每一相位的各別圖形中的實線則代表合成電流波形。如圖20中所見，合成電流波形緊密地追蹤實際電流波形並有助於暫態迴路穩定性。圖21顯示圖20的相位2006的放大圖形，曲線2104代表實際電流波形而曲線2102代表合成電流波形。一旦ADC修正在暫態之後回復，該等修正即能夠在圖形上看見。
圖22顯示一波形圖2200，例示一個本文稱為「電流取樣遮罩」的概念。遮罩表示一個選擇一權重因子的程序，該權重因子影響電感電流的每一量測在決定量測電流與合成電流間之一誤差時被認定的重要度。該遮罩權重因此可以決定系統對修正此一誤差的反應有多快。遮罩容許電流追蹤系統將對於該追蹤系統而言可能有問題的數值的取樣加以忽略或不予重視，例如，由於在一特別量測中的干擾可能性，或者在系統狀態有問題的一時間點進行之一量測，或者在合成器模型知悉其偏好低取樣權重的一系統狀態期間。一示例性PWM(控制)波形2202可以是一切換式電壓調節器之一控制波形，其中IL(電感電流)波形2204代表因應至少該PWM波形所產生之電感電流。此PWM波形2202例示三種狀態：一低位準狀態，其中電感之開關端透過一低側開關或FET被主動式地拉升至一低電壓、一高位準狀態，其中電感之開關端透過一高側開關或FET被主動式地拉升至一高電壓以及一Mid/Hi-Z狀態，其中二開關或FET均處於一非導通狀態。在最終狀態，電感電流將對該二FET的其中一者的本體二極體施加順向偏壓，其係依據電感電流之極性所決定/選擇的目標FET。圖22亦描繪介於每一PWM狀態之間的過渡狀態。此等過渡狀態描述系統正處於從一事件進行安頓的一程序之中的時間區段，且假設並未在合成器之中被妥善地模擬。 對於每一PWM事件(上升信號緣、下降信號緣、中間驅動/Hi-Z狀態)，其可以針對每一特定的時間槽指定一時間周期(或時間長度)。該特定的時間槽可以被歸類成兩種主要類別，意即，一「安頓」時間槽，以及一「已安頓」時間槽。因此，如圖22所例示，每一PWM事件均可以存在一不同的「安頓」與「已安頓」時間槽。其可以對每一各別時間槽指定(界定)一各別遮罩權重，而以各別增益使用於各別時間槽期間所採用的量測資訊，以更新對應的電流感測資訊。
該等各別遮罩權重數值可以決定實際量測被用以修正合成電流波形到何種程度。例如，圖22之中顯示四種不同數值，其中0代表無影響/無修正/開迴路、1代表微小影響/修正/慢速修正、而10代表高遮罩權重/巨大影響/快速修正。居於其間的任何數值可以依據該數值大小代表一中間等級之修正。此促進對應電流感測波形中的每一區域之使用，同時將實際電流感測波形可能雜訊很大或就是無效的波形區域中的遮罩權重加以限制或者歸零。換言之，其提供一種方式，進一步控制實際量測值如何用以修正合成電流波形。如同可在圖22之中所觀測到的，且參照之前的圖15、17及18，此係控制(在電流波形上的)何處實際獲得取樣以使用於修正合成電流波形的一種方式。例如，雖然其可以在GhiSettled時間槽的上升斜率處獲得取樣，但遮罩權重值顯示出，根據該取樣值的修正具有極其微小的影響。另一方面，在GloSettled時間槽的下降斜率處獲得的取樣具有一巨大的影響，如同由其高遮罩權重值所顯示。
準確電流合成的助益
依據上述內容，一電流合成器可以被使用於低微、甚至負的 延滯時間，且其可以僅使用斜率上的變化修正該電流合成器，以確保單調性。因此，如同先前也有提及，電流偏移量、上升斜率以及下降斜率均可以被獨立地修正。藉由在下降斜率期間對多個點進行取樣，或者在二或多個點可以被連續取樣的任何一處為之(若雜訊夠低的話，取樣亦可以於上升斜率處進行)，其可以相對於合成電流更新電流偏移量、下降斜率以及上升斜率，且可據以進行修正，使得電流合成器匹配並獲知系統響應，讓該系統在事件實際發生之前有所反應。取得低延滯時間電感電流資訊的能力透過使用一電感電流合成器被增強。為了使得電流合成器能夠準確，其可能需要追蹤影響電感電流流動的系統參數。此等參數包括電感本身、輸入及輸出電壓、電阻性損耗(resistive loss)以及開關導通與開關切斷時間。
輸入及輸出電壓可以在沒有顯著額外成本下被直接量測。電阻性損耗對於決定任何高效率電源轉換器之中的電流而言均係一薄弱的參數，可用一固定值來估計。開關導通與切斷時間係眾所周知的，而停滯時間(dead time)亦顯薄弱，可用一固定值來估計。電感具有一相對而言較寬鬆的公差(+/- 20%)且顯著地隨著溫度及電感電流本身變動。此種隨著電流的變動可能特別有問題，因為若非線性未被妥善地模擬，則合成器可能低估實際電流，此可能造成電感被驅動進入飽和狀態。然而，透過量測即時地追蹤此種非線性將破壞使用電流合成器之目的，該目的係避免必須做出(執行)快速、準確的量測。因此，非線性被納入模型之中，使得電感值隨著正被估計的電流值變化。此外，在PWM信號緣之後將顫動加入取樣延遲確保對於有關PWM信號緣關係的系統型雜訊之雜訊免疫。其亦可以藉由對電流波形的已知高雜訊時段施予遮罩而降低對雜訊的敏感性(當PCB上的多數雜訊 產生源可以被控制，因此可以準確地特定取樣的最佳時間)。
本文所揭示的改良電流合成之各種實施例之新穎特徵包含電感追蹤、電感非線性模型化、非線性模型結構、平滑L更新、斜率之直接取樣、針對雜訊免疫之取樣延遲變動、有效取樣遮罩、疏離非週期性斜率取樣之公差、獨立的偏移量以及上升斜率與下降斜率追蹤。其應注意，由於雜訊敏感性，偏移量PI迴路一般而言使用一個上達~1之增益，而下降斜率PI迴路則使用一個顯著較低的~0.1之增益，且上升斜率PI可以顯著地更低於下降斜率(通常0.025)。因此，若其對上升斜率而非下降斜率進行取樣，則可以分別改變增益。
藉由對每個電流波形區段捕取一個以上的取樣，其可以計算出電感電流的偏移量及斜率，因此可以在合成波形之中取得正確的斜率與偏移量。由於偏移量的量測從下降斜率量測中扣除，故偏移量修正與斜率修正無關。由於一妥善的下降斜率修正以及一妥善的偏移量修正二者均可取得，故其間具有一上升斜率的點之間的差異係相對於上升斜率誤差，因此電流合成器波形中的上升斜率亦得以被修正。此外，當對電流進行取樣之時，取樣時間可以被顫動以使其與PWM頻率不同步，且對於量測的任何系統位階干擾亦可以被顫動。合成器可被用以取得各種構件數值的準確估計，諸如電感值、電感損耗以及開關損耗。使用合成器之中的差異，量測之電流亦可以被使用做為一電路故障指標，此優於使用一絕對的電流限制，因為其防止系統在偵測到一故障之前必須接近一危險點。
合成器估計的構件數值可以進一步被用於準確的自動補償(auto-compensation)，且可組構的遮罩可被加入PWM波形，其中電流資訊最 好是未被選通(strobed)/量測，換言之，其中的電流並未被選通及/或量測。準確的電流合成亦可以在不受擾於電流路徑中一ADC之延滯時間下促成數位式壓降，在不使用一類比比較器下促成峰值電流限制，以及在PWM信號係高位準時藉由累積合成器中的電流流動而達成功率估計。其亦可以促進取得一可編程電感模型，為了對具有高頻電流負載衝擊的可能非線性電感變化達成快速調適。
因此，如同本文所述，一種改良電流合成器及電流合成器方法的各種實施例可以包含模型化電感非線性、本體二極體以及電阻性損耗。電阻性損耗之模型可以包含個別損耗元件、集總元件並且針對損耗使用一固定估計。準確的模型容許上升斜率追蹤、下降斜率追蹤以及偏移量追蹤。各種實施例可以具有基於優先等級之調適的特徵，藉以使得偏移量調整具有高於下降斜率調整的優先等級，而下降斜率調整則具有高於上升斜率調整的優先等級。取樣時間可被顫動，而伺服對量測之方法可以包含更新偏移量以修正介於合成數值與量測值之間的誤差，並且更新斜率以修正介於合成斜率值與量測斜率值之間的誤差。斜率誤差修正之達成可以是利用一個維持直到誤差等於零的固定斜率修正因子，並且亦透過使用一個動態斜率修正因子，藉以使得斜率修正成正比誤差。取樣遮罩提供用以選擇感測信號顯現預定品質之取樣點的方式。因此，其可以促成電感遙測、損耗估測、以及來自過度合成數值相對於量測誤差的電路故障偵測之新特徵，例如在PWM控制器之中。
電流量測期間的輸入電流補償
電流量測中之一誤差來源係關聯於來自電流感測器介接至 一非無窮大輸入阻抗量測電路之非零來源阻抗的損耗。在此等阻抗二者(或至少此等阻抗之比例)已知悉達一充分準確度的系統之中，或者在來源阻抗夠低的系統之中，位於介接處的損耗可以不足為慮。然而，在感測器阻抗未被充分知悉或者感測器阻抗係一極低數值的系統之中，可能需要一非常高輸入阻抗的量測電路以將介接處損耗誤差降低至一可接受的程度。此外，在納入數位電流量測的系統之中，從感測器取樣信號係數位化流程中的一個固有的部分。取樣電路通常具有適中的輸入阻抗，除非其前面存在一高阻抗連續時間緩衝器。此等緩衝器必須承擔電流感測系統準確度的完全責任，因此能夠大幅地增加數位電流量測的電路面積及功率消耗。一極高輸入阻抗取樣電路將對此類系統有所助益。
如同先前所述，在電流感測(取樣)程序期間，可以使用一多級電流感測路徑。一種這樣的電流感測(取樣)路徑例示於圖19之中。圖23顯示圖19之電流感測路徑之第一級1906之一實施例之一局部方塊圖，包含一輸入電流補償電路。如圖23所示，感測接腳ISEN_N及ISEN_P使用具有電感匹配時間常數τ=L/DCR=RFilt．CFilt之一RC濾波器，自一電感電流感測電路接收電流感測信號。此RC電路定義前述之電流感測器之來源阻抗。除了時間常數匹配需求之外，對於構件數值亦有實際限制，造成範圍通常在數百歐姆(Ω)到數千歐姆(kΩ)之間的電阻。ISEN_N及ISEN_P饋入一電路區塊2304，其包含取樣、反饋、電荷補償電容、以及切換式電路。放大器2308及2310運作於一切換式電容組態。放大器2308的輸出被提供至下一級(級2)。電路區塊2304之補償電容與放大器2310一起運作以在每一周期將等量電荷傾洩回ISEN_N及ISEN_P輸入端，此在下文亦會進一步詳述。
圖24更詳細地顯示圖23所顯示之局部方塊圖的各部分。在圖24所顯示實施例之中，電流感測輸入並未被緩衝，且取樣直接自該等接腳進行。其可藉由對一後續取樣注入相反電荷而抵消產生自每一取樣之輸入電流。更廣義而言，對取樣電容進行充電所造成的輸入電流可被實質縮減(至一被認為可忽略或可接受的水準以下)，或者藉由在一後續取樣時段期間於感測輸入端注入一對等的電荷量而被抵消。此外，輸入電流補償容許高阻抗取樣輸入。如圖24所示，在取樣電路2480中，級1可編程增益放大器(programmable gain amplifier；PGA)2428係產生一信號位準相關輸入電流之一切換式電容電路。源於此電流之跨DCR濾波器電阻2404的電壓滑落，若不加以補償，則造成一增益誤差。補償器電路2490進行運作而在每一周期將等量電荷提供回ISENSE輸入端(感測端與Ph端)，以將對級1PGA之取樣電容進行充電所需之輸入電流縮減至一特定位準以下(或將其抵消)。只要介於被取樣電路2480抽取之輸入電荷與正由補償器電路2490發送的補償電荷之間的時間差異小於DCR濾波器時間常數RFilt．CFilt至少一特定量，且取樣電路2480中的取樣電容值遠小於CFilt，則瞬間電荷誤差並未損壞量測。
舉例而言，參見圖24，假設級1PGA 2428之增益係4，則對於200fF之一取樣電容(Cs)數值而言，取樣電容值係4*200fF。因此，抽取自輸入端的電荷可以被表示成(4*200fF)*(DCR*I)，其中I係電感電流。在一48MHz(clkTs)之取樣頻率Fs處，跨濾波器電阻(RFilt)2402之平均電流及電壓滑落造成一個4*200fF*DCR*I*Fs之誤差電流，具有一增益誤差=(誤差電流*RFilt)/(I*DCR)，以及一38u*RFilt之誤差係數。對於一5KΩ的典型RFilt數值而言，若未予修正，則增益誤差=19.2%。因此，根據以上組態，具有補償 放大器2460之補償電路2490可以被操控而以5*200fF*(DCR*I)之電荷對一200fF電容(CSQ)進行充電，並將其連接回輸入端(感測端與Ph端)以抵消輸入充電電流。
概括而言，對於每一取樣，補償電路2490均可被操控以將抽取自前一取樣的輸入之電荷(意即，補償電路2490針對其將電荷提供(注入)回感測輸入端的取樣之前的取樣上抽取的電荷)之一特定倍數提供至感測輸入端。例如，若針對一第一取樣在輸入端抽取一特定數量之電荷Q，則針對一第二取樣(跟隨於該第一取樣之後者)，補償電路2490可以將Q之一特定倍數注入至感測輸入端。此有效地抵消輸入充電電流，提供一高輸入阻抗之電流量測路徑。
如同圖24之中所見，在取樣電路2480及補償電路2490係以全差動式切換式電容電路構成的一實施例之中，其具備電容式自動歸零偏移量之特徵。放大器(PGA)增益可以是基於放大器2428之增益設定。例如，當放大器2428之增益係4之時，放大器2460之補償(Qcomp)增益可以設定成1.25，及/或當放大器2428之增益係1之時，其可以設定成2。輸出共模(CM)可以由一切換式電容CMFB電路設定成1.65V。此外，其可以實施4位元精細增益設定以針對基於後佈局/矽驗證之調整增加彈性，具有範圍+/- 8%而增幅1.2%之Qcomp增益。
其亦應注意，在來自電流感測器之非零來源阻抗與量測電路之非無窮大輸入阻抗二者均已知悉(或至少此等阻抗之比例已知悉達一充分準確度)的系統之中，源於介接處由非零來源阻抗產生之漏損的電流誤差可以藉由其他方式加以修正。例如，當來源阻抗或者來源阻抗與量測電路輸 入阻抗之比例已知悉達一所需等級的準確度之時，誤差可以利用計算方式修正及/或抵消。此種情況下，其可以不需要將電荷注入感測輸入端(如前所述)，且誤差可以在產生對應於電流感測信號之量測的取樣值之時於較後端的級解決。
雖然以上已然相當詳細地說明了多個實施例，但在前述揭示完全領略之後，許多變異與修改對於熟習相關技術者將變得顯而易見。以下的申請專利範圍預計應被解讀為涵蓋所有的此等變異與修改。如先前所述，本文所揭示的單一周期預測式控制方法同樣可以適用於運用一控制機制以調節一所需狀態變數的各種系統，諸如輸出狀態變數或者其他調節狀態變數，以本文所述之方式為之。
1600‧‧‧電流合成器系統/電路
1602‧‧‧數位電流合成器
1604‧‧‧合成器取樣斜率
1606‧‧‧控制節點(斜率差異值)
1608‧‧‧控制節點(偏移值)
1610‧‧‧節點
1612‧‧‧ISEN取樣斜率
1614‧‧‧合成器取樣
1616‧‧‧節點
1618‧‧‧ISEN取樣

Claims (40)

  1. 一種用於調整代表實際電流之合成電流的方法，該方法包含：依據產生一實際電流之一電路之一模型來產生代表該實際電流之一合成電流；取得該實際電流之一第一取樣值，包含在一第一時間點處對源自該實際電流之一電流感測信號進行取樣；從該第一取樣值與一代表該合成電流於該第一時間點處的數值之對應的一第一產生值來取得一第一偏移值；以及依據該第一偏移值來調整該合成電流。
  2. 如申請專利範圍第1項之用於調整代表實際電流之合成電流的方法，另包含：取得該實際電流之一第二取樣值，包含在該第一時間點之後發生的一第二時間點處對該電流感測信號進行取樣；從該第二取樣值與一代表該合成電流於該第二時間點處的數值之對應的一第二產生值來取得一第二偏移值；以及依據該第一偏移值及該第二偏移值來調整該合成電流。
  3. 如申請專利範圍第2項之用於調整代表實際電流之合成電流的方法，另包含依據下列項目來調整該合成電流之一斜率：(i)一介於該第一取樣值與該第二取樣值之間的差異；以及(ii)一介於該第一產生值與該第二產生值之間的差異。
  4. 如申請專利範圍第3項之用於調整代表實際電流之合成電流的方法，其中該調整該合成電流之該斜率包含依據藉由從(i)減去(ii)所得到之一 斜率偏移量來調整該合成電流之該斜率。
  5. 如申請專利範圍第1項之用於調整代表實際電流之合成電流的方法，其中該依據該第一偏移值來調整該合成電流包含：藉由一特定量來調整該合成電流之一斜率。
  6. 如申請專利範圍第5項之用於調整代表實際電流之合成電流的方法，其中該調整該合成電流之該斜率包含：若該偏移值指出該第一取樣值大於該第一產生值，則對該斜率施用除法運算；若該偏移值指出該第一取樣值小於該第一產生值，則對該斜率施用乘法運算；以及若該偏移值小於一特定最小值，則維持該斜率不變。
  7. 如申請專利範圍第1項之用於調整代表實際電流之合成電流的方法，另包含：取得該實際電流之一或多個額外取樣值，包含在後續各別額外時間點處對該電流感測信號進行取樣；以及從該一或多個額外取樣值與代表該合成電流於該等後續各別額外時間點處之對應各別數值的對應的一或多個各別產生值來取得一或多個額外偏移值；其中該調整該合成電流包含依據該第一偏移值與該一或多個額外偏移值來調整該合成電流之一斜率。
  8. 如申請專利範圍第7項之用於調整代表實際電流之合成電流的方法，其中該取得該第一取樣值及該一或多個額外取樣值包含對該實際電流 進行低取樣(under-sample)。
  9. 如申請專利範圍第7項之用於調整代表實際電流之合成電流的方法，其中該調整該合成電流包含調整該合成電流之該斜率直到該第一偏移值與該額外一或多個偏移值的其中一者小於一特定最小值為止。
  10. 如申請專利範圍第1項之用於調整代表實際電流之合成電流的方法，其中該取樣該實際電流係在該實際電流之一第一下降斜率區段上被執行。
  11. 如申請專利範圍第10項之用於調整代表實際電流之合成電流的方法，另包含：取得該實際電流之一第二取樣值，包含在發生於該第一時間點之後的一第二時間點處在該實際電流之一第二下降斜率區段上取樣該電流感測信號，其中該實際電流包含介於該實際電流的該第一下降斜率區段與該實際電流的該第二下降斜率區段之間之一上升斜率區段；取得一代表該合成電流於該第二時間點處的數值之一第二產生值；以及依據該第一取樣值、該第二取樣值、該第一產生值以及該第二產生值來調整該合成電流之一上升斜率誤差。
  12. 如申請專利範圍第11項之用於調整代表實際電流之合成電流的方法，其中該調整該合成電流之該上升斜率誤差包含：取得代表一介於該第一取樣值與該第二取樣值之間的差異之一第一差異值；取得代表一介於該第一產生值與該第二產生值之間的差異之一第二差 異值；以及依據一介於該第一差異值與該第二差異值之間的差異來調整該合成電流之一斜率。
  13. 一種電子系統，包含：一記憶體，被組構成用以儲存編程指令；一處理元件，被組構成用以執行該等編程指令；以及一電源供應電路系統，用以供電給該記憶體及該處理元件的其中至少一者，該電源供應電路系統被組構成用以：依據產生一實際電流的該電源供應電路系統內之一電路之一模型來產生代表該實際電流之一合成電流；藉由在一第一時間點處對源自該實際電流之一電流感測信號進行取樣，以取得該實際電流之一第一取樣值；從該第一取樣值與一代表該合成電流於該第一時間點處的數值之對應的一第一產生值來取得一第一偏移值；並且依據該第一偏移值來調整該合成電流。
  14. 如申請專利範圍第13項之電子系統，其中該電源供應電路系統進一步被組構成用以：藉由在後續各別額外時間點處對該電流感測信號進行取樣，以取得該實際電流之一或多個額外取樣值；並且從該一或多個額外取樣值與代表該合成電流於該等後續各別額外時間點處之對應各別數值的對應的一或多個各別產生值來取得一或多個額外偏移值； 其中為了調整該合成電流，該電源供應電路系統進一步被組構成依據該第一偏移值與該一或多個額外偏移值來調整該合成電流之一斜率。
  15. 如申請專利範圍第14項之電子系統，其中該電源供應電路系統被組構成藉由取得該第一取樣值及該一或多個額外取樣值而對該實際電流進行低取樣(under-sample)。
  16. 如申請專利範圍第14項之電子系統，其中為了調整該合成電流，該電源供應電路系統被組構成調整該合成電流之該斜率直到該第一偏移值與該額外一或多個偏移值的其中一者小於一特定最小值為止。
  17. 如申請專利範圍第14項之電子系統，其中該電源供應電路系統被組構成依據取得自下列項目之一斜率偏移量來調整該合成電流之該斜率：(i)一介於該第一取樣值與該一或多個額外取樣值中之一第二取樣值之間的差異；以及(ii)一介於該第一產生值與該一或多個額外產生值中之一第二產生值之間的差異。
  18. 一種電流合成器，包含：一第一電路系統，被組構成用以依據產生一實際電流之一電路之一模型來產生代表該實際電流之一合成電流；一取樣電路，被組構成藉由在一第一時間點處對源自該實際電流之一電流感測信號進行取樣以取得該實際電流之一第一取樣值；以及一修正電路，被組構成用以：從該第一取樣值與一代表該合成電流於該第一時間點處的數值之對應的一第一產生值來取得一第一偏移值；以及 依據該第一偏移值來調整該合成電流。
  19. 如申請專利範圍第18項之電流合成器，其中為了調整該合成電流，該修正電路被組構成藉由一特定量來調整該合成電流之一斜率以回應該第一偏移值。
  20. 如申請專利範圍第18項之電流合成器，其中該取樣電路進一步被組構成藉由在該第一時間點之後發生的一第二時間點處對該電流感測信號進行取樣以取得該實際電流之一第二取樣值；以及其中該修正電路進一步被組構成依據基於下列項目所決定之一斜率偏移量來調整該合成電流之一斜率：一介於該第一取樣值與該第二取樣值之間的差異；以及一介於該第一產生值與對應至該第二取樣值且一代表該合成電流於該第二時間點處之數值的一第二產生值之間的差異。
  21. 一種電子系統，包含：一記憶體，被組構成用以儲存編程指令；一處理元件，被組構成用以執行該等編程指令；以及一電源供應電路系統，用以供電給該記憶體及該處理元件的其中至少一者，該電源供應電路系統被組構成用以：產生代表一實際電流之一合成電流；依據產生該實際電流的該電源供應電路系統內之一電路之一模型來計算該合成電流之一數值，其中該電路之該模型包含該電路中所包含之一電感之一非線性模型；並且 基於該實際電流的至少一量測值來調整該合成電流之該數值。
  22. 如申請專利範圍第21項之電子系統，其中該電路之該模型另包含關聯於該電路之電阻性損耗之模型化。
  23. 如申請專利範圍第22項之電子系統，其中該等電阻性損耗對應至下列項目的至少一項：位於該電路的一切換式功率級中之一低側開關之導通電阻；該電感之一等效串聯電阻；或該電路的至少一部分組構於其上之一印刷電路板之走線電阻。
  24. 如申請專利範圍第22項之電子系統，其中該等電阻性損耗被納入該電路的該模型之中做為一單一集總式及可程式電阻。
  25. 如申請專利範圍第21項之電子系統，其中該電感之該非線性模型包含一組離散電感值，其全體對應至該電感。
  26. 如申請專利範圍第25項之電子系統，其中每一離散電感值係關聯於該電感中流動的一電流之一不同各別數值。
  27. 如申請專利範圍第21項之電子系統，其中該電源供應電路系統進一步被組構成用以：基於該實際電流的複數個量測值來調整該合成電流之該數值；施加一各別權重因子至該複數個量測值中的每一各別量測值，其中該各別權重因子決定一等級及速度，該合成電流之該數值在該等級及速度上基於該各別量測值而被調整。
  28. 如申請專利範圍第21項之電子系統，其中該電路之該模型另包含該電路之一切換式功率級中所包含的一或多個切換式電晶體的至少一者之 一各別本體二極體模型。
  29. 如申請專利範圍第21項之電子系統，其中該電源供應電路系統進一步被組構成用以：對源自該實際電流之一電流感測信號進行取樣，以取得該實際電流之複數個量測值，該實際電流之該複數個量測值亦包含該實際電流的該至少一量測值；並且顫動(dither)該電流感測信號被取樣的取樣時間，使得該電流感測信號之取樣不同步於一控制信號之一切換頻率，其中該控制信號至少部分地決定該實際電流之瞬間數值。
  30. 如申請專利範圍第21項之電子系統，其中該處理元件進一步被組構成用以：當該合成電流之一目前數值與該實際電流之該至少一量測值之一對應目前數值的差異超過一特定量時，指示出一電路故障。
  31. 一種電流合成器，包含：一第一電路系統，被組構成依據產生一實際電流之一電路之一模型來產生代表該實際電流之一合成電流，其中該電路之該模型包含該電路中所包含之一電感的至少一非線性模型；以及一第二電路系統，被組構成基於該實際電流來調整該合成電流之一數值。
  32. 如申請專利範圍第31項之電流合成器，其中該第二電路系統包含：一取樣電路，被組構成藉由對源自該實際電流之一電流感測信號進行取樣以取得該實際電流的至少一取樣值；以及 一修正電路，被組構成至少依據該實際電流的該至少一取樣值以及該合成電流之一對應值來調整該合成電流。
  33. 如申請專利範圍第31項之電流合成器，其中該電路之該模型另包含關聯於該電路之電阻性損耗之模型化。
  34. 如申請專利範圍第33項之電流合成器，其中該等電阻性損耗對應至下列項目的至少一項：位於該電路的一切換式功率級中之一低側開關之導通電阻；該電感之一等效串聯電阻；或該電路的至少一部分組構於其上之一印刷電路板之走線電阻。
  35. 如申請專利範圍第33項之電流合成器，其中該等電阻性損耗被納入該電路的該模型之中做為一單一集總式及可程式電阻。
  36. 如申請專利範圍第31項之電流合成器，其中該電感之該非線性模型包含一組離散電感值，其全體對應至該電感。
  37. 如申請專利範圍第36項之電流合成器，其中每一離散電感值係關聯於該電感中流動的一電流之一不同各別數值。
  38. 如申請專利範圍第31項之電流合成器，其中該第二電路系統被組構成用以：取得該實際電流之複數個量測值；基於該複數個量測值來調整該合成電流之該數值；施加一各別權重因子至該複數個量測值中的每一各別量測值，其中該各別權重因子決定一等級及速度，該合成電流之該數值在該等級及速度上基於該各別量測值而被調整。
  39. 如申請專利範圍第31項之電流合成器，其中該電路之該模型另包含該電路之一切換式功率級中所包含的一或多個切換式電晶體的至少一者之一各別本體二極體模型。
  40. 如申請專利範圍第31項之電流合成器，其中該第二電路系統被組構成用以：對源自該實際電流之一電流感測信號進行取樣，以取得該實際電流之複數個量測值；並且顫動(dither)該電流感測信號被取樣的取樣時間，使得該電流感測信號之取樣不同步於一控制信號之一切換頻率，其中該控制信號至少部分地決定該實際電流之瞬間數值。
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