CN105099191B - 电流测量期间的输入电流补偿 - Google Patents

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Abstract

本申请公开了电流测量期间的输入电流补偿。电流测量电路可包括未经缓冲的输入，并且电流可直接从输入引脚被采样。从每个采样产生的输入电流可通过在后继采样上注入相反电荷而被抵消。这种来自引脚的直接采样增加了感测路径的共模输入范围而不一定要建立高线性轨至轨输入缓冲，因此降低了电流测量路径的成本和功耗。这也实现高阻抗输入采样。测量电路可包括多个采样级，其中第一采样级被实现为基于开关电容器的电路。耦合在从第一采样级的输出至输入引脚的反馈环内的补偿电路可作用以在每个周期将等效电荷提供回到输入引脚以抵消对第一采样级的采样电容器充电所需的输入电流。

Description

电流测量期间的输入电流补偿
优先权要求
本申请要求2014年5月8日提交的题为“Current Synthesizer Correction(电流合成器校正)”的美国临时申请S/N 61/990,219的美国临时申请的优先权益，进一步要求2014年5月21日提交的题为“Current Synthesizer Correction(电流合成器校正)”的美国临时申请S/N 62/001,162的优先权益，并进一步要求2014年9月30日提交的题为“ChargeCancellation During Current Measurement(在电流测量期间的电荷消除)”的美国临时申请S/N62/057,871的优先权益，全部这些文献就像在本文中完全和完整描述地那样全篇地援引包含于此。
附图简述
图1示出根据现有技术也称降压转换器的功率转换器的一个实施例的电路图；以及
图2a示出根据现有技术的电流共享配置的电路图，该电流共享配置具有向共同节点提供电流的多个电压调节器；
图2b示出根据现有技术的多相电流共享配置的电路图，该多相电流共享配置具有在共同控制器的控制下向共同节点提供电流的多个电压调节器；
图3示出包括根据新的电流合成器工作的负载调节器的功率供给器/功率点的系统的部分框图；
图4示出可包括新的电流合成器的实施例的设备的例子；
图5示出根据一个实施例的电压调节器的简单模型；
图6示出根据一个实施例的例如图1所示的降压调节器之类的降压调节器的模型以及表示对该模型的输出电压和负载电流响应的标绘图；
图7示出电压调节器的一个实施例的部分逻辑图，其示出各种不同的替代下垂(droop)实施方式；
图8示出根据一个实施例在合成数字下垂实施方式中使用的系统组件的部分逻辑图；
图9示出合成数字下垂实施方式中的ADC的连接性的一个实施例；
图10示出诠释PWM控制信号和响应PWM控制信号产生的电感器电流之间的关系的图；
图11示出根据一个实施例部分地基于开关电压调节器的输出级的电流合成器的基本模型的一个实施例；
图12示出根据一个实施例对于PWM控制信号的估计电流和感测电流的图；
图13示出根据一个实施例指示各种电阻的有损电路的概念性模型和简化模型；
图14示出根据一个实施例的概念性电感相对于电流的图，其具有可编程的断点用于缩放电感以对非线性建模；
图15示出根据一个实施例诠释实际采样波形和与电感器电流对应的合成近似(预测)波形两者的电流波形；
图16示出新的可调节电流合成器的一个实施例；
图17示出根据一个实施例诠释合成电流波形的最大正偏移校正的电流图；
图18示出根据一个实施例诠释合成电流波形的最大负偏移校正的电流图；
图19示出可用来对实际电流进行采样的低偏移、高增益电流感测路径的一个实施例；
图20示出根据一个实施例对于四个相继的电流采样相位的系统响应的电流图；
图21示出图20的电流采样相位中的一个的放大表示；
图22示出诠释根据一个实施例的电流感测波形掩码的波形图；
图23示出图19的电流感测路径的第一级的一个实施例的部分框图，其包括输入电流补偿电路；以及
图24示出图23所示的部分框图的更详细部分。
虽然本发明容易得出多种修改和替代形式，但已经通过示例在附图中示出且将详细描述其特定实施例。然而，应当理解的是，此处的附图和详细描述不旨在将本发明限制为所公开的特定形式，相反，本发明旨在涵盖落在所附权利要求所限定的本发明的精神和范围内的所有修改、等价物以及替代方案。注意，标题仅为了组织目的并且不旨在用来限制或解释说明书或权利要求书。此外，注意词语“可”在本申请中全部用于容许性含义(即具有可能、能够)而不是强制含义(即必须)。术语“包括”及其衍生词表示“包括但不仅限于”。术语“耦合的”表示“直接或间接地连接”。
具体实施方式
DC-DC电压转换经常通过也称电压调节器的开关电压调节器或阶梯下降式调节器、负载点调节器根据需要通过一个或多个负载器件将较高电压(例如12V)转换至较低值的功率调节器来实现。更概括地说，电压调节器和电流调节器被统称为功率转换器，在本文中，术语功率转换器旨在涵盖所有这些设备。共同架构的特征在于将较高电压分配给多个电压调节器，每个电压调节器产生不同的(或可能相同的)电压至一个或多个负载。切换电压调节器经常使用两个或更多个功率晶体管从一个电压至另一电压地转换能量。通常被称为“降压调节器”的这种电压调节器100的一个常见例示出于图1中。降压调节器100是开关调节器(或开关功率转换器)，其典型地切换一对功率晶体管(138和140)以在这对晶体管的共同节点SW处产生方波。使用包括电感器142和电容器144的LC电路来平滑所产生的方波，以产生要求的电压Vout。包括误差放大器146、比例-积分-微分(PID)控制滤波器132、脉宽调制器(PWM)134和输出控制电路136(其包括驱动电路以分别驱动高侧和低侧FET 138、140)的反馈控制环可被配置成控制输出方波的占空比，并因此控制所得的Vout的值。
诸如调节器100之类的电压调节器有时包括在电流共享配置中，其中通过共享式电压供给而分配功率。通过共享负载供给点分配功率相比单负载供给点或调节器具有数个引人注目的优势。可使用分配功率或电流共享通过在宽范围的输出电流上更好的效率、通过冗余的可靠性以及分布式热耗散而适应关联于低电压应用的不断增长的电流要求。电流共享配置的一个例子示出于图2a中。转换器102、104和106(代表第一、第二和第N转换器)可耦合至数字通信总线120，它们相应的经调节电流输出通过相应的电感器103、105和107以及电容器110共享，以在由电阻112表示的负载下提供单个电压。应当注意，尽管图2a中输出级(HS FET和LS FET晶体管对)图示为在相应转换器的外侧，然而在图1中输出级被表示为转换器/调节器的一部分，以最好地突出不同实施例的某些具体特征。也应当注意，尽管输出级是转换器的功能部分，然而例如当转换器被配置在集成电路(IC)上时，控制电路和输出级可被配置在同一IC上或者不被配置在同一IC上。
与图2a所示的电流共享配置相似的另一拓扑结构是多相调节器。与图2a所示的系统相似的多相调节器的拓扑结构示出于图2b中。多相调节器280与图2a所示的电流共享配置200相似之处在于：其包含具有FET对(172/174和176/178)和电感器(153和155)的多个输出级。然而，那些输出级提供单个输出电压(在电容器160，例如至示例性负载162)，并且单个控制器(例如控制器IC 152)可与电压反馈的单个输入、单个补偿器(即PID)和多个PWM输出一起使用。可将多个PWM输出提供至输出控制(例如驱动)电路154、156。在一些实施例中，输出控制级也可以是单个电路或IC的一部分，或者输出级也可包括在控制器IC 152内。多相调节器280中的相间通信总线可包含在控制器152中，由此允许数字控制器中的高带宽电流共享。尽管图2b的实施例中仅示出两个输出级，然而各个实施例可包括以与那些图示相同的方式布置的更多个输出级。本领域内技术人员将理解，本文披露的转换器(或电压调节器)和电压调节器系统的各个图示旨在具体化根据本文描述的原理的所有可能的实施方式。
功率提供(调节器)控制
在许多调节器中，关于电流(即电感器电流，例如电压供给/调节器100中的电感器142内的电流)的信息是必须的，以对PWM控制器(例如图1中的PWM控制器134)中的许多功能提供服务。这些功能包括电压准确性、瞬变响应、电流平衡、电路故障保护和遥测。获得高质量的电感器电流信息以支持这些功能可能在控制器IC设计的更多挑战性需求之中。可依照准确性、精度、带宽和等待时间来量化质量。高质量来自高准确性、高精度、高带宽和/或低等待时间。
从已知系统参数合成电感器电流相比单独电流测量可缓解获得电流信息的许多难题。这是因为这样的事实：电感器中的电流的动态分量(即电流相对于时间如何改变)可从系统参数中计算出，相比获得电流值本身，以高精度获得这些系统参数的难度远低于此。一阶系统参数包括跨电感器的电压和电感值[di/dt＝V/L]。更准确的计算可包括电感器和/或开关损失。并且更复杂的计算可包括非线性或随时间的参数漂移。所有这些特征可在电路面积或功耗中以相对低的成本估算或测量。更复杂的计算提高了合成信息的质量，但以计算电路面积和功耗为代价。更高质量合成(或计算出的)信息能降低提供丢失的稳态电感器电流分量所需的测量电路的成本。在将合成器设计在电路逻辑中并主要使用模拟电路测量稳态电感器电流的系统中，通过根据摩尔定律施加缩放，可有益于总成本和功率优化。这种获得输出电流信息的手段对于数字功率控制器而言非常具有吸引力。
使用如前所述的合成电流是公知的。然而，对所有与电感器电流相关的功能(例如在PWM控制器中)使用合成电流需要目前在现有合成器中无法实现的准确性。本文描述的方法允许准确的电流合成，其旨在满足至少前面提到的控制器特征的准确性和精度需求。在需要准确动态电流的组件(例如峰值电流限制或故障检测)中，准确的合成可大幅度地改善当前控制器性能(例如当前PWM控制器性能)。
总地来说，本文披露的调节器的各实施例可包括功率供给器(或功率转换器或电压调节器)控制电路，其被设计成有助于优化开关调节器/供给的操作，这避免了执行全部特征的电流测量的必要性。图3示出系统300的一个实施例的框图，该系统300包括根据本文描述的原理设计的功率供给器301，将在下文中对其进行进一步描述。系统300包括功率供给器/调节器301的至少一个实例，其将一个或多个供给电压提供至系统集成电路(或处理元件)310、一个或多个外设307和存储器子系统(或存储器)305。存储器305可包括例如编程指令，该编程指令可由处理元件310执行以实现各种系统功能，所述系统功能也可包括控制和/或运作外设307。
在一些实施例中，可包括功率供给器/转换器301的一个以上实例。此外，调节器301可包括一个或多个功率供给器控制集成电路，例如功率供给器控制IC 312、314。功率供给器控制IC 312、314可包括多个组件，例如反馈控制电路、PWM调制电路、输出级控制电路等等。功率供给器控制IC可进一步包括电流合成器，以合成在执行对功率供给器301的控制时使用的电流。此外，在一些实施例中，控制电路可以不包括在单个IC或多个IC中，并可单纯是功率供给器301的一部分。总体而言，功率供给器301的各实施例可被划分成两个主要组件：包括高侧和低侧FET的驱动级以及包含对驱动输出级中的FET的驱动信号执行控制的元件的控制电路。如图3所示，控制电路以IC的形式体现，该IC可耦合至驱动级(例如图1所示的输出控制级136)或者可直接耦合至高侧FET和低侧FET(例如图1中的FET 138、140)。在一些实施例中，系统300本身可以是芯片上系统(SOC)，由此系统300是具有所有组件的IC，包括作为相同IC的一部分的功率供给器301和功率供给器控制IC 312和/或314的那些组件。
取决于系统的类型，外设307可包括任何要求的电路。例如，在一个实施例中，系统300可包括在移动设备(例如个人数字助理(PDA)、智能电话等)之中，并且外设307可包括用于各种类型无线通信的设备，例如WiFi、蓝牙、蜂窝、全球定位系统等。外设307也可包括附加的存储，包括RAM存储、固态存储或盘存储。外设307可包括用户接口设备，例如显示屏(包括触摸式显示屏或多重触摸式显示屏)、键盘或其它输入设备、话筒、扬声器等。在其它实施例中，系统300可包括在任何类型的计算系统(例如台式个人计算机、膝上计算机、工作站、网顶设备(net top)等)中。此外，系统存储器305可包括任何类型的存储器。
图4示出计算系统的若干实施例，所述计算系统可包括系统300的全部或一部分，更具体地包括功率供给器301和/或功率供给器控制IC 312和/或314。系统401可代表台式计算机，系统402可代表膝上计算机，而系统403可代表具有无线键盘的平板电脑或智能电话。系统401可包括一个或多个人机接口设备(HID)，例如键盘、鼠标、话筒、相机等。系统402和系统403可包括与系统401相似的HID。其它未示出的设备——例如智能电视或视频游戏控制台——也可包括各种形式或实施例的功率供给器或功率供给器控制器，例如本文披露的那些。要注意，图4所示的计算机系统仅作为示例给出。具有功率供给器/调节器和功率供给器控制IC的其它类型系统是可能的和可构想的。
下垂
下垂本质上可被表征为源自负载电流改变的输出电压改变。下垂也广泛称为有源电压定位(或AVP)，其定义了电压调节器的输出电阻。然而，典型地通过与其输出电流成比例地操控调节器的目标输出电压，而不使用外在的电阻器，来实现下垂。这避免与输出路径中的电阻关联的功率损失并能允许对给定设计采用的下垂量级的更大灵活性。图5示出电压调节器的简单模型的示例性实施例，其将有效输出阻抗建模为输出电压改变和输出电流改变之比。图6示出降压调节器输出级(例如图1所示的降压调节器输出级)的模型600的示例性实施例，其中开关602、604分别对输出功率级晶体管138、140建模。如图表650所示，电感器电流(Iinductor)跟踪负载电流(ILOAD)，但无法即时地改变。图表670示出经调节的电压输出VREG相对于时间的表现。如图表670所示，当负载被施加或连接至输出时以及同样在负载撤去过程中(即当从输出断开或解联负载时)，电感器电流不能即时变化，导致下冲和过冲，如电压波形672所示。电压波形672代表没有下垂存在的输出电压。然而，随着下垂电阻RDROOP出现，目标输出电压跟踪负载，由此在负载施加的同时输出阶梯下降至下冲电平，但在负载撤去时没有过冲，如波形674所示。这在具有大阶梯下降比的系统中尤为有用，因为在这类系统中电流的向下斜变相比其向上斜变更加缓慢，由此使得系统更容易过冲。
如图表670中指示的那样，AVP在电流瞬变期间可有效地减少离预期电压的偏离。随着如所示那样在电路中加入RDROOP，所需的电压调节器的容限带(VTB)从无下垂的VTB1减小至有下垂的VTB2。较低的容限带对整个系统而言具有若干益处。例如，它可降低负载上的电压应力，并可降低PWM控制器中的电压感测电路的动态范围需求。AVP也允许通过最大化规定电压容限的使用而最小化电容。下垂因此利用由于所施加负载的减小的输出电压需求，并当电流汲取高时可通过减小电压而在电压调节平台中降低功率/提高效率。下垂实施方式可以是模拟的连续时间或采样时间、全数字或合成数字下垂。
在支持下垂的系统中，下垂特征可促动电感器电流信息的准确性和等待时间需求。由于下垂直接地影响经调节的输出电压，下垂计算的准确性预期与调节器的输出电压的准确性规范成比例。下垂计算中的等待时间可能使得目标电压比实际电流负载更慢地调适。该时间差可进而造成安定波形的扭曲，其中输出电压以非单调方式调适，这对于某些系统可能是有害的(这种影响常见地被称为“回弹(ring back)”)。
模拟下垂实施方式包括连续时间或采样的电流感测与连续时间或采样的电压感测之和。数字下垂包括使用高速ADC(模-数转换器)将采样电流和采样电压两者转换至表征电流和电压的数字值，然后使用数字化值数字地乘并求和。最终，合成数字下垂通常牵涉到用ADC直接地转换输出电压(值)，但不是直接转换电流(值)，由此使用系统的公知参数来合成电流波形。电流被数字地乘并求和，并被加至数字化的电压值。图7示出电压调节器700的一个实施例的部分逻辑图，其诠释了各种不同的可替代下垂实施方式。线702(实线)跟踪模拟下垂的信号路径，示出导致高功耗、等待时间和增加的噪声的额外的可编程电流感测放大器712和714。(虚)线704跟踪数字下垂的信号路径，数字下垂要求高采样率ADC，该高采样率ADC之前可能具有同样等同于高功耗、显著更高的等待时间和增加的噪声的电流感测放大器。最后，线706(点线)表示合成下垂，其具有低功率、非常低的等待时间和零噪声的优势但具有不能很好地缩放的劣势。如图7所示，使用电流合成电路708以实现合成数字下垂。
根据前面的内容，图8示出合成数字下垂实施方式800的一个实施例的部分逻辑图。图8所示的实施方式以高准确性电流合成而工作，这可通过较低速ADC 802执行以校正稳态电平。合成数字下垂系统也具有相对于环内电流信息的负等待时间的特征，由此允许更好的环稳定性，并进一步以来自电流感测路径的低噪声或没有来自电流感测路径的噪声而工作(电流感测ADC 802可被大量地滤除)。应当注意，由于合成器可能在不招致PWM输出通过驱动器电路的典型为几十纳秒的等待时间或传播延迟的情况下就知道PWM波形形状，因此前面提到的等待时间是负的。也就是说，如图8所示，可通过对每个相(850、860、870)合成电流波形并使用这些合成的电流来实现下垂。因此，可使用已依赖于电流合成器来调制的基本环架构，并且如果合成的电流值足够准确以满足下垂需求，则系统800不仅得到相对于数字下垂的低等待时间，还可以得到负的等待时间。另外，在使用高速、高分辨率全电压范围ADC 802的同时，可具有对电流感测路径的所需要的噪声隔离的特征。
应当理解，下垂是调节环中的一种形式的电流反馈。可能影响或者不影响调节器输出的稳态值的其它形式电流反馈类似地从由本文描述的电流合成的各种系统和方法支持的低等待时间、低噪声和高准确性电感器电流信息中获益。图8中将一种这样的电流反馈机制图示为“AC电流反馈”808。该反馈路径补充了导数“D”，它是来自PID补偿器806的分量。导数补偿对等待时间和噪声尤为敏感，可使用合成电流大幅度地改善等待时间和噪声两者。
“限流”电路组件804实现电感器限流。通过将限流功能804置于控制环中的这个位置，可实现防止性限流。至限流块804的“新电流”输入基于作为电感器电流的准确表示的合成电流，并进一步基于表征补偿器806中计算出的电流变化的校正电流以校正任何输出误差电压，或Verror。在这种配置中，由于PWM调制器880被防止接收到对高于要求限值的电流的命令，因此电感器电流不需要超出阈值以发起限流。这也消除了对PWM调制器880的任何越过或旁路以实施限流。更传统的限流方法导致反应性限流，其中电感器电流必须超过限值并且必须对限流采取一些措施，这经常牵涉到抑制PWM调制器以停止电感器电流的斜变。检测和反应的等待时间一般要求对限流留出余量以适应在超出限值后产生的额外电流斜变。这种余量操作对于给定组的组件容限减少了有效工作范围。
如前面提到的，当实现合成数字下垂时可使用低等待时间/高分辨率ADC。图9示出在例如图8所示的一种实现中该ADC的连接性的一个实施例900。通过从控制/调节环去除基准DAC，测试可得以简化。如图9所示，输入可以是高分辨率ADC 902并可如此被测试。与DAC关联的等待时间由此可被消除，并可使用对于故障的绝对电压限值。这也允许在更宽范围(不限于误差ADC电压范围)上的更线性响应。由此，从数字环的角度来看，电流合成器可直接地被馈送入电压ADC输出以像执行数字计算那样快地改变Verror。如果没有这种实现，与调整(改变)模拟基准和数字化调整(改变)相关的等待时间可能阻止合成的数字下垂的使用。还应当注意，下垂中的低等待时间进一步降低了ADC 902的动态范围需求。
准确的电流合成
如前面提到的，准确的电流合成有利于获得准确的下垂。也如前面提到的那样，在开关功率/电压调节器PWM控制器中，电流信息(例如关于电感器电流的信息)可能尤其对于响应时间和安定来说是关键的。通过减少电流环内的等待时间，电流合成使得系统以比没有电流合成更高的相位余量维持稳定性。本文披露的各实施例允许通过准确的、低等待时间的电感器电流测量的帮助而实现电流合成，以支持开关调节器中的多种特征。这些特征不仅包括下垂，而且包括电压调节、故障保护、遥测，并且在多相调节器的情形下包括电流平衡。
在各实施例中，电流合成器可被调谐以增加准确性(就像在低频率下的测量那样准确以及比高频率下的测量更准确)并降低成本。可对电流波形的总体形状建模以嵌入非理想性，以使合成器遵循通过高速斜率的实际电流同时使用相对低带宽反馈以调谐。这可通过减少调谐所需的测量的负担而降低成本，并借助比直接测量能够取得的跟踪更紧密的跟踪而提高准确性，这是因为在合成器中不存在等待时间误差(对测量而言零等待时间是不可能的)。可利用对电流波形的形状的了解以相对于耐奎斯特(Nyquist)标准大幅度地欠采样实际电流。换句话说，对电流波形的形状的了解可允许从实际电流得到的电流感测信号的子耐奎斯特采样。在可能使合成器偏离实际电感器电流的所有非理想性之中，电感器非线性可能是最重大的。这是因为随着电感器电流增大，电流的变化率可能大幅度地改变。在典型的场景中，电感在单个PWM脉冲的时间周期内可改变10％-20％。如果允许电感器接近饱和，则改变可多至50％。此外，可通过计算偏移、然后是向下斜率、再是向上斜率而对合成器伺服-测量执行基于优先级的调适以确保收敛，这通过减少调谐所需的测量的负担而降低成本。换句话说，可使用对实际电流(波形)欠采样以获得采样值，该采样值随后用来计算相对于合成电流波形的偏移，这校正了合成电流波形以跟踪实际电流波形。此外，可使在电流波形上的采样时间相对于PWM输出抖动以避免使测量被破坏的任何同步干扰，这降低了耦合噪声进入电流的风险。最终，电流感测输入不需要被缓冲。电流可被直接采样(例如从引脚)并且从每个采样产生的输入电流可通过在后继采样上注入相反电荷而被消除，这降低了电流测量路径的成本和功耗。
为增加准确性调谐电流合成器
由于PWM脉宽可直接受到控制，因此在电感器中加入或减去的电流量可以是已知的。PWM输出可通过电感器直接地控制电流，例如图1中的PWM控制134例示的那样。图10中还示出PWM信号和电感器电流之间的关系，其示出输入感测电流相对于PWM脉冲的关系。如图10所示，采样点1006、1008代表所获得的采样值，其中采样周期Tsample在时间上将采样点1006、1008隔开。换言之，在数字系统中，PWM输出甚至在它们离开控制器之前并因此甚至在PWM输出通过功率级之前就可以是已知的，这允许在产生实际电流之前就计算出合成电流。然而，即使电感器电流的基础相对简单，但各种误差源可能影响电流合成的准确性。这些源包括功率级延迟、功率级伪波(当在大的负电流期间导通时可能出现)、电感器差异、电感器非线性、电阻(作为温度的函数)以及当FET(例如图1所示的FET138、140)均截止时的二极管压降。然而，电感器电流可以被预测，并可通过用实际电流测量对计算作出补充而提高准确电流分析，从而提高电流预测的准确性。以这种方式，可将预测的电流可与测得的电流作比较以确认前者是否与后者匹配。
图11中示出电流合成器的基本模型，其部分地基于电压调节器的输出级(即图1中的FET 138、140)。可对电流波形的总体形状建模以嵌入非理想性，以使合成器通过高速斜变来同时使用相对低带宽反馈以调谐，来遵循实际电流。图11所示的电流合成器内的基本模型包括FET的状态表征(导通状态/截止状态)、与每个FET对应的阻抗(RH和R+)、电感器(L)、DCR(电感器的等效串联电阻)和二极管(VJ)。对于PWM波形的每种状态，可更新计算出的电流中的变化。在电流斜率之一(例如向上斜率)难以测量的情形下，可测量另一斜率(例如向下斜率)或其中信号已知良好的斜率，并且可根据测得的斜率计算出另一斜率。该过程示出于图12中，图12示出估算电流和感测电流相对于PWM信号(脉冲)的图，其中在向下斜率上指出多个采样点1202-1208。应当注意，图11所示的模型是线性模型。当使用图11所示的模型时所要考虑的重要因素包括组件值、电感非线性、温度依赖性、FET驱动定时误差、不连续(二极管)传导、DC准确性(这可经由测量予以校正)以及斜率/电感器准确性。由此，如图12所示，在每个采样处测量偏移误差，同时在采样之间测量斜率误差。可在第一采样的等待时间之后(即在安定计数之后)添加采样时间抖动，在这之后可对斜率执行相干采样。这个过程对同步噪声或干扰求平均并确保高信号质量。
图13示出有损电路的概念性模型1300(基于图11所示的模型)，其指出可能被考虑的各个电阻，包括低侧FET(RonEFF)的导通电阻、电感器(DCR)的等效串联电阻以及可能存在的任何印刷电路板电阻(RPCB)。在一组实施例中，实现的模型可使用如图13中的模型电路1302所示的单个集总的且可编程的电阻(Rloss)。Rloss在这种情形下表征电路1302中所考虑的所有“附带”电阻。总地来说，为了降低误差源的复杂性，可对误差源求近似并依赖于校正环以消除任何残留误差。因此，损失项可以一起被整合到单个项Rloss中，如电路模型1302所示那样，并且电感非线性可被分解成八个非线性阶，这例如在FPGA(现场可编程门阵列)模拟环境中可能是非常有效的。这示出于图14中，图14在标绘图1400中示出概念性电感相对于电流曲线，并在标绘图1402中示出被表示为对电感(L)缩放的可编程断点的八个阶。效果上，电流断点(即表征电流的断点)被平移以对电感的非线性建模。在图示例子中，使用2的分数幂来定义一组离散的电感值：L*[(1)；(1-1/256)；(1-1/128)；(1-1/64)；(1-1/32)；(1-1/16)；(1-1/8)；(1-1/4)；(1-1/2)]。这一实施方式适应于低成本逻辑实施方式。如标绘图1404所示，曲线1410表示实际电感器电流，其中曲线1412表示建模值。由于因非线性电感的斜率变化比可以准确地跟踪的斜率变化更快地发生，因此对非线性建模以尽可能准确地获得一近似值，并可使用PI(比例积分)控制环以提供可能出现在近似值中的不准确性的校正，如下文中进一步讨论的那样。
图15示出根据一个实施例诠释实际采样波形1502和与电感器电流对应的合成近似(预测)波形1504两者的电流波形。可利用对电流波形形状的了解以相对于耐奎斯特标准大幅度地欠采样实际电流。此外，可对合成器伺服-测量执行基于优先级的调适以确保收敛，首先确定偏移，然后是基于多个数据点的向下斜率，然后是基于两个不同的向下斜率部分上的数据点的向上斜率。
如图15所示，在各个时间点上，在实际采样值(从中外推出图示波形)和合成电流波形的相应值之间可能有误差。实际电流与合成电流的相应值对分别被表示为(A1,A2)、(B1,B2)、(C1,C2)和(D1,D2)。如图15所示，测量向下斜率上的三个点。在各实施例中，多个点(例如两个或更多个点)可被连续地(或相继地)测量/采样，借助相对于全部测量的减少数量采样点表征子采样或子耐奎斯特采样。可使用这些采样点来校正合成电流波形相对于实际电流波形的偏移和斜率误差。更具体地，可使用每个点来校正偏移误差，如针对图15中的点A1、A2展示的那样。这代表快速校正并可表达为：
·偏移误差＝A1-A2,
·偏移误差＝B1-B2,
·偏移误差＝C1-C2,以及
·偏移误差＝D1-D2。
此外，同一直线上的两个点，例如A1、A2和B1、B2和/或B1、B2和C1、C2可用来校正直线的向下斜率，这代表较慢的校正并可表达为：
·向下斜率误差＝(A1-B1)-(A2-B2)；以及
·向下斜率误差＝(B1-C1)-(B2-C2)。
最后，在两者间具有向上斜率的两个点可用来检测向上斜率误差，或用来校正直线的向上斜率，它代表最慢校正并可表达为：
·向上斜率误差＝(C1-D1)-(C2-D2)。
总体而言，可基于分别表示电感器电流的实际采样值和在同一(指定)时间点与该电感器电流对应的合成的(预测/生成的)电流波形值的相应一对点来执行偏移检测/校正。然后可依赖于偏移校正来校正合成电流的向下斜率，并且可依赖于向下斜率校正来校正合成电流的向上斜率。应当注意，尽管点(和测量值)被图示为在向下斜率上，但如果电流波形的斜变允许在向上斜率上的多个及时测量，则替代实施例可在向上斜率上进行测量。尽管本文中未示出这些实施例，然而它们是可能的并可被构想。
图16示出电流合成器系统/电路1600的一个实施例，它可用来合成/预测电流，这可用于例如对调节器的输出电压的更准确控制。系统1600能够在电流合成中维持高准确性。使用标准PI环控制偏移和斜率误差，并经由斜率变化施加校正以保持波形单调，因为非单调阶可能引发反馈环内的极限循环的不稳定。换句话说，为了维持高准确性，可使用标准控制理论PI环以校正系统内的偏移和斜率值。如图16所示，数字电流合成器1602可产生(或合成)旨在代表电感器电流(例如图1中的电感器142)的电流波形，并在其输出端输出该合成信号——该合成信号代表电感器电流。在节点1616处获得1618处提供的实际电流传感器采样(即从实际电感器电流得到的电流感测信号的采样值)与在1614提供的(时间上)相应的合成器采样之间的差，由此产生被提供至控制节点1608的偏移值。类似地，在节点1610处获得在1612提供的采样斜率值(它可从一对采样值获得)与在1604提供的(时间上)相应的合成器采样斜率值(它可从一对合成器采样值获得，或者是代表合成波形的一对产生值)之间的差，由此产生被提供至控制节点1606的斜率校正值。控制节点1606和控制节点1608处的参数(参数1和参数2)分别代表P(比例)和I(积分)项的控制参数，以对偏移校正和斜率校正中的每一个实现PI控制环。对电流合成器1602的输入代表与图11、图13和图14所示的模型对应的相关值。数字电流合成器1602随后使用偏移调整和斜率调整以调整输出，即出现在数字电流合成器1602的输出处的合成电流波形。
图17示出一电流图表1700，该电流图表1700示出合成电流波形1702相对于外推的实际测得电流1704的正误差校正。可通过斜率调整来更新合成器输出(例如合成器1602的输出)，以确保合成器结果的单调性并帮助稳定反馈环。换句话说，尽管可获得实际电流(基于实际电流的采样值)与合成电流(基于对实际电流采样的相同时间点的合成电流的采样)之间的偏移值，可与合成电流的瞬时值相反地基于偏移值对合成电流的斜率作出调整，由此确保合成电流结果中的单调性。可将最大的单个正校正指定为计算出的斜率除以因数(2)。因此，如果偏移误差大于零(0)，则可将计算出的合成电流波形的斜率除以2，直到直线1702和1704相交为止。从波形1702延伸出的虚线部分1708表示合成电流波形1702无校正地延伸的情形。正误差校正指实际测得的电流值大于相应的当前合成电流值。再次参见图16，当在1614提供的产生值低于在1618提供的感测采样值时，这将是适用的，并因此1616的输出高于零。
图18示出一电流图表1750，该电流图表1752示出合成电流波形1754相对于外推的实际测得电流1754的负误差校正。同样可通过斜率调整来更新合成器输出(例如合成器1602的输出)，以确保合成器结果的单调性并帮助稳定反馈环。可将最大的单个负校正指定为计算出的斜率乘以因数2。因此，如果误差小于零，则可将计算出的斜率乘以2，直到直线1752和1754相交为止。从波形1752延伸出的虚线部分1756表示合成电流波形1752无校正地延伸的情形。负误差校正指实际测得的电流值低于相应的当前合成电流值。再次参见图16，当在1614提供的产生值高于在1618提供的感测采样值时，这将是适用的，并因此1616的输出低于零。
应当注意，图17和图18中示出的校正涉及偏移校正，并且除了该偏移校正外还可校正合成电流的斜率值，所述斜率值的校正基于实际电流和合成电流的相应斜率(如图16所示，根据组件1612、1604、1610和1606)之间的差。换句话说，可通过响应实际电流的采样值和在获得实际电流的采样的同一时间点的合成电流的相应采样(产生)值之间的偏移误差执行合成电流的斜率的最大校正，而实现偏移校正。最大校正的一个实施例可包括响应于偏移大于零而将合成电流的斜率的当前值除以规定值，并响应偏移低于零而将合成电流的斜率的当前值乘以规定值。每当作出偏移计算或判断(即对于每一对采样的实际电流值和采样的产生/合成电流值)时可执行该最大校正，直到偏移值为零(或低于规定最小值，低于该最小值则偏移值可被视为零，即使它不准确为零)为止，这可被认为指示实际电流波形和合成电流波形以需要的程度相交/重叠(如图17和图18所示)并且不需要进一步的偏移校正。然而，同样如前面提到的，合成电流波形的斜率可能也需要基于合成电流波形的斜率与实际电流波形的斜率的差异作出校正，这在前面被描述为针对图16所示的系统的斜率调整。此外，如前面针对图15描述的那样，向下斜率和向上斜率中的每一个可被校正。
图19示出可用来获得实际电流波形的采样值的低偏移、高增益电流感测路径1900的一个实施例。电路1902例如代表电压调节器的输出级中的电感器电流感测电路，或者更一般地代表在其上执行获得采样(例如1618、1612)的测量的电流(波形)的实际电流来源。电流感测校正路径包括三个采样级1906、1908和1910，ADC 1912从中可产生相应的数字值。在一组实施例中，采样级1906可以是开关电容器电路1904的一部分，它在第一级中可用来执行输入电流补偿以允许高阻抗采样的输入。如前面提到的那样，如图19所示，感测的输出不被缓冲，相反，电流可被直接采样(例如从IC的引脚，在该IC上实现调节器和/或调节器控制电路)，并通过藉由开关电容器电路1904在后继采样上注入相反电荷(即抵消电荷)而抵消从每个采样产生的输入电流。输入电流补偿将在下面题为“电流测量期间的输入电流补偿”的章节中更详细地予以讨论。
图20示出四个相继电流采样相2002、2004、2006和2008的系统响应的电流图表。每个相的相应标绘图中的虚线代表实际电流波形而每个相的相应标绘图中的实线代表合成电流波形。如图20所示，合成电流波形紧随于实际电流波形并有助于具有瞬变的环稳定。图21示出来自图20的相2006的放大表示，曲线2104代表实际电流波形而曲线2102代表合成电流波形。一旦在瞬变之后恢复ADC校正，这些校正在标绘图上就是可见的。
图22示出波形图2200，其示出在本文中被称为“电流采样掩码”的概念。掩码指选择权重因数的过程，该权重因数影响到在确定测得电流和合成电流之间的误差时电感器电流的每个测量被考虑的强弱程度。掩码权重因此可确定系统校正这一误差的反应有多快。掩码使得电流跟踪系统忽略或不重视对跟踪系统而言是疑问值的采样，例如因为在特定测量中干扰的可能性、或者测量发生在系统状态存疑的时间点、或者在合成器模型已知偏爱低采样权重的系统状态期间。示例性PWM(控制)波形2202可以是切换电压调节器的控制波形，其中IL(电感器电流)波形2204代表响应于至少PWM波形产生的电感器电流。PWM波形2202示出三种状态：低态，其中电感器的开关端子通过低侧开关或FET有源地拉至低电压；高态，其中电感器的开关端子通过高侧开关或FET有源地拉至高电压；以及中间/高-Z态，其中开关或FET均处于非导通状态。在最终状态，电感器电流使得两个FET中的一个FET的体二极管正偏，所讨论的FET是根据电感器电流的极性确定/选择的。图22也绘出每个PWM状态之间的过渡状态。这些过渡状态描述系统处于从某一事件开始变得安定的过程中并被假设为在合成器中未被良好建模的时间段。对于每个PWM事件(上升沿、下降沿、中间驱动/高Z状态)，可对每个指定的时隙规定一时间周期(或时间长度)。所指定的时隙可被分组成两个主要类，即“安定”时隙和“已安定”时隙。因此，如图22所示，对每个PWM事件可能存在不同的“安定”和“已安定”时隙。可对于每个相应时隙规定(定义)相应的掩码权重，对于在相应时隙期间取的测量信息使用相应增益以更新对应的电流感测信息。
相应的掩码权重值可确定使用实际测量值被用来校正合成电流波形的程度。例如，图22中示出四个不同值，其中0表示无影响/无校正/开环，1表示非常小影响/校正/慢校正，而10表示高掩码权重/大影响/快校正。其间的任何值可代表根据该数值的校正的中间程度。这有利于使用相应电流感测波形的每个区段，同时限制或归零实际电流感测波形可能非常具噪声或干脆无效的波形区段中的掩码权重。换句话说，它提供了在校正合成电流波形中如何使用实际测量值的手段。如图22中可以观察到的那样，并回来参照图15、图17和图18，这是控制实际在(电流波形上的)何处获得采样以用于校正合成电流波形的一种方式。例如，虽然可在GhiSettled时隙中在向上斜率上获得采样，然而低掩码权重值指示基于该采样值的校正具有非常小的影响。另一方面，在GloSettled时隙中在向下斜率上获得的采样因为由高掩码权重值指示而具有大的影响。
准确电流合成的益处
根据前述内容，电流合成器可用于低的、甚至负的潜伏事件，并且电流合成器可仅使用斜率的变化进行校正，以确保单调性。因此，同样如前面提到的那样，电流偏移、向上斜率和向下斜率均可被独立地校正。通过在向下斜率期间或在可在一行中对两个或更多个点进行采样的任何位置对多个点进行采样(采样也可在向上斜率上执行，如果它具有足够低的噪声)，电流偏移、向下斜率和向上斜率可针对合成电流被更新，并可相应地作出校正以使电流合成器匹配和知晓系统响应，由此允许系统在事件实际发生之前作出反应。通过使用电感器电流合成器，获得低等待时间电感器电流信息的能力被增强。为了使电流合成器准确，可能需要跟踪对电感器电流流动产生影响的系统参数。这些参数包括电感本身、输入和输出电压、阻性损失和开关导通及开关截止时间。
输入和输出电压可被直接地测量而没有显著的额外成本。阻性损失是确定任何高效功率转换器中的电流时的弱参数，并可用固定值估算。开关导通时间和截止时间是公知的——死区时间也是弱的并可用固定值估算。电感具有相对松的容限(+/-20％)并随着温度和本身的电感器电流显著地变动。这种随电流的变动可能是尤其成问题的，因为如果这种非线性未被良好地建模，则合成器可能低估了实际电流，这可能导致驱使电感器进入饱和。然而，通过测量实时地跟踪这种非线性将与使用电流合成器的目的相悖，所述目的是为了避免必须进行(执行)快速、准确的测量。因此，对非线性进行建模，以使电感值随着被估算的电流值而改变。另外，在PWM边沿之后将抖动加至采样延迟确保了系统噪声对于PWM边沿关系的噪声免疫。也可通过对电流波形的已知高噪声时间跨度进行掩码而减少对噪声的敏感性(由于PCB上的大多数噪声发生器可受到控制，藉此可准确地确定采样的最佳时间)。
本文披露的改善电流合成的各实施例的新颖特征包括电感器跟踪、电感器非线性建模、非线性模型结构、平滑的L更新、直接斜率采样、对噪声免疫性的采样延迟变动、有效采样掩码、稀疏的非周期性斜率采样的容限、独立偏移以及向上斜率和向下斜率跟踪。应当注意，由于噪声敏感性，偏移PI环一般使用高达1的增益，而向下斜率PI环使用0.1的显著较低增益，并且向上斜率PI可显著低于向下斜率(典型为0.025)。因此，如果不对向下斜率采样而是对向上斜率采样，则增益可相应地改变。
通过每电流波形段捕捉一个以上采样，可计算出电感器电流的偏移和斜率，并因此可在合成波形中获得正确的斜率和偏移。由于将偏移测量值从向下斜率测量值减去，因此偏移校正独立于斜率校正。由于良好的向下斜率校正和良好的偏移校正两者皆可得，其间具有向上斜率的各个点之间的差异是相对于向上斜率误差的，并因此电流合成器波形中的向上斜率也可得以校正。此外，当对电流进行采样时，可使采样时间抖动以使其异步于PWM频率，并且也可使对测量值的任何系统层面干扰抖动。可使用合成器来获得对各组件值(例如电感器值、电感器损失和开关损失)的准确估计。使用合成器和测得电流中的差异也可被用作电路故障指示器，这比使用绝对电流限值更好，因为它防止系统在检测到故障前接近危险点。
可进一步使用合成器估算分量值以进行准确的自动补偿，并且可向PWM波形中在电流信息优选地未被选通/测量的位置(即电流尚未被选通和/或测量的位置)添加可配置掩码。准确的电流合成也可实现数字下垂而不会遭遇电流路径中的ADC等待时间，实现峰值电流限制而不使用模拟比较器，并在PWM信号为高的同时通过总计合成器中的电流流动而实现功率估算。这也有利于获得可编程电感器模型以通过高频电流负载命中对可能的非线性电感变化作出快速调适。
因此，如本文描述的，改善的电流合成器和电流合成器方法的各个实施例可包括对电感器非线性、体二极管和阻性损耗建模。阻性损耗建模可包括各自的损耗元件、集总元件并使用对损耗的固定估算。准确的建模允许向上斜率跟踪、向下斜率跟踪和偏移跟踪。各实施例可具有基于优先级的调适的特征，藉此偏移调整具有优于向下斜率调整的优先级，而向下斜率调整具有优于向上斜率调整的优先级。可使采样时间抖动，并且伺服-测量方法可包括更新偏移以校正合成值与测得值之间的误差以及更新斜率以校正合成斜率值和测得斜率值之间的误差。可通过维持固定的斜率校正因数直到误差为零为止而实现斜率误差校正，也可通过使用动态斜率校正因数而实现斜率误差校正，藉此使斜率校正与误差成比例。采样掩码提供选择其中采样的信号表现出要求的质量的采样点的手段。结果，可实现来自过度合成值相对于测量误差的电感器遥测、损耗估算和电路故障检测的新特征，例如在PWM控制器中。
在电流测量期间的输入电流补偿
电流测量中的一种误差来源是与来自与非无穷大输入阻抗测量电路相连接的电流传感器的非零源电阻关联的损耗。在这两种阻抗或至少这些阻抗之比已知足够准确的系统中，或者在源阻抗足够低的系统中，可以不考虑接口处的损耗。然而，在传感器阻抗并非很好地已知或传感器阻抗具有非常低值的系统中，可能需要非常高输入阻抗的测量电路以将接口损失误差减小至可接受程度。此外，在包含数字电流测量的系统中，对来自传感器的信号采样是数字化处理的固有部分。采样电路典型地具有中等输入阻抗，除非之前有高阻抗连续时间缓冲器。这类缓冲器必须承受电流感测系统的准确性的全部负担，并因此能大幅度地增加数字电流测量的电路面积和功耗。非常高输入阻抗的采样电路对于这类系统将是有益的。
如前面提到的，在电流感测(采样)过程中，可使用多级电流感测路径。一种这样的电流感测(采样)路径例示在图19中。图23示出图19的电流感测路径的第一级1906的一个实施例的部分框图，其包括输入电流补偿电路。如图23所示，感测引脚ISEN_N和ISEN_P利用具有电感器匹配时间常数＝L/DCR＝RFilt·CFilt的RC滤波器从电感器电流感测电路接收电流感测信号。该RC电路定义前面提到的电流传感器的源阻抗。除了时间常数匹配要求，还对组件值具有实践性限制，由此导致电阻器典型地在几百欧(Ω)至几千欧(kΩ)的范围内。ISEN_N和ISEN_P馈送入电路块2304，该电路块2304包括采样、反馈、电荷补偿电容器以及开关电路。放大器2308、2310工作在开关电容器配置中。来自放大器2308的输出被提供至下一级(级2)。电路块2304和放大器2310的补偿电容器一起工作以在每个周期将等效电荷倾泻回ISEN_N和ISEN_P输入，如下文中进一步详细地描述的那样。
图24示出图23所示的部分框图的更详细部分。在图24所示的实施例中，电流感测输入未被缓冲，并且采样直接来自引脚。可通过在后继采样上注入相反的电荷而抵消从每个采样产生的输入电流。更具体地，源自对采样电容器充电的输入电流可大量减少(低于被认为可忽略或可接受的水平)，或者通过在后继采样周期期间在感测输入处注入相应量的电荷而被抵消。此外，输入电流补偿允许高阻抗采样的输入。如图24所示，在级1的采样电路2480中，可编程增益放大器(PGA)2428是基于开关电容器的电路，由此导致依赖于信号电平的输入电流。由该电流引起的DCR滤波电阻器2404两侧的压降导致增益误差(如果未经补偿的话)。补偿电路2490工作以在每个周期将等效电荷提供回到ISENSE输入(Sense和Ph)，以使输入电流降低(或抵消)至规定水平以下，该规定水平是对级1PGA的采样电容器充电所必需的。只要由采样电路2480汲取的输入电荷和由补偿电路2490输送的补偿电荷之间的时间差比DCR滤波器时间常数RFilt·CFilt低至少规定的量并且2480中的采样电容远小于CFilt，则瞬时电荷误差不会使测量变得腐败。
作为示例，参照图24，假设对于200fF的的采样电容器(Cs)值，级1PGA2428的增益为4，则采样电容为4*200fF。结果，从输入汲取的电荷可被表达为(4*200fF)*(DCR*I)，其中I是电感器电流。在48MHz(clkTs)的采样频率Fs下，滤波器电阻器(RFilt)2402两侧的平均电流和压降导致4*200fF*DCR*I*Fs的误差电流，其中增益误差＝(误差电流*RFilt)/(I*DCR)，以及38u*RFilt的误差系数。对于5kΩ的典型RFilt值，如果未被校正，增益误差＝19.2％。因此，基于前述配置，具有补偿放大器2460的补偿电路2490可工作以对200fF的电容器(CsQ)充以5*200fF*(DCR*I)电荷，并将其连接回到输入(Sense和Ph)以抵消输入充电电流。
总地来说，在每个采样上，补偿电路2490可工作以将从前一采样上的输入汲取的电荷的规定倍数提供至感测输入，从前一采样上的输入汲取的电荷也就是从位于补偿电路2490提供(注入)电荷回到其感测输入的采样之前的采样上汲取的电荷。例如，如果在第一采样上在输入上汲取规定数量的电荷Q，则在第二采样上(紧随第一采样)补偿电路2490可将Q的规定倍数注入至感测输入。这有效地抵消了输入充电电流，由此提供电流测量路径的高输入阻抗。
如图24所示，在一个实施例中，采样电路2480和补偿电路2490是通过全差分开关电容器电路实现的，由此给予容性自动归零偏移的特征。放大器(PGA)增益可基于放大器2428的增益设定。例如，当放大器2428的增益为4时放大器2460的补偿(Qcomp)增益可被设定至1.25，和/或当放大器2428的增益为1时可被设定至2。可通过开关电容器CMFB电路将输出共模(CM)设定至1.65V。另外，可基于后布局/硅检验来实现4位精细增益设定以增加调整的灵活性，其在1.2％步中具有+/-8％的Qcomp增益的范围。
也应当注意，在来自电流传感器的非零源阻抗和测量电路的非无穷大输入阻抗两者是已知的系统中，或者在这些阻抗的至少比值已知足够准确的系统中，由接口处的损耗引起的电流误差(其根源是非零源电阻)可通过其它手段被校正。例如，当源阻抗或源阻抗与测量电路的输入阻抗之比以要求的准确程度已知时，可以计算方式校正和/或抵消误差。在这种情形下，可能不需要将电荷注入到感测输入中(如之前描述的)，并且当产生与电流感测信号的测量对应的采样值时可在之后级中将误差考虑在内。
尽管已相当详细地描述了前述实施例，然而本领域内技术人员在完全理解上述公开的情况下能清楚知道多种变型和改型。旨在将下面的权利要求书解释成涵盖所有这些变型和改型。如前面提到的，本文披露的单循环预测性控制方法可等同地应用于多种系统，在这些系统中以本文描述的方式利用控制机制来调整要求的状态变量，例如输出状态变量或其它调整的状态变量。

Claims (11)

1.一种用于电流测量期间的输入电流补偿的方法，所述方法包括：
在第一采样周期期间对从输入处的电流导出的电流感测信号进行采样，包括从所述输入汲取第一量的电荷，其中所述采样包括对第一采样电容器进行充电；
在紧接着所述第一采样周期的第二采样周期期间根据所述汲取的第一量的电荷将第二量的电荷注入回到所述输入，其中所述注入第二量的电荷包括：
根据对所述第一采样电容器充电以放大的电荷对第二采样电容器进行充电；以及
将所述放大的电荷从所述第二采样电容器提供至所述输入；以及
在所述第二采样周期期间对所述输入处的所述电流感测信号进行采样。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第二量的电荷是所述第一量的电荷的倍数。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述注入第二量的电荷包括减小由对所述第一采样电容器充电导致的输入电流。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述输入包括一对输入端子。
5.一种电流测量电路，包括：
采样电路，被配置成在第一采样周期内在感测输入处对从电流导出的电流感测信号进行采样，其中为了对所述电流感测信号进行采样，所述采样电路被配置成从所述感测输入汲取第一量的电荷；以及
补偿电路，被配置成在紧接着所述第一采样周期的第二采样周期期间根据所述汲取的第一量的电荷将第二量的电荷注入回到所述感测输入，
其中，所述采样电路被进一步配置成在所述第二采样周期期间对所述感测输入处的所述电流感测信号进行采样，且
其中，所述采样电路包括第一开关电容器电路，所述第一开关电容器电路包括第一可编程增益放大器和第一采样电容器，并且其中为了对所述输入电流感测信号进行采样，所述采样电路被配置成对所述第一采样电容器进行充电；以及
其中所述补偿电路包括第二开关电容器电路，所述第二开关电容器电路包括第二可编程增益放大器和第二采样电容器，并且其中所述补偿电路被进一步配置成：
根据所述第一采样电容器的电荷以放大的电荷对所述第二采样电容器进行充电；以及
将所述放大的电荷从所述第二采样电容器提供至所述感测输入。
6.如权利要求5所述的电流测量电路，其特征在于，所述第二量的电荷是所述第一量的电荷的倍数。
7.如权利要求5所述的电流测量电路，其特征在于，所述补偿电路被配置成通过注入所述第二量的电荷而减小输入电流，其中所述输入电流源自对所述第一采样电容器充电。
8.如权利要求6所述的电流测量电路，其特征在于，所述第二可编程增益放大器的增益是基于所述第一可编程增益放大器的增益设定的，并且其中规定所述第一可编程增益放大器的增益与所述第二可编程增益放大器的增益之比以对应于所述第二量的电荷。
9.如权利要求6所述的电流测量电路，其特征在于，所述感测输入包括两个输入端子，所述两个输入端子形成所述第一可编程增益放大器的差分输入。
10.一种电子系统，包括：
存储器，被配置成存储编程指令；
处理元件，被配置成执行所述编程指令；以及
功率供给器电路，用于向所述存储器和所述处理元件中的至少一者供电，所述功率供给器电路被配置成：
提供供给电流；
在第一采样周期期间在一对感测输入处对从所述供给电流导出的电流感测信号进行采样，其中为了对所述电流感测信号进行采样，所述功率供给器电路被配置成从所述一对感测输入汲取第一量的电荷，
其中所述功率供给器电路被配置成将所述第一量的电荷存储在第一采样电容器内；
在紧接着所述第一采样周期的第二采样周期期间根据所述汲取的第一量的电荷将第二量的电荷注入回到所述一对感测输入；以及
在所述第二采样周期期间对所述一对感测输入处的所述电流感测信号进行采样，
其中，所述功率供给器电路被进一步配置成：
根据被存储在所述第一采样电容器中的所述第一量的电荷以放大的电荷对第二采样电容器进行充电；以及
将所述放大的电荷从所述第二采样电容器提供至所述一对感测输入，作为所述第二量的电荷。
11.如权利要求10所述的电子系统，其特征在于，通过注入所述第二量的电荷，所述功率供给器电路被配置成减小输入电流，所述输入电流源自将所述第一量的电荷存储在所述第一采样电容器内。
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