TWI655817B - 保護電路、放大器及切換電源供應裝置 - Google Patents

保護電路、放大器及切換電源供應裝置 Download PDF

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Abstract

一種保護電路，包括第一電容元件與第二電容元件。該第一電容元件的第一電容值隨著施加至電路元件之第一端子的電壓增加而增加。該第二電容元件與該第一電容元件在該第一端子與為參考電位端子的第二端子之間串聯連接。該第二電容元件有大於該第一電容值直到該電壓到達第一值的第二固定電容值。該第二電容元件有高於該電路元件之崩潰電壓特性的崩潰電壓特性。

Description

保護電路、放大器及切換電源供應裝置
本文所述具體實施例皆有關於保護電路、放大器及切換電源供應裝置。
近年來，各種領域已在推廣節能及微型化。例如，以可攜式電話及電源供應裝置為代表之高頻無線電通訊設備的領域也受其影響。
關於以高電壓驅動的切換電源供應裝置，例如，有人建議可低損耗地增加切換頻率的高崩潰電壓切換元件。此外，關於高頻無線電通訊的高功率放大器，為了提高最大振盪頻率，也有人建議使用以高頻操作的電晶體(放大器元件)。有人建議使用例如氮化鎵(GaN)之化合物半導體、開啟狀態(on-state)電阻很小的電晶體或閘極長度被縮短的矽(Si)金屬氧化物半導體(MOS)電晶體作為切換元件或放大器元件。以下，使用GaN的電晶體與閘極長度被縮短的Si-MOS電晶體會各自被稱為GaN電晶體與短閘極長度Si-MOS電晶體。
不過，關於GaN電晶體或短閘極長度 Si-MOS電晶體，施加至閘極部份的電壓有上限，其係控制電流(閘極部份的崩潰電壓)。此上限比普通MOS電晶體低。如果施加至閘極部份的電壓超過上限，則閘極部份可能被破壞。
為了解決電路元件被過量電壓(overvoltage)破壞的問題，以往是將齊納二極體連接至待保護電路元件的端子。如果高於或等於齊納電壓的電壓施加至齊納二極體，則電流會流動通過齊納二極體，因此高於或等於齊納電壓的電壓就不會施加至待保護電路元件的端子了。
例如，參考日本早期專利公開號09-69766及2008-113547。
不過，如果齊納二極體用作用以保護電路元件免受害於過量電壓的保護電路，則會因為齊納二極體在電流流動通過齊納二極體時有電阻分量(resistance component)而發生功率損失。
根據一方面，提供一種保護電路，其包括第一電容元件，其第一電容值隨著施加至電路元件之第一端子的第一電壓增加而增加，以及第二電容元件，其在該第一端子與為參考電位端子的第二端子之間與該第一電容元件串聯連接，其具有大於該第一電容值直到該第一電壓到達第一值的第二固定電容值，且具有高於該電路元件之崩潰電壓特性的崩潰電壓特性。
10‧‧‧保護電路
10a‧‧‧端子(GND端子)
11、12‧‧‧電容元件
11a‧‧‧曲線
12a‧‧‧直線
13a‧‧‧曲線
14a‧‧‧反曲點
14b‧‧‧切線
20‧‧‧電路元件
20a‧‧‧端子
21‧‧‧n型通道場效電晶體(FET)
30‧‧‧驗證電路
31‧‧‧輸入訊號源
32‧‧‧配線電感器
33‧‧‧閘極電阻器
34‧‧‧非線性電容元件
35‧‧‧固定電容元件
36‧‧‧n型通道FET
37‧‧‧負載電阻器
38‧‧‧輸出端子
39‧‧‧直流電源
40‧‧‧驗證電路
41‧‧‧齊納二極體
50‧‧‧切換電源供應裝置
51‧‧‧整流部
52‧‧‧主側切換部
52a、52b、52c‧‧‧主側切換部
53‧‧‧絕緣變換部
54‧‧‧副側切換部
54a、54b、54c‧‧‧副側切換部
55‧‧‧非接觸耦合部
60‧‧‧交流電源
61‧‧‧設備
70‧‧‧分壓器
71‧‧‧整流器
72‧‧‧控制積體電路(IC)
73‧‧‧電流偵測器
74‧‧‧閘極電阻器
75、75a、75b‧‧‧FET
76‧‧‧非線性電容元件
77‧‧‧固定電容元件
78‧‧‧電阻元件
79‧‧‧固定電容元件
80‧‧‧非線性電容元件
81‧‧‧電阻元件
85‧‧‧矩形波控制訊號
86、87、88‧‧‧閘極電壓波形
90、91‧‧‧整流器
92‧‧‧控制IC
93‧‧‧電壓偵測器
94‧‧‧閘極電阻器
95、95a、95b‧‧‧FET
96‧‧‧非線性電容元件
97‧‧‧固定電容元件
98‧‧‧電阻元件
99‧‧‧固定電容元件
100‧‧‧非線性電容元件
101‧‧‧電阻元件
110‧‧‧四級放大器
111‧‧‧輸入端子
112、113、114、115‧‧‧放大器
116‧‧‧輸出端子
120‧‧‧輸入匹配電路
120a‧‧‧電容元件
120b、120c、120d‧‧‧電感元件
121‧‧‧偏壓電路
121a、121b‧‧‧電容元件
121c‧‧‧電阻元件
121d‧‧‧電感元件
122‧‧‧輸入匹配電路
122a‧‧‧電感元件
122b‧‧‧非線性電容元件
122c‧‧‧固定電容元件
123‧‧‧FET
124‧‧‧輸出匹配電路
124a、124b、124c‧‧‧電感元件
124d‧‧‧電容元件
125‧‧‧偏壓電路
125a‧‧‧電容元件
125b‧‧‧電感元件
130、131、132、133‧‧‧波形
Cc‧‧‧固定電容值
Cj‧‧‧接面電容值
C(V)‧‧‧保護電路10的電容值
Cz‧‧‧組合電容值
S11、S12、S21、S22‧‧‧S-參數
Vth‧‧‧臨界電壓
第1圖根據第一具體實施例舉例圖示保護電路之實施例；第2圖圖示用於驗證切換操作的驗證電路之實施例，其包括保護切換元件免受害於過量電壓的保護電路；第3圖圖示模擬結果之實施例；第4圖圖示齊納二極體用作保護電路之實施例；第5圖圖示使用齊納二極體之驗證電路的模擬結果之實施例；第6圖根據第三具體實施例圖示切換電源供應裝置之實施例；第7圖圖示主側切換部(主側：primary side，有稱為「一次側」之情形)之實施例；第8圖根據第四具體實施例圖示切換電源供應裝置的主側切換部之實施例；第9圖根據第五具體實施例圖示切換電源供應裝置的主側切換部之實施例；第10圖圖示由控制IC輸出之控制訊號與FET之閘極電壓波形的模擬結果之實施例；第11圖根據第六具體實施例圖示切換電源供應裝置的主側切換部之實施例；第12圖根據第七具體實施例圖示切換電源供應裝置的副側切換部(副側：secondary side，有稱為「二次側」之情形)之實施例； 第13圖根據第八具體實施例圖示切換電源供應裝置的副側切換部之實施例；第14圖根據第九具體實施例圖示切換電源供應裝置的副側切換部之實施例；第15圖根據第十具體實施例圖示放大器之實施例；以及第16圖圖示各放大器的小訊號S-參數特性之實施例。
此時參考附圖描述數個具體實施例，其中類似的元件用相同的元件符號表示。
(第一具體實施例)
第1圖根據第一具體實施例圖示保護電路之實施例。
保護電路10保護電路元件20免受害於過量電壓。在第1圖的實施例中，圖示作為電路元件20的n型通道場效電晶體(FET)21，其係上述短閘極長度Si-MOS電晶體或其類似者。
在FET 21的閘極端子與汲極端子之間的內部中有電容。如果高於上限的汲極電壓經由電容施加至閘極端子，則閘極部份到達崩潰電壓極限而被破壞。此外，假如FET 21為包括在切換電源供應裝置中的切換元件，則可開發控制FET 21的控制電路以便使輸出電壓不變，前提是用於功率控制的Si-MOS電晶體用來作為FET 21。因此，控制電路的輸出電壓的範圍寬於GaN電晶體或短閘 極長度Si-MOS電晶體之閘極部份經得起的電壓的範圍，因此閘極部份可能被破壞。
隨著電晶體操作的頻率增加，預料未來施加至閘極端子用於電流或電壓控制的電壓範圍會變得更窄。另一方面，為了提高功率轉換操作的效率，增加切換電源供應裝置或高頻功率放大器中的汲極電壓。對此，理由如下。如果大功率是用低電壓與大電流產生，則會因金屬配線在有電流流過時有電阻分量而產生熱，並且因此發生損失。不過，如果相同的功率是用高電壓與小電流產生，則由金屬配線之電阻分量所致的損失會減少。此外，如上述，高電壓導致小電流。結果，配線的橫截面面積會減少。這有微型化與重量輕的好處。
根據第一具體實施例的保護電路10不僅保護上述FET 21的閘極部份，也保護可能有施加過量電壓的電路元件20。
保護電路10包括電容元件11及12，電容元件11及12在電路元件20中被施加電壓V的端子20a(FET 21的閘極端子)與為參考電位端子的端子(GND端子)10a之間串聯連接。在第1圖的實施例中，電容元件11的一端子連接至端子20a，而電容元件11的另一端子連接至電容元件12的一端子。此外，電容元件12的另一端子連接至端子10a。例如，參考電位固定在0V(接地電位)。不過，參考電位可稍微波動。
電容元件11的電容值C(V)有以下電壓特 性。當電壓V增加時，電容元件11的電容值C(V)增加。如第1圖的曲線11a所示，根據第一具體實施例之保護電路10的電容值C(V)隨著電壓V的增加而更快地增加。pn接面二極體、MOS二極體、蕭特基二極體或其類似者用作電容元件11。pn接面二極體的電容值C(V)由以下公式給出： 在此Cj為包括在pn接面二極體中之pn接面的接面電容值。
另一方面，電容元件12有固定電容值Cc。電容值Cc大於電容值C(V)直到電壓V到達電壓V1。此外，電容元件12有比電路元件20高的崩潰電壓特性(電阻-電壓)。陶瓷電容元件或其類似者用作電容元件12。
電容元件11與電容元件12的組合電容值Cz由以下公式給出：
如第1圖的曲線13a所示，組合電容值Cz有以下電壓特性。當電壓V減少時，組合電容值Cz收歛到電容值C(V)。當電壓V增加時，組合電容值Cz收歛到由直線12a表示的電容值Cc。換言之，組合電容值Cz的最小值與電容值C(V)的最小值匹配，而組合電容值Cz的最大值與電容值Cc匹配。
第1圖中的臨界電壓Vth表示在反曲點(inflection point)14a之切線14b與橫軸相交的電壓值，表明組合電容值Cz之曲線13a的電壓特性在反曲點14a變成收歛到電容值Cc的特性。
在電壓V超過臨界電壓Vth之前，組合電容值Cz充分小於電容值Cc。在電壓V超過臨界電壓Vth之後，組合電容值Cz隨著電容值C(V)的增加而幾乎與電容值Cc匹配。
例如，決定電容元件11的電容值Cc及特性(例如，接面電容值Cj)，使得臨界電壓Vth會對應至電路元件20所容許的電壓V的上限值。此時在假定臨界電壓Vth與電路元件20所容許的電壓V的上限值匹配的情形下做說明。不過，臨界電壓Vth並非總是與電路元件20所容許的電壓V的上限值匹配。例如，在反曲點14a的電壓值可能為電路元件20所容許的電壓V的上限值。
如果電壓V低於上述保護電路10的臨界電壓Vth，則組合電容值Cz充分小於電容值Cc且約為電容值C(V)。也就是說，電容元件11佔支配地位以及大部份的電壓V是施加至電容元件11。對應至電壓V的電壓施加至電路元件20且電路元件20起作用。
另一方面，如果電壓V高於臨界電壓Vth，則組合電容值Cz增加且接近電容值Cc。此時，電容元件12的充電不容易完成且電荷繼續流到電容元件12。結果，施加至電路元件20的電壓V不會增加且電路元件20被保 護以免受害於過量電壓。
此外，相較於齊納二極體或其類似者，在施加過量電壓時有電荷流入之電容元件12的電阻分量充分小(幾乎可忽略)。這壓制功率損失。此外，由電阻分量所致的電壓下降也可忽略。這壓制施加至電路元件20的電壓V上升。
如果只使用為pn接面二極體或其類似者的電容元件11，則電流有上限。結果，施加電壓的上限可能低於過量電壓。根據第一具體實施例的保護電路10包括上述電容元件12。結果，如果電壓V變成過量電壓，則電容元件12變成佔支配地位。因此，大部份的電壓V是施加至電容元件12，並且因此電容元件11不會被破壞。
此外，當電壓V低於過量電壓(例如，臨界電壓Vth)時，使用電容值C(V)隨著電壓V增加而更快地增加的電容元件11，使得有可能使組合電容值Cz充分小於電容值Cc。結果，充電相對快速地完成且供應電壓V至電路元件20。這壓制在電路元件20開始操作時的延遲。
在以上描述中，pn接面二極體的電容值C(V)用表達式(1)給出。不過，pn接面二極體的電容值C(V)可由以下公式給出： 在此為零電壓接面電位(在未施加偏壓時得到的接面電位)且m為係數。
此外，MOS二極體也可用作電容元件11。這樣，電容值C(V)由以下公式給出：
在上述表達式(4)中，ub為塊狀半導體(MOS二極體的基板部份)的參考電位，vs為表面電位，S為MOS二極體的元件面積，εs為塊狀半導體的電介質常數，ε0為真空的電介質常數，nb為n型載子在塊狀半導體中的數目，pb為p型載子在塊狀半導體中的數目，kB為波茲曼常數，而T為絕對溫度。如果塊狀半導體為n型，則nb用ND(n型雜質的摻雜濃度)近似。由於ND遠大於pb，因此pb可忽略。
此外，使用n型基板之MOS二極體的電容值C(V)也由以下公式給出： 在此W為MOS二極體的元件寬度，q為基本電荷，VTH為電荷產生起始電壓，而n為係數。
此外，如果在MOS二極體中形成很強的反轉層(inversion layer)，則電容值C(V)由以下公式給出： 在此CB為零電壓恆定電容。
在第1圖中，電容元件11與電容元件12各自可換成電容元件12與電容元件11。也就是說，電容元件12的一端連接至端子20a，而電容元件12的另一端連接至電容元件11的一端。此外，電容元件11的另一端連接至GND端子10a。這與以下所述的其他具體實施例相同。
此外，上述保護電路10可不連接至閘極側而是連接至汲極側。例如，包括串聯連接之電容元件11與電容元件12的電路可連接在FET 21的汲極端子與GND端子10a之間。此外，保護電路10可放在閘極側與汲極側兩者上。這與以下所述的其他具體實施例相同。
(第二具體實施例)
第2圖圖示用於驗證切換操作的驗證電路之實施例，其包括保護切換元件免受害於過量電壓的保護電路。
驗證電路30包括輸入訊號源31、配線電感器32、閘極電阻器33、非線性電容元件34、固定電容元件35、n型通道FET 36、負載電阻器37、輸出端子38及直流電源39。非線性電容元件34對應至包括在第一具體實施例之保護電路10中的電容元件11。固定電容元件35對應至包括在第一具體實施例之保護電路10中的電容元 件12。
輸入訊號源31經由配線電感器32及閘極電阻器33連接至FET 36的閘極端子。此外，非線性電容元件34與固定電容元件35在FET 36的閘極端子與為參考電位端子的GND端子之間串聯連接。輸出端子38與負載電阻器37的一端連接至FET 36的汲極端子。直流電源39連接至負載電阻器37的另一端。FET 36的源極端子連接至GND端子。
以下簡述上述驗證電路30的模擬結果之實施例。
例如，以下條件用作模擬條件。
輸入訊號源31輸出有矩形電壓波形的輸入電壓。該輸入電壓有1微秒與50%的工作比的周期以及在0至10V的範圍之間的變化。配線電感器32的電感值為30nH。閘極電阻器33的電阻值為1Ω。負載電阻器37的電阻值為25Ω。直流電源39輸出400V的直流電壓。
為了控制圖示於第1圖的臨界電壓Vth，例如，串聯連接的複數個pn接面二極體用作非線性電容元件34。以下，假設行使控制可將臨界電壓Vth設定至大約5V。此外，pn接面二極體之電容值對於電壓的依賴性由表達式(1)給出。假設接面電容值Cj約為100pF。
例如，有例如1kV崩潰電壓及1μF電容值的陶瓷電容元件用作固定電容元件35。只要實現這些崩潰電壓及電容值，可使用除陶瓷電容元件以外的電容元件。
FET 36例如為GaN電晶體。
FET 36的汲極電流IDS用以下式子呈現：
在上述表達式(7)中，Kp為互導參數(mutual conductance parameter)且等於4000A/V2，W為通道寬度倍率且等於1.0，L為通道長度倍率且等於1.0，LD為汲極區或源極區的延伸區長度且等於0.0，VGS為閘極-源極電壓，VDS為汲極-源極電壓，λ為通道長度調變參數且等於0.0，VT0為臨界電壓且等於2.1V，γ為提供基體效應(body effect)的係數且等於0V1/2，為表面反轉電位且等於0.6V，而VBS為基板偏壓。
根據使用面積(usage area)(VGS的量值)，用以下式子表示閘極-源極電容CGS與閘極-汲極電容CGD： 在此Von為FET 36的開啟狀態電壓，CGS0為零偏壓閘極-源極電容且等於0.0F，CGD0為零偏壓閘極-汲極電容且等於0.0F，而COX為氧化物膜單元面積的電容值且等於3nF。
此外，有表明FET 36的各種參數。不過，省略它們的描述。
第3圖圖示模擬結果之實施例。第3圖圖示藉由在上述條件下進行模擬得到的模擬結果之實施例。
第3圖從上面開始圖示：由輸入訊號源31產生的輸入電壓波形，在FET 36之閘極端子處的閘極電壓波形，在輸出端子38處的輸出電壓波形，以及輸入功率波形。在第3圖中，橫軸為時間。在第3圖中，輸入電壓波形圖、閘極電壓波形圖及輸出電壓波形圖的縱軸為電 壓，而輸入功率波形圖的縱軸為功率。
如第3圖所示，該閘極電壓波形在上升後沉澱下來到恆定值。該恆定值約為5V且比輸入電壓波形之最大值(其為10V)低約5V。此外，該輸出電壓波形在約400V、0V之間轉移。這表示FET 36正確地進行切換操作。該輸入功率波形為包括在輸入訊號源31與FET 36的閘極端子之間的元件所消耗的功率。輸入功率波形從0到11微秒的平均值為0.19W。
(比較實施例)
第4圖圖示齊納二極體用作保護電路的實施例。第4圖中與第2圖中相同的組件用相同的元件符號表示。
第4圖中的驗證電路40包括連接在FET 36的閘極端子與GND端子之間的齊納二極體41，以取代第2圖的非線性電容元件34與固定電容元件35。齊納二極體41的陽極連接至GND端子，且齊納二極體41的陰極連接至FET 36的閘極端子。
以下描述上述驗證電路40的模擬結果之實施例。
假設齊納二極體41的齊納電壓為4.7V。其他模擬條件與驗證電路30的相同。
第5圖圖示使用齊納二極體之驗證電路的模擬結果之實施例。
第5圖從上面開始圖示：由輸入訊號源31 產生的輸入電壓波形，在FET 36之閘極端子處的閘極電壓波形，在輸出端子38處的輸出電壓波形，以及輸入功率波形。在第5圖中，橫軸為時間。在第5圖中，輸入電壓波形圖、閘極電壓波形圖及輸出電壓波形圖的縱軸為電壓，以及輸入功率波形圖的縱軸為功率。
如第5圖所示，閘極電壓波形的最大值約為5V且比輸入電壓波形之最大值(其為10V)低約5V。不過，輸入功率波形從0到11微秒的平均值為8.39W。
由上述模擬結果可見，使用串聯連接作為保護電路的非線性電容元件34與固定電容元件35，使得耗電量(功率損失)約為使用齊納二極體以上述方式作為保護電路之驗證電路40之耗電量(功率損失)的1/44倍。
此時將描述包括串聯連接的上述非線性電容元件與固定電容元件之保護電路應用於切換電源供應裝置的實施例。
(第三具體實施例)
第6圖根據第三具體實施例圖示切換電源供應裝置之實施例。
切換電源供應裝置50將供應自交流電源60的交流電壓轉換成直流電壓，且供應至設備61。切換電源供應裝置50包括整流部(rectifying section)51、主側切換部(primary-side switching section)52、絕緣變換部(insulating transformation section)53、副側切換部54及非接觸耦合部(noncontact coupling section)55。
整流部51整流交流電壓且輸出經整流之訊號。
主側切換部52用切換操作將經整流之訊號轉換成脈衝波交流訊號。此外，主側切換部52經由非接觸耦合部55接收由副側切換部54產生的直流電壓。基於直流電壓，主側切換部52行使控制以將開關接通時間(switch-on time)與交流訊號波形(切換波形)之周期的比率(工作比)設定至正確的數值。
絕緣變換部53變換脈衝波交流訊號。
副側切換部54進行經變換之交流訊號的同步整流以產生直流電流及直流電壓，且供應它們到設備61。
非接觸耦合部55將直流電壓反饋到主側切換部52。
第7圖圖示主側切換部之實施例。
主側切換部52包括分壓器70、整流器71、控制積體電路(IC)72、電流偵測器73、閘極電阻器74、FET 75、非線性電容元件76及固定電容元件77。
分壓器70分壓(voltage-divide)由整流部51輸出的經整流之訊號且產生控制IC 72的源極電壓。
整流器71整流經變換之脈衝波交流訊號的一部份且產生控制IC 72的源極電壓。
當源極電壓到達可操作電壓時，控制IC 72輸出控制FET 75(其係切換元件)之開關時序(on-off timing) 的控制訊號(閘極電壓)。例如，控制IC 72輸出用於閘極驅動的矩形波控制訊號，其係使用於Si-MOSFET且在0至10V之間變化。
此外，控制IC 72經由非接觸耦合部55接收由副側切換部54產生的直流電壓。基於直流電壓，主側切換部52行使控制以將FET 75之接通時間與切換波形之周期的比率設定至正確的數值。此外，如果被電流偵測器73偵測的電流值不正常，則控制IC 72停止例如切換操作。
電流偵測器73偵測流經FET 75之源極端子的電流值且告知控制IC 72被偵測的電流值。
閘極電阻器74連接至FET 75的閘極端子。
FET 75用切換操作輸出脈衝波交流訊號。例如，FET 75為有650V崩潰電壓、6V最大建議閘極輸入電壓與約2V臨界電壓的常閉GaN電晶體。FET 75的汲極端子連接至絕緣變換部53，而FET 75的源極端子連接至電流偵測器73。FET 75不限於GaN電晶體。例如，FET 75可為Si-MOSFET或使用砷化鎵(GaAs)的FET。
非線性電容元件76對應至第2圖的非線性電容元件34。例如，包括並聯連接且各有10至10000pF接面電容值Cj之5個pn接面二極體的電路用作非線性電容元件76。MOS二極體或其類似者可用作非線性電容元件76。非線性電容元件76的一端連接至控制IC 72的輸出端子且經由閘極電阻器74連接至FET 75的閘極端子。非線性電容元件76的另一端連接至固定電容元件77的一 端。
固定電容元件77對應至第2圖的固定電容元件35。例如，固定電容元件77為有約250V之崩潰電壓及約1μF之電容值的陶瓷電容元件。固定電容元件77的另一端連接至GND端子。
假設非線性電容元件76的電容值與固定電容元件77的電容值各自為C(V)與Cc。此時，並聯連接之pn接面二極體的個數、接面電容值Cj及電容值Cc被設定成，例如，第1圖的臨界電壓Vth會對應至FET 75的最大建議閘極輸入電壓(對應至閘極部份的崩潰電壓)。
關於上述主側切換部52，由控制IC 72輸出之控制訊號的電壓可高於FET 75的最大建議閘極輸入電壓。不過，這包括非線性電容元件76與固定電容元件77。結果，如果控制訊號的電壓超過臨界電壓Vth，則電荷繼續流到固定電容元件77。因此，FET 75的閘極電壓經控制成不會變成過量電壓。此外，由於固定電容元件77的電阻分量很小，功率損失受到壓制。
此外，使用於用以功率控制之Si-MOSFET的控制IC可用作控制IC 72。因此，FET不需要開發新的控制IC使其閘極部份的崩潰電壓低於用以功率控制之Si-MOSFET的閘極部份。
(第四具體實施例)
第8圖根據第四具體實施例圖示切換電源供應裝置的主側切換部之實施例。第8圖中與第7圖之主 側切換部52中相同的組件用相同的元件符號表示。
主側切換部52a包括疊接(cascode-connected)的兩個FET 75a及75b，其取代第7圖之主側切換部52的FET 75。
例如，有約-10V之臨界電壓、約650V之崩潰電壓及約150至250mΩ之開啟狀態電阻的常開GaN電晶體用作FET 75a。FET 75a的汲極連接至絕緣變換部53，而FET 75a的源極連接至FET 75b的汲極。FET 75a的閘極連接至FET 75b的源極與電流偵測器73。
為了實現常閉，FET 75b疊接至FET 75a。例如，為了使為GaN電晶體之FET 75a的高速有實際用途，短閘極長度Si-MOS電晶體用作FET 75b，其閘極長度做成比有650V崩潰電壓之普通電晶體的閘極長度短，以減少輸入電容。例如，使用有約100V之崩潰電壓及約數百萬歐姆之開啟狀態電阻的短閘極長度Si-MOS電晶體。
在主側切換部52a中，由控制IC 72輸出的控制訊號供應至短閘極長度FET 75b的閘極端子。例如，如果由控制IC 72輸出且變化範圍在0至10V之間的矩形波控制訊號在其原始條件下被供應至短閘極長度FET 75b的閘極端子，則閘極部份可能被破壞。不過，關於第8圖的主側切換部52a，如果控制訊號的電壓超過臨界電壓Vth，則電荷繼續流到固定電容元件77。結果，FET 75b的閘極電壓經控制成不會變成過量電壓。這防止閘極部份 免於被破壞。此外，由於固定電容元件77的電阻分量很小，功率損失受到壓制。
(第五具體實施例)
第9圖根據第五具體實施例圖示切換電源供應裝置的主側切換部之實施例。第9圖中與第7圖之主側切換部52中相同的組件用相同的元件符號表示。
主側切換部52b包括與一電路並聯連接的電阻元件78，該電路包括串聯連接的非線性電容元件76與固定電容元件77。此外，包括串聯連接的固定電容元件79與非線性電容元件80的電路連接至控制IC 72的輸出端子。電阻元件81與包括串聯連接之固定電容元件79及非線性電容元件80的電路並聯連接。
電阻元件78例如有1至100kΩ的電阻值。
固定電容元件79例如有約10至10000pF的電容值。
非線性電容元件80為pn接面二極體、蕭特基二極體或其類似者，其具有例如0.7至1.0V的開啟狀態電壓、10V或更多的反向崩潰電壓、以及約10至10000pF的接面電容值Cj。
電阻元件81例如有1至100kΩ的電阻值。
如上述，主側切換部52b包括並聯電路，該並聯電路包括由串聯連接之非線性電容元件76與固定電容元件77構成的串聯電路和與該串聯電路並聯連接的電阻元件78。此外，主側切換部52b包括並聯電路，該並 聯電路包括由串聯連接之非線性電容元件80與固定電容元件79構成的串聯電路和與該串聯電路並聯連接的電阻元件81。此外，這兩個並聯電路係串聯連接。
採用上述結構，使得藉由改變電阻元件78的電阻值、電阻元件81的電阻值、固定電容元件79的電容值以及非線性電容元件80的接面電容值Cj有可能改變FET 75之閘極電壓之暫態響應的時間常數。
例如，假設有低臨界電壓的電晶體(例如，有約2V之臨界電壓的常閉GaN電晶體)用作FET 75。儘管行使控制以便使FET 75處於關閉狀態，然而FET 75仍可能受雜訊或其類似者影響而處於開啟狀態。因此，藉由改變上述時間常數，行使控制，使得FET 75的閘極電壓會在關掉FET 75時突落(undershoot)到0V或更小。結果，FET 75被可靠地關掉。
第10圖圖示由控制IC輸出之控制訊號與FET之閘極電壓波形的模擬結果之實施例。在第10圖中，橫軸為時間而縱軸為電壓。
第10圖圖示矩形波控制訊號85以及閘極電壓波形86、87及88之實施例，矩形波控制訊號85係由控制IC 72輸出且變化範圍在0至10V之間，而閘極電壓波形86、87及88是在各自將非線性電容元件80之接面電容值Cj設定至1pF、210pF及600pF時得到的。
如第10圖所示，非線性電容元件80之接面電容值Cj的變化造成突落或突升(overshoot)的量值改 變。在第10圖的實施例中，在將非線性電容元件80之接面電容值Cj設定至600pF時得到的閘極電壓波形88有最大突落。
用上述主側切換部52b得到的效果與用第三具體實施例之主側切換部52得到的相同。此外，控制FET 75之閘極電壓之暫態響應的時間常數。因此，實現表示於第10圖的突落。即使使用有低臨界電壓的FET 75，也壓制發生由外部雜訊造成的故障。
(第六具體實施例)
第11圖根據第六具體實施例圖示切換電源供應裝置的主側切換部之實施例。第11圖中與各自圖示於之第8圖及第9圖之主側切換部52a及52b中相同的組件用相同的元件符號表示。
主側切換部52c的實現係藉由組合各自圖示於第8圖及第9圖的主側切換部52a及52b。
如上述，如果使用例如短閘極長度FET作為FET 75b，則FET 75b有由短通道效應引起的低臨界電壓。結果，FET 75b容易被外部雜訊開啟。有低臨界電壓的常閉GaN電晶體也是如此。
因此，利用非線性電容元件80、固定電容元件79及電阻元件81來控制FET 75b之閘極電壓的暫態響應以產生如第10圖所示的突落。這壓制發生FET 75b由外部雜訊造成的故障。
(第七具體實施例)
順便提一下，包括串聯連接之非線性電容元件與固定電容元件用以保護免受害於過量電壓的上述電路也可放入副側切換部54。此外，包括串聯連接之非線性電容元件與固定電容元件的上述電路可以只放入副側切換部54。
第12圖根據第七具體實施例圖示切換電源供應裝置的副側切換部之實施例。
副側切換部54進行同步整流(synchronous commutation)。副側切換部54a包括整流器90及91、控制IC 92、電壓偵測器93、閘極電阻器94、FET 95、非線性電容元件96、以及固定電容元件97。
整流器90整流經變換之交流訊號，產生直流電流及直流電壓，且供應它們至設備61。
整流器91整流經切換之電流及電壓波形以將它們轉換為直流電流及電壓波形，且供應它們至控制IC 92。
控制IC 92接收由電壓偵測器93偵測的FET 95之汲極電壓，且基於汲極電壓，輸出用於以正確時序開啟或關閉FET 95的控制訊號。例如，控制IC 92輸出用於閘極驅動的矩形波控制訊號，其係使用於用以功率控制的Si-MOSFET且變化範圍在0至10V之間。
電壓偵測器93偵測FET 95之汲極電壓的數值且告知控制IC 92汲極電壓的偵測值。
閘極電阻器94連接至FET 95的閘極端子。
例如，FET 95為有650V之崩潰電壓、6V之最大建議閘極輸入電壓和約2V之臨界電壓的常閉GaN電晶體。FET 95的汲極端子連接至絕緣變換部53，而FET 95的源極端子連接至GND端子。FET 95不限於GaN電晶體。例如，FET 95可為Si-MOSFET或使用GaAs的FET。
非線性電容元件96對應至第2圖的非線性電容元件34。例如，包括並聯連接且各有10至10000pF接面電容值Cj之5個pn接面二極體的電路用作非線性電容元件96。MOS二極體或其類似者可用作非線性電容元件96。非線性電容元件96的一端連接至控制IC 92的輸出端子且經由閘極電阻器94連接至FET 95的閘極端子。非線性電容元件96的另一端連接至固定電容元件97的一端。
固定電容元件97對應至第2圖的固定電容元件35。例如，固定電容元件97為有約250V之崩潰電壓與約1μF之電容值的陶瓷電容元件。固定電容元件97的另一端連接至GND端子。
假設非線性電容元件96的電容值與固定電容元件97的電容值各自為C(V)與Cc。此時，並聯連接之pn接面二極體的個數，接面電容值Cj及電容值Cc被設定成，例如，第1圖的臨界電壓Vth會變成FET 95的最大建議閘極輸入電壓(對應至閘極部份的崩潰電壓)。
關於上述副側切換部54a，由控制IC 92輸出之控制訊號的電壓可高於FET 95的最大建議閘極輸入 電壓。不過，這包括非線性電容元件96與固定電容元件97。結果，如果控制訊號的電壓超過臨界電壓Vth，則電荷繼續流到固定電容元件97。因此，FET 95的閘極電壓經控制成不會變成過量電壓。此外，由於固定電容元件97的電阻分量很小，功率損失受到壓制。
此外，使用於用以功率控制之Si-MOSFET的控制IC可用作控制IC 92。因此，FET不需要開發新的控制IC使其閘極部份的崩潰電壓低於用以功率控制之Si-MOSFET的閘極部份。
(第八具體實施例)
第13圖根據第八具體實施例圖示切換電源供應裝置的副側切換部之實施例。第13圖中與第12圖之副側切換部54a中相同的組件用相同的元件符號表示。
副側切換部54b包括疊接的兩個FET95a及95b，其取代第12圖之副側切換部54a的FET 95。
例如，有約-10V之臨界電壓、約650v之崩潰電壓和約150至250mΩ之開啟狀態電阻的常開GaN電晶體用作FET 95a。FET 95a的汲極連接至絕緣變換部53，而FET 95a的源極連接至FET 95b的汲極。FET 95a的閘極連接至FET 95b的源極與GND端子。
為了實現常閉，FET 95b疊接至FET 95a。例如，為了使為GaN電晶體之FET 95a的高速有實際用途，短閘極長度Si-MOS電晶體用作FET 95b，其閘極長度做成比有650V崩潰電壓之普通電晶體的閘極長度短， 以減少輸入電容。例如，使用有約100V之崩潰電壓及約數百萬毫歐姆之開啟狀態電阻的短閘極長度Si-MOS電晶體。
在副側切換部54b中，由控制IC 92輸出的控制訊號供應至短閘極長度FET 95b的閘極端子。例如，如果由控制IC 92輸出且變化範圍在0至10V之間的矩形波控制訊號在其原始條件下供應至短閘極長度FET 95b的閘極端子，則閘極部份可能被破壞。不過，關於第13圖的副側切換部54b，如果控制訊號的電壓超過臨界電壓Vth，則電荷繼續流到固定電容元件97。結果，FET 95b的閘極電壓經控制成不會變成過量電壓。這防止閘極部份免於被破壞。此外，由於固定電容元件97的電阻分量很小，因此功率損失受到壓制。
(第九具體實施例)
第14圖根據第九具體實施例圖示切換電源供應裝置的副側切換部之實施例。第14圖中與第12圖之副側切換部54a中相同的組件用相同的元件符號表示。
副側切換部54c包括與一電路並聯連接的電阻元件98，該電路包括串聯連接的非線性電容元件96與固定電容元件97。此外，包括串聯連接之固定電容元件99與非線性電容元件100的電路連接至控制IC 92的輸出端子。電阻元件101與包括串聯連接之固定電容元件99與非線性電容元件100的電路並聯連接。
電阻元件98例如有1至100kΩ的電阻值。
固定電容元件99例如有約10至10000pF的電容值。
非線性電容元件100為pn接面二極體、蕭特基二極體或其類似者，其具有例如0.7至1.0V的開啟狀態電壓、10V或更多的反向崩潰電壓，以及約10至10000pF的接面電容值Cj。
電阻元件101例如有1至100kΩ的電阻值。
如上述，副側切換部54c包括並聯電路，該並聯電路包括由串聯連接之非線性電容元件96與固定電容元件97構成的串聯電路和與該串聯電路並聯連接的電阻元件98。此外，副側切換部54c包括並聯電路，其包括由串聯連接之非線性電容元件100與固定電容元件99構成的串聯電路和與該串聯電路並聯連接的電阻元件101。此外，這兩個並聯電路係串聯連接。
採用上述結構，使得藉由改變電阻元件98之電阻值、電阻元件101之電阻值、固定電容元件99之電容值以及非線性電容元件100之接面電容值Cj有可能改變FET 95之閘極電壓之暫態響應的時間常數。
例如，假設有低臨界電壓(例如，有約2V之臨界電壓的常閉GaN電晶體)的電晶體用作FET 95。儘管行使控制以便使FET 95處於關閉狀態，然而FET 95仍可能受雜訊或其類似者影響而處於開啟狀態。因此，藉由改變上述時間常數，行使控制，使得FET 95的閘極電壓會在關掉FET 95時突落到0V或更小。結果，FET 95被 可靠地關掉。
在第14圖的副側切換部54c中，可使用疊接的第13圖FET95a及95b以取代FET 95。
(第十具體實施例)
順便提一下，包括串聯連接之非線性電容元件與固定電容元件用以保護免受害於過量電壓的上述電路也可應用於放大器。
第15圖根據第十具體實施例圖示放大器之實施例。第15圖圖示四級放大器110之實施例。
四級放大器110輸入來自輸入端子111的訊號(例如，有70至90GHz之頻率的高頻訊號)，在每一級放大訊號，也就是說，用每個放大器112、113、114及115放大訊號，且從輸出端子116輸出。例如，各放大器112、113、114及115的小訊號S-參數特性如下。
第16圖圖示各放大器的小訊號S-參數特性之實施例。在第16圖中，橫軸為頻率(GHz)而縱軸為S-參數(dB)。波形130表明S-參數S11的頻率特性。波形131表明S-參數S12的頻率特性。波形132表明S-參數S21的頻率特性。波形133表明S-參數S22的頻率特性。
例如，包括在第15圖四級放大器110中的放大器113包括輸入匹配電路120、偏壓電路121、輸入匹配電路122、FET 123、輸出匹配電路124及偏壓電路125。
輸入匹配電路120進行放大器112的輸出阻抗與放大器113的輸入阻抗之間的匹配，且包括電容元件 120a與電感元件120b、120c及120d。前一級放大器112的輸出訊號供應至電容元件120a的一端，而電容元件120a的另一端連接至電感元件120b的一端。電感元件120b的另一端連接至電感元件120c的一端與電感元件120d的一端。電感元件120c的另一端連接至偏壓電路121與輸入匹配電路122。
偏壓電路121產生將會供應至FET 123之閘極端子的偏壓，且包括電容元件121a及121b、電阻元件121c、以及電感元件121d。電壓Vgg供應至電容元件121a的一端與電阻元件121c的一端。電容元件121a的另一端連接至GND端子。電阻元件121c的另一端連接至電容元件121b的一端與電感元件121d的一端。電容元件121b的另一端連接至GND端子。電感元件121d的另一端連接至輸入匹配電路120之電感元件120c的另一端。
輸入匹配電路122進行放大器112的輸出阻抗與放大器113的輸入阻抗之間的匹配，且包括電感元件122a、非線性電容元件122b及固定電容元件122c。電感元件122a的一端連接至電感元件120c的另一端與電感元件121d的另一端。電感元件122a的另一端連接至FET 123的閘極端子與非線性電容元件122b的一端。非線性電容元件122b的另一端連接至固定電容元件122c的一端。固定電容元件122c的另一端連接至GND端子。
基於該偏壓，FET 123放大及輸出供應至閘極端子的高頻訊號。例如，由砷化鎵製成且有0.13微米之 閘極長度與約100微米之閘極寬度的高電子移動率電晶體(HEMT)用作FET 123。FET 123的汲極端子連接至輸出匹配電路124，而FET 123的源極端子連接至GND端子。
輸出匹配電路124進行放大器114的輸入阻抗與放大器113的輸出阻抗之間的匹配，且包括電感元件124a、124b及124c與電容元件124d。電感元件124a的一端連接至FET 123的汲極端子，而電感元件124a的另一端連接至電感元件124b的一端、電感元件124c的一端以及偏壓電路125。電感元件124b的另一端連接至電容元件124d的一端，而電容元件124d的另一端連接至在下一級的放大器114。
偏壓電路125產生將會供應至FET 123之汲極端子的偏壓，且包括電容元件125a與電感元件125b。電壓Vdd供應至電容元件125a的一端與電感元件125b的一端。電容元件125a的另一端連接至GND端子。電感元件125b的另一端連接至輸出匹配電路124之電感元件124a的另一端、輸出匹配電路124之電感元件124b的一端、以及輸出匹配電路124之電感元件124c的一端。
放大器112、114及115的電路結構與放大器113的相同。
在上述四級放大器110中，非線性電容元件122b對應至第2圖的非線性電容元件34。非線性電容元件122b為蕭特基二極體或其類似者，其具有例如約0.7至1V的開啟狀態電壓以及約1至100fF的接面電容值Cj。此 外，固定電容元件122c對應至第2圖的固定電容元件35。例如，固定電容元件122c為有約2V之崩潰電壓的電容元件。
假設非線性電容元件122b的電容值與固定電容元件122c的電容值各自為C(V)與Cc。此時，接面電容值Cj與電容值Cc被設定成，例如，第1圖的臨界電壓Vth會變成FET 123的最大建議閘極輸入電壓(對應至閘極部份的崩潰電壓)。
關於上述四級放大器110，這包括非線性電容元件122b與固定電容元件122c。結果，如果輸入匹配電路122的輸入電壓超過臨界電壓Vth，則電荷繼續流到固定電容元件122c。因此，FET 123的閘極電壓經控制成不會變成過量電壓。此外，由於固定電容元件122c的電阻分量很小，功率損失受到壓制。
已基於數個具體實施例描述保護電路、放大器及切換電源供應裝置的一方面。不過，這些是簡單的實施例且本發明不限於以上描述。
根據一方面，保護電路的功率損失受到壓制。

Claims (6)

  1. 一種保護電路，包含：第一電容元件，其第一電容值隨著施加至一電路元件之第一端子的第一電壓增加而增加；以及第二電容元件，該第二電容元件在前述第一端子與為一參考電位端子的第二端子之間與該第一電容元件串聯連接，該第二電容元件具有大於前述第一電容值直到該第一電壓到達第一值的第二固定電容值，且具有高於該電路元件之崩潰電壓特性的崩潰電壓特性。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之保護電路，其中：該第一電容值隨著該第一電壓增加而更快地增加；以及該第一電容元件與該第二電容元件的組合電容值表示一電壓特性，其中該第一電容元件與該第二電容元件之該組合電容值隨著該第一電壓減少而收歛到該第一電容值，以及其中該第一電容元件與該第二電容元件之該組合電容值隨著該第一電壓增加而收歛到該第二電容值。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之保護電路，其中決定該第一電容元件與該第二電容值的特性，使得基於一反曲點所決定的該第一電壓之第二值對應至該電路元件所容許的該第一電壓之上限值，該組合電容值之該電壓特性在該反曲點處變成收歛到該第二電容值的特 性。
  4. 如申請專利範圍第1項至第3項中之任一項所述的保護電路，包含：第一並聯電路，包括：串聯連接該第一電容元件與該第二電容元件的第一串聯電路，以及與該第一串聯電路並聯連接的第一電阻元件；以及第二並聯電路，包括：串聯連接其第三電容值依據該第一電壓改變之第三電容元件與有第四固定電容值之第四電容元件的第二串聯電路，以及與該第二串聯電路並聯連接且與該第一並聯電路串聯連接的第二電阻元件。
  5. 一種放大器，包含：場效電晶體，其基於一偏壓，放大及輸出供應至閘極端子的高頻訊號；以及保護電路，其中有第一電容元件與第二電容元件在該閘極端子與為一參考電位端子的一端子之間串聯連接，該第一電容元件的第一電容值隨著施加至該閘極端子的閘極電壓增加而增加，而該第二電容元件有大於該第一電容值直到該閘極電壓到達第一值的第二固定電容值以及有高於該場效電晶體之崩潰電壓特性的崩潰電壓特性。
  6. 一種切換電源供應裝置，包含：場效電晶體，其藉由切換操作輸出脈衝波交流訊號； 控制電路，其輸出控制該場效電晶體之該切換操作的閘極電壓；以及保護電路，其中有第一電容元件與第二電容元件在該場效電晶體的閘極端子與為一參考電位端子的端子之間串聯連接，該第一電容元件的第一電容值隨著該閘極電壓增加而增加，而該第二電容元件有大於該第一電容值直到該閘極電壓到達第一值的第二固定電容值且有高於該場效電晶體之崩潰電壓特性的崩潰電壓特性。
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