TWI652872B - Load modulation circuit, semiconductor device and wireless power supply system - Google Patents

Load modulation circuit, semiconductor device and wireless power supply system Download PDF

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TWI652872B
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Abstract

本發明係關於一種負載調變電路、半導體裝置及無線供電系統。實施形態之負載調變電路具有第1元件、將第1元件連接於接收電力之線圈之端部的開關元件、控制開關元件之動作的第一控制部、及控制第1元件內儲存之電荷量的第二控制部，第二控制部係當開關元件切換為斷開時使第1元件內儲存之電荷放電。

Description

負載調變電路、半導體裝置及無線供電系統 [相關申請案]
本申請享受以日本專利申請2015-166573號(申請日：2015年8月26日)為基礎申請之優先權。本申請係藉由參照此基礎申請而包含基礎申請之全部內容。
本發明之實施形態係關於一種負載調變電路、半導體裝置及無線供電系統。
近年來，利用線圈間之電磁耦合以非接觸之方式進行電力輸送之所謂無線供電技術得以普及。作為以無線之方式輸送電力的方法，先前以來提出多種方法，但近年來所謂「電磁感應方式」之無線供電技術受到關注，且搭載著電磁感應式無線供電系統的產品亦開始實用化，上述「電磁感應方式」中運用了將電流流過兩個鄰接線圈中之一個線圈時產生之磁束作為媒介，使鄰接線圈中之另一個線圈產生電動勢的電磁感應原理。
電磁感應方式之無線供電系統中，係自受電側向送電側進行單向通信。藉由將負載調變電路連接於受電側之天線線圈，改變此電路之負載，而使受電側之負載電容變化。藉此，使送電側之線圈電壓之振幅變化，實現二進制ASK(Amplitude shift keying，幅移鍵控)。一般而言，於使用電容器之負載調變電路中，將電晶體用作開關元件，控制此電容器中之電荷之儲存與釋放，藉此使受電側之總的負載電容 變化。
作為用作開關元件之電晶體，通常使用C-DMOS(Complementary and Doublediffused MOS，互補雙擴散金屬氧化物半導體電晶體)製程而與周邊電路併入至同一晶片，故而係由高耐壓之LDMOS(Laterally Diffused MOS，橫向擴散金屬氧化物半導體電晶體)構成。於此種構成中，當用於負載調變的電容器處於蓄電狀態且此電晶體處於非導通狀態、汲極電壓自標準電壓(GND)下降至順向電壓以上時，形成於基板與該電晶體的井擴散區域之間的寄生二極體成為電容器之放電路徑。
然而，當使用C-DMOS(Complementary and Doublediffused MOS)製程形成電晶體時，該電晶體與周邊電路未完全電性分離，故而，根據寄生二極體之放電電流，使將與基板相接之近旁的擴散區域(於井擴散區域為相同導電型的擴散區域)作為集電極的寄生雙極性電晶體動作。因此，存在使用作為集電極電流之供給源之近旁的擴散區域的周邊電路進行誤動作的可能性高之問題。而且，當對該擴散區域施加高電位時，存在寄生雙極性電晶體之集電極電流下之消耗電力變得極大，而令發熱量增加的問題。
本發明之實施形態提供一種能抑制周邊電路產生誤動作之負載調變電路、半導體裝置及無線供電系統。
實施形態之負載調變電路具有電容器、將上述電容器連接於接收以無線方式供給之電力的線圈之端部的開關、控制上述開關之動作的第一控制部、及控制上述電容器內儲存之電荷量的第二控制部，上述第二控制部係當上述開關切換為斷開時使上述電容器內儲存之電荷放電。
1‧‧‧負載調變電路
2‧‧‧同步整流電路
11、12‧‧‧位準偏移電路
21、22、31、32‧‧‧比較器
100‧‧‧p型半導體基板(Psub)
101‧‧‧n型井(Deep Nwell)
102‧‧‧p型主擴散區域(Pwell)
103‧‧‧n型擴散區域(Nwell)
104‧‧‧p型後閘極擴散區域(P+)
105‧‧‧n型源極擴散區域(N+)
106‧‧‧後閘極電極(BG)
107‧‧‧源極電極
108‧‧‧n型汲極擴散區域(N+)
109‧‧‧汲極電極(D)
110‧‧‧閘極電極(G)
111、112‧‧‧n型擴散區域(Deep Nwell)
C1‧‧‧串聯共振電容
C2‧‧‧並聯負載電容
C3‧‧‧全波整流平滑電容
C4、C5‧‧‧負載調整用電容
COM‧‧‧負載調變控制信號
Ic1、Ic2‧‧‧集電極電流
INV1、INV2‧‧‧反相器
L1‧‧‧受電天線線圈
LX1、LX2‧‧‧輸入端子
M1~M6‧‧‧同步整流用電晶體
Ma‧‧‧周邊電晶體
OR1、OR2‧‧‧或電路
VLX1‧‧‧電位
圖1係說明使用本實施形態之負載調變電路之無線供電天線裝置之構成的概略塊圖。
圖2係表示圖1所示之無線供電天線裝置之各點處的信號波形的圖。
圖3係說明負載調變控制用電晶體M5及周邊電路之構造的剖視圖。
圖4係說明使用本實施形態之負載調變電路之無線供電天線裝置的另一構成的概略塊圖。
以下，參照圖式說明實施形態。
圖1係說明使用本發明之實施形態之負載調變電路之無線供電天線裝置之構成的概略塊圖。無線供電天線裝置主要包括受電天線線圈L1、串聯共振電容C1、並聯負載電容C2、同步整流電路2、負載調變電路1及全波整流平滑電容C3。同步整流電路2係使由受電天線線圈L1接收之交流電壓的負側之電壓反轉，且輸出輸入電壓的絕對值的電路。負載調變電路1係改變受電天線線圈L1之阻抗的電路，其改變由受電天線線圈L1接收之交流電壓之振幅。全波整流平滑電容C3係用於減少利用同步整流電路2進行全波整流後之脈流電壓的脈動成分且取出直流電壓的電容。
受電天線線圈L1之一端連接於同步整流電路2之一輸入端子LX1。而且，受電天線線圈L1之另一端經由串聯共振電容C1而連接於同步整流電路2之另一輸入端子LX2。而且，並聯負載電容C2並聯連接於彼此串聯連接之受電天線線圈L1與串聯共振電容C1。亦即，並聯負載電容C2之一端連接於同步整流電路2之一輸入端子LX1，另一端連接於整流電路2之另一輸入端子LX2。
同步整流電路2係包括四個同步整流用電晶體M1、M2、M3、 M4、四個比較器21、22、31、32、兩個反相器INV1、INV2、及兩個位準偏移電路11、12的全橋同步整流電路。高側開關即同步整流用電晶體M1、M3係由P型MOS電晶體構成，低側開關即同步整流用電晶體M2、M4係由N型MOS電晶體構成。
同步整流用電晶體M1、M2各自之汲極連接於輸入端子LX1。同步整流用電晶體M3、M4各自之汲極連接於輸入端子LX2。而且，同步整流用電晶體M1、M3各自之源極連接於全波整流平滑電容C3之一端。同步整流用電晶體M2、M4各自之源極連接於GND(接地)。
比較器21之反轉輸入連接於同步整流電路2之一輸入端子LX1，而非反轉輸入連接於GND。而且，比較器21之輸出係經由位準偏移電路12、反相器INV2而被輸入至同步整流用電晶體M3之閘極。亦即，同步整流用電晶體M3係受比較器21控制而當輸入端子LX1之電位低於GND時成為導通。
比較器22之反轉輸入連接於同步整流電路2之一輸入端子LX2，而非反轉輸入連接於GND。而且，比較器22之輸出經由位準偏移電路11、反相器INV1而輸入至同步整流用電晶體M1之閘極。亦即，同步整流用電晶體M1係受比較器22控制而當輸入端子LX2之電位低於GND時成為導通。
比較器31之反轉輸入連接於同步整流電路2之一輸入端子LX1，而非反轉輸入連接於GND。而且，比較器31之輸出被輸入至同步整流用電晶體M2之閘極。亦即，同步整流用電晶體M2係受比較器31控制而當輸入端子LX1之電位低於GND時成為導通。
比較器32之反轉輸入連接於同步整流電路2之另一輸入端子LX2，而非反轉輸入連接於GND。而且，比較器32之輸出被輸入至同步整流用電晶體M4之閘極。亦即，同步整流用電晶體M4係受比較器32控制而當輸入端子LX2之電位低於GND時成為導通。
如此，比較器21、22、31、32將輸入端子LX1與LX2之電位進行比較，以於自GND經過受電天線線圈L1到達全波整流平滑電容C3之路徑中之、沿由受電天線線圈L1接收之交流電流之流動方向之路徑上之阻抗成為最小的方式，控制同步整流用電晶體M1、M2、M3、M4之導通、非導通之時序。
亦即，當輸入端子LX1之電位高於輸入端子LX2之電位時，藉由將同步整流用電晶體M1、M4控制為導通、將同步整流用電晶體M2、M3控制為非導通，而自連接於同步整流用電晶體M4之源極的GND，經由同步整流用電晶體M4、串聯共振電容C1、受電天線線圈L1、同步整流用電晶體M1將電荷儲存於全波整流平滑電容C3。而且，當輸入端子LX2之電位高於輸入端子LX1之電位時，藉由將同步整流用電晶體M2、M3控制為導通、將同步整流用電晶體M1、M4控制為非導通，而自連接於同步整流用電晶體M2之源極的GND，經由同步整流用電晶體M2、受電天線線圈L1、串聯共振電容C1、同步整流用電晶體M3將電荷儲存於全波整流平滑電容C3。
另外，比較器21、22、31、32之各個輸入設定有偏移電壓，調整同步整流用電晶體M1、M2、M3、M4之導通、非導通之時序。
全波整流平滑電容C3之一端連接有同步整流用電晶體M1、M3之源極，另一端連接有GND。受電天線線圈L1上感應之交流電流由同步整流電路2進行全波整流，且蓄積於全波整流平滑電容C3。
負載調變電路1包含作為改變受電天線線圈L1之阻抗之電容器的兩個負載調整用電容C4、C5、與負載調變控制電路。負載調變控制電路包含兩個負載調變控制用電晶體M5、M6、與兩個或電路OR1、OR2。作為將負載調整用電容C4、C5與受電天線線圈L1連接的開關之負載調變控制用電晶體M5、M6，係由N型MOS電晶體構成。
負載調整用電容C4之一端連接於同步整流電路2之一輸入端子 LX1。而且，負載調整用電容C4之另一端連接於負載調變控制用電晶體M5之汲極。
負載調整用電容C5之一端連接於同步整流電路2之另一輸入端子LX2。而且，負載調整用電容C5之另一端連接於負載調變控制用電晶體M6之汲極。
負載調變控制用電晶體M5、M6之源極連接於GND。另外，亦可於負載調變控制用電晶體M5、M6之源極與GND之間插入下拉電阻。
作為第一及第二控制部的或電路OR1被輸入比較器31之輸出及負載調變控制信號COM。或電路OR1之輸出被輸入至負載調變控制用電晶體M5之閘極。另外，負載調變控制信號COM係對於負載調變電路之受電天線線圈L1之並聯負載電容值的控制之導通、非導通進行切換的信號。當負載調變控制信號COM=“H”時進行負載調變，當負載調變控制信號COM=“L”不進行負載調變。
同樣，作為第一及第二控制部的或電路OR2被輸入比較器32之輸出及負載調變控制信號COM。或電路OR2之輸出被輸入至負載調變控制用電晶體M6之閘極。
當負載調變控制信號COM=“H”時，或電路OR1、OR2之輸出成為“H”，因此負載調變控制用電晶體M5、M6導通。於是，負載調整用電容C4、C5與並聯負載電容C2並聯連接，故而受電天線線圈L1之並聯負載電容值變化。亦即，當負載調變控制用電晶體M5、M6非導通時，受電天線線圈L1之並聯負載電容值為C2。另一方面，當負載調變控制用電晶體M5、M6導通時，受電天線線圈L1之並聯負載電容值成為C2+(C4+C5)/(C4×C5)，電容值按(C4+C5)/(C4×C5)發生變化。如此，因受電天線線圈L1之並聯負載電容值變化，使得受電天線線圈L1接收之交流信號之振幅變化，因此，能向電磁耦合的送電天線線圈側進行ASK通信。
另一方面，當負載調變控制信號COM=“L”時，或電路OR1、OR2之輸出與比較器31、32之輸出同步。亦即，負載調變控制用電晶體M5係與連接於輸入端子LX1側之同步整流用電晶體M2同步地導通、非導通，負載調變控制用電晶體M6係與連接於輸入端子LX2側之同步整流用電晶體M4同步地導通、非導通。
接著，對負載調變時負載調整用電容C4、C5的充放電動作進行說明。另外，負載調整用電容C5及負載調變控制用電晶體M6之動作與負載調整用電容C4及負載調變控制用電晶體M5之動作相同，因此，此處對於負載調整用電容C4的充放電動作進行說明。圖2係表示圖1所示之無線供電天線裝置之各點處的信號波形的圖。圖2中表示輸入端子LX1之電位、負載調變控制信號COM、比較器31之輸出信號、或電路OR1之輸出信號、負載調變控制用電晶體M5之汲極電位之各波形。
1)當負載調變控制信號COM=“L”時(進行負載調變前的狀態)
a)當自輸入端子LX1流出電流時
輸入端子LX1之電位VLX1(L)係由以下所示之(1)式表示。
VLX1(L)=GND-Ichg×Ron(M2) (1)式
(1)式中，Ichg表示充電電流，Ron(M2)表示同步整流用電晶體M2之導通電阻。因負載調變控制信號COM=“L”，故而控制負載調變控制用電晶體M5之導通、非導通的或電路OR1之輸出值、及、輸出值切換為“H”→“L”、“L”→“H”之時序相當於比較器31之輸出值、及、輸出值切換為“H”→“L”、“L”→“H”之時序。亦即，負載調變控制用電晶體M5係與同步整流用電晶體M2同步地導通、非導通。
當自輸入端子LX1流出電流時，比較器31之輸出成為“H”，同步整流用電晶體M2成為導通狀態。或電路OR1之輸出亦成為“H”，負載調變控制用電晶體M5成為導通狀態，因此，負載調變控制用電晶體 M5之汲極電位VD(M5)收斂為0V。因此，負載調整用電容C4之充電電壓VC4由以下所示之(2)式表示。
VC4=GND-VLX1(L)=Ichg×Ron(M2) (2)式
b)當電流流入至輸入端子LX1時
輸入端子LX1之電位VLX1(H)由以下所示之(3)式表示。
VLX1(H)=VC3+Ichg×Ron(M1) (3)式
(3)式中，VC3表示全波整流平滑電容C3內充入的電壓，Ron(M1)表示同步整流用電晶體M1之導通電阻。當電流流入至輸入端子LX1時，比較器31之輸出成為“L”，同步整流用電晶體M2成為非導通的狀態。或電路OR1之輸出亦成為“L”，負載調變控制用電晶體M5成為非導通的狀態，因此負載調整用電容C4不放電而維持(2)式所示之充電電壓VC4。亦即，於負載調變控制信號COM=“L”期間，一旦充電達到Ichg×Ron(M2)，負載調整用電容C4繼續維持該充電電壓。
另外，此時，負載調變控制用電晶體M5之汲極電位VD(M5)為VLX1(H)+VC4，因此，維持較之VLX1(H)高Ichg×Ron(M2)之電位。
2)當負載調變控制信號COM=“L”→“H”時(切換為有負載調變的狀態)
若負載調變控制信號COM=“H”，則控制負載調變控制用電晶體M5之導通、非導通的或電路OR1之輸出不論比較器31之輸出如何均始終為“H”，負載調變控制用電晶體M5始終為導通的狀態，因此，負載調變控制用電晶體M5之汲極電位VD(M5)收斂為0V。
a)當電流流入至輸入端子LX1時
此時，輸入端子LX1之電位為VLX1(H)，因此負載調整用電容C4開始充電，其充電電壓VC4收斂為由以下所示之(4)式表示的值。
VC4=VLX1(H)-VD(M5)=VLX1(H) (4)式
b)當自輸入端子LX1流出電流時
此時，輸入端子LX1之電位為VLX1(L)，因此負載調整用電容C4開始放電，其充電電壓VC4收斂為由以下所示之(5)式表示的值。
VC4=VD(M5)-VLX1(L)=-VLX1(L) (5)式
如此，根據輸入端子LX1之電流方向，使負載調整用電容C4反覆充放電。此時，負載調變控制用電晶體M5始終為導通的狀態，因此，負載調整用電容C4的充放電電流IC4受負載調變控制用電晶體M5之導通電阻限制。
3)當負載調變控制信號COM=“H”→“L”時(切換為無負載調變的狀態)
若負載調變控制信號COM=“L”，則控制負載調變控制用電晶體M5之導通、非導通的或電路OR1之輸出變得與比較器31之輸出相等。亦即，負載調變控制用電晶體M5與同步整流用電晶體M2同步地導通、非導通。當負載調變控制信號COM自“H”切換為“L”時，於電流流入至輸入端子LX1的情況下，比較器31之輸出成為“L”，同步整流用電晶體M2成為非導通的狀態。因此，或電路OR1之輸出亦成為“L”，負載調變控制用電晶體M5成為非導通的狀態。
此時，輸入端子LX1之電位為VLX1(H)，因此負載調整用電容C4之充電電壓VC4如(4)式所示，為VLX1(H)。
之後，若自輸入端子LX1流出電流，則輸入端子LX1之電位變為VLX1(L)，因此負載調整用電容C4開始放電。
現有之負載調變電路中，於負載調變控制信號COM=“L”期間，負載調變控制用電晶體M5為非導通。因此，負載調整用電容C4無法放電，負載調變控制用電晶體M5之汲極電位VD(M5)下降至VLX1(L)-VLX1(H)。
此處，負載調變控制用電晶體M5通常使用C-DMOS製程而與周邊電路併入至至同一晶片，因此，由高耐壓之LDMOS構成。圖3係對 負載調變控制用電晶體M5及周邊電路之構造進行說明的剖視圖。如圖3所示，負載調變控制用電晶體M5形成於注入至p型半導體基板(Psub)100之n型井(Deep Nwell)101。
於n型井(Deep Nwell)101之上部，p型主擴散區域(Pwell)102與n型擴散區域(Nwell)103形成於相隔規定距離的位置。於p型主擴散區域(Pwell)102之上部，高濃度之p型後閘極擴散區域(P+)104與高濃度之n型源極擴散區域(N+)105彼此相接地形成。p型後閘極擴散區域(P+)104連接於後閘極電極(BG)106，n型源極擴散區域(N+)105連接於源極電極107。於n型擴散區域(Nwell)103之上部形成有高濃度之n型汲極擴散區域(N+)108，於n型汲極擴散區域(N+)108連接有汲極電極(D)109。於半導體基板100之表面，以覆蓋p型主擴散區域(Pwell)102之一部分與n型井(Deep Nwell)101、及n型擴散區域(Nwell)103之一部分的方式，經由未圖示之閘極氧化膜形成有閘極電極(G)110。
源極電極107與後閘極電極106連接於GND。汲極電極109連接於負載調整用電容C4之一端。負載調整用電容C4之另一端連接於輸入端子LX1。閘極電極110連接於或電路OR1，且被輸入來自或電路OR1之輸出信號。
於此種構成中，在自n型汲極擴散區域(N+)108連至n型擴散區域(Nwell)103、n型井(Deep Nwell)101之n型擴散區域、與半導體基板100之間形成有寄生二極體，且在用於負載調變之負載調整用電容C4為已蓄電的狀態、且負載調變控制用電晶體M5為非導通狀態、汲極電壓自標準電壓(GND)下降至順向電壓以上時，該寄生二極體成為負載調整用電容C4之放電路徑。
此時之負載調整用電容C4之放電電流IC4由以下所示之(6)式表示。
(6)式中，VF表示形成於半導體基板100與n型汲極擴散區域(N+)108之間的寄生二極體的順向電壓，Rp表示自GND至負載調變控制用電晶體M5之汲極電位VD(M5)之間的寄生電阻。
此時之放電電流IC4僅受寄生電阻限制，可能達到形成於自n型汲極擴散區域(N+)108連至n型擴散區域(Nwell)103、n型井(Deep Nwell)101之n型擴散區域、與半導體基板100之間的寄生二極體的電流能力臨界值。
若根據負載調整用電容C4之放電而令負載調變控制用電晶體M5之汲極電位VD(M5)達到GND-VF，則放電路徑消失，故而負載調整用電容C4之充電電壓VC4固定為以下所示之(7)式的值。
VC4=VLX1(L)-VD(M5)=GND-Ichg×Ron(M2)-(GND-VF)=VF-Ichg×Ron(M2) (7)式
如圖3所示，通常，負載調變控制用電晶體M5係使用C-DMOS製程而由高耐壓之LDMOS構成。因此，未與高電位電源Pa或周邊電晶體Ma等周邊電路完全電性分離，於半導體基板100之深部區域可能導通。
如上所述，當負載調變控制信號COM自“H”切換為”L”時，根據形成於自n型汲極擴散區域(N+)108連至n型擴散區域(Nwell)103、n型井(Deep Nwell)101之n型擴散區域、與半導體基板100之間的寄生二極體之放電電流，而使將n型井(Deep Nwell)101作為射極、將半導體基板100作為基極、將與半導體基板100相接且位於負載調變控制用電晶體M5近旁的周邊電路之n型擴散區域(Deep Nwell)111、112作為集電極的寄生雙極性電晶體動作。因此，就高電位電源Pa而言，當向n型 擴散區域(Deep Nwell)111施加高電位時，寄生雙極性電晶體之集電極電流Ic1下之消耗電力可能變得極大，且令發熱量增大。而且，供給寄生雙極性電晶體之集電極電流Ic2的周邊電晶體Ma亦可能誤動作。
另一方面，本實施形態之負載調變電路中，若自輸入端子LX1流出電流，則輸入端子LX1之電位變化為VLX1(L)，故而負載調整用電容C4開始放電。此時，同步整流用電晶體M2導通，因此負載調變控制用電晶體M5亦與其同步地導通。因此，負載調整用電容C4之放電電流IC4受負載調變控制用電晶體M5之導通電阻的限制，且由以下所示之(8)表示。
最終，負載調變控制用電晶體M5之汲極電位VD(M5)收斂為0V，之後反覆呈現1)~3)各狀態。
如此，根據本實施形態，負載調整用電容C4之放電電流IC4成為受負載調變控制用電晶體M5之導通電阻限制的電流值。亦即，負載調整用電容C4開始放電，並且負載調變控制用電晶體M5與同步整流用電晶體M2同步地導通，因此，能經由負載調變控制用電晶體M5確保向GND之放電路徑。同樣，負載調整用電容C5開始放電，並且負載調變控制用電晶體M6與同步整流用電晶體M4同步地導通，因此，能經由負載調變控制用電晶體M6確保向GND之放電路徑。
因此，能避免形成於自n型汲極擴散區域(N+)108連至n型擴散區域(Nwell)103、n型井(Deep Nwell)101之n型擴散區域、與半導體基板100之間的寄生二極體之放電。藉此，將n型井(Deep Nwell)101作為射極、將半導體基板100作為基極、將位於負載調變控制用電晶體M5近旁的周邊電路之n型擴散區域(Deep Nwell)111、112作為集電極的寄生雙極性電晶體並不動作，故而，能防止使用作為集電極電流之供給源 之近旁的擴散區域的周邊電路進行誤動作，而令發熱量增加。
另外，同步整流電路2可包含四個二極體D1、D2、D3、D4來代替四個同步整流用電晶體M1、M2、M3、M4。圖4係對使用本發明之實施形態之負載調變電路之無線供電天線裝置的另一構成進行說明的概略塊圖。如圖4所示，同步整流電路2'係包含四個二極體D1、D2、D3、D4的全橋同步整流電路。於圖1所示之同步整流電路2中，為了切換四個同步整流用電晶體M1、M2、M3、M4之導通、非導通，具有包含四個比較器21、22、31、32、兩個反相器INV1、INV2、兩個位準偏移電路11、12之閘極電壓調整電路，但於圖4所示之二極體型同步整流電路2'中則無需該電路。
同步整流用二極體D1之陽極與同步整流用二極體D2之陰極連接於輸入端子LX1。同步整流用二極體D3之陽極與同步整流用二極體D4之陰極連接於輸入端子LX2。而且，同步整流用二極體D1、D3各自之陰極連接於全波整流平滑電容C3之一端。同步整流用二極體D2、D4各自之陽極連接於GND(接地)。
亦即，當輸入端子LX1之電位高於輸入端子LX2之電位時，電荷自連接於二極體D4之陽極的GND，經由二極體D4、串聯共振電容C1、受電天線線圈L1、二極體D1而儲存至全波整流平滑電容C3。而且，當輸入端子LX2之電位高於輸入端子LX1之電位時，電荷自連接於二極體D2之陽極的GND，經由二極體D2、受電天線線圈L1、串聯共振電容C1、二極體D3而儲存至全波整流平滑電容C3。
或電路OR1被輸入負載調變控制信號COM與控制信號COM2。作為控制信號COM2，當自輸入端子LX1流出電流時輸出“H”，當電流流入至輸入端子LX1時輸出“L”。或電路OR2被輸入負載調變控制信號COM與控制信號COM3。作為控制信號COM3，當自輸入端子LX2流出電流時輸出“H”，當電流流入至輸入端子LX2時輸出“L”。
亦即，當為無負載調變的狀態、且自輸入端子LX1流出電流時，為了確保負載調整用電容C4之放電路徑，將使負載調變控制用電晶體M5導通的控制信號COM2輸入至或電路OR1。同樣，當為無負載調變的狀態、且自輸入端子LX2流出電流時，為了確保負載調整用電容C5之放電路徑，將使負載調變控制用電晶體M6導通的控制信號COM3輸入至或電路OR2。
就負載調變時之負載調整用電容C4、C5的充放電動作而言，若於圖2中將比較器31之輸出波形轉換為控制信號COM2之輸出波形，則與圖1所示之使用負載調變電路之無線供電天線裝置之動作相同。
如此，當全波整流電路使用二極體時，亦為負載調整用電容C4開始放電，並且當自輸入端子LX1流出電流時負載調變控制用電晶體M5成為導通，因此能確保經由負載調變控制用電晶體M5而向GND之放電路徑。
同樣，負載調整用電容C5開始放電，並且當自輸入端子LX2流出電流時負載調變控制用電晶體M6成為導通，因此能確保經由負載調變控制用電晶體M6向GND之放電路徑。因此，能避免形成於自n型汲極擴散區域(N+)108連至n型擴散區域(Nwell)103、n型井(Deep Nwell)101之n型擴散區域、與半導體基板100之間的寄生二極體之放電。
藉此，將n型井(Deep Nwell)101作為射極、將半導體基板100作為基極、將位於負載調變控制用電晶體M5近旁的周邊電路之n型擴散區域(Deep Nwell)111、112作為集電極的寄生雙極性電晶體並不動作，因此，能防止使用作為集電極電流之供給源之近旁的擴散區域的周邊電路誤動作，而令發熱量增加。
本說明書中之各「部」係對應於實施形態之各功能之概念性表述，因此，未必一對一地對應於特定之硬體或軟體、程序。因此，本 說明書中，係假設具有實施形態之各功能的假想電路區塊(部)而進行說明。
已對本發明之若干實施形態進行了說明，但該等實施形態係作為示例提出，並非旨在限定發明之範圍。該等新穎的實施形態能以其他多種形態實施，能於不脫離發明宗旨之範圍內進行各種省略、替換、變更。該等實施形態及其變形屬於發明之範圍或宗旨，且屬於申請專利範圍中記載之發明及與其同等之範圍。

Claims (20)

  1. 一種負載調變電路，其包括：電容性負載；開關元件，其構成為將上述電容性負載之第二端連接於參考電位之一點，上述電容性負載之第一端係連接於線圈之端部；及控制部，其構成為執行：第一控制，其執行用於負載調變之上述開關元件之導通/斷開(on/off)控制；及第二控制，其控制上述電容性負載內儲存之電荷量；其中上述控制部係：當上述開關元件被上述第一控制切換為斷開時，藉由上述第二控制，根據上述線圈之上述端部之位準變化將上述開關元件切換為導通，而使上述電容性負載內儲存之電荷放電。
  2. 如請求項1之負載調變電路，其中，電力係以無線之方式供給至上述線圈，上述開關元件為第一MOS電晶體，且上述控制部係藉由上述第一控制將上述開關元件切換為斷開，然後藉由上述第二控制，根據上述線圈之上述端部之位準變化將上述第一MOS電晶體切換為導通而使上述電容性負載內儲存之電荷放電。
  3. 如請求項2之負載調變電路，其中，上述第一MOS電晶體係橫向擴散型MOS電晶體(laterally diffused MOS transistor)。
  4. 如請求項2之負載調變電路，其中，上述控制部係：當上述開關元件切換為斷開時，藉由上述第二控制，與同步整流電路(synchronous rectification circuit)之低側開關導通之時序同步地將上述第一MOS電晶體切換為導通。
  5. 如請求項4之負載調變電路，其中，上述低側開關為第二MOS電晶體，且上述控制部產生第三控制信號且將其輸入至上述第一MOS電晶體，該第三控制信號包括：用於上述第一控制之第一控制信號與切換上述第二MOS電晶體之動作的第二控制信號的邏輯和。
  6. 如請求項3之負載調變電路，其中，上述控制部係：於上述負載調變結束之後，與同步整流電路之低側開關導通之時序同步地將上述第一MOS電晶體切換為導通。
  7. 如請求項6之負載調變電路，其中，上述低側開關為第二MOS電晶體，且上述控制部產生第三控制信號且將其輸入至上述第一MOS電晶體，該第三控制信號包括：用於上述第一控制之第一控制信號與切換上述第二MOS電晶體之動作的第二控制信號的邏輯和。
  8. 如請求項1之負載調變電路，其中，上述電容性負載之第一端連接於上述線圈之兩端之各者，上述電容性負載之第二端連接於上述開關元件。
  9. 如請求項8之負載調變電路，其中，上述控制部係：與設於同步整流電路之兩個低側開關導通之時序同步地，使上述第一端連接於上述兩個低側開關之各者的上述電容性負載內儲存之電荷放電。
  10. 如請求項9之負載調變電路，其中，上述開關元件包含第一MOS電晶體，上述控制部將上述第一MOS電晶體切換為導通而使上述電容性負載內儲存之電荷放電。
  11. 如請求項10之負載調變電路，其中，上述第一MOS電晶體為橫向擴散型MOS電晶體。
  12. 一種半導體裝置，其包含：第一MOS電晶體，其構成為將電容器之第二端連接於參考電位之一點，上述電容器之第一端連接於線圈之端部；及或電路，其構成為接收：控制上述線圈之阻抗的第一控制信號、及與將上述線圈上流動之交流電流進行整流且輸出經整流之電流的同步整流電路之低側開關之動作同步的第二控制信號，且上述或電路具有輸出連接於上述第一MOS電晶體之閘極電極。
  13. 如請求項12之半導體裝置，其中，上述第一MOS電晶體為橫向擴散型MOS電晶體。
  14. 如請求項12之半導體裝置，其中，上述同步整流電路之上述低側開關為第二MOS電晶體。
  15. 如請求項14之半導體裝置，其中，上述第一MOS電晶體為橫向擴散型MOS電晶體。
  16. 一種無線供電系統，其包括：天線線圈，其構成為接收以無線之方式供給之電力；同步整流電路，其構成為對上述天線線圈上流動之交流電流進行整流且輸出經整流之電流；電容器；開關，其構成為：當改變上述天線線圈之阻抗而進行負載調變時，將上述電容器之第二端連接於參考電位之一點，上述電容器之第一端係連接於上述天線線圈之端部；及控制部，其構成為執行：第一控制，其控制上述開關之動作；及第二控制，其控制上述電容器內儲存之電荷量；上述控制部係：於藉由上述第一控制將上述開關切換為斷開後，藉由上述第二控制，根據上述天線線圈之上述端部之位準變化將上述開關切換為導通，而使上述電容器內儲存之電荷放電。
  17. 如請求項16之無線供電系統，其中，上述開關為第一MOS電晶體，且於藉由上述第一控制將上述開關切換為斷開之後，上述控制部藉由上述第二控制，根據上述天線線圈之上述端部之位準變化將上述第一MOS電晶體切換為導通而使上述電容器內儲存之電荷放電。
  18. 如請求項17之無線供電系統，其中，上述第一MOS電晶體為橫向擴散型MOS電晶體。
  19. 如請求項17之無線供電系統，其中，上述控制部係於上述負載調變結束後，與上述同步整流電路之低側開關接通之時序同步地將上述第一MOS電晶體切換為導通。
  20. 如請求項19之無線供電系統，其中，上述低側開關為第二MOS電晶體，上述控制部產生第三控制信號且將其輸入至上述第一MOS電晶體，該第三控制信號包括：切換負載調變之有無的第一控制信號與切換上述第二MOS電晶體之動作的第二控制信號的邏輯和。
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