JPH09214394A - トランスポンダの電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 受信電圧が弱い場合にも確実に直流電力を生
成できる。 【解決手段】 アンテナ１２０による交流受信電圧をカ
ップリングコンデンサ１８０を介してトランンジスタ１
７０のベース端子に入力することにより、受信電圧の極
性反転に従ってトランンジスタ１７０をスイッチングさ
せる。受信電圧の正の半周期において、トランンジスタ
１７０によって誘導コイル１３０とアース間の電流経路
を導通させて誘導コイル１３０に受信電圧による電流を
流しておき、負の半周期において、この電流経路を切断
して誘導コイル１３０に受信電圧の最大瞬時値よりも大
きな誘導起電力を生じさせ、この誘導起電力を整流ダイ
オード１００に印加して整流ダイオード１００に順方向
電流を流し、この順方向電流を平滑コンデンサ１１０に
蓄積することにより直流電力を生成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、商品等に張り付け
られ、商品の種類や価格等に関する情報を出力するトラ
ンスポンダにおいて、アンテナ等の受信回路によって受
信された電磁波信号を用いて、応答回路に供給する直流
電力を生成する電源回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図６は従来の電源回路を用いたトランス
ポンダの回路図の一例を示すものである。

【０００３】また図７は図６に示す電源回路６０におけ
る整流ダイード１００のように、トランスポンダの電源
回路に整流素子として用いられるシリコンダイオードの
電流電圧特性の一例を示すグラフである。

【０００４】図６に示すトランスポンダは、質問器（図
示せず）からの電磁波信号（質問信号）を受信するとと
もに、応答信号を送信するためのアンテナ１２０と、商
品等に関する情報を予め記憶しており、この情報に基づ
いて前記質問信号に対する応答信号を出力する応答回路
１５０と、アンテナ１２０と応答回路１５０との間に設
けたカップリングコンデンサ１６０と、前記電磁波信号
より直流電力を生成し、この直流電力を応答回路１５０
に供給する電源回路６０によって構成されている。

【０００５】電源回路６０は、アンテナ１２０にそのア
ノード端子が接続され、受信された電磁波信号を整流す
る整流ダイオード１００と、この整流ダイオード１００
のカソード端子とアース間に設けられ、整流出力電圧を
平滑化する平滑コンデンサ１１０と、フライホイールコ
イル６４０とを備えており、整流ダイオード１００と平
滑コンデンサ１１０は整流回路を構成している。

【０００６】次に、上記従来のトランスポンダの動作に
ついて説明する。

【０００７】アンテナ１２０が質問器からの電磁波信号
を受信すると、この電磁波信号によって整流ダイオード
１００のアノード端子に交流電圧が誘起される。

【０００８】この交流電圧は整流ダイオード１００で整
流され（脈流の生成）、この整流出力電圧（脈流電圧）
は平滑コンデンサ１１０により直流電圧に平滑化され
る。

【０００９】すなわち整流ダイオード１００の順方向電
流によって平滑コンデンサ１１０を充電することによ
り、応答回路１５０に供給する直流出力を生成する。

【００１０】このように電源回路６０においては、整流
ダイオード１００の順方向電流を用いて直流電力を生成
するため、整流ダイオード１００に順方向電流を流すこ
とができる振幅値（ピーク値）を有する交流電圧を、整
流ダイオード１００のアノード端子に入力する必要があ
る。

【００１１】整流ダイオード１００において、順方向電
流を流すことができる交流電圧振幅値は、ダイオードの
種類によって決まり、シリコンダイオードでは０．６
［Ｖ］以上、シリコンショットキーバリアダイオードで
は０．４［Ｖ］以上、ゲルマニウムダイオードでは０．
１５［Ｖ］以上である。

【００１２】尚、電源回路６０から直流電力の供給を受
けた応答回路１５０は、アンテナ１２０で受信された電
磁波信号（質問信号）を復調して解析し、予め記憶して
いる情報に基づいて応答信号を出力し、この応答信号を
アンテナ１２０から発信させる。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
のトランスポンダの電源回路においては、アンテナ１２
０による受信電磁波信号の電圧振幅が非常に小さく、整
流ダイオードに順方向電流を流すことができないため
に、直流電力を生成することができないことがあるとい
う問題があった。

【００１４】本発明はこのような従来の問題を解決する
ものであり、受信電磁波信号が弱い場合でも確実に直流
電力を生成することができるトランスポンダの電源回路
を提供することを目的とするものである。

【００１５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明の請求項１記載のトランスポンダの電源回路
は、受信回路および応答回路に接続され、前記受信回路
によって受信された電磁波信号を用いて前記応答回路に
供給する直流電力を生成するトランスポンダの電源回路
において、前記受信回路にその一端が接続された誘導コ
イルと、制御端子を有し、この制御端子に入力される制
御信号に従って前記誘導コイルの他端とアースとの電流
経路を接断するスイッチング素子と、前記電流経路を前
記スイッチング素子によって切断したときに前記誘導コ
イルに生じる誘導起電力を整流することにより前記直流
電力を得る整流回路とを備えたことを特徴とするもので
ある。

【００１６】また請求項２記載のトランスポンダの電源
回路は、請求項１記載のトランスポンダの電源回路にお
いて、前記制御信号として前記電磁波信号を用い、前記
電磁波信号の極性変化に従って前記電流経路を切断する
前記スイッチング素子を備えたことを特徴とするもので
ある。

【００１７】また請求項３記載のトランスポンダの電源
回路は、請求項１または請求項２記載のトランスポンダ
の電源回路において、前記直流電力を前記スイッチング
素子の直流バイアス電源として用いることを特徴とする
ものである。

【００１８】また請求項４記載のトランスポンダの電源
回路は、請求項１ないし請求項３記載のトランスポンダ
の電源回路において、前記スイッチング素子としてバイ
ポーラトランジスタを用い、ベース端子を前記制御端子
としたことを特徴とするものである。

【００１９】また請求項５記載のトランスポンダの電源
回路は、請求項１ないし請求項３記載のトランスポンダ
の電源回路において、前記スイッチング素子としてデプ
レッション型の電界効果トランジスタを用い、ゲート端
子を前記制御端子としたことを特徴とするものである。

【００２０】また請求項６記載のトランスポンダの電源
回路は、請求項１または請求項２記載のトランスポンダ
の電源回路において、前記スイッチング素子としてエン
ハンスメント型の電界効果トランジスタを用い、ゲート
端子を前記制御端子としたことを特徴とするものであ
る。

【００２１】従って本発明の請求項１記載のトランスポ
ンダの電源回路は、スイッチング素子によって、誘導コ
イルとアース間の電流経路を導通させて誘導コイルに受
信電磁波信号による電流を流しておき、前記電流経路を
切断して誘導コイルに誘導起電力を生じさせ、この誘導
起電力を整流回路によって整流することにより直流電力
を得るものであり、上記の誘導起電力は受信電磁波信号
の電圧振幅よりも大きな電圧値を有するので、受信電磁
波信号が弱い場合でも確実に直流電力を生成することが
できる。

【００２２】また請求項２記載のトランスポンダの電源
回路は、スイッチング素子によって、例えば、制御信号
である受信電磁波信号の正の半周期において、電流経路
を導通させて誘導コイルに電流を流し、負の半周期にお
いて、前記電流経路を切断して誘導コイルに誘導起電力
を生じさせ、この誘導起電力を整流回路によって整流す
ることにより直流電力を得るものであり、制御信号とし
て受信電磁波信号を用いるので、外部から別個の制御信
号を入力する必要がない。

【００２３】また請求項３記載のトランスポンダの電源
回路によれば、整流回路によって生成した直流電力をス
イッチング素子の直流バイアス電源として用いることに
より、受信電圧が弱い場合にも、直流バイアス用の外部
電源を設けることなく確実にスイッチング素子をスイッ
チングさせることができる。

【００２４】また請求項４記載のトランスポンダの電源
回路によれば、スイッチング素子としてバイポーラトラ
ンジスタを用いることにより、制御信号として受信電磁
波信号を用ることおよび制御端子（ベース端子）の直流
バイアス電源として整流回路による直流電力を用いるこ
とが可能となる。

【００２５】また請求項５記載のトランスポンダの電源
回路によれば、スイッチング素子として、入力インピー
ダンスが比較的大きいデプレッション型の電界効果トラ
ンジスタを用いることにより、制御端子（ゲート端子）
に流すバイアス電流を小さくすることができる。

【００２６】また請求項６記載のトランスポンダの電源
回路によれば、スイッチング素子として、スレシホール
ド電圧が０［Ｖ］近傍に調整されたエンハンスメント型
の電界効果トランジスタを用いることにより、制御信号
として受信電磁波信号を用ることができるとともに、こ
の制御信号を制御端子（ゲート端子）に入力するだけ
で、制御信号の極性反転に伴ってスイッチング素子が導
通あるいは遮断動作をするので、ゲート端子を直流バイ
アスする必要がなく、直流バイアスの供給が不十分であ
ることによるスイッチング素子のスイッチング動作不良
に起因する、始動から整流回路の出力直流電圧が十分な
値に立ち上がるまでの時間を短縮することができる。

【００２７】

【発明の実施の形態】

第一実施形態 図１は本発明の第一実施形態の電源回路１０を用いたト
ランスポンダの回路図である。

【００２８】図１に示すトランスポンダは、質問器（図
示せず）から発信された質問信号である電磁波信号を受
信し、また応答信号を電磁波信号として送信するための
アンテナ１２０と、アンテナ１２０によって受信された
質問信号に対し、予め記憶している情報に基づいて応答
信号を出力する応答回路１５０と、アンテナ１２０によ
って受信された電磁波信号から応答回路１５０に供給す
る直流電力を生成する電源回路１０と、アンテナ１２０
によって受信された質問信号を応答回路１５０に伝える
とともに、応答回路１５０より出力された応答信号をア
ンテナ１２０に伝えるカップリングコンデンサ１６０
と、アンテナ１２０の受信電圧が負極性のときに、アン
テナ１２０の端子電圧が所定の最低値よりも小さくなら
ないようにするフライホイールダイオード１４０を有
し、アンテナ１２０は受信回路に該当する。

【００２９】電源回路１０は、一端がアンテナ１２０に
接続され、誘導起電力を発生する誘導コイル１３０と、
ベース端子を制御端子とし、この制御端子に制御信号と
して入力されるアンテナ１２０による受信電磁波信号の
極性反転に従って、誘導コイル１３０とアースの間の電
流経路を接断することにより誘導コイル１３０に誘導起
電力を発生させるＮＰＮ型スイッチングトランジスタ１
７０と、アンテナ１２０とスイッチングトランジスタ１
７０のベース端子の間に挿入されたスイッチング用カッ
プリングコンデンサ１８０と、スイッチングトランジス
タ１７０のベース端子に直流バイアス電圧を供給するバ
イアス抵抗１９０を有する。

【００３０】また電源回路１０は、アノード端子が誘導
コイル１３０の他端に接続され、誘導コイル１３０によ
る誘導起電力を整流する、例えば図７に示す電流電圧特
性を有するシリコンダイオードのような整流ダイオード
１００と、整流ダイオード１００とアースの間に設けら
れ、整流ダイオード１００の順方向電流を蓄積する（整
流出力を平滑化する）平滑コンデンサ１１０を有し、こ
の整流ダイオード１００と平滑コンデンサ１１０は整流
回路を構成する。

【００３１】次に、このような構成を有する第一実施形
態のトランスポンダの動作について説明する。

【００３２】尚、以下に示す動作説明は定常状態におけ
るものであり、平滑コンデンサ１１０にはスイッチング
トランジスタ１７０のベース端子をスレシホールド電圧
近傍にバイアスすることができるよう充電されているも
のとする。

【００３３】質問器（図示せず）からの電磁波信号がア
ンテナ１２０において受信されると、アンテナ１２０と
アースの間には、この電磁波信号の振幅および周波数に
応じた交流電圧が誘起される。

【００３４】この受信電圧の瞬時値が正（「＋」）にな
ると、カップリングコンデンサ１８０を介してスイッチ
ングトランジスタ１７０のベース端子に正極性のパルス
電圧が印加され、スイッチングトランジスタ１７０が導
通するので、誘導コイル１３０に電圧が印加され、受信
電圧の正の半周期において、誘導コイル１３０に電流が
流れる。

【００３５】この電流はスイッチングトランジスタ１７
０を介してアースへと流れ、またこの正の半周期の間、
整流ダイオード１００およびフライホイールダイオード
１４０は逆バイアスされるので、これらには電流は流れ
ない。

【００３６】次に受信電圧の瞬時値が負（「−」）にな
ると、カップリングコンデンサ１８０を介してスイッチ
ングトランジスタ１７０のベース端子に負極性のパルス
電圧が印加され、スイッチングトランジスタ１７０が導
通状態から遮断状態となり、誘導コイル１３０に流れて
いた電流が遮断される。

【００３７】これにより誘導コイル１３０に、整流ダイ
オード１００側の端子を正極（「＋」）とする誘導起電
力が生じる。

【００３８】この誘導起電力は受信電圧の振幅よりも大
きな電圧値を有しており、整流ダイオード１００はこの
誘導起電力により順方向にバイアスされるので、順方向
電流を流し、平滑コンデンサ１１０がこの順方向電流に
よる電荷を蓄積することにより、応答回路１５０に供給
する直流電力が得られる。

【００３９】またこの半周期の間、受信電圧がフライホ
イールダイオード１４０の順方向降下電圧値（例えばシ
リコンダイオードでは−０．６［Ｖ］）より小さくなる
と、フライホイールダイオード１４０に順方向電流を流
し、誘導コイル１３０のアンテナ１２０側の端子電圧を
フライホイールダイオード１４０の順方向降下電圧値以
上に保持することにより、整流ダイオード１００に印加
する電圧が小さくなるのを防止している。

【００４０】そして電源回路１０より直流電力を供給さ
れた応答回路１５０は、アンテナ１２０で受信されてカ
ップリングコンデンサ１６０を介して入力された、質問
器からの質問信号を復調および解析し、予め記憶してい
る情報に基づいて応答信号を作成し、この応答信号をカ
ップリングコンデンサ１６０を介してアンテナ１２０か
ら発信する。

【００４１】尚、平滑コンデンサ１１０の端子間電圧が
０［Ｖ］の初期状態では、スイッチングトランジスタ１
７０のベースバイアス電圧は得られないが、受信電圧の
正の半周期において整流ダイオード１００を流れる僅か
な整流電流によって、次第にベースバイアス電圧が上昇
してスイッチングトランジスタ１７０がスイッチング動
作をするようになり、上記のような定常状態に達する。

【００４２】このように本発明の第一実施形態によれ
ば、スイッチングトランンジスタ１７０によって、受信
電圧の正の半周期において、誘導コイル１３０とアース
間の電流経路を導通させて誘導コイル１３０に受信電圧
による電流を流しておき、負の半周期において、この電
流経路を切断して誘導コイル１３０に受信電圧の最大瞬
時値よりも大きな誘導起電力を生じさせ、この誘導起電
力を整流ダイオード１００に印加して整流し、直流電力
を得ることにより、受信電圧が弱い場合やアンテナの利
得が小さい場合でも、効率良く確実に直流電力を生成す
ることができる。また受信電磁波信号によってスイッチ
ングトランンジスタ１７０のスイッチング動作を制御す
ることにより、外部から別個の制御信号を入力する必要
がない。さらに生成した直流電力をスイッチングトラン
ンジスタ１７０のベースバイアス電源として用いること
により、受信電圧が弱い場合にも、直流バイアス用の外
部電源を設けることなく確実にスイッチングトランンジ
スタ１７０をスイッチングさせることができる。

【００４３】尚、上記の第一実施形態においては、アン
テナ１２０を質問器の放射電磁界内に置くことにより電
磁波信号を受信しているが、受信回路の結合形式はこれ
に限定する必要はなく、電磁結合、電磁誘導、あるいは
マイクロ波による受信等であっても良い。

【００４４】また整流ダイオード１００はシリコンダイ
オードではなく、化合物半導体や有機半導体を用いたも
のであっても良く、順方向電圧降下および順方向等価抵
抗が小さい、すなわち電力損失が小さい半導体を用いた
ものが好適である。

【００４５】第二実施形態 図２は本発明の第二実施形態の電源回路２０を用いたト
ランスポンダの回路図である。

【００４６】尚、図２において、図１と同一の構成につ
いては同一符号を付すとともに、その説明を略す。

【００４７】図２に示すトランスポンダにおける電源回
路２０は、誘導コイル１３０、ＮＰＮ型スイッチングト
ランジスタ１７０、整流ダイオード１００、平滑コンデ
ンサ１１０、スイッチング用カップリングコンデンサ１
８０、およびバイアス抵抗１９０からなる正電源生成部
２１に加えて、誘導コイル２３０、ＰＮＰ型スイッチン
グトランジスタ２７０、整流ダイオード２００、平滑コ
ンデンサ２１０、スイッチング用カップリングコンデン
サ２８０、およびバイアス抵抗２９０からなる負電源生
成部２２を有している。

【００４８】ここで例えば、ＰＮＰ型スイッチングトラ
ンジスタ２７０はＮＰＮ型スイッチングトランジスタ１
７０と相補的な特性を有するものを用い、また負電源生
成部２２のその他の各素子は、正電源生成部２１の対応
する各素子と同じ特性のものを用いる。

【００４９】次に、このような構成を有する第二実施形
態のトランスポンダの回路動作について説明する。

【００５０】尚、以下に示す動作説明は定常状態におけ
るものであり、平滑コンデンサ１１０および２１０には
それぞれＮＰＮ型スイッチングトランジスタ１７０のベ
ース端子およびＰＮＰ型スイッチングトランジスタ２７
０のベース端子をスレシホールド電圧近傍にバイアスす
ることができるよう充電されているものとする。

【００５１】正電源生成部２１においては、アンテナ１
２０による受信電圧の瞬時値が正になると、カップリン
グコンデンサ１８０を介してＮＰＮ型スイッチングトラ
ンジスタ１７０のベース端子に正極性のパルス電圧が印
加され、スイッチングトランジスタ１７０が導通するの
で、誘導コイル１３０に電圧が印加される。

【００５２】このため、受信電圧の瞬時値が正の半周期
における電圧の印加によって、誘導コイル１３０に電流
が流れ、この誘導電流はスイッチングトランジスタ１７
０を介してアースへと流れ、またこの間、整流ダイオー
ド１００は逆バイアスされるので電流を流さない。

【００５３】次に受信電圧の瞬時値が負になると、ＮＰ
Ｎ型スイッチングトランジスタ１７０のベース端子に負
極性のパルス電圧が印加され、スイッチングトランジス
タ１７０が導通状態から遮断状態となり、誘導コイル１
３０に流れていた電流が遮断される。

【００５４】これにより誘導コイル１３０に、整流ダイ
オード１００に接続されている方の端子を正極とする誘
導起電力が生じる。

【００５５】この誘導起電力は受信電圧の振幅よりも大
きな電圧値を有しており、整流ダイオード１００はこの
誘導起電力により順方向にバイアスされるので、順方向
電流を流す。

【００５６】この順方向電流による電荷は平滑コンデン
サ１１０に蓄積され、応答回路１５０に供給する正の直
流電力が得られる。

【００５７】一方、負電源生成部２２においては、受信
電圧の瞬時値が負になると、カップリングコンデンサ２
８０を介してＰＮＰ型スイッチングトランジスタ２７０
のベース端子に負極性のパルス電圧が印加され、スイッ
チングトランジスタ２７０が導通するので、誘導コイル
２３０に電圧が印加され、アースからスイッチングトラ
ンジスタ２７０を介して誘導コイル２３０に電流が流
れ、またこの間、整流ダイオード２００は逆バイアスさ
れるので、電流を流さない。

【００５８】次に受信電圧の瞬時値が正になると、ＰＮ
Ｐ型スイッチングトランジスタ２７０のベース端子に正
極性のパルス電圧が印加され、スイッチングトランジス
タ２７０が導通状態から遮断状態となり、誘導コイル２
３０に流れていた電流が遮断される。

【００５９】これにより誘導コイル２３０に、整流ダイ
オード２００側の端子を負極（「−」）とする誘導起電
力が生じる。

【００６０】この誘導起電力は受信電圧の振幅よりも大
きな電圧値を有しており、整流ダイオード２００はこの
誘導起電力により順方向にバイアスされるので、順方向
電流を流す。

【００６１】この順方向電流による電荷は平滑コンデン
サ２１０に蓄積され、応答回路１５０に供給する負の直
流電力が得られる。

【００６２】尚、平滑コンデンサ１１０および２１０の
端子間電圧が０［Ｖ］の初期状態では、スイッチングト
ランジスタ１７０および２７０のベースバイアス電圧が
得られないため、受信電圧の正の半周期においてＮＰＮ
型スイッチングランジスタ１７０が導通せず、また負の
半周期においてＰＮＰ型スイッチングトランジスタ２７
０が導通しないが、正の半周期において整流ダイオード
１００を流れる僅かな整流電流によって、スイッチング
トランジスタ１７０のベースバイアス電圧が次第に上昇
し、また負の半周期において整流ダイオード２００を流
れる僅かな整流電流によって、スイッチングトランジス
タ２７０のベースバイアス電圧が次第に上昇して、スイ
ッチングトランジスタ１７０および２７０がスイッチン
グ動作をするようになり、上記のような定常状態に達す
る。

【００６３】このように本発明の第二実施形態によれ
ば、受信電圧が弱い場合でも確実に直流電力を生成する
ことができる。

【００６４】さらに正電源生成部２１に加えて、これと
同様な構成の負電源生成部２２を設けることにより、正
と負両方の直流電力を生成することができる。

【００６５】また受信電圧の正負両極性を利用して直流
電圧を生成するので、図１に示すフライホイールダイオ
ード１４０が不要となる。

【００６６】第三実施形態 図３は本発明の第三実施形態の電源回路３０を用いたト
ランスポンダの回路図である。

【００６７】尚、図３において、図２と同一の構成につ
いては同一符号を付すとともに、その説明を略す。

【００６８】図３に示すトランスポンダにおける電源回
路３０は、正電源生成部３１において、図２に示すＮＰ
Ｎ型スイッチングトランジスタ１７０に替えて、ゲート
の入力インピーダンスがバイポーラトランジスタよりも
大きなＮチャネルデプレッション型の電界効果トランジ
スタ３７０を有し、また負電源生成部３２において、図
２に示すＰＮＰ型スイッチングトランジスタ２７０に替
えて、Ｐチャネルデプレッション型の電界効果トランジ
スタ３７５を有している。

【００６９】ここで例えば、Ｎチャネル電界効果トラン
ジスタ３７０とＰチャネル電界トランジスタ３７５は相
補的な特性を有するものをそれぞれ用いる。

【００７０】次に、このような構成を有する第三実施形
態のトランスポンダの回路動作について説明する。

【００７１】尚、以下に示す動作説明は定常状態におけ
るものであり、平滑コンデンサ１１０および２１０には
それぞれＰチャネル電界効果トランジスタ３７５のゲー
ト端子およびＮチャネル電界効果トランジスタ３７０の
ゲート端子をピンチオフ電圧近傍にバイアスすることが
できるよう充電されているものとする。

【００７２】正電源生成部３１においては、アンテナ１
２０による受信電圧の瞬時値が正になると、カップリン
グコンデンサ１８０を介してＮチャネル電界効果トラン
ジスタ３７０のゲート端子に正極性のパルス電圧が印加
され、電界効果トランジスタ３７０が導通するので、受
信電圧が正である半周期において、誘導コイル１３０に
電圧が印加されて電流が流れる。

【００７３】この電流は誘導コイル１３０から電界効果
トランジスタ３７０を介してアースへと流れ出し、また
この間、整流ダイオード１００は逆バイアスされるので
電流を流さない。

【００７４】次に受信電圧の瞬時値が負になると、Ｎチ
ャネル電界効果トランジスタ３７０のゲート端子に負極
性のパルス電圧が印加され、電界効果トランジスタ３７
０が導通状態から遮断状態となり、誘導コイル１３０に
流れていた電流が遮断され、誘導コイル１３０は整流ダ
イオード１００に接続されている方の端子を正極とする
誘導起電力を生じる。

【００７５】この誘導起電力は受信電圧の振幅よりも大
きな電圧値を有しており、整流ダイオード１００はこの
誘導起電力により順方向にバイアスされるので、順方向
電流を流す。

【００７６】この順方向電流による電荷は平滑コンデン
サ１１０に蓄積され、応答回路１５０に供給する正の直
流電力が得られる。

【００７７】一方、負電源生成部３２においては、受信
電圧の瞬時値が負になると、カップリングコンデンサ２
８０を介してＰチャネル電界効果トランジスタ３７５の
ゲート端子に負極性のパルス電圧が印加され、電界効果
トランジスタ３７５が導通するので、受信電圧が負であ
る半周期において、誘導コイル２３０に電圧が印加され
て電流が流れる。

【００７８】この電流はアースから電界効果トランジス
タ３７５を介して誘導コイル２３０に流れ込み、またこ
の間、整流ダイオード２００は逆バイアスされるので、
電流を流さない。

【００７９】次に受信電圧の瞬時値が正になると、Ｐチ
ャネル電界効果トランジスタ３７５のゲート端子に正極
性のパルス電圧が印加され、電界効果トランジスタ３７
５が導通状態から遮断状態となり、誘導コイル２３０に
流れていた電流が遮断され、誘導コイル２３０は整流ダ
イオード２００側の端子を負極とする誘導起電力を生じ
る。

【００８０】この誘導起電力は受信電圧の振幅よりも大
きな電圧値を有しており、整流ダイオード２００はこの
誘導起電力により順方向にバイアスされるので、順方向
電流を流す。

【００８１】この順方向電流による電荷は平滑コンデン
サ２１０に蓄積され、応答回路１５０に供給する負の直
流電力が得られる。

【００８２】尚、平滑コンデンサ１１０および２１０の
端子間電圧が０［Ｖ］の初期状態では、デプレッション
型の電界効果トランジスタ１７０および２７０のゲート
バイアス電圧が得られないので、受信電圧の負の半周期
においてＮチャネル電界効果ランジスタ３７０が遮断さ
れず、また正の半周期においてＰチャネル電界効果トラ
ンジスタ３７５が遮断されず、このため誘導コイル１３
０および２３０は誘導起電力を生じないが、正の半周期
において整流ダイオード１００を流れる僅かな整流電流
によって、Ｎチャネル電界効果ランジスタ３７０のゲー
トバイアス電圧が次第に上昇し、また負の半周期におい
て整流ダイオード２００を流れる僅かな整流電流によっ
て、Ｐチャネル電界効果トランジスタ３７５のゲートバ
イアス電圧が次第に上昇して、電界効果トランジスタ３
７０および３７５がスイッチング動作をするようにな
り、上記のような定常状態に達する。

【００８３】このように本発明の第三実施形態によれ
ば、受信電圧が弱い場合でも確実に直流電力を生成する
ことができる。

【００８４】さらに誘導コイルのスイッチング素子とし
て電界効果トランジスタを用いることにより、制御端子
（この場合ゲート端子）に供給する直流バイアス電流
を、バイポーラトランジスタを用いた場合に比べて低減
することができるので、より効率良く直流電力を生成す
ることができる。

【００８５】第四実施形態 図４は本発明の第四実施形態の電源回路４０を用いたト
ランスポンダの回路図である。

【００８６】尚、図４において、図１と同一の構成につ
いては同一符号を付すとともに、その説明を略す。

【００８７】図４に示すトランスポンダにおける電源回
路４０は、制御端子に対するバイアス電圧の供給を不要
とするために、図１に示すＮＰＮ型スイッチングトラン
ジスタ１７０に替えて、スレシホールド電圧を０［Ｖ］
に調整したＮチャネルエンハンスメント型の電界効果ト
ランジスタ４７０を備え、電界効果トランジスタ４７０
のゲート端子に直接受電電圧を印加したものである。

【００８８】次に、このような構成を有する第四実施形
態のトランスポンダの回路動作について説明する。

【００８９】尚、本実施例のトランスポンダは、平滑コ
ンデンサ１１０が初期状態であるか否か（電荷を蓄積し
ているか否か）に関わらず、以下に示す動作を行うもの
である。

【００９０】アンテナ１２０による受信電圧の瞬時値が
正になると、電界効果トランジスタ４７０のゲート端子
に正極性のパルス電圧が印加され、電界効果トランジス
タ４７０が導通するので、受信電圧が正である半周期に
おいて、誘導コイル１３０に電圧が印加されて電流が流
れる。

【００９１】このコイル電流はスイッチングトランジス
タ１７０を介してアースへと流れ、またこの間、整流ダ
イオード１００およびフライホイールダイオード１４０
は逆バイアスされるので、これらには電流は流れない。

【００９２】次に受信電圧の瞬時値が負になると、電界
効果トランジスタ４７０のゲート端子に負極性のパルス
電圧が印加され、電界効果トランジスタ４７０が導通状
態から遮断状態となり、誘導コイル１３０に流れていた
電流が遮断され、誘導コイル１３０は整流ダイオード１
００側の端子を正極とする誘導起電力を生じる。

【００９３】この誘導起電力は受信電圧の振幅よりも大
きな電圧値を有しており、整流ダイオード１００はこの
誘導起電力により順方向にバイアスされるので、順方向
電流を流す。

【００９４】この順方向電流による電荷は、平滑コンデ
ンサ１１０に蓄積され、これによって応答回路１５０に
供給する直流電力が得られる。

【００９５】またこの負の半周期の間、順方向にバイア
スされたフライホイールダイオード１４０によって誘導
コイル１３０のアンテナ１２０側の端子の電位をフライ
ホイールダイオード１４０の順方向降下電圧値（例えば
シリコンダイオードでは−０．６［Ｖ］）にクランプす
ることにより、受信電圧の最低値を制限し、整流ダイオ
ード１００に印加する順方向電圧の減衰を防止してい
る。

【００９６】このように本発明の第四実施形態によれ
ば、受信電圧が弱い場合にも確実に直流電力を生成する
ことができる。

【００９７】さらに誘導コイルのスイッチング素子とし
て、スレシホースド電圧が０［Ｖ］近傍に調整されたエ
ンハンスメント型の電界効果トランジスタを用いること
によって、直流バイアス電圧を印加することなく、受信
交電磁波信号を制御端子（この場合ゲート端子）に直接
入力するだけで、制御信号の極性反転に伴ってスイッチ
ング動作を行わせることができるので、ゲート端子に直
流バイアス電圧を印加する必要がなく、直流バイアスの
供給が不十分であることによるスイッチング素子のスイ
ッチング動作不良に起因する、始動から整流回路の出力
直流電圧が十分な値に立ち上がるまでの時間を短縮する
ことができ、出力直流電圧の立上がり特性を速くするこ
とができる。

【００９８】また絶縁ゲートであることを利用して、カ
ップリングコンデンサとバイアス抵抗を用いずに回路が
構成できる。

【００９９】第五実施形態 図５は本発明の第五実施形態の電源回路５０を用いたト
ランスポンダの回路図である。

【０１００】尚、図５において、図３と同一の構成につ
いては同一符号を付すとともに、その説明を略す。

【０１０１】図５に示すトランスポンダにおける電源回
路５０は、正電源生成部５１において、図３におけるＮ
ＰＮ型スイッチングトランジスタ１７０に替えて、図４
と同じようにＮチャネルエンハンスメント型の電界効果
トランジスタ４７０を備え、また負電源生成部５２にお
いて、図３におけるＰＮＰ型スイッチングトランジスタ
２７０に替えて、Ｐチャネルエンハンスメント型の電界
効果トランジスタ５７０を備えたものである。

【０１０２】ここで例えば、Ｐチャネル電界効果トラン
ジスタ５７０はＮチャネル電界効果トランジスタ４７０
と相補的な特性を有するものを用い、また負電源生成部
５２のその他の各素子は、正電源生成部５１の対応する
各素子と同じ特性のものを用いる。

【０１０３】次に、このような構成を有する第五実施形
態のトランスポンダの回路動作について説明する。

【０１０４】尚、本実施例のトランスポンダは、平滑コ
ンデンサ１１０および２１０が初期状態であるか否か
（電荷を蓄積しているか否か）に関わらず、以下に示す
動作を行うものである。

【０１０５】正電源生成部５１においては、アンテナ１
２０による受信電圧の瞬時値が正になると、Ｎチャネル
電界効果トランジスタ４７０のゲート端子に正極性のパ
ルス電圧が印加され、電界効果トランジスタ４７０が導
通するので、受信電圧が正である半周期において、誘導
コイル１３０に電圧が印加されて電流が流れる。

【０１０６】この電流は誘導コイル１３０から電界効果
トランジスタ４７０を介してアースへと流れ出し、また
この間、整流ダイオード１００は逆バイアスされるので
電流を流さない。

【０１０７】次に受信電圧の瞬時値が負になると、Ｎチ
ャネル電界効果トランジスタ４７０のゲート端子に負極
性のパルス電圧が印加され、電界効果トランジスタ４７
０が導通状態から遮断状態となり、誘導コイル１３０に
流れていた電流が遮断され、誘導コイル１３０は整流ダ
イオード１００に接続されている方の端子を正極とする
誘導起電力を生じる。

【０１０８】この誘導起電力は受信電圧の振幅よりも大
きな電圧値を有しており、整流ダイオード１００はこの
誘導起電力により順方向にバイアスされるので、順方向
電流を流す。

【０１０９】この順方向電流による電荷は平滑コンデン
サ１１０に蓄積され、応答回路１５０に供給する正の直
流電源が得られる。

【０１１０】一方、負電源生成部５２においては、受信
電圧の瞬時値が負になると、Ｐチャネル電界効果トラン
ジスタ５７０のゲート端子に負極性のパルス電圧が印加
され、電界効果トランジスタ５７０が導通するので、受
信電圧が負である半周期において、誘導コイル２３０に
電圧が印加されて電流が流れる。

【０１１１】この電流はアースから電界効果トランジス
タ５７０を介して誘導コイル２３０に流れ込み、またこ
の間、整流ダイオード２００は逆バイアスされるので、
電流を流さない。

【０１１２】次に受信電圧の瞬時値が正になると、Ｐチ
ャネル電界効果トランジスタ５７０のゲート端子に正極
性のパルス電圧が印加され、電界効果トランジスタ５７
０が導通状態から遮断状態となり、誘導コイル２３０に
流れていた電流が遮断され、誘導コイル２３０は整流ダ
イオード２００側の端子を負極とする誘導起電力を生じ
る。

【０１１３】この誘導起電力は受信電圧の振幅よりも大
きな電圧値を有しており、整流ダイオード２００はこの
誘導起電力により順方向にバイアスされるので、順方向
電流を流す。

【０１１４】この順方向電流による電荷は平滑コンデン
サ２１０に蓄積され、応答回路１５０に供給する負の直
流電源が得られる。

【０１１５】このように本発明の第五実施形態によれ
ば、受信電圧が弱い場合にも確実に直流電力を生成する
ことができる。

【０１１６】さらに誘導コイルのスイッチング素子とし
て、スレシホースド電圧が０［Ｖ］近傍に調整されたエ
ンハンスメント型の電界効果トランジスタを用いること
によって、受信交電磁波信号を制御端子（この場合ゲー
ト端子）に直接入力するだけで、制御信号の極性反転に
伴ってスイッチング動作を行わせることができるので、
ゲート端子に直流バイアス電圧を印加する必要がなく、
直流バイアスの供給が不十分であることによるスイッチ
ング素子のスイッチング動作不良に起因する、始動から
整流回路の出力直流電圧が十分な値に立ち上がるまでの
時間を短縮することができ、出力直流電圧の立上がり特
性を速くすることができる。

【０１１７】また絶縁ゲートであることを利用して、カ
ップリングコンデンサとバイアス抵抗を用いずに回路が
構成できる。

【０１１８】また正電源生成部５１に加えて、これと同
様な構成の負電源生成部５２を設けることにより、正と
負両方の直流電力を生成することができる。

【０１１９】また受信電圧の正負両極性を利用して直流
電圧を生成するので、図１および図４に示すフライホイ
ールダイオード１４０が不要となる。

【０１２０】

【発明の効果】以上説明したように本発明のトランスポ
ンダの電源回路によれば、スイッチング素子によって、
誘導コイルとアース間の電流経路を導通させて誘導コイ
ルに受信電磁波信号による電流を流しておき、前記電流
経路を切断して誘導コイルに受信電圧最大瞬時値よりも
大きな誘導起電力を生じさせ、この誘導起電力を整流回
路によって整流して直流電力を生成することにより、受
信電圧が弱い場合や受信回路の利得が小さい場合でも、
効率良く確実に直流電力を生成することができるという
効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の電源回路の第一実施形態を用いたト
ランスポンダの回路図である。

【図２】 本発明の電源回路の第二実施形態を用いたト
ランスポンダの回路図である。

【図３】 本発明の電源回路の第三実施形態を用いたト
ランスポンダの回路図である。

【図４】 本発明の電源回路の第四実施形態を用いたト
ランスポンダの回路図である。

【図５】 本発明の電源回路の第五実施形態を用いたト
ランスポンダの回路図である。

【図６】 従来の電源回路を用いたトランスポンダの回
路図である。

【図７】 トランスポンダの電源回路において整流素子
として用いられるシリコンダイオードの電圧電流特性を
示すグラフである。

【符号の説明】

１０、２０、３０、４０、５０ 電源回路 ２１、３１、５１ 正電源生成部 ２２、３２、５２ 負電源生成部 １００、２００ 整流ダイオード １１０、２１０ 平滑コンデンサ １２０ 送受信アンテナ １３０、２３０ 誘導コイル １４０ フライホイールダイオード １５０ 応答回路 １６０ カップリングコンデンサ １７０ ＮＰＮ型スイッチングトランジスタ １８０、２８０ スイッチング用カップリングコンデン
サ １９０、２９０ バイアス抵抗 ２７０ ＰＮＰ型スイッチングトランジスタ ３７０ Ｎチャネルデプレッション型電界効果トランジ
スタ ３７５ Ｐチャネルデプレッション型電界効果トランジ
スタ ４７０ Ｎチャネルエンハンスメント型電界効果トラン
ジスタ ５７０ Ｐチャネルエンハンスメント型電界効果トラン
ジスタ

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 受信回路および応答回路に接続され、前
   記受信回路によって受信された電磁波信号を用いて前記
   応答回路に供給する直流電力を生成するトランスポンダ
   の電源回路において、 前記受信回路にその一端が接続された誘導コイルと、 制御端子を有し、この制御端子に入力される制御信号に
   従って前記誘導コイルの他端とアースとの電流経路を接
   断するスイッチング素子と、 前記電流経路を前記スイッチング素子によって切断した
   ときに前記誘導コイルに生じる誘導起電力を整流するこ
   とにより前記直流電力を得る整流回路とを備えたことを
   特徴とするトランスポンダの電源回路。
2. 【請求項２】 前記制御信号として前記電磁波信号を用
   い、前記電磁波信号の極性変化に従って前記電流経路を
   切断する前記スイッチング素子を備えたことを特徴とす
   る請求項１記載のトランスポンダの電源回路。
3. 【請求項３】 前記直流電力を前記スイッチング素子の
   直流バイアス電源として用いることを特徴とする請求項
   １または請求項２記載のトランスポンダの電源回路。
4. 【請求項４】 前記スイッチング素子としてバイポーラ
   トランジスタを用い、ベース端子を前記制御端子とした
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項３記載のトラン
   スポンダの電源回路。
5. 【請求項５】 前記スイッチング素子としてデプレッシ
   ョン型の電界効果トランジスタを用い、ゲート端子を前
   記制御端子としたことを特徴とする請求項１ないし請求
   項３記載のトランスポンダの電源回路。
6. 【請求項６】 前記スイッチング素子としてエンハンス
   メント型の電界効果トランジスタを用い、ゲート端子を
   前記制御端子としたことを特徴とする請求項１または請
   求項２記載のトランスポンダの電源回路。