TWI623181B - 控制器及包含該控制器之功率因數校正轉換器 - Google Patents

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TWI623181B
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羅杰 寇貝克
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Abstract

一種實例性控制器包含一功率因數增強器、一接通時間控制器及一切換訊號發生器。該功率因數增強器被耦合成在一功率因數校正轉換器之一交流輸入電壓之每一半線路循環產生一預失真訊號。該接通時間控制器因應於該功率因數校正轉換器之一感測功率因數校正開關電流乘以該預失真訊號而結束一功率因數校正開關之一接通時間。該切換訊號發生器藉由因應於該接通時間控制器而產生一切換訊號來控制該功率因數校正開關之切換，進而控制該功率因數校正轉換器之一輸入電流波形以實質上跟隨一輸入電壓波形之一形狀。該功率因數增強器調整該預失真訊號以使所感測之功率因數校正開關電流預失真，進而補償該輸入電流波形中之失真。

Description

控制器及包含該控制器之功率因數校正轉換器
本發明概言之係關於電源供應器，具體而言但非排他性地，係關於用於具有功率因數校正(power factor correction；PFC)之開關模式電源供應器之控制器。
電子裝置使用電力運作。由於開關模式電源供應器之高效率、小尺寸及低重量，其通常用於為當今許多電子設備供電。傳統壁式插座提供一低頻率交流電流。在一離線開關電源供應器中，一交流(alternating current；ac)輸入被轉換成經由一能量傳遞元件提供經良好調節之一直流(direct current；dc)輸出。開關模式電源供應控制器通常藉由在一閉合回路中感測該輸出並對其進行控制來提供輸出調節。某些離線開關電源供應器包含一功率因數校正(PFC)特徵，其中該控制器亦提供一內部電流回路以控制線路電流之電流整形。一開關模式電源供應器之運作包含高頻率切換，以藉由改變開關之接通時間(on-time)、斷開時間(off-time)或切換頻率來提供一所需之輸出。典型地，在脈波寬度調變(pulse width modulation；PWM)PWM中，佔空因數(duty cycle)受到控制，其中該佔空因數係為接通時間與總切換週期之比率。
當設計一開關模式電源供應器時，常常慮及各種要求(如，效率、尺寸、重量及成本)。控制該開關模式電源供應器之切換之一控制器可被設計成符合某些管理機構對功率因數及效率之要求。舉例而言，一傳統控制器可被設計成控制該開關模式電源供應器之切換，以提供高於處於不同負載位準及不同操作條件(例如，低線路電壓或高線路電壓)下之預定義值之功率因數(power factor；PF)及效率。更高之功率因數提供與輸入電壓同相之正弦輸入電流，並且包含可接受之低頻率諧波位準(例如，總諧波失真(Total Harmonic Distortion；THD)THD之低位準)。高效率亦被要求在高負載時減少功率損耗並進行加熱，同時在較低負載及無負載時提供一有效運作。
本發明之一目的係為提供一種用於一功率因數校正(PFC)轉換器中之控制器。該控制器包含一功率因數增強器、一接通時間控制器、及一切換訊號發生器。該功率因數增強器被耦合成在該功率因數校正轉換器之一輸入電壓之每一半線路循環(half-line cycle)中產生一預失真訊號。該接通時間控制器被配置成產生一第一訊號以結束該功率因數校正轉換器之一開關之一接通時間，其中該第一訊號因應於該功率因數轉換器之乘以該預失真訊號之一感測輸入電流而產生。該切換訊號發生器耦合至該接通時間控制器，並被配置成藉由因應於該第一訊號產生一切換訊號來控制該開關之切換，進而控制該功率因數校正轉換器之一輸入電流波形以實質上跟隨該功率因數校正轉換器之一輸入電壓波形之一形狀，其中該功率因數增強器調整該預失真訊號以使該感測輸入電流預失真，進而補償該輸入電流波形中之失真。
本發明之另一目的係為提供一種功率因數校正(PFC)轉換器。該功率因數校正轉換器包含一能量傳遞元件、一開關、及一控制器。該能量傳遞元件欲被耦合成接收一輸入電壓。該開關耦合至該能量傳遞元件以控制能量經由該能量傳遞元件之一傳遞。該控制器被耦合成控制該開關之切換。該控制器包含一功率因數增強器、一接通時間控制器、及一切換訊號發生器。該功率因數增強器被耦合成在該輸入電壓之每一半線路循環中產生一預失真訊號。該接通時間控制器被配置成產生一第一訊號以結束該開關之一接通時間，其中該第一訊號因應於該功率因數校正轉換器之乘以該預失真訊號之一感測輸入電流而產生。該切換訊號發生器耦合至該接通時間控制器，並被配置成藉由因應於該第一訊號產生一切換訊號來控制該開關之切換，進而控制該功率因數校正轉換器之一輸入電流波形以實質上跟隨該功率因數校正轉換器之一輸入電壓波形之一形狀，其中該功率因數增強器調整該預失真訊號以使該感測輸入電流預失真，進而補償該輸入電流波形中之失真。
本發明之再一目的係為提供一種用於一經功率因數校正之功率轉換器之控制器。該控制器包含一功率因數增強器電路系統、一調變電路系統、一功率因數校正電路系統。該功率因數增強器電路系統用於為該功率轉換器之一未經調節輸入電壓之每一半線路循環產生一預失真訊號。該調變電路系統用於基於該預失真訊號調變代表經由該功率轉換器之一功率開關之電流之一訊號，其中該調變在該未經調節輸入電壓之一半線路循環之一上升之一半中增加經由該功率開關之該電流之一表觀位準(apparent level)，並在該半線路循環之一下降之一半中減小經由該功率開關之該電流之該表觀位準。該功率因數校正電路系統用於接收調變訊號，並因應於該調變訊號輸出一切換訊號至一功率開關驅動器，並且控制能量 至該功率轉換器之該輸出之傳遞。
100‧‧‧功率因數校正轉換器
101‧‧‧參考接地
102‧‧‧交流正弦輸入電壓
104‧‧‧輸入電流
105‧‧‧輸入EMI濾波器塊
106‧‧‧橋式整流器
107‧‧‧全波整流電壓
108‧‧‧端子
110‧‧‧輸入電容器
111‧‧‧輸入感測訊號
115‧‧‧感應器/升壓感應器
118‧‧‧輸出整流器
120‧‧‧輸出電容器
121‧‧‧輸出感測訊號
122‧‧‧輸出電壓
124‧‧‧輸出電流
125‧‧‧負載
130‧‧‧開關電路
131‧‧‧端子
132‧‧‧控制器端子
134‧‧‧高電位側端子
136‧‧‧FB端子
138‧‧‧輸入電壓訊號
140‧‧‧開關裝置
142‧‧‧切換訊號
144‧‧‧開關感測電流
145‧‧‧驅動器塊
146‧‧‧電流感測訊號
148‧‧‧電流感測
150‧‧‧控制器
155‧‧‧功率因數增強器
156‧‧‧調節塊
158‧‧‧Vin偵測器
200A‧‧‧功率因數校正轉換器
206‧‧‧交流輸入電壓
210A‧‧‧功率因數增強器
210B‧‧‧功率因數增強器
210C‧‧‧功率因數增強器
211‧‧‧對線路循環的零交越偵測
212‧‧‧峰值偵測
213‧‧‧零交越訊號
214‧‧‧峰值訊號
215‧‧‧峰值調變器塊
216‧‧‧乘法器
217‧‧‧峰值調變器函數
218‧‧‧線路前饋函數
219‧‧‧訊號
221‧‧‧預失真函數
222‧‧‧電流訊號
223‧‧‧乘法器
224‧‧‧電流波形
225‧‧‧賦能
250‧‧‧接通時間斜坡塊
270‧‧‧開關控制單元(塊)
276‧‧‧控制訊號
279‧‧‧切換訊號
282‧‧‧驅動器
284‧‧‧感測電流
285‧‧‧功率因數校正功率開關
300‧‧‧控制器
301‧‧‧接地銷
302‧‧‧源極銷
303‧‧‧外部銷
304‧‧‧控制器銷
305‧‧‧內部電源塊
307‧‧‧電源鏈路
308‧‧‧FB銷
310‧‧‧功率因數增強器
311‧‧‧零交越偵測器
312‧‧‧峰值偵測
313‧‧‧零交越訊號
314‧‧‧Vpk訊號
315‧‧‧峰值調變器塊
316‧‧‧乘法器
317‧‧‧峰值調變器函數
318‧‧‧結果
319‧‧‧線路前饋函數
321‧‧‧預失真訊號
322‧‧‧感測電流訊號
323‧‧‧乘法器
324‧‧‧預失真電流訊號
325‧‧‧賦能訊號
330‧‧‧回饋及補償電路
332‧‧‧回饋訊號
338‧‧‧電壓誤差訊號
340‧‧‧斷開時間控制器
342‧‧‧訊號
350‧‧‧接通時間控制器
360‧‧‧縮放感測電流塊
370‧‧‧開關通斷控制監視塊
371‧‧‧接通時間訊號
372‧‧‧斷開時間訊號
376‧‧‧保護訊號
379‧‧‧切換訊號
380‧‧‧開關及驅動器單元
381‧‧‧汲極
382‧‧‧驅動器
383‧‧‧源極
384‧‧‧感測電流
385‧‧‧功率開關
386‧‧‧感測場效電晶體
401‧‧‧時間
405‧‧‧線路循環
412‧‧‧垂直軸
415‧‧‧輸入線路電流
420‧‧‧輸入線路正弦電壓
430‧‧‧輸入線路電壓
432‧‧‧垂直軸
435‧‧‧輸入線路電流波形
452‧‧‧垂直軸
455‧‧‧輸入線路電流
460‧‧‧輸入線路正弦電壓
472‧‧‧垂直軸
475‧‧‧輸入線路電流
480‧‧‧輸入線路正弦電壓
501‧‧‧弧度
510‧‧‧半線路循環
520‧‧‧峰調變器輸出
524‧‧‧K=1
530‧‧‧斜坡下降峰值修飾器函數
532‧‧‧階梯時間間隔
535‧‧‧時脈循環
540‧‧‧線路全波整流輸入線路電壓
544‧‧‧峰值
564‧‧‧峰值
570‧‧‧預失真訊號
575‧‧‧半線路循環
601‧‧‧時間
602‧‧‧零交越
608‧‧‧時間
610‧‧‧半線路循環時間間隔
620‧‧‧經整流之輸入線路電壓
622‧‧‧峰值
624‧‧‧峰值
640‧‧‧預失真訊號
642‧‧‧K1*峰值
644‧‧‧值
654‧‧‧預失真訊號之值
700‧‧‧功率因數增強器
710‧‧‧端子
712‧‧‧零交越脈波
714‧‧‧時脈脈波
715‧‧‧時脈脈波同步塊
716‧‧‧零交越脈波
720‧‧‧緩衝器
722‧‧‧加法器
730‧‧‧選擇器開關
732‧‧‧端子
734‧‧‧端子
736‧‧‧選擇器開關控制端子
738‧‧‧端子
740‧‧‧n位元閂鎖器單元
742‧‧‧輸入端子
744‧‧‧輸出
746‧‧‧端子
750‧‧‧預失真訊號
760‧‧‧第二緩衝器
762‧‧‧輸入
763‧‧‧緩衝器
764‧‧‧輸出
765‧‧‧加法器
766‧‧‧端子
767‧‧‧端子
801‧‧‧零交越
805‧‧‧線路半循環
810‧‧‧弧度
820‧‧‧經修改之峰值
822‧‧‧K1*峰值
830‧‧‧指數斜坡1
840‧‧‧較低斜率線性斜坡2
850‧‧‧較高斜率線性斜坡3
860‧‧‧線路半循環
D‧‧‧高電位側端子
En‧‧‧賦能
G‧‧‧接地銷
IAC‧‧‧輸入電流
In‧‧‧輸入
Out‧‧‧輸出
S‧‧‧控制器端子
TL‧‧‧階梯時間間隔
Ttransient‧‧‧瞬態時間
VAC‧‧‧交流正弦輸入電壓
VCC‧‧‧控制器銷
Ve‧‧‧電壓誤差訊號
VPK‧‧‧峰值
VPK1‧‧‧峰值
VPK2‧‧‧峰值
VRECT‧‧‧全波整流電壓
ZCP‧‧‧零交越脈波
ZCP’‧‧‧零交越脈波
參照以下附圖闡述本發明之非限制性及非窮舉性實施例，其中除非另外明確指明，否則通篇各視圖中相同之參考編號指示相同之部件。
第1圖係為例示根據本發明一實施例之一實例性功率因數校正(PFC)轉換器之功能方塊圖；第2A圖係為例示根據本發明一實施例之用於一功率因數校正轉換器中之一實例性控制器之功能方塊圖；第2B圖係為例示根據本發明一實施例之一功率因數(PF)增強器之一實例性實施方式之功能方塊圖；第2C圖係為例示根據本發明一實施例之一功率因數增強器之另一實例性實施方式之功能方塊圖；第3圖係為例示根據本發明一實施例之一實例性控制器之功能方塊圖；第4A圖及第4B圖顯示不存在輸入電流預失真之輸入線路電壓及電流波形；第4C圖及第4D圖顯示根據本發明一實施例具有輸入電流預失真之輸入線路電壓及電流波形；第5A圖至第5C圖顯示根據本發明一實施例在輸入線路電壓之每一半線路訊號期間變化之一可變乘法因數；第6A圖及第6B圖顯示根據本發明一實施例之輸入線路電壓 上之一瞬時事件以及可變乘法因數中之一相關聯變化；第7圖係為例示功率因數增強器之數位實施方式之邏輯方塊之一實例；以及第8圖顯示根據本發明某些實施例，可用於在每一半線路循環期間確定可變乘法因數之三個可選之斜坡函數。
在以下說明中，闡述許多具體細節係為了提供對該等實施例之一透徹理解。然而，熟習此項技術者將認識到，可在不存在該等具體細節其中之一或多個之條件下、或者用其他方法、組件、材料等來實踐本文所述之技術。在其他實例中，未詳細顯示或闡述習知之結構、材料或操作，以避免使某些方面模糊不清。
該說明書通篇中，參照「一個實施例」或「一實施例」意指結合該實施例所述之一特定特徵、結構或特性包含於本發明之至少一個實施例中。因此，該說明書通篇中之各地方出現之用語「在一個實施例中」或「在一實施例中」並非必須皆係指同一實施例。此外，特定特徵、結構或特性可以任何合適之方式結合於一或多個實施例中。
由於傳統切換功率轉換器可能會向交流源呈現非線性負載，電源供應器自交流源汲取之電流之波形可係為非正弦的及/或與交流輸入電壓波形異相。此會導致交流主電源分配系統中之損耗增加，並且目前在世界許多地區中，此係為電源供應器製造商確保電源供應器所汲取之電流為正弦的並且與交流電壓波形同相之立法要求或自願要求之主題。因此，本文所揭露之實施例可提供對輸入電流波形之校正。此種校正可被稱 為功率因數校正(PFC)。一般而言，若輸入交流電流波形與電壓波形係為正弦的且完全同相，則電源供應器之功率因數為1(或100%)。換言之，經功率因數校正之一輸入將向交流源呈現一負載，該負載等同於將一固定電阻耦合於該交流源兩端。隨著輸入電流相對於交流源電壓之諧波失真及/或相位偏移之增加，功率因數下降至1以下。功率因數要求通常要求功率因數大於0.9並且可具有對輸入電流波形之諧波含量之要求。
如上所述，在交流/直流(離線)功率轉換器中，除效率要求外，監管標準已為市場中之開關模式功率轉換器(例如，金、銀或銅)之效能評定建立了PF(功率因數)及THD(總諧波失真)之最低要求。具有功率因數校正之轉換器之功率因數限制應在高負載條件下以及在低負載條件下被滿足。通常在高負載時更容易提供良好之功率因數，且市場中存在如此做之功率因數校正轉換器。然而，對於低負載(通常為20%至25%或以下)，由於導致電流相移之輸入電容式濾波效應之更顯著影響以及由於導致線路電流之較高總諧波之寄生或雜訊影響，更難以達成一高功率因數。
因此，本發明之實施例提供一種功率因數(PF)增強器，該功率因數(PF)增強器被添加至一功率因數校正轉換器(例如，一升壓功率因數校正轉換器)之控制器，該功率因數(PF)增強器在一預定負載及輸入電壓(例如，在20%之負載及230伏之輸入電壓)下增強線路電流之功率因數，該功率因數符合功率因數監管標準會可係為有利的。
根據在低負載及/或高線路電壓下對一功率因數校正轉換器中之線路電流失真之研究及分析，已觀察到在半線路循環之第一半(四分之一線路循環，例如，0<ωt<π/4)處，正弦輸入電流波形之上升斜率係藉由被拉升而失真。在半線路循環之第二半(四分之一線路循環，例如， π/4<ωt<π/2)，輸入電流波形之下降斜率係藉由被下推而失真。因此，本發明之實施例提供以一相反之方向於感測電流上施加一受控之預失真(其由功率因數校正引擎用來處理參考電流)來補償及改善線路電流波形之功率因數PF及總諧波失真THD。感測電流上之此種預失真之模式/算法係為：使感測電流在半線路循環之第一半(四分之一線路循環，例如，0<ωt<π/4)處之上升斜率期間被拉升，並且在半線路循環之第二半(四分之一線路循環，例如，π/4<ωt<π/2)處之下降斜率期間被下推。電流波形上之失真係為負載位準之一函數(取決於負載位準；例如，40%負載中之電流波形失真係不同於20%之負載)。因此，本發明之實施例可提供被調整為補償一預定義之特定負載位準之預失真。
在一功率因數校正控制器之一個實施例中，藉由線路電壓之所偵測到之峰值修改電流參考並且響應於峰值電壓之該值(與峰值之平方成比例)，其中正常情況下該峰值電壓在整個線路循環內係為恆定的。一實例性預失真藉由使線路電壓之所偵測到之峰值乘以一可變乘法因數來操縱該線路電壓之所偵測到之峰值，該可變乘法因數在整個線路循環內係為非恆定的並係為線路半循環相位角之一斜坡下降函數。此會使參考電流預失真，以針對某一區域之負載電流及線路電壓(例如，大約20%之負載及230伏之線路電壓)補償電流波形失真。
第1圖係為例示根據本發明一實施例之一實例性功率因數校正轉換器100之功能方塊圖。所示實例性功率因數校正轉換器100係為一離線功率因數校正升壓切換功率轉換器，其接收線路週期為TL之交流正弦輸入電壓VAC 102並且自線路汲取一輸入電流IAC 104。功率因數校正轉換器100包含一輸入EMI濾波器塊105、一橋式整流器106，橋式整流器106在端子108 處對升壓級提供一全波整流電壓VRECT 107。
輸入電容器110耦合於橋式整流器106兩端，以旁通並過濾掉來自開關裝置140之高頻率電流。對於不存在功率因數校正(PFC)之應用，輸入電容器110係足夠大，俾使一直流電壓欲被施加至感應器115。然而，對於具有功率因數校正之功率轉換器，利用具有一小電容值之輸入電容器110來保存線路正弦波形，並允許施加至感應器115之電壓實質上跟隨經整流之正弦電壓VRECT，特別是對於較大之負載。
在第1圖所示實例性轉換器100中，升壓級由一升壓感應器115、一輸出整流器118及一開關電路130組成，開關電路130包含一開關裝置140及一控制器150。開關裝置140及控制器150可包含於一積體電路中。第1圖所示之輸出整流器118耦合至感應器115，並且被例證為一單一二極體(升壓二極體)。然而，在某些實施例中，整流器118可係為被用作一同步整流器之一電晶體。
功率因數校正轉換器100自一未經調節之輸入電壓向負載125提供輸出功率，該未經調節之輸入電壓可係為一交流線路電壓(如，自一常規壁式出口(outlet)所提供)，且在一個實施例中，開關裝置140可係為一電晶體，如一金屬-氧化物-半導體場效電晶體(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor；MOSFET)。
第1圖所示輸出電容器120及負載125兩者皆耦合至整流器118。提供至負載125之一輸出可係為一經調節之輸出電壓VO 122、經調節之輸出電流IO 124或二者之一組合。
輸出電容器120對具有一輸出/負載電流IO 124之負載125施 加一經濾波之直流輸出電壓VO 122，以提供負載功率。對於第1圖之非隔離升壓轉換器，轉換器之輸入及輸出處之參考接地101係為共用的。
功率因數校正轉換器100更包含具有電路塊之控制器150，以調節輸出並在輸入處提供功率因數校正。第1圖所示簡化實例中之控制器150可包含多個內部塊。電流感測塊148接收開關感測電流144以處理電流感測訊號146，進而控制開關裝置140之切換以達成電流整形及過電流保護(over-current protection)。
一回饋電路(未示出)可耦合至功率因數校正轉換器100之輸出，以傳遞輸出感測訊號121(例如，經由電阻分壓器)，並在FB端子136處形成一回饋訊號。在一個實施例中，代表輸出電壓122之輸出感測訊號可產生一電流訊號或一電壓訊號。調節塊156經由FB端子接收回饋訊號並且基於控制器150所接收之輸入/輸出訊息，經由驅動器塊145及驅動器輸出訊號142控制開關裝置140之切換，以自一未經調節之輸入電壓提供一經調節之直流輸出電壓。輸入電壓偵測器158在控制器之Vin端子處自輸入感測訊號111接收輸入電壓訊號138，並且可偵測輸入線路峰值及零交越(zero-crossing)，以向功率因數校正及功率因數增強器155提供所要求之參考。
在一個實施例中，控制器150產生切換訊號142以控制開關裝置140之切換來調節開關功率轉換器100之輸出，以及因應於交流輸入電壓訊號及電流感測提供功率因數校正。
控制器端子S132(代表金屬-氧化物-半導體場效電晶體開關裝置140之實例中之源極)及端子G 131(代表控制器之參考接地)耦合至轉換器之功率接地參考101。已認識到一電壓訊號及電流訊號每一者皆可包 含一電壓分量及一電流分量。然而，如本文中所使用之術語「電壓訊號」意指該訊號之該電壓分量代表相關訊息。類似地，如本文中所使用之術語「電流訊號」意指該訊號之該電流分量代表相關訊息。舉例而言，至FB端子136之回饋訊號可係為具有一電壓分量及一電流分量之一電流訊號，其中該電流分量代表輸出感測121。
在一個實例中，控制器150及開關裝置140可被實施及製造為一單片積體電路或混合積體電路IC以實現一緊湊及高效之運作，或可以離散電組件、或離散組件與積體組件之一組合來實施，並且可包含開關裝置140之一高電位側端子D 134(代表一金屬-氧化物-半導體場效電晶體開關裝置之實例中之一汲極)。
第2A圖係為例示根據本發明一實施例之一實例性功率因數校正轉換器200A之功能方塊圖。功率因數增強器塊210A在輸入206處接收(例如，經整流或交流輸入線路電壓之一按比例縮小之訊號)，並藉由零交越偵測器211偵測輸入線路零交越，零交越偵測器211產生一零交越訊號，該零交越訊號係由預失真發生器219用以在每一半線路循環產生一預失真訊號221。在每一半線路循環中，預失真訊號221將經由乘法器223調變於所感測及經縮放之電流訊號222上。一功率因數校正轉換器中之感測電流284可係為在輸入返回線路處所感測之升壓感應器電流，或者如第2A圖之實例所示，可係為流經一內部感測場效電晶體或在與升壓功率開關串聯之一外部感測電阻器上所感測之升壓功率開關電流。感測電流284輸入至一縮放塊(scaling block)260中，縮放塊260針對輸入線路電流產生一電流整形參考(current shaping reference)以跟隨輸入線路電壓之正弦波形。在每一負載及線路條件下(具體而言，當輸入線路處於高位準時，例如：通常為230Vrms 或高於160Vrms，並且負載處於低位準時，例如：低於25%)，調變於所感測及經縮放之電流訊號222上之預失真訊號221應被強加，俾使其將以一相反之方向補償失真，否則該失真可能會在該特定負載及線路條件下發生。在具有一功率因數校正控制器之一升壓轉換器之一實例中，當處於高輸入線路電壓(例如，230Vac)及輕負載(例如，小於25%負載)時在線路輸入電流上可能會發生典型之一高總諧波失真(高總諧波失真因數)。
第2B圖係為例示一功率因數增強器210B之一實例性實施方式之功能方塊圖，功率因數增強器210B利用輸入線路電壓之峰值來進行開關接通時間控制。在第2B圖所示實施例中，該功率因數增強器之預失真訊號可調變於輸入線路峰值訊號上，以補償在某些負載及線路條件下出現之高總諧波失真(高總諧波失真因數)及線路電流之低功率因數。
在第2B圖中，功率因數增強器210接收經整流/交流線路循環訊號206。輸入訊號206耦合至零交越偵測器211以及峰值偵測器212。輸入線路訊號206係由零交越偵測器211用以偵測線路循環之零交越，其中零交越訊號213將由峰值偵測器212用以產生峰值訊號214。為保持功率因數校正控制器中之回路增益恆定，一線路前饋函數218可施加於峰值訊號214上。在一個實例中，所要求之線路前饋函數218可係為一平方函數或模擬一二階拋物線函數之一分段線性(piece-wiselinear)函數。
零交越訊號213亦將用於峰值調變器塊215中，以在每一半線路循環(二個連續零交越訊號之間)產生一峰值調變器函數217。在一個實例中，處於每一半線路循環中之峰值調變器函數217可係為一向下傾斜之線性或非線性函數，該線性或非線性函數被定制成補償線路電流波形所要求之重新整形，進而實現具有減少總諧波失真及較高功率因數之一改進之正 弦電流波形。在每一半線路循環時，峰值調變器函數217則將經由乘法器216調變於訊號219上。訊號219係為由塊212自經整流/交流線路循環訊號206所偵測之峰值訊號214上暗含之線路前饋函數，其中乘法器216之輸出形成在每一半線路循環重複地(週期性地)產生之預失真訊號221。
在高線路(例如，230Vac)及低/輕負載(額定之~20%)運作條件下可能出現之輸入線路電流之一典型失真中，相較於輸入電壓之正弦波形，線路電流在線路半循環之第一半(四分之一線路循環)趨於向上傾斜、而在線路半循環之第二半趨於向下傾斜，進而導致電流波形中之一高總諧波失真以及一差功率因數。預失真函數221係為當經由乘法器223與電流訊號222(即，經由塊260縮放之感測電流284)相乘時，將會導致在原始失真之相反方向上進行補償之經重新整形之電流波形224；亦即，其將起到在線路半循環之第一半(四分之一線路循環)拉升線路電流波形並且在線路半循環之第二半(四分之一線路循環)將線路電流波形向下推的作用。當功率因數增強器210未被賦能時(例如，在低線路及/或高負載運作時，俾使電流失真、總諧波失真低且功率因數無需提高)，訊號221僅係為藉由線路前饋函數218所強加之峰值訊號214之訊號219。功率因數校正控制器之開關控制塊270中之接通時間控制器250接收經修改之電流訊號224，並與其他控制訊號276組合，並且藉由功率因數校正控制器中其他控制塊之功能(將在第3圖中進行闡釋)，將切換訊號279輸出至驅動器282以接通或斷開功率因數校正功率開關285，進而控制能量向功率轉換器輸出之傳遞。
第2C圖係為例示一功率因數增強器210C之另一實例性實施方式之功能方塊圖，其中在零交越偵測器211中且藉由峰值偵測器212(如第2A圖及第2B圖中所述)處理經整流之或交流線路訊號206(在一個實例 中，縮放之經整流之/交流感測輸入電壓)。藉由接收零交越訊號213，峰值偵測塊212產生Vpk訊號214且峰值調變器塊215產生峰值調變器函數217，相較於第2B圖中之實施方式選項，峰值調變器函數217首先經由乘法器316相乘，接著結果218呈現至線路前饋函數219，以在每一半線路循環時在功率因數增強器210C之輸出221處產生預失真訊號221。然後在每一半線路循環時，預失真訊號221係被強加於經縮放之感測電流訊號222上，經縮放之感測電流訊號222係藉由經縮放之感測電流塊260一接收到感測電流284(在一個實例中可經由一感測場效電晶體或一感測電阻器)時便可產生。預失真電流訊號224可由接通時間控制器250使用，以控制開關接通時間並且在高線路及/或低負載運作條件下補償電流失真並提高功率因數。若功率因數增強器特徵未經由賦能訊號「En 225」被賦能(例如，在低線路及/或高負載運作條件下，功率因數自然會高)，則由接通時間斜坡塊250所接收之訊號224僅係為由線路前饋函數219所強加(所調變)、並且乘以經縮放/所感測之電流訊號222之峰值偵測訊號214。開關控制單元(塊)270係為一功率因數校正控制器積體電路之部件，在一個實例中，其可包含多個所要求之塊並且接收某些控制訊號276以產生切換訊號279，切換訊號279經由驅動器282接通及斷開功率因數校正功率開關285，以控制能量向功率轉換器輸出之傳遞。
第3圖顯示利用功率因數增強器310之一實例性功率因數校正控制器之功能內部方塊圖。於控制器銷306處接收經整流之或交流線路訊號(在一實例中係為縮放之經整流/交流感測輸入電壓)，並且如第2A圖至第2C圖中所述，藉由零交越偵測器311及峰值偵測器312對該線路訊號進行處理。藉由接收零交越訊號313，峰值偵測器312產生Vpk訊號314，並且峰值調變器塊315產生類似於第2C圖所示實例性實施方式之峰值調變器函數 317。乘法器316產生結果318，結果318隨後呈現至線路前饋函數319，以在每一半線路循環時在功率因數增強器之輸出處產生預失真訊號321。在每一半線路循環時，預失真訊號321強加於經縮放之感測電流訊號322上，經縮放之感測電流訊號322係藉由經縮放之感測電流塊360接收感測電流384而產生，在此實例中，感測電流384係經由與功率開關385組合之一感測場效電晶體386而接收。預失真電流訊號324然後由接通時間控制器350使用，以在高線路及/或低負載運作條件下補償電流失真及提高功率因數。在一個實例中，賦能訊號「En 325」耦合至峰值調變器塊315以在高線路及/或低負載時激活功率因數增強器函數來提高功率因數。若功率因數增強器特徵未經由賦能訊號「En 325」被激活(例如，在低線路及/或高負載運作條件下)，則接通時間控制器350所接收之訊號324僅為由線路前饋函數319所強加、並乘以經縮放/所感測之電流訊號322之峰值偵測訊號314。
在一個實施例中，功率因數校正轉換器之輸出調節係經由自轉換器在FB銷308上之輸出接收一回饋訊號332來達成，回饋訊號332經由回饋及補償電路塊330產生一電壓誤差訊號Ve 338，電壓誤差訊號Ve 338被控制器用來控制能量之傳遞並調節輸出。接通時間控制器350藉由接收來自乘法器323之訊號324及電壓誤差訊號Ve 338可產生接通時間訊號371。斷開時間控制器340藉由接收來自銷Vin 306之訊號Vin 342(經整流之/交流線路循環)、來自銷FB 308之回饋訊號FB 332及電壓誤差訊號Ve 338可產生斷開時間訊號372。開關通斷控制監視塊370耦合至分別向開關通斷控制監視塊370提供接通時間訊號371及斷開時間訊號372之接通時間控制器350及斷開時間控制器340。切換訊號379係藉由開關通斷控制監視塊370經由接通時間訊號371、斷開時間訊號372並且慮及保護訊號376而產生。
切換訊號379之上升邊緣及下降邊緣亦分別為接通時間控制器350及斷開時間控制器340提供重設訊號。
切換訊號379經由驅動器382命令對分別耦合至積體電路之外部銷D 303及S 302之汲極D 381與源極383端子間之功率開關385進行通斷控制，其中源極銷302耦合至接地銷G 301。應理解，在一個實例中，功率開關385及驅動器382(開關及驅動器單元380)可被一體化為控制器積體電路中之一單片或混合結構。
為控制器300之不同塊供電之電源係經由內部電源塊305提供，內部電源塊305可經由控制器銷Vcc 304耦合至一外部電源，且其中所要求之欠/過電壓保護向控制器300之多個內部塊提供電源鏈路307。
第4A圖顯示當功率因數增強器未被賦能(即，禁用)並且EMI/切換雜訊未被過濾掉時，在一高線路電壓及/或低負載情況下所捕獲之線路電壓及線路輸入電流(在一個實例中可係為230伏之輸入電壓及20%至25%之輸出負載)之一實例。如圖所示，甚至在功率因數校正運作時，當處於低電流位準時，由於橋式電容器及EMI濾波器之影響，即使所感測之電流係為正弦曲線，輸入電流波形仍會失真。對於升壓轉換器處於高線路電壓及約20%之額定電流時之一實例，垂直軸412顯示輸入線路電壓及輸入電流之瞬時值，而水平時間軸401呈現輸入線路正弦電壓420及輸入線路電流415之2個線路循環(4個線路半循環405)。如圖所示，由於在低電流位準時電流參考值失真及由於輸入濾波器之電容效應，該輸入電流波形失真。
第4B圖類似於第4A圖，其中功率因數增強器未被賦能，但假定切換雜訊被一理想之EMI濾波器完全過濾掉(為給出對高的總諧波失真及低功率因數之一更佳例示)。在垂直軸432上，輸入線路電流波形435之失 真與輸入線路電壓430之理想正弦波形相比較。水平時間軸401分別呈現一線路頻率為50或60赫茲且時間週期T為20或16毫秒之2個線路循環(半線路循環405)。線路電流失真顯示，在半線路循環之第一半(四分之一線路循環，例如，0<ωt<π/4)之上升斜率期間，被預期為跟隨線路電壓之電流藉由被拉升而失真，而在半線路循環之第二半之下降斜率(四分之一線路循環，例如，π/4<ωt<π/2)，電流波形未跟隨線路電壓，而是藉由被推下而失真。
第4C圖類似於第4A圖，除了功率因數增強器被賦能且EMI/切換雜訊未被過濾掉之外。垂直軸452顯示輸入線路電壓及電流之瞬時值，而水平時間軸401呈現輸入線路正弦電壓460及輸入線路電流455之2個線路循環(半線路循環405)，儘管存在高頻率切換/EMI雜訊(未被過濾掉)，該圖顯示藉由賦能功率因數增強器特徵，減小了低頻率諧波失真並且提高了功率因數。
第4D圖類似於第4C圖，其中功率因數增強器被賦能且高頻率EMI/切換雜訊被過濾掉。垂直軸472顯示輸入線路電壓及電流之瞬時值，而水平時間軸401呈現藉由高頻率切換/EMI雜訊所過濾掉之輸入線路正弦電壓480及輸入線路電流475之2個線路循環。如第4D圖所示，相較於第3圖，經賦能之功率因數增強器藉由(經由)下推半線路循環之第一半(在四分之一線路循環期間之上升斜率，例如，0<ωt<π/4)及藉由拉升半線路循環之第二半之下降斜率(四分之一線路循環，例如，π/4<ωt<π/2)，並且藉由使線路電流之失真波形向前傾斜使失真效應反向而減小了低頻率諧波失真並且提高了功率因數/總諧波失真。
第5A圖至第5C圖顯示根據本發明一實施例之一全波整流正弦輸入線路電壓波形，其中使用一斜坡函數實施方案之基本概念來產生可 變乘法因數(例如，峰值調變器215之輸出)及作為結果之預失真訊號。在每一開關循環內，在最後之半線路循環內偵測到之峰值用於產生供在接通時間控制器350(圖3)中使用之參考。在第5A圖中，峰值調變器輸出520係為一階梯式斜坡下降函數530，在一半線路循環510期間，階梯式斜坡下降函數530在該半線路循環之一零交越ωt=0(弧度)時自K>1(在一個實例中為1.25，125%)開始，且在ωt=π/2時下降至K=1，524，且在該線路半循環結束(ωt=π)時，其降至K<1(在一個實例中為0.7，70%)。儘管，第5A圖例示了一階梯式傾斜下降斜坡(遞減)函數，但其他實施例可包含一類比線性減小函數以產生乘法因數。在可變乘法因數之一數位實施方式中，每一線路循環可存在N個下降階梯(數位時脈循環)(或每一線路半循環510有N/2個時脈循環535)，其中，每一階梯時間間隔為(1/N)TL 532。
在一實例中，可藉由K1-(2/π)(K1-1).ωt在每一半線路循環0>ωt>π引入斜坡下降峰值修飾器函數530之數學類比方程式；其中，在ωt=0時之最大值為K1，在ωt=π/2時其變為1，並在ωt=π時下降至(2-K1)。在一個實施例中K1=1.25。
第5B圖顯示具有一峰值Vpk 544之線路全波整流輸入線路電壓540。水平時間軸與第5A圖相同，具有類似之標簽。第5C圖例示了在每一半線路循環575期間之線路全波整流半循環之一預失真訊號570，其中該預失真訊號在相位角ωt=0時具有為K1*Vpk之值，俾使所偵測之線路電壓峰值被乘以1.25(如，1.25*Vpk)。然後該預失真訊號在ωt=π/2時降至VPK 564，接著在線路半循環結束(ωt=π)時降至0.7*VPk。
因此，本發明之實施例經由用於界定一可變乘法因數之一函數來操縱所偵測之線路電壓峰值，並在每一半線路循環時使用該函數使輸 入電流波形預失真以提高功率因數及總諧波失真。
第6A圖及第6B圖例示輸入線路電壓上之一瞬時條件及預失真訊號上之相應快速響應。第6A圖顯示若干半循環之經整流之輸入線路電壓620(垂直軸)對於具有半線路循環時間間隔「½TĻ」610之時間601(水平軸)，其中TL係為線路正弦電壓之時間週期。在時間ttransient 608之峰值附近，一快速線路瞬態事件以一快速瞬態之方式使正弦電壓之峰值自VPK1 622增加至VPK2 624。如在第6B圖上所觀察到，在時間ttransient 608處所偵測之新峰值將在下一(以下)半線路循環中以一快速響應導致預失真訊號640上之一成比例偏移。
在此實例中，第6B圖顯示預失真訊號640之一數位/取樣類比實施方式(階梯式函數)。垂直軸係為預失真訊號640之幅度，預失真訊號640在每一零交越602處重設並自K1*VPK1 642(K1>1，在一個實例中，K1=1.25)之一最大值開始，並且以每線路循環TŁ線性減小N=32個階梯(或每半線路循環TŁ/2線性減小N=16個階梯)。在線路相位角為ωt=π/2時，該預失真訊號下降至1(例如，值644)，並最終在線路半循環結束時(ωt=π)下降至K2*VPK1(K2<1，在一個實施例中K2=0.7)。在時間ttransient608處，線路電壓峰值已自VPK1 622變至VPK2 624，且因此在下一半線路循環中，更新輸入電壓訊號之值。因此，預失真訊號640之值將自一最大值K1*VPK2(例如，K1=1.25)開始上移(由於峰值變化，上移一偏移)，接著線性下降(以每半線路循環TŁ/2線性下降相同之N=16個階梯)，俾使在線路電壓ωt=π/2時，該預失真訊號之值下降至VPK2(標記為654)，且最後在線路半循環結束時(ωt=π)下降至K2*VPK2(例如，K2<1，在一個實例中，K2=~0.7)。
階梯之選擇及階梯數目取決於實施之資源，如可用之半導體 面積。
根據本發明之一實施例，第7圖顯示例示一實例性功率因數增強器700之功能方塊圖。功率因數增強器700係為第1圖所示功率因數增強器155之一可行之實施方式。在此實例中，其中經由線路輸入電壓之峰值施加預失真，輸入電壓訊號耦合至端子710，以提供自最後循環偵測之峰值。該峰值提供至一增益為K1>1(K1=1+β)之緩衝器720之輸入722。在一個實例中，K1=1.25(β=¼)，此意味著最後循環緩衝之峰值之125%出現於加法器722之輸出處並且耦合至選擇器開關730之端子732。在線路循環之每一零交越，控制器中之零交越偵測器(例如，參見第2A圖，211)產生一零交越脈波ZCP 712，零交越脈波ZCP 712在經由時脈脈波同步塊715與時脈脈波714同步(在一個實例中，在時脈脈波714之上升邊緣處)之後，產生經調整之零交越脈波ZCP' 716。該經調整之零交越脈波ZCP' 716耦合至選擇器開關控制端子736以將端子732耦合至輸出端子738。增益為K1=(1+β)>1之經緩衝之峰值施加至取樣及保持n位元閂鎖器單元740之輸入端子742，且在經由端子746所接收之一時脈訊號714之一上升邊緣處進行取樣，欲被保持直至下一時脈循環(時脈之下一標記)。
在一個實例中，時脈訊號714在線路循環之每一60赫茲之時間週期內可包含32個標記，以給出32x60=1920赫茲之一時脈頻率。在取樣及保持單元740之輸出744處之取樣值隨後被提供作為預失真訊號750之一第一值。在取樣及保持單元740之輸出744處之第一值接著施加至具有(1-1/N)值之一增益K2’之一第二緩衝器760之一輸入，並在閉合回路中自第二緩衝器760之一輸出回饋至選擇器開關730之端子734。在每一半線路循環開始時之零交越脈波之後，選擇器開關730將耦合端子734之一位置切換 至輸出端子738直至下一零交越脈波。
在輸入電壓之零交越處產生預失真訊號之第一值之後，線路半循環中之所有連續階梯皆係於一閉合回路中產生，該閉合回路耦合於選擇器開關730、取樣及保持單元740兩端並經由第二緩衝器760。在一數位/取樣類比實施方式中，如第5A圖及第5C圖中所示之峰值減小之每一遞減階梯係經由緩衝器763而產生，緩衝器763在緩衝器763之輸入762處接收最後之階梯值訊號744並乘以1/N，其中N為在每一線路循環因應於時脈714產生之階梯之數目(在一個實例中N=32；32x60=1920赫茲)。在緩衝器763之輸出764處，最後峰值階梯值之1/N轉至加法器765之負輸入端，並且在加法器765之端子766處自最後峰值階梯中扣除，並且767處之結果回饋至734，該結果經由選擇器開關730將用於峰值計算之下一步驟。應理解，在此應用中所用之實例性遞減步驟不會限制實施方式中之其他可適用之因素。
第8圖顯示三個可選之斜坡函數，其可用於在每一半線路循環期間確定可變乘法因數。假設在零交越之一初始點處，藉由將來自最後線路循環之感測峰值乘以一固定因數K1>1(在一個實例中K1=1.25；125%)來提升該感測峰值。
第8圖例示三個可選之向下傾斜(遞減)斜坡函數。其皆自同一點(K1*VPK)開始。具有一指數性質之斜坡1830於每一線路半循環860之零交越801處自K1*VPk 822(1.25Vpk；125%Vpk)之一最大值開始，該最大值係自所感測之最後線路循環峰值提取，並在一閉合回路中之取樣及保持塊之每一時脈循環步驟將其最後步驟值乘以一因數(N-1)/N，其中N為每一線路循環中之時脈循環之數目，俾使在「n」個循環之後，我們取得((N-1)/N)n之一總乘法運算。此斜坡1,830在開始時顯示一更陡之下降斜 率(更深之曲線)，但該斜率朝向線路半循環860結束時減小，並且在線路半循環805結束時(ωt=π)總下降小於其他具有線性斜率之斜坡。
具有一線性下降斜率之較低斜率之斜坡2,840在每一線路半循環860之零交越801處自K1*VPk 822(例如，1.25Vpk；125%Vpk)之一最大值開始，該最大值係自所感測之最後線路循環峰值提取，並在一閉合回路中之取樣及保持塊之每一時脈循環步驟中恆定地階梯下降初始值之1/N(其中N為每一線路循環中之時脈循環之數目)。
具有一線性下降斜率之較高斜率斜坡3,850在每一線路半循環860之零交越801處自K1*VPk 822(例如，1.25Vpk；125%Vpk)之一最大值開始，該最大值係自所感測之最後線路循環峰值提取。然而，一主要差異在於，其以一「峰值電壓跟隨器模式」運作，此意味著若峰值偵測器輸出在線路循環期間變化之一訊號，則功率因數增強器將跟隨該變化。換言之，與斜坡1及斜坡2截然不同，斜坡1及斜坡2僅在線路循環開始時對峰值取樣之初始值進行操作，而「峰值電壓跟隨器模式」向峰值偵測器輸出添加一函數，該函數在每一時脈循環基於「經調變之(瞬態)峰值」運作，並且在線路循環期間跟隨該經調變之(瞬態)峰值。
在一個實例中，斜坡3之斜率藉由將初始峰值在一個實例中乘以0.25而被定義，並且將該初始峰值減小一固定數目(例如，初始峰值之1/32分數)，但將該新的斜率下降函數添加至「經調變之(瞬時)峰值」。
對本發明所示實施例之上述說明(包含摘要中所述)並非旨在窮舉或將本發明限制於所揭露之確切形式。雖然出於例示目的在本文中闡述了本發明之具體實施例及實例，但熟習此項技術者將認識到，可在本發明之範圍內作出各種潤飾。
鑒於以上所述之詳細說明可對本發明作出該等潤飾。在以下申請專利範圍所用之術語不應被解釋成將本發明限制於本說明書中所揭露之具體實施例。相反，本發明之範圍將完全由以下申請專利範圍來確定，該等申請專利範圍係根據對申請專利範圍闡釋所建立之學說來解釋。

Claims (35)

  1. 一種用於一功率因數校正(power factor correction；PFC)轉換器中之控制器，該控制器包含：一功率因數增強器，被耦合成於該功率因數校正轉換器之一輸入電壓之每一半線路循環(half-line cycle)產生一預失真訊號；一接通時間(on-time)控制器，被配置成產生一第一訊號來結束該功率因數校正轉換器之一開關之一接通時間，其中該第一訊號因應於該功率因數校正轉換器之一感測輸入電流乘以該預失真訊號而產生；以及一切換訊號發生器，耦合至該接通時間控制器，並被配置成藉由因應於該第一訊號而產生一切換訊號來控制該開關之切換，進而控制該功率因數校正轉換器之一輸入電流波形以實質上跟隨該功率因數校正轉換器之一輸入電壓波形之一形狀，其中該功率因數增強器調整該預失真訊號以使該感測輸入電流預失真，進而補償該輸入電流波形中之失真；以及一輸入電壓偵測器，該輸入電壓偵測器耦合至該功率因數增強器以產生一輸入電壓訊號，該輸入電壓訊號代表該功率因數校正轉換器之該輸入電壓之一值，其中該預失真訊號代表該輸入電壓之該值乘以一可變乘法因數，且其中該功率因數增強器調整該乘法因數以使該感測輸入電流預失真；其中，該功率因數增強器將該可變乘法因數調整為對於該輸入電壓之一半線路循環之一第一部分大於1、並且對於該半線路循環之一第二部分小於1，以使該感測輸入電流預失真。
  2. 如請求項1所述之控制器，其中該功率因數增強器將該可變乘法因數調整為對於該半線路循環之一第一半大於1、並且對於該半線路循環之一第二半小於1。
  3. 如請求項1所述之控制器，其中在該輸入電壓之每一半線路循環期間，該可變乘法因數自大於1之該值線性地減小至小於1之該值。
  4. 如請求項1所述之控制器，其中在該輸入電壓之每一半線路循環期間，該可變乘法因數自大於1之該值非線性地減小至小於1之該值。
  5. 如請求項1所述之控制器，其中在該輸入電壓之每一半線路循環期間，該可變乘法因數自大於1之該值以指數方式減小至小於1之該值。
  6. 如請求項1所述之控制器，其中在該輸入電壓之每一半線路循環期間，該可變乘法因數根據一階梯式函數自大於1之該值減小至小於1之該值。
  7. 如請求項1所述之控制器，其中該輸入電壓之該值係為該功率因數校正轉換器之該輸入電壓之一峰值。
  8. 如請求項1所述之控制器，其中該功率因數增強器包含：一第一緩衝器，被耦合成將大於1之一第一增益施加至該輸入電壓訊號，以產生經放大之一輸入電壓訊號；一取樣及保持電路，耦合至該第一緩衝器，以因應於該輸入電壓之一零交越(zero-crossing)來取樣該經放大之輸入電壓訊號，進而產生該預失真訊號之一第一值；以及一第二緩衝器，被耦合成將小於1之一第二增益施加至該預失真訊號之該第一值，其中該取樣及保持電路更被耦合成取樣該第二緩衝器之一輸出，進而產生該預失真訊號之一第二值。
  9. 如請求項1所述之控制器，其中該接通時間控制器包含一第一比較器，該第一比較器被耦合成因應於將一誤差電壓訊號與一第一參考電壓進行比較而產生該第一訊號，該誤差電壓訊號代表該功率因數校正轉換器之一輸出處之一負載，該第一參考電壓係因應於該感測輸入電流乘以該預失真訊號而產生。
  10. 如請求項9所述之控制器，更包含：一電流源，被耦合成產生一第一電流，該第一電流係與乘以該預失真訊號之該感測輸入電流成比例；以及一第一電容器，被耦合成當該開關接通時利用該第一電流充電，其中該電容器兩端之一電壓係為該第一參考電壓。
  11. 如請求項9所述之控制器，更包含：一斷開時間(off-time)控制器，該斷開時間控制器被配置成產生一第二訊號以結束該開關之一斷開時間，其中該斷開時間控制器包含一第二比較器，該第二比較器被耦合成因應於將經調整之一誤差電壓訊號與一第二電壓參考進行比較而產生該第二訊號。
  12. 如請求項1所述之控制器，其中該切換訊號發生器被配置成產生該切換訊號以調節該功率因數校正轉換器之一輸出。
  13. 一種功率因數校正(PFC)轉換器，包含：一能量傳遞元件，欲被耦合成接收一輸入電壓；一開關，耦合至該能量傳遞元件，以控制能量經由該能量傳遞元件之一傳遞；以及一控制器，被耦合成控制該開關之切換，該控制器包含： 一功率因數增強器，被耦合成在該輸入電壓之每一半線路循環產生一預失真訊號；一接通時間控制器，被配置成產生一第一訊號以結束該開關之一接通時間，其中該第一訊號因應於該功率因數校正轉換器之一感測輸入電流乘以該預失真訊號而產生；以及一切換訊號發生器，耦合至該接通時間控制器，並且被配置成藉由因應於該第一訊號而產生一切換訊號來控制該開關之切換，進而控制該功率因數校正轉換器之一輸入電流波形以實質上跟隨該功率因數校正轉換器之一輸入電壓波形之一形狀，其中該功率因數增強器調整該預失真訊號以使該感測輸入電流預失真，進而補償該輸入電流波形中之失真；其中，該控制器更包含一輸入電壓偵測器，該輸入電壓偵測器耦合至該功率因數增強器，以產生一輸入電壓訊號，該輸入電壓訊號代表該功率因數校正轉換器之該輸入電壓之一值，其中該預失真訊號代表該輸入電壓之該值乘以一可變乘法因數，並且其中該功率因數增強器調整該乘法因數以使該感測輸入電流預失真；其中，該功率因數增強器將該可變乘法因數調整為對於該輸入電壓之一半線路循環之一第一部分大於1、並且對於該半線路循環之一第二部分小於1，以使該感測輸入電流預失真。
  14. 如請求項13所述之功率因數校正轉換器，其中該功率因數增強器將該可變乘法因數調整為對於該半線路循環之一第一半大於1、並且對於該半線路循環之一第二半小於1。
  15. 如請求項13所述之功率因數校正轉換器，其中在該輸入電壓之每一半線路循環期間，該可變乘法因數自大於1之該值線性地減小至小於1之該值。
  16. 如請求項13所述之功率因數校正轉換器，其中在該輸入電壓之每一半線路循環期間，該可變乘法因數自大於1之該值非線性地減小至小於1之該值。
  17. 如請求項13所述之功率因數校正轉換器，其中在該輸入電壓之每一半線路循環期間，該可變乘法因數自大於1之該值以指數方式減小至小於1之該值。
  18. 如請求項13所述之功率因數校正轉換器，其中在該輸入電壓之每一半線路循環期間，該可變乘法因數根據一階梯式函數自大於1之該值減小至小於1之該值。
  19. 如請求項13所述之功率因數校正轉換器，其中該輸入電壓之該值係為該功率因數校正轉換器之該輸入電壓之一峰值。
  20. 如請求項13所述之功率因數校正轉換器，其中該功率因數增強器包含：一第一緩衝器，被耦合成將大於1之一第一增益施加至該輸入電壓訊號以產生經放大之一輸入電壓訊號；一取樣及保持電路，耦合至該第一緩衝器以因應於該輸入電壓之一零交越來取樣該經放大之輸入電壓訊號，進而產生該預失真訊號之一第一值；以及一第二緩衝器，被耦合成將小於1之一第二增益施加至該預失真訊號之該第一值，其中該取樣及保持電路更被耦合成取樣該第二緩衝器之 一輸出，進而產生該預失真訊號之一第二值。
  21. 如請求項13所述之功率因數校正轉換器，其中該接通時間控制器包含一第一比較器，該第一比較器被耦合成因應於將一誤差電壓訊號與一第一參考電壓進行比較而產生該第一訊號，該誤差電壓訊號代表該功率因數校正轉換器之一輸出處之一負載，該第一參考電壓因應於該感測輸入電流乘以該預失真訊號而產生。
  22. 如請求項21所述之功率因數校正轉換器，其中該控制器更包含：一電流源，被耦合成產生一第一電流，該第一電流係與乘以該預失真訊號之該感測輸入電流成比例；以及一第一電容器，被耦合成當該開關接通時利用該第一電流充電，其中該電容器兩端之一電壓係為該第一參考電壓。
  23. 如請求項21所述之功率因數校正轉換器，其中該控制器更包含一斷開時間控制器，該斷開時間控制器被配置成產生一第二訊號以結束該開關之一斷開時間，其中該斷開時間控制器包含一第二比較器，該第二比較器被耦合成因應於將經調整之一誤差電壓訊號與一第二電壓參考進行比較而產生該第二訊號。
  24. 如請求項13所述之功率因數校正轉換器，其中該切換訊號發生器被配置成產生該切換訊號以調節該功率因數校正轉換器之一輸出。
  25. 如請求項13所述之功率因數校正轉換器，其中該開關及該控制器一起包含於一積體電路中。
  26. 一種用於經功率因數校正之一功率轉換器之控制器(150)，包含：一功率因數增強器電路系統，用以對於該功率轉換器之一未經調節 之輸入電壓之每一半線路循環，產生一預失真訊號(221)；一調變電路系統，用以基於該預失真訊號來調變代表流經該功率轉換器之一功率開關之電流(284)之一訊號，該調變係在該未經調節之輸入電壓之一半線路循環之一上升之一半內增加流經該功率開關之電流之一表觀位準(apparent level)，並且在該半線路循環之一下降之一半內減小流經該功率開關之電流(284)之該表觀位準；以及一功率因數校正電路系統，用以接收該經調變之訊號，並且因應於該經調變之訊號輸出一切換訊號至一功率開關驅動器，並控制能量向該功率轉換器之該輸出之傳遞。
  27. 如請求項26所述之控制器，其中該功率因數增強器電路系統包含：一零交越偵測器，用以確定該未經調節之輸入電壓之每一半線路循環之一相位；以及一預失真訊號發生器，用以基於每一半線路循環之該已確定相位為每一半線路循環產生該預失真訊號。
  28. 如請求項26所述之控制器，其中：該控制器更包含一縮放塊(scaling block)，以產生一經縮放之感測電流訊號(222)來充當電流整形參考(current shaping reference)；以及該調變電路系統用以調變該經縮放之感測電流訊號(222)。
  29. 如請求項26所述之控制器，其中該調變電路系統將代表電流之一縮放訊號乘以該預失真訊號。
  30. 如請求項26所述之控制器，其中該預失真訊號係為關於該未經調節之輸入電壓之一峰值電壓之一函數。
  31. 如請求項26所述之控制器，其中該預失真訊號係為一斜坡下降(ramp down)函數，該斜坡下降函數在一半線路循環開始時增加流經該功率開關之該電流之該表觀位準，並且在該半線路循環之一下降之一半結束時減小流經該功率開關之該電流(284)之該表觀位準。
  32. 如請求項26所述之控制器，其中該功率因數增強器電路系統被賦能以僅因應於該功率轉換器之一未經調節之高輸入電壓或一低負載運作條件而產生該預失真訊號。
  33. 如請求項32所述之控制器，其中：該未經調節之高輸入電壓係為一230伏之輸入電壓。
  34. 如請求項32所述之控制器，其中該低負載運作條件處於一輸出負載之20%至25%以下或之間。
  35. 如請求項26所述之控制器，其中該功率因數增強器電路系統調整該預失真訊號(221)，以補償該功率轉換器之一負載位準。
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