TWI531111B - Low crosstalk high frequency transmission differential pair microstrip line - Google Patents

Low crosstalk high frequency transmission differential pair microstrip line Download PDF

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Description

低串擾高頻傳輸的差分對微帶線
一種傳輸線，特別是有關於一種低串擾高頻傳輸的差分對微帶線。
近年來，在數位系統中，隨著信號傳輸率的提升與電子產品的外型尺寸也愈來愈小，電子線路的設計也愈來愈密集，因此，線路間串擾的現象也愈來愈嚴重。所謂的串擾(crosstalk)起因於信號在傳輸通道傳輸時，因電磁耦合而對相鄰近之傳輸線產生影響，且在被干擾之傳輸線上產生耦合電壓與耦合電流。串擾過大將會影響到系統運作的效率，甚致引起電路誤觸發，進而使系統無法正常工作。此外，於主機板或高速電路中，若碰到電子線路需根據實際設計轉彎時，常以增加微帶線間的間隔或增加數位信號上升與下降時間來抑制串擾，但仍無法有效解決串擾問題。
鑑於傳統的方法並無有效解決線路間之串擾問題，因此亟需提出一種新穎的低串擾高頻傳輸的差分對微帶線結構，可用於抑制串擾的發生、以及降低差模轉共模的轉換效應。
本發明主要是利用傳輸信號的微帶線，存在信號時，其表面 電流主要分布於微帶線的邊緣，即導帶的邊緣存在極高的電流密度。如果在微帶線的邊緣刻蝕亞波長週期波紋，將邊緣電流引入凹槽形成近似閉合迴路，則有利於提升電路本身的自感，並將磁場約束於自身導線的附近，有效降低對鄰近電路由於互感所造成的串擾。隨著凹槽內部的結構與深度的不同將對磁場有不同的約束效果。
在習知技術中微帶電路存在週期結構的目的是用於帶阻濾波，但是由於結構過長往往在實際的電路不常使用。此外，習知技術中週期結構的另一用途是用於形成合適的R-L架構，用於作為與相鄰電路的耦合。因此本發明的概念與上述兩種傳統習知技術中的看法是有所區別的。從事這類工作的基於對週期結構的這兩種根深地步的看法，要使專業工作人員想到利用週期結構來做信號的傳輸主體是有相當的困難的，此外由於專業人員所使用的電路設計軟體並不支援這類的線路，對於用週期線來做信號線是無法想像的。目前最常用於抑制串擾的作法有兩種，第一種是利用差分線或單端線的多次轉彎來降低串擾，這對於差分對而言，將造成共模信號的增加，不利於導線整體電路的運作。第二種辦法是利用在與鄰近迴路間加入接地線，這會造成兩個明顯的缺陷。第一個迴路的面積就無法有效的縮小，其二是接地線只阻隔電場，對於線間的互感抑制的效果不大。本發明用在導體表面刻畫迂迴的路徑，使邊緣電流在這樣的迂迴路中徑形成一個准迴路將磁場做有效約束，抑制互感所造成的串擾。這樣的約束對於越是 高頻的信號越是有好的效果。由於週期長度遠小於波長，因此，其工作頻率是遠離帶隙，並且主要的功能是傳輸信號而非反射信號，與濾波器並非相同概念下的應用。適用的領域為高頻微波電路與高速電路，特別在密集的線路中，可以有效隔離信號線間的相互干擾。差分對主要傳輸互補信號與單端傳輸線不同的是，它具有較強的抗干擾能力，但是在使用上，迴路上會使用比單端傳輸線所需的信號線數量多，電路面積就相對會大一些。為了降低電路的面積將導致，差分對將與其他傳輸線間過度靠近，則串擾與差分信號轉變為共模信號的效果變的極為嚴重，有必要脫離使用傳統差分微帶線，用全新概念的傳輸線來取代。在信號的傳輸上，差分對是由兩條傳輸線構成，兩條都傳信號，但是兩條線的信號的相位相差1800這是與單端傳輸線的一個重大的區別。
本發明之一目的在於提供一種低串擾高頻傳輸的差分對微帶線，其係包括：一第一微帶線，其係傳輸一第一傳輸信號，該第一微帶線具有週期性排列的複數個凹槽；以及一第二微帶線，其係平行該第一微帶線，且用以傳輸一第二傳輸信號，該第二傳輸信號與該第一傳輸信號係相位差為180°的互補信號，該第二微帶線具有週期性排列的複數個凹槽；其中，該些複數個凹槽以亞波長的方式，週期地排列於該第一微帶線之外側、以及該第二微帶線之外側，該亞波長的方式係該些複數個凹槽的排列週期長度，小於該傳輸的第一傳輸信號以及第二傳輸信號之波長，該些複數個凹槽係提供增強電磁波的亞波長約束。
本發明之另一目的在於其更含有：一第一端口，其係該第一 微帶線與該第二微帶線，個別輸入互補信號的端口；以及一第二端口，其係該第一微帶線與該第二微帶線，個別輸出互補信號的端口；其中沿著微帶線邊緣排列的該些複數個凹槽，係當由該第一端口傳輸互補信號至該第二端口時，降低差模轉共模的轉換效應。其中，該些複數個凹槽，其係當由該第一端口傳輸互補信號至該第二端口時，降低與相鄰近的一單一微帶線或一差分對的能量串擾效應。
其中，該些複數個凹槽，以亞波長的排列方式，更包含有：對稱於該第一微帶線之外側該些複數個凹槽，而且週期地排列於該第一微帶線之內側；以及對稱於該第二微帶線之外側該些複數個凹槽，而且週期地排列於該第二微帶線之內側。
本發明所達到的功效係在於提供一種低串擾高頻傳輸的差分對微帶線結構，係用以解決高速電路中之串擾與共模轉換效應之問題，並提升信號傳輸品質與縮小電路板尺寸。
本發明所達到的另一功效係在於提供一種低串擾高頻傳輸的差分對微帶線結構，具有亞波長尺寸的週期性凹槽差分對微帶線，且凹槽的形狀與大小可根據實際設計作相對應之調整，進而以人工表面電漿極化子的模式對凹槽微帶線上之電磁能形成高度束縛。
11‧‧‧第一微帶線
12‧‧‧第二微帶線
13‧‧‧第一端口
14‧‧‧第二端口
15‧‧‧矩型凹體
16‧‧‧矩型凸體
17‧‧‧第一延伸部
18‧‧‧第二延伸部
20‧‧‧Z型凸體
21‧‧‧基板
22‧‧‧第三端口
23‧‧‧第四端口
圖1 亞波長週期結構外側開口凹槽式差分對的示意圖。
圖2 亞波長週期結構外側開口凹槽式差分對與傳統差分對的耦合電路的示意圖。
圖3 外側開口凹槽式差分對中S dd21表示信號的傳輸能力，S dd41表示差分 對與相鄰傳統差分對的串擾示意圖。
圖4 外側開口凹槽式差分對中S cd21表示差分模信號與共模信號的轉換效果示意圖。
圖5 亞波長週期結構外側髮夾式差分對的示意圖。
圖6 亞波長週期結構外側髮夾式差分對細部的示意圖。
圖7 亞波長週期結構外側髮夾式差分對與傳統差分對的耦合電路的示意圖。
圖8 外側髮夾式差分對中S dd21表示信號的傳輸能力，S dd41表示差分對與相鄰傳統差分對的串擾示意圖。
圖9 外側髮夾式差分對中S cd21表示差分模信號與共模信號的轉換效果示意圖。
圖10 亞波長週期結構外側凹槽式差分對的示意圖。
圖11 亞波長週期結構外側凹槽式差分對與傳統差分對的耦合電路的示意圖。
圖12 外側凹槽式差分對中S dd21表示信號的傳輸能力，S dd41表示差分對與相鄰傳統差分對的串擾示意圖。
圖13 外側凹槽式差分對中S cd21表示差分模信號與共模信號的轉換效果示意圖。
圖14 亞波長週期結構雙側開口凹槽式差分對的示意圖。
圖15 亞波長週期結構雙側開口凹槽式差分對與傳統差分對的耦合電路的示意圖。
圖16 雙側開口凹槽式差分對中S dd21表示信號的傳輸能力，S dd41表示差分對與相鄰傳統差分對的串擾示意圖。
圖17 雙側開口凹槽式差分對中S cd21表示差分模信號與共模信號的轉換效果示意圖。
圖18 亞波長週期結構雙側凹槽式差分對的示意圖。
圖19 亞波長週期結構雙側凹槽式差分對與單端微帶線耦合電路的示意圖。
圖20 亞波長週期雙側凹槽式差分對中S dd21表示信號的傳輸能力，S sd41表示差分對與相鄰單端微帶線的串擾示意圖。
圖21 亞波長週期雙側凹槽式差分對中S cd21表示差分模信號與共模信號的轉換效果示意圖。
圖22 亞波長週期結構雙側髮夾式差分對的示意圖。
圖23 亞波長週期結構雙側髮夾式差分對細部的示意圖。
圖24 亞波長週期結構雙側髮夾式差分對與單端微帶線耦合電路的示意圖。
圖25 週期雙側髮夾式差分對S dd21表示信號的傳輸能力，S sd41表示差分對與相鄰單端微帶線的串擾示意圖。
圖26 週期雙側髮夾式差分對中S cd21表示差分模信號與共模信號的轉換效果示意圖。
本發明提供第1實施例外側開口凹槽式差分對，如圖1所示，兩條亞波長週期微帶線構成一個差分對，信號由第一端口13輸入，輸出為第二端口14，其中一條是第一微帶線11送入信號，另一條是第二微帶線12送入相位差為1800信號(兩條為互補的信號)，外側開口凹槽式差分對的結構中該複數個凹槽的結構，係具有一矩型凹體15，結合一矩型凸體16呈連續週期 性的結構，並於每一個凹槽之開口處，該每一矩型凸體16具有向該每一個凹槽中央平行延伸之二個一第一延伸部17。
微帶線的寬度是w，兩條微帶線的間隔是w 1，兩條微帶線的金屬的厚度是t，基板21的厚度為h，週期微帶線的週期長度是d，週期微帶線的槽深是b，基板21介質的介電常數是ε r ，當這傳統光滑無凹槽的差分對的旁邊出現單端微帶線或另一組差分對時，存在兩個明顯的效應，第一個效應是由第一端口13到第二端口14將出現明顯的差模轉共模的效應。第二個效應是由第一端口13輸入的互補信號將會在鄰近另一條微帶線或差分對產生串擾，為了證明這種亞波長週期差分對具有抑制與相鄰微帶線間的串擾，並能有效降低差模與共模間的轉換效應，可以考慮、圖2的耦合電路結構進行數值分析。
如圖2所示，是一組亞波長週期開口凹槽，第一微帶線11以及第第二微帶線12與另一傳統差分對(各自微帶線的寬度為w 4)所組成的耦合電路。差分信號由第一端口13輸入，分析第二端口14的輸出，即S dd21可以了解差分對的傳輸能力。由第一端口13輸入，分析第四端口23的輸出可以了解差分對與鄰近傳統差分對間的串擾。第一組差分對與第二組差分對微帶線的間隔是w 2，差分對信號由第一端口13進入，由第二端口14輸出的傳輸能力由S參數表示是S dd21，差分對信號由第一端口13進入，由傳統差分對的第四端口23輸出的串擾效果由S參數表示是S dd41，差分對信號由第一端口13進入。由第二端口14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示為S cd21，其中傳統(conventional)表示全部光滑的兩組差分對的傳輸與串擾的效果用實線表示，其中虛線表示一組為亞波長週期結構差分對，而另一組為傳統差分對的傳輸與串擾的效果。如圖3以及圖4所示，模擬的參數：w=w 1=w 2=w 3=w 4=1.2mm，微帶線的總長度為10cm，基板21用RO4003的 材料，金屬膜厚度t=0.0175mm，板厚h=0.508mm，槽深b=0.6w，週期長度d=1.0mm，分析的範圍由200MHz到12GHz。圖2中，第一端口13係兩條微帶線輸入互補的差分信號；第二端口14為差分對的接收端、第三端口22表示傳統差分對的近端、第四端口23表示傳統差分對的遠端，其中圖3的S dd21表示差分對的信號傳輸能力，S dd41表示差分對與相鄰另一差分對的串擾，其中圖4的S cd21表示差分模信號與共模信號的轉換效果。
第1實施例如果兩組均為傳統差分對的結果如圖3、圖4的實線所示。如圖3所示，傳統差分對信號由第一端口13進入由第二端口14輸出的傳輸能力由S參數表示：S dd21.在200MHz的頻率下S dd21=-0.08821dB，在頻率12GHz下S dd21=-2.32492dB。如圖3所示，傳統差分差分對信號由第一端口13進入由傳統差分對第四端口23輸出的串擾效果由S參數表示：S dd41，在200MHz下S dd41=-48.55245,12GHz下S dd41=-9.38157dB。如圖4所示，差分對信號由第一端口13進入由第二端口14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示：S cd21，在12GHz S cd21=-12.37439。
第1實施例一組為亞波長週期外側開口凹槽式差分對而另一組為傳統差分對的結果，如圖3、圖4的虛線所示。如圖3所示，差分對信號由第一端口13進入由第二端口14輸出的傳輸能力由S參數表示：S dd21，在200MHz的頻率下S dd21=-0.07573dB，在頻率12GHz下S dd21=-1.21404dB。如圖3所示，差分對信號由第一端口13進入由傳統差分對第四端口23輸出的串擾效果由S參數表示：S dd41，在200MHz下S dd41=-60.6408dB，在12GHz下S dd41=-29.62501dB，而1GHz到10GHz區間的串擾最大值為5.1GHz下S dd41=-34.538dB。如圖4所示，差分對信號由第一端口13進入由第二端口 14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示：S cd21，在12GHz S cd21=-27.66008dB。
第1實施例外側開口凹槽式差分對與傳統差分對兩者的綜合比較結果如圖3、圖4所示。如圖3所示，在12GHz傳統的差分對S dd21=-2.32492dB，亞波長週期差分對S dd21=-1.21404dB，傳輸能力在高頻信號的情況下有顯著的提升。如圖3所示，在12GHz兩段傳統的差分對之間的串擾S dd41=-9.38157dB，亞波長週期差分對S dd41=-29.62501dB，串擾明顯地獲得抑制。如圖4所示，在12GHz傳統的差分對差模轉共模的效應12GHz S cd21=-12.37439dB，亞波長週期差分對S cd21=-27.66008dB，差模轉共模效應獲得抑制。輔助說明：圖3是圖2耦合電路的S參數計算結果。考慮圖三的數值結果，傳統差分對的S dd21用實線表示，在200MHz是-0.08821dB，在12GHz是-2.32492dB。亞波長週期外側開口凹槽式差分對的S dd21用虛線表示，在200MHz是-0.07573dB，在12GHz是-1.21404dB，顯然亞波長週期結構的傳輸能力更好，對於電磁磁場有較好的約束。由於這種對電磁場強烈的約束，亞波長週期外側開口凹槽式差分對對於鄰近微帶線顯然將會有較低的干擾。隨著頻率的增加串擾越來越明顯，在12GHz時傳統差分結構對於另一傳統差分對的串擾S dd41為-9.38157dB，而亞波長週期外側開口凹槽式差分對與傳統差分對的串擾S dd41只為-29.62501dB，具有明顯的抗串擾效果。圖4是耦合電路中差模轉共模隨頻率的變化結果。隨著頻率的升高，差模轉共模的效應是越加明顯。然而差分對如果刻有亞波長週期外側開口凹槽式波紋則能夠有效地抑制轉換的效果。傳統差分對的差模轉共模信號的效應在12GHz是S cd21=-12.37439dB，而亞波長週期外側開口凹槽式差分對的差模轉 共模信號的效應則只有S cd21=-27.66008dB，顯然存在亞波長週期結構是可以有效抑制差模對共模的轉換效率。
本發明提供第2實施例亞波長週期外側髮夾差分對，如圖5所示，兩條亞波長週期微帶線構成一個差分對，信號由第一端口13輸入，輸出為第二端口14，其中一條是第一微帶線11送入信號，另一條是同一差分對的第二微帶線12送入相位差為1800信號(兩條為互補的信號)，外側髮夾差分對結構係具有複數Z型凸體20呈連續週期性的結構，該些複數Z型凸體20，一第一延伸部17，其係於每一個該凹槽之開口處，向每一個該凹槽中央平行延伸之一第一延伸部17；以及一第二延伸部18，其係於每一該Z型凸體20中段處，向每一個該凹槽中央平行延伸；其中，該第一延伸部17及該第二延伸部18的延伸方向係相反。
微帶線的寬度：w，兩條微帶線的間隔：w 1，金屬的厚度：t，基板21的厚度為：h，週期微帶線的週期長度：d，週期微帶線的槽深：b，基板21介質的介電常數：ε r ，其他結構參數a 1,a 2(外開口槽的寬度)，a 3(內開口槽的寬度)，b 1(金屬細條的寬度)，b 2(金屬細條的間隔).。當這傳統(光滑)的差分對的旁邊出現單端微帶線或另一組差分對時，存在兩個明顯的效應，第一個效應是由第一端口13到第二端口14將出現明顯的差模轉共模的效應。第二個效應是由第一端口13輸入的互補信號將會在另一條微帶線或差分對產生串擾。為了證明這種亞波長週期差分對具有抑制與相鄰微帶線間的串擾，並能有效降低差模與共模間的轉換效應，可以考慮圖7的耦合電路結構進行數值分析。圖7是一組亞波長週期髮夾形差分對與傳統差分對所組成的耦合電路。差分信號由第一端口13輸入，分析第二端口14輸出，即S dd21可以了解差分對的傳輸能力。由第一端口13輸入。分析第四端口23的輸 出可以了解差分對與傳統差分對之間的串擾。兩組差分對的邊緣間隔：w 2，差分對信號由第一端口13進入，由第二端口14輸出的傳輸能力由S參數表示：S dd21，差分對信號由第一端口13進入由傳統差分對第四端口23輸出的串擾效果由S參數表示：S dd41，差分對信號由第一端口13進入由第二端口14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示：S cd21，其中傳統(conventional)表示全部為光滑的差分對間的傳輸與串擾的效果用實線表示。其中虛線表示亞波長週期結構差分對的傳輸與串擾的效果。模擬的參數：w=w 1=w 2=w 3=w 4=1.2mm，微帶線的總長度為10cm，基板21用RO4003的材料，金屬膜厚度t=0.0175mm，板厚h=0.508mm，槽深b=0.6w，週期長度d=1.0mm，分析的範圍由200MHz到12GHz。圖7中，在第一端口13的兩條微帶線上輸入互補的差分信號，第二端口14為差分對的接收端，第三端口22是傳統差分對的近端，第四端口23表示傳統差分對的遠端。圖8中，模擬的參數：w=w 1=w 2=w 3=w 4=1.2mm，微帶線的總長度為10cm，基板21用RO4003的材料，金屬膜厚度t=0.0175mm，板厚h=0.508mm，槽深b=0.6w,，週期長度d=1.0mm，分析的範圍由200MHz到12GHz，S dd21表示信號的傳輸能力，S dd41表示亞波長週期差分對與傳統差分對的串擾。圖9中，模擬的參數：w=w 1=w 2=w 3=w 4=1.2mm，微帶線的總長度為10cm，基板21用RO4003的材料，金屬膜厚度t=0.0175mm，板厚h=0.508mm，槽深b=0.6w,，週期長度d=1.0mm，分析的範圍由200MHz到12GHz，S cd21表示差分模信號與共模信號的轉換效果。
第2實施例兩組傳統差分對的耦合電路的結果如圖8、圖9實線所示。如圖8所示，其中差分對信號由第一端口13進入，由第二端口14輸出的傳 輸能力由S參數表示：S dd21。在200MHz的頻率下S dd21=-0.08821dB，在頻率12GHz下S dd21=-2.32492dB。如圖8所示，其中差分對信號由第一端口13進入，由傳統差分對第四端口23輸出的串擾效果由S參數表示：S dd41，在200MHz下S dd41=-48.55245dB，12GHz下S dd41=-9.38157dB。如圖9所示，其中差分對信號由第一端口13進入由第二端口14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示：S cd21，在12GHz S cd21=-12.37439dB。
第2實施例一組為亞波長週期外側髮夾差分對而另一組為傳統差分對的結果，如圖8、圖9的虛線所示。
如圖8的虛線所示，其中差分對信號由第一端口13進入，由第二端口14輸出傳輸能力由S參數表示：S dd21.在200MHz的頻率下S dd21=-0.09344dB，在頻率12GHz下S dd21=-1.20989dB。如圖8所示，其中差分對信號由第一端口13進入，由傳統差分對第四端口23輸出的串擾效果由S參數表示：S dd41，在200MHz下S dd41=-63.57423dB,12GHz下S dd41=-33.33179dB。如圖9所示，其中差分對信號由第一端口13進入由第二端口14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示：S cd21，在12GHz下S cd21=-35.91338dB。
第2實施例傳統差分對與亞波長週期外側髮夾差分對的比較結果，如圖8、圖9所示。如圖8所示，其中，在12GHz兩組均為傳統差分對的S dd21=-2.32492dB，亞波長週期差分對S dd21=-1.20989dB。傳輸能力在高頻信號的情況下有顯著的提升。如圖8所示，其中，在12GHz傳統的差分對與另一傳統差分對的串擾S dd41=-9.38157dB，亞波長週期差分對對傳統差分對的串擾S dd41=-33.33179dB，串擾明顯地獲得抑制。如圖9所示，其中，在12GHz傳 統的差分對差模轉共模的效應12GHz的S cd21=-12.37439dB，亞波長週期差分對的S cd21=-35.91338dB，差模轉共模效應獲得抑制。輔助說明：圖8是圖7耦合電路的S參數計算結果。考慮圖8的數值結果，，傳統差分對的S dd21用實線表示，在200MHz是-0.08821dB，在12GHz是-2.32492dB。亞波長週期外側髮夾差分對的S dd21用虛線表示，在200MHz是-0.09344dB，在12GHz是-1.20989dB.在較低頻的情況下傳統差分對有略優的傳輸能力。然而隨著頻率的升高，亞波長週期結構的傳輸能力更好，對於電磁磁場有較好的約束。由於這種對電磁場強烈的約束，亞波長週期外側髮夾差分對對於鄰近微帶線顯然將會有較低的干擾。隨著頻率的增加串擾越來越明顯。在12GHz時傳統差分結構對於另一傳統差分對的串擾S dd41為-9.38157dB。
而亞波長週期外側髮夾差分對與另一傳統差分對的串擾S dd41只為-33.33179dB，具有明顯的抗串擾效果。圖9是耦合電路中差模轉共模隨頻率的變化結果。隨著頻率的升高，差模轉共模的效應是越加明顯，然而差分對如果刻有亞波長週期外側髮夾波紋則能夠有效地抑制轉換的效果，傳統差分對的差模轉共模信號的效應在12GHz是-12.37439dB，而亞波長週期外側髮夾差分對的差模轉共模信號的效應則只有-35.91338dB，顯然存在亞波長週期結構是可以有效抑制差模對共模的轉換效率。
本發明提供第3實施例外側凹槽差分對，如圖10所示，兩條亞波長週期微帶線構成一個差分對，信號由第一端口13輸入，輸出為第二端口14，其中第一微帶線11送入信號，另一條是第二微帶線12送入相位差為1800信號(兩條為互補的信號)，外側凹槽差分對結構中，該些複數個凹槽的結構，係具有一矩型凹體15結合一矩型凸體16呈連續週期性的結構，相鄰該矩型 凸體16之間距，係該些複數個凹槽的週期排列長度。微帶線的寬度：w，兩條微帶線的間隔：w 1，金屬的厚度：t，基板21的厚度為：h，週期微帶線的週期長度：d，週期微帶線的槽深：b，基板21介質的介電常數：ε r ，當這傳統(光滑)的差分對的旁邊出現單端微帶線或另一組差分對時，存在兩個明顯的效應，第一個效應是由第一端口13到第二端口14將出現明顯的差模轉共模的效應。第二個效應是由第一端口13輸入的互補信號將會在另一條微帶線或差分對產生串擾。
為了證明這種亞波長週期差分對具有抑制與相鄰微帶線或差分對間的串擾，並能有效降低差模與共模間的轉換效應，可以考慮圖11的耦合電路結構進行數值分析，圖11是一組亞波長週期外側凹槽差分對與傳統差分對所組成的耦合電路，差分信號由第一端口13輸入，分析第二端口14輸出，即S dd21可以了解差分對的傳輸能力。由第一端口13輸入，分析第四端口23的輸出，可以了解差分對與鄰近傳統差分對間的串擾。如圖11所示，亞波長週期微帶線與傳統差分對的邊緣間隔：w 2，差分對信號由第一端口13進入，由第二端口14輸出的傳輸能力由S參數表示：S dd21，差分對信號由第一端口13進入由傳統差分對第四端口23輸出的串擾效果由S參數表示：S dd41，差分對信號由第一端口13進入，由第二端口14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示：S cd21，其中傳統(conventional)表示兩對全部光滑的差分對的傳輸與串擾的效果用實線表示，其中虛線表示亞波長週期結構差分對的傳輸能力和與傳統差分對間的串擾效果，模擬的參數：w=w 1=w 2=w 3=w 4=1.2mm，微帶線的總長度為10cm，基板21用RO4003的材料，金屬膜厚度t=0.0175mm，板厚h=0.508mm，槽深b=0.6w，週期長度 d=1.0mm，分析的範圍由200MHz到12GHz，第一端口13是差分對的兩條微帶線輸入互補的差分信號，第二端口14為差分對的接收端，第三端口22表示傳統差分對的近端，第四端口23表示傳統差分對的遠端。圖12所示，模擬的參數：w=w 1=w 2=w 3=w 4=1.2mm，微帶線的總長度為10cm，基板21用RO4003的材料，金屬膜厚度t=0.0175mm，板厚h=0.508mm，槽深b=0.6w，週期長度d=1.0mm，分析的範圍由200MHz到12GHz。S dd21表示信號的傳輸能力，S dd41表示差分對與相鄰傳統差分對的串擾。圖13所示，模擬的參數：w=w 1=w 2=w 3=w 4=1.2mm，微帶線的總長度為10cm，基板21用RO4003的材料，金屬膜厚度t=0.0175mm，板厚h=0.508mm，槽深b=0.6w，週期長度d=1.0mm，分析的範圍由200MHz到12GHz。S cd21表示差分模信號與共模信號的轉換效果。
本發明提供第3實施例兩對傳統差分對耦合電路的結果如圖12、圖13實線所示。如圖12所示，其中差分對信號由第一端口13進入，由第二端口14輸出的傳輸能力由S參數表示：S dd21.在200MHz的頻率下S dd21=-0.08821dB，在頻率12GHz下S dd21=-2.32492dB。如圖12所示，其中差分對信號由第一端口13進入由傳統差分對第四端口23輸出的串擾效果由S參數表示：S dd41，在200MHz下S dd41=-48.55245dB,12GHz下S dd41=-9.38157dB。如圖13所示，其中差分對信號由第一端口13進入由第二端口14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示：S cd21，在12GHz S cd21=-12.37439dB。
本發明提供第3實施例外側凹槽差分對與傳統差分對構成的耦合電路的結果如圖12、圖13的虛線所示。如圖12所示，其中差分對信號由第一端口13進入由第二端口14輸出的傳輸能力由S參數表示：S dd21.在200MHz 的頻率下S dd21=-0.07265dB，在頻率12GHz下S dd21=-1.14271dB。如圖12所示，其中差分對信號由第一端口13進入由傳統差分對第四端口23輸出的串擾效果由S參數表示：S dd41，在200MHz下S dd41=-61.53771dB，在12GHz下S dd41=-36.11641dB，而1GHz到10GHz區間的串擾最大值為5.36GHz下S dd41=-32.2849dB。如圖13所示，其中差分對信號由第一端口13進入，由第二端口14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示：S cd21，在12GHz S cd21=-19.69095dB。
本發明提供第3實施例外側凹槽差分對與傳統差分對的比較結果，如圖12、圖13所示。如圖12所示，其中在12GHz傳統的差分對S dd21=-2.32492dB，亞波長週期差分對S dd21=-1.14271dB，傳輸能力在高頻信號的情況下有顯著的提升。如圖12所示，其中在12GHz兩對傳統的差分對間的串擾S dd41=-9.38157dB，亞波長週期差分對與傳統差分對的S dd41=-36.11641dB，串擾明顯地獲得抑制.。如圖13所示，其中在12GHz傳統的差分對差模轉共模的效應12GHz時的S cd21=-12.37439dB，亞波長週期差分對的S cd21=-19.69095dB，差模轉共模效應獲得抑制。輔助說明：圖12是圖11耦合電路的S參數計算結果.考慮圖12的數值結果，傳統差分對的S dd21用實線表示，在200MHz是-0.08821dB，在12GHz是-2.32492dB.亞波長週期外側凹槽差分對的S dd21用虛線表示，在200MHz是-0.07265dB，在12GHz是-1.14271dB.在較低頻的情況下亞波長週期差分對有略優的傳輸能力，而且隨著頻率的升高，亞波長週期結構的傳輸能力更好，對於電磁磁場有較好的約束.由於這種對電磁場強烈的約束，亞波長週期外側凹槽差分對對於鄰近微帶線或傳統光滑差分對顯然將會有較低的干擾.隨著頻率的增加串擾越來越明顯，在12GHz時傳 統差分結構對於另一傳統差分對的串擾S dd41為-9.38157dB，而亞波長週期外側凹槽差分對與傳統差分對的串擾S dd41只為-36.11641dB，具有明顯的抗串擾效果.圖13是耦合電路中差模轉共模隨頻率的變化結果.隨著頻率的升高，差模轉共模的效應是越加明顯.然而差分對如果刻有亞波長週期外側凹槽波紋則能夠有效地抑制轉換的效果.傳統差分對的差模轉共模信號的效應在12GHz是S cd21=-12.37439dB，而亞波長週期外側凹槽差分對的差模轉共模信號的效應則只有S cd21=-19.69095dB，顯然存在亞波長週期結構是可以有效抑制差模對共模的轉換效率。
本發明提供第4實施例雙側開口凹槽式差分對，如圖14、圖15所示。兩條亞波長週期微帶線構成一個差分對，信號由第一端口13輸入，輸出為第二端口14，其中一條是第一條微帶線11送入信號，另一條是第二條微帶線12送入相位差為1800信號(兩條為互補的信號)，雙側開口凹槽式差分對的結構中，該複數個凹槽的結構，係具有一矩型凹體15，結合一矩型凸體16呈連續週期性的結構，並於每一個凹槽之開口處，該每一矩型凸體16具有向該每一個凹槽中央平行延伸之二個一第一延伸部17，微帶線的寬度是w，兩條微帶線的間隔是w 1，兩條微帶線的金屬的厚度是t，基板21的厚度為h，週期微帶線的週期長度是d，週期微帶線的槽深是b，基板21介質的介電常數是ε r ，當這傳統光滑無凹槽的差分對的旁邊出現單端微帶線或另一組差分對時，存在兩個明顯的效應，第一個效應是由第一端口13到第二端口14將出現明顯的差模轉共模的效應。第二個效應是由第一端口13輸入的互補信號將會在另一條微帶線或差分對上產生串擾，為了證明這種亞波長週期差分對具有抑制與相鄰微帶線間的串擾，並能有效降低差模與共模間的轉換效應，可以考慮圖15的耦合電路結構進行數值分析。
如圖15所示，是一組亞波長週期雙側開口凹槽，第一微帶線11以及第二微帶線12與傳統差分對所組成的耦合電路。差分信號由第一端口13輸入，分析第二端口14輸出，即S dd21可以了解差分對的傳輸能力。由第一端口13輸入，分析第四端口23的輸出可以了解差分對與鄰近傳統差分對之間的串擾。傳統差分對與第二條微帶線12邊緣的間隔是w 2，差分對信號由第一端口13進入由第二端口14輸出的傳輸能力由S參數表示是S dd21，差分對信號由第一端口13進入由傳統差分對第四端口23輸出的串擾效果由S參數表示是S dd41，差分對信號由第一端口13進入由第二端口14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示為S cd21，其中傳統(conventional)表示全部光滑的差分對的傳輸與串擾的效果用實線表示，其中虛線表示亞波長週期結構差分對的傳輸與串擾的效果。如圖16以及圖17所示，模擬的參數：w=w 1=w 2=w 3=w 4=1.2mm，微帶線的總長度為10cm，基板21用RO4003的材料，金屬膜厚度t=0.0175mm，板厚h=0.508mm，兩邊的槽深各為b=0.3w，週期長度d=1.0mm，分析的範圍由200MHz到12GHz。圖15中，第一端口13係兩條微帶線輸入互補的差分信號；第二端口14為差分對的接收端、第三端口22表示傳統差分對的近端、第四端口23表示傳統差分對的遠端，其中圖16的S dd21表示信號的傳輸能力，S dd41表示差分對與相鄰傳統差分對的串擾，其中圖17的S cd21表示差分模信號與共模信號的轉換效果。
第4實施例兩組差分對均為傳統差分對的結果如圖16、圖17的實線所示。如圖16所示，其中差分對信號由第一端口13進入由第二端口14輸出的傳輸能力由S參數表示：S dd21。在200MHz的頻率下S dd21=-0.08821dB，在頻率12GHz下S dd21=-2.32492dB。如圖16所示，其中差分對信號由第一端口13進入由傳統差分對第四端口23輸出的串擾效果由S參數表示：S dd41，在 200MHz下S dd41=-48.55245dB,12GHz下S dd41=-9.38157dB。如圖17所示，其中差分對信號由第一端口13進入由第二端口14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示：S cd21，在12GHz時S cd21=-12.37439dB。
第4實施例亞波長雙側開口凹槽式差分對與傳統差分對耦合電路的結果如圖16、圖17的虛線所示。如圖16所示，其中差分對信號由第一端口13進入由第二端口14輸出的傳輸能力由S參數表示：S dd21.在200MHz的頻率下S dd21=-0.07977dB，在頻率12GHz下S dd21=-1.0001dB。如圖16所示，其中差分對信號由第一端口13進入由傳統差分對第四端口23輸出的串擾效果由S參數表示：S dd41，在200MHz下S dd41=-49.2638dB，在12GHz下S dd41=-30.72547dB，而1GHz到10GHz區間的串擾最大值為5.26GHz下S dd41=-24.5046dB。如圖17所示，其中差分對信號由第一端口13進入由第二端口14輸出差模轉共模的效應由S參數表示：S cd21，在12GHz時S cd21=-28.37445dB。
第4實施例亞波長雙側開口凹槽式差分對與傳統差分對的的比較結果如圖16、圖17所示。如圖16所示，其中在12GHz傳統的差分對S dd21=-2.32492dB，亞波長週期差分對S dd21=-1.0001dB，傳輸能力在高頻信號的情況下有顯著的提升。如圖16所示，其中在12GHz傳統的差分對與另一傳統差分對之間的串擾S dd41=-9.38157dB，亞波長週期差分對與傳統差分對之間的串擾S dd41=-30.72547dB，串擾明顯地獲得抑制。如圖17所示，其中在12GHz傳統的差分對差模轉共模的效應12GHz S cd21=-12.37439dB，亞波長週期差分對S cd21=-28.37445dB，差模轉共模效應獲得抑制。輔助說明：圖16是圖15耦合電路的S參數計算結果。考慮圖16的數值結果，傳統差分對的S dd21用 實線表示，在200MHz是-0.08821dB，在12GHz是-2.32492dB。亞波長週期雙側開口凹槽式差分對的S dd21用虛線表示，在200MHz是-0.07977dB，在12GHz是-1.0001dB.顯然亞波長週期結構的傳輸能力更好，對於電磁磁場有較好的約束。由於這種對電磁場強烈的約束，亞波長週期雙側開口凹槽式差分對對於鄰近微帶線顯然將會有較低的干擾。隨著頻率的增加串擾越來越明顯，在12GHz時傳統差分結構對於另一傳統差分結構的串擾S dd41為-9.38157dB，而亞波長週期雙側開口凹槽式差分對與傳統差分結構的串擾S dd41只為-30.72547dB，具有明顯的抗串擾效果。圖17是耦合電路中差模轉共模隨頻率的變化結果。隨著頻率的升高，差模轉共模的效應是越加明顯。然而差分對如果刻有亞波長週期雙側開口凹槽式波紋則能夠有效地抑制轉換的效果。傳統差分對的差模轉共模信號的效應在12GHz是S cd21=-12.37439dB，而亞波長週期雙側開口凹槽式差分對的差模轉共模信號的效應則只有S cd21=-28.37445dB，顯然存在亞波長週期結構是可以有效抑制差模對共模的轉換效率。
第5實施例亞波長週期雙側凹槽式差分對，如圖18所示，兩條亞波長週期微帶線構成一個差分對，信號由第一端口13輸入，輸出為第二端口14，其中一條是第一微帶線11送入信號，另一條是第二條微帶線12送入相位差為1800信號(兩條為互補的信號)，雙側凹槽差分對結構中，該些複數個凹槽的結構，係具有一矩型凹體15結合一矩型凸體16呈連續週期性的結構，相鄰該矩型凸體16之間距，係該些複數個凹槽的週期排列長度。微帶線的寬度：w，兩條微帶線的間隔：w 1，金屬的厚度：t，基板21的厚度為：h，週期微帶線的週期長度：d，週期微帶線的槽深：b，基板21介質的介電常數： ε r ，槽寬：a。當這傳統(光滑)的差分對的旁邊出現單端微帶線或另一組差分對時，存在兩個明顯的效應，第一個效應是由第一端口13到第二端口14將出現明顯的差模轉共模的效應。第二個效應是由第一端口13輸入的互補信號將會在另一條微帶線或差分對產生串擾。為了證明這種亞波長週期差分對具有抑制與相鄰微帶線間的串擾，並能有效降低差模與共模間的轉換效應，可以考慮圖19的耦合電路結構進行數值分析，圖19是一組亞波長週期雙側凹槽式差分對與單端微帶線所組成的耦合電路，差分信號由第一端口13輸入，分析第二端口14輸出，即S dd21可以了解差分對的傳輸能力。由第一端口13輸入，分析第四端口23的輸出，可以了解差分對與鄰近單端微帶線間的串擾。如圖19所示，單端微帶線與差分對的間隔：w 2，差分對信號由第一端口13進入由第二端口14輸出的傳輸能力由S參數表示：S dd21，差分對信號由第一端口13進入由單端微帶線第四端口23輸出的串擾效果由S參數表示：S sd41，差分對信號由第一端口13進入由第二端口14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示：S cd21，其中傳統(conventional)表示全部光滑的差分對的傳輸與串擾的效果用實線表示，其中虛線表示亞波長週期結構差分對的傳輸與串擾的效果，模擬的參數：w=w1=w2=w3=1.2mm，微帶線的總長度為10cm，基板21用RO4003的材料，金屬膜厚度t=0.0175mm，板厚h=0.508mm，槽深b=0.3w，週期長度d=1.0mm，分析的範圍由200MHz到12GHz，第一端口13是由兩條微帶線輸入互補的差分信號，第二端口14為差分對的接收端，第三端口22表示單端微帶線的近端，第四端口23表示單端微帶線的遠端。圖20所示，模擬的參數：w=w1=w2=w3=1.2mm，微帶線的總長度為10cm，基板21用RO4003的材料，金屬膜厚度t=0.0175mm， 板厚h=0.508mm，槽深b=0.3w，週期長度d=1.0mm，分析的範圍由200MHz到12GHz。S dd21表示信號的傳輸能力，S sd41表示差分對與相鄰單端微帶線的串擾。圖21所示，模擬的參數：w=w1=w2=w3=1.2mm，微帶線的總長度為10cm，基板21用RO4003的材料，金屬膜厚度t=0.0175mm，板厚h=0.508mm，槽深b=0.3w，週期長度d=1.0mm，d=2a，分析的範圍由200MHz到12GHz。S cd21表示差分模信號與共模信號的轉換效果。
本發明提供第5實施例傳統差分對與單端微帶線耦合電路的結果如圖20、圖21的實線所示。如圖20所示，其中差分對信號由第一端口13進入由第二端口14輸出的傳輸能力由S參數表示：S dd21.在200MHz的頻率下S dd21=-0.0679dB，在頻率12GHz下S dd21=-2.36253dB。如圖20所示，其中差分對信號由第一端口13進入由單端微帶線第四端口23輸出的串擾效果由S參數表示：S sd41，在200MHz下S sd41=-42.63854dB，12GHz下S sd41=-6.55742dB。如圖21所示，其中差分對信號由第一端口13進入由第二端口14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示：S cd21，在12GHz時S cd21=-12.96263dB。
本發明提供第5實施例雙側凹槽式差分對與單端微帶線耦合電路的結果如圖20、圖21虛線所示。如圖20所示，其中差分對信號由第一端口13進入由第二端口14輸出的傳輸能力由S參數表示：S dd21.在200MHz的頻率下S dd21=-0.10201dB，在頻率12GHz下S dd21=-1.18541dB。如圖20所示，其中差分對信號由第一端口13進入由單端微帶線第四端口23輸出的串擾效果由S參數表示：S sd41，在200MHz下S sd41=-42.82679dB，12GHz下S sd41=-13.93195dB。如圖21所示，其中差分對信號由第一端口13進入由第 二端口14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示：S cd21，在12GHz時S cd21=-23.28997dB。
本發明提供第5實施例雙側凹槽式差分對與單端微帶線的比較結果，如圖20、圖21所示。如圖20所示，其中在12GHz傳統的差分對S dd21=-2.36253dB，亞波長週期差分對S dd21=-1.18541dB，傳輸能力在高頻信號的情況下有顯著的提升。如圖20所示，其中在12GHz傳統的差分對與單端微帶線的串擾S sd41=-6.55742dB，亞波長週期差分對S sd41=-13.93195dB，串擾明顯地獲得抑制。如圖21所示，其中在12GHz傳統的差分對差模轉共模的效應12GHz的S cd21=-12.96263dB，亞波長週期差分對的S cd21=-23.28997dB，差模轉共模效應獲得抑制。輔助說明：圖20是圖19耦合電路的S參數計算結果。考慮圖20的數值結果，傳統差分對的S dd21用實線表示，在200MHz是-0.0679dB，在12GHz是-2.36253dB。亞波長週期雙側凹槽式差分對的S dd21用虛線表示，在200MHz是-0.10201dB，在12GHz是-1.18541dB.在較低頻的情況下傳統差分對有略優的傳輸能力，然而隨著頻率的升高，亞波長週期結構的傳輸能力更好，對於電磁磁場有較好的約束。由於這種對電磁場強烈的約束，亞波長週期雙側凹槽式差分對對於鄰近微帶線顯然將會有較低的干擾。隨著頻率的增加串擾越來越明顯，在12GHz時傳統差分結構對於單端微帶線的串擾S sd41為-6.55742dB，而亞波長週期雙側凹槽式差分對與單端微帶線的串擾S sd41只為-13.93195dB，具有明顯的抗串擾效果。圖21是耦合電路中差模轉共模隨頻率的變化結果。隨著頻率的升高，差模轉共模的效應是越加明顯。然而差分對如果刻有亞波長週期雙側凹槽式波紋則能夠有效地抑制轉換的效果。傳統差分對的差模轉共模信號 的效應在12GHz是S cd21=-12.96263dB，而亞波長週期雙側凹槽式差分對的差模轉共模信號的效應則只有S cd21=-23.28997dB。顯然存在亞波長週期結構是可以有效抑制差模對共模的轉換效率。
本發明提供第6實施例亞波長週期雙側髮夾式差分對，如圖22所示，兩條亞波長週期微帶線構成一個差分對，信號由第一端口13輸入，輸出為第二端口14，其中一條是第一條微帶線11送入信號，另一條是第二條微帶線12送入相位差為1800信號(兩條為互補的信號)，雙側髮夾差分對結構係具有複數Z型凸體20呈連續週期性的結構，該些複數Z型凸體20，一第一延伸部17，其係於每一個該凹槽之開口處，向每一個該凹槽中央平行延伸之一第一延伸部17；以及一第二延伸部18，其係於每一該Z型凸體20中段處，向每一個該凹槽中央平行延伸；其中，該第一延伸部17及該第二延伸部18的延伸方向係相反。微帶線的寬度：w，兩條微帶線的間隔：w 1，金屬的厚度：t，基板21的厚度為：h，週期微帶線的週期長度：d，週期微帶線的槽深：b，基板21介質的介電常數：ε r ，其他結構參數a 1,a 2(外開口槽的寬度)，a 3(內開口槽的寬度)，b 1(金屬細條的寬度)，b 2(金屬細條的間隔).。當這傳統(光滑)的差分對的旁邊出現單端微帶線或另一組差分對時，存在兩個明顯的效應，第一個效應是由第一端口13到第二端口14將出現明顯的差模轉共模的效應。第二個效應是由第一端口13輸入的互補信號將會在另一條微帶線或差分對產生串擾。為了證明這種亞波長週期差分對具有抑制與相鄰微帶線間的串擾，並能有效降低差模與共模間的轉換效應，可以考慮圖24的耦合電路結構進行數值分析。圖24是一組亞波長週期髮夾式差分對與單端微帶線所組成的耦合電路。差分信號由第一端口13輸入，分析第二端口14 輸出，即S dd21可以了解差分對的傳輸能力。由第一端口13輸入。分析第四端口23的輸出可以了解差分對與單端微帶線間的串擾。單端微帶線與差分對的間隔：w 2，差分對信號由第一端口13進入由第二端口14輸出的傳輸能力由S參數表示：S dd21，差分對信號由第一端口13進入由單端微帶線第四端口23輸出的串擾效果由S參數表示：S sd41，差分對信號由第一端口13進入由第二端口14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示：S cd21，其中傳統(conventional)表示全部光滑的差分對的傳輸與串擾的效果用實線表示。其中虛線表示亞波長週期結構差分對的傳輸與串擾的效果。模擬的參數：w=w1=w2=w3=1.2mm，微帶線的總長度為10cm，基板21用RO4003的材料，金屬膜厚度t=0.0175mm，板厚h=0.508mm，槽深b=0.3w，週期長度d=1.0mm，分析的範圍由200MHz到12GHz。圖24中，第一端口13兩條微帶線輸入互補的差分信號，第二端口14為差分對的接收端，第三端口22是單端微帶線的近端，第四端口23表示單端微帶線的遠端。圖25中，模擬的參數：w=w1=w2=w3=1.2mm，微帶線的總長度為10cm，基板21用RO4003的材料，金屬膜厚度t=0.0175mm，板厚h=0.508mm，槽深b=0.3w,，週期長度d=1.0mm，分析的範圍由200MHz到12GHz，S dd21表示信號的傳輸能力，S sd41表示亞波長週期差分對與單端微帶線之間的串擾，其他參數a 1=0.1d,a 2=0.2d,a 3=0.7d,b 1=b 2=0.25b。圖26中，模擬的參數：w=w1=w2=w3=1.2mm，微帶線的總長度為10cm，基板21用RO4003的材料，金屬膜厚度t=0.0175mm，板厚h=0.508mm，槽深b=0.3w,，週期長度d=1.0mm，分析的範圍由200MHz到12GHz，S cd21表示差分模信號與共模信號的轉換效果。
第6實施例傳統差分對與單端微帶線耦合電路的結果如圖25、圖26實線所示。如圖25所示，其中差分對信號由第一端口13進入由第二端口14輸出的傳輸能力由S參數表示：S dd21.在200MHz的頻率下S dd21=-0.0679dB，在頻率12GHz下S dd21=-2.36253dB。如圖25所示，其中差分對信號由第一端口13進入由單端微帶線第四端口23輸出的串擾效果由S參數表示：S sd41，在200MHz下S sd41=-42.63854dB，12GHz下S sd41=-6.55742dB。如圖26所示，其中差分對信號由第一端口13進入由第二端口14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示：S cd21，在12GHz時S cd21=-12.96263dB。
第6實施例亞波長週期雙側髮夾式差分對與單端微帶線耦合電路的結果，如圖25、圖26虛線所示。如圖25所示，其中，差分對信號由第一端口13進入由第二端口14輸出的傳輸能力由S參數表示：S dd21.在200MHz的頻率下S dd21=-0.11412dB，在頻率12GHz下S dd21=-1.1716dB。如圖25所示，其中差分對信號由第一端口13進入由單端微帶線第四端口23輸出的串擾效果由S參數表示：S sd41，在200MHz下S sd41=-43.8893dB，12GHz下S sd41=-23.45903dB。如圖26所示，其中差分對信號由第一端口13進入由第二端口14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示：S cd21，在12GHz時S cd21=-36.05781dB。
第6實施例傳統差分對與亞波長週期雙側髮夾式差分對的比較結果，如圖25、圖26所示。如圖25所示，其中在12GHz傳統的差分對的S dd21=-2.36253dB，而亞波長週期差分對的S dd21僅下降到-1.1716dB，傳輸能力在高頻信號的情況下有顯著的提升。如圖25所示，其中在12GHz傳統的差分對與單端微帶線的串擾S sd41=-6.55742dB，亞波長週期差分對與單端微帶線的 串擾則是S sd41=-23.45903dB dB，串擾明顯地獲得抑制。如圖26所示，其中在12GHz傳統的差分對差模轉共模的效應12GHz的S cd21=-12.96263dB，亞波長週期差分對的S cd21=-36.05781dB，差模轉共模效應獲得抑制。輔助說明：圖25是圖24耦合電路的S參數計算結果。考慮圖25的數值結果，傳統差分對的S dd21用實線表示，在200MHz是-0.0679dB，在12GHz是-2.36253dB。亞波長週期雙側髮夾式差分對的S dd21用虛線表示，在200MHz是-0.11412dB，在12GHz是-1.1716dB.在較低頻的情況下傳統差分對有略優的傳輸能力，然而隨著頻率的升高，亞波長週期結構的傳輸能力更好，對於電磁磁場有較好的約束。由於這種對電磁場強烈的約束，亞波長週期雙側髮夾式差分對對於鄰近微帶線顯然將會有較低的干擾。隨著頻率的增加串擾越來越明顯，在12GHz時傳統差分結構對於單端微帶線的串擾S sd41為-6.55742dB，而亞波長週期雙側髮夾式差分對與單端微帶線的串擾S sd41只為-23.45903dB，具有明顯的抗串擾效果。圖26是耦合電路中差模轉共模隨頻率的變化結果。隨著頻率的升高，差模轉共模的效應是越加明顯。然而差分對如果刻有亞波長週期雙側髮夾式波紋則能夠有效地抑制轉換的效果.傳統差分對的差模轉共模信號的效應在12GHz是S cd21=-12.96263dB，而亞波長週期雙側髮夾式差分對的差模轉共模信號的效應則只有S cd21=-36.05781dB，顯然存在亞波長週期結構是可以有效抑制差模對共模的轉換效率。
本發明係提供一種低串擾高頻傳輸的差分對微帶線，如第4實施例、第5實施例、以及第6實施例，該些複數個凹槽，以亞波長的排列方式，如圖14、圖18、以及圖22所示，更包含有：對稱於該第一微帶線11之外側該些複數個凹槽，而且週期地排列於該第一微帶線11之內側；以及對稱 於該第二微帶線12之外側該些複數個凹槽，而且週期地排列於該第二微帶線12之內側。其中該第一微帶線11之內側與該第二微帶線12之內側之間的距離，如圖14、圖18、以及圖22所示係相距w 1。因此第4實施例、第5實施例、以及第6實施例中，第一微帶線11之兩側、以及該第二微帶線12之兩側，沿著微帶線邊緣排列的該些複數個凹槽，係具有且週期地亞波長的排列方式。
本發明係提供一種凹槽式差分對結構，如圖10、圖18所示，其中該複數個凹槽的結構，如第3實施例、第5實施例，係具有一矩型凹體15結合一矩型凸體16呈連續週期性的結構，相鄰該矩型凸體16之間距，係該複數個凹槽的週期排列長度。
本發明係提供一種開口凹槽式差分對結構，如圖1、圖14所示，其中該複數個凹槽的結構，如第1實施例、第4實施例，係具有一矩型凹體15結合一矩型凸體16呈連續週期性的結構，並於每一個凹槽之開口處，該每一矩型凸體16具有向該每一個凹槽中央平行延伸之二個一第一延伸部17。
本發明係提供一種髮夾式差分對結構，如圖5、圖22所示，其中該複數個凹槽的結構，如第2實施例、第6實施例，係具有複數Z型凸體20呈連續週期性的結構，於每一個凹槽之開口處，係該每一Z型凸體20具有向該每一個凹槽中央平行延伸之一第一延伸部17，且於每一Z型凸體20中段處，具有向該每一個凹槽中央平行延伸之一第二延伸部18，該第一延伸部17及該第二延伸部18的延伸方向係相反。
以上所述，乃僅記載本發明為呈現解決問題所採用的技術手段之較佳實施方式或實施例而已，並非用來限定本發明專利實施之範圍。即凡與本 發明專利申請範圍文義相符，或依本發明專利範圍所做的均等變化與修飾，皆為本發明專利範圍所涵蓋。
11‧‧‧第一微帶線
12‧‧‧第二微帶線
13‧‧‧第一端口
14‧‧‧第二端口
17‧‧‧第一延伸部
18‧‧‧第二延伸部
20‧‧‧Z型凸體
21‧‧‧基板
a、b、d、h、w、w1、ε r ‧‧‧尺寸

Claims (8)

  1. 一種低串擾高頻傳輸的差分對微帶線，其係包括：一第一微帶線，其係傳輸一第一傳輸信號，該第一微帶線具有週期性排列的複數個凹槽；以及一第二微帶線，其係平行該第一微帶線，且用以傳輸一第二傳輸信號，該第二傳輸信號與該第一傳輸信號係相位差為180°的互補信號，該第二微帶線具有週期性排列的複數個凹槽；其中，該些複數個凹槽以亞波長的方式，週期地排列於該第一微帶線之外側、以及該第二微帶線之外側，該亞波長的方式係該些複數個凹槽的週期排列長度，小於該傳輸的第一傳輸信號以及第二傳輸信號之波長，該些複數個凹槽係提供增強電磁波的亞波長約束。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之低串擾高頻傳輸的差分對微帶線，其更含有：一第一端口，其係該第一微帶線與該第二微帶線，個別輸入互補信號的端口；以及一第二端口，其係該第一微帶線與該第二微帶線，個別輸出互補信號的端口；其中沿著微帶線邊緣排列的該些複數個凹槽，係當由該第一端口傳輸互補信號至該第二端口時，降低差模轉共模的轉換效應。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之低串擾高頻傳輸的差分對微帶線，其中，該些複數個凹槽，其係當由該第一端口傳輸互補信號至該第二端口時，降低與相鄰近的一單一微帶線或一差分對的能量串擾效應。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之低串擾高頻傳輸的差分對微帶線，其中，該些複數個凹槽，以亞波長的排列方式，更包含有： 對稱於該第一微帶線之外側該些複數個凹槽，而且週期地排列於該第一微帶線之內側：以及對稱於該第二微帶線之外側該些複數個凹槽，而且週期地排列於該第二微帶線之內側。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之低串擾高頻傳輸的差分對微帶線，其中，更包括：一基板，該一第一微帶線以及該第二微帶線，係置於該基板上。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之低串擾高頻傳輸的差分對微帶線，其中，該些複數個凹槽的結構，係具有一矩型凹體結合一矩型凸體呈連續週期性的結構，相鄰該矩型凸體之間距，係該些複數個凹槽的排列週期長度。
  7. 如申請專利範圍第5項所述之低串擾高頻傳輸的差分對微帶線，其中，該複數個凹槽的結構，係具有一矩型凹體結合一矩型凸體呈連續週期性的結構，並於每一個凹槽之開口處，該每一矩型凸體具有向該每一個凹槽中央平行延伸之二個一第一延伸部。
  8. 如申請專利範圍第5項所述之低串擾高頻傳輸的差分對微帶線，其中，該些複數個凹槽的結構，係具有複數Z型凸體呈連續週期性的結構，該些複數Z型凸體，包括：一第一延伸部，其係於每一個該凹槽之開口處，向每一個該凹槽中央平行延伸；以及一第二延伸部，其係於每一該Z型凸體中段處，向每一個該凹槽中央平行延伸；其中，該第一延伸部及該第二延伸部的延伸方向係相反。
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